JP4247768B2 - 情報信号処理方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、情報を送信するためのディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ：digital audio broadcasting）などの技術に関し、特に、ＤＡＢなどのアプリケーションのためのハイブリッド帯域内（インバンド）オンチャネル（ＩＢＯＣ：in-band on-channel)方式を実現する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信技術の急激な発展により、ディジタルオーディオ情報、ビデオ情報あるいはデータを通信するための帯域幅に対する需要がますます増大している。例えば、ディジタルオーディオ情報を通信するために帯域幅を効率的に利用するため、知覚オーディオ符号化（ＰＡＣ：perceptual audio coding）技術が開発されている。ＰＡＣ技術について詳細には、米国特許第５，２８５，４９８号（発行日：１９９４年２月８日）、米国特許第５，０４０，２１７号（発行日：１９９１年８月１３日）に記載されている。このようなＰＡＣ技術によれば、オーディオ情報を表すオーディオ信号の一連の時間領域ブロックの各ブロックが周波数領域で符号化される。具体的には、各ブロックの周波数領域表現を複数の符号器帯域に分割する。各帯域を、音響心理学的基準に基づいて、オーディオ情報が大幅に圧縮されるように個別に符号化することにより、オーディオ情報がＰＣＭフォーマットのような単純なディジタルフォーマットで表現される場合よりも少ないビット数でオーディオ情報を表現することができる。
【０００３】
最近では、既存のアナログ振幅変調（ＡＭ）周波数帯域をさらに効率的に利用してディジタル情報も収容するというアイデアに業界は注目している。しかし、ディジタル通信のための追加容量を提供するようにＡＭ帯域を調整しても、ＡＭラジオ（無線）放送と同じ帯域でラジオ局によって現在発生されているアナログＡＭ信号にあまり影響を及ぼさないことが要求される。米国では、ＡＭラジオ放送によってカバーされる隣接する地理的エリアには異なるＡＭキャリア周波数が割り当てられ、これらは少なくとも２０ｋＨｚ離れている。具体的には、これらが正確に２０ｋＨｚ離れている場合、隣接するエリアに割り当てられるＡＭキャリアを「第２隣接キャリア」という。同様に、これらが１０ｋＨｚ離れている場合、隣接するエリアに割り当てられるＡＭキャリアを「第１隣接キャリア」という。
【０００４】
ＡＭ帯域の帯域幅を利用してディジタルオーディオ情報を通信する帯域内オンチャネルＡＭ（ＩＢＯＣ−ＡＭ）（「ハイブリッドＩＢＯＣ−ＡＭ」ともいう）方式が提案されている。この提案されている方式（システム）によれば、オーディオ情報を表現するディジタル変調信号は、アナログホストＡＭキャリアを中心とする例えば３０ｋＨｚのディジタル帯域を占有する。ディジタル変調信号のスペクトラムのパワーレベルは、ディジタル帯域の両端のそれぞれ１０ｋＨｚのサブバンド全体で一様な高さであることが可能である。
【０００５】
しかし、実装時には、２つのこのようなＩＢＯＣ−ＡＭ方式が２つの隣接するエリアでそれぞれ使用され、これらのエリアに割り当てられるホストＡＭキャリアは２０ｋＨｚ離れている可能性が高い。その場合、それぞれのホストＡＭキャリアを中心とするディジタル通信の３０ｋＨｚディジタル帯域は互いに１０ｋＨｚだけ重なり合うことにより、各エリアで好ましくない「隣接チャネル干渉」を生じる。特に、このような干渉を「第２隣接チャネル干渉」という。この場合に支配的な干渉キャリアは第２隣接キャリアからなるからである。例えば、第２隣接チャネル干渉は、それぞれの隣接エリアにおける（特に、それらのエリアが共有する境界の近い部分で）ディジタル通信を劣化させる。同様の問題は、例えば周波数変調（ＦＭ）ＩＢＯＣ方式（ＩＢＯＣ−ＦＭ方式あるいはハイブリッドＩＢＯＣ−ＦＭ方式ともいう）、衛星放送方式、インターネット無線方式、ＴＶ放送方式などの他のタイプのＩＢＯＣ方式でも生じる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従って、ディジタル通信のために既存の伝送帯域（例えばＡＭ、ＦＭまたはその他の帯域）を有効利用し、ＩＢＯＣ方式が使用される隣接エリアでの隣接チャネル干渉に対処する技術（例えば、ＰＡＣ技術に基づいて）が必要とされている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＩＢＯＣディジタルオーディオ放送などのアプリケーションで情報のマルチストリーム送受信を行う方法および装置が実現する。本発明によれば、情報信号から複数のビットストリームを生成し、これらのビットストリームは、ホストキャリア信号（例えば、ＡＭまたはＦＭホストキャリア信号）の周波数帯域を用いて送信される。複数のビットストリームを生成し送信する方法は、複数のファクタに基づくことが可能である。それらのファクタには、例えば、マルチディスクリプティブ（多重記述、multidescriptive）符号化、コア／エンハンスメント型のエンベデッド符号化、他の周波数帯域に対してある周波数帯域における基本符号化レートが低いこと、不均一誤り保護（ＵＥＰ：unequal error protection）のためのビット誤り感度分類、帯域の非一様パワープロファイル、全周波数帯域パワーの増大、および、他の帯域または同じ帯域内のビットストリームどうしの間に遅延を導入することによる周波数帯域やビットストリームの時間ダイバーシティの増大がある。個々のビットストリームは、外符号（例えば、ＣＲＣ符号、ＲＳ符号、ＢＣＨ符号、またはその他の線形ブロック符号）、および、内符号（例えば、畳込み符号、ターボ符号、またはトレリス符号化変調）を用いて、符号化可能である。
【０００８】
実施例では、オーディオ情報信号からビットストリームのセットを生成する。このビットストリームのセットは、例えば、オーディオ情報信号の別々の表現に対応する２つの多重記述(multiple description)ビットストリームをそれぞれ第１および第２のクラスのビットストリームに分けることによって生成される、全部で４個のビットストリームとすることが可能である。第１の多重記述ビットストリームに対する第１および第２のクラスのビットストリームは、ＦＭホストキャリアの第１側波帯のそれぞれ第１および第２のサブバンドで送信され、一方、第２の多重記述ビットストリームに対する第１および第２のクラスのビットストリームは、このＦＭホストキャリアの第２側波帯のそれぞれ第１および第２のサブバンドで送信される。第１クラスのビットストリームには、例えば、対応するサブバンドの非一様パワープロファイルの異なる部分を利用することによって、または、干渉に対する異なる感受性を有するサブバンド内のビットストリームの配置によって、第２クラスのビットストリームとは異なるレベルの誤り保護が与えられる。パフォーマンスを改善するために（例えば、フェージングがある場合に）、４個のビットストリームの少なくとも一部に遅延を導入することも可能である。
【０００９】
本発明は、従来の方式に比べて、例えばカバレジエリアの改善や必要なメモリの縮小のような、他のいくつかの重要な利点を有する。本発明は、複数番組の同時聴取・録音や、オーディオおよびデータの同時配信などのさまざまなアプリケーションとして実現可能である。さらに、本発明の技術は、例えば、音声、データ、ビデオおよび画像情報などの、他のタイプのディジタル情報にも適用可能である。さらに、本発明は、知覚符号器のみならず、広範囲のビットレートにわたり動作する他の圧縮技術を用いた他のタイプのソース（情報源）符号器にも適用可能であり、無線放送チャネル以外の伝送チャネルでも使用可能である。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について、オーディオ情報ビットの送受信に用いられる例示的なマルチストリーム技術とともに説明する。このようなオーディオ情報ビットは、例えば、D. Sinha, J. D. Johnston, S. Dorward and S. R. Quackenbush, "The Perceptual Audio Coder", in Digital Audio, Section 42, pp.42-1 to 42-18, CRC Press, 1998、に記載されている知覚オーディオ符号器（ＰＡＣ：perceptual audio coder）のようなオーディオ符号器によって生成されるオーディオビットである。しかし、本発明のマルチストリーム技術は、例えばビデオや画像情報などの他の多くのタイプの情報や、他のタイプの符号化デバイスにも適用可能である。さらに、本発明は、インターネットなどのコンピュータネットワークを通じての情報や、セルラマルチメディア、衛星、ワイヤレスケーブル、ワイヤレスローカルループ、高速ワイヤレスアクセスおよびその他のタイプの通信システムを通じての通信を含む、さまざまなタイプの通信アプリケーションに利用可能である。本発明は、例えば、周波数チャネル、タイムスロット、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）スロット、および、非同期転送モード（ＡＴＭ）やその他のパケット型伝送システムにおける仮想コネクションのような、任意のタイプの通信チャネルで利用可能である。
【００１１】
本発明は、例えばそれぞれＡＭまたはＦＭラジオ放送のためのラジオ局によって現在使用されている振幅変調（ＡＭ）または周波数変調（ＦＭ）周波数帯域の一部のような、複数の周波数帯域を通じてのディジタル通信のための技術に関する。本発明による方式は、周波数ｆcのアナログホストＡＭまたはＦＭキャリアを割り当てられた地理的エリアでＡＭまたはＦＭ周波数帯域を通じて例えばオーディオ情報を表すディジタル変調信号を有効に通信するために用いられる。ただし、隣接チャネル干渉がこのディジタル変調信号に影響を及ぼす。
【００１２】
オーディオ情報を有効に通信するとともに隣接チャネル干渉（特に、第２隣接チャネル干渉）に対処するために、本発明によれば、オーディオ情報を含むオーディオ信号を表す複数のビットストリームを生成するマルチストリーム符号化がＩＢＯＣ方式で実現され、ビットストリームはそれぞれディジタル側波帯内の個々のサブバンドを通じて伝送される。複数のサブバンドのうちのいくつかが隣接チャネル干渉やその他の悪いチャネル条件により重大な影響を受けた場合、受信されたビットストリームの全部またはその一部を用いてオーディオ信号を回復することが可能である。回復信号のオーディオ品質（例えば、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）に基づくもの、あるいは好ましくは、知覚に基づく尺度に基づくもの）は、基礎となる使用された受信ビットストリームによって異なる。一般に、使用される受信ビットストリームが多いほど、回復信号のオーディオ品質は高くなる。従来技術の方式とは異なり、本発明の方式によれば、悪いチャネル条件に対する頑強さ（ロバスト性）が増大し、このような悪条件が生じたときのディジタル通信の劣化が緩やかになる（グレースフルデグラデーション）。
【００１３】
例えば、ＩＢＯＣ−ＡＭ方式での使用に適した実施例では、３個のビットストリームを用いて、オーディオ情報を含むオーディオ信号を通信する。本発明によれば、これらのビットストリームのうちの１つはコアオーディオ情報を表し、「Ｃストリーム」と呼ばれる。他の２つのビットストリームは、第１および第２のエンハンスメントオーディオ情報を表し、それぞれ「Ｅ1ストリーム」および「Ｅ2ストリーム」と呼ばれる。後述のマルチストリーム符号化の設計のため、Ｃストリームのみに基づいて回復されるオーディオ信号は、実現可能ではあるが、許容可能な最低限の品質しか有しない。Ｃストリームと、Ｅ1ストリームまたはＥ2ストリームのいずれかとの組合せに基づいて回復されるオーディオ信号は、比較的高い品質を有する。Ｃストリームと、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームの両方との組合せに基づいて回復されるオーディオ信号は、最高の品質を有する。しかし、Ｅ1ストリームもしくはＥ2ストリームまたはその両方のみに基づいて回復されるオーディオ信号は実現可能でない。
【００１４】
そこで、本発明の１つの特徴によれば、図１において、最小限のコアオーディオ情報を表すＣストリームは、ｆc−５ｋＨｚとｆc＋５ｋＨｚの間のサブバンド１０３を通じて送信される。これは、第２隣接チャネル干渉に対する耐性がある。第１エンハンスメントオーディオ情報を表すＥ1ストリームは、ｆc−１５ｋＨｚとｆc−５ｋＨｚの間のサブバンド１０５を通じて送信される。これは、第２隣接チャネル干渉を受ける。また、第２エンハンスメントオーディオ情報を表すＥ2ストリームは、ｆc＋５ｋＨｚとｆc＋１５ｋＨｚの間のサブバンド１０７を通じて送信される。これも、第２隣接チャネル干渉を受ける。このように、最小限のコアオーディオ情報は、第２隣接チャネル干渉があっても回復可能であり、サブバンド１０５および１０７のいずれが第２隣接チャネル干渉によって重大な影響を受けているかに依存して、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのいずれかによってエンハンスされる。
【００１５】
図２に、本発明の原理を実現するＩＢＯＣ−ＡＭ通信方式における送信機２０１を示す。送信機２０１によって送信されるべきオーディオ情報を含むアナログオーディオ信号ａ（ｔ）はエンベデッドオーディオ符号器２０３（詳細は後述）に供給される。今のところ、マルチストリーム符号化に基づく符号器２０３は、リード２０９ａ、２０９ｂおよび２０９ｃ上のアナログ信号をそれぞれ表す上記のＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームを生成するということを知っていれば十分である。このようにして生成されるＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのビットレートはそれぞれ、Ｍ ｋｂ／ｓｅｃ、Ｓ１ ｋｂ／ｓｅｃおよびＳ２ ｋｂ／ｓｅｃである。例えば、符号器２０３が４８ｋｂ／ｓｅｃオーディオ符号器であれば、その場合のＭ、Ｓ１およびＳ２はそれぞれ１６、１６および１６とすることが可能である。これらのビットレートは、すべてのストリームが正しく受信された場合に結果として回復される信号の品質が、従来の非エンベデッドオーディオ符号器によってＭ＋Ｓ１＋Ｓ２ ｋｂ／ｓｅｃで生成される単一のストリームのものに近くなるように選択される。同様に、ＣストリームとＥ1ストリームまたはＥ2ストリームとの組合せに基づいて回復された結果として得られる信号の品質は、従来の非エンベデッドオーディオ符号器によってＭ＋Ｓ１ ｋｂ／ｓｅｃまたはＭ＋Ｓ２ ｋｂ／ｓｅｃで生成される単一のストリームのものに近くなる。さらに、ＣストリームとＥ1ストリームまたはＥ2ストリームとの組合せに対応する、結果として得られる品質は、アナログＡＭ品質よりも大幅に高い。
【００１６】
リード２０９ａ上のＣストリーム、リード２０９ｂ上のＥ1ストリームおよびリード２０９ｃ上のＥ2ストリームはそれぞれ、外チャネル符号器２１５ａ、外チャネル符号器２１５ｂおよび外チャネル符号器２１５ｃに供給される。外チャネル符号器２１５ａは、周知の前方誤り訂正符号化方式（例えば、この例ではリード・ソロモン（ＲＳ）符号化方式、あるいは、巡回冗長検査（ＣＲＣ）２元ブロック符号化方式）に従ってＣストリームを符号化して、送信後のＣストリームの誤りの訂正・検出を可能にする。Ｃストリームは、符号器２１５ａでブロックごとに処理される。各ブロックは、所定のビット数を有する。通常のように、符号器２１５ａは、符号化から得られるＲＳチェックシンボルをそれぞれの対応するブロックに付加する。同様に、符号器２１５ｂおよび２１５ｃはそれぞれ、ブロックごとにＥ1ストリームおよびＥ2ストリームを処理し、誤り訂正・検出の目的でストリームのそれぞれの対応するブロックにＲＳチェックシンボルを付加する。
【００１７】
ＲＳ符号化されたＣストリーム、ＲＳ符号化されたＥ1ストリームおよびＲＳ符号化されたＥ2ストリームはそれぞれトレリス符号器２２１ａ、２２１ｂおよび２２１ｃに供給される。トレリス符号器２２１ａは、受け取ったＲＳ符号化Ｃストリームをシンボル（ＲＳチェックシンボルとは異なる）期間ごとに処理する。このシンボル期間は、所定の継続時間Ｔ1を有する。
【００１８】
周知のように、符号器２２１ａは、入力ビットストリームをトレリス符号に従って符号化して、いわゆる「符号化利得」を通信システムに提供する。この符号化利得は、情報源ビットレートを犠牲にしたり放送帯域を追加したりせずに、加法的ノイズのようなランダムチャネル障害に対する高い耐性の形で現れる。具体的には、符号器２２１ａは、トレリス符号に従って入力ビットストリームに冗長性を導入することにより、図３の受信機３０１（後述）における最尤復号方式の使用を可能にする。この冗長性は、１個以上の追加ビットの形をとる。各シンボル期間中に、符号器２２１ａは、符号化ワードを形成する。この符号化ワードは、冗長ビットと、受け取ったＲＳ符号化Ｃストリームからのビットとを含み、従来の設計の信号点配置（コンステレーション）から１個のシンボルを選択するために使用される。符号器２２１ａで選択されたシンボルは、シンボルを擬似ランダム化するためにインタリーバ２２７ａでインタリーブされる。長さＫ1Ｔ1の時間フレーム中に、マルチキャリアモデム２３０ａは、周知の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に従って、インタリーバ２２７ａからのＫ1個のシンボルを処理する。ただし、Ｋ1は所定の数である。周知の方法で、モデム２３０ａは、Ｋ1個のシンボルに対応するＫ1個のパルス形成キャリアあるいはディジタル変調信号を生成する。得られたパルス形成キャリアは、送信回路２３５ａにより、パワープロファイル１０９を有するサブバンド１０３を通じて送信される。送信回路２３５ａは、例えば、無線周波数（ＲＦ）アップコンバータ、パワー増幅器およびアンテナを含み、これらはすべて従来の設計のものである。
