JP4220418B2 - 逆拡散復調器およびスペクトル拡散無線受信機 - Google Patents

Description

本発明は、拡散符号を用いた演算により所望の信号を周波数拡散して送信し、受信した拡散信号を拡散符号を用いた演算により逆拡散して前記所望の信号を取り出すスペクトル拡散無線通信に係り、特に逆拡散復調器およびこれを用いたスペクトル拡散無線受信機の構成に関するものである。

図１０に第１の従来技術である逆拡散復調器の構成を示す。図示しないスペクトル拡散無線送信機は、データ信号を拡散処理した拡散信号を生成して、この拡散信号を送信する。スペクトル拡散無線送信機から送信された拡散信号は、スペクトル拡散無線受信機の図示しないアンテナで受信され、図示しないＲＦ信号処理部でベースバンド帯域の信号に変換された後に図１０の逆拡散復調器に入力される。逆拡散復調器のＡ／Ｄコンバーター３０１は、入力された拡散信号をデジタル信号に変換し、逆拡散復調器３０２は、デジタル信号処理により逆拡散処理を行うことでデータ信号を復調する。

図１１に第２の従来技術であるスペクトル拡散無線受信機の構成を示す。スペクトル拡散無線送信機から送信された無線周波数帯域の拡散信号は、スペクトル拡散無線受信機の図示しないアンテナで受信され、図１１の周波数変換ミキサ４０２に入力される。
０／９０°移相器４０１は、搬送波と同一周波数のローカル信号ＬＯから互いに９０°位相の異なる２つのローカル信号ＬＯ−Ｉ，ＬＯ−Ｑを生成する。周波数変換ミキサ４０２は、無線周波数帯域の拡散信号ＲＦと２つのローカル信号ＬＯ−Ｉ，ＬＯ−Ｑとを乗算して、直交する２つの拡散信号ＩＦ−Ｉ，ＩＦ−Ｑを生成するダイレクトコンバージョンを行う。ローパスフィルタ４０３，４０４は、それぞれ拡散信号ＩＦ−Ｉ，ＩＦ−Ｑから不要な帯域の信号を除去する。

Ａ／Ｄコンバーター４０５，４０６は、それぞれローパスフィルタ４０３，４０４から出力された拡散信号ＩＦ−Ｉ，ＩＦ−Ｑをデジタル信号に変換する。位相補正処理器４０７は、Ａ／Ｄコンバーター４０５と４０６の出力信号を加算した加算信号を出力すると同時に、拡散信号ＲＦとローカル信号ＬＯとの位相差が零の状態と等価になるように加算信号の位相を補正する。逆拡散処理器４０８は、位相補正処理器４０７の出力信号に対してデジタル処理による逆拡散処理を行い、データ信号を復調する。以
図１０に示した逆拡散復調器および図１１に示したスペクトル拡散無線通信受信機については、例えば非特許文献１に記載されている。

なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
丸林元，中川正雄，河野隆二著，「スペクトル拡散通信とその応用」，電子情報通信学会，平成１２年，１２１頁〜１２２頁，ＩＳＢＮ４−８８５５２−１５３−Ｘ

スペクトル拡散による無線通信ではチャネル帯域が広いため、妨害信号が同じチャネル帯域内に存在する場合が多い。図１０、図１１に示した従来技術である逆拡散復調器およびスペクトル拡散無線受信機では、逆拡散処理で希望信号のみを抽出する。このために、Ａ／Ｄコンバーター３０１，４０５，４０６の精度は６ビット以上必要であった。このような高精度のＡ／Ｄコンバーターを高速かつ低電圧動作させることは困難であるため、これまで低電圧・低消費電力の逆拡散復調器およびスペクトル拡散無線受信機の実現は困難であった。

本発明は、以上のような点に鑑みてなされたものであり、Ａ／Ｄコンバーターに必要なビット精度を緩和し、低電圧・低消費電力で動作する逆拡散復調器およびスペクトル拡散無線受信機の実現に寄与することにある。

本発明の逆拡散復調器は、入力された拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第１のサンプル・ホールド回路および第２のサンプル・ホールド回路と、前記第１のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第２のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める減算器と、前記差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバーターと、このＡ／Ｄコンバーターによりデジタル化された差分信号の極性を２×ΔＴ毎に反転させる極性変換器と、この極性変換器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理器とを有し、前記逆拡散処理器は、前記差分信号に対応して符号変換した拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うものである。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例において、前記逆拡散処理器は、前記サンプリング間隔ΔＴと拡散符号の周期ΔｔとがΔｔ＝ａ×ΔＴ（ａは２以上の自然数）を満たす場合、前記極性変換器から出力されるデジタル化されたａ個の差分信号を加算した結果に対して前記逆拡散処理を行うものである。

