JP4153778B2 - モータ駆動システム - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高圧直流電源からの入力を受け、これを所定の交流電流に変換して出力するインバータと、このインバータの出力によって駆動されるモータと、このモータの中性点に接続された定圧直流電源と、前記インバータの動作を制御するコントローラと、を含むモータ駆動システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、各種の機器の動力源として交流モータが広く利用されており、電気自動車や、ハイブリッド自動車などにおいても、通常は電源からの直流電力をインバータで所望の交流電力に変換してモータに供給するシステムが採用されている。このシステムによって、出力トルクの広範囲な制御が可能となり、また回生制動による電力を電源の充電に利用できるというメリットもある。
【０００３】
ここで、モータの中性点に低圧電源を接続するシステムが知られている（特許文献１）。この構成の場合、インバータの入力側（正負母線間）に接続された高圧電源と、中性点に接続された低圧電源との間で電力をやりとりしたり、いずれか一方、または両方でモータを駆動したりすることができる。高圧電源の電圧Ｖ_sは低圧電源の電圧Ｖ_lのちょうど２倍の時にモータ制御がスムーズに行える。これは、モータの各相電圧が正負に平衡となるからである。
【０００４】
このようなシステムにおける電動機駆動は、基本的には通常の場合と異ならない。そして、中性点の平均電位と低圧電源の正極の電位との関係によって、低圧電源の出力電流が決まる。すなわち、低圧電源からの出力電力が制御できる。また、電動機出力と低圧電源出力との合成により高圧電源出力が決まる。
【０００５】
ここで、高圧電源をコンデンサとすると、この高圧電源電圧を任意に変更することができる。このタイプを「ＤＣ電圧可変インバータ」と呼ぶ。すなわち、低電圧電源出力を増加させることでコンデンサ電圧（高圧電源電圧）を上昇し、逆に低電圧電源出力を減少することで、コンデンサ電圧（高圧電源電圧）を低下させることができる。
【０００６】
このように、高圧電源電圧を変化させると、高圧電源電圧と低圧電源電圧との関係は平衡状態から逸脱し不平衡状態となる。不平衡状態であっても、インバータをＰＷＭ（パルス幅変調）制御法で制御を行う場合、ほとんど不都合なく制御可能である。なお、コンデンサとしての特性は、以下の説明に付加して考慮すればよい事項であり、以下ではこれを考慮せず、高圧電源電圧Ｖ_sの変化として取り扱う。
【０００７】
このような不平衡状態におけるＰＷＭ制御については、特許文献２などに記載されている。特に、この特許文献１では、正弦波制御だけでなく矩形波制御についても記載があり、矩形波の正側と負側の電圧と時間の積で定義される面積を一致させている。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００２−１５３０９０号公報
【特許文献２】
特開２００２−８４７５８号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
インバータのスイッチング制御において、ＰＷＭ制御法に代えて矩形波制御法を行うと、インバータにおけるスイッチング回数を減少することができる。そして、不平衡状態で矩形波電圧制御を行う場合、インバータ入力電圧（Ｖ_s）を高くした場合、平均トルクは増加する。しかし、不平衡状態では、トルクリプルが大きくなるという問題がある。
【００１０】
図２−ａ〜図２−ｃに矩形波を示す。これは、モータ相電圧であり、インバータの負側母線電圧を−Ｖ_l、中性点電圧を０Ｖ、インバータの正側母線電圧Ｖ_s−Ｖ_lを正極としている。
【００１１】
高圧電源電圧Ｖ_sが低圧電源電圧Ｖ_lの２倍の時、すなわち、
【数１】
Ｖ_s：Ｖ_l＝２：１ （１）
の時、矩形波電圧波形は、上下の電圧が等しくなる。この状態を平衡矩形波と呼ぶ（図２−ａ）。
【００１２】
この状態から、より高い電圧でモータを駆動するためには、Ｖ_sを上昇させていく。すると、矩形波の正側電圧パルスの高さのみ上昇する。この場合、正負の電圧が不均衡になるので、１周期の期間での平均電圧が０にならない。これは、中性点電位が低圧電源電圧Ｖ_lと大きく異なることを意味し、この結果低圧電源出力が正しく制御できない（図２−ｂ）。
【００１３】
そこで、１周期の平均電圧を０とするために、電圧Ｖ_sの情報に応じてパルスの幅を調整する（図２−c）。この状態の波形を、不平衡矩形波とよぶ。矩形波の１周期におけるＶ_s−Ｖ_lの期間をＴ₁、−Ｖ_lの期間をＴ₂とすると、
【数２】
（Ｖ_s−Ｖ_l）Ｔ₁／（Ｔ₁＋Ｔ₂）＝Ｖ_l・Ｔ₂／（Ｔ₁＋Ｔ₂） （２）