【００１９】
同様に、各シンボル期間Ｔ2中に、トレリス符号器２２１ｂは、符号化ワードを形成する。この符号化ワードは、冗長ビットと、受け取ったＲＳ符号化Ｅ1ストリームからのビットとを含み、第２の所定の信号点配置から１個のシンボルを選択するために使用される。ただし、Ｔ2は所定の期間を表す。結果として得られる選択されたシンボルの列は、シンボルを擬似ランダム化するためにインタリーバ２２７ｂでインタリーブされる。長さＫ2Ｔ2の時間フレーム中に、マルチキャリアモデム２３０ｂは、周知のＯＦＤＭ方式に従って、インタリーバ２２７ｂからのＫ2個のシンボルを処理する。ただし、Ｋ2は所定の数である。周知の方法で、モデム２３０ｂは、Ｋ2個のシンボルに対応するＫ2個のパルス形成キャリアあるいはディジタル変調信号を生成する。得られたパルス形成キャリアは、送信回路２３５ｂにより、パワープロファイル１１１を有するサブバンド１０５を通じて送信される。
【００２０】
さらに、各シンボル期間Ｔ3中に、トレリス符号器２２１ｃは、同様に符号化ワードを形成する。この符号化ワードは、冗長ビットと、受け取ったＲＳ符号化Ｅ2ストリームからのビットとを含み、第３の所定の信号点配置から１個のシンボルを選択するために使用される。ただし、Ｔ3は所定の期間を表す。結果として得られる選択されたシンボルの列は、シンボルを擬似ランダム化するためにインタリーバ２２７ｃでインタリーブされる。長さＫ3Ｔ3の時間フレーム中に、マルチキャリアモデム２３０ｃは、周知のＯＦＤＭ方式に従って、インタリーバ２２７ｃからのＫ3個のシンボルを処理する。ただし、Ｋ3は所定の数である。周知の方法で、モデム２３０ｃは、Ｋ3個のシンボルに対応するＫ3個のパルス形成キャリアあるいはディジタル変調信号を生成する。得られたパルス形成キャリアは、送信回路２３５ｃにより、パワープロファイル１１３を有するサブバンド１０７を通じて送信される。Ｅ1ストリームとＥ2ストリームが等価でＳ１＝Ｓ２である場合（この例ではそうである）、Ｔ2＝Ｔ3かつＫ2＝Ｋ3である。
【００２１】
図３において、受信機３０１は、送信機２０１によってサブバンド１０３、１０５および１０７を通じてそれぞれ送信された信号を受信する。Ｃストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームに対応する受信信号は、受信回路３０７ａ、３０７ｂおよび３０７ｃにより処理される。これらの受信回路は、それぞれ上記の送信回路２３５ａ、２３５ｂおよび２３５ｃの逆の機能を実行する。回路３０７ａの出力は、送信されたＫ1個のパルス形成キャリアを含み、これは復調器３０９ａに供給される。これにより、復調器３０９ａは、コアオーディオ情報を含むシンボル列を生成する。生成されたシンボルは、上記のインタリーバ２２７ａの逆の機能を実行するデインタリーバ３１３ａによりデインタリーブされる。デインタリーブされたシンボルと、トレリス符号器２２１ａで用いられた信号点配置とに基づいて、トレリス復号器３１７ａは従来の方法で、周知のビタビアルゴリズムに従って、送信された可能性の最も高いシンボルは何であるかを決定することにより、ＲＳチェックシンボルを含むＣストリーム、すなわち、ＲＳ符号化されたＣストリームを回復する。外チャネル復号器３１９ａは、ＲＳ符号化ＣストリームビットのブロックからＲＳチェックシンボルを抽出し、対応するＣストリームビットのブロックについてＲＳチェックシンボルを検査する。各Ｃストリームビットブロックは、チャネル障害（例えば、サブバンド１０３内の送信信号との干渉）による誤りを含むことがある。各ブロック内の誤りの数があるしきい値（その値は、使用される実際のＲＳ符号化方式に依存する）より小さい場合、復号器３１９ａは、そのブロック内の誤りを訂正する。しかし、各ブロック内の誤りの数がしきい値より大きく、それらの誤りが復号器３１９ａによって検出された場合、復号器３１９ａは、誤り検出を示す第１フラグをブレンディングプロセッサ３２７（後述）に送る。復号器３１９ａは、回復されたＣストリームをエンベデッドオーディオ復号器３３０に送る。
【００２２】
同様に、回路３０７ｂの出力は、Ｅ1ストリームに対応するＫ2個のパルス形成キャリアを含み、これは復調器３０９ｂに供給される。これにより、復調器３０９ｂは、第１エンハンスメントオーディオ情報を含むシンボル列を生成する。生成されたシンボルは、上記のインタリーバ２２７ｂの逆の機能を実行するデインタリーバ３１３ｂによりデインタリーブされる。デインタリーブされたシンボルと、トレリス符号器２２１ｂで用いられた信号点配置とに基づいて、トレリス復号器３１７ｂは従来の方法で、周知のビタビアルゴリズムに従って、送信された可能性の最も高いシンボルは何であるかを決定することにより、ＲＳチェックシンボルを含むＥ1ストリーム、すなわち、ＲＳ符号化されたＥ1ストリームを回復する。外チャネル復号器３１９ｂは、ＲＳ符号化Ｅ1ストリームビットのブロックからＲＳチェックシンボルを抽出し、対応するＥ1ストリームビットのブロックについてＲＳチェックシンボルを検査する。各Ｅ1ストリームビットブロックは、チャネル障害（例えば、サブバンド１０５内の送信信号との第２隣接チャネル干渉）による誤りを含むことがある。各ブロック内の誤りの数が前述のしきい値より小さい場合、復号器３１９ｂは、そのブロック内の誤りを訂正する。しかし、各ブロック内の誤りの数がしきい値より大きく、それらの誤りが復号器３１９ｂによって検出された場合、復号器３１９ｂは、誤り検出を示す第２フラグをブレンディングプロセッサ３２７に送る。復号器３１９ｂは、回復されたＥ1ストリームをエンベデッドオーディオ復号器３３０に送る。
【００２３】
さらに、回路３０７ｃの出力は、Ｅ2ストリームに対応するＫ3個のパルス形成キャリアを含み、これは復調器３０９ｃに供給される。これにより、復調器３０９ｃは、第２エンハンスメントオーディオ情報を含むシンボル列を生成する。生成されたシンボルは、上記のインタリーバ２２７ｃの逆の機能を実行するデインタリーバ３１３ｃによりデインタリーブされる。デインタリーブされたシンボルと、トレリス符号器２２１ｃで用いられた信号点配置とに基づいて、トレリス復号器３１７ｃは従来の方法で、周知のビタビアルゴリズムに従って、送信された可能性の最も高いシンボルは何であるかを決定することにより、ＲＳチェックシンボルを含むＥ2ストリーム、すなわち、ＲＳ符号化されたＥ2ストリームを回復する。外チャネル復号器３１９ｃは、ＲＳ符号化Ｅ2ストリームビットのブロックからＲＳチェックシンボルを抽出し、対応するＥ2ストリームビットのブロックについてＲＳチェックシンボルを検査する。各Ｅ2ストリームビットブロックは、チャネル障害（例えば、サブバンド１０７内の送信信号との第２隣接チャネル干渉）による誤りを含むことがある。各ブロック内の誤りの数が前述のしきい値より小さい場合、復号器３１９ｃは、そのブロック内の誤りを訂正する。しかし、各ブロック内の誤りの数がしきい値より大きく、それらの誤りが復号器３１９ｃによって検出された場合、復号器３１９ｃは、誤り検出を示す第３フラグをブレンディングプロセッサ３２７に送る。復号器３１９ｃは、回復されたＥ2ストリームをエンベデッドオーディオ復号器３３０に送る。
【００２４】
エンベデッドオーディオ復号器３３０は、上記のエンベデッドオーディオ符号器２０３の逆の機能を実行し、受信したＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームをブレンド（混合）して、ａ（ｔ）に対応するオーディオ信号を回復することができる。しかし、ブレンディングプロセッサ３２７は、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのいずれを復号器３３０でＣストリームとブレンドするかを決定する。この決定は、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのデータ完全性の程度に基づく。また、ブレンディングプロセッサ３２７は、Ｃストリームのデータ完全性の程度に基づいてＣストリームの実現可能性を決定するとともに、受信機３０３からのＣストリームに基づいてオーディオ信号出力を制御することも可能である。このために、プロセッサ３２７は、復号器３３０でオーディオ信号を回復するためにＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームをそれぞれ使用するかどうかの決定を示す第１、第２および第３の制御信号を出力する。この制御信号に応答して、復号器３３０は、（ａ）フル（最大）レートで動作して、３個のすべてのストリームを利用してオーディオ信号を回復するか、（ｂ）低ビットレートにブレンドし、ＣストリームをＥ1ストリームまたはＥ2ストリームとともに利用してオーディオ信号を回復するか、（ｃ）最低ビットレートで動作して、Ｃストリームのみを利用してオーディオ信号を回復するか、または（ｄ）Ｃストリームに基づくオーディオ信号を回復しないかのいずれかを行う。まれであるが、イベント（ｄ）を避けるため、ＡＭ帯域を通じて通常のアナログＡＭ信号としてオーディオ信号を送信し、イベント（ｄ）が起きたときに受信機でそのアナログＡＭ信号に基づいてオーディオ信号を回復するなどの救済方法を設けることも可能である。
【００２５】
オーディオ信号を回復する際にＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのいずれを使用するかを決定する際にプロセッサ３２７がもとにする基準には、例えば、プロセッサ３２７に入力される第１、第２および第３フラグ（これらは、それぞれ、受信されたＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリーム内のビット誤りを示す）の頻度がある。超過すると対応するストリームが拒否すなわち「ミュート」される実際の頻度しきい値は、ストリームのビットレートや、要求される出力品質などに依存する。
【００２６】
上記の基準は、モデム２３０ａ、２３０ｂおよび２３０ｃのそれぞれの周期的トレーニング中に得られる各サブバンドに関する信号対干渉比の推定値も含むことが可能である。これらのモデムはマルチレベルシグナリングを実装し、さまざまなチャネル条件で動作するため、既知のシンボルを有するトレーニングシーケンスを用いて、復調器３０９ａ、３０９ｂおよび３０９ｃにおける等化およびレベル調整を周期的に行う。このようなトレーニングシーケンスは、信号対干渉比を推定するために使用することが可能である。この推定値が許容可能なしきい値を下回る場合、ブレンディングプロセッサ３２７は、対応する復調器から例外信号を受け取る。この例外信号に応答して、かつ、他の基準に応じて、プロセッサ３２７は、その復調器に対応するストリームに関する制御信号を出力して、復号器３３０にそのストリームをミュートさせる。例外信号は、基準以下の信号対干渉比によって影響を受けるストリームの部分と時間的に整列している必要があるため、遅延素子３３５を用いて、このようなストリーム部分がデインタリーバおよび介在する復号器を通る際の遅延を補償する。
【００２７】
上記のハイブリッドＩＢＯＣ−ＡＭの実施例は、本発明の原理の単なる例示である。理解されるように、当業者であれば、本発明の原理を実現し本発明の技術思想および技術的範囲内にある他の多くの構成を考えることが可能である。
【００２８】
例えば、実施例では、３つのストリーム、すなわち、Ｃストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームを用いて、送信されるオーディオ信号を表現している。しかし、理解されるように、使用されるこのようなストリームの数は、３より小さくすることも大きくすることも可能である。
【００２９】
さらに、前述のように、ディジタル品質のオーディオ信号は、Ｃストリームが実現可能であるときに限り再生可能である。しかし、理解されるように、オーディオ信号は、混合ブレンディング方式(mixed blending approach)に従って、ＡＭ帯域を通じてホストアナログＡＭ信号として送信されることも可能である。この方式では、Ｃストリームが失われ、少なくとも１つのＥiストリームが受信機で回復された場合、このＥiストリームを用いてアナログオーディオ信号出力をエンハンスさせることが可能である。ただし、ｉは一般に１以上の整数を表す。例えば、Ｅiストリームを用いて、高周波内容やステレオ成分をアナログ信号に追加することが可能である。ＥiストリームおよびＣストリームがすべて失われた場合、受信機は、アナログオーディオ信号出力のみを提供することになる。
【００３０】
さらに、実施例では、相補的な量子化器を用いて、通信のために、等価なエンハンスメントビットストリーム（例えば、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームを生成している。しかし、本明細書の記載に基づいて明らかに、当業者であれば、同様の相補的な量子化器を用いて、通信のために、等価な複数のＣストリーム（例えば、Ｃ1ストリームおよびＣ2ストリーム）を使用することも可能である。例えば、代替実施例では、本発明に従ってａ（ｔ）を符号化して、エンハンスメントビットストリーム、Ｃ1ストリームおよびＣ2ストリームをそれぞれ８ｋｂ／ｓｅｃ、２０ｋｂ／ｓｅｃおよび２０ｋｂ／ｓｅｃで生成することが可能である。
【００３１】
さらに、実施例では、例として、サブバンド１０３を用いてＣストリームを送信している。理解されるように、送信のために、例えばサブバンド１０３をさらに等分割してＣストリームの複製、すなわち、等価なＣストリームを生成し、コアオーディオ情報に追加のロバスト性を与えることも可能である。
【００３２】
さらに、上記のマルチストリーム符号化方式は、ｆcにおけるアナログホストＡＭキャリアの周りのさまざまなサイズのディジタル帯域（例えば、ｆc±５ｋＨｚ、ｆc±１０ｋＨｚ、ｆc±１５ｋＨｚ、ｆc±２０ｋＨｚなど）に適用可能である。
【００３３】
さらに、上記のマルチストリーム符号化方式は、オーディオ情報のみならず、テキスト、グラフィクス、ビデオなどに関する情報の通信にも適用可能である。
【００３４】
さらに、上記のマルチストリーム符号化方式および混合ブレンディング方式は、ハイブリッドＩＢＯＣ−ＡＭ方式のみならず、例えばＩＢＯＣ−ＦＭ方式、衛生放送方式、インターネットラジオ方式、ＴＶ放送方式などの他の方式にも適用可能である。
【００３５】
さらに、本発明のマルチストリーム符号化方式は、ＢＣＨ(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem)符号化などの、上記のＲＳ符号化とは異なる他の周知のチャネル符号化とともに、不均一誤り保護（ＵＥＰ）感度分類の有無にかかわらず、使用可能である。
【００３６】
さらに、実施例では、マルチキャリアモデム２３０ａ、２３０ｂおよび２３０ｃは例としてＯＦＤＭ方式を実装している。理解されるように、当業者であれば、このようなモデムにおいて、周波数分割多重トーン方式、時分割多重（ＴＤＭ）方式、または符号分割多重（ＣＤＭ）のような他の方式を代わりに利用することが可能である。
【００３７】
さらに、マルチストリーム符号化方式における個々のビットストリームの送信のための周波数サブバンドは連続している必要はない。さらに、異なるサブバンドに適用されるチャネル符号化およびインタリーブ技術は同一でなくてもよい。
【００３８】
さらに、各周波数サブバンドは、周知の時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方式により周波数サブバンドを時間共有（タイムシェアリング）することによって、あるいは、周知の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式により周波数サブバンドを符号共有することによって、あるいは、サブバンドの同様の暗黙の分割により別の方法で周波数サブバンドを共有することによって、マルチストリーム符号化方式における複数のビットストリームの送信に使用可能である。
【００３９】
さらに、マルチストリーム符号化方式におけるディジタル変調信号のパワープロファイルは、伝送帯域にわたり一様でなくてもよい。
【００４０】
最後に、送信機２０１および受信機３０１は、本明細書では、さまざまな送信機および受信機の機能がディスクリートな機能ブロックによって実行される形式で説明した。しかし、これらの機能のいずれも、これらのブロックの一部の機能、あるいはその全部の機能が、例えば、適当にプログラムされたプロセッサによって実現されるような構成でも同様に実現可能である。
【００４１】
前述のように、図１〜図３に関して説明したマルチストリーム送受信方式は、ＩＢＯＣ−ＦＭ方式や、他のタイプのディジタル放送方式にも適用可能である。図４に、本発明によるマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式のいくつかの例を列挙する。各方式ごとに、図４の表は、２つの側波帯のそれぞれでのオーディオ符号器レート、１側波帯チャネル符号レート、２側波帯チャネル符号レート、パワープロファイル、情報源符号器タイプ（適用がある場合）、チャネル符号タイプ、およびストリーム数（ＭＳ）を指定している。以下でさらに詳細に説明するように、本発明の実施例は、マルチストリーム符号化およびビット配置の使用によるパフォーマンスの改善、時間ダイバーシチが導入された伝送、および、複数の周波数帯域または与えられた周波数帯域内の非一様なパワープロファイルを提供する。本発明のこれらの特徴により、例えば、従来の方式に比べて、カバレジエリアの増大や、必要メモリの低減などの顕著な効果を奏することができる。
【００４２】
図４に列挙した各方式は、チャネル符号（内符号ともいう）と外符号の両方を利用する。図４の方式または本発明のその他の方式で使用可能な内符号には、ブロック符号や畳込み符号、いわゆる「ターボ」符号、および、トレリス符号化変調に関連する符号化がある。使用可能な外符号の例には、ＣＲＣ、ＲＳ符号、ＢＡＣＨ、およびその他のタイプの線形ブロック符号がある。
【００４３】
