JP4175249B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

本発明は、フィラメントを有する放電灯を高周波点灯する点灯装置に関する。

商用電源電圧を直流電圧に変換する電源回路と、変換した直流電圧を高周波電力に変換し放電灯に供給するインバータ回路とを具備した放電灯点灯装置では、装着されている放電灯が寿命末期状態になるなどして前記フィラメントが断線したり、装着されている放電灯が交換などで外れたりして無負荷状態になると、前記インバータ回路の発振がそのまま継続してしまうと、該点灯装置内にある電子部品に、過電流が流れたり、過電圧が印加されてしまう。これによって、該点灯装置は発熱し、電圧・電流ストレスが増大し、またソケット部分に高電圧が発生して感電の虞が生じる。このため、市場で発売されている多くの放電灯点灯装置では、何らかの保護回路が具備されているのが一般的である。

図１３は、典型的な従来技術の点灯装置１の電気回路図である。この点灯装置１は、特許文献１の図１１に示されたものである。前記のように、この点灯装置１は、大略的に、商用電源電圧を直流電圧に変換する電源回路２と、変換した直流電圧ＶＤＣを高周波電力に変換し、２灯の放電灯ｌａ１，ｌａ２に供給するインバータ回路３と、保護回路４とを備えて構成される。

インバータ回路３は、直流電源２にＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子ｑ１，ｑ２ の直列回路を接続し、両スイッチング素子ｑ１，ｑ２ の接続点には、電流トランスｃｔの１次巻線ｃｔ１と、直流カット用コンデンサｃ１ と、インダクタｌ１の１次巻線ｎ１ との直列回路を接続し、負荷である２灯直列の放電灯ｌａ１，ｌａ２へ出力を供給するようになっている。具体的には、インダクタｌ１に放電灯ｌａ１の一方のフィラメントｆ１の一方の端子ｔ１を接続し、直流電源２の負極に放電灯ｌａ２の一方のフィラメントｆ４の一方の端子ｔ７を接続している。そして、前記放電灯ｌａ１，ｌａ２の両フィラメントｆ１，ｆ４の非電源側端子ｔ２，ｔ８間に、共振用コンデンサｃ２ を接続して、予熱コンデンサ構成によって両フィラメントｆ１，ｆ４ を予熱するようにし、互いに一方の端子ｔ３，ｔ５が直列接続された他方のフィラメントｆ２，ｆ３には、インダクタｌ１に設けた２次巻線ｎ２ の出力で予熱を行うように、他方の端子ｔ４，ｔ６間にコンデンサｃ４ を介して前記２次巻線ｎ２が接続されている。高電位側のスイッチング素子ｑ１および低電位側のスイッチング素子ｑ２のゲートに、前記電流トランスｃｔの２次巻線ｃｔ２１，ｃｔ２２に誘起された電圧を抵抗ｒ６，ｒ７をそれぞれ介して帰還し、これらのスイッチング素子ｑ１，ｑ２を交互に高周波でオン／オフすることで、放電灯ｌａ１，ｌａ２を高周波点灯させる。

また、前記コンデンサｃ４ の両端には、直流電源２の正極が抵抗ｒ１，ｒ２を介して接続されるとともに、直流電源２の負極が、抵抗ｒ３，ｒ４および抵抗ｒ５を介して接続されている。さらにまた、前記抵抗ｒ５には積分用のコンデンサｃ３が並列に接続されているとともに、前記無負荷検出のために、コンパレータを用いずに、トランジスタのｑ３のベース−エミッタ間電圧を利用した検出手段が設けられている。つまり、インバータ回路３のスイッチング素子ｑ２のゲートと直流電源２の負極との間に接続したスイッチング素子ｑ３のベース−エミッタ間に、コンデンサｃ３ の電圧を印加するようになっている。

上述のように構成される点灯装置１において、放電灯ｌａ１，ｌａ２およびフィラメントｆ１〜ｆ４の等価抵抗をｒｌａ１，ｒｌａ２；ｒｆ１〜ｒｆ４で示すと、それらは抵抗ｒ１〜ｒ４の抵抗値よりも充分小さく、またインダクタｌ１の各巻線ｎ１，ｎ２ は直流電流に対してインピーダンスは０である。したがって、放電灯ｌａ１，ｌａ２が正常に接続されている場合には、コンデンサｃ４の両端の点ｐ１，ｐ２間の電圧は、直流電圧成分としては略０Ｖとなり、したがって抵抗ｒ４，ｒ５の接続点ｐ３の電圧ｖｐ３も略０Ｖとなる。つまり、点ｐ３の電圧ｖｐ３は、スイッチング素子ｑ３のベース−エミッタ間のオン電圧Ｖ_BEよりも小さく、該スイッチング素子ｑ３はオフし、インバータ回路３はスイッチング動作を行う。

これに対して、放電灯ｌａ１，ｌａ２ のフィラメントｆ２，ｆ３の一方の端子ｔ３および／またはｔ５が外れている場合には、ｒ１−ｃ４−ｒｆ３−ｒｌａ２の回路に直流電源２から電流が流れてコンデンサｃ４ に直流電圧成分が重畳され、点ｐ３の電圧ｖｐ３は、概略、以下の値となる。この電圧ｖｐ３は、スイッチング素子ｑ３のオン電圧Ｖ_BE以上となるように設定されており、したがって該スイッチング素子ｑ３ がオンしてスイッチング素子ｑ２ をオフさせ、インバータ回路３の動作を停止させるようになっている。

ｖｐ３≒［ＶＤＣ×（ｒ５／ｒ４）］／［ｒ１＋ｒ３＋（ｒ５／ｒ４）］‥‥（１）
次に、放電灯ｌａ１ のフィラメントｆ２の他方の端子ｔ４が外れている場合にも、前述のｒ１−ｃ４−ｒｆ３−ｒｌａ２の回路に直流電源２から電流が流れてコンデンサｃ４に直流電圧成分が重畳され、点ｐ３の電圧ｖｐ３は、概略、上式の値となり、スイッチング素子ｑ３ がオンしてスイッチング素子ｑ２ をオフさせ、インバータ回路３の動作を停止させる。

さらにまた、放電灯ｌａ２ のフィラメントｆ３の他方の端子ｔ６が外れている場合には、ｒ２−ｃ４−ｒｆ２−ｒｌａ２の回路に直流電源２から電流が流れてコンデンサｃ４ に上記とは逆方向の直流電圧成分が重畳され、点ｐ３の電圧ｖｐ３は、概略、以下の値となる。この電圧ｖｐ３もスイッチング素子ｑ３のオン電圧Ｖ_BEより高くなるように設定されており、したがってスイッチング素子ｑ３ がオンしてスイッチング素子ｑ２ をオフさせ、インバータ回路３の動作を停止させるようになっている。

ｖｐ３≒［ＶＤＣ×（ｒ５／ｒ３）］／［ｒ２＋ｒ４＋（ｒ５／ｒ３）］‥‥（２）
なお、フィラメントｆ１，ｆ４が断線および端子ｔ１，ｔ２，ｔ７，ｔ８ の接続異常時には、共振ループが構成されず、インバータ回路３の動作は停止する。こうして、放電灯ｌａ１，ｌａ２のフィラメントｆ１〜ｆ４の何れか１つでも断線、およびその一端が外れると、インバータ回路３の動作を停止させて、安全性が確保されている。
特開平１１−３５４２８６号公報