また、本発明の逆拡散復調器は、入力された拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第１のサンプル・ホールド回路および第２のサンプル・ホールド回路と、前記第１のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第２のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める減算器と、前記差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバーターと、このＡ／Ｄコンバーターによりデジタル化された差分信号の極性を２×ΔＴ毎に反転させる極性変換器と、この極性変換器の出力信号を積分処理する積分器と、この積分器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理器とを有するものである。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例において、前記逆拡散処理器は、送信機において前記拡散信号の生成に使用された真の拡散符号に１つ符号を追加した疑似拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うものであり、前記疑似拡散符号の総和は零である。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例において、前記逆拡散処理器は、マンチェスタ型拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うものである。

また、本発明のスペクトル拡散無線受信機は、入力された無線周波数帯域の拡散信号を中間周波数帯域の直交する２つの拡散信号に変換する周波数変換ミキサと、この周波数変換ミキサから出力された第１の拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第１のサンプル・ホールド回路および第２のサンプル・ホールド回路と、前記周波数変換ミキサから出力された第２の拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第３のサンプル・ホールド回路および第４のサンプル・ホールド回路と、前記第１のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第２のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める第１の減算器と、前記第３のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第４のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める第２の減算器と、前記第１の減算器から出力された差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄコンバーターと、前記第２の減算器から出力された差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄコンバーターと、前記第１のＡ／Ｄコンバーターの出力信号と前記第２のＡ／Ｄコンバーターの出力信号とを加算した加算信号を出力する位相補正処理器と、この位相補正処理器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理部とを有し、前記逆拡散処理部は、前記位相補正処理器の出力信号の極性を２×ΔＴ毎に反転させる極性変換器と、前記差分信号に対応して符号変換した拡散符号を用いて前記極性変換器の出力信号に対して逆拡散処理を行う逆拡散処理器とからなるものである。

また、本発明のスペクトル拡散無線受信機の１構成例において、前記逆拡散処理器は、前記サンプリング間隔ΔＴと拡散符号の周期ΔｔとがΔｔ＝ａ×ΔＴ（ａは２以上の自然数）を満たす場合、前記極性変換器から出力されるデジタル化されたａ個の差分信号を加算した結果に対して前記逆拡散処理を行うものである。
また、本発明のスペクトル拡散無線受信機の１構成例は、入力された無線周波数帯域の拡散信号を中間周波数帯域の直交する２つの拡散信号に変換する周波数変換ミキサと、この周波数変換ミキサから出力された第１の拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第１のサンプル・ホールド回路および第２のサンプル・ホールド回路と、前記周波数変換ミキサから出力された第２の拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第３のサンプル・ホールド回路および第４のサンプル・ホールド回路と、前記第１のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第２のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める第１の減算器と、前記第３のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第４のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める第２の減算器と、前記第１の減算器から出力された差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄコンバーターと、前記第２の減算器から出力された差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄコンバーターと、前記第１のＡ／Ｄコンバーターの出力信号と前記第２のＡ／Ｄコンバーターの出力信号とを加算した加算信号を出力する位相補正処理器と、この位相補正処理器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理部とを有し、前記逆拡散処理部は、前記位相補正処理器の出力信号の極性を２×ΔＴ毎に反転させる極性変換器と、この極性変換器の出力信号を積分処理する積分器と、この積分器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理器とからなるものである。
また、本発明のスペクトル拡散無線受信機の１構成例において、前記逆拡散処理器は、送信機において前記拡散信号の生成に使用された真の拡散符号に１つ符号を追加した疑似拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うものであり、前記疑似拡散符号の総和は零である。
また、本発明のスペクトル拡散無線受信機の１構成例において、前記逆拡散処理器は、マンチェスタ型拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うものである。

本発明によれば、拡散信号を２つのサンプル・ホールド回路で交互にサンプル保持して、この２つのサンプル・ホールド回路の出力の差分信号をＡ／Ｄコンバーターでデジタル信号に変換するが、この際に充分小さなΔＴ間隔で拡散信号をサンプル保持すれば、差分信号の振幅を大幅に減らすことができる。これにより、差分信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバーターに必要な精度を大幅に減らすことができ、逆拡散復調器およびスペクトル拡散無線受信機の回路動作に必要な電源電圧を大幅に下げることができる。その結果、本発明では、逆拡散復調器およびスペクトル拡散無線受信機の消費電力を大幅に低減することができる。