図４の方式１は、ＯＦＤＭ変調による２つの側波帯にわたる単一ストリーム伝送構成において９６ｋｂ／ｓｅｃオーディオ符号化を使用するベースライン方式である。ディジタルオーディオのための２つの周波数側波帯が、ホストアナログＦＭ信号の両側で伝送される。一様なパワープロファイル、すなわち、図５のプロファイルａが使用される。チャネル符号化は、各側波帯でレート４／５、メモリ６で、全体でレート２／５、メモリ６の、両側波帯の相補的パンクチャドペア畳込み（ＣＰＰＣ：complementary punctured pair convolutional）チャネル符号化構成である。最適ビット配置（ＯＢＰ：optimum bit placement）が、チャネル符号とともに用いられる。本発明のＩＢＯＣ−ＦＭ方式での使用に適したＣＰＰＣ符号およびＯＢＰ法は、例えば、米国特許出願第０９／２１７，６５５号（出願日：１９９８年１２月２１日、発明者：Brian Chen and Carl-Erik W. Sundberg）に記載されている。
【００４４】
方式１の重大な問題点は、特に、例えば重大な干渉により、一方の側波帯しか受信機で利用可能でないときに、ディジタル伝送に対するカバレジが制限されることが推定されることである。この問題点は、ソフト結合(soft combining)を用いても重大なままである。
【００４５】
図４の方式２〜９は、次の技術のうちの１つ以上を利用して、ベースライン方式１に比べて、信号対ノイズ比を改善して、ディジタル信号カバレジを広げる。
・マルチストリーム伝送
・マルチデスクリプティブ（ＭＤ）オーディオ符号化
・図２および図３に関して既に説明したようなコア／エンハンスメントタイプのエンベデッドオーディオ符号化
・１側波帯での低い基本オーディオ符号化レート
・不均一誤り保護（ＵＥＰ）のためのビット誤り感度分類、
・側波帯上の修正されたパワープロファイル
・全側波帯パワーの増大
例えば、側波帯あたりのＰＡＣオーディオ符号化レートを６４ｋｂ／ｓｅｃに下げることにより、低レートのチャネル符号の利用を可能にするのに十分な追加帯域幅が得られる。図４の方式２〜９では、少なくとも一方の側波帯で６４ｋｂ／ｓｅｃのオーディオ符号化レートを使用することにより、ベースライン方式１のレート４／５符号の代わりに、大幅に強力なチャネル符号（すなわち、レート１／２畳込みチャネル符号）を使用することが可能となる。
【００４６】
本発明によるその他の技術も、さらにパフォーマンスを改善するために使用可能である。例えば、図４の方式において、異なる側波帯のビットストリームどうしの間に、あるいは、同じ側波帯内に、遅延を導入することによって、周波数帯域の増大およびビットストリーム時間ダイバーシチを提供することが可能である。このような構成は、フェージングの存在下でのパフォーマンスを改善するために使用可能である。本発明での使用に適した時間ダイバーシチ技術は、米国特許出願第０９／１０２，７７６号（出願日：１９９８年６月２３日、発明者：Robert L. Cupo et al.）にさらに詳細に記載されている。
【００４７】
複数の情報源符号化ストリームの生成は、ビットストリーム分割、マルチデスクリプティブ符号化、およびエンベデッド符号化のようなマルチストリームＰＡＣ符号化技術を用いて達成される。特定のマルチストリーム伝送方式が、ソース信号のマルチストリーム表現を生成するためにこれらの技術のうちの１つ以上を使用することが可能である。ビットストリーム分割法では、ソースビットは、ビット誤りに対する感度の異なる複数のクラスに分割され、各クラスは、ＵＥＰ技術により異なるレベルの誤り保護を与えられる。本発明は、米国特許出願第０９／０２２，１１４号（出願日：１９９８年２月１１日、発明者：Deepen Sinha and Carl-Erik W. Sundberg）、および、米国特許出願第０９／１６３，６５６号（出願日：１９９８年９月３０日、発明者：Deepen Sinha and Carl-Erik W. Sundberg）に記載されているようなＵＥＰ技術とともに利用可能である。
【００４８】
マルチデスクリプティブ符号化法では、ソースビットは複数の等価なストリームに符号化され、これらのストリームのいずれかが独立に復号可能であるとともに、他のサブストリームと組み合わせて異なるレベルの回復オーディオ品質を提供する。エンベデッド符号化法では、ソースビットは、コア（主要）ビットストリームと、１つ以上のエンハンスメントビットストリームに符号化される。本発明での使用に適したマルチデスクリプティブ符号化法およびエンベデッド符号化法の例は、米国特許出願第０９／２８０，７８５号（出願日：１９９８年３月２９日、発明者：Peter Kroon and Deepen Sinha）に記載されている。
【００４９】
図４に列挙したパワープロファイルを図５に示す。ここで、ａ＋およびａ′＋と呼ぶパワープロファイルは、パワープロファイルａおよびａ′で側波帯全体にわたり３ｄＢだけ一様にパワーを増大させたものに対応する。図５には、各パワープロファイルの一方の側波帯のみを示すが、他方の側波帯も同様に構成されることが理解されるべきである。プロファイル内の増大したパワーレベルを、パワーレベルＰを基準にして、Ｐの倍数として表す。例えば、２．５Ｐは、プロファイルｂにおける増大したレベルである。増大したパワーレベルは、レベルＰと比較したｄＢでも示す。すなわち、レベルＰは０ｄＢに対応する。図５に示すパワープロファイルは単なる例示であり、他の多くのタイプのプロファイルも使用可能である。個々の選択されるプロファイルは一般に、例えば自己干渉や隣接チャネル干渉のような干渉効果の性質などのアプリケーション固有のいくつかのファクタに依存する。本発明での使用に適した非一様パワープロファイルに関してさらに詳細には、米国特許出願第０９／０６４，９３８号（出願日：１９９８年４月２２日、発明者：Brian Chen and Carl-Erik W. Sundberg）に記載されている。
【００５０】
図６および図７に、図４の方式７および９の動作についてさらに詳細に示す。方式７および９は、本発明によるＩＢＯＣ−ＦＭ方式の好ましい実施例を表す。これらの方式はいずれも、１２８ｋｂ／ｓｅｃの全情報源符号器レート、レート１／２畳込みチャネル符号、マルチデスクリプティブ符号化、２レベルＵＥＰ、および、少なくとも４個のビットストリームを利用する。図６において、オーディオ信号は、まず、マルチデスクリプティブ符号化法を用いて符号化され、２つのストリームＳ1およびＳ2がそれぞれ６４ｋｂ／ｓｅｃで生成される。ストリームＳ1およびＳ2は、ホストＦＭ信号６０２で、それぞれ側波帯６０４および６０６として送信される。マルチデスクリプティブストリームＳ1およびＳ2を異なる周波数帯域で送信することにより、本発明による情報ダイバーシチおよび周波数ダイバーシチが両方とも実現される。図４では、方式７は図５のパワープロファイルｂ、ｃ、ｄまたはｅを利用可能であると示されているが、図６に示した実施例はパワープロファイルｂを利用する。このプロファイルは、図示のように、２つの側波帯６０４および６０６のそれぞれにサブバンドＡ、ＢおよびＣを含む。
【００５１】
図６の２つのストリームＳ1およびＳ2は、ビットストリーム分類器を用いてクラスＩおよびクラスＩＩという２つのクラスに分割される。クラスＩビットは、重要性の高いオーディオビットを表し、非一様パワープロファイルｂの高パワーサブバンドＢに対応させることによって、高レベルの誤り保護が与えられる。クラスＩＩビットは、クラスＩビットに比べて、再構成されるオーディオ品質にとって重要性が低く、パワープロファイルｂの低パワーサブバンドＡおよびＣに対応させることによって、低いレベルが与えられる。各側波帯６０４および６０６のサブバンドＡ、ＢおよびＣは、レート１／２畳込み符号（内符号）と、ＣＲＣ外符号とを用いて、送信のために符号化される。方式７の送信は、４ストリーム実装または６ストリーム実装を利用することが可能である。
【００５２】
なお、パワープロファイルｂでのクラスＩのビットの全利得は、ガウシアンチャネルで８〜９．４ｄＢのオーダーである。この利得値は、フェージングチャネルでは高くなると期待される。いくつかのアプリケーションでは、クラスＩとＩＩの間の適当なバランスの維持を改善するために、図５のタイプｃのパワープロファイルが使用される。
【００５３】
また、図６は、方式７の複数のストリームを復号する受信機の一部も示している。受信機は、ストリームＳ1の内符号および外符号をそれぞれ復号する際に用いられるレート１／２ビタビ復号器６１２、６１４、６１６ならびにＣＲＣ復号器６３２、６３４および６３６と、ストリームＳ2の内符号および外符号をそれぞれ復号する際に用いられるレート１／２ビタビ復号器６２２、６２４、６２６ならびにＣＲＣ復号器６４２、６４４および６４６とを有する。４ストリーム実装では、図６で実線で示すように、側波帯６０４のサブバンドＡおよびＣはビタビ復号器６１２およびＣＲＣ復号器６３２で復号され、側波帯６０４のサブバンドＢはビタビ復号器６１４およびＣＲＣ復号器６３４で復号され、側波帯６０６のサブバンドＡおよびＣはビタビ復号器６２２およびＣＲＣ復号器６４２で復号され、側波帯６０６のサブバンドＢはビタビ復号器６２４およびＣＲＣ復号器６４４で復号される。図６で破線で示す復号器６１６、６２６、６３６および６４６はこの実装では使用されず、受信機から省略可能である。なお、図６および図７に示す方式では、ＣＲＣブロック長は従来の技術を用いて最適化することが可能である。当業者に周知のリストビタビアルゴリズムもこの復号プロセスで使用可能である。
【００５４】
方式７の受信機の６ストリーム実装は、側波帯６０４のサブバンドＣをビタビ復号器６１６およびＣＲＣ復号器６３６で復号し、側波帯６０６のサブバンドＡをビタビ復号器６２６およびＣＲＣ復号器６４６で復号する。前の実装の場合と同様に、側波帯６０４のサブバンドＡはビタビ復号器６１２およびＣＲＣ復号器６３２で復号され、側波帯６０６のサブバンドＣはビタビ復号器６２２およびＣＲＣ復号器６４２で復号される。これらの実装例のいずれにおいても、ＣＲＣ復号器の出力はＰＡＣ復号器６５０に入力され、ＰＡＣ復号器６５０は、再構成されたオーディオ出力信号を生成してスピーカ６５２、６５４に送る。
【００５５】
次に、図７において、オーディオ信号は、まず、マルチデスクリプティブ符号化法を用いて符号化され、２つのストリームＳ1およびＳ2がそれぞれ６４ｋｂ／ｓｅｃで生成される。ストリームＳ1およびＳ2は、ホストＦＭ信号７０２で、それぞれ側波帯７０４および７０６として送信される。図４では、方式９は図５のパワープロファイルａまたはａ＋を利用可能であると示されているが、図７に示した実施例はパワープロファイルａ＋を利用する。このプロファイルは、図示のように、２つの側波帯７０４および７０６のそれぞれにサブバンドＡ′およびＢ′を含む。
【００５６】
方式７の場合と同様に、方式９における２つのストリームＳ1およびＳ2は、ビットストリーム分類器を用いてクラスＩおよびクラスＩＩという２つのクラスに分割される。クラスＩビットは、重要性の高いオーディオビットを表し、一様パワープロファイルａ＋のサブバンドＢ’に対応させることによって、高レベルの誤り保護が与えられる。サブバンドＢ’は、パワープロファイルのうち、干渉（例えば第１隣接チャネル干渉）を受けにくいサブバンドである。クラスＩＩビットは、クラスＩビットに比べて、再構成されるオーディオ品質にとって重要性が低く、パワープロファイルａ＋のサブバンドＡ’に対応させることによって、低いパワーレベルが与えられる。すなわち、重要性の高いビットはホストの両側のサブバンドＢ’で送信され、重要性の低いビットは両側のサブバンドＡ’で送信される。このＵＥＰ構成は、第１隣接干渉源は一般にサブバンドＢ’においてよりもサブバンドＡ’においてのほうが高いレベルの干渉を引き起こすということを利用する。こうして、側波帯全体での干渉変化を活用することにより、この種の周波数分割ＵＥＰからパフォーマンス利得が得られる。各側波帯７０４および７０６のサブバンドＡ’およびＢ’は、レート１／２畳込み符号（内符号）と、ＣＲＣ外符号とを用いて、送信のために符号化される。方式９の送信は、４ストリーム実装を利用する。
【００５７】
また、図７は、方式９の複数のストリームを復号する受信機の一部も示している。受信機は、ストリームＳ1の内符号および外符号をそれぞれ復号する際に用いられるレート１／２ビタビ復号器７１２、７１４ならびにＣＲＣ復号器７３２、７３４と、ストリームＳ2の内符号および外符号をそれぞれ復号する際に用いられるレート１／２ビタビ復号器７２２、７２４ならびにＣＲＣ復号器７４２、７４４とを有する。４ストリーム実装では、側波帯７０４のサブバンドＡ′はビタビ復号器７１２およびＣＲＣ復号器７３２で復号され、側波帯７０４のサブバンドＢ′はビタビ復号器７１４およびＣＲＣ復号器７３４で復号され、側波帯７０６のサブバンドＡ′はビタビ復号器７２２およびＣＲＣ復号器７４２で復号され、側波帯７０６のサブバンドＢ′はビタビ復号器７２４およびＣＲＣ復号器７４４で復号される。ＣＲＣ復号器７３２、７３４、７４２および７４４の出力はＰＡＣ復号器７５０に入力され、ＰＡＣ復号器７５０は、再構成されたオーディオ出力信号を生成してスピーカ７５２、７５４に送る。なお、図６および図７に例示した方式は、前述の時間ダイバーシチ技術により、複数のビットストリームどうしの間に遅延を導入するように構成することも可能である。
【００５８】
上記の方式７および９は、干渉またはその他のタイプの送受信の問題点の存在下でのグレースフルデグラデーションを提供するいくつかの組込みディジタルブレンドモードを有する。図８に、方式７および９の４ストリーム実装のような４ストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式に対するこれらのブレンドモードをまとめた表を示す。図８では、一方の側波帯に関連するクラスＩおよびクラスＩＩのストリームを他方の側波帯に関連するクラスＩおよびクラスＩＩのビットから区別するために、一方の側波帯に関連するクラスＩおよびクラスＩＩのストリームをそれぞれクラスＩ′およびクラスＩＩ′のストリームとして表す。この例では、時間ダイバーシチの目的でビットストリームどうしの間に導入される遅延は受信機によって除去されていると仮定する。
【００５９】
図８の表の第１列は、利用可能なストリーム、すなわち、与えられた伝送状況下で大きな劣化なしにどのストリームが受信可能かを指定し、第２列は、再構成されるオーディオの対応する品質を示す。例えば、クラスＩ、ＩＩ、Ｉ′およびＩＩ′に対応するストリームが利用可能である場合、結果として得られる再構成オーディオ品質は、９６ｋｂ／ｓｅｃ単一ストリームＰＡＣ品質のオーダーである。クラス（Ｉ＋ＩＩ＋ＩＩ′）またはクラス（ＩＩ＋Ｉ′＋ＩＩ′）に対応するストリームが利用可能である場合、６４ｋｂ／ｓｅｃ単一ストリームＰＡＣ品質より良好になる。クラス（Ｉ＋ＩＩ）またはクラス（Ｉ′＋ＩＩ′）に対応するストリームが利用可能である場合、アナログＦＭ品質より良好になる。クラス（Ｉ＋Ｉ′）に対応するストリームが利用可能である場合の品質レベルは未知であるが、クラスＩまたはクラスＩ′に対応するストリームが利用可能である場合の品質レベルは非常に劣化すると予想される。
【００６０】
図９に、方式２〜９で使用可能なレート１／２チャネル符号の例を提供する表を示す。Ｍは符号メモリであり、ｄfは自由ハミング距離である。符号ジェネレータは８進数で与えられ、重みスペクトル（ａdイベント、ｃdビット）も与えられている。なお、Ｍ＝７およびＭ＝９のレート１／２符号は特に低い重みを有する。Ｍ＝８すなわち２５６状態の選択は、チャネル符号の選択に対する適度な複雑さのレベルを表す。図９の表に示すいくつかのレート１／２符号は、T. Ottosson, "Coding, Modulation and Multiuser Decoding for DS-CDMA Systems", Ph.D. thesis, Chalmers University of Technology, Gothenburg, Sweden, November 1997、からのものである。もちろん、他の多くのタイプおよび構成の符号も、本発明のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式で使用可能である。
【００６１】
図１０〜図１３は、本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンスの改善を示す。図１０、図１１および図１２は、ベースライン方式１におけるレート４／５、Ｍ＝６の符号と比較して、それぞれレート１／２、レート２／３およびレート３／４の符号を使用した結果の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）における利得を示す。それぞれの場合において、図５の一様パワープロファイルａおよびガウシアンチャネルを仮定する。図１０には、ｄf＝４の片側レート４／５方式、および、これに対応するｄf＝１１の両側レート２／５方式の利得を示す。レート２／３およびレート３／４の符号は、G. C. Clark Jr. and J. B. Cain, "Error Correction Coding for Digital Communication", Plenum Press, New York, 1981、からのものである。
【００６２】
なお、ベースラインレートを一方の側波帯でレート１／２に変更し、他のすべてのパラメータは変えない方式のオーディオ符号器レートは、６０ｋｂ／ｓｅｃである。このような方式で６４ｋｂ／ｓｅｃのオーディオ符号器レートを利用するには、８／１５のチャネル符号レートが必要となる。このような符号は利用可能ではあるが、このような符号は一般に、レート１／３の母符号をパンクチャ処理することからのレートコンパチブルパンクチャド符号（ＲＣＰＣ：rate compatible punctured code）制約に最適化される。パフォーマンスを改善した符号は、別の母符号（例えば、レート１／２の母符号）を用いて得られる。
【００６３】
図１０からわかるように、Ｍ＝６の片側６０ｋｂ／ｓｅｃ、レート１／２方式は、Ｍ＝６の両側９６ｋｂ／ｓｅｃ、レート２／５方式と、ＳＮＲパフォーマンスにおいて同等である。また、明らかなように、Ｍ≧８のレート１／２方式は、Ｍ＝６のレート２／５方式より優れている。さらに、両側１２０ｋｂ／ｓｅｃ、レート１／２、Ｍ＝６方式は、ガウシアンチャネルの漸近誤り率パフォーマンスにおいて、９６ｋｂ／ｓｅｃ、レート２／５、Ｍ＝６方式と同等である。レート１／２符号には不十分な帯域幅しかない本発明の実施例では、代わりに例えばレート８／１５符号を利用することが可能であるが、ＳＮＲの利得はやや小さくなる。このような実施例に対して、許容可能なレート８／１５符号を決定するために直接的な符号探索を実行することも可能である。