上述のように構成される点灯装置１は、フィラメントｆ１〜ｆ４が断線および端子ｔ１〜ｔ８が外れた場合には、インバータ回路３の発振を停止することができる。しかしながら、上述のように、放電灯ｌａ１，ｌａ２の等価抵抗ｒｌａ１，ｒｌａ２は、抵抗ｒ１〜ｒ４の抵抗値よりも充分小さいということを前提にしており、その前提が成立するのは、放電灯ｌａ１，ｌａ２の点灯状態である。すなわち、電源投入後の放電灯ｌａ１，ｌａ２が放電開始するまでの予熱・始動モードでは、消灯状態にある放電灯ｌａ１，ｌａ２の等価抵抗ｒｌａ１，ｒｌａ２は無限大であり、したがって、前記予熱・始動モードでは、所期の動作を期待できないという問題がある。以下に、その理由を詳述する。

図１４は、上述の点灯装置１の前記予熱・始動モードでの前記無負荷検出のための構成の等価回路図である。この予熱・始動モードでは、前述のように、等価抵抗ｒｌａ１，ｒｌａ２は無限大であり、前記点ｐ３の電圧ｖｐ３は、
ｖｐ３≒ＶＤＣ×ｒ５／［（ｒ１//ｒ２）＋（ｒ３//ｒ４）＋ｒ５］ ‥‥（３）
のようになる。ただし、//は、並列抵抗合成抵抗値を表し、ｒ１//ｒ２＝（ｒ１×ｒ２）／（ｒ１＋ｒ２）、ｒ３//ｒ４＝（ｒ３×ｒ４）／（ｒ３＋ｒ４）である。この電圧ｖｐ３が前記スイッチング素子ｑ３ のオン電圧Ｖ_BE以下となるように設定しないと、インバータ回路３は発振を停止してしまう。

一方、端子ｔ３〜ｔ６の各部が外れた場合の前記点ｐ３の電圧ｖｐ３は、以下のとおりになる。

端子ｔ３，ｔ５が外れた場合、
ｖｐ３≒ＶＤＣ×（ｒ５／ｒ４）／［ｒ１＋ｒ３＋（ｒ５／ｒ４）］ ‥‥（４）
端子ｔ４が外れた場合、
ｖｐ３≒ＶＤＣ×（ｒ５／ｒ４）／［ｒ１＋ｒ３＋（ｒ５／ｒ４）］ ‥‥（４）
端子ｔ６が外れた場合、
ｖｐ３≒ＶＤＣ×（ｒ５／ｒ３）／［ｒ２＋ｒ４＋（ｒ５／ｒ３）］ ‥‥（５）
となる。

しかしながら、上式において、（ｒ５／ｒ４）および（ｒ５／ｒ３）は、それぞれ、抵抗ｒ５と抵抗ｒ４、抵抗ｒ５と抵抗ｒ３の並列の合成抵抗値であるので、式４，５を正しく書き直すと、以下のとおりになる。

ｖｐ３≒ＶＤＣ×（ｒ５//ｒ４）／［ｒ１＋ｒ３＋（ｒ５//ｒ４）］ ‥‥（４’）
ｖｐ３≒ＶＤＣ×（ｒ５//ｒ３）／［ｒ２＋ｒ４＋（ｒ５//ｒ３）］ ‥‥（５’）
したがって、上式４’，５’が前記オン電圧Ｖ_BEを超えるように設定しないと、インバータ回路３は発振を継続してしまう。ここで、式４’を整理すると、
ｖｐ３≒ＶＤＣ×ｒ５／［｛（ｒ４＋ｒ５）×（ｒ１＋ｒ３）／ｒ４｝＋ｒ５］
‥‥（４’’）
となり、前記オン電圧Ｖ_BEとの関係で式３と比較すると、
［１＋（ｒ５／ｒ４）］×（ｒ１＋ｒ３）＜（ｒ１//ｒ２）＋（ｒ３//ｒ４）‥‥（６）
とする必要がある。

しかしながら、
１＋（ｒ５／ｒ４）＞１
ｒ１＞ｒ１//ｒ２
ｒ３＞ｒ３//ｒ４
であるので、上記式６は成立せず、端子ｔ３〜ｔ５が外れた場合の検出電圧の方が、電源投入後、放電灯ｌａ１，ｌａ２が放電開始するまでの予熱・始動モードでの検出電圧より常に低いということになる。端子ｔ６が外れた場合の式５’についても、同様である。

すなわち、前記従来技術では、電源投入後の予熱・始動モードで、放電灯ｌａ１，ｌａ２が消灯状態での動作は考慮されていないということである。点灯中に端子ｔ３〜ｔ６が外れた場合の検出電圧が、前記オン電圧Ｖ_BE以上となる設定になっていれば、電源投入後、放電灯ｌａ１，ｌａ２が放電開始するまでの期間においても検出電圧はオン電圧Ｖ_BE以上となるので、インバータ回路３は発振しない。

また、上記従来技術は、電流トランスｃｔの２次巻線ｃｔ２１，ｃｔ２２の出力をスイッチング素子ｑ１，ｑ２のゲートに帰還する自励式のインバータである。ここで、制御マイコンなどを用いて、前記スイッチング素子ｑ１，ｑ２のゲートを制御する他励式のインバータの場合、電源投入から所定時間が経過した後に検出動作を行うように、マスク設定が可能になる。しかしながら、そのような構成でも、上記従来技術では、放電灯ｌａ１，ｌａ２が放電を開始しないと、フィラメントｆ２，ｆ３の断線や、端子ｔ３〜ｔ６の外れを検出できない。したがって、検出マスク期間に放電灯ｌａ１，ｌａ２を交換すると、端子ｔ１，ｔ２，ｔ７，ｔ８が接続されていれば、インバータ回路３が発振し、微放電した放電灯ｌａ１，ｌａ２で作業者が感電する虞がある。

前記制御マイコンを用いた場合の検出動作を纏めると、表１および表２のようになる。表１は、予熱・始動モードでマスク機能が無い場合の動作であり、点灯時には正常な検出動作が行われるが、予熱・始動モードでは、端子ｔ３〜ｔ６が外れていないにも拘わらず、接続異常であると誤検出している。また、表２は、マスク機能が有る場合の動作であり、予熱・始動モードで、端子ｔ３〜ｔ６が外れているのに、接続異常を検出していない。

本発明の目的は、電源投入時にも、フィラメントの断線および／または端子外れを正確に検出することができる放電灯点灯装置を提供することである。

本発明の放電灯点灯装置は、フィラメントを有する放電灯を直列接続で交流点灯させるにあたって、インバータ回路および共振回路によって作成された交流電圧を高圧側の放電灯の一方のフィラメントに与え、直流電源の負極電圧を低圧側の放電灯の一方のフィラメントに与え、前記２つの放電灯の他方のフィラメントの一方の端子同士を接続して成る放電灯点灯装置であって、接続点において２つのフィラメントは、その一方の端子が互いに接続され、他方の端子間を接続し、前記２つのフィラメントと閉ループを形成するコンデンサと、前記コンデンサの高圧の放電灯側の端子に直流電圧を印加する第１の抵抗と、前記コンデンサの高圧の放電灯側の端子の電圧を取出す第２の抵抗と、前記第２の抵抗によって取出された電圧が予め定める閾値以上であるか否かから、フィラメントの断線および／または端子外れを検出する第１の検出手段と、前記コンデンサの低圧の放電灯側の端子の電圧を取出す第３の抵抗およびダイオードの直列回路と、前記直列回路によって取出された電圧が予め定める閾値以下であるか否かから、フィラメントの断線および／または端子外れを検出する第２の検出手段と、前記第１および第２の検出手段からの出力に応答し、前記断線および／または端子外れが検出されると、前記インバータ回路の出力を抑制または停止するとともに、予熱・始動モードでは、前記第１の検出手段からの出力を無効にする制御手段とを含むことを特徴とする。

