JP4161064B2

JP4161064B2 - Rotating machine control device

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Publication number: JP4161064B2
Application number: JP2002068511A
Authority: JP
Inventors: 義彦金原; 勝小林
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-03-13
Filing date: 2002-03-13
Publication date: 2008-10-08
Anticipated expiration: 2022-03-13
Also published as: JP2003274687A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電流検出器を用いることなく回転機を駆動する回転機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に回転機の電流を所望の値に制御するためには電流検出器が不可欠である。しかしながら、定格電流が大きい回転機を扱う場合、電流検出器が高価になる問題があった。
【０００３】
図７は、例えば電気学会研究会資料「電流センサを使用しない小型同期モータの高効率制御」(半導体電力変換研究会SPC-00-13,平成12年)に示された従来の回転機の制御装置を示す構成図であり、電流検出器を用いずに回転機を制御するので、電流検出器が高価になる問題を解決するものである。
【０００４】
図７において、１は電流指令と推定電流とに基づいて回転二軸座標(ｄ−ｑ軸)上の電圧指令を演算す電流制御器、２は回転位置と回転二軸座標(ｄ−ｑ軸)上の電圧指令とに基づいて三相電圧指令を出力する座標変換器、３は電圧印加手段、４は上記三相電圧指令と三相推定電流とに基づいてＰＷＭインバータ６の短絡防止時間の影響を補正し修正三相電圧指令を出力するＴｄ補正器、５はリミッタ、６はＰＷＭインバータ、７は三相巻線を有する同期機、８は同期機７の回転位置を検出する位置検出器、９はＴｄ逆補正器、１０は座標変換器、１１は位置検出器８から得られた回転位置を微分し回転角速度を出力する速度検出器、１２は回転二軸座標(ｄ−ｑ軸)上の電流を推定する推定電流演算器、１３は上記回転位置と推定電流演算器１２から得られる回転二軸座標(ｄ−ｑ軸)上の推定電流に基づいて三相推定電流を出力する座標変換器である。
【０００５】
次に、動作について説明する。電流制御器１は回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の電流指令 ids* 及び iqs* が、回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の推定電流 ids0 及び iqs0 にそれぞれ一致するようにids*とids0の偏差及びiqs*とiqs0の偏差を増幅し、回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の電圧指令 vds* と vqs* として出力する。
【０００６】
座標変換器２は、位置検出器８から得られた回転位置 th に基づいて上記回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の電圧指令 vds* と vqs* を座標変換して、三相電圧指令 vus*, vvs*, vws* を出力する。
【０００７】
電圧印加手段３はＴｄ補正器４、リミッタ５、ＰＷＭインバータ６、座標変換器１３から構成されており、上記三相電圧指令 vus*, vvs*, vws* と回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の推定電流 ids0 及び iqs0 と位置検出器８から得られた回転位置 th とに基づいて、同期機７に三相電圧を印加する。
【０００８】
座標変換器１３は、位置検出器８から得られた回転位置thに基づいて上記回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の推定電流 ids0 と iqs0 を座標変換して、三相推定電流 ius0, ivs0, iws0 を出力する。
【０００９】
ＰＷＭインバータ６は短絡防止時間(Ｔｄ)とよばれる期間の影響により、所望の電圧に対して誤差を持つ。この誤差は各相の電流極性に依存するため、Ｔｄ補正器４では上記三相推定電流 ius0, ivs0, iws0 の各極性に応じて三相電圧指令に補正を施し、修正三相電圧指令 vus1*, vvs1*, vws1* として出力する。
【００１０】
リミッタ５は、ＰＷＭインバータ６が出力可能な電圧振幅になるように上記修正三相電圧指令 vus1*, vvs1*, vws1* を制限し、vus2*, vvs2*, vws2* として出力する。
【００１１】
ＰＷＭインバータ６は上記 vus2*, vvs2*, vws2* に従い、同期機７に三相電圧を印加する。ここで、ＰＷＭインバータ６が実際に印加する三相電圧は、上記 vus2*, vvs2*, vws2* に対して短絡防止時間(Ｔｄ)の影響による誤差が発生する。従って、実際に印加した三相電圧を得るには、上記 vus2*, vvs2*, vws2* に対して短絡防止時間の影響を逆補正すれば良い。
【００１２】
即ち、Ｔｄ逆補正器９は上記三相推定電流 ius0, ivs0, iws0 の各極性に応じてＴｄ補正器で補正した補正量をvus2*, vvs2*, vws2* にそれぞれ減算し、ＰＷＭインバータ６が実際に印加する三相電圧に相当する値として vus3*, vvs3*, vws3* を出力する。
【００１３】
座標変換器１０は位置検出器８から得られた回転位置 th に基づいて上記 vus3*, vvs3*, vws3* を座標変換して、上記回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の電圧 vds3* と vqs3* を出力する。
【００１４】
速度検出器１１は、位置検出器８から得られた回転位置 th を微分し、回転角速度 wr を出力する。推定電流演算器１２は、同期機７の電圧と電流に関する回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の関係式に上記電圧 vds3*, vqs3* と上記回転位置 th を代入し、推定電流 ids0, iqs0 を出力する。
【００１５】
以上の構成により、従来の回転機の制御装置は電流検出器を用いることなく、同期機７の電流を所望の値に制御することが可能である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように構成された従来の回転機の制御装置は、推定電流演算器において電圧vds3*, vqs3*に基づいて推定電流 ids0, iqs0 を演算する必要があり、この過程で積分要素を２つ以上含む上に電流制御器１でも積分要素を２つ以上含むので、少なくとも積分要素を４つ以上必要とする。積分演算を精度良く行うためには、短い演算周期で計算可能な計算機が必要である上に、積分要素が多いほど、計算は複雑になる。従って、従来の回転機の制御装置のような複雑な演算を、安価な計算機で実現することは困難であるという問題があった。
【００１７】
また、従来の回転機の制御装置では、回転機として同期機しか示されていないが、同様の手法で誘導機の電流を制御するには、推定電流演算器において電圧vds3*, vqs3*に基づいて推定電流 ids0, iqs0 を演算する過程で積分要素を４つ以上含むため、電流制御器の積分要素と合わせ、少なくとも積分要素を６つ以上必要とするので、安価な計算機で実現することは困難であるという問題があった。
【００１８】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、電流検出器を用いることなく回転機の電流を制御する回転機の制御装置において、推定電流の演算を省略することによって全体の計算量を削減し、安価な計算機で実現した回転機の制御装置を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的に鑑み、この発明は、多相巻線を有する同期機の回転位置を検出する位置検出器と、この位置検出器から得られた回転位置を微分し回転角速度を出力する速度検出器と、回転二軸座標上の電流指令に対して任意の時定数を有する応答電流を演算する応答電流演算器と、上記回転角速度、電流指令および応答電流に基づいて回転二軸座標上の電圧指令を演算する電圧指令演算器と、上記回転位置と上記回転二軸座標上の電圧指令とに基づいて多相電圧指令を出力する座標変換器と、上記多相電圧指令に従い上記同期機に電圧を印加する電圧印加手段と、を備えたことを特徴とする回転機の制御装置にある。
【００２０】
また、上記応答電流演算器は、上記回転二軸座標上の電流指令を入力とする一次遅れフィルタの出力を回転二軸座標上の応答電流とすることを特徴とする。
【００２１】
また、上記電圧指令演算器は、上記回転二軸座標上の応答電流に基づき、上記同期機のインダクタンスの飽和係数を出力する飽和テーブルを含むことを特徴とする。
【００２２】
また、上記電圧印加手段は、上記回転位置と上記回転二軸座標上の応答電流とに基づいて多相応答電流を出力する第２の座標変換器と、上記多相電圧指令と上記多相応答電流とに基づいてＰＷＭインバータの短絡防止時間の影響を補正し修正多相電圧指令を出力するＴｄ補正器と、上記修正多相電圧指令に従い上記同期機に電圧を印加する上記ＰＷＭインバータと、を含むことを特徴とする。
【００２３】
また、多相巻線を有する誘導機の回転角速度を検出する速度検出器と、回転二軸座標上の電流指令に対して任意の時定数を有する応答電流を演算するとともに、該応答電流に基づいて応答二次磁束を計算する応答電流演算器と、上記応答電流と応答二次磁束に基づいて上記誘導機のすべり角周波数を演算するすべり周波数演算器と、上記回転角速度と上記すべり角周波数とを加算し、一次角周波数を出力する加算器と、上記電流指令、応答電流、応答二次磁束および一次角周波数に基づいて回転二軸座標上の電圧指令を演算する電圧指令演算器と、上記一次角周波数を積分し二次磁束位相を出力する積分器と、上記二次磁束位相と上記回転二軸座標上の電圧指令とに基づいて多相電圧指令を出力する座標変換器と、上記多相電圧指令に従い上記誘導機に電圧を印加する電圧印加手段と、を備えたことを特徴とする回転機の制御装置にある。
【００２４】
また、上記応答電流演算器は、上記回転二軸座標上の電流指令を入力とする一次遅れフィルタの出力を回転二軸座標上の応答電流とすることを特徴とする。
【００２５】
また、上記電圧指令演算器は、上記回転二軸座標上の応答電流に基づき、上記誘導機のインダクタンスの飽和係数を出力する飽和テーブルを含むことを特徴とする。
【００２６】
また、上記電圧印加手段は、上記二次磁束位相と上記回転二軸座標上の応答電流とに基づいて多相応答電流を出力する第２の座標変換器と、上記多相電圧指令と上記多相応答電流とに基づいてＰＷＭインバータの短絡防止時間の影響を補正し修正多相電圧指令を出力するＴｄ補正器と、上記修正多相電圧指令に従い上記誘導機に電圧を印加するＰＷＭインバータと、を含むことを特徴とする。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下この発明を、各実施の形態に従って説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による回転機の制御装置の構成を示す図である。図１において、図７に示す従来のものと同一もしくは相当部分は同一符号で示す。３ａは電圧印加手段、６ａはＰＷＭインバータ、２０は応答電流演算器、２１は電圧指令演算器である。
【００２８】
応答電流演算器２０は、ｄ軸電流指令ids*に追従すべき電流応答(応答電流ids1)を演算するとともに、ｑ軸電流指令iqs*に追従すべき電流応答(応答電流iqs1)を演算をする。
【００２９】
電圧指令演算器２１は、ｄ軸電流指令ids*、ｑ軸電流指令iqs*、応答電流演算器２０から得た ids1、iqs1、および速度検出器１１から得た回転角速度wrとに基づいて回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の電圧指令 vds* と vqs* を出力する。
【００３０】
電圧印加手段３ａは、ＰＷＭインバータ６ａによって構成されている。ＰＷＭインバータ６ａは、入力が座標変換器２から得られた vus*,vvs*,vws* である点以外は、ＰＷＭインバータ６と同一である。
【００３１】
続いて、本実施の形態による回転機の制御装置の動作原理について説明する。回転機である同期機７の電圧と電流の関係式は公知のとおり(１)、(２)式で示される。
【００３２】
【数１】