【００６４】
図１３に、上記のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式のシミュレーションに基づくパフォーマンス測定値をまとめる。ガウシアンチャネルの場合、このシミュレーションは、レート１／２符号および６０ｋｂ／ｓｅｃオーディオ符号器ではサブバンドＢで約８ｄＢの利得を予測している。サブバンドＡおよびＣでは、ＳＮＲ利得は、一様パワープロファイルａでは、ベースラインの９６ｋｂ／ｓｅｃ、レート４／５符号に比べて約４ｄＢである。図１３には、ベースラインのレート４／５方式１と比較した、チャネルＳＮＲ（Ｅs／Ｎo）の推定利得を示す。サブバンドＢ（またはＢ′）およびサブバンドＡ＋Ｃ（またはＡ′）における２つのＵＥＰ誤り確率をそれぞれＰIおよびＰIIで表す。
【００６５】
図１３に示すように、パワープロファイルｂの場合、２つの誤り率確率ＰIおよびＰIIは約４ｄＢ離れている。この場合の方式全体のパフォーマンスはＰIIにより制限されていると考えられる。パワープロファイルｃの場合、２つの誤り率確率はプロファイルｂの場合よりも近い（しかもいずれも改善されている）。従って、パワープロファイルｃは、干渉が許容可能なレベルの場合のアプリケーションにおける好ましい解決法となりうる。プロファイルｃの形状は、個々のアプリケーションで必要に応じてさらに修正することも可能である。このような可能な修正の１つは図５のプロファイルｄである。これは、プロファイルｃよりも全側波帯パワー増大が低く、ＰIおよびＰIIの値はプロファイルｃの場合よりもさらに互いに接近している。パワープロファイルの形状の最適化は、ホスト信号への干渉、第１隣接干渉レベルおよびＦＣＣ放射マスクやその他の条件を含むいくつかのファクタに基づくことが可能である。フェージングチャネルの場合、図１３の利得は下限とみなすことが可能である。
【００６６】
図１３にまとめたシミュレーションにおける２レベルＵＥＰは、クラスＩおよびＩＩの両方で同じレート１／２符号を用い、これらの２つのクラスで異なる平均パワーレベルを用いて得られる。従って、一様パワープロファイルａでは、この方法によるＵＥＰ利得はない。本発明のその他の実施例では、平均レートを１／２として、１／２より高いレート（クラスＩＩ）および低いレート（クラスＩ）の２つの異なるチャネル符号を使用することによりＵＥＰ利得が得られる。このような方法は、例えば、側波帯全体で一様に３ｄＢだけパワーを増大させた場合（すなわち、パワープロファイルａ＋）に使用可能であり、パワープロファイルｄで得られるのと同様の結果が得られる。このような実施例におけるチャネル符号は、符号探索により見つけることができる。あるいは、周波数分割ＵＥＰ法を利用することも可能であり、この場合、サブバンドＢおよび（Ａ＋Ｃ）において同じレート１／２符号が用いられる。この場合、一様ノイズチャネルでは利得はないが、例えば第１隣接干渉型のチャネルでは利得が得られる。この周波数分割ＵＥＰ法に関してさらに詳細には、前掲の米国特許出願第０９／１６３，６５６号に記載されている。
【００６７】
図４に列挙した例示的なマルチストリーム方式で用いられるＯＦＤＭモデムのトーン数および構造にはいくつかの選択肢がある。可能な実装の１つは、２個の７０ｋＨｚ側波帯を使用し、各側波帯で約９０個のトーンを使用する。この例の実装では、単一の５１２高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用し、ｋＨｚあたりのトーン数は１．２９である。もう１つの実装は、側波帯あたり２倍のトーン数、すなわち約１８０個のトーンを使用し、ゼロパディングによる単一の１０２４ＦＦＴを使用する。この実装におけるシンボル時間は、前の例の２倍の長さである。さらに、同じマルチパスに対して、巡回拡張のための相対オーバーヘッドは２分の１に縮小される。この実装におけるｋＨｚあたりのトーン数は２．５７である。さらにもう１つの選択肢では、２つの別々のＯＦＤＭモデムを上下の側波帯で使用する。例えば、２個の２５６ＦＦＴの場合、巡回拡張オーバーヘッドは、ゼロパディングによる単一の１０２４ＦＦＴの場合よりもさらに少なくなる。この場合のｋＨｚあたりのトーン数は３．６６である。ＦＦＴは単純になるが、２個のモデムを使用しなければならない。
【００６８】
図５の非一様パワープロファイルを使用する場合、チャネルがガウシアンチャネルであっても、インタリーバの設計はパワープロファイルを考慮に入れることが重要である。その理由は、相異なるシンボルがＯＦＤＭトーンにおいて相異なるパワーレベルを有する可能性があるからである。畳込み符号の全誤りイベントが低パワーレベルのトーンで送信されるシンボルにのみ関連する場合、パフォーマンスは劣化する。符号の「平均的なパワーレベル」挙動を得るため、誤りイベントは一般に、高パワーレベルと低パワーレベルの混合からなるべきである。幸運なことに、支配的な畳込み符号誤りイベントは通常本質的に短い。インタリーバ設計においてさらに考慮すべき点としては、時間選択的および周波数選択的フェージングがある。畳込み符号およびインタリーバの設計を同時に行うのでなければ、平均的なパワーレベル挙動が達成される絶対的な保証はなく、多少の損失が生じる可能性がある。
【００６９】
本発明の代替実施例は、他のタイプの外符号（例えば、ＲＳ、ＢＣＨまたはその他の線形ブロック符号）、他のタイプの内符号（例えば、さまざまなタイプの畳込み符号、ターボ符号、またはトレリス符号化変調に関連する符号化）、および、さまざまなタイプのインタリーブ法（例えば、ブロックインタリーブ、畳込みインタリーブ、またはランダムインタリーブ）を利用することが可能である。また、これらの代替実施例は、内符号のみを利用し外符号を利用しないことや、その逆も可能である。もちろん、ＲＳ、ＢＣＨまたはその他の同種の誤り訂正外符号を利用する実施例は、誤り訂正のためにその符号を使用することが可能である。
【００７０】
なお、本発明の実施例において、与えられたホストキャリア信号に関連する周波数帯域は、キャリアと重なり合うように配置されることも可能である。このような実施例は、例えば米国特許出願第０８／７０４，４７０号（出願日：１９９６年８月２２日、発明者：Haralabos C. Papadopolous and Carl-Erik W. Sundberg）、および、米国特許出願第０８／８３４，５４１号（出願日：１９９７年３月１８日、発明者：Brian Chen and Carl-Erik W. Sundberg）に記載されているプリキャンセレーション(precancellation)法を利用可能である。
【００７１】
本発明は、時分割多重（ＴＤＭ）、周波数分割多重（ＦＤＭ）および符号分割多重（ＣＤＭ）フォーマット、ならびに、ＴＤＭ、ＦＤＭ、ＣＤＭおよびその他のタイプのフレームフォーマットの組合せを含むさまざまなフレームフォーマットの復号に適用可能である。さらに、ここには詳細に記載しないが、例えばすべてのチャネルにおける単一キャリア変調や、すべてのチャネルにおけるマルチキャリア変調（例えばＯＦＤＭ）などの、さまざまなタイプの変調技術を、本発明とともに使用可能である。与えられたキャリアは、例えばｍ−ＱＡＭ、ｍ−ＰＳＫまたはトレリス符号化変調のような技術を含む所望のタイプの変調技術を用いて変調可能である。
【００７２】
前述のように、本発明の技術は、音声、データ、ビデオ、画像およびその他のタイプの情報のような、オーディオ以外のディジタル情報の伝送にも適用可能である。実施例では、ＰＡＣ符号器によって生成されるオーディオ情報のようなオーディオ情報を用いているが、本発明は、より一般的に、任意の形式で任意のタイプの圧縮技術によって生成されるディジタル情報に適用可能である。例えば、図２の例示的な送信機２０１内のエンベデッドオーディオ符号器は、マルチデスクリプティブオーディオ符号器として実現することも可能であり、また、マルチデスクリプティブオーディオ符号器とエンベデッドオーディオ符号器の組合せとして実現することも可能である。本発明は、同時多重番組聴取・録音、オーディオおよびデータの同時配信などのようなさまざまなアプリケーションで実現可能である。以上およびその他の代替実施例が本発明の技術的範囲に入ることは当業者には明らかである。
【００７３】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、ディジタル通信のために既存の伝送帯域（例えばＡＭ、ＦＭまたはその他の帯域）を有効利用し、ＩＢＯＣ方式が使用される隣接エリアでの隣接チャネル干渉に対処する技術（例えば、ＰＡＣ技術に基づいて）が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による周波数帯域の対応するサブバンドを通じて伝送される複数のビットストリームを表すディジタル変調信号のパワープロファイルの図である。
【図２】本発明に従って、周波数帯域のサブバンドを通じてオーディオ情報を含む複数のビットストリームを送信する送信機のブロック図である。
【図３】図２の送信機を用いて送信されるオーディオ情報を回復する受信機のブロック図である。
【図４】本発明による、いくつかのマルチストリームＦＭハイブリッド帯域内オンチャネル（ＩＢＯＣ−ＦＭ）方式の構成を示すテーブルの図である
【図５】本発明によるマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭで用いられるパワープロファイルのセットを示す図である。
【図６】図４のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式７の動作を示す図である。
【図７】図４のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式９の動作を示す図である。
【図８】本発明による４ストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるブレンドモードを示すテーブルの図である。
【図９】本発明のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式で利用されるレート１／２符号器の例を示す図である。
【図１０】本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンス利得を示すテーブルの図である。
【図１１】本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンス利得を示すテーブルの図である。
【図１２】本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンス利得を示すテーブルの図である。
【図１３】本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンス利得を示すテーブルの図である。
【符号の説明】
１０３ サブバンド
１０５ サブバンド
１０７ サブバンド
１０９ パワープロファイル
１１１ パワープロファイル
１１３ パワープロファイル
２０１ 送信機
２０３ エンベデッドオーディオ符号器
２１５ 外チャネル符号器
２２１ トレリス符号器
２２７ インタリーバ
２３０ マルチキャリアモデム
２３５ 送信回路
３０１ 受信機
３０７ 受信回路
３０９ 復調器
３１３ デインタリーバ
３１７ トレリス復号器
３１９ 外チャネル復号器
３２７ ブレンディングプロセッサ
３３０ エンベデッドオーディオ復号器
３３５ 遅延素子
６０２ ホストＦＭ信号
６０４ 側波帯
６０６ 側波帯
６１２ レート１／２ビタビ復号器
６１４ レート１／２ビタビ復号器
６１６ レート１／２ビタビ復号器
６２２ レート１／２ビタビ復号器
６２４ レート１／２ビタビ復号器
６２６ レート１／２ビタビ復号器
６３２ ＣＲＣ復号器
６３４ ＣＲＣ復号器
６３６ ＣＲＣ復号器
６４２ ＣＲＣ復号器
６４４ ＣＲＣ復号器
６４６ ＣＲＣ復号器
６５０ ＰＡＣ復号器
６５２ スピーカ
６５４ スピーカ
７０２ ホストＦＭ信号
７０４ 側波帯
７０６ 側波帯
７１２ レート１／２ビタビ復号器
７１４ レート１／２ビタビ復号器
７２２ レート１／２ビタビ復号器
７２４ レート１／２ビタビ復号器
７３２ ＣＲＣ復号器
７３４ ＣＲＣ復号器
７４２ ＣＲＣ復号器
７４４ ＣＲＣ復号器
７５０ ＰＡＣ復号器
７５２ スピーカ
７５４ スピーカ
【発明の属する技術分野】
本発明は、情報を送信するためのディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ：digital audio broadcasting）などの技術に関し、特に、ＤＡＢなどのアプリケーションのためのハイブリッド帯域内（インバンド）オンチャネル（ＩＢＯＣ：in-band on-channel)方式を実現する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信技術の急激な発展により、ディジタルオーディオ情報、ビデオ情報あるいはデータを通信するための帯域幅に対する需要がますます増大している。例えば、ディジタルオーディオ情報を通信するために帯域幅を効率的に利用するため、知覚オーディオ符号化（ＰＡＣ：perceptual audio coding）技術が開発されている。ＰＡＣ技術について詳細には、米国特許第５，２８５，４９８号（発行日：１９９４年２月８日）、米国特許第５，０４０，２１７号（発行日：１９９１年８月１３日）に記載されている。このようなＰＡＣ技術によれば、オーディオ情報を表すオーディオ信号の一連の時間領域ブロックの各ブロックが周波数領域で符号化される。具体的には、各ブロックの周波数領域表現を複数の符号器帯域に分割する。各帯域を、音響心理学的基準に基づいて、オーディオ情報が大幅に圧縮されるように個別に符号化することにより、オーディオ情報がＰＣＭフォーマットのような単純なディジタルフォーマットで表現される場合よりも少ないビット数でオーディオ情報を表現することができる。
【０００３】
最近では、既存のアナログ振幅変調（ＡＭ）周波数帯域をさらに効率的に利用してディジタル情報も収容するというアイデアに業界は注目している。しかし、ディジタル通信のための追加容量を提供するようにＡＭ帯域を調整しても、ＡＭラジオ（無線）放送と同じ帯域でラジオ局によって現在発生されているアナログＡＭ信号にあまり影響を及ぼさないことが要求される。米国では、ＡＭラジオ放送によってカバーされる隣接する地理的エリアには異なるＡＭキャリア周波数が割り当てられ、これらは少なくとも２０ｋＨｚ離れている。具体的には、これらが正確に２０ｋＨｚ離れている場合、隣接するエリアに割り当てられるＡＭキャリアを「第２隣接キャリア」という。同様に、これらが１０ｋＨｚ離れている場合、隣接するエリアに割り当てられるＡＭキャリアを「第１隣接キャリア」という。
【０００４】
ＡＭ帯域の帯域幅を利用してディジタルオーディオ情報を通信する帯域内オンチャネルＡＭ（ＩＢＯＣ−ＡＭ）（「ハイブリッドＩＢＯＣ−ＡＭ」ともいう）方式が提案されている。この提案されている方式（システム）によれば、オーディオ情報を表現するディジタル変調信号は、アナログホストＡＭキャリアを中心とする例えば３０ｋＨｚのディジタル帯域を占有する。ディジタル変調信号のスペクトラムのパワーレベルは、ディジタル帯域の両端のそれぞれ１０ｋＨｚのサブバンド全体で一様な高さであることが可能である。
【０００５】
しかし、実装時には、２つのこのようなＩＢＯＣ−ＡＭ方式が２つの隣接するエリアでそれぞれ使用され、これらのエリアに割り当てられるホストＡＭキャリアは２０ｋＨｚ離れている可能性が高い。その場合、それぞれのホストＡＭキャリアを中心とするディジタル通信の３０ｋＨｚディジタル帯域は互いに１０ｋＨｚだけ重なり合うことにより、各エリアで好ましくない「隣接チャネル干渉」を生じる。特に、このような干渉を「第２隣接チャネル干渉」という。この場合に支配的な干渉キャリアは第２隣接キャリアからなるからである。例えば、第２隣接チャネル干渉は、それぞれの隣接エリアにおける（特に、それらのエリアが共有する境界の近い部分で）ディジタル通信を劣化させる。同様の問題は、例えば周波数変調（ＦＭ）ＩＢＯＣ方式（ＩＢＯＣ−ＦＭ方式あるいはハイブリッドＩＢＯＣ−ＦＭ方式ともいう）、衛星放送方式、インターネット無線方式、ＴＶ放送方式などの他のタイプのＩＢＯＣ方式でも生じる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従って、ディジタル通信のために既存の伝送帯域（例えばＡＭ、ＦＭまたはその他の帯域）を有効利用し、ＩＢＯＣ方式が使用される隣接エリアでの隣接チャネル干渉に対処する技術（例えば、ＰＡＣ技術に基づいて）が必要とされている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＩＢＯＣディジタルオーディオ放送などのアプリケーションで情報のマルチストリーム送受信を行う方法および装置が実現する。本発明によれば、情報信号から複数のビットストリームを生成し、これらのビットストリームは、ホストキャリア信号（例えば、ＡＭまたはＦＭホストキャリア信号）の周波数帯域を用いて送信される。複数のビットストリームを生成し送信する方法は、複数のファクタに基づくことが可能である。それらのファクタには、例えば、マルチディスクリプティブ（多重記述、multidescriptive）符号化、コア／エンハンスメント型のエンベデッド符号化、他の周波数帯域に対してある周波数帯域における基本符号化レートが低いこと、不均一誤り保護（ＵＥＰ：unequal error protection）のためのビット誤り感度分類、帯域の非一様パワープロファイル、全周波数帯域パワーの増大、および、他の帯域または同じ帯域内のビットストリームどうしの間に遅延を導入することによる周波数帯域やビットストリームの時間ダイバーシティの増大がある。個々のビットストリームは、外符号（例えば、ＣＲＣ符号、ＲＳ符号、ＢＣＨ符号、またはその他の線形ブロック符号）、および、内符号（例えば、畳込み符号、ターボ符号、またはトレリス符号化変調）を用いて、符号化可能である。