［第１の実施の形態］
図１は本発明の第１の実施の形態のスペクトル拡散無線受信機における逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。
本実施の形態の逆拡散復調器は、第１のサンプル・ホールド回路１００と、第２のサンプル・ホールド回路１０１と、減算器１０２と、Ａ／Ｄコンバーター１０３と、極性変換器１０４と、差分型逆拡散処理器１０５とを有する。

図示しないスペクトル拡散無線送信機は、データ信号を拡散処理した拡散信号を生成して、この拡散信号を送信する。スペクトル拡散無線送信機から送信された拡散信号は、スペクトル拡散無線受信機の図示しないアンテナで受信され、図示しないＲＦ信号処理部でベースバンド帯域の信号に変換された後に図１の逆拡散復調器に入力される。
第１のサンプル・ホールド回路１００と第２のサンプル・ホールド回路１０１とは、入力された拡散信号をそれぞれ第１のクロックｆ１、第２のクロックｆ２に同期してサンプル保持する。

図２に本実施の形態で用いる第１クロックｆ１および第２クロックｆ２の信号波形例を示す。図２において、「Ｓ」はサンプル・ホールド回路１００，１０１が拡散信号をサンプリングするタイミングを示し、「Ｈ」はサンプリングした拡散信号を保持する期間を示している。
第１のクロックｆ１および第２のクロックｆ２の周期をＴとすると、第１のクロックｆ１と第２のクロックｆ２とは、第１のサンプル・ホールド回路１００と第２のサンプル・ホールド回路１０１とがΔＴ（ΔＴ＝Ｔ／２）毎に交互にサンプリングするように設定されている。つまり、第１のクロックｆ１と第２のクロックｆ２は、周波数が同一で、位相が１８０°ずれた信号である。

減算器１０２は、第１のサンプル・ホールド回路１００の出力と第２のサンプル・ホールド回路１０１の出力との差分信号を出力する。
Ａ／Ｄコンバーター１０３には、第１のクロックｆ１および第２のクロックｆ２と同期し、かつ周波数が２倍である第３のクロックｆ３が入力される。つまり、第３のクロックｆ３の周期はΔＴである。Ａ／Ｄコンバーター１０３は、減算器１０２から出力された差分信号を第３のクロックｆ３に同期してサンプリングしてデジタル信号に変換する。

図３（ａ）に図１のＡ点における拡散信号の波形例を示し、図３（ｂ）に図１のＢ点における差分信号の波形例を示す。図３（ａ）の例では、拡散信号を振幅１、周波数ｆのｓｉｎ（２πｆｔ）で表される信号としている。この拡散信号を第１のサンプル・ホールド回路１００と第２のサンプル・ホールド回路１０１によりΔＴ毎に交互にサンプリングし、第１のサンプル・ホールド回路１００でサンプル保持した結果と第２のサンプル・ホールド回路１０１でサンプル保持した結果との差分信号を求めると、この差分信号の振幅ｂは２πｆ×ΔＴとなる。

したがって、２πｆ×ΔＴ＜１となるように充分小さなΔＴ間隔で拡散信号をサンプル保持すれば、差分信号の振幅を大幅に減らすことができる。これにより、本実施の形態では、差分信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバーター１０３に必要な精度を大幅に減らすことができ、逆拡散復調器の回路動作に必要な電源電圧を大幅に下げることができる。

減算器１０２から出力される差分信号の極性は、第１のサンプル・ホールド回路１００と第２のサンプル・ホールド回路１０１とがΔＴ毎に交互にサンプリングすることから、ΔＴ毎に反転している。そこで、極性変換器１０４は、差分信号の極性を揃えるため、Ａ／Ｄコンバーター１０３によってデジタル化された差分信号の極性を周期Ｔ毎に反転させる。これにより、極性変換器１０４から出力される差分信号の極性は正又は負のいずれか一方に統一されることになる。

差分型逆拡散処理器１０５は、極性変換器１０４の出力信号に対してデジタル処理による差分型の逆拡散処理を行い、データ信号を復調する。以下に、差分型逆拡散処理器１０５による差分型の逆拡散処理について説明する。
符号長をｍとすると、拡散信号Ｓ_k （ｋ＝１，２，３，・・・・，ｍ）と拡散符号Ｃ_k による逆拡散処理は次式のように表すことができる。

式（１）において、Ｐは逆拡散処理を行った結果の信号である。また、拡散符号Ｃ_k は、送信機において拡散信号Ｓ_k の生成に使用された符号と同じものである。
このとき、極性変換器１０４から出力される差分信号をΔＳ_i とすると、式（１）の演算は次式のように表すことができる。

