JP4180082B2 - デジタル受信機 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル受信機に関し、特に、地上波デジタル放送局から送信される直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式で変調された信号を受信するデジタル受信機に関する。

近年、移動体端末向けのデジタル音声放送または地上系のデジタルテレビ放送において、ＯＦＤＭ方式が注目されている。ＯＦＤＭ方式は、伝送するデジタルデータで互いに直交する多数の副搬送波（以下、サブキャリアとも称する）を変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。

ところで、地上波伝送においてマルチパスが存在し、このマルチパスによって、受信信号の周波数特性が歪むことがある。この歪みを除去するために等化が行なわれる。たとえば、特許文献１では、受信側で、伝送信号中に散在された既知の信号（以下、パイロット信号とも称する）を抽出する。このパイロット信号の伝送路応答を推定し、パイロット信号の伝送路応答と所定の係数との積和演算を行なうことにより、未知信号の伝送路応答を推定する。この推定した伝送路応答で未知信号を除算することによって、未知信号の等化が行なわれる。
特開平１１−２３９１１５号公報

しかしながら、特許文献１では、未知信号の伝送路応答の推定時に使用される係数が固定なため、デジタル受信機が移動したときなど受信状況が変化したときには、等化の精度、すなわち歪の除去精度が悪くなる。

それゆえに、本発明の目的は、受信状況が変化しても、高い精度で受信信号の歪みを除去することができるデジタル受信機を提供することである。

上記課題を解決するために、各サブキャリアが所定の変調方式で変調された、直交周波数分割多重伝送方式のデジタル変調波信号を受信するためのデジタル受信機であって、デジタル変調波信号内に所定のパターンに従って挿入されたパイロット信号を抽出する第１の抽出部と、デジタル変調波信号内の未知信号を抽出する第２の抽出部と、パイロット信号の伝送路応答を推定する第１の推定部と、パイロット信号の伝送路応答のウエイトを記憶するメモリと、メモリ内のウエイトとパイロット信号の伝送路応答との積和演算を行ない、積和演算結果に基づいて、未知信号の伝送路応答を推定する第２の推定部と、未知信号の伝送路応答で未知信号を除算して等化する除算部と、メモリ内のウエイトを更新する更新部とを備え、更新部は、除算部による除算結果を変調方式に対応する復調方式で復調して、復調ビットデータを生成する復調部と、復調ビットデータを変調方式で変調して、送信信号レプリカを生成する変調部と、送信信号レプリカと未知信号の伝送路応答とを乗算して未知信号レプリカを生成する生成部と、未知信号と未知信号レプリカとの誤差を算出する誤差算出部と、誤差に基づいてウエイトを更新するウエイト演算部とを含む。

好ましくは、ウエイト演算部は、最急降下法に基づくＬＭＳアルゴリズムにしたがって、誤差の２乗平均を最小化する方向にウエイトを更新する。

本発明のデジタル受信機によれば、受信状況が変化しても、高い精度で受信信号の歪みを除去することができる。

以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照して説明する。
（デジタル受信機の構成）
図１は、本発明の実施の形態に従うデジタル受信機１００の概略ブロック図である。

図１を参照して、アンテナ（図示せず）から入力される高周波信号入力（ＲＦ入力）は、チューナ１に入力される。チューナ１では、ＲＦ入力信号を中間周波数（ＩＦ周波数）にダウンコンバートし、所定の帯域制限を受けてアナログＯＦＤＭ信号に変換する。アナログＯＦＤＭ信号は、アナログデジタル変換回路２（Ａ／Ｄ回路とも称する）に入力され、アナログＯＦＤＭ信号をデジタル信号に変換する。ここで、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアは、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調方式で変調されているものとする。

次に、デジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号は、ヒルベルト変換部３により同相検波軸信号（実軸成分の信号）であるＩ信号および直交検波軸信号（虚軸成分の信号）であるＱ信号の複素ＯＦＤＭ信号が生成される。ヒルベルト変換部３で生成された複素ＯＦＤＭ信号は、第１キャリア同期部４に送られる。

第１キャリア同期部４は、シンボル同期部７から出力される後述する相関信号および第２キャリア同期部９からの信号に基づいて搬送波周波数誤差を補正する。

ＦＦＴ５は、複素ＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換処理を施し、時間軸領域から周波数軸領域の信号に変換する。