上記の構成によれば、インバータ回路および共振回路によって作成された交流電圧は高圧の放電灯の一方のフィラメントに与えられ、直流電源の負極電圧は低圧の放電灯の一方のフィラメントに与えられ、他方のフィラメントの一方の端子が互いに接続されて、複数の放電灯を直列点灯するようにした放電灯点灯装置において、前記２つのフィラメントの他方の端子間をコンデンサで接続して閉ループを形成するとともに、前記コンデンサの高圧の放電灯側の端子に第１の抵抗によって直流電圧を印加することで、断線および／または端子外れの検出を可能にする。そして、その検出のために２つの検出手段を設け、前記コンデンサの高圧の放電灯側の端子との接続点ＰＡの電圧ＶＫ１を第２の抵抗で取出して第１の検出手段に与え、前記コンデンサの低圧の放電灯側の端子との接続点ＰＢの電圧ＶＫ２を第３の抵抗およびダイオードの直列回路で取出して第２の検出手段に与え、第１の検出手段は前記第２の抵抗によって取出された電圧が予め定める閾値以上であるか否かから、フィラメントの断線および／または端子外れを検出し、前記第２の検出手段は前記直列回路によって取出された電圧が予め定める閾値以下であるか否かから、フィラメントの断線および／または端子外れを検出する。それらの検出結果に応答して、制御手段は、前記断線および／または端子外れが検出されると、前記インバータ回路の出力を抑制または停止する。

したがって、たとえばフィラメントの断線が生じていない正常な放電灯が、総ての端子に取付けられて、点灯している状態では、２つの放電灯の点灯によって、接続点ＰＡ，ＰＢには、それぞれ正負対称の高周波電圧が生じる。したがって、ＶＫ１≒０であり、制御手段では、第１の検出手段の検出結果による無負荷検出は行われない。また、電圧ＶＫ２は、高周波電圧をダイオードで半波整流し、抵抗Ｒ３を介して第２の検出手段に与えられ、この値が該第２の検出手段の検出閾値より高く設定しておくことで、この第２の検出手段の検出結果による無負荷検出も行われない。

これに対して、正常な放電灯が取付けられて、点灯している状態で、低圧の放電灯の他方のフィラメントの他方の端子が外れ、残余の端子が繋がっている状態では、接続点ＰＡには、正負対称の高周波電圧が生じ、ＶＫ１≒０であり、制御手段では、第１の検出手段の検出結果による無負荷検出は行われない。ところが、接続点ＰＡの高周波電圧を、コンデンサおよびダイオードの直列回路で半波整流するので、コンデンサは接続点ＰＡ側を＋として充電され、検出電圧ＶＫ２は検出閾値以下となり、無負荷検出が行われる。

また、正常な放電灯が取付けられて、点灯している状態で、高圧の放電灯の他方のフィラメントの他方の端子が外れ、残余の端子が繋がっている状態では、接続点ＰＡには、正負対称の高周波電圧に、直流電源の電圧によってコンデンサに充電された直流成分が重畳された電圧が生じ、検出電圧ＶＫ１は上昇し、無負荷検出が行われる。また、接続点ＰＢには、正負対称の高周波電圧が生じ、検出電圧ＶＫ２による無負荷検出は、直後は行われないけれども、前記検出電圧ＶＫ１による無負荷検出によって、制御手段は放電灯を消灯させるので、その後該検出電圧ＶＫ２は閾値以下となり、この検出電圧ＶＫ２による無負荷検出も行われる。

さらにまた、正常な放電灯が取付けられて、点灯している状態で、直列に接続される２つのフィラメントの一方の端子の少なくとも一方が外れ、残余の端子が繋がっている状態では、接続点ＰＡには、正負対称の高周波電圧に、直流電源の電圧によってコンデンサに充電された直流成分が重畳された電圧が生じ、検出電圧ＶＫ１は上昇し、無負荷検出が行われる。また、接続点ＰＢには、正負対称の高周波電圧が生じ、検出電圧ＶＫ２による無負荷検出は、直後は行われないけれども、前記検出電圧ＶＫ１による無負荷検出によって、制御手段は放電灯を消灯させるので、その後該検出電圧ＶＫ２は閾値以下となり、この検出電圧ＶＫ２による無負荷検出も行われる。

ところで、２つの放電灯の一方のフィラメントに断線および端子外れが生じたときには、共振ループが構成されず、インバータ回路の動作は停止する。こうして、放電灯のフィラメントの何れか１つでも断線、およびその一端が外れると、インバータ回路の動作を停止させて、安全性が確保されている。

一方、放電灯が消灯しており（予熱時や始動時を含む）、総ての端子が正常に繋がっている状態では、接続点ＰＡには、直流電源の電圧の分圧値が現れ、検出電圧ＶＫ１は高く、該検出電圧ＶＫ１による無負荷検出が行われてしまうべきところ、消灯時のマスク機能によって、その検出動作は行われなくなる。一方、接続点ＰＢにも、直流電源の電圧ＶＤＣの分圧値が現れ、検出電圧ＶＫ２は高く、検出閾値より高くなり、これによってもまた、無負荷検出は行われない。

これに対して、他方のフィラメントの端子が総て外れている状態では、接続点ＰＡには、直流電源の電圧の分圧値が現れ、検出電圧ＶＫ１は高く、無負荷検出が行われるべきところ、前記のマスク機能によって、その検出動作は行われなくなる。しかしながら、接続点ＰＢには、直流電源の電圧の分圧値が現れ、コンデンサの充電電圧によって、検出電圧ＶＫ２は低く、無負荷検出動作が行われる。

これによって、他方のフィラメントの端子の何れかが外れていれば、電源投入時であるか否かに拘わらず無負荷検出が行われ、電源投入時にも、それらのフィラメントの断線および／または端子の外れを正確に検出することができる。

また、本発明の放電灯点灯装置は、他方のフィラメントの閉ループには、該フィラメントの予熱の電圧源を備えることを特徴とする。

上記の構成によれば、閉ループに前記のような検出のために設けられるコンデンサは、予熱電流の制限素子としても共用することができ、構成を簡略化することができる。

さらにまた、本発明の放電灯点灯装置では、前記共振回路は、インバータ回路のスイッチング素子の出力を高圧側の放電灯の前記一方のフィラメントにおける一方の端子に与える直流カット用コンデンサおよびインダクタと、前記高電位側の放電灯の一方のフィラメントにおける一方 の端子と低電位側の放電灯の一方のフィラメントにおける一方 の端子との間に設けられる共振用コンデンサとを備えて構成されることを特徴とする。

上記の構成によれば、直流カット用コンデンサの耐圧を低くすることができ、部品の小型化を図ることができる。

また、本発明の放電灯点灯装置では、前記共振回路は、インバータ回路のスイッチング素子の出力を高電位側の放電灯の前記一方のフィラメントの一方の端子に与えるインダクタおよび直流カット用コンデンサと、前記インダクタと直流カット用コンデンサとの接続点と低電位側の放電灯の一方のフィラメントの一方 の端子との間に設けられる共振用コンデンサとを備えて構成されることを特徴とする。

上記の構成によれば、複数の放電灯を負荷とする場合、放電灯の点灯状態で前記直流カット用コンデンサが共振に大きく寄与するので、それぞれの放電灯でのランプ電流を、より一定にし易くなる。

