JP4192667B2

JP4192667B2 - Binarization circuit, binarization method, optical disc apparatus

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Publication number: JP4192667B2
Application number: JP2003131221A
Authority: JP
Inventors: 雄一鈴木
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2003-05-09
Filing date: 2003-05-09
Publication date: 2008-12-10
Anticipated expiration: 2023-05-09
Also published as: JP2004335003A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば入力されるアナログ信号を所定の閾値を基準として二値化する二値化回路、及びそのような二値化のための二値化方法に関する。また、このような二値化回路が備えられた光ディスク装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ディスクに対する信号の記録・再生が可能とされた光ディスク装置では、シーク動作時において、レーザスポットがトラックを横断した際に得られるトラッキングエラー信号を、トラバース信号として得るようにされている。
そして、例えばこのようなトラバース信号のゼロレベルを基準として二値化を行うことにより、レーザスポットがトラックを横断したタイミングを示す二値化信号を得るようにされている。
【０００３】
このようなトラバース信号の二値化信号を得た上で、そのエッジ数をカウントすることによっては、シーク動作時にレーザスポットが横断したトラック数をカウントすることができる。また、この二値化信号のエッジ間の時間長を計測することによっては、シーク移動速度を求めることができる。
そして、光ディスク装置においては、このように算出された横断トラック数や移動速度の情報に基づいて、シーク目標付近に到達するための制御が行われている。
【０００４】
ところで、光ディスクとしては、トラックのウォブリングによりデータ記録が行われるウォブルフォーマットのものがある。
そして、ウォブルフォーマットの光ディスクでは、このようなトラックのウォブリングの影響により、上記のようなトラバース信号として、例えば図６（ａ）に示すような高周波成分が重畳された波形が得られるものとなる。
【０００５】
この場合は、図からもわかるように、トラバース信号ＴＲＶの元々の信号成分（ゼロクロス周期）に対してノイズが重畳されることになるから、単にトラバース信号ＴＲＶのゼロレベルを検出するだけでは、正確なゼロクロスポイントを検出することができない。そして、これによっては、上記したシーク動作の制御のために用いられる、このトラバース信号ＴＲＶの二値化信号Ｔ（図６（ｂ））としても、正確なエッジ間隔が得られなくなってしまう。
【０００６】
このことから、従来における、このようなウォブルフォーマットに対応した光ディスク装置においては、上記のようにトラバース信号ＴＲＶに重畳された高周波成分をローパスフィルタ等によって減衰させた上で、ゼロクロスポイントの検出を行うようにされていた。
そして、これにより、レーザスポットのトラック横断タイミングに応じた正確な二値化信号Ｔを得るようにされていた。
【０００７】
ところで、近年においては、光ディスクの高密度記録化に伴い、トラックピッチが極端に狭められつつある。そして、このようなトラックピッチの極端に狭い高密度ディスクにおいても、上記のようなウォブルフォーマットを採用するようにしたものがある。
【０００８】
このようにトラックピッチが極端に狭い高密度ディスクに対し、ウォブルフォーマットを採用する場合は、トラックピッチからみたウォブル幅が、通常のディスクの場合と比較して大きなものとなる。そして、これによっては、先の図６（ａ）に示したようなトラバース信号ＴＲＶとして、ゼロクロス周期の信号成分の周波数帯域と、トラックのウォブリングによる高周波信号成分の周波数帯域とが近づくものとなる。
【０００９】
このようにして、ゼロクロス周期の信号成分の周波数帯域と、トラックのウォブリングによる高周波信号成分の周波数帯域とが近づくようになってしまうと、上記のように高周波成分をローパスフィルタ等によって減衰させる方式では、正確なゼロクロスポイントを検出することが困難となる。
つまり、このようなローパスフィルタを用いる方式では、検出対象としての信号成分とそれに重畳するノイズ成分（ウォブル成分）の周波数帯域の違いを利用した方式であることから、このように双方の信号の周波数帯域が近づくようになってしまうと、検出対象の信号成分のみを抽出することが困難となるものである。
【００１０】
そこで、従来の技術では、このようなローパスフィルタを用いずにゼロクロスポイントの検出が可能な技術として、ヒステリシスコンパレータを用いるようにしたものがある（例えば下記特許文献参照）。
図７は、このようなヒステリシスコンパレータを用いて、ノイズ成分が重畳された入力信号を二値化するための回路構成を示したものである。
この図において、コンパレータ１００は、図示するように、トラバース信号ＴＲＶと、ヒステリシスレベル生成回路１０１が出力するコンパレートレベルｃｒとを比較するようにされている。
この場合、上記ヒステリシスレベル生成回路１０１に対しては、上記コンパレータ１００の出力ｃｃが入力される。そして、このヒステリシスレベル生成回路１０１は、このように入力されるコンパレータ出力ｃｃのレベルが変化することに応じて、出力すべきコンパレートレベルｃｒの値を切り換えるように動作する。
つまりこの際、コンパレータ１００における比較結果に応じてコンパレータ出力ｃｃの値が変化するのに応じて、このコンパレータ１００に入力されるコンパレートレベルｃｒの値が切り換えられるようになっているものである。
【００１１】
このようなヒステリシスコンパレータによる動作は、例えば次の図９に示すようになる。
先ず、この図９において、上記したコンパレートレベルｃｒとしては、図示するように、トラバース信号ＴＲＶのレベルが正極性にあるときに対応しては、ゼロレベルよりも低いレベルを設定するようにされる。また、トラバース信号ＴＲＶが負極性にあるときは、ゼロレベルよりも高いレベルを設定するようにされる。
つまりこの場合、トラバース信号ＴＲＶが正極性側から低下する際と、負極性側から上昇する際とで、ゼロレベル（つまり本来のコンパレートレベル）を基準として、図のようなヒステリシスレベルを有するように２つのコンパレートレベルｃｒを切り換えるようにされているものである。
【００１２】
この際、例えばコンパレータ１００において単にゼロレベルを基準とした検出が行われたとすると、図中時点ｔ１〜ｔ２に示すようにトラバース信号ＴＲＶのノイズ成分がゼロレベルを下回った場合に、本来のゼロクロスポイントである時点ｔ３よりも以前にコンパレータ１００が応答してしまうことになる。すなわち、これによって不要なチャタリングが発生する。
これに対し、上記のようなヒステリシスレベルを設定することによっては、図からもわかるように、このような不要なチャタリングを防止することができるものとなる。つまり、この際のヒステリシスレベルとして、図のようにノイズ成分の振幅レベルに対応した十分なレベルを設定しておくことで、このように不要なチャタリングを防止して、本来のゼロクロスポイントを正確に検出することが可能となるものである。
【００１３】
これにより、この場合の二値化信号Ｔとしても、図示するように、このゼロクロスポイントに対応した正確なエッジタイミングが得られるようになる。
そして、このことから、このようなヒステリシスコンパレータを用いれば、上記のようにしてローパスフィルタを用いてノイズ成分を除去せずとも、トラバース信号ＴＲＶの２値化を正確に行うことができるものである。
【００１４】
このように図７に示したようなヒステリシスコンパレータでは、ヒステリシスレベルをノイズ成分の振幅レベルに対応した十分なレベルに設定しておくことで、不要なチャタリングを防止できるものである。
しかしながら、これを換言すると、このようなヒステリシスコンパレータでは、上記のようなヒステリシスレベルを充分に大きく設定しないとチャタリングを効果的に防止することができないものである。
【００１５】
このように、ヒステリシスレベルを比較的大きく設けなければならないことによっては、例えばトラバース信号ＴＲＶが減衰して、その振幅レベルが充分に得られない場合に、ゼロクロス検出ポイントにずれが生じてしまうこととなる。
つまり、例えば先の図９の場合にトラバース信号ＴＲＶが減衰したと想定すると、この場合は図中時点ｔ３付近におけるノイズ成分の振幅として、充分なレベルが得られなくなるから、この時点ｔ３以降の、トラバース信号ＴＲＶのレベルが負極性側に充分に低下した時点に至らなければ、ゼロクロスポイントが検出されないものとなってしまうものである。
【００１６】
そこで、従来においては、不要なチャタリングを防止しつつ、このようなトラバース信号ＴＲＶの減衰にも対応可能となるように、ヒステリシスコンパレータの後段に、図８に示すような出力補正回路１０２を備えるようにしたものがある。
この出力補正回路１０２としては、コンパレータ１００の出力ｃｃのレベルが変化して、これに伴いコンパレートレベルｃｒが切り換えられた以降の期間において、トラバース信号ＴＲＶのレベルが、この変化後のコンパレートレベルｃｒを超えている時間が所定時間長以上であるか否かを判定するロジック回路として構成されている。そして、このような判定の結果、トラバース信号ＴＲＶのレベルが、コンパレートレベルｃｒを超えている時間が所定時間長以上であるとされた場合に応じて、二値化信号Ｔの値を変化させるものである。
【００１７】
このような出力補正回路１０２を設けたヒステリシスコンパレータの動作としては、次の図１０に示すようになる。
先ず、この場合のヒステリシスレベルとしては、上記のように入力信号の減衰に対応可能となるように、先の図９の場合と比較して図のような低いレベルが設定されている。そして、このために、ここでは時点ｔ３以降において、コンパレータ出力ｃｃに不要なチャタリングが発生することになり、図のようにして、コンパレートレベルｃｒにもばたつきが生じるものとなる。
【００１８】
しかしながらこの場合は、上記のようにヒステリシスコンパレータの後段には、出力補正回路１０２が設けられていることにより、このようなチャタリングに応じた二値化出力が行われないように制御する動作が行われるものとなる。
すなわち、この出力補正回路１０２によっては、先ず、図中時点ｔ３においてコンパレートレベルｃｒ（コンパレータ出力ｃｃ）が変化した以降、このレベルをトラバース信号ＴＲＶのレベルが超えている時間長が計測されるものとなる。
そして、この計測された時間長が、上記のような所定時間長以上となった、時点ｔ４に至った場合に、これに応じて図のように二値化信号Ｔの値を変化させる。
つまり、このような所定時間長により、ノイズ成分のピークレベル付近への反応ではないことを判定するものであり、これをもってチャタリングを除去しているものである。
【００１９】
このようにして、出力補正回路１０２を設けたヒステリシスコンパレータの構成では、ヒステリシスレベルを低く設定しつつ、不要なチャタリングを防止することができる。すなわち、これによってトラバース信号ＴＲＶの減衰に対応しつつ、比較的正確なゼロクロス検出ポイントに基づいた安定した二値化信号Ｔを得ることが可能となるものである。
【特許文献】
特開平９−２３７４２３号公報
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記説明から理解されるように、図８に示した出力補正回路１０２を設けた構成においては、ノイズ成分の影響によるチャタリングを防止するための、或る程度の判定時間（図１０時点ｔ３〜ｔ４）を要するものである。そして、このことは、ゼロクロスポイントの検出タイミングに相応の遅れが生じることを意味する。
【００２１】
このようにして、ゼロクロスポイントの検出タイミングに遅れが生じてしまうことによっては、トラバース信号ＴＲＶとして特に高い周波数の信号が入力された場合に、このような判定時間による検出ポイントのずれが許容できなくなってしまう虞がある。
そして、このようにゼロクロス検出ポイントのずれが許容できないほど大きくなってしまうことによっては、二値化信号Ｔの精度が著しく悪化し、これに基づいて算出されるシーク速度の情報としてもその信頼性が著しく低下してしまうこととなる。
この結果、図８に示した構成によるヒステリシスコンパレータを備える光ディスク装置においては、例えば高速シーク等によって、トラバース信号ＴＲＶが高周波となった場合に、安定したシーク動作が得られなくなってしまう可能性があった。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、二値化回路として以下のように構成することとした。
すなわち、入力信号と閾値とを比較して二値の信号出力を行う二値化手段と、上記二値化手段の出力信号の値が変化した時点から、この変化した値が維持される時間長が、所定の時間長を超えたか否かを判定する判定手段とを備える。
そして、上記判定手段の判定結果により、上記変化した値が維持される時間長が、所定の時間長を超えたとされた場合にのみ、この変化された値を出力する二値化出力補正手段を備え、その上で、上記二値化出力補正手段により、上記変化された値が出力されるのに応じて、上記二値化手段に入力されるべき上記閾値を可変する閾値可変手段を備えるようにした。
【００２３】
また、本発明では二値化方法として以下のようにすることとした。
つまり、入力信号と閾値とを比較した結果に応じた二値の信号出力を行う二値化手順と、上記二値化手順により出力した信号の値が変化した時点から、この変化した値が維持される時間長が、所定の時間長を超えたか否かを判定する判定手順とを行う。
そして、上記判定手順の判定結果により、上記変化した値が維持される時間長が、所定の時間長を超えたとされた場合にのみ、この変化された値を出力する二値化出力補正手順と、上記二値化出力補正手順により、上記変化された値が出力されるのに応じて、上記二値化手順で用いる上記閾値を可変する閾値可変手順とを行うこととした。
【００２４】
このような第１の本発明の構成によれば、入力信号を所要閾値に基づいて二値化する際に、その二値化した値の維持される時間長が、所定の時間長を超えたか否かが判定されるものとなる。つまり、上記入力信号が上記閾値を超えている時間長が、所定時間長を超えたか否かが判定するものである。
そして上記のように、この判定結果より、上記変化した値が維持される時間長が所定時間長を超えた、すなわち上記入力信号が上記閾値を超えている時間長が所定時間長を超えたとされた場合にのみ、この変化された値を出力するようにしている。また、このように変化した値が出力されるのに応じて、上記所定閾値を可変するようにしている。つまり、上記入力信号が上記閾値を超えたとしても、直ちに上記所定閾値を可変しないようにしているものである。
このようにして、入力信号が閾値を超えた場合にも閾値を可変ぜずにチャタリング除去のための判定を行うことによって、可変後の閾値を基準としてチャタリング除去の判定を行う従来の構成よりも、その判定時間を短く設定することができる。
【００２５】
また、さらに本発明では、光ディスクに対する信号の記録または再生が可能な光ディスク装置として、以下のように構成することとした。