である。
【００１４】
このとき、電圧比ｍとして、
【数３】
ｍ＝（Ｖ_s−Ｖ_l）／Ｖ_l （３）
と定義する。
【００１５】
さらに、通常の矩形波との比較を容易にするため、基本波成分電圧の振幅をＶ１として電圧利用率を次式のように定義する。
【数４】
η＝Ｖ₁／２Ｖ_l （４）
【００１６】
また、モータは一般的に次の電圧方程式で記述される。
【数５】

【００１７】
なお、ｒ：巻線抵抗［Ω］、Ｌ_d：ｄ軸巻線インダクタンス［Ｈ］、Ｌ_q：ｑ軸巻線インダクタンス［Ｈ］、Φ：磁石による起電力係数［Ｖ・ｓ／ｒａｄ］、ω：モータの電気各速度［ｒａｄ／ｓ］、Ｐ：微分演算子（ｄ／ｄｔ）である。
【００１８】
まず、例として、ｍ＝２の時の電圧電流トルク波形を図３に示す。このように、相電圧を図２−ｃに示したような矩形波にすることで、電流は電圧変化に追従した山形になる。一方、トルクは、正弦波状に上下する波形であり、矩形波の１周期に３周期が対応している。これは、三相それぞれで１２０°ずつずれた同様の矩形波が印加されているためである。このトルク波形の平均値が破線で示した平均トルクであり、平均トルクからのずれ分であるトルクリプルがかなり大きくなっている。また、電圧比ｍを高くすることにより、平均トルクの増加、トルクリプルの増加が確認されている。
【００１９】
また、電圧比ｍによる電圧利用率ηの変化を図４に示す。この図４より、インバータ入力電圧であるＶ_sを高くすることで、電圧利用率ηは上昇するが、η＝１、すなわちＶ₁＝２Ｖ_lを超えることはできないことが分かる。
【００２０】
また、電圧比ｍを大きくすると、インバータ入力電圧が増加し、モータ印加電圧の振幅が増加する。従って、電圧比ｍの増大に伴って、モータトルクも増加することが見込まれる。図５に、電圧比ｍに対するモータトルクの最大値の変化を、そのリラクタンストルク成分、磁石トルク成分とともに示す。この図から、電圧比ｍを上げることで最大トルクは増加するが、ｍ＝５でピークが存在し、さらに電圧比ｍを上げていくと逆に減少することが分かる。電圧を上げたにも拘わらずトルクが減少するのは、リラクタンストルク成分が減少するためである。
【００２１】
一方、図５で、最大トルクを発生するモータ駆動条件におけるトルクリプルの大きさを図６に示す。このように、電圧を上げることで最大平均トルクは増加するが、相反として、図６に示すように、トルクリプルが増加することが確認された。
【００２２】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、矩形波制御においてトルクリプルを小さくできるモータ駆動システムを提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、高圧直流電源からの入力を受け、これを所定の交流電流に変換して出力するインバータと、このインバータの出力によって駆動されるモータと、このモータの中性点に接続された低圧直流電源と、前記インバータの動作を制御するコントローラと、を含み、前記コントローラは、モータの各相電圧と同じ周期であって、１周期に所定幅の出力反転区間からなる刻みが１つ挿入された矩形波であって、予め求められている、所定の高圧直流電源と低圧直流電源の電圧比で、所定の出力トルクを得るときに、トルクリプルを少なくできる刻みの挿入位置についてのデータを利用して、その時の出力トルクおよび前記電圧比に基づいて前記刻みの挿入位置が決定された矩形波を発生し、発生された矩形波によって前記インバータの動作を制御することを特徴とする。
【００２４】
このように、矩形波に刻みを挿入し、この刻みの挿入位置を電圧比に応じて変更することで、電圧比を変更してもトルクリプルの発生を効果的に抑制することができる。
【００２５】
また、前記コントローラは、前記電圧比に加え、モータの出力トルクまたは回転数に応じて、前記刻みの挿入位置を変更することが好適である。これによって、出力トルクや回転数が変化してもトルクリプルを小さくすることができる。
【００２６】
また、前記コントローラは、前記刻みの挿入位置とともに前記刻みの幅を変更することが好適である。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００２８】
本実施形態におけるモータ駆動システムの構成を図１に示す。高圧電源Ｖ_sは、例えばコンデンサで形成される直流電源であり、その正極は、インバータＩＮＶの正側母線に接続され、負極はインバータＩＮＶの負側母線に接続されている。インバータＩＮＶは、２つのスイッチングトランジスタを直列接続して形成されたインバータアームを３つ有する３相構成であり、各インバータアームが正側母線、負側母線間に並列接続されている。そして、各インバータアームの中間点が３相交流モータＭの３相のコイル端にそれぞれ接続されている。