【０００８】
実施例では、オーディオ情報信号からビットストリームのセットを生成する。このビットストリームのセットは、例えば、オーディオ情報信号の別々の表現に対応する２つの多重記述(multiple description)ビットストリームをそれぞれ第１および第２のクラスのビットストリームに分けることによって生成される、全部で４個のビットストリームとすることが可能である。第１の多重記述ビットストリームに対する第１および第２のクラスのビットストリームは、ＦＭホストキャリアの第１側波帯のそれぞれ第１および第２のサブバンドで送信され、一方、第２の多重記述ビットストリームに対する第１および第２のクラスのビットストリームは、このＦＭホストキャリアの第２側波帯のそれぞれ第１および第２のサブバンドで送信される。第１クラスのビットストリームには、例えば、対応するサブバンドの非一様パワープロファイルの異なる部分を利用することによって、または、干渉に対する異なる感受性を有するサブバンド内のビットストリームの配置によって、第２クラスのビットストリームとは異なるレベルの誤り保護が与えられる。パフォーマンスを改善するために（例えば、フェージングがある場合に）、４個のビットストリームの少なくとも一部に遅延を導入することも可能である。
【０００９】
本発明は、従来の方式に比べて、例えばカバレジエリアの改善や必要なメモリの縮小のような、他のいくつかの重要な利点を有する。本発明は、複数番組の同時聴取・録音や、オーディオおよびデータの同時配信などのさまざまなアプリケーションとして実現可能である。さらに、本発明の技術は、例えば、音声、データ、ビデオおよび画像情報などの、他のタイプのディジタル情報にも適用可能である。さらに、本発明は、知覚符号器のみならず、広範囲のビットレートにわたり動作する他の圧縮技術を用いた他のタイプのソース（情報源）符号器にも適用可能であり、無線放送チャネル以外の伝送チャネルでも使用可能である。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について、オーディオ情報ビットの送受信に用いられる例示的なマルチストリーム技術とともに説明する。このようなオーディオ情報ビットは、例えば、D. Sinha, J. D. Johnston, S. Dorward and S. R. Quackenbush, "The Perceptual Audio Coder", in Digital Audio, Section 42, pp.42-1 to 42-18, CRC Press, 1998、に記載されている知覚オーディオ符号器（ＰＡＣ：perceptual audio coder）のようなオーディオ符号器によって生成されるオーディオビットである。しかし、本発明のマルチストリーム技術は、例えばビデオや画像情報などの他の多くのタイプの情報や、他のタイプの符号化デバイスにも適用可能である。さらに、本発明は、インターネットなどのコンピュータネットワークを通じての情報や、セルラマルチメディア、衛星、ワイヤレスケーブル、ワイヤレスローカルループ、高速ワイヤレスアクセスおよびその他のタイプの通信システムを通じての通信を含む、さまざまなタイプの通信アプリケーションに利用可能である。本発明は、例えば、周波数チャネル、タイムスロット、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）スロット、および、非同期転送モード（ＡＴＭ）やその他のパケット型伝送システムにおける仮想コネクションのような、任意のタイプの通信チャネルで利用可能である。
【００１１】
本発明は、例えばそれぞれＡＭまたはＦＭラジオ放送のためのラジオ局によって現在使用されている振幅変調（ＡＭ）または周波数変調（ＦＭ）周波数帯域の一部のような、複数の周波数帯域を通じてのディジタル通信のための技術に関する。本発明による方式は、周波数ｆcのアナログホストＡＭまたはＦＭキャリアを割り当てられた地理的エリアでＡＭまたはＦＭ周波数帯域を通じて例えばオーディオ情報を表すディジタル変調信号を有効に通信するために用いられる。ただし、隣接チャネル干渉がこのディジタル変調信号に影響を及ぼす。
【００１２】
オーディオ情報を有効に通信するとともに隣接チャネル干渉（特に、第２隣接チャネル干渉）に対処するために、本発明によれば、オーディオ情報を含むオーディオ信号を表す複数のビットストリームを生成するマルチストリーム符号化がＩＢＯＣ方式で実現され、ビットストリームはそれぞれディジタル側波帯内の個々のサブバンドを通じて伝送される。複数のサブバンドのうちのいくつかが隣接チャネル干渉やその他の悪いチャネル条件により重大な影響を受けた場合、受信されたビットストリームの全部またはその一部を用いてオーディオ信号を回復することが可能である。回復信号のオーディオ品質（例えば、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）に基づくもの、あるいは好ましくは、知覚に基づく尺度に基づくもの）は、基礎となる使用された受信ビットストリームによって異なる。一般に、使用される受信ビットストリームが多いほど、回復信号のオーディオ品質は高くなる。従来技術の方式とは異なり、本発明の方式によれば、悪いチャネル条件に対する頑強さ（ロバスト性）が増大し、このような悪条件が生じたときのディジタル通信の劣化が緩やかになる（グレースフルデグラデーション）。
【００１３】
例えば、ＩＢＯＣ−ＡＭ方式での使用に適した実施例では、３個のビットストリームを用いて、オーディオ情報を含むオーディオ信号を通信する。本発明によれば、これらのビットストリームのうちの１つはコアオーディオ情報を表し、「Ｃストリーム」と呼ばれる。他の２つのビットストリームは、第１および第２のエンハンスメントオーディオ情報を表し、それぞれ「Ｅ1ストリーム」および「Ｅ2ストリーム」と呼ばれる。後述のマルチストリーム符号化の設計のため、Ｃストリームのみに基づいて回復されるオーディオ信号は、実現可能ではあるが、許容可能な最低限の品質しか有しない。Ｃストリームと、Ｅ1ストリームまたはＥ2ストリームのいずれかとの組合せに基づいて回復されるオーディオ信号は、比較的高い品質を有する。Ｃストリームと、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームの両方との組合せに基づいて回復されるオーディオ信号は、最高の品質を有する。しかし、Ｅ1ストリームもしくはＥ2ストリームまたはその両方のみに基づいて回復されるオーディオ信号は実現可能でない。
【００１４】
そこで、本発明の１つの特徴によれば、図１において、最小限のコアオーディオ情報を表すＣストリームは、ｆc−５ｋＨｚとｆc＋５ｋＨｚの間のサブバンド１０３を通じて送信される。これは、第２隣接チャネル干渉に対する耐性がある。第１エンハンスメントオーディオ情報を表すＥ1ストリームは、ｆc−１５ｋＨｚとｆc−５ｋＨｚの間のサブバンド１０５を通じて送信される。これは、第２隣接チャネル干渉を受ける。また、第２エンハンスメントオーディオ情報を表すＥ2ストリームは、ｆc＋５ｋＨｚとｆc＋１５ｋＨｚの間のサブバンド１０７を通じて送信される。これも、第２隣接チャネル干渉を受ける。このように、最小限のコアオーディオ情報は、第２隣接チャネル干渉があっても回復可能であり、サブバンド１０５および１０７のいずれが第２隣接チャネル干渉によって重大な影響を受けているかに依存して、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのいずれかによってエンハンスされる。
【００１５】
図２に、本発明の原理を実現するＩＢＯＣ−ＡＭ通信方式における送信機２０１を示す。送信機２０１によって送信されるべきオーディオ情報を含むアナログオーディオ信号ａ（ｔ）はエンベデッドオーディオ符号器２０３（詳細は後述）に供給される。今のところ、マルチストリーム符号化に基づく符号器２０３は、リード２０９ａ、２０９ｂおよび２０９ｃ上のアナログ信号をそれぞれ表す上記のＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームを生成するということを知っていれば十分である。このようにして生成されるＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのビットレートはそれぞれ、Ｍ ｋｂ／ｓｅｃ、Ｓ１ ｋｂ／ｓｅｃおよびＳ２ ｋｂ／ｓｅｃである。例えば、符号器２０３が４８ｋｂ／ｓｅｃオーディオ符号器であれば、その場合のＭ、Ｓ１およびＳ２はそれぞれ１６、１６および１６とすることが可能である。これらのビットレートは、すべてのストリームが正しく受信された場合に結果として回復される信号の品質が、従来の非エンベデッドオーディオ符号器によってＭ＋Ｓ１＋Ｓ２ ｋｂ／ｓｅｃで生成される単一のストリームのものに近くなるように選択される。同様に、ＣストリームとＥ1ストリームまたはＥ2ストリームとの組合せに基づいて回復された結果として得られる信号の品質は、従来の非エンベデッドオーディオ符号器によってＭ＋Ｓ１ ｋｂ／ｓｅｃまたはＭ＋Ｓ２ ｋｂ／ｓｅｃで生成される単一のストリームのものに近くなる。さらに、ＣストリームとＥ1ストリームまたはＥ2ストリームとの組合せに対応する、結果として得られる品質は、アナログＡＭ品質よりも大幅に高い。
【００１６】
リード２０９ａ上のＣストリーム、リード２０９ｂ上のＥ1ストリームおよびリード２０９ｃ上のＥ2ストリームはそれぞれ、外チャネル符号器２１５ａ、外チャネル符号器２１５ｂおよび外チャネル符号器２１５ｃに供給される。外チャネル符号器２１５ａは、周知の前方誤り訂正符号化方式（例えば、この例ではリード・ソロモン（ＲＳ）符号化方式、あるいは、巡回冗長検査（ＣＲＣ）２元ブロック符号化方式）に従ってＣストリームを符号化して、送信後のＣストリームの誤りの訂正・検出を可能にする。Ｃストリームは、符号器２１５ａでブロックごとに処理される。各ブロックは、所定のビット数を有する。通常のように、符号器２１５ａは、符号化から得られるＲＳチェックシンボルをそれぞれの対応するブロックに付加する。同様に、符号器２１５ｂおよび２１５ｃはそれぞれ、ブロックごとにＥ1ストリームおよびＥ2ストリームを処理し、誤り訂正・検出の目的でストリームのそれぞれの対応するブロックにＲＳチェックシンボルを付加する。
【００１７】
ＲＳ符号化されたＣストリーム、ＲＳ符号化されたＥ1ストリームおよびＲＳ符号化されたＥ2ストリームはそれぞれトレリス符号器２２１ａ、２２１ｂおよび２２１ｃに供給される。トレリス符号器２２１ａは、受け取ったＲＳ符号化Ｃストリームをシンボル（ＲＳチェックシンボルとは異なる）期間ごとに処理する。このシンボル期間は、所定の継続時間Ｔ1を有する。
【００１８】
周知のように、符号器２２１ａは、入力ビットストリームをトレリス符号に従って符号化して、いわゆる「符号化利得」を通信システムに提供する。この符号化利得は、情報源ビットレートを犠牲にしたり放送帯域を追加したりせずに、加法的ノイズのようなランダムチャネル障害に対する高い耐性の形で現れる。具体的には、符号器２２１ａは、トレリス符号に従って入力ビットストリームに冗長性を導入することにより、図３の受信機３０１（後述）における最尤復号方式の使用を可能にする。この冗長性は、１個以上の追加ビットの形をとる。各シンボル期間中に、符号器２２１ａは、符号化ワードを形成する。この符号化ワードは、冗長ビットと、受け取ったＲＳ符号化Ｃストリームからのビットとを含み、従来の設計の信号点配置（コンステレーション）から１個のシンボルを選択するために使用される。符号器２２１ａで選択されたシンボルは、シンボルを擬似ランダム化するためにインタリーバ２２７ａでインタリーブされる。長さＫ1Ｔ1の時間フレーム中に、マルチキャリアモデム２３０ａは、周知の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に従って、インタリーバ２２７ａからのＫ1個のシンボルを処理する。ただし、Ｋ1は所定の数である。周知の方法で、モデム２３０ａは、Ｋ1個のシンボルに対応するＫ1個のパルス形成キャリアあるいはディジタル変調信号を生成する。得られたパルス形成キャリアは、送信回路２３５ａにより、パワープロファイル１０９を有するサブバンド１０３を通じて送信される。送信回路２３５ａは、例えば、無線周波数（ＲＦ）アップコンバータ、パワー増幅器およびアンテナを含み、これらはすべて従来の設計のものである。
【００１９】
同様に、各シンボル期間Ｔ2中に、トレリス符号器２２１ｂは、符号化ワードを形成する。この符号化ワードは、冗長ビットと、受け取ったＲＳ符号化Ｅ1ストリームからのビットとを含み、第２の所定の信号点配置から１個のシンボルを選択するために使用される。ただし、Ｔ2は所定の期間を表す。結果として得られる選択されたシンボルの列は、シンボルを擬似ランダム化するためにインタリーバ２２７ｂでインタリーブされる。長さＫ2Ｔ2の時間フレーム中に、マルチキャリアモデム２３０ｂは、周知のＯＦＤＭ方式に従って、インタリーバ２２７ｂからのＫ2個のシンボルを処理する。ただし、Ｋ2は所定の数である。周知の方法で、モデム２３０ｂは、Ｋ2個のシンボルに対応するＫ2個のパルス形成キャリアあるいはディジタル変調信号を生成する。得られたパルス形成キャリアは、送信回路２３５ｂにより、パワープロファイル１１１を有するサブバンド１０５を通じて送信される。
【００２０】
さらに、各シンボル期間Ｔ3中に、トレリス符号器２２１ｃは、同様に符号化ワードを形成する。この符号化ワードは、冗長ビットと、受け取ったＲＳ符号化Ｅ2ストリームからのビットとを含み、第３の所定の信号点配置から１個のシンボルを選択するために使用される。ただし、Ｔ3は所定の期間を表す。結果として得られる選択されたシンボルの列は、シンボルを擬似ランダム化するためにインタリーバ２２７ｃでインタリーブされる。長さＫ3Ｔ3の時間フレーム中に、マルチキャリアモデム２３０ｃは、周知のＯＦＤＭ方式に従って、インタリーバ２２７ｃからのＫ3個のシンボルを処理する。ただし、Ｋ3は所定の数である。周知の方法で、モデム２３０ｃは、Ｋ3個のシンボルに対応するＫ3個のパルス形成キャリアあるいはディジタル変調信号を生成する。得られたパルス形成キャリアは、送信回路２３５ｃにより、パワープロファイル１１３を有するサブバンド１０７を通じて送信される。Ｅ1ストリームとＥ2ストリームが等価でＳ１＝Ｓ２である場合（この例ではそうである）、Ｔ2＝Ｔ3かつＫ2＝Ｋ3である。
【００２１】
図３において、受信機３０１は、送信機２０１によってサブバンド１０３、１０５および１０７を通じてそれぞれ送信された信号を受信する。Ｃストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームに対応する受信信号は、受信回路３０７ａ、３０７ｂおよび３０７ｃにより処理される。これらの受信回路は、それぞれ上記の送信回路２３５ａ、２３５ｂおよび２３５ｃの逆の機能を実行する。回路３０７ａの出力は、送信されたＫ1個のパルス形成キャリアを含み、これは復調器３０９ａに供給される。これにより、復調器３０９ａは、コアオーディオ情報を含むシンボル列を生成する。生成されたシンボルは、上記のインタリーバ２２７ａの逆の機能を実行するデインタリーバ３１３ａによりデインタリーブされる。デインタリーブされたシンボルと、トレリス符号器２２１ａで用いられた信号点配置とに基づいて、トレリス復号器３１７ａは従来の方法で、周知のビタビアルゴリズムに従って、送信された可能性の最も高いシンボルは何であるかを決定することにより、ＲＳチェックシンボルを含むＣストリーム、すなわち、ＲＳ符号化されたＣストリームを回復する。外チャネル復号器３１９ａは、ＲＳ符号化ＣストリームビットのブロックからＲＳチェックシンボルを抽出し、対応するＣストリームビットのブロックについてＲＳチェックシンボルを検査する。各Ｃストリームビットブロックは、チャネル障害（例えば、サブバンド１０３内の送信信号との干渉）による誤りを含むことがある。各ブロック内の誤りの数があるしきい値（その値は、使用される実際のＲＳ符号化方式に依存する）より小さい場合、復号器３１９ａは、そのブロック内の誤りを訂正する。しかし、各ブロック内の誤りの数がしきい値より大きく、それらの誤りが復号器３１９ａによって検出された場合、復号器３１９ａは、誤り検出を示す第１フラグをブレンディングプロセッサ３２７（後述）に送る。復号器３１９ａは、回復されたＣストリームをエンベデッドオーディオ復号器３３０に送る。
【００２２】
同様に、回路３０７ｂの出力は、Ｅ1ストリームに対応するＫ2個のパルス形成キャリアを含み、これは復調器３０９ｂに供給される。これにより、復調器３０９ｂは、第１エンハンスメントオーディオ情報を含むシンボル列を生成する。生成されたシンボルは、上記のインタリーバ２２７ｂの逆の機能を実行するデインタリーバ３１３ｂによりデインタリーブされる。デインタリーブされたシンボルと、トレリス符号器２２１ｂで用いられた信号点配置とに基づいて、トレリス復号器３１７ｂは従来の方法で、周知のビタビアルゴリズムに従って、送信された可能性の最も高いシンボルは何であるかを決定することにより、ＲＳチェックシンボルを含むＥ1ストリーム、すなわち、ＲＳ符号化されたＥ1ストリームを回復する。外チャネル復号器３１９ｂは、ＲＳ符号化Ｅ1ストリームビットのブロックからＲＳチェックシンボルを抽出し、対応するＥ1ストリームビットのブロックについてＲＳチェックシンボルを検査する。各Ｅ1ストリームビットブロックは、チャネル障害（例えば、サブバンド１０５内の送信信号との第２隣接チャネル干渉）による誤りを含むことがある。各ブロック内の誤りの数が前述のしきい値より小さい場合、復号器３１９ｂは、そのブロック内の誤りを訂正する。しかし、各ブロック内の誤りの数がしきい値より大きく、それらの誤りが復号器３１９ｂによって検出された場合、復号器３１９ｂは、誤り検出を示す第２フラグをブレンディングプロセッサ３２７に送る。復号器３１９ｂは、回復されたＥ1ストリームをエンベデッドオーディオ復号器３３０に送る。
【００２３】