つまり、上記光ディスクに対するデータ書込または読出のための対物レンズを支持すると共に、この対物レンズを出力端としたレーザ照射及びその反射光検出を行うヘッド手段と、上記ヘッド手段をトラッキング方向に移送可能な移送手段とを備える。
そして、上記ヘッド手段において検出される上記反射光から生成されたトラッキングエラー信号と、閾値とを比較して二値の信号出力を行う二値化手段と、上記二値化手段の出力信号の値が変化した時点から、この変化した値が維持される時間長が、所定の時間長を超えたか否かを判定する判定手段とを備える。
さらに、上記判定手段の判定結果により、上記変化した値が維持される時間長が、所定の時間長を超えたとされた場合にのみ、この変化された値を出力する二値化出力補正手段と、上記二値化出力補正手段により、上記変化された値が出力されるのに応じて、上記二値化手段に入力されるべき上記閾値を可変する閾値可変手段とを備えるようにする。
その上で、上記二値化出力補正手段の出力信号を対象とした計測を行い、その計測結果に基づいて上記移送手段を制御することで、シーク動作についての制御を実行するシーク制御手段を備えるようにした。
【００２６】
つまり、光ディスク装置に対して、シーク時におけるトラッキングエラー信号の二値化の際に上記本発明を適用するようにしたものである。
光ディスク装置においては、シーク時におけるトラッキングエラー信号にノイズが重畳される。そして、このことから、このような光ディスク装置に対して上記した第１の本発明を適用することによっては、従来よりも正確にトラッキングエラー信号の二値化を行うことができ、これに基づいて行われるシーク動作も適正化することが可能となる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
【００２８】
図１は、本発明における実施の形態としての光ディスク装置１０の全体構成を示したブロック図である。
先ず、この図に示す光ディスク装置１０は、図示するディスク１として、いわゆるブルーレイディスク（Blu-ray Disc）に対応したデータの記録または再生が可能とされる。
このブルーレイディスクは、例えば中心発光波長４０５ｎｍの青色レーザと、ＮＡが０．８５の対物レンズの組み合わせという条件の下で、信号記録・再生が行われるものとされる。また、トラックピッチは０．３２μｍ、線密度０．１２μｍ／ｂｉｔで、６４ＫＢ（キロバイト）のデータブロックを１つの記録再生単位として、フォーマット効率約８２％としたとき、直径１２ｃｍのディスクに対して２３．３ＧＢ（ギガバイト）程度の容量を記録再生できる。
また、同様のフォーマットで線密度を０．１１２μｍ／ｂｉｔの密度とすると、２５ＧＢの容量を記録再生できる。さらに、記録層を多層構造とすることができ、例えば２層としたときは、容量を４６．６ＢＧ、または５０ＧＢ程度とすることも可能とされる。
【００２９】
このようなブルーレイディスクとしてのディスク１は、図示しないターンテーブルに積載され、記録／再生動作時においてスピンドルモータ１２によって一定線速度（ＣＬＶ）で回転駆動される。
そして光学ピックアップ（光学ヘッド）１１によってディスク１上のデータ、即ちＲＯＭディスクの場合のエンボスピットによるデータや、リライタブルディスクの場合のフェイズチェンジマークによるデータの読出が行われる。
またリライタブルディスクの場合、グルーブトラックのウォブリングとして埋め込まれたＡＤＩＰ情報やディスクインフォメーションの読み出しがおこなわれる。
またリライタブルディスクに対する記録時には光学ピックアップ１１によってグルーブトラックにデータがフェイズチェンジマークとして記録される。
【００３０】
光学ピックアップ１１内には、レーザ光源となるレーザダイオードや、反射光を検出するためのフォトディテクタ、レーザ光の出力端となる対物レンズ、レーザ光を対物レンズを介してディスク記録面に照射し、またその反射光をフォトディテクタに導く光学系（図示せず）が形成される。
【００３１】
光学ピックアップ１１内において対物レンズは二軸機構によってトラッキング方向及びフォーカス方向に移動可能に保持されている。
また光学ピックアップ１１全体はスレッド機構１３によりディスク半径方向に移動可能とされている。
また光学ピックアップ１１におけるレーザダイオードはレーザドライバ２３からのドライブ信号（ドライブ電流）によってレーザ発光駆動される。
【００３２】
ディスク１からの反射光情報はフォトディテクタによって検出され、受光光量に応じた電気信号とされてマトリクス回路１４に供給される。
マトリクス回路１４には、フォトディテクタとしての複数の受光素子からの出力電流に対応して電流電圧変換回路、マトリクス演算／増幅回路等を備え、マトリクス演算処理により必要な信号を生成する。
例えば再生データに相当する高周波信号（再生データ信号）、サーボ制御のためのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号などを生成する。
トラッキングエラー信号としては、ディスク１がリライタブルディスクの場合は、例えばプッシュプル信号を生成し、ディスク１がＲＯＭディスクの場合は、ＤＰＤ信号を生成する。
さらに、グルーブのウォブリングに係る信号、即ちウォブリングを検出する信号としてプッシュプル信号を生成する。
なお、マトリクス回路１４は、光学ピックアップ１１内に形成される場合もある。
【００３３】
マトリクス回路１４から出力される再生データ信号はリーダ／ライタ回路１５へ、フォーカスエラー信号及びトラッキングエラー信号はサーボ回路２１へ、ウォブリンググルーブの検出情報であるプッシュプル信号はウォブル回路１８へ、それぞれ供給される。
【００３４】
リーダ／ライタ回路５１は、再生データ信号に対して２値化処理、ＰＬＬによる再生クロック生成処理等を行い、フェイズチェンジマークやエンボスポットから読み出されたデータを再生して、変復調回路１６に供給する。
変復調回路１６は、再生時のデコーダとしての機能部位と、記録時のエンコーダとしての機能部位を備える。
再生時にはデコード処理として、再生クロックに基づいてランレングスリミテッドコードの復調処理を行う。
【００３５】
またＥＣＣ／スクランブル回路１７は、記録時にエラー訂正コードを付加するＥＣＣエンコード処理、及びスクランブル処理を行う。
再生時には、スクランブル処理に対するデスクランブル処理を行うとともに、エラー訂正のためのＥＣＣデコード処理を行う。
この再生時には、変復調回路１６で復調されたデータを内部メモリに取り込んで、デスクランブル処理及びエラー検出／訂正処理を行って再生データを得ることになる。
【００３６】
ＥＣＣ／スクランブル回路１７で再生データにまでデコードされたデータは、システムコントローラ２０の指示に基づいて読み出され、ＡＶ（Audio-Visual）システム６０に転送される。
【００３７】
ディスク１がリライタブルディスクの場合において、グルーブのウォブリングに係る信号としてマトリクス回路１４から出力されるプッシュプル信号は、ウォブル回路１８において処理される。ＡＤＩＰ情報としてのプッシュプル信号は、ウォブル回路１８において復調され、ＡＤＩＰアドレスを構成するデータストリームとしてアドレスデコーダ１９に供給される。
アドレスデコーダ１９は、供給されるデータについてのデコードを行い、アドレス値を得て、システムコントローラ２０に供給する。
またアドレスデコーダ１９はウォブル回路１８から供給されるウォブル信号を用いたＰＬＬ処理でクロックを生成し、例えば記録時のエンコードクロックとして各部に供給する。
【００３８】
ディスク１がＲＯＭディスクの場合、アドレスデコーダ１９においては、再生データ信号からフレームシンク同期処理が行われると共に、アドレス情報、即ち物理セクターナンバがこの再生データ信号中から読み出される。そして得られたアドレス情報はシステムコントローラ２０に供給される。この場合、アドレス検出のためのクロックは、リーダ／ライタ回路１５におけるＰＬＬによる再生クロックが用いられる。
【００３９】
リライタブルディスクに対する記録時には、ＡＶシステム６０から記録データが転送されてくるが、その記録データはＥＣＣ／スクランブル回路１７におけるメモリに送られてバッファリングされる。
この場合ＥＣＣ／スクランブル回路１７は、バファリングされた記録データのエンコード処理として、エラー訂正コード付加やスクランブル処理、サブコード等の付加を行う。
またＥＣＣエンコード及びスクランブル処理されたデータは、変復調回路１６においてＲＬＬ（１−７）ＰＰ方式の変調が施され、リーダ／ライタ回路１５に供給される。
記録時においてこれらのエンコード処理のための基準クロックとなるエンコードクロックは、上述したようにウォブル信号から生成したクロックを用いる。
【００４０】
エンコード処理により生成された記録データは、リーダ／ライタ回路１５で記録補償処理として、記録層の特性、レーザ光のスポット形状、記録線速度等に対する最適記録パワーの微調整やレーザドライブパルス波形の調整などが行われた後、レーザドライブパルスとしてレーザドライバ２３に送られる。
レーザドライバ２３では供給されたレーザドライブパルスを光学ピックアップ１１内のレーザダイオードに与え、レーザ発光駆動を行う。これによりディスク１に記録データに応じたピット（フェイズチェンジマーク）が形成されることになる。
【００４１】
なお、レーザドライバ２３は、いわゆるＡＰＣ回路（Auto Power Control）を備え、光学ピックアップ１１内に設けられたレーザパワーのモニタ用ディテクタの出力によりレーザ出力パワーをモニタしながらレーザ出力が温度などによらず一定になるように制御する。記録時及び再生時のレーザ出力の目標値はシステムコントローラ２０から与えられ、記録時及び再生時にはそれぞれレーザ出力レベルが、その目標値になるように制御する。
【００４２】
サーボ回路２１は、マトリクス回路１４からのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号から、フォーカス、トラッキング、スレッドの各種サーボドライブ信号を生成しサーボ動作を実行させる。
即ちフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号に応じてフォーカスドライブ信号、トラッキングドライブ信号を生成し、ピックアップ５１内の二軸機構のフォーカスコイル、トラッキングコイルを駆動することになる。これによって光学ピックアップ１１、マトリクス回路１４、サーボ回路２１、二軸機構によるトラッキングサーボループ及びフォーカスサーボループが形成される。
【００４３】
またサーボ回路２１は、システムコントローラ２０からのトラックジャンプ指令に応じて、トラッキングサーボループをオフとし、ジャンプドライブ信号を出力することで、トラックジャンプ動作を実行させる。
またサーボ回路２１は、トラッキングエラー信号の低域成分として得られるスレッドエラー信号や、システムコントローラ２０からのシーク動作制御などに基づいてスレッドドライブ信号を生成し、スレッド機構１３を駆動する。スレッド機構１３には、図示しないが、光学ピックアップ１１を保持するメインシャフト、スレッドモータ、伝達ギア等による機構を有し、スレッドドライブ信号に応じてスレッドモータを駆動することで、光学ピックアップ１１の所要のスライド移動が行なわれる。
なお、本例のサーボ回路２１の構成については後述する。
【００４４】
スピンドルサーボ回路２２はスピンドルモータ１２をＣＬＶ回転させる制御を行う。
スピンドルサーボ回路２２は、ウォブル信号に対するＰＬＬ処理で生成されるクロックを、現在のスピンドルモータ１２の回転速度情報として得、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することで、スピンドルエラー信号を生成する。
またデータ再生時においては、リーダ／ライタ回路１５内のＰＬＬによって生成される再生クロック（デコード処理の基準となるクロック）が、現在のスピンドルモータ１２の回転速度情報となるため、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することでスピンドルエラー信号を生成することもできる。
そしてスピンドルサーボ回路２２は、スピンドルエラー信号に応じて生成したスピンドルドライブ信号を出力し、スピンドルモータ１２のＣＬＶ回転を実行させる。
またスピンドルサーボ回路２２は、システムコントローラ２０からのスピンドルキック／ブレーキ制御信号に応じてスピンドルドライブ信号を発生させ、スピンドルモータ１２の起動、停止、加速、減速などの動作も実行させる。
【００４５】
以上のようなサーボ系及び記録再生系の各種動作はマイクロコンピュータによって形成されたシステムコントローラ２０により制御される。
システムコントローラ２０は、ＡＶシステム６０からのコマンドに応じて各種処理を実行する。
【００４６】
例えばＡＶシステム６０から書込命令（ライトコマンド）が出されると、システムコントローラ２０は、まず書き込むべきアドレスに光学ピックアップ１１を移動させる。そしてＥＣＣ／スクランブル回路１７、変復調回路１６により、ＡＶシステム６０から転送されてきたデータ（例えばＭＰＥＧ２などの各種方式のビデオデータや、オーディオデータ等）について上述したようにエンコード処理を実行させる。そして上記のようにリーダ／ライタ回路１５からのレーザドライブパルスがレーザドライバ２３に供給されることで、記録が実行される。
【００４７】
また例えばＡＶシステム６０から、ディスク１に記録されている或るデータ（ＭＰＥＧ２ビデオデータ等）の転送を求めるリードコマンドが供給された場合は、まず指示されたアドレスを目的としてシーク動作制御を行う。即ちサーボ回路２１に指令を出し、シークコマンドにより指定されたアドレスをターゲットとする光学ピックアップ１１のアクセス動作を実行させる。
その後、その指示されたデータ区間のデータをＡＶシステム６０に転送するために必要な動作制御を行う。即ちディスク１からのデータ読出を行い、リーダ／ライタ回路１５、変復調回路１６、ＥＣＣ／スクランブル回路１７におけるデコード／バファリング等を実行させ、要求されたデータを転送する。
【００４８】
なお、これらのデータの記録時や再生時には、システムコントローラ２０は、アドレスデコーダ１９によって検出されるＡＤＩＰアドレス、或いは再生データ信号中のアドレス情報を用いてアクセスや記録再生動作の制御を行う。
【００４９】
ところで、この図１の例は、ＡＶシステム６０に接続される光ディスク装置１０としたが、本発明の光ディスク装置としては例えばパーソナルコンピュータ等と接続されるものとしてもよい。
さらには他の機器に接続されない形態もあり得る。その場合は、例えばユーザーの操作に応じて記録や再生が行われるように、操作部や表示部が設けられればよい。また、データ入出力のインターフェース部位としても、各種データの入出力のための端子部が形成されればよい。
もちろん構成例としては他にも多様に考えられ、例えば、再生専用装置としての例も考えられる。
【００５０】
図２は、図１に示したサーボ回路２１の内部構成例を示している。
先ず、図示するフォーカスサーボ回路３０、及びトラッキングサーボ回路３１は、それぞれマトリクス回路１４から供給されるフォーカスエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥに対し、位相補償処理等の必要な処理を施すことでフォーカスサーボ信号、トラッキングサーボ信号を生成する。そして、このように生成したフォーカスサーボ信号、トラッキングサーボ信号を、それぞれフォーカスドライバ３３、トラッキングドライバ３４に供給する。