【００３３】
但し、
vds：同期機７のｄ軸電圧
vqs：同期機７のｑ軸電圧
ids：同期機７のｄ軸電流
iqs：同期機７のｑ軸電流
Ld：同期機７のｄ軸インダクタンス
Lq：同期機７のｑ軸インダクタンス
R：同期機７の巻線抵抗
wr：同期機７の回転角速度
Ph：同期機７の回転子磁束
【００３４】
上記応答電流 ids1、iqs1とids、iqsが一致している時のvds、vqsは、上記(１)式及び(２)式に、上記応答電流 ids1、ids2を代入することにより得られ、その値は(３)式及び(４)式で与えられる。
【００３５】
【数２】

【００３６】
従って、回転二軸座標(ｄ−ｑ軸)上の電圧指令 vds*、vqs*の値を(３)、(４)式の vds、vqsでそれぞれ与えれば、上記応答電流 ids1、iqs1に、上記 ids、iqsが一致する。
【００３７】
例えば電流指令 ids*、iqs* に対して電流 ids、iqs が一次遅れで追従させたい場合を考える。この時、応答電流 ids1 と iqs1 は、(５)、(６)式で与えれば良い。
【００３８】
【数３】

【００３９】
但し、
Tcd：ｄ軸応答電流の時定数
Tcq：ｑ軸応答電流の時定数
そして、(３)、(４)式に(５)、(６)式を代入した(７)、(８)式で電圧指令 vds*、vqs* の値を与えれば、同期機７の電流 ids、iqs は ids1、iqs1 と一致する。
【００４０】
【数４】

【００４１】
但し、
s：ラプラス演算子(=d/dt)
ところで、(７)式の右辺第１項及び(８)式の右辺第２項は、(９)、(１０)式のように変形できる。
【００４２】
【数５】

【００４３】
以上のことから、電圧指令 vds*、vqs* を、(９)、(１０)式を(７)、(８)式に代入した(１１)、(１２)式でそれぞれ与えれば、同期機７の電流 ids、iqs を ids1、iqs1 に一致させることができる。
【００４４】
【数６】