したがって、差分信号に対応して符号変換した新しい拡散符号Ｄ_k を用いることで、差分信号ΔＳ_i を入力とする逆拡散処理が可能となる。ただし、式（２）では、上から３行目の第１項を近似的に０としている。
以上のように、本実施の形態によれば、逆拡散復調器の回路動作に必要な電源電圧を大幅に下げることができ、これにより逆拡散復調器の消費電力を大幅に低減することができる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態では、第１のサンプル・ホールド回路１００および第２のサンプル・ホールド回路１０１による拡散信号のサンプリング間隔ΔＴとスペクトル拡散チップ間隔（逆拡散復調器で用いる拡散符号Ｄ_k の周期）Δｔとが等しい場合を示したが、サンプリング間隔ΔＴをスペクトル拡散チップ間隔Δｔよりも小さくすることも可能である。

例えば、Δｔ＝ａ×ΔＴの場合、ａ（ａは２以上の自然数）個の差分信号を加算した結果を次式のようにΔＳＳ_i として求める。この加算処理は、図１に示した差分型逆拡散処理器１０５で行えばよい。

そして、加算結果ΔＳＳ_i と拡散符号Ｄ_k による逆拡散処理は次式のように表すことができる。

本実施の形態によれば、サンプリング間隔ΔＴをスペクトル拡散チップ間隔Δｔよりも小さくすることで、Ａ／Ｄコンバーター１０３に必要なビット精度を第１の実施の形態よりも低減することができる。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図４は本発明の第３の実施の形態のスペクトル拡散無線受信機における逆拡散復調器の構成を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。
本実施の形態の逆拡散復調器は、第１のサンプル・ホールド回路１００と、第２のサンプル・ホールド回路１０１と、減算器１０２と、Ａ／Ｄコンバーター１０３と、極性変換器１０４と、積分器１０６と、近似型逆拡散処理器１０７とを有する。

第１のサンプル・ホールド回路１００、第２のサンプル・ホールド回路１０１、減算器１０２、Ａ／Ｄコンバーター１０３および極性変換器１０４の動作は第１の実施の形態と同じである。
本実施の形態においても、２πｆ×ΔＴ＜１となる充分小さなΔＴ間隔で拡散信号をサンプル保持することで、差分信号の振幅を大幅に減らすことができ、これによりＡ／Ｄコンバーター１０３に必要な精度を大幅に減らすことができ、逆拡散復調器の回路動作に必要な電源電圧を大幅に下げることができる。

本実施の形態では、極性変換器１０４から出力されるデジタル化された差分信号に対して積分器１０６でデジタル処理による積分を行うことにより、差分信号を拡散信号に戻すことを特徴としている。ただし、差分信号にＤＣオフセットが含まれると、積分処理でオーバーフローが発生する。この積分処理のオーバーフローは、積分後に引き算をすることで解決できる。

このため、本実施の形態では、積分器１０６から出力されるデジタル化された拡散信号に対してデジタル処理による近似型の逆拡散処理を行い、データ信号を復調する。近似型逆拡散処理器１０７は、具体的には以下の近似式を用いて逆拡散処理を行い、この逆拡散処理に用いる擬似拡散符号の総和を零にすることでオーバーフローの問題を解決している。

式（５）において、Ｓ_k （ｋ＝１，２，３，・・・・，ｍ）は積分器１０６から出力される拡散信号、Ｃ_k は送信機において拡散信号の生成に使用された真の拡散符号である。また、式（５）の右辺第２項Ｓ_nΣＣ_kのΣＣ_k は真の拡散信号Ｃ_k に対して追加した１つの符号である。これにより、真の拡散信号Ｃ_k と追加した符号ΣＣ_k とからなる疑似拡散符号の総和は零となる。また、式（５）においてＳ_n は任意の拡散信号であり、拡散信号Ｓ_k のうちの何れかでもよいし（すなわち、ｎは１〜ｍまでのいずれかの値）、拡散信号Ｓ_k よりも前に受信した拡散信号でもよいし、拡散信号Ｓ_k よりも後に受信した拡散信号でもよい。
こうして、本実施の形態では、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図５は本発明の第４の実施の形態のスペクトル拡散無線受信機における逆拡散復調器の構成を示すブロック図であり、図１、図４と同一の構成には同一の符号を付してある。
本実施の形態の逆拡散復調器は、第１のサンプル・ホールド回路１００と、第２のサンプル・ホールド回路１０１と、減算器１０２と、Ａ／Ｄコンバーター１０３と、極性変換器１０４と、積分器１０６と、逆拡散処理器１０８とを有する。