フォーカスドライバ３３、及びトラッキングドライバ３４は、上記のように供給されるフォーカスサーボ信号、トラッキングサーボ信号にそれぞれ基づいて、図１に示した光学ピックアップ１１内の二軸機構を駆動するためのフォーカドライブ信号ＦＤ、トラッキングドライブ信号ＴＤを出力する。
これによって、マトリクス回路１４から出力されたフォーカスエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥにそれぞれ基づいた、フォーカスサーボ制御、トラッキングサーボ制御が実現される。
【００５１】
スレッドサーボ回路３２は、上記のようにトラッキングサーボ回路３１が生成したトラッキングサーボ信号の低域成分に基づいて、光学ピックアップ１１の位置を、トラッキング動作により外周方向に移動される対物レンズの動きに追従させるためのスレッドサーボ信号を生成する。
そして、このように生成したスレッドサーボ信号を、図示するスイッチＳＷの端子ｔ２に供給する。
【００５２】
スイッチＳＷにおいては、トラッキングサーボがオンのときに対応して、端子ｔ２を選択するようにされている。そして、これによって、上記スレッドサーボ回路３２からのスレッドサーボ信号は、トラッキングサーボがオンのときに対応して図示する端子ｔ１を介してスレッドドライバ３５に供給されるものとなる。
この結果、この場合のスレッドドライバ３５は、上記スレッドサーボ信号に基づいたスレッドドライブ信号ＳＤによりスレッド機構１３を駆動することとなり、トラッキングサーボがオンの状態では、光学ピックアップ１１が対物レンズの動きに追従してスライドするように制御される状態が得られる。
【００５３】
また、上記スイッチＳＷにおいて、トラッキングサーボがオフのときに対応しては、端子ｔ３が選択される。そして、これによって、トラッキングサーボがオフのときは、図示するシークコントロール回路４０の出力が、端子ｔ１を介してスレッドドライバ３５に供給されることになる。
なお、このようなスイッチＳＷの端子切換は、先に説明したシステムコントローラ２０の制御に基づいて行われる。
【００５４】
シークコントロール回路４０は、システムコントローラ２０からのアクセス指令に基づいて、光学ピックアップ１１を、この指令により指示された所定のアドレス付近に移動させるための制御を行う。
このシークコントロール回路４０は、上記アクセス指令に基づいて、現在のトラックから指示されたトラックまでのトラック数を認識すると共に、この認識したトラック数に対応して予め設定されたパルスを出力する。
また、本例の場合、このシークコントロール回路４０は、このように出力したパルスに基づいて移動される光学ピックアップ１１のシーク移動速度の情報と、内部に予め設定された基準速度情報とを逐次比較するようにされる。そして、この比較結果に応じて、この際のスレッドドライブ信号ＳＤのレベルを制御することにより、シーク速度の制御を行うようにも構成されている。すなわち、このようにシーク移動速度と予め定められた基準速度とを逐次比較した結果に基づいて、シーク速度を制御することによって、光学ピックアップ１１を、目的のトラック付近により正確に到達させることができるものである。
なお、このようなシークコントロール回路４０によるシーク速度制御は、以下で説明するトラックカウンタ３７の値、及びトラック周期カウンタ３８が出力するトラック周期値Ｔccとしての、シーク移動速度の情報とに基づいて行われるものである。
【００５５】
２値化回路３６には、図１に示したマトリクス回路１４により出力されるトラッキングエラー信号ＴＥが入力される。
この２値化回路３６は、このようなトラッキングエラー信号ＴＥとして、特にシーク動作時における、トラバース状態下でのトラッキングエラー信号ＴＥ（以下トラバース信号ＴＲＶとする）についての二値化処理を行うものとされる。そして、その二値化結果を図示する二値化信号Ｔとして出力する。
なお、この２値化回路３６の内部構成については後述する。
【００５６】
トラックカウンタ３７は、上記二値化信号Ｔのエッジ数をカウントすることにより、このようなシーク動作時において対物レンズが横断したトラックの数をカウントする。そして、そのカウント値を上記したシークコントロール回路４０に対してトラックカウント値ＴＣとして供給するようにされる。
このようにシークコントロール回路４０に供給されるトラックカウント値ＴＣは、例えば上記で説明したシーク速度制御を行うための、基準速度情報を参照する際に用いられる。
【００５７】
トラック周期カウンタ３８は、上記二値化信号Ｔのエッジ間の時間長を、所定周期によるクロックに基づいてカウントする。つまり、これによって光学ピックアップ１１のシーク移動速度を計測するものである。そして、このようにカウントした値を、トラック周期値Ｔccとしてシークコントロール回路４０に出力する。
【００５８】
続いては、図３を用いて、上記した２値化回路３６の内部構成について説明する。
先ず、この図３において、コンパレータ４１の反転端子に対しては、図２に示したトラバース信号ＴＲＶが供給される。また、このコンパレータ４１の非反転端子に対しては、後述するヒステリシスレベル生成回路４７からの、コンパレートレベルｃｒが入力される。そして、このコンパレータ４１は、上記トラバース信号ＴＲＶのレベルと、このように入力されるコンパレートレベルｃｒとを比較した結果に応じた２値の信号を、コンパレータ出力ｃｃとして２値化出力補正回路４２に対して出力する。
【００５９】
２値化出力補正回路４２内には、図のように遅延回路（Ｚ−１）４３、出力補正カウンタ４４、比較器４５、及びラッチ回路４６が少なくとも備えられている。
この２値化出力補正回路４２において、上記遅延回路４３は、上記コンパレータ４１からのコンパレータ出力ｃｃを入力し、これを１クロックずらしたタイミングで出力補正カウンタ４４に出力する。つまり、このような遅延回路４３によっては、出力補正カウンタ４４に対して、１クロック前のコンパレート出力ｃｃの値が入力されるようになっているものである。
【００６０】
また、この出力補正カウンタ４４には、上記コンパレータ４１からのコンパレータ出力ｃｃも入力される。つまり、この出力補正カウンタ４４に対しては、上記遅延回路４３からの１クロック前の値と共に、現在のコンパレータ出力ｃｃの値が入力されるものである。
そして、このように入力される現在のコンパレータ出力ｃｃの値と１クロック前のコンパレータ出力ｃｃの値を比較した結果、両入力が等しい場合には自身のカウント値を１インクリメントする。そして、両入力が等しくない場合には、カウント値をゼロにリセットする。
【００６１】
比較器４５には、上記出力補正カウンタ４４の値が入力される。そして、このように入力される出力補正カウンタ４４の値と、内部に設定された所定閾値とを比較した結果、カウント値が上記閾値よりも大きいとされた場合に対応して、図示するラッチ回路４６に対し、例えばＨレベルを出力する。
なお、このように比較器４５において設定される閾値は、後述するように、入力されるトラバース信号ＴＲＶに重畳されるノイズ成分によるチャタリング防止のための判定時間に対応するものである。従って、このような比較器４５に設定される閾値としては、入力されるトラバース信号ＴＲＶに想定されるノイズ成分の周波数帯域、及びこのとき設定されるヒステリシスレベルなどに応じて、チャタリング防止のために適正とされる時間長に対応した値が設定されるべきものである。
【００６２】
ラッチ回路４６は、コンパレータ４１からのコンパレータ出力ｃｃを入力すると共に、このコンパレータ出力ｃｃの値を、上記比較器４の出力に基づいて更新する。すなわち、上記比較器４５からのＨレベル出力に応じてのみ、コンパレータ出力ｃｃの値を更新する。
このラッチ回路４６のラッチ出力は、図示するように二値化信号Ｔとしてこの２値化回路３６から出力される。また、これと共にこのラッチ出力は、図示するヒステリシスレベル生成回路４７に対しても入力されるものとなる。
【００６３】
ヒステリシスレベル生成回路４７は、上記コンパレータ４１の非反転端子に入力されるべきコンパレートレベルｃｒを決定する。
つまりこの際、上記ラッチ回路４６（２値化出力補正回路４２）の出力がＨレベルであった場合には、このヒステリシスレベル生成回路４７においては、このＨレベルに応じたコンパレートレベルｃｒを決定する。また、２値化出力補正回路４２の出力がＬレベルであるときは、これに応じたコンパレートレベルｃｒを決定するものである。
これによって、このヒステリシスレベル生成回路４７を介してコンパレータ４１に入力されるコンパレートレベルｃｒとしては、２値化出力補正回路４２の出力結果に応じた２つの異なる値で切り換えられるようになっている。
また、このような構成から、この場合は上記のようなコンパレートレベルｃｒが切り換えられるタイミングが、コンパレータ出力ｃｃのレベルが切り替わるタイミングではなく、上記２値化出力補正回路４２の出力が切り換えられるタイミングに応じるようにされているものである。
なお、このようなヒステリシスレベル生成回路４７に対し、例えばバッファやＯＰアンプの構成を追加すると、精度向上が図られる。
【００６４】
このような本例の２値化回路３６による動作を、次の図４を用いて説明する。先ず、この場合のヒステリシスレベルとしては、上記のようなヒステリシスレベル生成回路４７の動作によって、例えば図示するように、ゼロレベルを基準として或る幅を持つようにして設定されるものとなる。
そしてこれにより、時点ｔ１〜ｔ２に示すような、トラバース信号ＴＲＶの高周波成分のピークレベル付近がゼロレベルを下回ったことによる明らかなチャタリングについては、これを除去することが可能となる。
【００６５】
そして、時点ｔ２以降において、再びトラバース信号ＴＲＶのレベルがゼロレベルを下回って、さらにコンパレートレベルｃｒを下回った時点ｔ３に至ったとする。
すると、これに応じては、この際のコンパレータ４１の比較結果に対応して、コンパレータ出力ｃｃの値が変化することとなる。
しかしながら、この場合は、先の図８に示した構成とは異なり、このコンパレータ４１の直後に対して２値化出力補正回路４２が備えられていることから、これに応じて直ちにコンパレートレベルｃｒは切り換えられないものとなる。すなわち、この場合のコンパレートレベルｃｒとしては、上記もしたように２値化出力補正回路４２の出力に応じてその値が変化するものとされていることから、このようなコンパレータ出力ｃｃの変化に対応して直ちに変化しないようにされているものである。
従って、この場合のコンパレートレベルｃｒとしては、この図４にも示されるように、この時点ｔ３ではその値が切り換えられずに維持されるようになる。
【００６６】
この時点ｔ３以降における２値化出力補正回路４２の動作としては、先ず、上記のようにコンパレータ出力ｃｃの値が変化したことに応じて、出力補正カウンタ４４のカウント値がゼロにリセットされる。そして、このようにカウント値がゼロにリセットされた以降は、再び遅延回路４３から供給される１クロック前のコンパレータ出力ｃｃの値と、現在のコンパレータ出力ｃｃの値との比較結果に基づいたカウント動作が行われるものとなる。
【００６７】
このような時点ｔ３以降において、トラバース信号ＴＲＶのレベルは、図示するようにコンパレートレベルｃｒを下回った状態が維持されていることから、この場合に上記出力補正カウンタ４４に対して入力される１クロック前と現在のコンパレータ出力ｃｃとしては、共に等しい値が入力されるものとなる。そして、これにより、この時点ｔ３以降におけるカウント値は、徐々にインクリメントされてくものとなる。
【００６８】
このように出力補正カウンタ４４のカウント値がインクリメントされていくことによっては、このカウント値が、比較器４５において設定された所定閾値に近づいていくことになる。
そして、このようなカウント値が上記閾値を上回った時点ｔ４に至ったときには、この比較器４５からラッチ回路４６に対してＨレベルが出力されるようになる。さらに、これに応じては、このラッチ回路４６の出力レベルが、このとき入力されるコンパレータ出力ｃｃに応じた値に更新されるものとなる。
【００６９】
これによって、２値化出力補正回路４２の出力が変化するものとなり、これに応じて図示する二値化信号Ｔのレベルも、図のようにこの時点ｔ４において変化されるものとなる。つまり、ここにおいてゼロクロスポイントが検出されたことになるものである。
また、これと共に、この２値化出力補正回路４２の出力に応じて変化するコンパレートレベルｃｒとしても、図のようにこの時点ｔ４に至ってから変化するようにされているものである。
【００７０】
このようにして、本例の２値化回路３６においては、トラバース信号ＴＲＶのレベルがコンパレートレベルｃｒに至ったとしても、直ちにコンパレートレベルｃｒを切り換えずに、そのレベルを維持するようにされている。そして、この以降は、トラバース信号ＴＲＶのレベルが、このように維持されたコンパレートレベルｃｒを超えている時間長を、上記出力補正カウンタ４４のカウント動作によって計測するようにされている。
その上で、このようなカウント値と比較器４５における所定閾値とを比較した結果、トラバース信号ＴＲＶのレベルが、上記維持されたコンパレートレベルｃｒを超えている時間長が所定時間以上継続したとされた場合に、コンパレータ出力ｃｃをラッチして二値化出力を行うようにしているものである。
すなわち、本例では、このようなトラバース信号ＴＲＶのレベルが上記維持されたコンパレートレベルｃｒを超えている時間長を対象として、チャタリング除去のための判定を行うようにしているものである。
【００７１】
このような本例の２値化回路３６によっては、図８に示した構成よりもチャタリング除去のための判定時間を短くすることができる。
先ず、先の図８の構成によっては、トラバース信号ＴＲＶのレベルがコンパレートレベルｃｒに達した場合は、直ちにコンパレートレベルｃｒが変化することになる（図１０時点ｔ３）。そして、このことから、この場合は本例の場合よりも、チャタリング除去のための判定時間を長くとらなければならいことになる。
すなわち、先の図４と図１０を比較してもわかるように、図１０に示す場合では、このように変化されたコンパレートレベルｃｒが判定の基準となるから、この際の判定対象としての、トラバース信号ＴＲＶがコンパレートレベルｃｒを超えている期間（つまりトラバース信号ＴＲＶのノイズ振幅の戻り時間）は、コンパレートレベルｃｒが変化しない本例の場合よりも明らかに長いものとなる。
そして、このように長いノイズ振幅の戻り時間を対象とすることによっては、その分、上記のようなチャタリング除去のための判定時間を、このノイズ振幅の戻り時間に対応させた、比較的長い時間としなければならないものである。
従ってこのことから、直ちにコンパレートレベルｃｒを変化させないようにした本例によっては、チャタリング除去の判定時間を、このような従来の構成よりも短くできるものである。
【００７２】
このように本例の２値化回路３６の構成によっては、図８に示した従来の構成と比較して、二値化出力のための判定時間を短くすることができるから、二値化信号Ｔの精度を、従来よりも向上することができることになる。
そして、このように二値化信号Ｔの精度を向上することができることにより、これに基づいて算出されるシーク速度の情報の信頼性も向上することができ、安定したシーク動作を得ることができる。
【００７３】
このことから、図３に示した本例の構成によっては、トラバース信号ＴＲＶとして高周波が入力された場合にも好適に適用でき、高速シーク時におけるシーク動作の安定性の悪化を効果的に抑制することができるものである。
【００７４】
また、このような本例の２値化回路３６としては、上記もしているようにチャタリング除去のための判定が行われるものであるから、例えば図中時点ｔ５〜ｔ６に示すようにして、ノイズ成分のピークレベル付近がコンパレートレベルｃｒを上回ったような場合にも、二値化信号Ｔの不要なばたつきを効果的に抑制できる。