【００４５】
以上、本実施の形態の回転機の制御装置の動作原理について説明した。図２は図１の応答電流演算器２０の構成の一例を示す図である。図において、２２はｄ軸電流指令 ids* に追従すべき応答電流 ids1 を演算する一次遅れフィルタ、２３はｑ軸電流指令 iqs* に追従すべき応答電流 iqs1 を演算する一次遅れフィルタである。
【００４６】
一次遅れフィルタ２２は上記(５)式に従い、ids* に基づいて ids1 を演算する。同様に一次遅れフィルタ２３は上記(６)式に従い、iqs* に基づいて iqs1 を演算する。
【００４７】
図３は図１の電圧指令演算器２１の構成の一例を示す図である。図におてい、２４〜２６は減算器、２７〜３０は加算器、３１〜３７は入力を定数倍する増幅器、３８、３９は乗算器である。
【００４８】
(１１)式右辺第１項は、増幅器３３によって計算できる。(１１)式右辺第２項は、減算器２４と増幅器３１によって計算できる。(１１)式右辺第３項は、増幅器３６と乗算器３８によって計算できる。(１１)式の右辺第１項と右辺第２項と右辺第３項の合計は減算器２６と加算器２７によって計算できる。従って、減算器２６の出力が(１１)式の計算結果であるから、減算器２６の出力をd軸電圧指令 vds* とする。
【００４９】
(１２)式右辺第１項は、増幅器３４と乗算器３９によって計算できる。(１２)式右辺第２項は、増幅器３５によって計算できる。(１２)式右辺第３項は、減算器２５と増幅器３２によって計算できる。(１２)式右辺第４項は、増幅器３７によって計算できる。(１２)式右辺第１項と右辺第２項と右辺第３項と右辺第４項の合計は、加算器２８と加算器２９と加算器３０によって計算できる。従って、加算器３０の出力が(１２)式の計算結果であるから、加算器３０の出力をq軸電圧指令 vqs* とする。
【００５０】
図７に示す従来の回転機の制御装置では電流制御器１により電流応答を調整しており、この過程で積分要素を少なくとも２つ含む上に、推定電流演算器１２において推定電流 ids0, iqs0 を演算する過程で積分要素を少なくとも２つ含むので、合計で４つ以上の積分要素が必要となり、安価な計算機では実現が困難である問題があった。
【００５１】
本実施の形態で示した回転機の制御装置では、図２の応答電流演算器２０の一次遅れフィルタ２２及び２３にそれぞれ１つずつ積分要素を用いるだけであり、図３に示す加算器、減算器、増幅器、乗算器だけで構成する電圧指令演算器２１には積分要素を用いることなく構成する。従って、本実施の形態で示した回転機の制御装置は、従来の回転機の制御装置より演算が容易になり、安価な計算機でも実現が可能になる。
【００５２】
実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２による回転機の制御装置の構成を示す図である。図におてい、図１及び図７と同一もしくは相当部分は同一符号で示す。
【００５３】
図４において、３ｂは電圧印加手段、４ｂはＴｄ補正器、６ｂはＰＷＭインバータ、１３ｂは座標変換器である。電圧印加手段３ｂは、座標変換器１３ｂとＴｄ補正器４ｂとＰＷＭインバータ６ｂとから構成する。座標変換器１３ｂは、入力を回転二軸(ｄ−ｑ軸)上の応答電流 ids1,iqs1、出力を三相(多相)応答電流 ius1, ivs1, iws1 とする点以外は図７の座標変換器１３と同一であり、回転位置ｔｈと回転二軸座標(ｄ−ｑ軸)上の応答電流 ids1,iqs1 とに基づいて三相応答電流ius1, ivs1, iws1 を出力する。
【００５４】
Ｔｄ補正器４ｂは入力を三相推定電流 ius0, ivs0, iws0 の代わりに三相応答電流 ius1, ivs1, iws1 とする点以外は図７のＴｄ補正器４と同一であり、三相電圧指令 vus*, vvs*, vws* と多相応答電流 ius1, ivs1, iws1 とに基づいてＰＷＭインバータの短絡防止時間の影響を補正し修正三相電圧指令 vus1*,vvs1*,vws1* を出力する。
【００５５】
ＰＷＭインバータ６ｂは、Ｔｄ補正器４ｂの出力 vus1*,vvs1*,vws1* を入力とする点以外は、ＰＷＭインバータ６ａと同一であり、上記三相多相電圧指令 vus1*,vvs1*,vws1* に従い回転機７に電圧を印加する。
【００５６】
本実施の形態では、Ｔｄ逆補正器を用いることなく、上記実施の形態１と同様に２つの積分要素で回転機の制御装置を構成することができるので、従来の回転機の制御装置より演算が容易になり、安価な計算機でも実現が可能になる。
【００５７】
実施の形態３．
上記実施の形態では同期機７のｄ軸インダクタンスLd及び同期機７のｑ軸インダクタンスLqは一定であるとしたが、電流が大きい場合、磁気飽和が発生し、インダクタンスの値は変化する。そこで、本実施の形態では、応答電流 ids1 及び iqs1 に応じて Ld、Lq が変化する場合について説明する。
【００５８】
上記(１１)、(１２)式において、Ld、Lqがそれぞれkd倍、kq倍に変化した時、(１１)、(１２)式はそれぞれ、(１３)、(１４)式になる。なお、本実施の形態においては、公知のように係数 kd、kq の値は電流の関数とする。
【００５９】
【数７】

【００６０】
図５は本実施の形態における電圧指令演算器の構成の一例を示す図であり、それ以外の構成は、上記実施の形態で示した図１あるいは図４と同一である。図におてい、図３と同一もしくは相当部分は同一符号で示す。図５において、４０は飽和テーブル、４１〜４４は乗算器である。飽和テーブル４０は、応答電流 ids1、iqs1 に基づいて係数 kd, kq を出力する。
【００６１】
(１３)式右辺第１項は、増幅器３３によって計算できる。(１３)式右辺第２項は、減算器２４と増幅器３１と乗算器４１によって計算できる。(１３)式右辺第３項は、増幅器３６と乗算器３８と乗算器４４によって計算できる。(１３)式の右辺第１項と右辺第２項と右辺第３項の合計は減算器２６と加算器２７によって計算できる。従って、減算器２６の出力が(１３)式の計算結果であるから、減算器２６の出力をd軸電圧指令vds*とする。
【００６２】
(１４)式右辺第１項は、増幅器３４と乗算器３９と乗算器４３によって計算できる。(１４)式右辺第２項は、増幅器３５によって計算できる。(１４)式右辺第３項は、減算器２５と増幅器３２と乗算器４２によって計算できる。(１４)式右辺第４項は、増幅器３７によって計算できる。(１４)式右辺第１項と右辺第２項と右辺第３項と右辺第４項の合計は、加算器２８と加算器２９と加算器３０によって計算できる。従って、加算器３０の出力が(１４)式の計算結果であるから、加算器３０の出力をq軸電圧指令vqs*とする。
【００６３】
本実施の形態で示した回転機の制御装置では、応答電流演算器２０の一次遅れフィルタ２２及び２３にそれぞれ１つずつ積分要素を用いるだけであり、安価な計算機でも実現が可能であると同時に、飽和テーブルを用いることにより、インダクタンスの値が変化しても、同期機７の電流 ids、iqs を応答電流 ids1、iqs1 に一致させることが可能になる。
【００６４】
実施の形態４．
上記実施の形態では、回転機として同期機を利用した場合について説明したが、同期機の代わりに誘導機を利用してもよい。図６は本実施の形態における回転機の制御装置の構成を示す図であり、図におてい、上記実施の形態と同一もしくは相当部分は同一符号で示す。７ｃは誘導機、８ｃは速度検出器、２０ｃは応答電流演算器、２１ｃは電圧指令演算器、５０はすべり演算器、５１は加算器、５２は二次磁束位相を出力する積分器である。
【００６５】
まず、本実施の形態による回転機の制御装置の動作原理について説明する。公知の通り、誘導機機７ｃにおいて、二次磁束と同期して回転する回転座標(ｄ−ｑ軸)上での電圧と電流の関係式は(１５)〜(１８)式で示される。
【００６６】
【数８】

【００６７】
但し、
vds：誘導機７ｃのｄ軸一次電圧
vqs：誘導機７ｃのｑ軸一次電圧
ids：誘導機７ｃのｄ軸一次電流
iqs：誘導機７ｃのｑ軸一次電流
φdr：誘導機７ｃの二次磁束
M：誘導機７ｃの相互インダクタンス
Ls：誘導機７ｃの一次インダクタンス
Lr：誘導機７ｃの二次インダクタンス
σ：誘導機７ｃの漏れ係数
Rs：誘導機７ｃの一次巻線抵抗
Rr：誘導機７ｃの二次巻線抵抗
wr：誘導機７ｃの回転角速度
w：誘導機７ｃの一次角周波数
【００６８】
ここで、上記実施の形態と同様に応答電流 ids1、iqs1 を定義し、ids1、iqs1と ids、iqs が一致している時の vds、vqs は、上記(１５)〜(１８)式に上記応答電流 ids1、ids2 を代入することにより得られ、その値は(１９)〜(２２)式で与えられる。
【００６９】
【数９】

【００７０】
但し、
φdr1：誘導機７ｃの応答二次磁束
従って、回転二軸座標(ｄ−ｑ軸)上の電圧指令 vds*、vqs* の値を(１９)〜(２１)式から導出されるvds、vqsで与え、且つ一次角周波数 w を(２２)式で与えれば、上記応答電流 ids1、iqs1 に、上記 ids、iqs が一致する。
【００７１】
なお、本実施の形態では、上記実施の形態と同様に応答電流 ids1 と iqs1 を、(５)、(６)式で与える。この時、(１９)、(２０)式の左辺は(２３)、(２４)式で与えられる。
【００７２】
【数１０】

