JP4218153B2 - 電圧検出回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は電圧検出回路に関し、特に、MOSトランジスタ構成の電圧検出回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来より、電源電圧VDDを検出して、電源電圧VDDが所定の閾値未満となったときリセット信号を生成してマイクロコンピュータ等に供給する電圧検出回路がある。図5は、従来のMOSトランジスタ構成の電圧検出回路の一例の回路図を示す。
【0003】
図5において、電源端子10には電源VDDが供給され、電源端子12には電源VSS(例えば接地レベル)が供給されている。デプレッション型のNチャネルMOSトランジスタQ1はドレインを電源VDDに接続され、ソース及びゲートをNチャネルMOSトランジスタQ2のドレイン及びゲートと共通接続されている。MOSトランジスタQ2のソースは電源VSSに接続されている。MOSトランジスタQ2はMOSトランジスタQ1を負荷とする定電圧源を構成しており、電源VDDが立ち上がると共通接続されたMOSトランジスタQ1,Q2のゲートの電圧が所定電圧(例えば0.8V)になり、この所定電圧が基準電圧としてNチャネルMOSトランジスタQ5のゲートに供給される。
【0004】
差動回路を構成するNチャネルMOSトランジスタQ5,Q6は共通接続されたソースをNチャネルMOSトランジスタQ7のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタQ5,Q6それぞれのドレインはPチャネルMOSトランジスタQ3,Q4のドレインに接続されている。MOSトランジスタQ7のソースは電源VSSに接続されている。MOSトランジスタQ3,Q4のゲートはMOSトランジスタQ6のドレインに共通接続され、MOSトランジスタQ3,Q4のソースは電源VDDに接続されている。
【0005】
電源VDDと電源VSSとの間には直列接続された抵抗R1,R2,R3が接続されており、抵抗R1,R2の接続点がMOSトランジスタQ6のゲートに接続されている。MOSトランジスタQ3〜Q7は比較回路を構成しており、抵抗R1,R2,R3により電源VDD,VSS間電圧を分圧した分圧電圧をMOSトランジスタQ5のゲートに供給される基準電圧と比較して、その比較結果をMOSトランジスタQ5のドレインからPチャネルMOSトランジスタQ8のゲートに供給する。
【0006】
MOSトランジスタQ8のソースは電源VDDに接続され、MOSトランジスタQ8のドレインはNチャネルMOSトランジスタQ9のドレイン及びMOSトランジスタQ10,Q11,Q12のゲートに接続されている。MOSトランジスタQ9のソースは電源VSSに接続され、ゲートはMOSトランジスタQ7のゲートに接続されている。NチャネルMOSトランジスタQ10のドレインは抵抗R2,R3の接続点に接続され、ソースは電源VSSに接続されている。PチャネルMOSトランジスタQ11のソースは電源VDDに接続され、MOSトランジスタQ11のドレインはNチャネルMOSトランジスタQ12のドレインに接続され、MOSトランジスタQ12のソースは電源VSSに接続されて、MOSトランジスタQ11,Q12はインバータを構成している。MOSトランジスタQ11,Q12のドレインは出力端子14に接続されている。MOSトランジスタQ10はヒステリシスを与えるために設けられている。
【0007】
ここで、電源VDDが立ち上がるとき、MOSトランジスタQ10はオフしており抵抗R1,R2,R3の分圧電圧が基準電圧と比較されて、分圧電圧の上昇によりMOSトランジスタQ5のドレイン電圧が上昇しMOSトランジスタQ8がオフすると、出力端子14はハイレベルとなる。これと共に、MOSトランジスタQ10はオフになる。
【0008】
この状態から電源VDDが立ち下がるとき、MOSトランジスタQ10はオンして抵抗R1,R2の分圧電圧が基準電圧と比較されて、分圧電圧の低下によりMOSトランジスタQ5のドレイン電圧が低下しMOSトランジスタQ8がオンすると、出力端子14はローレベルとなる。これと共に、MOSトランジスタQ10はオンする。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の電圧検出回路は、電源電圧VDDが0Vから上昇するときに、基準電圧が所定電圧(例えば0.8V)になるまでの期間に比較回路の出力は不安定になり、図6に示すように出力端子14の出力電圧が不安定になる不定領域が存在するという問題があった。
【0010】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、出力電圧が不安定になる不定領域の存在しない電圧検出回路を提供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】
請求項1に記載の発明は、第1の電源(VDD)の立ち上がりによりオンして第2の電源電圧(VSS)の信号を出力する第1のNチャネルMOSトランジスタ(M2)と、
前記第1のNチャネルMOSトランジスタ(M2)の出力信号を供給され反転して出力するCMOS構成の第1のインバータ(M5,M8)と、
前記第1のインバータ(M5,M8)の出力信号を供給され反転して出力するCMOS構成の第2のインバータ(M7,M9)と、
前記第2のインバータ(M7,M9)の出力信号が第2の電源電圧であるときオンして前記第1の電源電圧の信号を出力端子(24)から出力する第1のPチャネルMOSトランジスタ(M10)と、
前記第1のインバータの出力端と前記第2の電源(VSS)との間に接続され前記第1の電源の立ち上がり時に前記第1のインバータ(M5,M8)の出力信号を第2の電源電圧にするデプレッション型の第2のNチャネルMOSトランジスタ(M4)と、
前記出力端子(24)と前記第2の電源(VSS)との間に接続され前記第1の電源の立ち上がり時に前記出力端子(24)の信号を第2の電源電圧にするデプレッション型の第3のNチャネルMOSトランジスタ(M11)とを有する。
【0012】
このように、デプレッション型の第2、第3のNチャネルMOSトランジスタ(M4,M11)を用いて、第1の電源の立ち上がり時に前記第1のインバータ(M5,M8)の出力信号を第2の電源電圧にし、また、第1の電源の立ち上がり時に出力端子(24)の信号を第2の電源電圧にするため、出力電圧が不安定になる不定領域をなくすことができる。
【0013】
請求項2に記載の発明は、請求項1記載の電圧検出回路において、
前記第1のNチャネルMOSトランジスタ(M2)と並列に設けられ、前記出力端子(24)の信号が前記第1の電源電圧のときオンして前記第2の電源電圧の信号を出力する第4のNチャネルMOSトランジスタ(M3)を有する。
このように、出力端子(24)の信号が前記第1の電源電圧のときオンして第2の電源電圧の信号を出力する第4のNチャネルMOSトランジスタ(M3)を設けることにより、ヒステリシス特性を与えることができる。
【0014】
請求項3に記載の発明は、請求項2記載の電圧検出回路において、
前記第1のNチャネルMOSトランジスタ(M2)の閾値を前記第4のNチャネルMOSトランジスタ(M3)の閾値より高く設定する。
このため、ヒステリシス特性を与えることができる。
請求項4に記載の発明は、請求項2記載の電圧検出回路において、
前記第1のNチャネルMOSトランジスタ(M2)のゲートに供給される第1の電源電圧を分圧する第1の分圧回路(R11,R12)と、
前記第4のNチャネルMOSトランジスタ(M3)のゲートに供給される前記出力端子の信号電圧を分圧する第2の分圧回路(R13,R14)とを有し、
前記第1の分圧回路(R11,R12)の分圧比を前記第2の分圧回路(R13,R14)の分圧比より大きく設定する。
【0015】
このため、ヒステリシス特性を与えることができる。
なお、上記括弧内の符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎない。
【0016】
【発明の実施の形態】
図1は本発明のMOSトランジスタ構成の電圧検出回路の第1実施例の回路図を示す。
図1において、電源端子20には電源VDDが供給され、電源端子22には電源VSS(例えば接地レベル)が供給されている。ゲート幅W=9μm,ゲート長L=200μmのデプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM1はドレインを電源VDDに接続され、ソース及びゲートをNチャネルMOSトランジスタM2,M3のドレインと共通接続されている。ゲート幅W=5μm,ゲート長L=200μmのMOSトランジスタM2のソースは電源VSSに接続され、ゲートを電源VDDに接続されている。ゲート幅W=5μm,ゲート長L=20μmのMOSトランジスタM3のソースは電源VSSに接続され、ゲートを出力端子24に接続されている。MOSトランジスタM1はMOSトランジスタM2,M3の負荷として動作する。
【0017】
MOSトランジスタM1のソースにはCMOS(相補型MOS)インバータを構成するゲート幅W=100μm,ゲート長L=5μmのPチャネルMOSトランジスタM8のゲート、及びゲート幅W=200μm,ゲート長L=5μmのNチャネルMOSトランジスタM5のゲートが接続されている。MOSトランジスタM8のソースは電源VDDに接続され、MOSトランジスタM5のソースは電源VSSに接続されている。共通接続されたMOSトランジスタM8のドレイン及びMOSトランジスタM5のドレインは、デプレッション型MOSトランジスタM4のドレインに接続されると共に、CMOSインバータを構成するPチャネルMOSトランジスタM9のゲート及びNチャネルMOSトランジスタM7のゲートに接続されている。
【0018】
ゲート幅W=10μm,ゲート長L=10μmのデプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM4はソース及びゲートを電源VSSに接続されている。ゲート幅W=100μm,ゲート長L=5μmのPチャネルMOSトランジスタM9のソースは電源VDDに接続され、ゲート幅W=100μm,ゲート長L=10μmのNチャネルMOSトランジスタM7のソースは電源VSSに接続されている。共通接続されたMOSトランジスタM9のドレイン及びMOSトランジスタM7のドレインは、PチャネルMOSトランジスタM10のゲートに接続されている。
【0019】
ゲート幅W=2000μm,ゲート長L=10μmのMOSトランジスタM10のソースは電源VDDに接続されており、MOSトランジスタM10のドレインは、ゲート幅W=60μm,ゲート長L=5μmのデプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM11のドレイン及び出力端子24に接続されている。MOSトランジスタM11はソース及びゲートを電源VSSに接続されている。なお、PチャネルMOSトランジスタM8〜M10のバックゲートは電源VDDに接続され、NチャネルMOSトランジスタM1〜M5,M7,M11のバックゲートは電源VSSに接続されている。
【0020】
ここで、電源VDDが0Vから立ち上がるとき、MOSトランジスタM5,M8の構成するインバータの入力レベルは不定であるが、デプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM4がオンしているため、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの入力レベルはローレベルとなり、また、デプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM4がオンしているため、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの出力レベルはハイレベルとなり、デプレッション型MOSトランジスタM11もオンしているため、出力端子24はローレベルとなる。このため、出力電圧が不安定になる不定領域をなくすことができる。
【0021】
ところで、MOSトランジスタのドレイン電流Id,MOSトランジスタがオンするゲート・ソース間電圧(閾値)Vgs,ゲート幅W,ゲート長Lの間には次の関係がある。
Id=k・W・(Vgs−Vt)2 /2L …(1)
但し、kは定数、Vtはしきい電圧である。
【0022】
従って、
Vgs=(2Id・L/k・W)1/2 +Vt …(2)
上記の(2)式から明らかなようにMOSトランジスタの閾値は、ゲート長Lが長くなるほど上昇し、ゲート幅Wが短くなるほど上昇する。
電源VDDが立ち上がりMOSトランジスタM2の閾値を越えた時点でMOSトランジスタM2がオンする。このため、MOSトランジスタM5,M8の構成するインバータの入力レベルはローレベルとなり、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの入力レベルはハイレベルとなり、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの出力レベルはローレベルとなり、MOSトランジスタM10がオンして出力端子24はハイレベルとなる。これと共にMOSトランジスタM3がオンする。図2に、電源VDDが立ち上がるときの電源VDDの電圧と出力端子24の電圧の関係を示す。
【0023】
次に、電源VDDが立ち下がりMOSトランジスタM2の閾値未満となった時点でMOSトランジスタM2がオフし、その後、電源VDDがMOSトランジスタM3の閾値未満となった時点でMOSトランジスタM3がオフする。なお、ゲート長LからMOSトランジスタM3の閾値がMOSトランジスタM2の閾値より低く設定されている。
【0024】
上記のMOSトランジスタM3オフによりMOSトランジスタM5,M8の構成するインバータの入力レベルはハイレベルとなり、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの入力レベルはローレベルとなり、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの出力レベルはハイレベルとなり、MOSトランジスタM10がオフして出力端子24はローレベルとなる。図3に、電源VDDが立ち下がるときの電源VDDの電圧と出力端子24の電圧の関係を示す。このようにして、ヒステリシス特性が与えられる。
【0025】
図4は本発明のMOSトランジスタ構成の電圧検出回路の第2実施例の回路図を示す。同図中、図1と同一部分には同一符号を付す。
図4において、電源端子20には電源VDDが供給され、電源端子22には電源VSS(例えば接地レベル)が供給されている。ゲート幅W=9μm,ゲート長L=200μmのデプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM1はドレインを電源VDDに接続され、ソース及びゲートをNチャネルMOSトランジスタM12,M13のドレインと共通接続されている。ゲート幅W=5μm,ゲート長L=200μmのMOSトランジスタM12のソースは電源VSSに接続され、ゲートは抵抗R11を介して電源VDDに接続されると共に抵抗R12を介して電源VSSに接続されている。ゲート幅W=5μm,ゲート長L=200μmのMOSトランジスタM13のソースは電源VSSに接続され、ゲートは抵抗R13を介して出力端子24に接続されると共に抵抗R14を介して電源VSSに接続されている。ところで、抵抗R11,R12の分圧比R12/(R11+R12)は、抵抗R13,R14の分圧比R14/(R13+R14)より大とされている。MOSトランジスタM1はMOSトランジスタM12,M13の負荷として動作する。
【0026】
MOSトランジスタM1のドレインにはCMOS(相補型MOS)インバータを構成するゲート幅W=100μm,ゲート長L=5μmのPチャネルMOSトランジスタM8のゲート、及びゲート幅W=200μm,ゲート長L=5μmのNチャネルMOSトランジスタM5のゲートが接続されている。MOSトランジスタM8のソースは電源VDDに接続され、MOSトランジスタM5のソースは電源VSSに接続されている。共通接続されたMOSトランジスタM8のドレイン及びMOSトランジスタM5のドレインは、MOSトランジスタM4のドレインに接続されると共に、CMOSインバータを構成するPチャネルMOSトランジスタM9のゲート及びNチャネルMOSトランジスタM7のゲートに接続されている。
【0027】
ゲート幅W=10μm,ゲート長L=10μmのデプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM4はソース及びゲートを電源VSSに接続されている。ゲート幅W=100μm,ゲート長L=5μmのPチャネルMOSトランジスタM9のソースは電源VDDに接続され、ゲート幅W=100μm,ゲート長L=10μmのNチャネルMOSトランジスタM7のソースは電源VSSに接続されている。共通接続されたMOSトランジスタM9のドレイン及びMOSトランジスタM7のドレインは、PチャネルMOSトランジスタM10のゲートに接続されている。
【0028】
ゲート幅W=2000μm,ゲート長L=10μmのMOSトランジスタM10のソースは電源VDDに接続されており、MOSトランジスタM10のドレインは、ゲート幅W=60μm,ゲート長L=5μmのデプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM11のドレイン及び出力端子24に接続されている。MOSトランジスタM11はソース及びゲートを電源VSSに接続されている。なお、PチャネルMOSトランジスタM8〜M10のバックゲートは電源VDDに接続され、NチャネルMOSトランジスタM1〜M5,M7,M11〜M13のバックゲートは電源VSSに接続されている。
【0029】
ここで、電源VDDが0Vから立ち上がるとき、MOSトランジスタM5,M8の構成するインバータの入力レベルは不定であるが、デプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM4がオンしているため、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの入力レベルはローレベルとなり、また、デプレッション型のNチャネルMOSトランジスタM4がオンしているため、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの出力レベルはハイレベルとなり、デプレッション型MOSトランジスタM11もオンしているため、出力端子24はローレベルとなる。このため、出力電圧が不安定になる不定領域をなくすことができる。
【0030】
電源VDDが立ち上がり電源VDDの抵抗R11,R12の分圧電圧がMOSトランジスタM12の閾値を越えた時点でMOSトランジスタM12がオンする。このため、MOSトランジスタM5,M8の構成するインバータの入力レベルはローレベルとなり、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの入力レベルはハイレベルとなり、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの出力レベルはローレベルとなり、MOSトランジスタM10がオンして出力端子24はハイレベルとなる。これと共にMOSトランジスタM13がオンする。
【0031】
次に、電源VDDが立ち下がり抵抗R11,R12の分圧電圧がMOSトランジスタM12の閾値未満となった時点でMOSトランジスタM12がオフし、その後、抵抗R13,R14の分圧電圧がMOSトランジスタM13の閾値未満となった時点でMOSトランジスタM13がオフする。なお、抵抗R11,R12の分圧比、抵抗R13,R14の分圧比からMOSトランジスタM13のゲート・ソース間電圧がMOSトランジスタM12のゲート・ソース間電圧より低く設定されている。
【0032】
上記のMOSトランジスタM13オフによりMOSトランジスタM5,M8の構成するインバータの入力レベルはハイレベルとなり、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの入力レベルはローレベルとなり、MOSトランジスタM7,M9の構成するインバータの出力レベルはハイレベルとなり、MOSトランジスタM10がオフして出力端子24はローレベルとなる。これによって、ヒステリシス特性が与えられる。
【0033】
【発明の効果】
上述の如く、請求項1に記載の発明は、デプレッション型の第2、第3のNチャネルMOSトランジスタを用いて、第1の電源の立ち上がり時に前記第1のインバータの出力信号を第2の電源電圧にし、また、第1の電源の立ち上がり時に出力端子の信号を第2の電源電圧にするため、出力電圧が不安定になる不定領域をなくすことができる。
【0034】
請求項2に記載の発明は、出力端子の信号が前記第1の電源電圧のときオンして第2の電源電圧の信号を出力する第4のNチャネルMOSトランジスタを設けることにより、ヒステリシス特性を与えることができる。
請求項3に記載の発明は、第1のNチャネルMOSトランジスタの閾値を前記第4のNチャネルMOSトランジスタの閾値より高く設定するため、ヒステリシス特性を与えることができる。
【0035】
請求項4に記載の発明は、第1のNチャネルMOSトランジスタのゲートに供給される第1の電源電圧を分圧する第1の分圧回路と、第4のNチャネルMOSトランジスタのゲートに供給される前記出力端子の信号電圧を分圧する第2の分圧回路とを有し、第1の分圧回路の分圧比を第2の分圧回路の分圧比より大きく設定するため、ヒステリシス特性を与えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のMOSトランジスタ構成の電圧検出回路の第1実施例の回路図である。
【図2】電源VDDが立ち上がるときの電源VDDの電圧と出力端子24の電圧の関係を示す図である。
【図3】電源VDDが立ち下がるときの電源VDDの電圧と出力端子24の電圧の関係を示す図である。
【図4】本発明のMOSトランジスタ構成の電圧検出回路の第2実施例の回路図である。
【図5】従来のMOSトランジスタ構成の電圧検出回路の一例の回路図である。
【図6】従来回路の電源VDDの電圧と出力端子24の電圧の関係を示す図である。
【符号の説明】
20,22 電源端子
24 出力端子
M1,M7,M11 デプレッション型のNチャネルMOSトランジスタ
M2〜M7,M11〜M13 NチャネルMOSトランジスタ
M8〜M10 PチャネルMOSトランジスタ
R11〜R14 抵抗
Claims (4)
- 第1の電源の立ち上がりによりオンして第2の電源電圧の信号を出力する第1のNチャネルMOSトランジスタと、
前記第1のNチャネルMOSトランジスタの出力信号を供給され反転して出力するCMOS構成の第1のインバータと、
前記第1のインバータの出力信号を供給され反転して出力するCMOS構成の第2のインバータと、
前記第2のインバータの出力信号が第2の電源電圧であるときオンして前記第1の電源電圧の信号を出力端子から出力する第1のPチャネルMOSトランジスタと、
前記第1のインバータの出力端と前記第2の電源との間に接続され前記第1の電源の立ち上がり時に前記第1のインバータの出力信号を第2の電源電圧にするデプレッション型の第2のNチャネルMOSトランジスタと、
前記出力端子と前記第2の電源との間に接続され前記第1の電源の立ち上がり時に前記出力端子の信号を第2の電源電圧にするデプレッション型の第3のNチャネルMOSトランジスタとを
有することを特徴とする電圧検出回路。 - 請求項1記載の電圧検出回路において、
前記第1のNチャネルMOSトランジスタと並列に設けられ、前記出力端子の信号が前記第1の電源電圧のときオンして前記第2の電源電圧の信号を出力する第4のNチャネルMOSトランジスタを
有することを特徴とする電圧検出回路。 - 請求項2記載の電圧検出回路において、
前記第1のNチャネルMOSトランジスタの閾値を前記第4のNチャネルMOSトランジスタの閾値より高く設定したことを特徴とする電圧検出回路。 - 請求項2記載の電圧検出回路において、
前記第1のNチャネルMOSトランジスタのゲートに供給される第1の電源電圧を分圧する第1の分圧回路と、
前記第4のNチャネルMOSトランジスタのゲートに供給される前記出力端子の信号電圧を分圧する第2の分圧回路とを有し、
前記第1の分圧回路の分圧比を前記第2の分圧回路の分圧比より大きく設定したことを特徴とする電圧検出回路。
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