第１のサンプル・ホールド回路１００、第２のサンプル・ホールド回路１０１、減算器１０２、Ａ／Ｄコンバーター１０３、極性変換器１０４および積分器１０６の動作は第３の実施の形態と同じである。
本実施の形態においても、２πｆ×ΔＴ＜１となる充分小さなΔＴ間隔で拡散信号をサンプル保持することで、差分信号の振幅を大幅に減らすことができ、これによりＡ／Ｄコンバーター１０３に必要な精度を大幅に減らすことができ、逆拡散復調器の回路動作に必要な電源電圧を大幅に下げることができる。

本実施の形態では、第３の実施の形態と同様に、極性変換器１０４から出力されるデジタル化された差分信号に対して積分器１０６で積分処理を行うことにより、差分信号を拡散信号に戻す。このとき、第３の実施の形態で問題になった積分処理のオーバーフローについては逆拡散処理器１０８においてマンチェスター型の拡散符号を用いることにより解決する。図６に示すように、マンチェスター型拡散符号では、１つの符号が「１」と「−１」から構成されているため、拡散符号の総和が零となり、オーバーフローの問題は起こらない。
こうして、本実施の形態では、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

［第５の実施の形態］
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。図７は本発明の第５の実施の形態となるスペクトル拡散無線受信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態のスペクトル拡散無線受信機は、０／９０°移相器２０１と、周波数変換ミキサ２０２と、第１のローパスフィルタ（以下、ＬＰＦとする）２０３と、第２のローパスフィルタ２０４と、第１のサンプル・ホールド回路２０５と、第２のサンプル・ホールド回路２０６と、第３のサンプル・ホールド回路２０７と、第４のサンプル・ホールド回路２０８と、第１の減算器２０９と、第２の減算器２１０と、第１のＡ／Ｄコンバーター２１１と、第２のＡ／Ｄコンバーター２１２と、位相補正処理器２１３と、逆拡散処理部２１４とを有する。

図示しないスペクトル拡散無線送信機は、データ信号を拡散処理した拡散信号を生成して、この拡散信号を送信する。スペクトル拡散無線送信機から送信された無線周波数帯域の拡散信号は、スペクトル拡散無線受信機の図示しないアンテナで受信され、図７の周波数変換ミキサ２０２に入力される。

０／９０°移相器２０１は、搬送波と同一周波数のローカル信号ＬＯから互いに９０°位相の異なる２つのローカル信号ＬＯ−Ｉ，ＬＯ−Ｑを生成する。
周波数変換ミキサ２０２は、無線周波数帯域の拡散信号ＲＦと２つのローカル信号ＬＯ−Ｉ，ＬＯ−Ｑとを乗算して、直交する２つの拡散信号ＩＦ−Ｉ，ＩＦ−Ｑを生成するダイレクトコンバージョンを行う。

第１、第２のＬＰＦ２０３，２０４は、それぞれ拡散信号ＩＦ−Ｉ，ＩＦ−Ｑから不要な帯域の信号を除去する。
第１のサンプル・ホールド回路２０５と第２のサンプル・ホールド回路２０６とは、拡散信号ＩＦ−Ｉをそれぞれ第１のクロックｆ１、第２のクロックｆ２に同期してΔＴ毎に交互にサンプル保持する。一方、第３のサンプル・ホールド回路２０７と第４のサンプル・ホールド回路２０８とは、拡散信号ＩＦ−Ｑをそれぞれ第１のクロックｆ１、第２のクロックｆ２に同期してΔＴ毎に交互にサンプル保持する。

第１の減算器２０９は、第１のサンプル・ホールド回路２０５の出力と第２のサンプル・ホールド回路２０６の出力との差分信号を出力し、第２の減算器２１０は、第３のサンプル・ホールド回路２０７の出力と第４のサンプル・ホールド回路２０８の出力との差分信号を出力する。
第１、第２のＡ／Ｄコンバーター２１１，２１２は、それぞれ減算器２０９，２１０から出力された差分信号を第３のクロックｆ３に同期してサンプリングしてデジタル信号に変換する。

位相補正処理器２１３は、Ａ／Ｄコンバーター２１１と２１２の出力信号を加算した加算信号を出力すると同時に、拡散信号ＲＦとローカル信号ＬＯとの位相差が零の状態と等価になるように加算信号の位相を補正する。
逆拡散処理部２１４の構成としては、第１、第２の実施の形態で説明した図１の極性変換器１０４と差分型逆拡散処理器１０５とを用いてもよいし、第３の実施の形態で説明した図４の極性変換器１０４と積分器１０６と近似型逆拡散処理器１０７とを用いてもよいし、第４の実施の形態で説明した図５の極性変換器１０４と積分器１０６と逆拡散処理器１０８とを用いてもよい。