【００７３】
(２３)、(２４)式を(１９)、(２０)式に代入すると、(２５)、(２６)式を得る。
【００７４】
【数１１】

【００７５】
従って、(２５)、(２６)式に基づいて電圧指令 vds*、vqs* を演算すれば、誘導機７ｃの電流 ids、iqs は応答電流 ids1、iqs1 にそれぞれ一致する。
【００７６】
以上、本実施の形態の回転機の制御装置の動作原理について説明した。図６において、応答電流演算器２０ｃは、ids*、iqs* に基づいて(５)、(６)式に従い ids1、iqs1 を演算するとともに、(２１)式から導出できる(２７)式によりφdr1を演算する。
【００７７】
【数１２】

【００７８】
すべり演算器５０は、(２２)式の右辺第２項、即ち(２８)式を演算し、すべり角周波数wsを出力する。速度検出器８ｃは誘導機７ｃの回転角速度wrを検出する。加算器５１は上記wrとwsとを加算し、一次角周波数wを出力する。積分器５２は上記wを積分し、二次磁束位相th2を出力する。電圧指令演算器２１ｃは上記電流指令 ids*、iqs*、応答電流 ids1、iqs1、応答二次磁束φdr1、および一次角周波数wに基づいて(２５)、(２６)式に従い電圧指令vds*、vqs*を出力する。
【００７９】
以上の構成により、電流検出器を用いることなく誘導機７ｃの電流を制御することが可能である。
【００８０】
なお、上記実施の形態４では、応答二次磁束φdr1を一次遅れフィルタにより演算する手法について説明したが、ids*を一定にして制御する場合、φdr1はids*に比例させてもよく、上記実施の形態４と同様の効果がある。
【００８１】
また、上記実施の形態３と同様に、上記実施の形態４に加え、上記回転二軸座標(ｄ−ｑ軸)上の応答電流に基づき、上記回転機のインダクタンスの飽和係数を出力する飽和テーブルを備えることにより、磁気飽和によりインダクタンスが変化する誘導機でも、所望の電流に制御することができることは言うまでもない。
【００８２】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、多相巻線を有する同期機の回転位置を検出する位置検出器と、この位置検出器から得られた回転位置を微分し回転角速度を出力する速度検出器と、回転二軸座標上の電流指令に対して任意の時定数を有する応答電流を演算する応答電流演算器と、上記回転角速度、電流指令および応答電流に基づいて回転二軸座標上の電圧指令を演算する電圧指令演算器と、上記回転位置と上記回転二軸座標上の電圧指令とに基づいて多相電圧指令を出力する座標変換器と、上記多相電圧指令に従い上記同期機に電圧を印加する電圧印加手段と、を備えたことを特徴とする回転機の制御装置としたので、推定電流演算器や電流検出器を用いることなく同期機の電流を所望の値に制御することができる効果がある。
【００８３】
また、上記応答電流演算器は、上記回転二軸座標上の電流指令を入力とする一次遅れフィルタの出力を回転二軸座標上の応答電流とすることを特徴としたので、簡単な一次遅れ計算だけで応答電流の演算が可能であり、安価な計算機で実現できる効果がある。
【００８４】
また、上記電圧指令演算器は、上記回転二軸座標上の応答電流に基づき、上記同期機のインダクタンスの飽和係数を出力する飽和テーブルを含むことを特徴としたので、磁気飽和によりインダクタンスが変化する同期機においても、所望の電流に制御することができる効果がある。
【００８５】
また、上記電圧印加手段は、上記回転位置と上記回転二軸座標上の応答電流とに基づいて多相応答電流を出力する第２の座標変換器と、上記多相電圧指令と上記多相応答電流とに基づいてＰＷＭインバータの短絡防止時間の影響を補正し修正多相電圧指令を出力するＴｄ補正器と、上記修正多相電圧指令に従い上記同期機に電圧を印加する上記ＰＷＭインバータと、を含むことを特徴としたので、電流検出器や推定電流演算器を用いることなく、ＰＷＭインバータの短絡防止時間の影響を補正することができる効果がある。
【００８６】
また、多相巻線を有する誘導機の回転角速度を検出する速度検出器と、回転二軸座標上の電流指令に対して任意の時定数を有する応答電流を演算するとともに、該応答電流に基づいて応答二次磁束を計算する応答電流演算器と、上記応答電流と応答二次磁束に基づいて上記誘導機のすべり角周波数を演算するすべり周波数演算器と、上記回転角速度と上記すべり角周波数とを加算し、一次角周波数を出力する加算器と、上記電流指令、応答電流、応答二次磁束および一次角周波数に基づいて回転二軸座標上の電圧指令を演算する電圧指令演算器と、上記一次角周波数を積分し二次磁束位相を出力する積分器と、上記二次磁束位相と上記回転二軸座標上の電圧指令とに基づいて多相電圧指令を出力する座標変換器と、上記多相電圧指令に従い上記誘導機に電圧を印加する電圧印加手段と、を備えたことを特徴とする回転機の制御装置としたので、推定電流演算器や電流検出器を用いることなく誘導機の電流を所望の値に制御することができる効果がある。
【００８７】
また、上記応答電流演算器は、上記回転二軸座標上の電流指令を入力とする一次遅れフィルタの出力を回転二軸座標上の応答電流とすることを特徴としたので、簡単な一次遅れ計算だけで応答電流の演算が可能であり、安価な計算機で実現できる効果がある。
【００８８】
上記電圧指令演算器は、上記回転二軸座標上の応答電流に基づき、上記誘導機のインダクタンスの飽和係数を出力する飽和テーブルを含むことを特徴としたので、磁気飽和によりインダクタンスが変化する誘導機でも、所望の電流に制御することができる効果がある。
【００８９】
また、上記電圧印加手段は、上記二次磁束位相と上記回転二軸座標上の応答電流とに基づいて多相応答電流を出力する第２の座標変換器と、上記多相電圧指令と上記多相応答電流とに基づいてＰＷＭインバータの短絡防止時間の影響を補正し修正多相電圧指令を出力するＴｄ補正器と、上記修正多相電圧指令に従い上記誘導機に電圧を印加するＰＷＭインバータと、を含むことを特徴としたので、電流検出器や推定電流演算器を用いることなく、ＰＷＭインバータの短絡防止時間の影響を補正することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による回転機の制御装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１による応答電流演算器の構成の一例を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電圧指令演算器の構成の一例を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２による回転機の制御装置の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態３による電圧指令演算器の構成の一例を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態４による回転機の制御装置の構成を示す図である。
【図７】従来の回転機の制御装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
２座標変換器、３ａ電圧印加手段、６ａＰＷＭインバータ、７同期機、８位置検出器、１１速度検出器、２０応答電流演算器、２１電圧指令演算器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for a rotating machine that drives the rotating machine without using a current detector.
[0002]
[Prior art]
In general, a current detector is indispensable for controlling the current of the rotating machine to a desired value. However, when a rotating machine with a large rated current is handled, there is a problem that the current detector becomes expensive.
[0003]
Fig. 7 shows the control of a conventional rotating machine shown in, for example, the Institute of Electrical Engineers of Japan, "High-efficiency control of a small synchronous motor that does not use a current sensor" (SPC-00-13, Semiconductor Power Conversion Study Group). It is a block diagram which shows an apparatus, and since a rotary machine is controlled without using a current detector, the problem that a current detector becomes expensive is solved.
[0004]
In FIG. 7, reference numeral 1 denotes a current controller that calculates a voltage command on a rotating biaxial coordinate (dq axis) based on a current command and an estimated current, and 2 denotes a rotating position and a rotating biaxial coordinate (dq axis). ) A coordinate converter that outputs a three-phase voltage command based on the above voltage command, 3 is a voltage applying means, 4 is a short-circuit prevention time of the PWM inverter 6 based on the three-phase voltage command and the three-phase estimated current. Td corrector that corrects the influence and outputs a corrected three-phase voltage command, 5 is a limiter, 6 is a PWM inverter, 7 is a synchronous machine having a three-phase winding, and 8 is a position detector that detects the rotational position of the synchronous machine 7. , 9 is a Td inverse corrector, 10 is a coordinate converter, 11 is a speed detector that differentiates the rotational position obtained from the position detector 8 and outputs a rotational angular velocity, and 12 is a rotational biaxial coordinate (dq axis). The estimated current calculator 13 for estimating the current above is the rotational position and estimated current calculator 12. A coordinate converter for outputting a three-phase estimated current based on the estimated current on the obtained rotation two-axis coordinate system (d-q axis).
[0005]
Next, the operation will be described. The current controller 1 uses ids * and iqs * so that the current commands ids * and iqs * on the two rotating axes (dq axes) match the estimated currents ids0 and iqs0 on the rotating two axes (dq axes), respectively. The deviation of ids0 and the deviation of iqs * and iqs0 are amplified and output as voltage commands vds * and vqs * on the two rotation axes (dq axes).
[0006]
The coordinate converter 2 performs coordinate conversion of the voltage commands vds * and vqs * on the two rotational axes (dq axes) based on the rotational position th obtained from the position detector 8 to obtain a three-phase voltage command vus. Output *, vvs *, vws *.
[0007]
The voltage application means 3 comprises a Td corrector 4, a limiter 5, a PWM inverter 6, and a coordinate converter 13. The three-phase voltage commands vus *, vvs *, vws * and two rotation axes (dq axes). Based on the estimated current ids0 and iqs0 above and the rotational position th obtained from the position detector 8, a three-phase voltage is applied to the synchronous machine 7.
[0008]
The coordinate converter 13 performs coordinate conversion of the estimated currents ids0 and iqs0 on the two rotational axes (dq axes) based on the rotational position th obtained from the position detector 8 to obtain three-phase estimated currents ius0, ivs0. , iws0 is output.
[0009]
The PWM inverter 6 has an error with respect to a desired voltage due to the influence of a period called a short circuit prevention time (Td). Since this error depends on the current polarity of each phase, the Td corrector 4 corrects the three-phase voltage command according to the polarities of the three-phase estimated currents ius0, ivs0, and iws0, and the modified three-phase voltage command vus1 * , vvs1 *, vws1 *.
[0010]
The limiter 5 limits the modified three-phase voltage commands vus1 *, vvs1 *, and vws1 * so as to obtain a voltage amplitude that the PWM inverter 6 can output, and outputs them as vus2 *, vvs2 *, and vws2 *.
[0011]
The PWM inverter 6 applies a three-phase voltage to the synchronous machine 7 in accordance with the above vus2 *, vvs2 *, vws2 *. Here, the three-phase voltage actually applied by the PWM inverter 6 causes an error due to the influence of the short-circuit prevention time (Td) with respect to the vus2 *, vvs2 *, and vws2 *. Therefore, in order to obtain the actually applied three-phase voltage, it is only necessary to reversely correct the effect of the short-circuit prevention time on the above-mentioned vus2 *, vvs2 *, and vws2 *.
[0012]
That is, the Td reverse corrector 9 subtracts the correction amounts corrected by the Td corrector according to the polarities of the three-phase estimated currents ius0, ivs0, iws0 to vus2 *, vvs2 *, vws2 *, respectively, and the PWM inverter 6 Outputs vus3 *, vvs3 *, and vws3 * as values corresponding to the three-phase voltage that is actually applied.
[0013]
The coordinate converter 10 performs coordinate conversion of the above-mentioned vus3 *, vvs3 *, vws3 * based on the rotational position th obtained from the position detector 8, and the voltage vds3 * on the two rotation axes (dq axes). Outputs vqs3 *.