さらにまた、本発明の放電灯点灯装置は、前記フィラメントのエミッタレスの状態を検出するエミレス検出回路をさらに備えることを特徴とする。

上記の構成によれば、フィラメント電極に塗布されているエミッタが減少し、電子が放電しにくくなった状態も検出することができる。

また、本発明の放電灯点灯装置では、前記エミレス検出回路は、直流カット用コンデンサＣ２の出力端から放電灯Ｌａ１，Ｌａ２に与えられる直流電圧を取出す抵抗Ｒ６と、前記抵抗Ｒ６で取出された電圧で充電されるコンデンサＣ８と、そのコンデンサＣ８の充電電圧を前記検出電圧ＶＫ１として前記制御手段に入力するダイオードＤ２と、前記コンデンサＣ８の充電電圧がベースに与えられ、前記制御手段の電源端子からの電流を制御するトランジスタＱ３と、前記トランジスタＱ３のベースと前記コンデンサＣ８との間に直列に挿入されるツェナダイオードＺＤ１と、前記トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に挿入される抵抗Ｒ７と、前記トランジスタＱ３を介する電流を前記コンデンサＣ７に与えるダイオードＤ３とを備えて構成され、前記トランジスタＱ３のコレクタとダイオードＤ３のアノードとの接続点は前記第１の検出手段に接続され、トランジスタＱ３のコレクタ電流の一部が前記コンデンサＣ６に与えられ、前記共振回路において、直流電源の正極と前記直流カット用コンデンサＣ２の出力端との間には、抵抗Ｒ８が設けられることを特徴とする。

上記の構成によれば、高電位側のフィラメントＦ１，Ｆ３がエミレス状態となると、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を流れる電流の直流成分は負電位となり、ダイオードＤ１によるコンデンサＣ７の充電電圧、すなわち前記検出電圧ＶＫ２が低下して、制御手段である制御回路１６は前記エミレス状態を検出することができる。また、このときコンデンサＣ２に、直流電圧が発生し、コンデンサＣ２の出力端ＰＥの電位は、ＧＮＤ電位から見れば負となり、コンデンサＣ８の入力端ＰＦにも負の電位が発生する。ここで、前記トランジスタＱ３のベースは、抵抗Ｒ７によって、通常、制御回路１６からのハイレベルの電源電圧Ｖｃｃにプルアップされており、オフしているけれども、上記のようにコンデンサＣ８の入力端ＰＦの電位ＶＦが負電位となって、以下の条件を満足する場合は、前記トランジスタＱ３はオンして、前記検出電圧ＶＫ１は前記電源電圧Ｖｃｃにプルアップされる。

ＶＢＥｓａｔ≦Ｖｃｃ−ＶＺＤ１−ＶＦ ‥（７）
ただし、ＶＢＥｓａｔはトランジスタＱ３の基準電圧であり、ＶＺＤ１はツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧である。

したがって、前記制御回路１６の電源電圧Ｖｃｃを第１の検出手段である検出回路１７の検出閾値以上に設定しておけば、前記制御回路１６はその入力からエミレス状態を判定し、インバータ回路１３のスイッチングを抑制もしくは停止することができる。これによって、負の振幅が大きいランプ電圧となる方向で高電位側のフィラメントＦ１，Ｆ３がエミレス状態となった場合、前記コンデンサＣ７の充電不足によって、第２の検出手段である検出回路１８への入力から前記エミレス状態を判定できなくても、誤動作を防止することができる。

これに対して、低電位側のフィラメントＦ２，Ｆ４がエミレス状態となると、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を流れる電流の直流成分は正電位となり、コンデンサＣ２には逆方向に直流電圧が発生する。したがって、コンデンサＣ２の出力端ＰＥの電位は、ＧＮＤ電位から見れば正となり、コンデンサＣ８の入力端ＰＦにも正の電位が発生する。したがって、ダイオードＤ２がオンし、制御回路１６の入力端子ＳＡへの入力からエミレス状態を検出することができる。

さらにまた、本発明の放電灯点灯装置では、前記エミレス検出回路は、前記トランジスタＱ３のコレクタとダイオードＤ３のアノードとの間に、ツェナダイオードＺＤ２をさらに備えることを特徴とする。

上記の構成によれば、点灯中に端子Ｔ６が外れると、検出電圧ＶＫ２が低下し、制御回路１６は無負荷検出を行い、一旦発振を停止する。このとき、発振を停止したことで瞬間的にランプインピーダンスは無限大となるので、ＶＤＣ−Ｒ８−Ｒ６の経路で直流電圧が印加されて、接続点ＰＦ、すなわちコンデンサＣ８の充電電圧を上昇させる。これによって、ダイオードＤ２がオンして検出電圧ＶＫ１を上昇させ、制御回路１６は無負荷検出を行う。それと同時に、その検出電圧ＶＫ１の上昇によって、ＺＤ２−Ｄ３の経路で検出電圧ＶＫ２を上昇させて、制御回路１６に再起動がかかろうとする。しかしながら、前記ツェナダイオードＺＤ２は、その端子間電圧がツェナ電圧になるまでは電流が殆ど流れないので、このような瞬間的な検出電圧ＶＫ１の上昇に対して、検出電圧ＶＫ２が閾値電圧を超えてしまうことを防止することができる。

したがって、前記ツェナダイオードＺＤ２を追加することによって、端子Ｔ６が外れ、検出電圧ＶＫ２による無負荷検出によって一旦発振停止をした後、該検出電圧ＶＫ２の電圧上昇による再起動によって、微放電してしまうことを防止することができる。

また、本発明の放電灯点灯装置では、前記第２の検出手段は、抵抗Ｒ５と、コンデンサＣ７と、ツェナダイオードＺＤ３との並列回路で構成されることを特徴とする。

上記の構成によれば、前述のように、検出電圧ＶＫ２には、接続点ＰＡの高周波電圧を、コンデンサＣ１およびダイオードＤ１で半波整流し、抵抗Ｒ３，Ｒ５の分圧比で分圧した電圧が発生するが、予熱・始動モードでは、放電を開始させるために、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２には点灯モードの数倍の電圧が与えられており、前記検出電圧ＶＫ２は、放電モードよりもかなり高くなる。さらに、高圧側または低圧側の放電灯Ｌａ１，Ｌａ２が片側エミレス状態で、かつ直流成分が正電位となる組合わせの場合、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２が放電を開始すると、前記接続点ＰＡには、正の振幅が大きい正負非対称の高周波電圧が発生し、益々検出電圧ＶＫ２が上昇する。

そこで、前記ツェナダイオードＺＤ３のツェナ電圧を制御手段における検出電圧ＶＫ２の閾値電圧より高く、かつなるべく低く設定しておくことで、該検出電圧ＶＫ２はツェナ電圧以下に抑えられるので、コンデンサＣ７の耐圧を低く設定でき、低コスト化および部品の小型化を図ることができる。

本発明の放電灯点灯装置は、以上のように、直流電源からの直流電圧をインバータ回路および共振回路によって交流変換し、相互に直列に接続されたフィラメントを有する放電灯に与えて点灯駆動するようにした放電灯点灯装置において、前記２つのフィラメントにおける直列に接続される端子とは他方の端子間をコンデンサで接続して閉ループを形成するとともに、前記コンデンサの高圧の放電灯側の端子に第１の抵抗によって直流電圧を印加することで、断線および／または端子外れの検出を可能にし、さらにその検出のために２つの検出手段を設け、前記コンデンサの高圧の放電灯側の端子との接続点ＰＡの電圧ＶＫ１を第２の抵抗で取出して第１の検出手段に与え、前記コンデンサの低圧の放電灯側の端子との接続点ＰＢの電圧ＶＫ２を第３の抵抗およびダイオードの直列回路で取出して第２の検出手段に与え、第１の検出手段は前記第２の抵抗によって取出された電圧が予め定める閾値以上であるか否かから、フィラメントの断線および／または端子外れを検出し、前記第２の検出手段は前記直列回路によって取出された電圧が予め定める閾値以下であるか否かから、フィラメントの断線および／または端子外れを検出し、それらの検出結果から、制御手段は、予熱・始動モードでは、前記第１の検出手段からの出力を無効にしており、点灯モードにおいて前記断線および／または端子外れが検出されると、前記インバータ回路の出力を抑制または停止する。