本実施の形態においても、２πｆ×ΔＴ＜１となる充分小さなΔＴ間隔で拡散信号をサンプル保持することで、差分信号の振幅を大幅に減らすことができ、これによりＡ／Ｄコンバーター２１１，２１２に必要な精度を大幅に減らすことができ、スペクトル拡散無線送信機の回路動作に必要な電源電圧を大幅に下げることができる。

図８は周波数変換ミキサ２０２の構成例を示す回路図である。この周波数変換ミキサ２０２に入力される無線周波数帯域の拡散信号ＲＦ＋，ＲＦ−、ローカル信号ＬＯ−Ｉ、およびローカル信号ＬＯ−Ｉに対して位相が９０°異なるローカル信号ＬＯ−Ｑは、差動形式の信号である。同様に、周波数変換ミキサ２０２から出力される中間周波数帯域の拡散信号ＩＦ−Ｉ、および拡散信号ＩＦ−Ｉに対して位相が９０°異なる拡散信号ＩＦ−Ｑは、差動形式の信号である。

周波数変換ミキサ２０２は、ゲートに拡散信号ＲＦ＋，ＲＦ−が入力される差動回路を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２を介してゲートにローカル信号ＬＯ−Ｉが入力される差動回路を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４と、同じくコンデンサＣ１，Ｃ２を介してゲートにローカル信号ＬＯ−Ｉが入力される差動回路を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ５，Ｑ６と、コンデンサＣ３，Ｃ４を介してゲートにローカル信号ＬＯ−Ｑが入力される差動回路を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ７，Ｑ８と、同じくコンデンサＣ３，Ｃ４を介してゲートにローカル信号ＬＯ−Ｑが入力される差動回路を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ９，Ｑ１０と、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートとドレインがトランジスタＱ３，Ｑ５のドレインおよび拡散信号ＩＦ−Ｉの出力端子に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１１と、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートとドレインがトランジスタＱ４，Ｑ６のドレインおよび拡散信号ＩＦ−Ｉの出力端子に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１２と、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートとドレインがトランジスタＱ７，Ｑ９のドレインおよび拡散信号ＩＦ−Ｑの出力端子に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１３と、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートとドレインがトランジスタＱ８，Ｑ１０のドレインおよび拡散信号ＩＦ−Ｑの出力端子に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１４と、一端に電源電圧ＶＤＤが供給され、他端がトランジスタＱ１，Ｑ２のソースに接続されたコンデンサＣ５と、一端がトランジスタＱ２のドレインおよびトランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８のソースに接続され、他端が接地されたコンデンサＣ６と、一端がトランジスタＱ１のドレインおよびトランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ９，Ｑ１０のソースに接続され、他端が接地されたコンデンサＣ７と、コンデンサＣ５と並列に接続されたコイルＬ１と、コンデンサＣ６と並列に接続されたコイルＬ２と、コンデンサＣ７と並列に接続されたコイルＬ３と、トランジスタＱ３，Ｑ６のゲートにバイアス電圧ＬＯｂｉａｓを与える抵抗Ｒ１と、トランジスタＱ４，Ｑ５のゲートにバイアス電圧ＬＯｂｉａｓを与える抵抗Ｒ２と、トランジスタＱ７，Ｑ１０のゲートにバイアス電圧ＬＯｂｉａｓを与える抵抗Ｒ３と、トランジスタＱ８，Ｑ９のゲートにバイアス電圧ＬＯｂｉａｓを与える抵抗Ｒ４とから構成される。

以上の構成により、周波数変換ミキサ２０２は、拡散信号ＲＦ＋，ＲＦ−とローカル信号ＬＯ−Ｉとを乗算して、乗算結果の拡散信号ＩＦ−Ｉを電圧モードで出力すると共に、拡散信号ＲＦ＋，ＲＦ−とローカル信号ＬＯ−Ｑとを乗算して、乗算結果の拡散信号ＩＦ−Ｑを電圧モードで出力する。このように、周波数変換ミキサ２０２は、電流−電圧変換を行うが、ミキサ負荷としてダイオード接続したＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４を用いている。これにより、電流信号が非線形に電圧変換されるため、拡散信号ＲＦ＋，ＲＦ−のレベルが大きい場合でも出力の拡散信号ＩＦ−Ｉ，ＩＦ−Ｑが飽和することはなく、低電圧動作時にも大きなダイナミックレンジを確保することができる。