等化部６は、パイロット信号から伝送路応答を求め、未知信号の伝送路応答を推定し、推定結果に基づいて未知信号の等化を適応的に行なう。

シンボル同期部７は、ＯＦＤＭ信号の特徴である有効シンボル期間の一部をガードインターバル期間として複写することで、１つのシンボルを形成することを利用し、有効シンボル期間遅延した信号と遅延しない信号の相関値に基づいてシンボル同期を算出する。また、シンボル同期部７は、搬送波周波数以内の周波数誤差を補正するために相関値に基づく相関信号を第１キャリア同期部４に出力する。

第２キャリア同期部９は、ＦＦＴ５の出力信号の周波数軸上の配置から搬送波周波数間隔の誤差を算出し、第１キャリア同期部４に算出結果に基づく信号を出力する。

クロック同期部８は、シンボル同期部７で得られるシンボル同期のタイミングのずれからクロック同期を算出し、Ａ／Ｄ回路２のサンプリング周波数を制御する。

周波数デインタリーブ１１は、電波の反射などによる特定周波数の信号の欠落を補うために行なわれた周波数インタリーブを元に戻す処理を行なう。周波数デインタリーブ１１の出力は、時間デインタリーブ１２に与えられ、時間デインタリーブ１２は、耐フェージングなどのために施された時間インタリーブを元に戻す処理を行なう。

時間デインタリーブが行なわれた実軸成分の信号（Ｉ信号）および虚軸成分の信号（Ｑ信号）は、デマッピング１３において４ビットの信号にそれぞれ変換される。

ビットデインタリーブ２１は、デマッピングが行なわれた信号に対して誤り訂正を増加させる目的で行なわれたビットインタリーブを解除する。ビタビ復号部１５は、送信側で行なわれた畳み込み符号を用いて誤り訂正を行なう。

バイトデインタリーブ１６は、ビタビ復号が行なわれた信号に対してビットインタリーブと同様に誤り訂正を増加させる目的で行なわれたバイトインタリーブを解除する。そして、ＴＳ再生部１７において、トランスポートストリーム形式に沿ったデータの再構成が行なわれ、ＲＳ復号部１８において、送信側でリードソロモン符号化されたデータが復号される。ＲＳ復号部１８は、図示しないＴＳデコーダに対してリードソロモン復号された結果を出力する。

そして、誤り訂正された信号は、図示しないＭＰＥＧデコード部において圧縮信号が伸長され、デジタル／アナログ変換によってアナログ映像およびアナログ音声信号に変換された後、出力される。

（等化部の構成）
図２は、等化部６の概略ブロック図である。

図２を参照して、等化部６は、受信バッファ３２と、パイロット信号抽出部２１と、未知信号抽出部２２と、パイロット送信信号メモリ２３と、ウエイトメモリ２４と、パイロット信号伝送路応答推定部２５と、未知信号伝送路応答推定部３３と、除算部２６と、ウエイト更新部４１とを含む。なお、同図において、等化部６の各構成要素を結ぶ線は、Ｉ成分とＱ成分を一体化して表わしたものであり、等化部６での各構成要素の演算は、複素演算である。

受信バッファ３２は、ＦＦＴ５から出力されたＯＦＤＭ信号を少なくとも５シンボル分蓄積する。

パイロット信号抽出部２１は、受信バッファ３２から６個ずつパイロット信号を抽出する。

未知信号抽出部２２は、受信バッファ３２から１１個ずつ未知信号を抽出する。
図３は、パイロット信号および未知信号の配置パターンの例を説明する概念図である。

図３を参照して、○印のついたサブキャリアおよび時刻（シンボル）の位置にはパイロット信号が配置され、その他の位置には未知信号が配置される。つまり、本例においては、１つのシンボルに含まれる１２本の搬送波に対して１本の割合でパイロット信号が挿入され、さらに１シンボルごとにパイロット信号の挿入位置が３搬送波ずつシフトされている。