それゆえ、直列に接続されるフィラメントの端子の何れかが外れていれば、電源投入時であるか否かに拘わらず無負荷検出が行われ、電源投入時にも、それらのフィラメントの断線および／または端子の外れを正確に検出することができる。

［実施の形態１］
本発明の実施の第１の形態について、図１〜図９に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

図１は、本発明の実施の第１の形態の点灯装置１１の電気的構成を示すブロック図である。この点灯装置１１は、大略的に、商用電源電圧を直流電圧に変換して得られた、またはバッテリなどの直流電源１２と、前記直流電圧を高周波電力に変換し、２灯の放電灯Ｌａ１，Ｌａ２に供給するインバータ回路１３および共振回路１４と、前記無負荷検出を行う検出回路１５と、前記インバータ回路１３のスイッチングを制御する制御回路１６とを備えて構成される。

前記共振回路１４からの高電位側の出力は、放電灯Ｌａ１の一方のフィラメントＦ１ の一方の端子Ｔ１に与えられ、低電位側の出力は、放電灯Ｌａ２の一方のフィラメントＦ４ の一方の端子Ｔ７に与えられる。前記放電灯Ｌａ１，Ｌａ２の他方のフィラメントＦ２，Ｆ３の一方の端子Ｔ３，Ｔ５は互いに直列接続され、他方の端子Ｔ４，Ｔ６間には、検出用のコンデンサＣ１が接続されて、閉ループを形成している。前記放電灯Ｌａ１の他方のフィラメントＦ２の他方の端子Ｔ４とコンデンサＣ１との接続点ＰＡには、抵抗Ｒ１を介して、前記直流電源１２から高電圧が与えられ、またその接続点ＰＡの電位は、抵抗Ｒ２を介して、検出電圧ＶＫ１として第１の検出回路１７に入力される。一方、前記放電灯Ｌａ２の他方のフィラメントＦ３の他方の端子Ｔ６とコンデンサＣ１との接続点ＰＢの電位は、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ３を介して、検出電圧ＶＫ２として第２の検出回路１８に入力される。前記コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１，Ｒ２、ダイオードＤ１および検出回路１７，１８は、前記検出回路１５を構成し、前記検出回路１７，１８の検出結果は、マイクロコンピュータなどから成る前記制御回路１６に入力されて、前記無負荷の判定が行われ、その判定結果に応じて、前記インバータ回路１３のスイッチング動作が制御される。

図２は、上述の点灯装置１１の具体的構成を示すブロック図である。前記インバータ回路１３は、前記直流電源１２の両端子間に、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２ の直列回路が接続されて構成される。前記両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２ の接続点からの出力は、直流カット用コンデンサＣ２からインダクタＬ１の１次巻線Ｎ１を介して、前記高電位側の放電灯Ｌａ１の一方のフィラメントＦ１ の一方の端子Ｔ１に与えられる。前記直流電源１２の負極は、前記低電位側の放電灯Ｌａ２の一方のフィラメントＦ４ の一方の端子Ｔ７に接続される。また、前記フィラメントＦ１の一方の端子Ｔ１とフィラメントＦ４ の一方の端子Ｔ７との間には、共振用コンデンサＣ３が接続されており、予熱コンデンサ構成によって両フィラメントＦ１，Ｆ４を予熱する。

前記放電灯Ｌａ１の一方のフィラメントＦ１の端子Ｔ１，Ｔ２間には、コンデンサＣ４および前記インダクタＬ１の２次巻線Ｎ２の直列回路が接続されて、閉ループを形成しており、前記２次巻線Ｎ２の出力で予熱を行うように構成されている。同様に、前記放電灯Ｌａ２の一方のフィラメントＦ４の端子Ｔ７，Ｔ８間には、コンデンサＣ５および前記インダクタＬ１の２次巻線Ｎ３の直列回路が接続されて、閉ループを形成しており、前記２次巻線Ｎ３の出力で予熱を行うように構成されている。さらにまた、前記放電灯Ｌａ１の他方のフィラメントＦ２の他方の端子Ｔ４と前記放電灯Ｌａ２の他方のフィラメントＦ３の他方の端子Ｔ６との間には、前記コンデンサＣ１および前記インダクタＬ１の２次巻線Ｎ４の直列回路が接続されて、閉ループを形成しており、前記２次巻線Ｎ４の出力で予熱を行うように構成されている。

検出回路１７は、前記抵抗Ｒ２を介して入力される検出電圧ＶＫ１を、コンデンサＣ６および抵抗Ｒ４の並列回路で受信し、それらの接続点ＰＣから前記制御回路１６の入力端子ＳＡに与える。また、検出回路１８は、前記ダイオードＤ１および抵抗Ｒ３を介して入力される検出電圧ＶＫ２を、コンデンサＣ７および抵抗Ｒ５の並列回路で受信し、それらの接続点ＰＤからダイオードＤ２を介して、制御回路１６の入力端子ＳＣ２に与える。

前記制御回路１６は、マイクロコンピュータなどから成り、前記入力端子ＳＡ、したがって前記接続点ＰＣの検出電圧ＶＫ１が、予め定める検出閾値以上となると（Ｌ→Ｈ）無負荷と判定し、前記インバータ回路１３のスイッチングを抑制または停止する。また、この入力端子ＳＡの入力に対しては、制御回路１６は、予熱・始動モードでは検出動作を無効とするマスク機能を有している。さらにまた、前記入力端子ＳＣ２、したがって前記接続点ＰＤの検出電圧ＶＫ２が、予め定める検出閾値以下となると（Ｈ→Ｌ）無負荷と判定し、前記インバータ回路１３のスイッチングを抑制または停止する。制御回路１６は、出力端Ｈｏ，Ｌｏから前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートを交互に高周波でオン／オフすることで放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を高周波点灯させるとともに、入力された検出電圧ＶＫ１，ＶＫ２から、後述するようにして無負荷判定が行われたときには、スイッチングを停止する。

上述のように構成される点灯装置１１において、フィラメントＦ１〜Ｆ４の等価抵抗をＲｆ１〜Ｒｆ４で示すと、それらは抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値よりも充分小さい。また、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２の等価抵抗をＲＬａ１，ＲＬａ２で示すと、点灯時におけるそれらは前記抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値よりも充分小さく、消灯時におけるそれらは無限大である。さらにまた、インダクタＬ１の各巻線Ｎ１〜Ｎ４ は、直流電流に対して、インピーダンスは０である。

図３は、前記放電灯Ｌａ１，Ｌａ２として、フィラメントＦ１〜Ｆ４の断線が生じていない正常な放電灯が、総ての端子Ｔ１〜Ｔ８に取付けられて、点灯している状態での、前記無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。この状態では、２つの放電灯Ｌａ１，Ｌａ２の点灯によって、接続点ＰＡ，ＰＢには、それぞれＶＬａの正負対称の高周波電圧が生じる。したがって、上述のようにＲＬａ１，ＲＬａ２，Ｒｆ１〜Ｒｆ４≪Ｒ１〜Ｒ３であるので、接続点ＰＣの検出電圧ＶＫ１は、ＶＫ１≒０であり、制御回路１６の入力端子ＳＡからの入力による無負荷検出は行われない。また、接続点ＰＤの検出電圧ＶＫ２は、高周波電圧をダイオードＤ１で半波整流し、抵抗Ｒ３，Ｒ５の分圧比で分圧した値となり、この値は入力端子ＳＣ２の検出閾値より高いので、この入力端子ＳＣ２からの入力による無負荷検出も行われない。