図９は減算器２０９又は２１０の構成例を示す回路図である。図９において、ＩＮ１＋，ＩＮ１−は、第１のサンプル・ホールド回路２０５又は第３のサンプル・ホールド回路２０７から出力される差動形式の信号であり、ＩＮ２＋，ＩＮ２−は、第２のサンプル・ホールド回路２０６又は第４のサンプル・ホールド回路２０８から出力される差動形式の信号である。また、ＯＵＴ＋，ＯＵＴ−は、減算器２０９又は２１０から出力される差動形式の差分信号である。

減算器２０９，２１０は、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートに第１のサンプル・ホールド回路２０５又は第３のサンプル・ホールド回路２０７の出力信号ＩＮ１＋，ＩＮ１−が入力される差動回路を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１５，Ｑ１６と、ソースに電源電圧ＶＤＤが供給され、ゲートに第２のサンプル・ホールド回路２０６又は第４のサンプル・ホールド回路２０８の出力信号ＩＮ２＋，ＩＮ２−が入力される差動回路を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１７，Ｑ１８と、一端がトランジスタＱ１５，Ｑ１８のドレインおよび差分信号ＯＵＴ＋の出力端子に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ５と、一端がトランジスタＱ１６，Ｑ１７のドレインおよび差分信号ＯＵＴ−の出力端子に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ６とから構成される。

以上の構成により、減算器２０９は、第１のサンプル・ホールド回路２０５の出力信号ＩＮ１＋，ＩＮ１−と第２のサンプル・ホールド回路２０６の出力信号ＩＮ２＋，ＩＮ２−との差分信号ＯＵＴ＋，ＯＵＴ−を出力し、同様に、減算器２１０は、第３のサンプル・ホールド回路２０７の出力信号ＩＮ１＋，ＩＮ１−と第４のサンプル・ホールド回路２０８の出力信号ＩＮ２＋，ＩＮ２−との差分信号ＯＵＴ＋，ＯＵＴ−を出力する。

減算器２０９，２１０は、周波数変換ミキサ２０２の電流−電圧変換の非線形性を補正する電圧−電流変換を行い、電流モードで減算を行って差分信号を求め、その後に差分信号を電圧に変換して出力している。減算後に差分信号を電圧に変換しているため、電圧変換後のダイナミックレンジも問題なく大きく確保することができる。

本発明は、電磁波によってデジタル信号を送受信する無線通信に適用することができる。

本発明の第１の実施の形態のスペクトル拡散無線受信機における逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 図１の逆拡散復調器で用いる第１クロックおよび第２クロックの信号波形図である。 本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器における拡散信号と差分信号の波形図である。 本発明の第３の実施の形態のスペクトル拡散無線受信機における逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施の形態のスペクトル拡散無線受信機における逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 図５の逆拡散復調器で用いるマンチェスター型拡散符号の波形図である。 本発明の第５の実施の形態となるスペクトル拡散無線受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施の形態のスペクトル拡散無線受信機における周波数変換ミキサの構成例を示す回路図である。 本発明の第５の実施の形態のスペクトル拡散無線受信機における減算器の構成例を示す回路図である。 第１の従来技術である逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 第２の従来技術であるスペクトル拡散無線受信機の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００…第１のサンプル・ホールド回路、１０１…第２のサンプル・ホールド回路、１０２…減算器、１０３…Ａ／Ｄコンバーター、１０４…極性変換器、１０５…差分型逆拡散処理器、１０６…積分器、１０７…近似型逆拡散処理器、１０８…逆拡散処理器、２０１…０／９０°移相器、２０２…周波数変換ミキサ、２０３、２０４…ローパスフィルタ、２０５、２０６、２０７、２０８…サンプル・ホールド回路、２０９、２１０…減算器、２１１、２１２…Ａ／Ｄコンバーター、２１３…位相補正処理器、２１４…逆拡散処理部。

Claims (10)