再び、図２を参照して、パイロット送信信号メモリ２３は、パイロット送信信号を記憶する。

ウエイトメモリ２４は、パイロット信号用伝送路応答推定値のウエイトを記憶する。
除算部２６は、未知信号を未知信号用伝送路応答推定値で除算して、等化信号を算出する。

パイロット信号伝送路応答推定部２５は、パイロット送信信号メモリ２３からパイロット信号に対応するパイロット送信信号を読み出して、パイロット信号をパイロット送信信号で除算して、パイロット信号用伝送路応答推定値を算出する。

未知信号伝送路応答推定部３３は、パイロット信号用伝送路応答推定値とウエイトメモリ２４内のウエイトとを積和演算して、未知信号用伝送路応答推定値を算出する。

ウエイト更新部４１は、ウエイトメモリ２４内のウエイトを更新するものであって、デマッピング部２７と、マッピング部２８と、未知信号レプリカ生成部２９と、誤差信号算出部３０と、ウエイト演算部３１とを含む。

デマッピング部２７は、等化信号を１６ＱＡＭ変調方式に対応する復調方式で復調して、４ビットの復調ビットデータを生成する。つまり、デマッピング部２７は、１６ＱＡＭ変調方式の１６個の基準点のうち等化信号に最も近い基準点を選択して、その基準点を表わす４ビットデータを復調ビットデータとして生成する。

マッピング部２８は、４ビットの復調ビットデータを１６ＱＡＭ変調方式で変調して、送信信号レプリカを生成する。

未知信号レプリカ生成部２９は、送信信号レプリカと未知信号用伝送路応答推定値とを乗算して、未知信号レプリカを算出する。

誤差信号算出部３０は、未知信号と未知信号レプリカとの誤差信号を算出する。
ウエイト演算部３１は、最急降下法に基づくＬＭＳ(Least Mean Square）アルゴリズムにしたがって、平均２乗誤差（誤差の２乗平均ともいう）を最小化する方向にウエイトを更新する。

（動作）
図４は、本発明の実施形態のデジタル受信機１００の適応的等化の動作手順を表わすフローチャートである。

図４を参照して、繰返し回数ｔ＝０に設定される（ステップＳ１０１）。
次に、パイロット信号抽出部２１は、受信バッファ３２から６個のパイロット信号ｒ_j ^(t)（ｊ＝Ａ〜Ｆ）を抽出する（ステップＳ１０２）。

次に、未知信号抽出部２２は、受信バッファ３２から１１個の未知信号ｒ_k ^(t)（ｋ＝１〜１１）を抽出する（ステップＳ１０３）。

図５（ａ）は、繰返し回数ｔ＝０でのパイロット信号および未知信号の抽出の例を表わす図である。

図５（ａ）を参照して、繰返し回数ｔ＝０では、Ａ〜Ｆで記されたサブキャリアと時刻（シンボル）の位置のパイロット信号ｒ_j ^(t)（ｊ＝Ａ〜Ｆ）が抽出され、１〜１１で記されたサブキャリアと時刻（シンボル）の位置の未知信号ｒ_k ^(t)（ｋ＝１〜１１）が抽出される。

次に、パイロット信号伝送路応答推定部２５は、パイロット送信信号メモリ２３から、パイロット信号ｒ_j ^(t)に対応するパイロット送信信号ｓ_j ^(t)を読み出して、パイロット信号用伝送路応答推定値ｈ_j ^(t)を次の式（Ａ１）で算出する（ステップＳ１０４）。

ｈ_j ^(t)＝ｒ_j ^(t)／ｓ_j ^(t) ・・・（Ａ１）
次に、未知信号伝送路応答推定部３３は、パイロット信号用伝送路応答推定値ｈ_j ^(t)とウエイトメモリ２４内のウエイトｗ_kj ^(t)（ｋ＝１〜１１、ｊ＝Ａ〜Ｆ）とを次の式（Ａ２）のように積和演算して、未知信号用伝送路応答推定値ｈ_k ^(t)を算出する（ステップＳ１０５）。

ｈ_k ^(t)＝[ｗ_kA ^(t), ｗ_kB ^(t), ｗ_kC ^(t), ｗ_kD ^(t), ｗ_kE ^(t), ｗ_kF ^(t)]
・[ｈ_A ^(t), ｈ_B ^(t), ｈ_C ^(t), ｈ_D ^(t), ｈ_E ^(t), ｈ_F ^(t)]^T ・・・（Ａ２）
次に、除算部２６は、未知信号用伝送路応答推定値ｈ_k ^(t)と、未知信号ｒ_k ^(t)に基づいて、等化信号ｕ_k ^(t)を次の式（Ａ３）で算出する（ステップＳ１０６）。