【００２９】
モータＭの３相コイルはスター結線されており、３相コイルの共通接続端が中性点である。この中性点には低圧電源Ｖ_lの正極が接続され、この低圧電源Ｖ_lの負極は高圧電源の負極すなわちインバータの負側母線に接続されている。
【００３０】
また、モータＭの各相電流が検出されてコントローラＣＯＮに供給されるとともに低圧電源Ｖｌの電圧がコントローラＣＯＮに供給される。さらに、このコントローラＣＯＮには、モータＭの出力トルク指令や、モータ回転数なども供給されている。コントローラＣＯＮは、通常の場合と同様に、出力トルク指令およびロータ位置に応じてインバータＩＮＶのスイッチングを制御して、所望の電圧および位相のモータ駆動電流をモータＭに供給する。
【００３１】
ここで、コントローラＣＯＮは、三角波や鋸波のＰＷＭ搬送波と、正弦波の指令値を比較して、所定のインバータＩＮＶのスイッチング制御信号を生成し、これによってインバータＩＮＶのスイッチングを制御するが、モータＭの高トルク出力時には矩形波制御を行う。この矩形波制御は、上述した特許文献２（特開２００２−８４７５８号公報）に記載されたものを基本とする。すなわち、中性点電位を低圧電源Ｖ_lの電圧Ｖ_lに一致するべく、正側期間と負側期間の面積が一致させるように制御する。この際の相電圧は、上述の図２−ｃに示したとおりである。
【００３２】
そして、本実施形態では、インバータＩＮＶの各スイッチング素子の制御信号の矩形波に刻み（電圧反転期間）を入れ、これによってモータＭの各相電圧についても刻みの入った矩形波状とする。
【００３３】
すなわち、本実施形態においては、図７に示すように、正側（パルスの高さが高い方、この場合は正側）のパルスの途中に刻みを入れる。以下、このような０レベルが中心になく、かつ刻みの入った矩形波を分割不平衡矩形波と呼ぶ。
【００３４】
図７の駆動による平均トルクは、図３の刻みを入れない場合における平均トルクに比べわずかに減少しているが、トルクリプルは半分以下に低減できている。すなわち、刻みを入れることにより、平均トルクの犠牲は少なく、トルクリプルを大幅に抑制することができることが分かる。
【００３５】
次に、刻みの入れ方で、平均トルク、トルクリプルがどのように変化するかを説明する。ただし、刻みの数を増やすことはインバータＩＮＶにおけるスイッチング回数が増加し、それに伴うスイッチング損失が増加することになる。そこで、本実施形態では、刻みを１つに限定している。
【００３６】
図８に、具体的な解析手順を示す。まず、パラメータであるα、βを設定する（Ｓ１１）。α、βは、刻みを入れる位置と刻みの幅を表すパラメータであり、図９のように定義される。すなわち、αは矩形波の立ち上がりから刻み開始までの時間、βは刻みの幅を示す時間であり、これによって、途中に刻みを含むＨ期間全体の長さはＴ₁＋β、刻みを含まないＬの期間はＴ₂−βとなる。
【００３７】
次に設定されたパラメータα、βを基に、図９の電圧波形（分割不平衡矩形波）を生成する（Ｓ１２）。
【００３８】
図中の刻み位置αと、刻み幅βには、式（６）の関係がある。
【数６】

【００３９】
電圧ｖ_d、ｖ_qを求め、（５）式のモータの電圧方程式に入力し、数値積分して電流を求める（Ｓ１３）。この数値積分には、従来から知られている各種の手法が利用可能である。
【００４０】
そして、求まった電流ｉ_d、ｉ_qに対し、トルク算出式
【数７】

を用いてトルクを算出する（Ｓ１４）。
【００４１】
このときの矩形波の基本周波数の１周期分での平均トルクと、トルクリプルの大きさ（ｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋ）を求める。
【００４２】
そして、この計算を、ω、ｍ、α、β、電圧進角（回転子位置に対する電圧の位相角）θを適宜設定し順次行う。これによって、各条件下での平均トルクとトルクリプルが求まる。
【００４３】
このようにして求まった各条件に対する平均トルクとトルクリプルを用い、あるトルクを得ようとするとき、最もトルクリプルが小さくなるパラメータα、βの組合せを見つけるために、次のように処理する。
【００４４】
（ｉ）α、βを固定し、θを変化させてあるトルクとなるθの値を見出す。
【００４５】
（ｉｉ）同じトルクとなるα、β、θを集め、それらの中からトルクリプルが最小となる組合せを見つけ、これをそのトルクにおける最適パラメータとする。
【００４６】
図１０に回転数９０００ｒｐｍ、電圧比ｍ＝２、トルク２０Ｎｍという条件における刻み位置α［（α／２π）・１００：％］と刻み幅β［（β／２π）・１００：％］に対するトルクリプルの関係を示す。この図では、トルクリプルを等高線で表しており、α、βに対するトルクリプルのマップになっている。図中矢印で示された点がトルクリプルが最小となる点である。このようにして、トルクリプル最小の刻み位置α、刻み幅βが一意に決定できる。