図４は、前記放電灯Ｌａ１，Ｌａ２として正常な放電灯が取付けられて、点灯している状態での、前記無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。ただし、この図４は、端子Ｔ６が外れており、残余の端子Ｔ１〜Ｔ５，Ｔ７，Ｔ８は繋がっている状態である。この状態では、接続点ＰＡには、ＶＬａの正負対称の高周波電圧が生じる。したがって、接続点ＰＣの検出電圧ＶＫ１は、前記図３から変化は無く、ＶＫ１≒０であり、入力端子ＳＡからの入力による無負荷検出は行われない。一方、接続点ＰＡの高周波電圧を、コンデンサＣ１およびダイオードＤ１の直列回路で半波整流するので、コンデンサＣ１は図４図示の極性に充電され、接続点ＰＢ，ＰＤの電圧は低下し、検出電圧ＶＫ２は、前記入力端子ＳＣ２の検出閾値以下となり、この入力端子ＳＣ２からの入力による無負荷検出が行われる。

図５も、前記放電灯Ｌａ１，Ｌａ２として正常な放電灯が取付けられて、点灯している状態での、前記無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。ただし、この図５は、端子Ｔ４が外れており、残余の端子Ｔ１〜Ｔ３，Ｔ５〜Ｔ８は繋がっている状態である。この状態では、接続点ＰＡには、ＶＬａの正負対称の高周波電圧に、直流電源１２の電圧ＶＤＣによってコンデンサＣ１に充電された直流成分が重畳された電圧が生じる。したがって、接続点ＰＣの検出電圧ＶＫ１は上昇し、入力端子ＳＡからの入力による無負荷検出が行われる。また、接続点ＰＢには、ＶＬａの正負対称の高周波電圧が生じる。したがって、接続点ＰＣの検出電圧ＶＫ２は、前記図３から変化は無く、前記入力端子ＳＣ２からの入力による無負荷検出は、無負荷となった直後は行われないけれども、前記入力端子ＳＡからの入力による無負荷検出によって放電灯Ｌａ１，Ｌａ２が消灯するので、その後該検出電圧ＶＫ２は閾値以下となり、この入力端子ＳＣ２からの入力による無負荷検出も行われる。

図６も、前記放電灯Ｌａ１，Ｌａ２として正常な放電灯が取付けられて、点灯している状態での、前記無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。ただし、この図６は、端子Ｔ３および／または端子Ｔ５（端子Ｔ３，Ｔ５の少なくとも一方）が外れており、残余の端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６〜Ｔ８は繋がっている状態である。この状態では、前記図５と同様に、接続点ＰＡには、ＶＬａの正負対称の高周波電圧に、直流電源１２の電圧ＶＤＣによってコンデンサＣ１に充電された直流成分が重畳された電圧が生じる。したがって、接続点ＰＣの検出電圧ＶＫ１は上昇し、入力端子ＳＡからの入力による無負荷検出が行われる。また、接続点ＰＢには、ＶＬａの正負対称の高周波電圧が生じる。したがって、前記図５と同様に、接続点ＰＣの検出電圧ＶＫ２は、前記図３から変化は無く、前記入力端子ＳＣ２からの入力による無負荷検出は、無負荷となった直後は行われないけれども、前記入力端子ＳＡからの入力による無負荷検出によって放電灯Ｌａ１，Ｌａ２が消灯するので、その後該検出電圧ＶＫ２は閾値以下となり、この入力端子ＳＣ２からの入力による無負荷検出も行われる。

なお、フィラメントＦ１，Ｆ４が断線および端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ７，Ｔ８ の接続異常時には、共振ループが構成されず、インバータ回路１３の動作は停止する。こうして、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２のフィラメントＦ１〜Ｆ４の何れか１つでも断線、およびその一端が外れると、インバータ回路１３の動作を停止させて、安全性が確保されている。

図７は、前記放電灯Ｌａ１，Ｌａ２が消灯している（予熱時や始動時を含む）状態での、前記無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。ただし、この図７は、総ての端子Ｔ１〜Ｔ８が正常に繋がっている状態である。この状態では、接続点ＰＡには、破線で示す経路で、直流電源１２の電圧ＶＤＣの分圧値が現れる。したがって、接続点ＰＣの検出電圧ＶＫ１は高く、入力端子ＳＡからの入力による無負荷検出が行われるべきところ、消灯時のマスク機能によって、その検出動作は行われなくなる。一方、接続点ＰＢには、実線で示す経路で、直流電源１２の電圧ＶＤＣの分圧値が現れる。したがって、接続点ＰＤの検出電圧ＶＫ２は高く、前記入力端子ＳＣ２からの入力に対する検出閾値より高くなり、この入力端子ＳＣ２からの入力による無負荷検出は行われない。

図８は、端子Ｔ３〜Ｔ６が外れている状態での、前記無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。この状態では、前記図７と同様に、接続点ＰＡには、破線で示す経路で、直流電源１２の電圧ＶＤＣの分圧値が現れる。したがって、接続点ＰＣの検出電圧ＶＫ１は高く、入力端子ＳＡからの入力による無負荷検出が行われるべきところ、マスク機能によって、その検出動作は行われなくなる。一方、接続点ＰＢには、実線で示す経路で、直流電源１２の電圧ＶＤＣの分圧値が現れる。この場合、コンデンサＣ１の充電電圧によって、接続点ＰＢ、したがって接続点ＰＤの検出電圧ＶＫ２は低く、入力端子ＳＣ２からの入力による無負荷検出動作が行われる。

したがって、本実施の形態の点灯装置１１の動作を纏めると、表３のようになる。この表３から明らかなように、端子Ｔ１〜Ｔ８が正常に接続されていれば、前記入力端子ＳＡ，ＳＣ２からの入力による無負荷検出が行われず、端子Ｔ３〜Ｔ６の何れかが外れていれば、電源投入時であるか否かに拘わらず、前記入力端子ＳＡ，ＳＣ２の何れかの入力によって無負荷検出が行われる（特に、入力端子ＳＣ２に対しては、時間経過を考慮すると、総て検出）。こうして、電源投入時にも、フィラメントＦ２，Ｆ３の断線や、端子Ｔ３〜Ｔ６の外れを正確に検出することができる

また、フィラメントＦ２，Ｆ３の予熱の電圧源となるインダクタＬ１と該フィラメントＦ２，Ｆ３ との閉ループに前記のように検出用に設けられるコンデンサＣ１は、予熱電流の制限素子としても共用することができ、構成を簡略化することができる。

なお、共振回路１４としては、図２で示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の出力が、直流カット用コンデンサＣ２からインダクタＬ１の１次巻線Ｎ１を介して、高電位側の放電灯Ｌａ１のフィラメントＦ１ の端子Ｔ１に与えられ、その端子Ｔ１と低電位側の放電灯Ｌａ２のフィラメントＦ４ の端子Ｔ７との間に共振用コンデンサＣ３が接続されている。このような構成では、前記直流カット用コンデンサＣ２の耐圧を低くすることができ、部品の小型化を図ることができる。

これに対して、図９の共振回路１４ａで示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の出力が、先ずインダクタＬ１の１次巻線Ｎ１に入力され、続いて直流カット用コンデンサＣ２を介して、高電位側の放電灯Ｌａ１のフィラメントＦ１ の端子Ｔ１に与えられるようにし、その１次巻線Ｎ１と直流カット用コンデンサＣ２との接続点と直流電源１２との間に、共振用コンデンサＣ３を設けるようにしてもよい。このような構成では、複数の放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を負荷とする場合、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２の点灯状態で前記直流カット用コンデンサＣ２が共振に大きく寄与するので、それぞれの放電灯Ｌａ１，Ｌａ２でのランプ電流を、より一定にし易くなる。