さらに、回路３０７ｃの出力は、Ｅ2ストリームに対応するＫ3個のパルス形成キャリアを含み、これは復調器３０９ｃに供給される。これにより、復調器３０９ｃは、第２エンハンスメントオーディオ情報を含むシンボル列を生成する。生成されたシンボルは、上記のインタリーバ２２７ｃの逆の機能を実行するデインタリーバ３１３ｃによりデインタリーブされる。デインタリーブされたシンボルと、トレリス符号器２２１ｃで用いられた信号点配置とに基づいて、トレリス復号器３１７ｃは従来の方法で、周知のビタビアルゴリズムに従って、送信された可能性の最も高いシンボルは何であるかを決定することにより、ＲＳチェックシンボルを含むＥ2ストリーム、すなわち、ＲＳ符号化されたＥ2ストリームを回復する。外チャネル復号器３１９ｃは、ＲＳ符号化Ｅ2ストリームビットのブロックからＲＳチェックシンボルを抽出し、対応するＥ2ストリームビットのブロックについてＲＳチェックシンボルを検査する。各Ｅ2ストリームビットブロックは、チャネル障害（例えば、サブバンド１０７内の送信信号との第２隣接チャネル干渉）による誤りを含むことがある。各ブロック内の誤りの数が前述のしきい値より小さい場合、復号器３１９ｃは、そのブロック内の誤りを訂正する。しかし、各ブロック内の誤りの数がしきい値より大きく、それらの誤りが復号器３１９ｃによって検出された場合、復号器３１９ｃは、誤り検出を示す第３フラグをブレンディングプロセッサ３２７に送る。復号器３１９ｃは、回復されたＥ2ストリームをエンベデッドオーディオ復号器３３０に送る。
【００２４】
エンベデッドオーディオ復号器３３０は、上記のエンベデッドオーディオ符号器２０３の逆の機能を実行し、受信したＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームをブレンド（混合）して、ａ（ｔ）に対応するオーディオ信号を回復することができる。しかし、ブレンディングプロセッサ３２７は、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのいずれを復号器３３０でＣストリームとブレンドするかを決定する。この決定は、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのデータ完全性の程度に基づく。また、ブレンディングプロセッサ３２７は、Ｃストリームのデータ完全性の程度に基づいてＣストリームの実現可能性を決定するとともに、受信機３０３からのＣストリームに基づいてオーディオ信号出力を制御することも可能である。このために、プロセッサ３２７は、復号器３３０でオーディオ信号を回復するためにＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームをそれぞれ使用するかどうかの決定を示す第１、第２および第３の制御信号を出力する。この制御信号に応答して、復号器３３０は、（ａ）フル（最大）レートで動作して、３個のすべてのストリームを利用してオーディオ信号を回復するか、（ｂ）低ビットレートにブレンドし、ＣストリームをＥ1ストリームまたはＥ2ストリームとともに利用してオーディオ信号を回復するか、（ｃ）最低ビットレートで動作して、Ｃストリームのみを利用してオーディオ信号を回復するか、または（ｄ）Ｃストリームに基づくオーディオ信号を回復しないかのいずれかを行う。まれであるが、イベント（ｄ）を避けるため、ＡＭ帯域を通じて通常のアナログＡＭ信号としてオーディオ信号を送信し、イベント（ｄ）が起きたときに受信機でそのアナログＡＭ信号に基づいてオーディオ信号を回復するなどの救済方法を設けることも可能である。
【００２５】
オーディオ信号を回復する際にＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームのいずれを使用するかを決定する際にプロセッサ３２７がもとにする基準には、例えば、プロセッサ３２７に入力される第１、第２および第３フラグ（これらは、それぞれ、受信されたＣストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリーム内のビット誤りを示す）の頻度がある。超過すると対応するストリームが拒否すなわち「ミュート」される実際の頻度しきい値は、ストリームのビットレートや、要求される出力品質などに依存する。
【００２６】
上記の基準は、モデム２３０ａ、２３０ｂおよび２３０ｃのそれぞれの周期的トレーニング中に得られる各サブバンドに関する信号対干渉比の推定値も含むことが可能である。これらのモデムはマルチレベルシグナリングを実装し、さまざまなチャネル条件で動作するため、既知のシンボルを有するトレーニングシーケンスを用いて、復調器３０９ａ、３０９ｂおよび３０９ｃにおける等化およびレベル調整を周期的に行う。このようなトレーニングシーケンスは、信号対干渉比を推定するために使用することが可能である。この推定値が許容可能なしきい値を下回る場合、ブレンディングプロセッサ３２７は、対応する復調器から例外信号を受け取る。この例外信号に応答して、かつ、他の基準に応じて、プロセッサ３２７は、その復調器に対応するストリームに関する制御信号を出力して、復号器３３０にそのストリームをミュートさせる。例外信号は、基準以下の信号対干渉比によって影響を受けるストリームの部分と時間的に整列している必要があるため、遅延素子３３５を用いて、このようなストリーム部分がデインタリーバおよび介在する復号器を通る際の遅延を補償する。
【００２７】
上記のハイブリッドＩＢＯＣ−ＡＭの実施例は、本発明の原理の単なる例示である。理解されるように、当業者であれば、本発明の原理を実現し本発明の技術思想および技術的範囲内にある他の多くの構成を考えることが可能である。
【００２８】
例えば、実施例では、３つのストリーム、すなわち、Ｃストリーム、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームを用いて、送信されるオーディオ信号を表現している。しかし、理解されるように、使用されるこのようなストリームの数は、３より小さくすることも大きくすることも可能である。
【００２９】
さらに、前述のように、ディジタル品質のオーディオ信号は、Ｃストリームが実現可能であるときに限り再生可能である。しかし、理解されるように、オーディオ信号は、混合ブレンディング方式(mixed blending approach)に従って、ＡＭ帯域を通じてホストアナログＡＭ信号として送信されることも可能である。この方式では、Ｃストリームが失われ、少なくとも１つのＥiストリームが受信機で回復された場合、このＥiストリームを用いてアナログオーディオ信号出力をエンハンスさせることが可能である。ただし、ｉは一般に１以上の整数を表す。例えば、Ｅiストリームを用いて、高周波内容やステレオ成分をアナログ信号に追加することが可能である。ＥiストリームおよびＣストリームがすべて失われた場合、受信機は、アナログオーディオ信号出力のみを提供することになる。
【００３０】
さらに、実施例では、相補的な量子化器を用いて、通信のために、等価なエンハンスメントビットストリーム（例えば、Ｅ1ストリームおよびＥ2ストリームを生成している。しかし、本明細書の記載に基づいて明らかに、当業者であれば、同様の相補的な量子化器を用いて、通信のために、等価な複数のＣストリーム（例えば、Ｃ1ストリームおよびＣ2ストリーム）を使用することも可能である。例えば、代替実施例では、本発明に従ってａ（ｔ）を符号化して、エンハンスメントビットストリーム、Ｃ1ストリームおよびＣ2ストリームをそれぞれ８ｋｂ／ｓｅｃ、２０ｋｂ／ｓｅｃおよび２０ｋｂ／ｓｅｃで生成することが可能である。
【００３１】
さらに、実施例では、例として、サブバンド１０３を用いてＣストリームを送信している。理解されるように、送信のために、例えばサブバンド１０３をさらに等分割してＣストリームの複製、すなわち、等価なＣストリームを生成し、コアオーディオ情報に追加のロバスト性を与えることも可能である。
【００３２】
さらに、上記のマルチストリーム符号化方式は、ｆcにおけるアナログホストＡＭキャリアの周りのさまざまなサイズのディジタル帯域（例えば、ｆc±５ｋＨｚ、ｆc±１０ｋＨｚ、ｆc±１５ｋＨｚ、ｆc±２０ｋＨｚなど）に適用可能である。
【００３３】
さらに、上記のマルチストリーム符号化方式は、オーディオ情報のみならず、テキスト、グラフィクス、ビデオなどに関する情報の通信にも適用可能である。
【００３４】
さらに、上記のマルチストリーム符号化方式および混合ブレンディング方式は、ハイブリッドＩＢＯＣ−ＡＭ方式のみならず、例えばＩＢＯＣ−ＦＭ方式、衛生放送方式、インターネットラジオ方式、ＴＶ放送方式などの他の方式にも適用可能である。
【００３５】
さらに、本発明のマルチストリーム符号化方式は、ＢＣＨ(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem)符号化などの、上記のＲＳ符号化とは異なる他の周知のチャネル符号化とともに、不均一誤り保護（ＵＥＰ）感度分類の有無にかかわらず、使用可能である。
【００３６】
さらに、実施例では、マルチキャリアモデム２３０ａ、２３０ｂおよび２３０ｃは例としてＯＦＤＭ方式を実装している。理解されるように、当業者であれば、このようなモデムにおいて、周波数分割多重トーン方式、時分割多重（ＴＤＭ）方式、または符号分割多重（ＣＤＭ）のような他の方式を代わりに利用することが可能である。
【００３７】
さらに、マルチストリーム符号化方式における個々のビットストリームの送信のための周波数サブバンドは連続している必要はない。さらに、異なるサブバンドに適用されるチャネル符号化およびインタリーブ技術は同一でなくてもよい。
【００３８】
さらに、各周波数サブバンドは、周知の時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方式により周波数サブバンドを時間共有（タイムシェアリング）することによって、あるいは、周知の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式により周波数サブバンドを符号共有することによって、あるいは、サブバンドの同様の暗黙の分割により別の方法で周波数サブバンドを共有することによって、マルチストリーム符号化方式における複数のビットストリームの送信に使用可能である。
【００３９】
さらに、マルチストリーム符号化方式におけるディジタル変調信号のパワープロファイルは、伝送帯域にわたり一様でなくてもよい。
【００４０】
最後に、送信機２０１および受信機３０１は、本明細書では、さまざまな送信機および受信機の機能がディスクリートな機能ブロックによって実行される形式で説明した。しかし、これらの機能のいずれも、これらのブロックの一部の機能、あるいはその全部の機能が、例えば、適当にプログラムされたプロセッサによって実現されるような構成でも同様に実現可能である。
【００４１】
前述のように、図１〜図３に関して説明したマルチストリーム送受信方式は、ＩＢＯＣ−ＦＭ方式や、他のタイプのディジタル放送方式にも適用可能である。図４に、本発明によるマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式のいくつかの例を列挙する。各方式ごとに、図４の表は、２つの側波帯のそれぞれでのオーディオ符号器レート、１側波帯チャネル符号レート、２側波帯チャネル符号レート、パワープロファイル、情報源符号器タイプ（適用がある場合）、チャネル符号タイプ、およびストリーム数（ＭＳ）を指定している。以下でさらに詳細に説明するように、本発明の実施例は、マルチストリーム符号化およびビット配置の使用によるパフォーマンスの改善、時間ダイバーシチが導入された伝送、および、複数の周波数帯域または与えられた周波数帯域内の非一様なパワープロファイルを提供する。本発明のこれらの特徴により、例えば、従来の方式に比べて、カバレジエリアの増大や、必要メモリの低減などの顕著な効果を奏することができる。
【００４２】
図４に列挙した各方式は、チャネル符号（内符号ともいう）と外符号の両方を利用する。図４の方式または本発明のその他の方式で使用可能な内符号には、ブロック符号や畳込み符号、いわゆる「ターボ」符号、および、トレリス符号化変調に関連する符号化がある。使用可能な外符号の例には、ＣＲＣ、ＲＳ符号、ＢＡＣＨ、およびその他のタイプの線形ブロック符号がある。
【００４３】
図４の方式１は、ＯＦＤＭ変調による２つの側波帯にわたる単一ストリーム伝送構成において９６ｋｂ／ｓｅｃオーディオ符号化を使用するベースライン方式である。ディジタルオーディオのための２つの周波数側波帯が、ホストアナログＦＭ信号の両側で伝送される。一様なパワープロファイル、すなわち、図５のプロファイルａが使用される。チャネル符号化は、各側波帯でレート４／５、メモリ６で、全体でレート２／５、メモリ６の、両側波帯の相補的パンクチャドペア畳込み（ＣＰＰＣ：complementary punctured pair convolutional）チャネル符号化構成である。最適ビット配置（ＯＢＰ：optimum bit placement）が、チャネル符号とともに用いられる。本発明のＩＢＯＣ−ＦＭ方式での使用に適したＣＰＰＣ符号およびＯＢＰ法は、例えば、米国特許出願第０９／２１７，６５５号（出願日：１９９８年１２月２１日、発明者：Brian Chen and Carl-Erik W. Sundberg）に記載されている。
【００４４】
方式１の重大な問題点は、特に、例えば重大な干渉により、一方の側波帯しか受信機で利用可能でないときに、ディジタル伝送に対するカバレジが制限されることが推定されることである。この問題点は、ソフト結合(soft combining)を用いても重大なままである。
【００４５】
図４の方式２〜９は、次の技術のうちの１つ以上を利用して、ベースライン方式１に比べて、信号対ノイズ比を改善して、ディジタル信号カバレジを広げる。
・マルチストリーム伝送
・マルチデスクリプティブ（ＭＤ）オーディオ符号化
・図２および図３に関して既に説明したようなコア／エンハンスメントタイプのエンベデッドオーディオ符号化
・１側波帯での低い基本オーディオ符号化レート
・不均一誤り保護（ＵＥＰ）のためのビット誤り感度分類、
・側波帯上の修正されたパワープロファイル
・全側波帯パワーの増大
例えば、側波帯あたりのＰＡＣオーディオ符号化レートを６４ｋｂ／ｓｅｃに下げることにより、低レートのチャネル符号の利用を可能にするのに十分な追加帯域幅が得られる。図４の方式２〜９では、少なくとも一方の側波帯で６４ｋｂ／ｓｅｃのオーディオ符号化レートを使用することにより、ベースライン方式１のレート４／５符号の代わりに、大幅に強力なチャネル符号（すなわち、レート１／２畳込みチャネル符号）を使用することが可能となる。
【００４６】
本発明によるその他の技術も、さらにパフォーマンスを改善するために使用可能である。例えば、図４の方式において、異なる側波帯のビットストリームどうしの間に、あるいは、同じ側波帯内に、遅延を導入することによって、周波数帯域の増大およびビットストリーム時間ダイバーシチを提供することが可能である。このような構成は、フェージングの存在下でのパフォーマンスを改善するために使用可能である。本発明での使用に適した時間ダイバーシチ技術は、米国特許出願第０９／１０２，７７６号（出願日：１９９８年６月２３日、発明者：Robert L. Cupo et al.）にさらに詳細に記載されている。
【００４７】
複数の情報源符号化ストリームの生成は、ビットストリーム分割、マルチデスクリプティブ符号化、およびエンベデッド符号化のようなマルチストリームＰＡＣ符号化技術を用いて達成される。特定のマルチストリーム伝送方式が、ソース信号のマルチストリーム表現を生成するためにこれらの技術のうちの１つ以上を使用することが可能である。ビットストリーム分割法では、ソースビットは、ビット誤りに対する感度の異なる複数のクラスに分割され、各クラスは、ＵＥＰ技術により異なるレベルの誤り保護を与えられる。本発明は、米国特許出願第０９／０２２，１１４号（出願日：１９９８年２月１１日、発明者：Deepen Sinha and Carl-Erik W. Sundberg）、および、米国特許出願第０９／１６３，６５６号（出願日：１９９８年９月３０日、発明者：Deepen Sinha and Carl-Erik W. Sundberg）に記載されているようなＵＥＰ技術とともに利用可能である。
【００４８】
マルチデスクリプティブ符号化法では、ソースビットは複数の等価なストリームに符号化され、これらのストリームのいずれかが独立に復号可能であるとともに、他のサブストリームと組み合わせて異なるレベルの回復オーディオ品質を提供する。エンベデッド符号化法では、ソースビットは、コア（主要）ビットストリームと、１つ以上のエンハンスメントビットストリームに符号化される。本発明での使用に適したマルチデスクリプティブ符号化法およびエンベデッド符号化法の例は、米国特許出願第０９／２８０，７８５号（出願日：１９９８年３月２９日、発明者：Peter Kroon and Deepen Sinha）に記載されている。
【００４９】
図４に列挙したパワープロファイルを図５に示す。ここで、ａ＋およびａ′＋と呼ぶパワープロファイルは、パワープロファイルａおよびａ′で側波帯全体にわたり３ｄＢだけ一様にパワーを増大させたものに対応する。図５には、各パワープロファイルの一方の側波帯のみを示すが、他方の側波帯も同様に構成されることが理解されるべきである。プロファイル内の増大したパワーレベルを、パワーレベルＰを基準にして、Ｐの倍数として表す。例えば、２．５Ｐは、プロファイルｂにおける増大したレベルである。増大したパワーレベルは、レベルＰと比較したｄＢでも示す。すなわち、レベルＰは０ｄＢに対応する。図５に示すパワープロファイルは単なる例示であり、他の多くのタイプのプロファイルも使用可能である。個々の選択されるプロファイルは一般に、例えば自己干渉や隣接チャネル干渉のような干渉効果の性質などのアプリケーション固有のいくつかのファクタに依存する。本発明での使用に適した非一様パワープロファイルに関してさらに詳細には、米国特許出願第０９／０６４，９３８号（出願日：１９９８年４月２２日、発明者：Brian Chen and Carl-Erik W. Sundberg）に記載されている。
【００５０】