すなわち、これによって本例の２値化回路３６においても、図８に示した構成と同様、図７に示した構成よりもヒステリシスレベルを低く設定することが可能となり、入力信号が減衰する場合にも適正に二値化を行うことが可能となる。
【００７５】
ところで、このような本例の２値化回路３６において、例えばシーク動作開始直後・終了直前など、トラバース信号ＴＲＶの周波数が低くなっているときは、ノイズ成分の周期も大きくなるようにされるため、場合によっては、図４にて説明したようなチャタリング除去の判定が困難となることが考えられないものでもない。
そこで、本例としては、変形例として、トラバース信号ＴＲＶの周波数が充分に高く、ノイズ成分とゼロクロス周期との周波数帯域が近づくようにされる場合以外は、例えばローパスフィルタを介しノイズ成分を減衰させたトラバース信号ＴＲＶに基づいて二値化を行うように構成することも可能である。
つまり、トラバース信号ＴＲＶの周波数が充分に低い場合には、ノイズ成分とゼロクロス周期との周波数帯域に充分な差があると考えられることから、ローパスフィルタによってノイズ成分を減衰することが可能なものである。そしてこのことから、上記のようにトラバース信号ＴＲＶの周波数が低いことにより本例の二値化が有効に行えなくなる虞がある場合は、このようにトラバース信号ＴＲＶからノイズ成分を除去して二値化動作を行うようにするものである。
【００７６】
このような変形例としての構成は、例えば図５に示すようになる。
この場合、図示するように２値化回路３６へのトラバース信号ＴＲＶの入力ラインに対して、切換回路８０を設けるようにする。この切換回路８０としては、端子ｔ１から入力されるトラバース信号ＴＲＶを、図示する端子ｔ２、または端子ｔ３を介して択一的に出力可能に構成する。
そして、上記端子ｔ２は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８１を介して２値化回路３６と接続し、上記端子ｔ３は２値化回路３６と直接接続する。
その上で、シークコントロール回路４０、或いはシステムコントローラ２０の制御により、シーク速度が所定の速度よりも遅い場合は、上記端子ｔ２を選択させ、速い場合は上記端子ｔ３を選択させるようにする。
【００７７】
これにより、シーク動作開始直後・終了直前など、トラバース信号ＴＲＶの周波数が低い場合に対応しては、上記ローパスフィルタ８１によりノイズ成分を除去したトラバース信号ＴＲＶに基づいた二値化動作を行うことが可能となる。つまり、このようにノイズ成分が除去されることによって、２値化回路３６においてより適正に二値化動作を行うことが可能となる。
また、トラバース信号ＴＲＶの周波数が高く、ノイズ成分とゼロクロス周期との周波数帯域が近づく場合は、先の図４に示したような本例の二値化動作により、有効に二値化を行うことが可能なものである。
この結果、このような変形例の構成によっては、シーク速度によらずより安定した二値化信号Ｔを得ることが可能となる。
【００７８】
なお、上記実施の形態では、光ディスク装置において、トラバース信号の二値化を行う際に本発明が適用される場合を例に挙げたが、本発明としては、このようなトラバース信号以外にも、ノイズ成分としての高周波成分が重畳された信号全般に対して好適に適用できるものである。
【００７９】
【発明の効果】
以上のようにして本発明では、入力信号を閾値に基づいて二値化する際に、その二値化した値の維持される時間長が、所定の時間長を超えたか否かを判定するようにしている。つまり、上記入力信号が上記閾値を超えている時間長が、所定時間長を超えたか否かを判定するものである。
そして、この判定結果より、上記変化した値が維持される時間長が所定時間長を超えた、すなわち上記入力信号が上記閾値を超えている時間長が所定時間長を超えたとされた場合にのみ、この変化された値を出力するようにしている。
また、このように変化した値が出力されるのに応じて、上記閾値を可変するようにしている。つまり、上記入力信号が上記閾値を超えたとしても、直ちに上記閾値を可変しないようにしているものである。
【００８０】
このようにして、入力信号が閾値を超えた場合にも閾値を可変ぜずにチャタリング除去のための判定を行う本発明によっては、可変後の閾値を基準としてチャタリング除去の判定を行う従来の構成よりも、その判定時間を短く設定することができる。
そして、このように判定時間を短く設定することができることによっては、二値化信号の精度を、従来よりも向上することができることになる。
【００８１】
また、上記のようにチャタリング除去のための判定時間を短くすることが可能となることで、高周波の信号が入力された場合の二値化信号の精度劣化を、効果的に抑制することが可能となる。
【００８２】
また、さらに本発明は、このようなチャタリング防止のための判定を行うものであるから、ヒステリシスレベルを比較的小さく設定することができ、これによって入力信号が減衰するような場合にも適正に二値化を行うことが可能となる。
【００８３】
また、このような本発明を、光ディスク装置における、シーク時のトラッキングエラー信号の二値化の際に適用すれば、その二値化出力に基づいて行われるシーク動作を、従来よりも正確に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における、実施の形態としての光ディスク装置の全体構成について示すブロック図である。
【図２】実施の形態の光ディスク装置内に備えられるサーボ回路の内部構成について示すブロック図である。
【図３】上記サーボ回路内に備えられる、実施の形態としての二値化回路の内部構成例を示すブロック図である。
【図４】実施の形態の二値化回路の動作について説明するための図である。
【図５】実施の形態の変形例の構成を示すブロック図である。
【図６】ウォブリングフォーマットが採用される場合のトラバース信号とその二値化信号について示した図である。
【図７】従来のヒステリシスコンパレータの構成を示すブロック図である。
【図８】従来における、出力補正回路を備えるヒステリシスコンパレータの構成について示したブロック図である。
【図９】従来のヒステリシスコンパレータの動作について説明するための図である。
【図１０】従来における、出力補正回路を備えるヒステリシスコンパレータの動作について説明するための図である。
【符号の説明】
１ディスク、１０光ディスク装置、１１光学ピックアップ、１３スレッド機構、２０システムコントローラ、２１サーボ回路、３０フォーカスサーボ回路、３１トラッキングサーボ回路、３２スレッドサーボ回路、３３フォーカスドライバ、３４トラッキングドライバ、３５スレッドドライバ、３６２値化回路、３７トラックカウンタ、３８トラック周期カウンタ、４０シークコントロール回路、４１コンパレータ、４２２値化出力補正回路、４３遅延回路、４４出力補正回路、４５比較器、４６ラッチ回路、４７ヒステリシスレベル生成回路、８０切換回路、８１ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、ＳＷスイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to, for example, a binarization circuit that binarizes an input analog signal with a predetermined threshold as a reference, and a binarization method for such binarization. The present invention also relates to an optical disc apparatus provided with such a binarization circuit.
[0002]
[Prior art]
In an optical disc apparatus capable of recording / reproducing signals to / from an optical disc, a tracking error signal obtained when a laser spot crosses a track is obtained as a traverse signal during a seek operation.
For example, by performing binarization on the basis of the zero level of such a traverse signal, a binarized signal indicating the timing at which the laser spot crosses the track is obtained.
[0003]
By obtaining the binarized signal of such a traverse signal and counting the number of edges, the number of tracks traversed by the laser spot during the seek operation can be counted. Further, the seek moving speed can be obtained by measuring the time length between the edges of the binarized signal.
In the optical disc apparatus, control for reaching the vicinity of the seek target is performed based on the information on the number of crossing tracks and the moving speed calculated in this way.
[0004]
By the way, as an optical disk, there is a wobble format in which data recording is performed by wobbling a track.
In the wobble format optical disc, a waveform on which a high-frequency component as shown in FIG. 6A is superimposed is obtained as the traverse signal as described above due to the influence of wobbling of the track.
[0005]
In this case, as can be seen from the figure, noise is superimposed on the original signal component (zero crossing period) of the traverse signal TRV. Therefore, simply detecting the zero level of the traverse signal TRV is accurate. A zero cross point cannot be detected. Depending on this, even when the binarized signal T (FIG. 6B) of the traverse signal TRV used for controlling the seek operation described above, an accurate edge interval cannot be obtained.
[0006]
For this reason, in the conventional optical disc apparatus corresponding to such a wobble format, the zero cross point is detected after the high frequency component superimposed on the traverse signal TRV is attenuated by a low pass filter or the like as described above. It was like that.
As a result, an accurate binary signal T corresponding to the track crossing timing of the laser spot is obtained.
[0007]
By the way, in recent years, the track pitch has been extremely narrowed along with the high density recording of optical disks. Even in such a high-density disk having an extremely narrow track pitch, there is one that adopts the wobble format as described above.
[0008]
When the wobble format is adopted for a high density disk having an extremely narrow track pitch as described above, the wobble width as viewed from the track pitch becomes larger than that of a normal disk. As a result, as the traverse signal TRV as shown in FIG. 6A, the frequency band of the signal component of the zero-crossing period and the frequency band of the high-frequency signal component due to the wobbling of the track approach each other.
[0009]
In this way, when the frequency band of the signal component of the zero crossing period comes close to the frequency band of the high frequency signal component due to the wobbling of the track, the high frequency component is attenuated by a low-pass filter or the like as described above. It becomes difficult to detect an accurate zero cross point.
In other words, the method using such a low-pass filter is a method that uses a difference in frequency band between a signal component as a detection target and a noise component (wobble component) superimposed thereon, and thus the frequency of both signals is used in this way. When the band approaches, it becomes difficult to extract only the signal component to be detected.