[0014]
The speed detector 11 differentiates the rotational position th obtained from the position detector 8 and outputs a rotational angular speed wr. The estimated current calculator 12 substitutes the voltages vds3 *, vqs3 * and the rotational position th into the relational expression on the two rotation axes (dq axes) related to the voltage and current of the synchronous machine 7, and estimates the currents ids0, iqs0. Is output.
[0015]
With the above configuration, the conventional rotating machine control device can control the current of the synchronous machine 7 to a desired value without using a current detector.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional rotating machine control device configured as described above needs to calculate the estimated currents ids0 and iqs0 based on the voltages vds3 * and vqs3 * in the estimated current calculator, and in this process, there are two integral elements. In addition to the above, the current controller 1 also includes two or more integral elements, so at least four integral elements are required. In order to perform the integral calculation with high accuracy, a computer that can be calculated in a short calculation cycle is required, and the more integral elements, the more complicated the calculation. Therefore, there has been a problem that it is difficult to realize a complicated calculation like a conventional control device for a rotating machine with an inexpensive computer.
[0017]
In addition, in the conventional rotating machine control device, only a synchronous machine is shown as a rotating machine, but in order to control the current of the induction machine using the same method, the estimated current calculator uses the voltages vds3 * and vqs3 *. In the process of calculating the estimated currents ids0 and iqs0, four or more integral elements are included. Therefore, at least six integral elements are required in combination with the integral elements of the current controller, so it is difficult to realize with an inexpensive computer. There was a problem of being.
[0018]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and omits the calculation of the estimated current in a controller for a rotating machine that controls the current of the rotating machine without using a current detector. Therefore, an object of the present invention is to provide a control device for a rotating machine that can be realized with an inexpensive computer by reducing the overall calculation amount.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above object, the present invention provides a position detector that detects the rotational position of a synchronous machine having a multiphase winding, and a speed detector that differentiates the rotational position obtained from the position detector and outputs a rotational angular velocity. And the current command on the rotating biaxial coordinate And have an arbitrary time constant Response current The A response current calculator for calculating, a voltage command calculator for calculating a voltage command on a rotating biaxial coordinate based on the rotational angular velocity, a current command and a response current, a voltage command on the rotating position and the rotating biaxial coordinate And a voltage applying means for applying a voltage to the synchronous machine in accordance with the multiphase voltage command, and a control device for a rotating machine comprising: .
[0020]
Further, the response current calculator is characterized in that the output of the first-order lag filter that receives the current command on the rotating biaxial coordinates is used as the response current on the rotating biaxial coordinates.
[0021]
The voltage command calculator includes a saturation table that outputs a saturation coefficient of the inductance of the synchronous machine based on the response current on the rotating biaxial coordinates.
[0022]
The voltage application means includes a second coordinate converter that outputs a multiphase response current based on the rotational position and the response current on the rotating biaxial coordinates, the multiphase voltage command, and the multiphase response. A Td corrector that corrects the influence of the short-circuit prevention time of the PWM inverter based on the current and outputs a corrected multiphase voltage command, and the PWM inverter that applies a voltage to the synchronous machine according to the corrected multiphase voltage command. It is characterized by including.
[0023]
It also supports a speed detector that detects the rotational angular speed of induction machines with multiphase windings, and current commands on rotating biaxial coordinates. And have an arbitrary time constant Response current The A response current calculator for calculating a response secondary magnetic flux based on the response current, a slip frequency calculator for calculating a slip angular frequency of the induction machine based on the response current and the response secondary magnetic flux, An adder that outputs the primary angular frequency by adding the rotational angular velocity and the slip angular frequency, and a voltage command on a rotating biaxial coordinate based on the current command, response current, response secondary magnetic flux, and primary angular frequency. Based on the voltage command calculator for calculating, the integrator for integrating the primary angular frequency and outputting the secondary magnetic flux phase, and the secondary magnetic flux phase and the voltage command on the rotating biaxial coordinates, A rotating machine control device comprising: a coordinate converter for outputting; and voltage applying means for applying a voltage to the induction machine in accordance with the multiphase voltage command.
[0024]
Further, the response current calculator is characterized in that the output of the first-order lag filter that receives the current command on the rotating biaxial coordinates is used as the response current on the rotating biaxial coordinates.
[0025]
The voltage command calculator includes a saturation table that outputs a saturation coefficient of the inductance of the induction machine based on the response current on the rotating biaxial coordinates.
[0026]
The voltage application means includes a second coordinate converter that outputs a multiphase response current based on the secondary magnetic flux phase and the response current on the rotating biaxial coordinates, the multiphase voltage command, and the multiphase voltage command. A Td corrector that corrects the influence of the short-circuit prevention time of the PWM inverter based on the phase response current and outputs a corrected multiphase voltage command; a PWM inverter that applies a voltage to the induction machine according to the corrected multiphase voltage command; It is characterized by including.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described according to each embodiment.
Embodiment 1 FIG.
1 is a diagram showing the configuration of a control device for a rotating machine according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, the same or corresponding parts as those of the conventional one shown in FIG. 3a is a voltage applying means, 6a is a PWM inverter, 20 is a response current calculator, and 21 is a voltage command calculator.
[0028]
The response current calculator 20 calculates a current response (response current ids1) that should follow the d-axis current command ids *, and calculates a current response (response current iqs1) that should follow the q-axis current command iqs *. .
[0029]
The voltage command computing unit 21 rotates based on the d-axis current command ids *, the q-axis current command iqs *, ids1, iqs1 obtained from the response current computing unit 20, and the rotational angular velocity wr obtained from the speed detector 11. The voltage commands vds * and vqs * on the axes (dq axes) are output.
[0030]
The voltage applying means 3a is constituted by a PWM inverter 6a. The PWM inverter 6 a is the same as the PWM inverter 6 except that the input is vus *, vvs *, vws * obtained from the coordinate converter 2.
[0031]
Subsequently, the operation principle of the control device for a rotating machine according to the present embodiment will be described. As is well known, the relational expression between the voltage and current of the synchronous machine 7 which is a rotating machine is expressed by the equations (1) and (2).
[0032]
[Expression 1]