【００４７】
（ｉｉｉ）各トルクで同様の作業を行い、トルクとパラメータの関係を求める。すなわち、図１１に示すように、平均トルクに対する最適刻み位置α、刻み幅βのマップが得られる。なお、この図１１には、そのときのトルクリプルについてもあわせて示してある。このように、平均トルク６０Ｎｍまでは、トルクリプルをかなり小さく抑えられることが分かる。なお、この図１１の際の回転数は９０００ｒｐｍ、電圧比ｍ＝２である。
【００４８】
このようして、各種の条件について、最適刻み位置α、刻み幅βが求められるため、これをマップとして記憶しておく。これによって、実際のモータ運転の際には、その時の運転条件に応じた最適刻み位置α、刻み幅βをマップから読み出し、設定することができる。そこで、トルクリプルを小さく抑えつつ、所望のトルクを得ることができる。また、電圧比の設定も行うことができる。
【００４９】
ここで、平均トルク６０Ｎｍの時（図１１中の丸印）の場合における電圧とトルクの波形を図１２に示す。このように、トルクリプルが小さく抑えられていることが分かる。
【００５０】
図１３に、電圧比ｍが２、３、４の各場合における平均トルクとトルクリプルの関係を示す。このように、図中星印で示す平衡矩形波と同等のトルクリプルまではトルクリプルを抑えることができないが、各条件においてトルクリプルを減少することができる。電圧比ｍ＝２の場合、最大トルク７０Ｎｍからトルクを１０％減少することで、トルクリプルが約５０％減少している。これより、平均出力トルクを抑えることで、トルクリプルも抑えられることが分かった。
【００５１】
また本発明は、図１に示される実施例に限定されるものではなく、例えば特開２００２−２１８７９３号公報に示されるような、２つのモータの中性点間に低圧電源を接続する構成に適用することも可能である。
【００５２】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、矩形波に刻みを挿入し、この刻みの挿入位置を電圧比に応じて変更することで、電圧比を変更してもトルクリプルの発生を効果的に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 システムの構成を示す図である。
【図２】 矩形波電圧波形を示す図である。
【図３】 不平衡時の電圧電流トルクの波形の例を示す図である。
【図４】 電圧比に対する電圧利用率を示す図である。
【図５】 電圧比に対する最大平均トルクを示す図である。
【図６】 電圧比に対する最大平均トルクにおけるトルクリプルを示す図である。
【図７】 分割不平衡矩形波の電圧電流トルクの波形の例を示す図である。
【図８】 トルク算出のフローチャートを示す図である。
【図９】 フーリエ級数展開の対象とする分割不平衡矩形波を示す図である。
【図１０】 トルクリプルの最小点を示す図である。
【図１１】 トルクリプル最小のパラメータを示す図である。
【図１２】 解析波形の例を示す図である。
【図１３】 平均トルク、トルクリプルの変化を示す図である。
【符号の説明】
Ｖ_s 高圧直流電源、Ｖ_l 低圧直流電源、ＩＮＶ インバータ、Ｍ モータ。

Claims (3)

1. 高圧直流電源からの入力を受け、これを所定の交流電流に変換して出力するインバータと、
   このインバータの出力によって駆動されるモータと、
   このモータの中性点に接続された低圧直流電源と、
   前記インバータの動作を制御するコントローラと、
   を含み、
   前記コントローラは、
   モータの各相電圧と同じ周期であって、１周期に所定幅の出力反転区間からなる刻みが１つ挿入された矩形波であって、
   予め求められている、所定の高圧直流電源と低圧直流電源の電圧比で、所定の出力トルクを得るときに、トルクリプルを少なくできる刻みの挿入位置についてのデータを利用して、その時の出力トルクおよび前記電圧比に基づいて前記刻みの挿入位置が決定された矩形波を発生し、
   発生された矩形波によって前記インバータの動作を制御するモータ駆動システム。
2. 請求項１に記載のシステムにおいて、
   前記コントローラは、
   前記電圧比に加え、モータの出力トルクまたは回転数に応じて、前記刻みの挿入位置を変更するモータ駆動システム。
3. 請求項１または２に記載のシステムにおいて、
   前記コントローラは、前記刻みの挿入位置とともに前記刻みの幅を変更するモータ駆動システム。

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