1. 入力された拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第１のサンプル・ホールド回路および第２のサンプル・ホールド回路と、
   前記第１のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第２のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める減算器と、
   前記差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバーターと、
   このＡ／Ｄコンバーターによりデジタル化された差分信号の極性を２×ΔＴ毎に反転させる極性変換器と、
   この極性変換器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理器とを有し、
   前記逆拡散処理器は、前記差分信号に対応して符号変換した拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うことを特徴とする逆拡散復調器。
2. 請求項１記載の逆拡散復調器において、
   前記逆拡散処理器は、前記サンプリング間隔ΔＴと拡散符号の周期ΔｔとがΔｔ＝ａ×ΔＴ（ａは２以上の自然数）を満たす場合、前記極性変換器から出力されるデジタル化されたａ個の差分信号を加算した結果に対して前記逆拡散処理を行うことを特徴とする逆拡散復調器。
3. 入力された拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第１のサンプル・ホールド回路および第２のサンプル・ホールド回路と、
   前記第１のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第２のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める減算器と、
   前記差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバーターと、
   このＡ／Ｄコンバーターによりデジタル化された差分信号の極性を２×ΔＴ毎に反転させる極性変換器と、
   この極性変換器の出力信号を積分処理する積分器と、
   この積分器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理器とを有することを特徴とする逆拡散復調器。
4. 請求項３記載の逆拡散復調器において、
   前記逆拡散処理器は、送信機において前記拡散信号の生成に使用された真の拡散符号に１つ符号を追加した疑似拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うものであり、前記疑似拡散符号の総和は零であることを特徴とする逆拡散復調器。
5. 請求項３記載の逆拡散復調器において、
   前記逆拡散処理器は、マンチェスタ型拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うことを特徴とする逆拡散復調器。
6. 入力された無線周波数帯域の拡散信号を中間周波数帯域の直交する２つの拡散信号に変換する周波数変換ミキサと、
   この周波数変換ミキサから出力された第１の拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第１のサンプル・ホールド回路および第２のサンプル・ホールド回路と、
   前記周波数変換ミキサから出力された第２の拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第３のサンプル・ホールド回路および第４のサンプル・ホールド回路と、
   前記第１のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第２のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める第１の減算器と、
   前記第３のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第４のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める第２の減算器と、
   前記第１の減算器から出力された差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄコンバーターと、
   前記第２の減算器から出力された差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄコンバーターと、
   前記第１のＡ／Ｄコンバーターの出力信号と前記第２のＡ／Ｄコンバーターの出力信号とを加算した加算信号を出力する位相補正処理器と、
   この位相補正処理器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理部とを有し、
   前記逆拡散処理部は、前記位相補正処理器の出力信号の極性を２×ΔＴ毎に反転させる極性変換器と、前記差分信号に対応して符号変換した拡散符号を用いて前記極性変換器の出力信号に対して逆拡散処理を行う逆拡散処理器とからなることを特徴とするスペクトル拡散無線受信機。
7. 請求項６記載のスペクトル拡散無線受信機において、
   前記逆拡散処理器は、前記サンプリング間隔ΔＴと拡散符号の周期ΔｔとがΔｔ＝ａ×ΔＴ（ａは２以上の自然数）を満たす場合、前記極性変換器から出力されるデジタル化されたａ個の差分信号を加算した結果に対して前記逆拡散処理を行うことを特徴とするスペクトル拡散無線受信機。
8. 入力された無線周波数帯域の拡散信号を中間周波数帯域の直交する２つの拡散信号に変換する周波数変換ミキサと、
   この周波数変換ミキサから出力された第１の拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第１のサンプル・ホールド回路および第２のサンプル・ホールド回路と、
   前記周波数変換ミキサから出力された第２の拡散信号をサンプリング間隔ΔＴ毎に交互にサンプル保持する第３のサンプル・ホールド回路および第４のサンプル・ホールド回路と、
   前記第１のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第２のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める第１の減算器と、
   前記第３のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果と前記第４のサンプル・ホールド回路でサンプル保持した結果との差分信号を求める第２の減算器と、
   前記第１の減算器から出力された差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄコンバーターと、
   前記第２の減算器から出力された差分信号をΔＴ毎にサンプリングしてデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄコンバーターと、
   前記第１のＡ／Ｄコンバーターの出力信号と前記第２のＡ／Ｄコンバーターの出力信号とを加算した加算信号を出力する位相補正処理器と、
   この位相補正処理器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理部とを有し、
   前記逆拡散処理部は、前記位相補正処理器の出力信号の極性を２×ΔＴ毎に反転させる極性変換器と、この極性変換器の出力信号を積分処理する積分器と、この積分器の出力信号に対して逆拡散処理を行いデータ信号を復調する逆拡散処理器とからなることを特徴とするスペクトル拡散無線受信機。
9. 請求項８記載のスペクトル拡散無線受信機において、
   前記逆拡散処理器は、送信機において前記拡散信号の生成に使用された真の拡散符号に１つ符号を追加した疑似拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うものであり、前記疑似拡散符号の総和は零であることを特徴とするスペクトル拡散無線受信機。
10. 請求項８記載のスペクトル拡散無線受信機において、
    前記逆拡散処理器は、マンチェスタ型拡散符号を用いて前記逆拡散処理を行うことを特徴とするスペクトル拡散無線受信機。

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