[0033]
However,
vds: d-axis voltage of synchronous machine 7
vqs: q-axis voltage of synchronous machine 7
ids: d-axis current of synchronous machine 7
iqs: q-axis current of synchronous machine 7
Ld: d-axis inductance of the synchronous machine 7
Lq: q-axis inductance of synchronous machine 7
R: Winding resistance of synchronous machine 7
wr: rotational angular speed of the synchronous machine 7
Ph: Rotor magnetic flux of synchronous machine 7
[0034]
The vds and vqs when the response currents ids1 and iqs1 coincide with ids and iqs are obtained by substituting the response currents ids1 and ids2 into the formulas (1) and (2). Is given by equations (3) and (4).
[0035]
[Expression 2]

[0036]
Therefore, if the values of the voltage commands vds * and vqs * on the rotating biaxial coordinates (dq axes) are given by vds and vqs in the equations (3) and (4), respectively, the response currents ids1 and iqs1 ids and iqs match.
[0037]
For example, let us consider a case where the current ids and iqs follow the current command ids * and iqs * with a first order delay. At this time, the response currents ids1 and iqs1 may be given by equations (5) and (6).
[0038]
[Equation 3]

[0039]
However,
Tcd: d-axis response current time constant
Tcq: Time constant of q-axis response current
Then, if the values of the voltage commands vds * and vqs * are given by the equations (7) and (8) obtained by substituting the equations (5) and (6) into the equations (3) and (4), the current ids of the synchronous machine 7 is given. , Iqs matches ids1, iqs1.
[0040]
[Expression 4]

[0041]
However,
s: Laplace operator (= d / dt)
By the way, the first term on the right side of equation (7) and the second term on the right side of equation (8) can be transformed as in equations (9) and (10).
[0042]
[Equation 5]

[0043]
From the above, if the voltage commands vds * and vqs * are given by the expressions (11) and (12) respectively substituted by the expressions (9) and (10) in the expressions (7) and (8), the synchronous machine 7 Currents ids and iqs can be matched to ids1 and iqs1.
[0044]
[Formula 6]

[0045]
The operation principle of the rotating machine control device of the present embodiment has been described above. FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of the response current calculator 20 of FIG. In the figure, 22 is a first-order lag filter that calculates a response current ids1 that should follow the d-axis current command ids *, and 23 is a first-order lag filter that calculates the response current iqs1 that should follow the q-axis current command iqs *.
[0046]
The first-order lag filter 22 calculates ids1 based on ids * according to the above equation (5). Similarly, the first-order lag filter 23 calculates iqs1 based on iqs * according to the above equation (6).
[0047]
FIG. 3 is a diagram showing an example of the configuration of the voltage command calculator 21 of FIG. In the figure, 24-26 are subtracters, 27-30 are adders, 31-37 are amplifiers for multiplying the input by a constant, and 38, 39 are multipliers.
[0048]
The first term on the right side of equation (11) can be calculated by the amplifier 33. The second term on the right side of equation (11) can be calculated by the subtractor 24 and the amplifier 31. The third term on the right side of equation (11) can be calculated by the amplifier 36 and the multiplier 38. The sum of the first term on the right side, the second term on the right side, and the third term on the right side of equation (11) can be calculated by the subtractor 26 and the adder 27. Accordingly, since the output of the subtracter 26 is the calculation result of the expression (11), the output of the subtractor 26 is set as a d-axis voltage command vds *.
[0049]
The first term on the right side of equation (12) can be calculated by the amplifier 34 and the multiplier 39. The second term on the right side of equation (12) can be calculated by the amplifier 35. The third term on the right side of equation (12) can be calculated by the subtractor 25 and the amplifier 32. The fourth term on the right side of equation (12) can be calculated by the amplifier 37. The sum of the first term on the right side, the second term on the right side, the third term on the right side, and the fourth term on the right side can be calculated by the adder 28, the adder 29, and the adder 30. Therefore, since the output of the adder 30 is the calculation result of the expression (12), the output of the adder 30 is set as a q-axis voltage command vqs *.
[0050]
In the conventional rotating machine controller shown in FIG. 7, the current response is adjusted by the current controller 1, and in this process, at least two integration elements are included, and the estimated current calculator 12 calculates the estimated currents ids0 and iqs0. Since at least two integral elements are included in the calculation process, a total of four or more integral elements are required, which is difficult to realize with an inexpensive computer.
[0051]
In the control device for a rotating machine shown in the present embodiment, only one integration element is used for each of the first-order lag filters 22 and 23 of the response current calculator 20 of FIG. 2, and the adder and subtractor shown in FIG. The voltage command calculator 21 composed only of a voltage multiplier, an amplifier, and a multiplier is configured without using an integral element. Therefore, the control device for a rotating machine shown in the present embodiment is easier to calculate than the control device for a conventional rotating machine, and can be realized even with an inexpensive computer.
[0052]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a control device for a rotating machine according to Embodiment 2 of the present invention. In the figure, the same or corresponding parts as those in FIGS. 1 and 7 are denoted by the same reference numerals.
[0053]
In FIG. 4, 3b is a voltage applying means, 4b is a Td corrector, 6b is a PWM inverter, and 13b is a coordinate converter. The voltage application means 3b comprises a coordinate converter 13b, a Td corrector 4b, and a PWM inverter 6b. The coordinate converter 13b is the coordinate converter shown in FIG. 7 except that the input is a response current ids1, iqs1 on two rotation axes (dq axes) and the output is a three-phase (multiphase) response current ius1, ivs1, iws1. The three-phase response currents ius1, ivs1, iws1 are output based on the rotation position th and the response currents ids1, iqs1 on the rotation biaxial coordinates (dq axes).
[0054]
The Td corrector 4b is the same as the Td corrector 4 in FIG. 7 except that the input is a three-phase response current ius1, ivs1, iws1 instead of the three-phase estimated currents ius0, ivs0, iws0. Based on *, vvs *, vws * and multiphase response currents ius1, ivs1, iws1, correct the effect of PWM inverter short-circuit prevention time and output modified three-phase voltage commands vus1 *, vvs1 *, vws1 *.
[0055]
The PWM inverter 6b is the same as the PWM inverter 6a except that the output vus1 *, vvs1 *, vws1 * of the Td corrector 4b is input, and the three-phase multiphase voltage command vus1 *, vvs1 *, vws1 * In accordance with this, a voltage is applied to the rotating machine 7.
[0056]
In the present embodiment, since a control device for a rotating machine can be configured with two integral elements without using a Td inverse corrector, as in the first embodiment, the calculation is performed by using a control device for a conventional rotating machine. Can be realized easily and even with an inexpensive computer.
[0057]
Embodiment 3 FIG.
In the above embodiment, the d-axis inductance Ld of the synchronous machine 7 and the q-axis inductance Lq of the synchronous machine 7 are constant. However, when the current is large, magnetic saturation occurs and the value of the inductance changes. Therefore, in this embodiment, a case where Ld and Lq change according to response currents ids1 and iqs1 will be described.
[0058]
In the above equations (11) and (12), when Ld and Lq change to kd times and kq times, respectively, equations (11) and (12) become equations (13) and (14), respectively. In the present embodiment, as is well known, the values of the coefficients kd and kq are functions of current.
[0059]
[Expression 7]