図６および図７に、図４の方式７および９の動作についてさらに詳細に示す。方式７および９は、本発明によるＩＢＯＣ−ＦＭ方式の好ましい実施例を表す。これらの方式はいずれも、１２８ｋｂ／ｓｅｃの全情報源符号器レート、レート１／２畳込みチャネル符号、マルチデスクリプティブ符号化、２レベルＵＥＰ、および、少なくとも４個のビットストリームを利用する。図６において、オーディオ信号は、まず、マルチデスクリプティブ符号化法を用いて符号化され、２つのストリームＳ1およびＳ2がそれぞれ６４ｋｂ／ｓｅｃで生成される。ストリームＳ1およびＳ2は、ホストＦＭ信号６０２で、それぞれ側波帯６０４および６０６として送信される。マルチデスクリプティブストリームＳ1およびＳ2を異なる周波数帯域で送信することにより、本発明による情報ダイバーシチおよび周波数ダイバーシチが両方とも実現される。図４では、方式７は図５のパワープロファイルｂ、ｃ、ｄまたはｅを利用可能であると示されているが、図６に示した実施例はパワープロファイルｂを利用する。このプロファイルは、図示のように、２つの側波帯６０４および６０６のそれぞれにサブバンドＡ、ＢおよびＣを含む。
【００５１】
図６の２つのストリームＳ1およびＳ2は、ビットストリーム分類器を用いてクラスＩおよびクラスＩＩという２つのクラスに分割される。クラスＩビットは、重要性の高いオーディオビットを表し、非一様パワープロファイルｂの高パワーサブバンドＢに対応させることによって、高レベルの誤り保護が与えられる。クラスＩＩビットは、クラスＩビットに比べて、再構成されるオーディオ品質にとって重要性が低く、パワープロファイルｂの低パワーサブバンドＡおよびＣに対応させることによって、低いレベルが与えられる。各側波帯６０４および６０６のサブバンドＡ、ＢおよびＣは、レート１／２畳込み符号（内符号）と、ＣＲＣ外符号とを用いて、送信のために符号化される。方式７の送信は、４ストリーム実装または６ストリーム実装を利用することが可能である。
【００５２】
なお、パワープロファイルｂでのクラスＩのビットの全利得は、ガウシアンチャネルで８〜９．４ｄＢのオーダーである。この利得値は、フェージングチャネルでは高くなると期待される。いくつかのアプリケーションでは、クラスＩとＩＩの間の適当なバランスの維持を改善するために、図５のタイプｃのパワープロファイルが使用される。
【００５３】
また、図６は、方式７の複数のストリームを復号する受信機の一部も示している。受信機は、ストリームＳ1の内符号および外符号をそれぞれ復号する際に用いられるレート１／２ビタビ復号器６１２、６１４、６１６ならびにＣＲＣ復号器６３２、６３４および６３６と、ストリームＳ2の内符号および外符号をそれぞれ復号する際に用いられるレート１／２ビタビ復号器６２２、６２４、６２６ならびにＣＲＣ復号器６４２、６４４および６４６とを有する。４ストリーム実装では、図６で実線で示すように、側波帯６０４のサブバンドＡおよびＣはビタビ復号器６１２およびＣＲＣ復号器６３２で復号され、側波帯６０４のサブバンドＢはビタビ復号器６１４およびＣＲＣ復号器６３４で復号され、側波帯６０６のサブバンドＡおよびＣはビタビ復号器６２２およびＣＲＣ復号器６４２で復号され、側波帯６０６のサブバンドＢはビタビ復号器６２４およびＣＲＣ復号器６４４で復号される。図６で破線で示す復号器６１６、６２６、６３６および６４６はこの実装では使用されず、受信機から省略可能である。なお、図６および図７に示す方式では、ＣＲＣブロック長は従来の技術を用いて最適化することが可能である。当業者に周知のリストビタビアルゴリズムもこの復号プロセスで使用可能である。
【００５４】
方式７の受信機の６ストリーム実装は、側波帯６０４のサブバンドＣをビタビ復号器６１６およびＣＲＣ復号器６３６で復号し、側波帯６０６のサブバンドＡをビタビ復号器６２６およびＣＲＣ復号器６４６で復号する。前の実装の場合と同様に、側波帯６０４のサブバンドＡはビタビ復号器６１２およびＣＲＣ復号器６３２で復号され、側波帯６０６のサブバンドＣはビタビ復号器６２２およびＣＲＣ復号器６４２で復号される。これらの実装例のいずれにおいても、ＣＲＣ復号器の出力はＰＡＣ復号器６５０に入力され、ＰＡＣ復号器６５０は、再構成されたオーディオ出力信号を生成してスピーカ６５２、６５４に送る。
【００５５】
次に、図７において、オーディオ信号は、まず、マルチデスクリプティブ符号化法を用いて符号化され、２つのストリームＳ1およびＳ2がそれぞれ６４ｋｂ／ｓｅｃで生成される。ストリームＳ1およびＳ2は、ホストＦＭ信号７０２で、それぞれ側波帯７０４および７０６として送信される。図４では、方式９は図５のパワープロファイルａまたはａ＋を利用可能であると示されているが、図７に示した実施例はパワープロファイルａ＋を利用する。このプロファイルは、図示のように、２つの側波帯７０４および７０６のそれぞれにサブバンドＡ′およびＢ′を含む。
【００５６】
方式７の場合と同様に、方式９における２つのストリームＳ1およびＳ2は、ビットストリーム分類器を用いてクラスＩおよびクラスＩＩという２つのクラスに分割される。クラスＩビットは、重要性の高いオーディオビットを表し、一様パワープロファイルａ＋のサブバンドＢ’に対応させることによって、高レベルの誤り保護が与えられる。サブバンドＢ’は、パワープロファイルのうち、干渉（例えば第１隣接チャネル干渉）を受けにくいサブバンドである。クラスＩＩビットは、クラスＩビットに比べて、再構成されるオーディオ品質にとって重要性が低く、パワープロファイルａ＋のサブバンドＡ’に対応させることによって、低いパワーレベルが与えられる。すなわち、重要性の高いビットはホストの両側のサブバンドＢ’で送信され、重要性の低いビットは両側のサブバンドＡ’で送信される。このＵＥＰ構成は、第１隣接干渉源は一般にサブバンドＢ’においてよりもサブバンドＡ’においてのほうが高いレベルの干渉を引き起こすということを利用する。こうして、側波帯全体での干渉変化を活用することにより、この種の周波数分割ＵＥＰからパフォーマンス利得が得られる。各側波帯７０４および７０６のサブバンドＡ’およびＢ’は、レート１／２畳込み符号（内符号）と、ＣＲＣ外符号とを用いて、送信のために符号化される。方式９の送信は、４ストリーム実装を利用する。
【００５７】
また、図７は、方式９の複数のストリームを復号する受信機の一部も示している。受信機は、ストリームＳ1の内符号および外符号をそれぞれ復号する際に用いられるレート１／２ビタビ復号器７１２、７１４ならびにＣＲＣ復号器７３２、７３４と、ストリームＳ2の内符号および外符号をそれぞれ復号する際に用いられるレート１／２ビタビ復号器７２２、７２４ならびにＣＲＣ復号器７４２、７４４とを有する。４ストリーム実装では、側波帯７０４のサブバンドＡ′はビタビ復号器７１２およびＣＲＣ復号器７３２で復号され、側波帯７０４のサブバンドＢ′はビタビ復号器７１４およびＣＲＣ復号器７３４で復号され、側波帯７０６のサブバンドＡ′はビタビ復号器７２２およびＣＲＣ復号器７４２で復号され、側波帯７０６のサブバンドＢ′はビタビ復号器７２４およびＣＲＣ復号器７４４で復号される。ＣＲＣ復号器７３２、７３４、７４２および７４４の出力はＰＡＣ復号器７５０に入力され、ＰＡＣ復号器７５０は、再構成されたオーディオ出力信号を生成してスピーカ７５２、７５４に送る。なお、図６および図７に例示した方式は、前述の時間ダイバーシチ技術により、複数のビットストリームどうしの間に遅延を導入するように構成することも可能である。
【００５８】
上記の方式７および９は、干渉またはその他のタイプの送受信の問題点の存在下でのグレースフルデグラデーションを提供するいくつかの組込みディジタルブレンドモードを有する。図８に、方式７および９の４ストリーム実装のような４ストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式に対するこれらのブレンドモードをまとめた表を示す。図８では、一方の側波帯に関連するクラスＩおよびクラスＩＩのストリームを他方の側波帯に関連するクラスＩおよびクラスＩＩのビットから区別するために、一方の側波帯に関連するクラスＩおよびクラスＩＩのストリームをそれぞれクラスＩ′およびクラスＩＩ′のストリームとして表す。この例では、時間ダイバーシチの目的でビットストリームどうしの間に導入される遅延は受信機によって除去されていると仮定する。
【００５９】
図８の表の第１列は、利用可能なストリーム、すなわち、与えられた伝送状況下で大きな劣化なしにどのストリームが受信可能かを指定し、第２列は、再構成されるオーディオの対応する品質を示す。例えば、クラスＩ、ＩＩ、Ｉ′およびＩＩ′に対応するストリームが利用可能である場合、結果として得られる再構成オーディオ品質は、９６ｋｂ／ｓｅｃ単一ストリームＰＡＣ品質のオーダーである。クラス（Ｉ＋ＩＩ＋ＩＩ′）またはクラス（ＩＩ＋Ｉ′＋ＩＩ′）に対応するストリームが利用可能である場合、６４ｋｂ／ｓｅｃ単一ストリームＰＡＣ品質より良好になる。クラス（Ｉ＋ＩＩ）またはクラス（Ｉ′＋ＩＩ′）に対応するストリームが利用可能である場合、アナログＦＭ品質より良好になる。クラス（Ｉ＋Ｉ′）に対応するストリームが利用可能である場合の品質レベルは未知であるが、クラスＩまたはクラスＩ′に対応するストリームが利用可能である場合の品質レベルは非常に劣化すると予想される。
【００６０】
図９に、方式２〜９で使用可能なレート１／２チャネル符号の例を提供する表を示す。Ｍは符号メモリであり、ｄfは自由ハミング距離である。符号ジェネレータは８進数で与えられ、重みスペクトル（ａdイベント、ｃdビット）も与えられている。なお、Ｍ＝７およびＭ＝９のレート１／２符号は特に低い重みを有する。Ｍ＝８すなわち２５６状態の選択は、チャネル符号の選択に対する適度な複雑さのレベルを表す。図９の表に示すいくつかのレート１／２符号は、T. Ottosson, "Coding, Modulation and Multiuser Decoding for DS-CDMA Systems", Ph.D. thesis, Chalmers University of Technology, Gothenburg, Sweden, November 1997、からのものである。もちろん、他の多くのタイプおよび構成の符号も、本発明のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式で使用可能である。
【００６１】
図１０〜図１３は、本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンスの改善を示す。図１０、図１１および図１２は、ベースライン方式１におけるレート４／５、Ｍ＝６の符号と比較して、それぞれレート１／２、レート２／３およびレート３／４の符号を使用した結果の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）における利得を示す。それぞれの場合において、図５の一様パワープロファイルａおよびガウシアンチャネルを仮定する。図１０には、ｄf＝４の片側レート４／５方式、および、これに対応するｄf＝１１の両側レート２／５方式の利得を示す。レート２／３およびレート３／４の符号は、G. C. Clark Jr. and J. B. Cain, "Error Correction Coding for Digital Communication", Plenum Press, New York, 1981、からのものである。
【００６２】
なお、ベースラインレートを一方の側波帯でレート１／２に変更し、他のすべてのパラメータは変えない方式のオーディオ符号器レートは、６０ｋｂ／ｓｅｃである。このような方式で６４ｋｂ／ｓｅｃのオーディオ符号器レートを利用するには、８／１５のチャネル符号レートが必要となる。このような符号は利用可能ではあるが、このような符号は一般に、レート１／３の母符号をパンクチャ処理することからのレートコンパチブルパンクチャド符号（ＲＣＰＣ：rate compatible punctured code）制約に最適化される。パフォーマンスを改善した符号は、別の母符号（例えば、レート１／２の母符号）を用いて得られる。
【００６３】
図１０からわかるように、Ｍ＝６の片側６０ｋｂ／ｓｅｃ、レート１／２方式は、Ｍ＝６の両側９６ｋｂ／ｓｅｃ、レート２／５方式と、ＳＮＲパフォーマンスにおいて同等である。また、明らかなように、Ｍ≧８のレート１／２方式は、Ｍ＝６のレート２／５方式より優れている。さらに、両側１２０ｋｂ／ｓｅｃ、レート１／２、Ｍ＝６方式は、ガウシアンチャネルの漸近誤り率パフォーマンスにおいて、９６ｋｂ／ｓｅｃ、レート２／５、Ｍ＝６方式と同等である。レート１／２符号には不十分な帯域幅しかない本発明の実施例では、代わりに例えばレート８／１５符号を利用することが可能であるが、ＳＮＲの利得はやや小さくなる。このような実施例に対して、許容可能なレート８／１５符号を決定するために直接的な符号探索を実行することも可能である。
【００６４】
図１３に、上記のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式のシミュレーションに基づくパフォーマンス測定値をまとめる。ガウシアンチャネルの場合、このシミュレーションは、レート１／２符号および６０ｋｂ／ｓｅｃオーディオ符号器ではサブバンドＢで約８ｄＢの利得を予測している。サブバンドＡおよびＣでは、ＳＮＲ利得は、一様パワープロファイルａでは、ベースラインの９６ｋｂ／ｓｅｃ、レート４／５符号に比べて約４ｄＢである。図１３には、ベースラインのレート４／５方式１と比較した、チャネルＳＮＲ（Ｅs／Ｎo）の推定利得を示す。サブバンドＢ（またはＢ′）およびサブバンドＡ＋Ｃ（またはＡ′）における２つのＵＥＰ誤り確率をそれぞれＰIおよびＰIIで表す。
【００６５】
図１３に示すように、パワープロファイルｂの場合、２つの誤り率確率ＰIおよびＰIIは約４ｄＢ離れている。この場合の方式全体のパフォーマンスはＰIIにより制限されていると考えられる。パワープロファイルｃの場合、２つの誤り率確率はプロファイルｂの場合よりも近い（しかもいずれも改善されている）。従って、パワープロファイルｃは、干渉が許容可能なレベルの場合のアプリケーションにおける好ましい解決法となりうる。プロファイルｃの形状は、個々のアプリケーションで必要に応じてさらに修正することも可能である。このような可能な修正の１つは図５のプロファイルｄである。これは、プロファイルｃよりも全側波帯パワー増大が低く、ＰIおよびＰIIの値はプロファイルｃの場合よりもさらに互いに接近している。パワープロファイルの形状の最適化は、ホスト信号への干渉、第１隣接干渉レベルおよびＦＣＣ放射マスクやその他の条件を含むいくつかのファクタに基づくことが可能である。フェージングチャネルの場合、図１３の利得は下限とみなすことが可能である。
【００６６】
図１３にまとめたシミュレーションにおける２レベルＵＥＰは、クラスＩおよびＩＩの両方で同じレート１／２符号を用い、これらの２つのクラスで異なる平均パワーレベルを用いて得られる。従って、一様パワープロファイルａでは、この方法によるＵＥＰ利得はない。本発明のその他の実施例では、平均レートを１／２として、１／２より高いレート（クラスＩＩ）および低いレート（クラスＩ）の２つの異なるチャネル符号を使用することによりＵＥＰ利得が得られる。このような方法は、例えば、側波帯全体で一様に３ｄＢだけパワーを増大させた場合（すなわち、パワープロファイルａ＋）に使用可能であり、パワープロファイルｄで得られるのと同様の結果が得られる。このような実施例におけるチャネル符号は、符号探索により見つけることができる。あるいは、周波数分割ＵＥＰ法を利用することも可能であり、この場合、サブバンドＢおよび（Ａ＋Ｃ）において同じレート１／２符号が用いられる。この場合、一様ノイズチャネルでは利得はないが、例えば第１隣接干渉型のチャネルでは利得が得られる。この周波数分割ＵＥＰ法に関してさらに詳細には、前掲の米国特許出願第０９／１６３，６５６号に記載されている。
【００６７】
図４に列挙した例示的なマルチストリーム方式で用いられるＯＦＤＭモデムのトーン数および構造にはいくつかの選択肢がある。可能な実装の１つは、２個の７０ｋＨｚ側波帯を使用し、各側波帯で約９０個のトーンを使用する。この例の実装では、単一の５１２高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用し、ｋＨｚあたりのトーン数は１．２９である。もう１つの実装は、側波帯あたり２倍のトーン数、すなわち約１８０個のトーンを使用し、ゼロパディングによる単一の１０２４ＦＦＴを使用する。この実装におけるシンボル時間は、前の例の２倍の長さである。さらに、同じマルチパスに対して、巡回拡張のための相対オーバーヘッドは２分の１に縮小される。この実装におけるｋＨｚあたりのトーン数は２．５７である。さらにもう１つの選択肢では、２つの別々のＯＦＤＭモデムを上下の側波帯で使用する。例えば、２個の２５６ＦＦＴの場合、巡回拡張オーバーヘッドは、ゼロパディングによる単一の１０２４ＦＦＴの場合よりもさらに少なくなる。この場合のｋＨｚあたりのトーン数は３．６６である。ＦＦＴは単純になるが、２個のモデムを使用しなければならない。
【００６８】
図５の非一様パワープロファイルを使用する場合、チャネルがガウシアンチャネルであっても、インタリーバの設計はパワープロファイルを考慮に入れることが重要である。その理由は、相異なるシンボルがＯＦＤＭトーンにおいて相異なるパワーレベルを有する可能性があるからである。畳込み符号の全誤りイベントが低パワーレベルのトーンで送信されるシンボルにのみ関連する場合、パフォーマンスは劣化する。符号の「平均的なパワーレベル」挙動を得るため、誤りイベントは一般に、高パワーレベルと低パワーレベルの混合からなるべきである。幸運なことに、支配的な畳込み符号誤りイベントは通常本質的に短い。インタリーバ設計においてさらに考慮すべき点としては、時間選択的および周波数選択的フェージングがある。畳込み符号およびインタリーバの設計を同時に行うのでなければ、平均的なパワーレベル挙動が達成される絶対的な保証はなく、多少の損失が生じる可能性がある。
【００６９】