ｕ_k ^(t)＝ｒ_k ^(t)/ｈ_k ^(t) ・・・（Ａ３）
次に、デマッピング部２７は、等化信号ｕ_k ^(t)を１６ＱＡＭ変調方式に対応する復調方式で復調して、４ビットの復調ビットデータ（ｂ₁, ｂ₂, ｂ₃, ｂ₄)_k ^(t)を生成する（ステップＳ１０７）。

次に、マッピング部２８は、４ビットの復調ビットデータ（ｂ₁, ｂ₂, ｂ₃, ｂ₄)_k ^(t)を１６ＱＡＭ変調方式で変調して、送信信号レプリカｄ_k ^(t)を生成する（ステップＳ１０８）。

次に、未知信号レプリカ生成部２９は、送信信号レプリカｄ_k ^(t)と、未知信号用伝送路応答推定値ｈ_k ^(t)とに基づいて、未知信号レプリカｒ_k'^(t)を以下の式（Ａ４）で算出する（ステップＳ１０９）。

ｒ_k'^(t)＝ｈ_k ^(t)×ｄ_k ^(t) ・・・（Ａ４）
次に、誤差信号算出部３０は、次の式（Ａ５）のようにして、未知信号ｒ_k ^(t)と未知信号レプリカｒ_k'^(t)との誤差信号ｅ_k ^(t)を算出する（ステップＳ１１０）。

ｅ_k ^(t)＝ｒ_k ^(t)−ｒ_k’^(t)＝ｒ_k ^(t)−ｈ_k ^(t)×ｄ_k ^(t) ・・・（Ａ５）
次に、ウエイト演算部３１は、次の式（Ａ６）のように最急降下法に基づくＬＭＳ(Least Mean Square）アルゴリズムにしたがって、平均２乗誤差（｛ｅ₁ ^(t)2＋ｅ₂ ^(t)2＋・・・＋ｅ₁₁ ^(t)2｝／１１）を最小化する方向にウエイトｗ_kjを更新する(ステップＳ１１１）。

ｗ_kj ^(t+1)＝ｗ_kj ^(t)＋μ×ｄ_k ^(t)×ｅ_k ^(t)×ｈ_j ^(t） ・・・（Ａ６）
次に、繰返し回数ｔは１つだけインクリメントされる（ステップＳ１１２）。

次に、受信バッファ３２に新たな未知信号が存在する場合（ステップＳ１１３でＹＥＳ）には、ステップＳ１０２に戻り、存在しない場合には（ステップＳ１１３でＮＯ）、終了する。

ステップＳ１０２からの繰返し処理は、前述した処理と同様であるが、ステップＳ１０２およびＳ１０３におけるパイロット信号および未知信号の抽出処理については、繰返し回数ｔに応じた抽出処理になる。以下、繰返し回数ｔが１以降のステップＳ１０２およびＳ１０３の抽出処理について説明する。

まず、繰返し回数ｔが増加するごとに、サブキャリア方向に１３個ずつ移動した位置のパイロット信号および未知信号が抽出される。

図５（ｂ）は、繰返し回数ｔ＝１でのパイロット信号および未知信号の抽出の例を表わす図である。

図５（ｂ）を参照して、繰返し回数ｔ＝１では、Ａ〜Ｆで記されたサブキャリアと時刻（シンボル）の位置のパイロット信号ｒ_j ^(t)（ｊ＝Ａ〜Ｆ）が抽出され、１〜１１で記されたサブキャリアと時刻（シンボル）の位置の未知信号ｒ_k ^(t)（ｋ＝１〜１１）が抽出される。

次に、繰返し回数ｔ＝９９でサブキャリア方向への移動が終了したとする。繰返し回数ｔ＝１００では、時刻（シンボル）方向に１時刻（１シンボル）移動させて、パイロット信号および未知信号が抽出される。

図５（ｃ）は、繰返し回数ｔ＝１００でのパイロット信号および未知信号の抽出の例を表わす図である。

図５（ｃ）を参照して、繰返し回数ｔ＝１００では、Ａ〜Ｆで記されたサブキャリアと時刻（シンボル）の位置のパイロット信号ｒ_j ^(t)（ｊ＝Ａ〜Ｆ）が抽出され、１〜１１で記されたサブキャリアと時刻（シンボル）の位置の未知信号ｒ_k ^(t)（ｋ＝１〜１１）が抽出される。

以上のように、本発明の実施形態によるデジタル受信機によれば、未知信号の伝送路応答の推定時に使用される係数（ウエイト）を受信状況に応じて適応的に変化させることができるので、高い精度で受信信号の歪みを除去することができる。

（変形例）
本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、たとえば以下のような変形例を含む。

（１） 変調方式
本発明の実施形態では、変調方式として１６ＱＡＭを用いた場合を例にして説明したが、これに限定するものではなく、その他の変調方式でも同様にして適用することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従うデジタル受信機１００の概略ブロック図である。 等化部６の概略ブロック図である。 パイロット信号および未知信号の配置パターンの例を説明する概念図である。 本発明の実施形態のデジタル受信機１００の適応的等化の動作手順を表わすフローチャートである。 （ａ）は、繰返し回数ｔ＝０でのパイロット信号および未知信号の抽出の例を表わす図であり、（ｂ）は、繰返し回数ｔ＝１でのパイロット信号および未知信号の抽出の例を表わす図であり、（ｃ）は、繰返し回数ｔ＝１００でのパイロット信号および未知信号の抽出の例を表わす図である。

符号の説明

１ チューナ、２ Ａ／Ｄ回路、３ ヒルベルト変換部、４ 第１キャリア同期部、５，８０ ＦＦＴ、６ 等化部、７ シンボル同期部、８ クロック同期部、９ 第２キャリア同期部、１１ 周波数デインタリーブ、１２ 時間デインタリーブ、１３ デマッピング、１４ ビットデインタリーブ、１５ ビタビ復号部、１６ バイトデインタリーブ、１７ ＴＳ再生部、１８ ＲＳ復号部、２１ パイロット信号抽出部、２２ 未知信号抽出部、２３ パイロット送信信号メモリ、２４ ウエイトメモリ、２５ パイロット信号伝送路応答推定部、２６ 除算部、２７ デマッピング部、２８ マッピング部、２９ 未知信号レプリカ生成部、３０ 誤差信号算出部、３１ ウエイト演算部、３２ 受信バッファ、３３ 未知信号伝送路応答推定部、４１ ウエイト更新部。

Claims (2)

1. 各サブキャリアが所定の変調方式で変調された、直交周波数分割多重伝送方式のデジタル変調波信号を受信するためのデジタル受信機であって、
   前記デジタル変調波信号内に所定のパターンに従って挿入されたパイロット信号を抽出する第１の抽出部と、
   前記デジタル変調波信号内の未知信号を抽出する第２の抽出部と、
   前記パイロット信号の伝送路応答を推定する第１の推定部と、
   前記パイロット信号の伝送路応答のウエイトを記憶するメモリと、
   前記メモリ内のウエイトと前記パイロット信号の伝送路応答との積和演算を行ない、前記積和演算結果に基づいて、前記未知信号の伝送路応答を推定する第２の推定部と、
   前記未知信号の伝送路応答で前記未知信号を除算して等化する除算部と、
   前記メモリ内のウエイトを更新する更新部とを備え、
   前記更新部は、
   前記除算部による除算結果を前記変調方式に対応する復調方式で復調して、復調ビットデータを生成する復調部と、
   前記復調ビットデータを前記変調方式で変調して、送信信号レプリカを生成する変調部と、
   前記送信信号レプリカと前記未知信号の伝送路応答とを乗算して未知信号レプリカを生成する生成部と、
   前記未知信号と前記未知信号レプリカとの誤差を算出する誤差算出部と、
   前記誤差に基づいて前記ウエイトを更新するウエイト演算部とを含む、デジタル受信機。
2. 前記ウエイト演算部は、最急降下法に基づくＬＭＳアルゴリズムにしたがって、前記誤差の２乗平均を最小化する方向に前記ウエイトを更新する、請求項１記載のデジタル受信機。

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