[0010]
Therefore, in the conventional technique, there is a technique that uses a hysteresis comparator as a technique capable of detecting a zero cross point without using such a low-pass filter (see, for example, the following patent document).
FIG. 7 shows a circuit configuration for binarizing an input signal on which a noise component is superimposed using such a hysteresis comparator.
In this figure, the comparator 100 compares the traverse signal TRV with the comparator level cr output from the hysteresis level generation circuit 101 as shown in the figure.
In this case, the output cc of the comparator 100 is input to the hysteresis level generation circuit 101. The hysteresis level generation circuit 101 operates to switch the value of the comparator level cr to be output in accordance with the change in the level of the comparator output cc input in this way.
That is, at this time, as the value of the comparator output cc changes according to the comparison result in the comparator 100, the value of the comparator level cr input to the comparator 100 is switched.
[0011]
Such an operation by the hysteresis comparator is, for example, as shown in FIG.
First, in FIG. 9, as the above-mentioned comparison level cr, as shown in the figure, a level lower than the zero level is set corresponding to the case where the level of the traverse signal TRV is positive. The When the traverse signal TRV has a negative polarity, a level higher than the zero level is set.
That is, in this case, when the traverse signal TRV decreases from the positive polarity side and rises from the negative polarity side, it has a hysteresis level as shown in the figure with reference to the zero level (that is, the original comparison level). The two comparator levels cr are switched.
[0012]
At this time, for example, if the comparator 100 simply performs detection based on the zero level, when the noise component of the traverse signal TRV falls below the zero level as shown at time points t1 to t2 in the figure, the original zero cross point is detected. The comparator 100 will respond before the time t3. That is, this causes unnecessary chattering.
On the other hand, by setting the hysteresis level as described above, such unnecessary chattering can be prevented as can be seen from the figure. In other words, as the hysteresis level at this time, by setting a sufficient level corresponding to the amplitude level of the noise component as shown in the figure, such unnecessary chattering is prevented and the original zero cross point is accurately set. It can be detected.
[0013]
As a result, accurate edge timing corresponding to this zero cross point can be obtained as the binarized signal T in this case as shown in the figure.
From this fact, if such a hysteresis comparator is used, the traverse signal TRV can be binarized accurately without removing the noise component using the low-pass filter as described above. .
[0014]
Thus, in the hysteresis comparator as shown in FIG. 7, unnecessary chattering can be prevented by setting the hysteresis level to a sufficient level corresponding to the amplitude level of the noise component.
However, in other words, in such a hysteresis comparator, chattering cannot be effectively prevented unless the above hysteresis level is set sufficiently high.
[0015]
As described above, if the hysteresis level has to be relatively large, for example, when the traverse signal TRV is attenuated and the amplitude level cannot be sufficiently obtained, the zero-cross detection point is shifted. Become.
That is, for example, assuming that the traverse signal TRV is attenuated in the case of FIG. 9, in this case, a sufficient level cannot be obtained as the amplitude of the noise component near the time point t3 in the figure. If the level of the traverse signal TRV does not reach a point where it has sufficiently decreased to the negative polarity side, the zero cross point will not be detected.
[0016]
Therefore, in the prior art, an output correction circuit 102 as shown in FIG. 8 is provided at the subsequent stage of the hysteresis comparator so as to be able to cope with such attenuation of the traverse signal TRV while preventing unnecessary chattering. There is something that was made.
In the output correction circuit 102, the level of the traverse signal TRV is changed to the comparator level after the change in the period after the level of the output cc of the comparator 100 is changed and the comparator level cr is switched accordingly. The logic circuit is configured to determine whether or not the time exceeding cr is equal to or longer than a predetermined time length. As a result of such determination, the value of the binarized signal T is changed in accordance with a case where the time during which the level of the traverse signal TRV exceeds the comparison level cr is equal to or longer than a predetermined time length. Is.
[0017]
The operation of the hysteresis comparator provided with such an output correction circuit 102 is as shown in FIG.
First, as the hysteresis level in this case, a low level as shown in the figure is set as compared with the case of FIG. 9 so as to be able to cope with the attenuation of the input signal as described above. For this reason, unnecessary chattering occurs in the comparator output cc after time t3, and the comparator level cr flickers as shown in the figure.
[0018]
However, in this case, as described above, the output correction circuit 102 is provided at the subsequent stage of the hysteresis comparator, so that an operation for controlling the binarized output corresponding to such chattering is performed. It will be.
That is, according to the output correction circuit 102, first, after the comparison level cr (comparator output cc) changes at the time point t3 in the figure, the time length during which the level of the traverse signal TRV exceeds this level is measured. It becomes.
When the measured time length is equal to or longer than the predetermined time length as described above, the time t4 is reached, and the value of the binarized signal T is changed accordingly as shown in the figure.
That is, it is determined that the reaction is not a response to the vicinity of the peak level of the noise component based on such a predetermined time length, and chattering is removed with this.
[0019]
In this way, in the configuration of the hysteresis comparator provided with the output correction circuit 102, unnecessary chattering can be prevented while setting the hysteresis level low. In other words, this makes it possible to obtain a stable binary signal T based on a relatively accurate zero-cross detection point while corresponding to the attenuation of the traverse signal TRV.