本発明の代替実施例は、他のタイプの外符号（例えば、ＲＳ、ＢＣＨまたはその他の線形ブロック符号）、他のタイプの内符号（例えば、さまざまなタイプの畳込み符号、ターボ符号、またはトレリス符号化変調に関連する符号化）、および、さまざまなタイプのインタリーブ法（例えば、ブロックインタリーブ、畳込みインタリーブ、またはランダムインタリーブ）を利用することが可能である。また、これらの代替実施例は、内符号のみを利用し外符号を利用しないことや、その逆も可能である。もちろん、ＲＳ、ＢＣＨまたはその他の同種の誤り訂正外符号を利用する実施例は、誤り訂正のためにその符号を使用することが可能である。
【００７０】
なお、本発明の実施例において、与えられたホストキャリア信号に関連する周波数帯域は、キャリアと重なり合うように配置されることも可能である。このような実施例は、例えば米国特許出願第０８／７０４，４７０号（出願日：１９９６年８月２２日、発明者：Haralabos C. Papadopolous and Carl-Erik W. Sundberg）、および、米国特許出願第０８／８３４，５４１号（出願日：１９９７年３月１８日、発明者：Brian Chen and Carl-Erik W. Sundberg）に記載されているプリキャンセレーション(precancellation)法を利用可能である。
【００７１】
本発明は、時分割多重（ＴＤＭ）、周波数分割多重（ＦＤＭ）および符号分割多重（ＣＤＭ）フォーマット、ならびに、ＴＤＭ、ＦＤＭ、ＣＤＭおよびその他のタイプのフレームフォーマットの組合せを含むさまざまなフレームフォーマットの復号に適用可能である。さらに、ここには詳細に記載しないが、例えばすべてのチャネルにおける単一キャリア変調や、すべてのチャネルにおけるマルチキャリア変調（例えばＯＦＤＭ）などの、さまざまなタイプの変調技術を、本発明とともに使用可能である。与えられたキャリアは、例えばｍ−ＱＡＭ、ｍ−ＰＳＫまたはトレリス符号化変調のような技術を含む所望のタイプの変調技術を用いて変調可能である。
【００７２】
前述のように、本発明の技術は、音声、データ、ビデオ、画像およびその他のタイプの情報のような、オーディオ以外のディジタル情報の伝送にも適用可能である。実施例では、ＰＡＣ符号器によって生成されるオーディオ情報のようなオーディオ情報を用いているが、本発明は、より一般的に、任意の形式で任意のタイプの圧縮技術によって生成されるディジタル情報に適用可能である。例えば、図２の例示的な送信機２０１内のエンベデッドオーディオ符号器は、マルチデスクリプティブオーディオ符号器として実現することも可能であり、また、マルチデスクリプティブオーディオ符号器とエンベデッドオーディオ符号器の組合せとして実現することも可能である。本発明は、同時多重番組聴取・録音、オーディオおよびデータの同時配信などのようなさまざまなアプリケーションで実現可能である。以上およびその他の代替実施例が本発明の技術的範囲に入ることは当業者には明らかである。
【００７３】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、ディジタル通信のために既存の伝送帯域（例えばＡＭ、ＦＭまたはその他の帯域）を有効利用し、ＩＢＯＣ方式が使用される隣接エリアでの隣接チャネル干渉に対処する技術（例えば、ＰＡＣ技術に基づいて）が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による周波数帯域の対応するサブバンドを通じて伝送される複数のビットストリームを表すディジタル変調信号のパワープロファイルの図である。
【図２】本発明に従って、周波数帯域のサブバンドを通じてオーディオ情報を含む複数のビットストリームを送信する送信機のブロック図である。
【図３】図２の送信機を用いて送信されるオーディオ情報を回復する受信機のブロック図である。
【図４】本発明による、いくつかのマルチストリームＦＭハイブリッド帯域内オンチャネル（ＩＢＯＣ−ＦＭ）方式の構成を示すテーブルの図である
【図５】本発明によるマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭで用いられるパワープロファイルのセットを示す図である。
【図６】図４のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式７の動作を示す図である。
【図７】図４のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式９の動作を示す図である。
【図８】本発明による４ストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるブレンドモードを示すテーブルの図である。
【図９】本発明のマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式で利用されるレート１／２符号器の例を示す図である。
【図１０】本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンス利得を示すテーブルの図である。
【図１１】本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンス利得を示すテーブルの図である。
【図１２】本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンス利得を示すテーブルの図である。
【図１３】本発明による例示的なマルチストリームＩＢＯＣ−ＦＭ方式におけるパフォーマンス利得を示すテーブルの図である。
【符号の説明】
１０３ サブバンド
１０５ サブバンド
１０７ サブバンド
１０９ パワープロファイル
１１１ パワープロファイル
１１３ パワープロファイル
２０１ 送信機
２０３ エンベデッドオーディオ符号器
２１５ 外チャネル符号器
２２１ トレリス符号器
２２７ インタリーバ
２３０ マルチキャリアモデム
２３５ 送信回路
３０１ 受信機
３０７ 受信回路
３０９ 復調器
３１３ デインタリーバ
３１７ トレリス復号器
３１９ 外チャネル復号器
３２７ ブレンディングプロセッサ
３３０ エンベデッドオーディオ復号器
３３５ 遅延素子
６０２ ホストＦＭ信号
６０４ 側波帯
６０６ 側波帯
６１２ レート１／２ビタビ復号器
６１４ レート１／２ビタビ復号器
６１６ レート１／２ビタビ復号器
６２２ レート１／２ビタビ復号器
６２４ レート１／２ビタビ復号器
６２６ レート１／２ビタビ復号器
６３２ ＣＲＣ復号器
６３４ ＣＲＣ復号器
６３６ ＣＲＣ復号器
６４２ ＣＲＣ復号器
６４４ ＣＲＣ復号器
６４６ ＣＲＣ復号器
６５０ ＰＡＣ復号器
６５２ スピーカ
６５４ スピーカ
７０２ ホストＦＭ信号
７０４ 側波帯
７０６ 側波帯
７１２ レート１／２ビタビ復号器
７１４ レート１／２ビタビ復号器
７２２ レート１／２ビタビ復号器
７２４ レート１／２ビタビ復号器
７３２ ＣＲＣ復号器
７３４ ＣＲＣ復号器
７４２ ＣＲＣ復号器
７４４ ＣＲＣ復号器
７５０ ＰＡＣ復号器
７５２ スピーカ
７５４ スピーカ
Claims (15)
- 通信システムにおける送信のために少なくとも１つの情報信号を処理する方法において、本方法は、
情報信号から複数のビットストリームを生成するステップであって、前記複数のビットストリームの各々は、前記情報信号の別個の表現に対応し且つ複数のクラスのビットに分離されるステップと、
前記複数のビットストリームを、ホストキャリア信号に関連する１つ又は複数の周波数帯域のうちの対応する部分で送信するステップとを有し、前記複数のビットストリームのうちの１つのビットストリームに関連する複数のクラスのビットのうちの所与の１つのクラスのビットであって前記１つのビットストリームに関連する他のクラスのビットよりも干渉に対する感度の高いクラスのビットが、前記部分のうちの他の部分よりも干渉に対する感受性が低くなるように構成された、前記部分のうちの対応する１つの部分において送信され、
前記生成するステップは、前記情報信号を表す第１および第２多重記述ビットストリームを生成するステップを含み、
前記送信するステップは、前記第１多重記述ビットストリームを前記ホストキャリア信号の第１側波帯で送信するステップと、前記第２多重記述ビットストリームを前記ホストキャリア信号の第２側波帯で送信するステップとをさらに含み、
前記生成するステップは、前記第１および第２多重記述ビットストリームのそれぞれを少なくとも第１および第２クラスビットストリームに分離するステップをさらに含み、
前記第１および第２クラスビットストリームはそれぞれ誤り保護の異なるレベルに対応する
ことを特徴とする方法。 - 前記ホストキャリア信号はＦＭキャリア信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
- 前記情報信号はオーディオ信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
- 前記送信するステップは、前記複数のビットストリームのうちの少なくとも１つのビットストリームが前記複数のビットストリームのうちの他のビットストリームとは異なる送信特性で送信されるように前記複数のビットストリームを送信するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
- 前記異なる送信特性は、誤り保護の異なるレベルおよび非一様送信パワープロファイルの異なる部分のうちの少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
- 前記送信するステップは、前記第１多重記述ビットストリームに関連する第１および第２クラスビットストリームをそれぞれ前記第１側波帯の第１および第２サブバンドで送信するステップと、前記第２多重記述ビットストリームに関連する第１および第２クラスビットストリームをそれぞれ前記第２側波帯の第１および第２サブバンドで送信するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
- 前記第１および第２側波帯のうちの少なくとも一方の側波帯のサブバンドの各々はそれぞれ、誤り保護の異なるレベルに関連づけられることを特徴とする請求項６に記載の方法。
- 前記第１および第２側波帯のうちの少なくとも一方の側波帯のサブバンドの各々はそれぞれ、非一様送信パワープロファイルの異なる部分および干渉に対する異なる感受性のうちの少なくとも１つに関連づけられることを特徴とする請求項６に記載の方法。
- 前記生成するステップは、第１符号化レートを有する第１ビットストリームと、該第１符号化レートより低い符号化レートを有する第２ビットストリームとを生成するステップを含み、
前記送信するステップは、少なくとも前記第１ビットストリームを前記ホストキャリア信号の第１側波帯で送信し、前記第２ビットストリームを前記ホストキャリアの第２側波帯で送信するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 前記システムに時間ダイバーシチを提供するために、前記送信するステップの前に、前記複数のビットストリームのうちの少なくとも一部の間に遅延を導入するステップをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
- 通信システムにおける送信のために少なくとも１つの情報信号を処理する装置において、本装置は、送信機を有し、該送信機は、
（ｉ）情報信号から、前記情報信号を表す第１および第２多重記述ビットストリームを含む複数のビットストリームを生成するように動作し、前記複数のビットストリームの各々は前記情報信号の別個の表現に対応し且つ複数のクラスのビットに分離され、前記第１および第２多重記述ビットストリームのそれぞれは、誤り保護の異なるレベルに対応する少なくとも第１および第２クラスビットストリームに分離され、該送信機はさらに、
（ｉｉ）前記複数のビットストリームの各々を、ホストキャリア信号に関連する１つ又は複数の周波数帯域のうちの対応する部分で送信するように動作し、前記送信において、前記第１多重記述ビットストリームが前記ホストキャリア信号の第１側波帯で送信され、前記第２多重記述ビットストリームが前記ホストキャリア信号の第２側波帯で送信され、前記複数のビットストリームのうちの１つのビットストリームに関連する複数のクラスのビットのうちの所与の１つのクラスのビットであって前記１つのビットストリームに関連する他のクラスのビットよりも干渉に対する感度の高いクラスのビットが、前記部分のうちの他の部分よりも干渉に対する感受性が低くなるように構成された、前記部分のうちの対応する１つの部分において送信される
ことを特徴とする装置。 - 通信システムにおける送信のために少なくとも１つの情報信号を処理する装置において、本装置は、
情報信号から、前記情報信号を表す第１および第２多重記述ビットストリームを含む複数のビットストリームを生成する手段であって、前記複数のビットストリームの各々は前記情報信号の別個の表現に対応し且つ複数のクラスのビットに分離され、前記第１および第２多重記述ビットストリームのそれぞれは、誤り保護の異なるレベルに対応する少なくとも第１および第２クラスビットストリームに分離される手段と、
前記複数のビットストリームを、ホストキャリア信号に関連する１つ又は複数の周波数帯域のうちの対応する部分で送信する手段であって、前記第１多重記述ビットストリームを前記ホストキャリア信号の第１側波帯で送信し、前記第２多重記述ビットストリームを前記ホストキャリア信号の第２側波帯で送信する手段とを有し、前記複数のビットストリームのうちの１つのビットストリームに関連する複数のクラスのビットのうちの所与の１つのクラスのビットであって前記１つのビットストリームに関連する他のクラスのビットよりも干渉に対する感度の高いクラスのビットが、前記部分のうちの他の部分よりも干渉に対する感受性が低くなるように構成された、前記部分のうちの対応する１つの部分において送信される
ことを特徴とする装置。 - 通信システムにおいて少なくとも１つの情報信号を処理する方法において、本方法は、
前記情報信号を表す第１および第２多重記述ビットストリームを含む複数のビットストリームを受信するステップであって、前記複数のビットストリームの各々は前記情報信号の別個の表現に対応し且つ複数のクラスのビットに分離されており、前記第１および第２多重記述ビットストリームのそれぞれは、誤り保護の異なるレベルに対応する少なくとも第１および第２クラスビットストリームに分離されており、前記複数のビットストリームは、ホストキャリア信号に関連する１つ又は複数の周波数帯域のうちの対応する部分で送信されたものであり、前記第１多重記述ビットストリームは前記ホストキャリア信号の第１側波帯で送信されたものであり、前記第２多重記述ビットストリームは前記ホストキャリア信号の第２側波帯で送信されたものであり、さらに、前記複数のビットストリームのうちの１つのビットストリームに関連する複数のクラスのビットのうちの所与の１つのクラスのビットであって前記１つのビットストリームに関連する他のクラスのビットよりも干渉に対する感度の高いクラスのビットが、前記部分のうちの他の部分よりも干渉に対する感受性が低くなるように構成された、前記部分のうちの対応する１つの部分において送信されたものである、ステップと、
前記受信した複数のビットストリームから情報信号を再構成するステップとを有する
ことを特徴とする方法。 - 通信システムにおいて少なくとも１つの情報信号を処理する装置において、本装置は、受信機を有し、該受信機は、
（ｉ）前記情報信号を表す第１および第２多重記述ビットストリームを含む複数のビットストリームを受信するように動作し、前記複数のビットストリームの各々は前記情報信号の別個の表現に対応し且つ複数のクラスのビットに分離されており、前記第１および第２多重記述ビットストリームのそれぞれは、誤り保護の異なるレベルに対応する少なくとも第１および第２クラスビットストリームに分離されており、前記複数のビットストリームは、ホストキャリア信号に関連する１つ又は複数の周波数帯域のうちの対応する部分で送信されたものであり、前記第１多重記述ビットストリームは前記ホストキャリア信号の第１側波帯で送信されたものであり、前記第２多重記述ビットストリームは前記ホストキャリア信号の第２側波帯で送信されたものであり、さらに、前記複数のビットストリームのうちの１つのビットストリームに関連する複数のクラスのビットのうちの所与の１つのクラスのビットであって前記１つのビットストリームに関連する他のクラスのビットよりも干渉に対する感度の高いクラスのビットが、前記部分のうちの他の部分よりも干渉に対する感受性が低くなるように構成された、前記部分のうちの対応する１つの部分において送信されたものであり、該受信機はさらに、
（ｉｉ）前記受信した複数のビットストリームから情報信号を再構成するように動作する
ことを特徴とする装置。 - 符号化信号を処理する装置において、
前記符号化信号は、入力信号から、前記入力信号を表す第１および第２多重記述ビットストリームを含む複数のビットストリームを発生することによって生成され、前記複数のビットストリームの各々は前記入力信号の別個の表現に対応し且つ複数のクラスのビットに分離されており、前記第１および第２多重記述ビットストリームのそれぞれは、誤り保護の異なるレベルに対応する少なくとも第１および第２クラスビットストリームに分離されており、前記複数のビットストリームは、ホストキャリア信号に関連する１つ又は複数の周波数帯域のうちの対応する部分の通信チャネルを通じて送信されたものであり、前記第１多重記述ビットストリームは前記ホストキャリア信号の第１側波帯で送信されたものであり、前記第２多重記述ビットストリームは前記ホストキャリア信号の第２側波帯で送信されたものであり、これにより、前記複数のビットストリームのうちの１つのビットストリームに関連する複数のクラスのビットのうちの所与の１つのクラスのビットであって前記１つのビットストリームに関連する他のクラスのビットよりも干渉に対する感度の高いクラスのビットが、前記部分のうちの他の部分よりも干渉に対する感受性が低くなるように構成された、前記部分のうちの対応する１つの部分において送信されており、
本装置は、
前記通信チャネルから前記符号化信号を受信する手段と、
前記受信した符号化信号を復号する手段と、
前記復号した信号から前記入力信号を再生する手段とを有することを特徴とする装置。
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