［実施の形態２］
本発明の実施の第２の形態について、図１０に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

図１０は、本発明の実施の第２の形態の点灯装置２１の具体的構成を示すブロック図である。この点灯装置２１は、前述の点灯装置１１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。上述の点灯装置１１は、上述のようにフィラメントＦ１〜Ｆ４の断線や、端子Ｔ１〜Ｔ８の外れの無負荷状態を正確に検出することができるのに対して、注目すべきは、この点灯装置２１では、新たにエミレス検出回路２２が設けられていることである。

前記エミレスとは、主に前記放電灯の寿命末期を示すものであって、一般に、放電灯には、電子を放電し易くするために、フィラメント電極にエミッタと呼ばれる物質が塗布されており、通常は、この物質が放電灯の点灯時間の経過とともに減少してゆくので、このエミッタが徐々に減少し、電子が放電しにくくなったエミッタレスの状態を示すものである。

エミレス検出回路２２は、直流カット用コンデンサＣ２の出力端から前記放電灯Ｌａ１，Ｌａ２に与えられる直流電圧を取出す抵抗Ｒ６と、前記抵抗Ｒ６で取出された電圧で充電されるコンデンサＣ８と、そのコンデンサＣ８の充電電圧を前記入力端子ＳＡに入力するダイオードＤ２と、前記コンデンサＣ８の充電電圧がベースに与えられ、前記制御回路１６の電源端子からの電流を制御するトランジスタＱ３と、前記トランジスタＱ３のベースと前記コンデンサＣ８との間に直列に挿入されるツェナダイオードＺＤ１と、前記トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に挿入される抵抗Ｒ７と、前記トランジスタＱ３を介する電流を前記コンデンサＣ７に与えるダイオードＤ３とを備えて構成され、前記トランジスタＱ３のコレクタとダイオードＤ３のアノードとの接続点は前記接続点ＰＣに接続され、トランジスタＱ３のコレクタ電流の一部が前記コンデンサＣ６に与えられる。また、共振回路２４において、直流電源１２の正極と前記直流カット用コンデンサＣ２の出力端との間には、抵抗Ｒ８が設けられる。

上述のように構成されるエミレス検出回路２２において、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２のフィラメントＦ１〜Ｆ４が前記エミッタレスの状態となると、前記放電灯Ｌａ１，Ｌａ２の両端電圧は正負非対称となり、その正負非対称の両端電圧の直流成分が直流カット用コンデンサＣ２に発生する。たとえば、フィラメントＦ１がエミッタレス状態となると、該フィラメントＦ１はフィラメントＦ２に比べて、電子を放出し難くなる。すなわち、放電灯Ｌａ１はダイオード特性を持つことになり、該放電灯Ｌａ１に流れる電流は、端子Ｔ１，Ｔ２から端子Ｔ３，Ｔ４側へ流れる電流が支配的になる。

したがって、フィラメントＦ１，Ｆ３がエミレス状態となると、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を流れる電流の直流成分は負電位となり、ダイオードＤ１によるコンデンサＣ７の充電電圧、すなわち前記検出電圧ＶＫ２が低下して、制御回路１６は入力端子ＳＣ２の入力から前記エミレス状態を検出することができる。また、このときコンデンサＣ２には、参照符αで示す方向に直流電圧が発生する。したがって、コンデンサＣ２の出力端ＰＥの電位は、ＧＮＤ電位から見れば負となり、コンデンサＣ８の入力端ＰＦにも負の電位が発生する。ここで、前記トランジスタＱ３のベースは、抵抗Ｒ７によって、通常、制御回路１６からのハイレベルの電源電圧Ｖｃｃにプルアップされており、オフしているけれども、上記のようにコンデンサＣ８の入力端ＰＦの電位ＶＦが負電位となって、以下の条件を満足する場合は、前記トランジスタＱ３はオンして、前記接続点ＰＣの電位、すなわち検出電圧ＶＫ１は前記電源電圧Ｖｃｃにプルアップされる。

ＶＢＥｓａｔ≦Ｖｃｃ−ＶＺＤ１−ＶＦ ‥（７）
ただし、ＶＢＥｓａｔはトランジスタＱ３の基準電圧であり、ＶＺＤ１はツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧である。

したがって、前記制御回路１６の電源電圧Ｖｃｃを入力端子ＳＡの検出閾値以上に設定しておけば、前記制御回路１６は入力端子ＳＡの入力からエミレス状態を判定し、インバータ回路１３のスイッチングを抑制もしくは停止することができる。これによって、負の振幅が大きいランプ電圧となる方向で放電灯Ｌａ１，Ｌａ２のフィラメントＦ１，Ｆ３がエミレス状態となった場合、前記コンデンサＣ７の充電不足によって、入力端子ＳＣ２への入力から前記エミレス状態を判定できなくても、誤動作を防止することができる。

これに対して、フィラメントＦ２，Ｆ４がエミレス状態となると、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を流れる電流の直流成分は正電位となり、コンデンサＣ２には参照符βで示す方向に直流電圧が発生する。したがって、コンデンサＣ２の出力端ＰＥの電位は、ＧＮＤ電位から見れば正となり、コンデンサＣ８の入力端ＰＦにも正の電位が発生する。したがって、ダイオードＤ２がオンし、制御回路１６の入力端子ＳＡへの入力からエミレス状態を検出することができる。

なお、抵抗Ｒ６，Ｒ８の抵抗値を、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２の等価抵抗ＲＬａ１，ＲＬａ２より充分大きく形成しておけば、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２が正常点灯しているときの出力端ＰＥの電圧は略０Ｖとなり、検出動作は行われない。

［実施の形態３］
本発明の実施の第３の形態について、図１１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

図１１は、本発明の実施の第３の形態の点灯装置２１ａの具体的構成を示すブロック図である。この点灯装置２１ａは、前述の点灯装置２１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、この点灯装置２１ａでは、エミレス検出回路２２ａにおいて、前記トランジスタＱ３のコレクタとダイオードＤ３のアノードとの間に、ツェナダイオードＺＤ２が設けられていることである。前記接続点ＰＣへは、トランジスタＱ３のコレクタとツェナダイオードＺＤ２のカソードとの接続点が接続される。

前述の図４で示すように、点灯中に端子Ｔ６が外れると、接続点ＰＤの検出電圧ＶＫ２が低下し、制御回路１６は、入力端子ＳＣ２への入力から無負荷検出を行い、一旦発振を停止する。このとき、発振を停止したことで瞬間的にランプインピーダンス（前記ＲＬａ１，ＲＬａ２）は無限大となるので、ＶＤＣ−Ｒ８−Ｒ６の経路で直流電圧が印加されて、接続点ＰＦ、すなわちコンデンサＣ８の充電電圧を上昇させる。これによって、ダイオードＤ２がオンして検出電圧ＶＫ１を上昇させ、入力端子ＳＡへの入力から、制御回路１６は無負荷検出を行う。それと同時に、接続点ＰＣの前記検出電圧ＶＫ１の上昇によって、ＺＤ２−Ｄ３の経路で接続点ＰＤの検出電圧ＶＫ２を上昇させて、制御回路１６に再起動がかかろうとする。しかしながら、前記ツェナダイオードＺＤ２は、その端子間電圧がツェナ電圧になるまでは電流が殆ど流れないので、このような瞬間的な検出電圧ＶＫ１の上昇に対して、検出電圧ＶＫ２が入力端子ＳＣ２の閾値電圧を超えてしまうことを防止することができる。

したがって、前記ツェナダイオードＺＤ２を追加することによって、端子Ｔ６が外れ、入力端子ＳＣ２の無負荷検出によって一旦発振停止をした後、入力端子ＳＣ２の電圧上昇による再起動によって、微放電してしまうことを防止することができる。