[0060]
FIG. 5 is a diagram showing an example of the configuration of the voltage command calculator in the present embodiment, and other configurations are the same as those in FIG. 1 or FIG. 4 shown in the above embodiment. In the figure, the same or corresponding parts as those in FIG. In FIG. 5, 40 is a saturation table, and 41 to 44 are multipliers. The saturation table 40 outputs coefficients kd and kq based on the response currents ids1 and iqs1.
[0061]
The first term on the right side of equation (13) can be calculated by the amplifier 33. The second term on the right side of equation (13) can be calculated by the subtractor 24, the amplifier 31, and the multiplier 41. The third term on the right side of equation (13) can be calculated by the amplifier 36, the multiplier 38, and the multiplier 44. The sum of the first term on the right side, the second term on the right side, and the third term on the right side of equation (13) can be calculated by the subtractor 26 and the adder 27. Therefore, since the output of the subtracter 26 is the calculation result of the expression (13), the output of the subtractor 26 is set as a d-axis voltage command vds *.
[0062]
The first term on the right side of equation (14) can be calculated by the amplifier 34, the multiplier 39, and the multiplier 43. The second term on the right side of equation (14) can be calculated by the amplifier 35. The third term on the right side of equation (14) can be calculated by the subtractor 25, the amplifier 32, and the multiplier. The fourth term on the right side of equation (14) can be calculated by the amplifier 37. The sum of the first term on the right side, the second term on the right side, the third term on the right side, and the fourth term on the right side can be calculated by the adder 28, the adder 29, and the adder 30. Accordingly, since the output of the adder 30 is the calculation result of the equation (14), the output of the adder 30 is set as a q-axis voltage command vqs *.
[0063]
In the control device for a rotating machine shown in the present embodiment, only one integration element is used for each of the first-order lag filters 22 and 23 of the response current calculator 20, and at the same time, it can be realized by an inexpensive computer. By using the saturation table, it is possible to make the currents ids and iqs of the synchronous machine 7 coincide with the response currents ids1 and iqs1 even if the inductance value changes.
[0064]
Embodiment 4 FIG.
In the embodiment described above, the case where the synchronous machine is used as the rotating machine has been described, but an induction machine may be used instead of the synchronous machine. FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a control device for a rotating machine in the present embodiment, in which the same or corresponding parts as those in the above-described embodiment are denoted by the same reference numerals. 7c is an induction machine, 8c is a speed detector, 20c is a response current calculator, 21c is a voltage command calculator, 50 is a slip calculator, 51 is an adder, and 52 is an integrator that outputs a secondary magnetic flux phase.
[0065]
First, the operation principle of the rotating machine control device according to the present embodiment will be described. As is known, in the induction machine 7c, the relational expression between the voltage and current on the rotating coordinates (dq axes) rotating in synchronization with the secondary magnetic flux is expressed by the equations (15) to (18).
[0066]
[Equation 8]

[0067]
However,
vds: d-axis primary voltage of induction machine 7c
vqs: q-axis primary voltage of induction machine 7c
ids: d-axis primary current of induction machine 7c
iqs: q-axis primary current of induction machine 7c
φdr: Secondary magnetic flux of induction machine 7c
M: Mutual inductance of induction machine 7c
Ls: primary inductance of induction machine 7c
Lr: secondary inductance of induction machine 7c
σ: Leakage coefficient of induction machine 7c
Rs: Primary winding resistance of induction machine 7c
Rr: Secondary winding resistance of induction machine 7c
wr: Rotational angular velocity of induction machine 7c
w: Primary angular frequency of induction machine 7c
[0068]
Here, the response currents ids1 and iqs1 are defined as in the above embodiment, and vds and vqs when ids1 and iqs1 coincide with ids and iqs are the above responses in the above equations (15) to (18). It is obtained by substituting the currents ids1 and ids2, and the values are given by the equations (19) to (22).
[0069]
[Equation 9]

[0070]
However,
φdr1: Response secondary magnetic flux of induction machine 7c
Therefore, the values of the voltage commands vds * and vqs * on the rotating biaxial coordinates (dq axes) are given by vds and vqs derived from the equations (19) to (21), and the primary angular frequency w is expressed as (22 ), The above ids and iqs match the above response currents ids1 and iqs1.
[0071]
In the present embodiment, the response currents ids1 and iqs1 are given by equations (5) and (6) as in the above embodiment. At this time, the left side of the equations (19) and (20) is given by the equations (23) and (24).
[0072]
[Expression 10]

[0073]
Substituting equations (23) and (24) into equations (19) and (20) yields equations (25) and (26).
[0074]
## EQU11 ##

[0075]
Therefore, if the voltage commands vds * and vqs * are calculated based on the equations (25) and (26), the currents ids and iqs of the induction machine 7c match the response currents ids1 and iqs1, respectively.
[0076]
The operation principle of the rotating machine control device of the present embodiment has been described above. In FIG. 6, the response current calculator 20c calculates ids1 and iqs1 according to equations (5) and (6) based on ids * and iqs *, and φdr1 can be derived from equation (21) according to equation (27). Calculate.
[0077]
[Expression 12]