[Patent Literature]
JP-A-9-237423
[0020]
[Problems to be solved by the invention]
However, as understood from the above description, in the configuration in which the output correction circuit 102 shown in FIG. 8 is provided, a certain determination time (time t3 in FIG. 10) for preventing chattering due to the influence of noise components. To t4). This means that a corresponding delay occurs in the detection timing of the zero cross point.
[0021]
In this way, a delay occurs in the detection timing of the zero cross point, so that when the signal having a particularly high frequency is input as the traverse signal TRV, such a shift in the detection point due to the determination time becomes unacceptable. There is a risk that.
And since the deviation of the zero cross detection point becomes unacceptably large in this way, the accuracy of the binarized signal T is remarkably deteriorated, and the reliability of the seek speed information calculated based on this accuracy is also obtained. Will be significantly reduced.
As a result, in the optical disc apparatus having the hysteresis comparator having the configuration shown in FIG. 8, there is a possibility that a stable seek operation cannot be obtained when the traverse signal TRV becomes a high frequency due to, for example, high-speed seek. It was.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
Therefore, in the present invention, in view of the above problems, the binarization circuit is configured as follows.
That is, a binarization unit that compares the input signal with a threshold value and outputs a binary signal, and a time length during which the changed value is maintained from when the output signal value of the binarization unit changes Comprises determination means for determining whether or not a predetermined time length has been exceeded.
Then, the binarized output correcting means for outputting the changed value only when the time length during which the changed value is maintained exceeds the predetermined time length according to the determination result of the determining means. And a threshold value changing means for changing the threshold value to be input to the binarization means in response to the output of the changed value by the binarization output correction means. I made it.
[0023]
In the present invention, the binarization method is as follows.
That is, the binarization procedure for outputting a binary signal according to the result of comparing the input signal and the threshold value, and the changed value is maintained from the time when the value of the signal output by the binarization procedure changes. And a determination procedure for determining whether or not the time length to be exceeded has exceeded a predetermined time length.
The binarization output correction procedure for outputting the changed value only when the time length during which the changed value is maintained exceeds a predetermined time length according to the determination result of the determination procedure, The threshold value changing procedure for changing the threshold value used in the binarization procedure according to the output of the changed value by the binarization output correction procedure is performed.
[0024]
According to such a configuration of the first aspect of the present invention, when the input signal is binarized based on the required threshold, the time length for which the binarized value is maintained exceeds a predetermined time length. It is determined whether or not. That is, it is determined whether or not the time length that the input signal exceeds the threshold value exceeds a predetermined time length.
As described above, from this determination result, the time length during which the changed value is maintained exceeds a predetermined time length, that is, the time length during which the input signal exceeds the threshold value exceeds the predetermined time length. This changed value is output only when it is detected. Further, the predetermined threshold value is varied in accordance with the output of the changed value. That is, even if the input signal exceeds the threshold value, the predetermined threshold value is not immediately changed.
Thus, even when the input signal exceeds the threshold value, the determination for chattering removal is performed without changing the threshold value, so that the chattering removal determination is performed based on the changed threshold value. The determination time can be set short.
[0025]
Furthermore, in the present invention, For optical disc An optical disc apparatus capable of recording or reproducing signals is configured as follows.
That is, while supporting an objective lens for writing or reading data to or from the optical disc, the head means for performing laser irradiation and detection of reflected light using the objective lens as an output end, and the head means can be moved in the tracking direction. Transporting means.
A tracking error signal generated from the reflected light detected by the head means, and a binarizing means for comparing the threshold value and outputting a binary signal; and a value of the output signal of the binarizing means. Determination means for determining whether or not a time length during which the changed value is maintained exceeds a predetermined time length from when the value changes.
Furthermore, binarized output correcting means for outputting the changed value only when the time length during which the changed value is maintained exceeds a predetermined time length according to the determination result of the determining means; The binarization output correction unit includes a threshold variable unit that varies the threshold to be input to the binarization unit in response to the output of the changed value.
In addition, there is provided a seek control means for performing a measurement on the output signal of the binarized output correcting means and controlling the seek operation by controlling the transfer means based on the measurement result. I did it.
[0026]
That means For optical disk devices The present invention is applied when the tracking error signal is binarized during seek.
In an optical disc apparatus, noise is superimposed on a tracking error signal during seek. And Therefore, by applying the first aspect of the present invention to such an optical disc apparatus, the tracking error signal can be binarized more accurately than in the past, and this is done based on this. It is possible to optimize the seek operation.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[0028]
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of an optical disc apparatus 10 as an embodiment of the present invention.
First, the optical disc apparatus 10 shown in this figure can record or reproduce data corresponding to a so-called Blu-ray Disc as the disc 1 shown in the figure.
In this Blu-ray disc, for example, signal recording / reproduction is performed under the condition of a combination of a blue laser having a central emission wavelength of 405 nm and an objective lens having an NA of 0.85. Further, when the track pitch is 0.32 μm, the linear density is 0.12 μm / bit, and a data block of 64 KB (kilobyte) is used as one recording / reproducing unit and the format efficiency is about 82%, it is 23 for a disk having a diameter of 12 cm. .3 GB (gigabyte) capacity can be recorded and reproduced.
If the linear density is 0.112 μm / bit in the same format, a capacity of 25 GB can be recorded and reproduced. Furthermore, the recording layer can have a multilayer structure. For example, when the recording layer has two layers, the capacity can be about 46.6 BG or 50 GB.
[0029]
The disc 1 as such a Blu-ray disc is loaded on a turntable (not shown) and is driven to rotate at a constant linear velocity (CLV) by the spindle motor 12 during recording / reproducing operation.
The optical pickup (optical head) 11 reads data on the disk 1, that is, data by emboss pits in the case of a ROM disk and data by phase change marks in the case of a rewritable disk.
In the case of a rewritable disc, ADIP information and disc information embedded as wobbling of the groove track are read out.
When recording on a rewritable disc, the optical pickup 11 records data on the groove track as a phase change mark.
[0030]
In the optical pickup 11, a laser diode serving as a laser light source, a photodetector for detecting reflected light, an objective lens serving as an output end of the laser light, laser light is irradiated onto the disk recording surface via the objective lens, and An optical system (not shown) for guiding the reflected light to the photodetector is formed.
[0031]
In the optical pickup 11, the objective lens is held so as to be movable in the tracking direction and the focus direction by a biaxial mechanism.
The entire optical pickup 11 can be moved in the radial direction of the disk by a thread mechanism 13.
The laser diode in the optical pickup 11 is driven to emit laser light by a drive signal (drive current) from the laser driver 23.
[0032]
Reflected light information from the disk 1 is detected by a photo detector, converted into an electric signal corresponding to the amount of received light, and supplied to the matrix circuit 14.
The matrix circuit 14 includes a current-voltage conversion circuit, a matrix calculation / amplification circuit, and the like corresponding to output currents from a plurality of light receiving elements as photodetectors, and generates necessary signals by matrix calculation processing.
For example, a high frequency signal (reproduction data signal) corresponding to reproduction data, a focus error signal for servo control, a tracking error signal, and the like are generated.
As the tracking error signal, for example, a push-pull signal is generated when the disk 1 is a rewritable disk, and a DPD signal is generated when the disk 1 is a ROM disk.
Further, a push-pull signal is generated as a signal related to groove wobbling, that is, a signal for detecting wobbling.
The matrix circuit 14 may be formed in the optical pickup 11 in some cases.
[0033]
The reproduction data signal output from the matrix circuit 14 is supplied to the reader / writer circuit 15, the focus error signal and tracking error signal are supplied to the servo circuit 21, and the push-pull signal that is detection information of the wobbling groove is supplied to the wobble circuit 18. The
[0034]
The reader / writer circuit 51 performs binarization processing on the reproduction data signal, reproduction clock generation processing by PLL, etc., reproduces data read from the phase change mark or emboss spot, and supplies it to the modulation / demodulation circuit 16 To do.
The modem circuit 16 includes a functional part as a decoder during reproduction and a functional part as an encoder during recording.
At the time of reproduction, as a decoding process, a run-length limited code is demodulated based on the reproduction clock.
[0035]
The ECC / scramble circuit 17 performs ECC encoding processing for adding an error correction code during recording and scrambling processing.
At the time of reproduction, descrambling processing for scramble processing is performed and ECC decoding processing for error correction is performed.
At the time of reproduction, the data demodulated by the modem circuit 16 is taken into an internal memory, and reproduction data is obtained by performing descrambling processing and error detection / correction processing.
[0036]
Data decoded up to reproduction data by the ECC / scramble circuit 17 is read based on an instruction from the system controller 20 and transferred to an AV (Audio-Visual) system 60.
[0037]
When the disk 1 is a rewritable disk, the push-pull signal output from the matrix circuit 14 as a signal related to the wobbling of the groove is processed in the wobble circuit 18. The push-pull signal as ADIP information is demodulated in the wobble circuit 18 and supplied to the address decoder 19 as a data stream that constitutes an ADIP address.
The address decoder 19 decodes the supplied data, obtains an address value, and supplies it to the system controller 20.
The address decoder 19 generates a clock by PLL processing using the wobble signal supplied from the wobble circuit 18, and supplies it to each unit as an encode clock at the time of recording, for example.
[0038]
When the disk 1 is a ROM disk, the address decoder 19 performs frame sync synchronization processing from the reproduction data signal, and reads out address information, that is, a physical sector number, from the reproduction data signal. The obtained address information is supplied to the system controller 20. In this case, as a clock for address detection, a reproduction clock by a PLL in the reader / writer circuit 15 is used.
[0039]
At the time of recording on the rewritable disc, the recording data is transferred from the AV system 60. The recording data is sent to the memory in the ECC / scramble circuit 17 and buffered.
In this case, the ECC / scramble circuit 17 performs error correction code addition, scramble processing, subcode addition, and the like as encoding processing of the buffered recording data.
The data subjected to the ECC encoding and scramble processing is subjected to RLL (1-7) PP modulation in the modulation / demodulation circuit 16 and supplied to the reader / writer circuit 15.
As described above, the clock generated from the wobble signal is used as the reference clock for the encoding process during recording.
[0040]
The recording data generated by the encoding process is subjected to a recording compensation process by the reader / writer circuit 15 and fine adjustment of the optimum recording power and adjustment of the laser drive pulse waveform with respect to the recording layer characteristics, laser beam spot shape, recording linear velocity, etc. Etc. are sent to the laser driver 23 as a laser drive pulse.
The laser driver 23 applies the supplied laser drive pulse to the laser diode in the optical pickup 11 to perform laser emission driving. As a result, pits (phase change marks) corresponding to the recording data are formed on the disc 1.
[0041]
The laser driver 23 includes a so-called APC circuit (Auto Power Control), and the laser output is not dependent on the temperature or the like while monitoring the laser output power by the output of the laser power monitoring detector provided in the optical pickup 11. Control to be constant. The target value of the laser output at the time of recording and reproduction is given from the system controller 20, and control is performed so that the laser output level becomes the target value at the time of recording and reproduction.
[0042]
The servo circuit 21 generates various servo drive signals for focus, tracking, and thread from the focus error signal and tracking error signal from the matrix circuit 14 and executes the servo operation.
That is, a focus drive signal and a tracking drive signal are generated according to the focus error signal and tracking error signal, and the focus coil and tracking coil of the biaxial mechanism in the pickup 51 are driven. As a result, an optical pickup 11, a matrix circuit 14, a servo circuit 21, and a tracking servo loop and a focus servo loop by a biaxial mechanism are formed.
[0043]
The servo circuit 21 turns off the tracking servo loop and outputs a jump drive signal in accordance with a track jump command from the system controller 20 to execute a track jump operation.
Further, the servo circuit 21 generates a thread drive signal based on a thread error signal obtained as a low frequency component of the tracking error signal, a seek operation control from the system controller 20, and the like, and drives the thread mechanism 13. Although not shown, the sled mechanism 13 has a mechanism including a main shaft that holds the optical pickup 11, a sled motor, a transmission gear, and the like. The sled mechanism 13 drives the sled motor according to a sled drive signal. The slide movement is performed.
The configuration of the servo circuit 21 of this example will be described later.
[0044]
The spindle servo circuit 22 performs control to rotate the spindle motor 12 by CLV.
The spindle servo circuit 22 obtains the clock generated by the PLL processing for the wobble signal as the current rotational speed information of the spindle motor 12, and compares it with predetermined CLV reference speed information to generate a spindle error signal. .
At the time of data reproduction, the reproduction clock (clock serving as a reference for decoding processing) generated by the PLL in the reader / writer circuit 15 becomes the current rotational speed information of the spindle motor 12, and this is used as a predetermined CLV. A spindle error signal can also be generated by comparing with the reference speed information.
The spindle servo circuit 22 outputs a spindle drive signal generated according to the spindle error signal, and causes the spindle motor 12 to perform CLV rotation.
The spindle servo circuit 22 generates a spindle drive signal in response to a spindle kick / brake control signal from the system controller 20, and executes operations such as starting, stopping, acceleration, and deceleration of the spindle motor 12.
[0045]
Various operations of the servo system and the recording / reproducing system as described above are controlled by a system controller 20 formed by a microcomputer.
The system controller 20 executes various processes in accordance with commands from the AV system 60.
[0046]
For example, when a write command (write command) is issued from the AV system 60, the system controller 20 first moves the optical pickup 11 to an address to be written. Then, the ECC / scramble circuit 17 and the modulation / demodulation circuit 16 perform the encoding process as described above on the data transferred from the AV system 60 (for example, video data of various systems such as MPEG2 or audio data). Then, recording is executed by supplying the laser drive pulse from the reader / writer circuit 15 to the laser driver 23 as described above.
[0047]
Further, for example, when a read command for requesting transfer of certain data (such as MPEG2 video data) recorded on the disk 1 is supplied from the AV system 60, seek operation control is first performed for the instructed address. That is, a command is issued to the servo circuit 21, and the access operation of the optical pickup 11 targeting the address specified by the seek command is executed.
Thereafter, operation control necessary for transferring the data in the designated data section to the AV system 60 is performed. That is, data reading from the disk 1 is performed, decoding / buffering in the reader / writer circuit 15, the modulation / demodulation circuit 16, and the ECC / scramble circuit 17 is executed, and the requested data is transferred.
[0048]
At the time of recording or reproducing these data, the system controller 20 controls access and recording / reproducing operations using the ADIP address detected by the address decoder 19 or the address information in the reproduced data signal.
[0049]
In the example of FIG. 1, the optical disk apparatus 10 connected to the AV system 60 is used. However, the optical disk apparatus of the present invention may be connected to, for example, a personal computer.
Furthermore, there may be a form that is not connected to other devices. In that case, for example, an operation unit and a display unit may be provided so that recording and reproduction are performed according to a user operation. Also, a terminal part for inputting / outputting various data may be formed as an interface part for inputting / outputting data.
Of course, there are various other configuration examples. For example, an example of a reproduction-only device is also conceivable.
[0050]
FIG. 2 shows an internal configuration example of the servo circuit 21 shown in FIG.
First, the illustrated focus servo circuit 30 and tracking servo circuit 31 perform necessary processing such as phase compensation processing on the focus error signal FE and tracking error signal TE supplied from the matrix circuit 14 respectively, thereby performing focus servo. Signals and tracking servo signals are generated. The focus servo signal and tracking servo signal generated in this way are supplied to the focus driver 33 and the tracking driver 34, respectively.
The focus driver 33 and the tracking driver 34 are each based on the focus servo signal and the tracking servo signal supplied as described above, and a focus drive signal for driving the biaxial mechanism in the optical pickup 11 shown in FIG. FD and tracking drive signal TD are output.
Thereby, focus servo control and tracking servo control based on the focus error signal FE and the tracking error signal TE output from the matrix circuit 14 are realized.
[0051]
Based on the low frequency component of the tracking servo signal generated by the tracking servo circuit 31 as described above, the sled servo circuit 32 follows the movement of the objective lens moved in the outer peripheral direction by the tracking operation. A sled servo signal for generating the signal is generated.
Then, the sled servo signal generated in this way is supplied to the terminal t2 of the switch SW shown in the figure.
[0052]
In the switch SW, the terminal t2 is selected in response to the tracking servo being on. As a result, the thread servo signal from the thread servo circuit 32 is supplied to the thread driver 35 via the terminal t1 shown correspondingly when the tracking servo is on.
As a result, the thread driver 35 in this case drives the thread mechanism 13 by the thread drive signal SD based on the thread servo signal. When the tracking servo is on, the optical pickup 11 follows the movement of the objective lens. Thus, a state controlled to slide is obtained.
[0053]
In the switch SW, the terminal t3 is selected in response to the tracking servo being off. As a result, when the tracking servo is off, the output of the seek control circuit 40 shown in the figure is supplied to the thread driver 35 via the terminal t1.
Note that such terminal switching of the switch SW is performed based on the control of the system controller 20 described above.
[0054]
Based on the access command from the system controller 20, the seek control circuit 40 performs control for moving the optical pickup 11 to the vicinity of a predetermined address instructed by this command.
The seek control circuit 40 recognizes the number of tracks from the current track to the instructed track based on the access command, and outputs a preset pulse corresponding to the recognized number of tracks.
In the case of this example, the seek control circuit 40 sequentially compares the information on the seek movement speed of the optical pickup 11 that is moved based on the pulses thus output with the reference speed information that is preset inside. To be done. The seek speed is controlled by controlling the level of the thread drive signal SD at this time according to the comparison result. That is, by controlling the seek speed based on the result of sequentially comparing the seek movement speed and the predetermined reference speed in this way, the optical pickup 11 can be reached more precisely near the target track. Is.
Such seek speed control by the seek control circuit 40 is performed based on the value of the track counter 37 described below and information on the seek movement speed as the track period value Tcc output from the track period counter 38. It is what is said.
[0055]
The binarization circuit 36 receives the tracking error signal TE output from the matrix circuit 14 shown in FIG.
The binarization circuit 36 performs binarization processing on the tracking error signal TE (hereinafter referred to as the traverse signal TRV) under the traverse state, particularly during the seek operation, as the tracking error signal TE. Is done. Then, the binarization result is output as a binarized signal T shown in the figure.
The internal configuration of the binarization circuit 36 will be described later.
[0056]
The track counter 37 counts the number of tracks traversed by the objective lens during such a seek operation by counting the number of edges of the binarized signal T. Then, the count value is supplied as the track count value TC to the seek control circuit 40 described above.
Thus, the track count value TC supplied to the seek control circuit 40 is used, for example, when referring to the reference speed information for performing the seek speed control described above.
[0057]
The track cycle counter 38 counts the time length between the edges of the binarized signal T based on a clock with a predetermined cycle. That is, the seek movement speed of the optical pickup 11 is measured by this. The counted value is output to the seek control circuit 40 as a track period value Tcc.
[0058]
Next, the internal configuration of the binarization circuit 36 will be described with reference to FIG.
First, in FIG. 3, the traverse signal TRV shown in FIG. 2 is supplied to the inverting terminal of the comparator 41. The comparator level cr from a hysteresis level generation circuit 47 described later is input to the non-inverting terminal of the comparator 41. The comparator 41 uses a binary signal corresponding to the result of comparing the level of the traverse signal TRV and the comparison level cr input in this manner as a comparator output cc, and a binarized output correction circuit 42. Output for.
[0059]
The binarized output correction circuit 42 includes at least a delay circuit (Z-1) 43, an output correction counter 44, a comparator 45, and a latch circuit 46 as shown in the figure.
In the binarized output correction circuit 42, the delay circuit 43 receives the comparator output cc from the comparator 41 and outputs it to the output correction counter 44 at a timing shifted by one clock. That is, according to such a delay circuit 43, the value of the comparator output cc one clock before is input to the output correction counter 44.
[0060]
The output correction counter 44 also receives the comparator output cc from the comparator 41. That is, the current value of the comparator output cc is input to the output correction counter 44 together with the value one clock before from the delay circuit 43.
Then, as a result of comparing the current comparator output cc value input in this way with the value of the comparator output cc one clock earlier, if the two inputs are equal, the count value of itself is incremented by 1. If both inputs are not equal, the count value is reset to zero.
[0061]
The value of the output correction counter 44 is input to the comparator 45. Then, the latch circuit shown in the figure corresponds to the case where the count value is larger than the threshold value as a result of comparing the value of the output correction counter 44 input in this way with a predetermined threshold value set inside. For example, H level is output to 46.
The threshold value set in the comparator 45 in this way corresponds to a determination time for preventing chattering due to a noise component superimposed on the input traverse signal TRV, as will be described later. Therefore, the threshold value set in the comparator 45 is set to prevent chattering according to the frequency band of the noise component assumed in the input traverse signal TRV and the hysteresis level set at this time. A value corresponding to an appropriate time length should be set.
[0062]
The latch circuit 46 receives the comparator output cc from the comparator 41 and updates the value of the comparator output cc based on the output of the comparator 4. That is, the value of the comparator output cc is updated only in accordance with the H level output from the comparator 45.
The latch output of the latch circuit 46 is output from the binarization circuit 36 as a binarization signal T as shown in the figure. At the same time, this latch output is also input to the hysteresis level generation circuit 47 shown in the figure.
[0063]
The hysteresis level generation circuit 47 determines a comparison level cr to be input to the non-inverting terminal of the comparator 41.
That is, at this time, when the output of the latch circuit 46 (binarized output correction circuit 42) is at the H level, the hysteresis level generation circuit 47 determines the comparison level cr corresponding to the H level. To do. Further, when the output of the binarized output correction circuit 42 is at L level, the comparison level cr corresponding to this is determined.
As a result, the comparator level cr input to the comparator 41 via the hysteresis level generation circuit 47 can be switched between two different values according to the output result of the binarization output correction circuit 42. .
In addition, from such a configuration, in this case, the timing at which the comparator level cr is switched is not the timing at which the level of the comparator output cc is switched, but the timing at which the output of the binarized output correction circuit 42 is switched. It is intended to respond to.
Note that the accuracy can be improved by adding, for example, a buffer or an OP amplifier to the hysteresis level generation circuit 47.
[0064]
The operation of the binarization circuit 36 of this example will be described with reference to FIG. First, the hysteresis level in this case is set to have a certain width with reference to the zero level, for example, as shown in the figure, by the operation of the hysteresis level generation circuit 47 as described above.
As a result, it becomes possible to remove the chattering that is apparent when the vicinity of the peak level of the high-frequency component of the traverse signal TRV falls below the zero level as shown at the time points t1 to t2.
[0065]
Then, after time t2, it is assumed that the level of the traverse signal TRV again falls below the zero level and reaches time t3 when it further falls below the comparator level cr.
Accordingly, the value of the comparator output cc changes corresponding to the comparison result of the comparator 41 at this time.
However, in this case, unlike the configuration shown in FIG. 8, since the binarized output correction circuit 42 is provided immediately after the comparator 41, the comparator level cr is immediately adjusted accordingly. Cannot be switched. That is, as the comparison level cr in this case, the value changes according to the output of the binarized output correction circuit 42 as described above. In response to this, it is made to not change immediately.
Therefore, the comparison level cr in this case is maintained without being switched at this time t3, as shown in FIG.
[0066]
As an operation of the binarized output correction circuit 42 after the time point t3, first, the count value of the output correction counter 44 is reset to zero in accordance with the change in the value of the comparator output cc as described above. After the count value is reset to zero in this way, the count is based on the comparison result between the value of the comparator output cc one clock before supplied from the delay circuit 43 again and the current value of the comparator output cc. The operation will be performed.
[0067]
Since the level of the traverse signal TRV is maintained below the comparator level cr as shown in the figure after the time point t3, 1 is input to the output correction counter 44 in this case. The same value is input as the comparator output cc before the clock and the current one. As a result, the count value after time t3 is gradually incremented.
[0068]
As the count value of the output correction counter 44 is thus incremented, the count value approaches the predetermined threshold set in the comparator 45.
When such a count value exceeds the threshold value, the time t4 is reached, and the comparator 45 outputs an H level to the latch circuit 46. Further, in response to this, the output level of the latch circuit 46 is updated to a value corresponding to the comparator output cc inputted at this time.
[0069]
As a result, the output of the binarized output correction circuit 42 changes, and the level of the binarized signal T shown in the figure also changes at this time t4 as shown in the figure. That is, the zero cross point is detected here.
At the same time, the comparison level cr that changes in accordance with the output of the binarized output correction circuit 42 is changed after the time t4 as shown in the figure.
[0070]
In this manner, in the binarization circuit 36 of this example, even if the level of the traverse signal TRV reaches the comparison level cr, the level is maintained without immediately switching the comparison level cr. ing. Thereafter, the time length during which the level of the traverse signal TRV exceeds the maintained comparison level cr is measured by the count operation of the output correction counter 44.
Then, as a result of comparing such a count value with a predetermined threshold value in the comparator 45, the time length during which the level of the traverse signal TRV exceeds the maintained comparison level cr continues for a predetermined time or more. In this case, the comparator output cc is latched to perform binarization output.
That is, in this example, determination for removing chattering is performed for a time length in which the level of the traverse signal TRV exceeds the maintained comparison level cr.
[0071]
With such a binarization circuit 36 of this example, the determination time for chattering removal can be made shorter than in the configuration shown in FIG.
First, depending on the configuration shown in FIG. 8, when the level of the traverse signal TRV reaches the comparison level cr, the comparison level cr immediately changes (time point t3 in FIG. 10). Therefore, in this case, it is necessary to take a longer determination time for chattering removal than in the case of this example.
That is, as can be seen from a comparison between FIG. 4 and FIG. 10, in the case shown in FIG. 10, the comparator level cr thus changed becomes a criterion for determination. The period during which the traverse signal TRV exceeds the comparison level cr (that is, the return time of the noise amplitude of the traverse signal TRV) is clearly longer than in this example in which the comparison level cr does not change.
And by targeting the return time of such a long noise amplitude, a relatively long time corresponding to the return time of the noise amplitude corresponding to the determination time for chattering removal as described above. It must be.
Therefore, depending on the present example in which the comparison level cr is not immediately changed, the determination time for chattering removal can be made shorter than that of the conventional configuration.
[0072]
In this way, depending on the configuration of the binarization circuit 36 of this example, the determination time for binarization output can be shortened compared to the conventional configuration shown in FIG. The accuracy of T can be improved as compared with the prior art.
Since the accuracy of the binarized signal T can be improved in this way, the reliability of the seek speed information calculated based on this can be improved, and a stable seek operation can be obtained. .
[0073]
Therefore, the configuration of this example shown in FIG. 3 can be suitably applied even when a high frequency is input as the traverse signal TRV, and effectively suppresses deterioration of the stability of the seek operation during high-speed seek. It is something that can be done.
[0074]
In the binarization circuit 36 of this example, since the determination for the chattering removal is performed as described above, for example, as shown in the time points t5 to t6 in FIG. Even when the vicinity of the peak level of the component exceeds the comparison level cr, unnecessary flapping of the binarized signal T can be effectively suppressed.
That is, in this way, also in the binarization circuit 36 of the present example, the hysteresis level can be set lower than the configuration shown in FIG. 7 as in the configuration shown in FIG. 8, and the input signal is attenuated. Also, binarization can be performed appropriately.
[0075]
By the way, in the binarization circuit 36 of this example, when the frequency of the traverse signal TRV is low, for example, immediately after the start of the seek operation or immediately before the end of the seek operation, the period of the noise component is also increased. In some cases, it is not unthinkable that the chattering removal determination described with reference to FIG. 4 becomes difficult.
Therefore, in this example, as a modification, the noise component is attenuated through a low-pass filter, for example, unless the frequency of the traverse signal TRV is sufficiently high and the frequency band between the noise component and the zero-crossing period approaches. It is also possible to perform binarization based on the traverse signal TRV.
That is, when the frequency of the traverse signal TRV is sufficiently low, it is considered that there is a sufficient difference in the frequency band between the noise component and the zero-crossing period, and therefore the noise component can be attenuated by the low-pass filter. is there. From this, if there is a possibility that the binarization of this example cannot be effectively performed due to the low frequency of the traverse signal TRV as described above, the noise component is removed from the traverse signal TRV in this way. It is intended to perform the digitizing operation.
[0076]
Such a configuration as a modified example is as shown in FIG. 5, for example.
In this case, a switching circuit 80 is provided for the input line of the traverse signal TRV to the binarization circuit 36 as shown. The switching circuit 80 is configured so that the traverse signal TRV input from the terminal t1 can be alternatively output via the terminal t2 or the terminal t3 shown.
The terminal t2 is connected to the binarization circuit 36 via a low pass filter (LPF) 81, and the terminal t3 is directly connected to the binarization circuit 36.
Then, under the control of the seek control circuit 40 or the system controller 20, the terminal t2 is selected when the seek speed is slower than a predetermined speed, and the terminal t3 is selected when the seek speed is high.
[0077]
As a result, when the frequency of the traverse signal TRV is low, such as immediately after the start of the seek operation or immediately before the end of the seek operation, the binarization operation based on the traverse signal TRV from which the noise component has been removed by the low-pass filter 81 can be performed. It becomes possible. That is, by removing the noise component in this way, the binarization circuit 36 can perform the binarization operation more appropriately.
Further, when the frequency of the traverse signal TRV is high and the frequency band between the noise component and the zero-crossing period approaches, binarization is effectively performed by the binarization operation of this example as shown in FIG. Is possible.
As a result, depending on the configuration of such a modification, a more stable binary signal T can be obtained regardless of the seek speed.
[0078]
In the above embodiment, the case where the present invention is applied when binarizing the traverse signal in the optical disc apparatus is taken as an example, but as the present invention, in addition to such a traverse signal, The present invention can be suitably applied to all signals on which high frequency components as noise components are superimposed.
[0079]
【The invention's effect】
As described above, in the present invention, when the input signal is binarized based on the threshold value, it is determined whether or not the time length for which the binarized value is maintained exceeds a predetermined time length. I have to. That is, it is determined whether or not the time length that the input signal exceeds the threshold value exceeds a predetermined time length.
And from this determination result, only when the time length during which the changed value is maintained exceeds a predetermined time length, that is, the time length when the input signal exceeds the threshold value exceeds the predetermined time length. , This changed value is output.
Further, the threshold value is varied in accordance with the output of the changed value. That is, even if the input signal exceeds the threshold value, the threshold value is not immediately changed.
[0080]
In this way, even when the input signal exceeds the threshold value, even if the threshold value is not changed, the determination for removing chattering is performed according to the present invention. Rather, the determination time can be set shorter.
In addition, since the determination time can be set short in this way, the accuracy of the binarized signal can be improved as compared with the conventional case.
[0081]
In addition, since the determination time for chattering removal can be shortened as described above, it is possible to effectively suppress deterioration in accuracy of the binarized signal when a high-frequency signal is input. It becomes.
[0082]
Furthermore, since the present invention makes such a determination for preventing chattering, the hysteresis level can be set to a relatively small value. It is possible to perform valuation.
[0083]
Moreover, this invention like this In an optical disc device, When applied to binarize the tracking error signal during seek, the seek operation performed based on the binarized output can be performed more accurately than in the past.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an optical disc apparatus as an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an internal configuration of a servo circuit provided in the optical disc apparatus according to the embodiment.
FIG. 3 is a block diagram showing an internal configuration example of a binarization circuit as an embodiment provided in the servo circuit.
FIG. 4 is a diagram for explaining an operation of the binarization circuit according to the embodiment;
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a modified example of the embodiment.
FIG. 6 is a diagram showing a traverse signal and its binarized signal when a wobbling format is adopted.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional hysteresis comparator.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional hysteresis comparator including an output correction circuit.
FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of a conventional hysteresis comparator.
FIG. 10 is a diagram for explaining an operation of a conventional hysteresis comparator including an output correction circuit.
[Explanation of symbols]
1 disk, 10 optical disk device, 11 optical pickup, 13 thread mechanism, 20 system controller, 21 servo circuit, 30 focus servo circuit, 31 tracking servo circuit, 32 thread servo circuit, 33 focus driver, 34 tracking driver, 35 thread driver, 36 binarization circuit, 37 track counter, 38 track period counter, 40 seek control circuit, 41 comparator, 42 binarization output correction circuit, 43 delay circuit, 44 output correction circuit, 45 comparator, 46 latch circuit, 47 hysteresis Level generation circuit, 80 switching circuit, 81 Low-pass filter (LPF), SW switch

Claims

Binarization means for comparing an input signal with a threshold value and outputting a binary signal;
A determination means for determining whether or not a time length during which the changed value is maintained exceeds a predetermined time length from the time when the value of the output signal of the binarization means is changed;
The binarization output correcting means for outputting the changed value only when the time length during which the changed value is maintained exceeds the predetermined time length according to the determination result of the determining means,
Threshold changing means for changing the threshold to be input to the binarization means in response to the output of the changed value by the binarization output correction means;
A binarization circuit comprising:

Further, filter means configured to be able to attenuate a noise component superimposed on the input signal,
Frequency determining means capable of determining whether or not the frequency of the input signal is lower than a predetermined frequency;
When the frequency of the input signal is determined to be lower than the predetermined frequency according to the determination result of the frequency determination unit, the input signal through the filter unit is supplied to the binarization unit,
When the frequency of the input signal is not lower than the predetermined frequency, switching means for switching so as to directly supply the input signal to the binarization means;
The binarization circuit according to claim 1, further comprising:

A binarization procedure for performing binary signal output according to the result of comparing the input signal and the threshold;
A determination procedure for determining whether or not the time length during which the changed value is maintained exceeds a predetermined time length from the time when the value of the signal output by the binarization procedure has changed,
A binarization output correction procedure for outputting the changed value only when the time length during which the changed value is maintained exceeds a predetermined time length according to the determination result of the determination procedure;
A threshold variable procedure for changing the threshold used in the binarization procedure in response to the changed value being output by the binarization output correction procedure;
The binarization method characterized by performing.

An optical disk apparatus capable of recording or reproducing signals on the optical disk,
Head means for supporting an objective lens for data writing or reading with respect to the optical disc, and for performing laser irradiation and detection of reflected light using the objective lens as an output end;
Transfer means capable of transferring the head means in the tracking direction;
Binarization means for comparing a tracking error signal generated from the reflected light detected by the head means with a threshold value and outputting a binary signal;
A determination means for determining whether or not a time length during which the changed value is maintained exceeds a predetermined time length from the time when the value of the output signal of the binarization means is changed;
The binarization output correcting means for outputting the changed value only when the time length during which the changed value is maintained exceeds the predetermined time length according to the determination result of the determining means,
Threshold changing means for changing the threshold to be input to the binarization means in response to the output of the changed value by the binarization output correction means;
A seek control unit that performs measurement on the output signal of the binarized output correction unit and controls the seek unit by controlling the transfer unit based on the measurement result; and
An optical disc apparatus comprising:

The seek control means includes
Based on the measurement of the number of tracks targeted for the output signal of the binarization output correction means, and the measurement result of the track period, the transfer means is configured to be controlled.
5. The optical disc apparatus according to claim 4, wherein