［実施の形態４］
本発明の実施の第４の形態について、図１２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

図１２は、本発明の実施の第４の形態の点灯装置２１ｂの具体的構成を示すブロック図である。この点灯装置２１ｂは、前述の点灯装置２１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、この点灯装置２１ｂでは、検出回路１８ａにおいて、コンデンサＣ７および抵抗Ｒ５と並列に、ツェナダイオードＺＤ３が設けられていることである。

前述のように、接続点ＰＤの検出電圧ＶＫ２には、接続点ＰＡの高周波電圧を、コンデンサＣ１およびダイオードＤ１で半波整流し、抵抗Ｒ３，Ｒ５の分圧比で分圧した電圧が発生するが、予熱・始動モードでは、放電を開始させるために、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２には点灯モードの数倍の電圧が与えられており、前記接続点ＰＤの検出電圧ＶＫ２は、放電モードよりもかなり高くなる。さらに、高圧側または低圧側の放電灯Ｌａ１，Ｌａ２が片側エミレス状態で、かつ直流成分が正電位となる組合わせの場合、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２が放電を開始すると、前記接続点ＰＡには、正の振幅が大きい正負非対称の高周波電圧が発生し、益々接続点ＰＤの電圧が上昇する。

そこで、前記ツェナダイオードＺＤ３のツェナ電圧を入力端子ＳＣ２の閾値電圧より高く、かつなるべく低く設定しておくことで、接続点ＰＤの検出電圧ＶＫ２は前記ツェナ電圧以下に抑えられるので、コンデンサＣ７の耐圧を低く設定でき、低コスト化および部品の小型化を図ることができる。

本発明の実施の第１の形態の点灯装置の電気的構成を示すブロック図である。 図１で示す点灯装置の具体的構成を示すブロック図である。 フィラメントの断線が生じていない正常な放電灯が総ての端子に取付けられて、点灯している状態での無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。 正常な放電灯が取付けられて、点灯しており、かつ一部の端子が外れている状態での無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。 正常な放電灯が取付けられて、点灯しており、かつ他の端子が外れている状態での無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。 正常な放電灯が取付けられて、点灯しており、かつさらに他の端子が外れている状態での無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。 放電灯が消灯している状態での無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。 中点側の端子が外れている状態での無負荷検出のための直流電流の経路を示す等価回路図である。 共振回路の他の例を示す電気回路図である。 本発明の実施の第２の形態の点灯装置の具体的構成を示すブロック図である。 本発明の実施の第３の形態の点灯装置の具体的構成を示すブロック図である。 本発明の実施の第４の形態の点灯装置の具体的構成を示すブロック図である。 典型的な従来技術の点灯装置の電気回路図である。 図１３で示す点灯装置の予熱・始動モードでの無負荷検出のための構成の等価回路図である。

符号の説明

１１，２１，２１ａ，２１ｂ 点灯装置
１２ 直流電源
１３ インバータ回路
１４，１４ａ 共振回路
１５ 検出回路
１６ 制御回路
１７ 第１の検出回路
１８，１８ａ 第２の検出回路
２２，２２ａ エミレス検出回路
Ｃ１，Ｃ４〜Ｃ８ コンデンサ
Ｃ２ 直流カット用コンデンサ
Ｃ３ 共振用コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード
Ｆ１〜Ｆ４ フィラメント
Ｌ１ インダクタ
Ｌａ１，Ｌａ２ 放電灯
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｑ３ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗
Ｔ１〜Ｔ８ 端子
ＺＤ１〜ＺＤ３ツェナダイオード

Claims (8)

1. フィラメントを有する放電灯を直列接続で交流点灯させるにあたって、インバータ回路および共振回路によって作成された交流電圧を高圧側の放電灯の一方のフィラメントに与え、直流電源の負極電圧を低圧側の放電灯の一方のフィラメントに与え、前記２つの放電灯の他方のフィラメントの一方の端子同士を接続して成る放電灯点灯装置であって、
   接続点において２つのフィラメントは、その一方の端子が互いに接続され、他方の端子間を接続し、前記２つのフィラメントと閉ループを形成するコンデンサと、
   前記コンデンサの高圧の放電灯側の端子に直流電圧を印加する第１の抵抗と、
   前記コンデンサの高圧の放電灯側の端子の電圧を取出す第２の抵抗と、
   前記第２の抵抗によって取出された電圧が予め定める閾値以上であるか否かから、フィラメントの断線および／または端子外れを検出する第１の検出手段と、
   前記コンデンサの低圧の放電灯側の端子の電圧を取出す第３の抵抗およびダイオードの直列回路と、
   前記直列回路によって取出された電圧が予め定める閾値以下であるか否かから、フィラメントの断線および／または端子外れを検出する第２の検出手段と、
   前記第１および第２の検出手段からの出力に応答し、前記断線および／または端子外れが検出されると、前記インバータ回路の出力を抑制または停止するとともに、予熱・始動モードでは、前記第１の検出手段からの出力を無効にする制御手段とを含むことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 他方のフィラメントの閉ループには、該フィラメントの予熱の電圧源を備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 前記共振回路は、インバータ回路のスイッチング素子の出力を高圧側の放電灯の前記一方のフィラメントにおける一方 の端子に与える直流カット用コンデンサおよびインダクタと、前記高電位側の放電灯の一方のフィラメントにおける一方 の端子と低電位側の放電灯の一方のフィラメントにおける一方 の端子との間に設けられる共振用コンデンサとを備えて構成されることを特徴とする請求項１または２記載の放電灯点灯装置。
4. 前記共振回路は、インバータ回路のスイッチング素子の出力を高電位側の放電灯の前記一方のフィラメントの一方 の端子に与えるインダクタおよび直流カット用コンデンサと、前記インダクタと直流カット用コンデンサとの接続点と低電位側の放電灯の一方のフィラメントの一方 の端子との間に設けられる共振用コンデンサとを備えて構成されることを特徴とする請求項１または２記載の放電灯点灯装置。
5. 前記フィラメントのエミッタレスの状態を検出するエミレス検出回路をさらに備えることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
6. 前記エミレス検出回路は、直流カット用コンデンサＣ２の出力端から放電灯Ｌａ１，Ｌａ２に与えられる直流電圧を取出す抵抗Ｒ６と、前記抵抗Ｒ６で取出された電圧で充電されるコンデンサＣ８と、そのコンデンサＣ８の充電電圧を前記検出電圧ＶＫ１として前記制御手段に入力するダイオードＤ２と、前記コンデンサＣ８の充電電圧がベースに与えられ、前記制御手段の電源端子からの電流を制御するトランジスタＱ３と、前記トランジスタＱ３のベースと前記コンデンサＣ８との間に直列に挿入されるツェナダイオードＺＤ１と、前記トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に挿入される抵抗Ｒ７と、前記トランジスタＱ３を介する電流を前記コンデンサＣ７に与えるダイオードＤ３とを備えて構成され、前記トランジスタＱ３のコレクタとダイオードＤ３のアノードとの接続点は前記第１の検出手段に接続され、トランジスタＱ３のコレクタ電流の一部が前記コンデンサＣ６に与えられ、
   前記共振回路において、直流電源の正極と前記直流カット用コンデンサＣ２の出力端との間には、抵抗Ｒ８が設けられることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
7. 前記エミレス検出回路は、前記トランジスタＱ３のコレクタとダイオードＤ３のアノードとの間に、ツェナダイオードＺＤ２をさらに備えることを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
8. 前記第２の検出手段は、抵抗Ｒ５と、コンデンサＣ７と、ツェナダイオードＺＤ３との並列回路で構成されることを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。

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