[0078]
The slip calculator 50 calculates the second term on the right side of the equation (22), that is, the equation (28), and outputs the slip angular frequency ws. The speed detector 8c detects the rotational angular speed wr of the induction machine 7c. The adder 51 adds wr and ws and outputs the primary angular frequency w. The integrator 52 integrates the w and outputs a secondary magnetic flux phase th2. Based on the current commands ids *, iqs *, response currents ids1, iqs1, response secondary magnetic flux φdr1, and primary angular frequency w, the voltage command calculator 21c calculates the voltage commands vds *, vqs according to the equations (25) and (26). * Is output.
[0079]
With the above configuration, it is possible to control the current of the induction machine 7c without using a current detector.
[0080]
In the fourth embodiment, the method of calculating the response secondary magnetic flux φdr1 using the primary delay filter has been described. However, when control is performed with ids * kept constant, φdr1 may be proportional to ids *. There is an effect similar to that of Form 4.
[0081]
Similarly to the third embodiment, in addition to the fourth embodiment, a saturation table that outputs the saturation coefficient of the inductance of the rotating machine based on the response current on the rotating biaxial coordinates (dq axes). Needless to say, even an induction machine whose inductance changes due to magnetic saturation can be controlled to a desired current.
[0082]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a position detector that detects the rotational position of a synchronous machine having a multiphase winding, and a speed detector that differentiates the rotational position obtained from the position detector and outputs a rotational angular velocity. And the current command on the rotating biaxial coordinate And have an arbitrary time constant Response current The A response current calculator for calculating, a voltage command calculator for calculating a voltage command on a rotating biaxial coordinate based on the rotational angular velocity, a current command and a response current, a voltage command on the rotating position and the rotating biaxial coordinate And a voltage application means for applying a voltage to the synchronous machine in accordance with the multiphase voltage command, and a control device for a rotating machine comprising: Therefore, there is an effect that the current of the synchronous machine can be controlled to a desired value without using an estimated current calculator or a current detector.
[0083]
Further, the response current calculator is characterized in that the output of the first order lag filter that receives the current command on the rotating biaxial coordinate is used as the response current on the rotating biaxial coordinate, so that a simple first order lag calculation is performed. It is possible to calculate the response current only by this, and there is an effect that can be realized by an inexpensive computer.
[0084]
In addition, the voltage command calculator includes a saturation table that outputs a saturation coefficient of the inductance of the synchronous machine based on the response current on the rotating biaxial coordinates, so that the inductance changes due to magnetic saturation. The synchronous machine also has an effect that it can be controlled to a desired current.
[0085]
The voltage application means includes a second coordinate converter that outputs a multiphase response current based on the rotational position and the response current on the rotating biaxial coordinates, the multiphase voltage command, and the multiphase response. A Td corrector that corrects the influence of the short-circuit prevention time of the PWM inverter based on the current and outputs a corrected multiphase voltage command, and the PWM inverter that applies a voltage to the synchronous machine according to the corrected multiphase voltage command. Since it is characterized by including, there exists an effect which can correct | amend the influence of the short circuit prevention time of a PWM inverter, without using a current detector or an estimated electric current calculator.
[0086]
It also supports a speed detector that detects the rotational angular speed of induction machines with multiphase windings, and current commands on rotating biaxial coordinates. And have an arbitrary time constant Response current The A response current calculator for calculating a response secondary magnetic flux based on the response current, a slip frequency calculator for calculating a slip angular frequency of the induction machine based on the response current and the response secondary magnetic flux, An adder that outputs the primary angular frequency by adding the rotational angular velocity and the slip angular frequency, and a voltage command on a rotating biaxial coordinate based on the current command, response current, response secondary magnetic flux, and primary angular frequency. Based on the voltage command calculator for calculating, the integrator for integrating the primary angular frequency and outputting the secondary magnetic flux phase, and the secondary magnetic flux phase and the voltage command on the rotating biaxial coordinates, A rotating machine control device comprising a coordinate converter for output and a voltage application means for applying a voltage to the induction machine in accordance with the multiphase voltage command. Use a vessel The effect of the current of the induction machine can be controlled to a desired value without having.
[0087]
Further, the response current calculator is characterized in that the output of the first order lag filter that receives the current command on the rotating biaxial coordinate is used as the response current on the rotating biaxial coordinate, so that a simple first order lag calculation is performed. It is possible to calculate the response current only by this, and there is an effect that can be realized by an inexpensive computer.
[0088]
The voltage command computing unit includes a saturation table that outputs a saturation coefficient of the inductance of the induction machine based on the response current on the rotating biaxial coordinates, so that the induction machine changes in inductance due to magnetic saturation. However, there is an effect that can be controlled to a desired current.
[0089]
The voltage application means includes a second coordinate converter that outputs a multiphase response current based on the secondary magnetic flux phase and the response current on the rotating biaxial coordinates, the multiphase voltage command, and the multiphase voltage command. A Td corrector that corrects the influence of the short-circuit prevention time of the PWM inverter based on the phase response current and outputs a corrected multiphase voltage command; a PWM inverter that applies a voltage to the induction machine according to the corrected multiphase voltage command; Therefore, there is an effect that the influence of the short-circuit prevention time of the PWM inverter can be corrected without using a current detector or an estimated current calculator.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a control device for a rotating machine according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of a response current calculator according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing an example of the configuration of a voltage command calculator according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a rotating machine control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 5 is a diagram showing an example of the configuration of a voltage command calculator according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a rotating machine control apparatus according to Embodiment 4 of the present invention;
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a conventional control device for a rotating machine.
[Explanation of symbols]
2 coordinate converter, 3a voltage applying means, 6a PWM inverter, 7 synchronous machine, 8 position detector, 11 speed detector, 20 response current calculator, 21 voltage command calculator.

Claims

A position detector for detecting the rotational position of a synchronous machine having a multiphase winding;
A speed detector that outputs the rotational angular speed of the synchronous machine obtained from the position detector;
A response current calculator for calculating a response current having an arbitrary time constant against the current command on the rotation two-axis coordinate,
A voltage command calculator for calculating a voltage command on a rotating biaxial coordinate based on the rotation angular velocity, current command and response current;
A coordinate converter that outputs a multiphase voltage command based on the rotational position and the voltage command on the rotating biaxial coordinates;
Voltage application means for applying a voltage to the synchronous machine according to the multiphase voltage command;
A control device for a rotating machine.

2. The control of a rotating machine according to claim 1, wherein the response current calculator uses the output of the first-order lag filter that receives the current command on the rotating biaxial coordinates as the response current on the rotating biaxial coordinates. apparatus.

3. The control of a rotating machine according to claim 1, wherein the voltage command computing unit includes a saturation table that outputs a saturation coefficient of inductance of the synchronous machine based on the response current on the rotating biaxial coordinates. apparatus.

The voltage applying means is
A second coordinate converter that outputs a multiphase response current based on the rotational position and the response current on the rotating biaxial coordinates;
A Td corrector that corrects the influence of the short-circuit prevention time of the PWM inverter based on the multiphase voltage command and the multiphase response current and outputs a corrected multiphase voltage command;
The PWM inverter for applying a voltage to the synchronous machine according to the modified multiphase voltage command;
4. The control device for a rotating machine according to claim 1, comprising:

A speed detector for detecting the rotational angular speed of the induction machine having a multi-phase winding;
As well as calculating a response current having an arbitrary time constant against the current command on the rotation two-axis coordinate, a response current calculator for calculating a response secondary flux on the basis of the response current,
A slip frequency calculator for calculating the slip angular frequency of the induction machine based on the response current and the response secondary magnetic flux;
An adder that adds the rotational angular velocity and the slip angular frequency and outputs a primary angular frequency;
A voltage command calculator for calculating a voltage command on a rotating biaxial coordinate based on the current command, response current, response secondary magnetic flux and primary angular frequency;
An integrator that integrates the primary angular frequency and outputs a secondary magnetic flux phase;
A coordinate converter that outputs a multiphase voltage command based on the secondary magnetic flux phase and the voltage command on the rotating biaxial coordinates;
Voltage application means for applying a voltage to the induction machine according to the multiphase voltage command;
A control device for a rotating machine.

6. The control of a rotating machine according to claim 5, wherein the response current calculator uses the output of the first-order lag filter that receives the current command on the rotating biaxial coordinates as the response current on the rotating biaxial coordinates. apparatus.

7. The rotating machine control according to claim 5, wherein the voltage command computing unit includes a saturation table that outputs a saturation coefficient of inductance of the induction machine based on the response current on the rotating biaxial coordinates. apparatus.

The voltage applying means is
A second coordinate converter that outputs a multiphase response current based on the secondary magnetic flux phase and the response current on the rotating biaxial coordinates;
A Td corrector that corrects the influence of the short-circuit prevention time of the PWM inverter based on the multiphase voltage command and the multiphase response current and outputs a corrected multiphase voltage command;
A PWM inverter for applying a voltage to the induction machine according to the modified multiphase voltage command;
The control device for a rotating machine according to claim 5, comprising: