JP4106496B2 - インバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置 - Google Patents
インバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4106496B2 JP4106496B2 JP36092797A JP36092797A JP4106496B2 JP 4106496 B2 JP4106496 B2 JP 4106496B2 JP 36092797 A JP36092797 A JP 36092797A JP 36092797 A JP36092797 A JP 36092797A JP 4106496 B2 JP4106496 B2 JP 4106496B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- common mode
- voltage
- inverter
- current
- neutral point
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ等のＩＧＢＴあるいはパワーＭＯＳＦＥＴといった高速スイッチング素子を用いた電力変換装置の高周波洩れ電流の抑制およびコモンモード電圧の抑制に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近の高キャリア周波数、例えばキャリア周波数１０ＫＨｚ以上のＰＷＭインバータ等では、これらスイッチング周波数の高周波化に伴う高周波洩れ電流増加という問題が発生している。例えば、電気学会論文Ｄ．１１６巻１２号、平成８年、Ｐ１２１１〜１２１９には、漏電ブレーカの誤動作、放射雑音の発生による通信障害の問題等が指摘されている。
他方、キャリア周波数の増大によって、交流電源回路を介して伝導性雑音、あるいは現状のＰＷＭ方式では大きなコモンモード電圧（振幅がインバータの直流電圧の１／２）が発生するために、電動機の軸電圧発生による軸受けの損傷等が懸念されている。又、インバータの出力側配線を介して他の信号線への静電誘導障害の発生等も心配されている。
元来、こうした高周波洩れ電流は、インバータが発生するコモンモード電圧によって、モータの巻線とフレーム間や、配線の対地容量を通して流れるものであり、従来より対策として、コモンモードインダクタンスをインバータと電動機の間に挿入し、コンデンサをＹ接続して中点でインバータの出力電圧の中性点を検出して、フィルタコンデンサを通して直流母線に接続することによってコモンモード電流をバイパスさせて、高周波洩れ電流を制限する方法が取られていた。
しかしながらこの方式では、例えば、電気学会論文Ｄ．１１５巻１号、平成７年、Ｐ７７〜８３の図１０に例示のように、中性点検出用コンデンサの充放電電流を抑制する為に、大きなノーマルモードインダクタンスの挿入が必要となり、ここでは、コモンモードインダクタンス３０ｍＨに対して、５ｍＨのノーマルインダクタンスを挿入している。
又、中性点検出用コンデンサを省略して、コモンモードインダクタンスのみによって高周波洩れ電流を抑制する方式も提案はされているが、適切なコモンモード抵抗の追加接続をしない限り抑制効果が少ない。例えば、先の電気学会論文ではコモンモードインダクタンスの挿入によって、インダクタンスが挿入前のｎ倍になった場合に減衰振動電流の振幅値を決定する特性インピーダンスはｎ1/2 倍になり、ピーク値は１／ｎ1/2 に減衰するが、実効値は１／ｍ1/2 倍（ｍはコモンモードインダクタンスを追加したために増加した抵抗値の倍数。）、平均値はｎ1/2 ／ｍになるという解析結果の報告がある。つまり、コモンモードインダクタンスの増加に対して抵抗値の増加が少ない場合には、洩れ電流実効値の低減は少なく、平均値はむしろ増加してしまうという結果になる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来例においては、先ず、コモンモードインダクタンスを追加して高周波の洩れ電流を抑制する方式については、コモンモードインダクタンスが大きくなり、効果もそのわりには少ないという問題があった。
次に、これを改善するために提案されたコモンモードインダクタンスとフイルタコンデンサを組合わせた、Ｌ−Ｃフィルタを追加する方式では、中性点を検出するフィルタコンデンサがインバータの出力回路のキャパシタンス負荷となることから、この充放電電流を抑制するために大きいノーマルモードインダクタンスを必要とするという問題があった。例えば、このノーマルモードインダクタンスの具体的な大きさは、先例の電気学会論文誌では、中性点検出フィルタコンデンサの容量１３μＦに対して、ノーマルモードインダクタンスは５ｍＨという設計になっているが、このノーマルモードインダクタンスには電動機の負荷電流が流れるので相当大型のものを必要とする。例えば、先例の電気学会論文に図示されている電動機３．７ＫＷに対して、２０Ａのノーマルモードインダクタンスを適用しようとすると、Ｉ2 ・Ｌ＝（２０×２０）×５×１０-3 ＝２．０の大型の３相高周波リアクトルが必要になる。
そこで、本発明は、従来のコモンモード電圧抑制方式のように、大きなノーマルモードインダクタンスを必要としないで、効果的にコモンモード電圧・電流を抑制できるインバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置を提供することを目的としている。また、目的によっては、コモンモードインダクタンスを直流側、あるいは交流電源側に移設することによってコモンコードインダクタンスの小形化を可能にするインバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置を提供することを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、インバータの高周波洩れ電流の原因となっているコモンモード電圧発生の原理を更に追及し、得られた結果を用いて目的に応じ、インバータの出力側にコモンモードリアクトルを配置するコモンモード電圧の抑制方式、あるいはインバータの直流側にコモンモードリアクトルを配置するコモンモード電圧抑制の方式、あるいは交流電源側にコモンモードリアクトルを配置するコモンモード電圧の抑制方式、を選択できるようにしたことを基本としている。
先ず、インバータ出力側中性点の検出手段としては、従来方式のようなコンデンサの突入電流および充放電損失の問題がある中性点検出用コンデンサの使用を廃止して、一次Ｙ接続、二次Δ接続の中性点検出変圧器を使用して中性点検出を行っている。
また、インバータのコモンモード電圧を抑制する方式を決定するために、直流側対地インピーダンスと交流側対地インピーダンスに注目してコモンモード電圧分担の比を決定し、得られた結果に対応して、インバータと電動機間に介在せしめるコモンモードリアクトルとコモンモードフィルタコンデンサによるコモンモードフィルタ回路、あるいはインバータの直流側に介在せしめるコモンモードリアクトルと直流側コモンモードフィルタコンデンサによるコモンモードフィルタ回路、あるいは交流電源側に挿入したコモンモードリアクトルと交流電源側コモンモードフィルタコンデンサによるコモンモードフィルタ回路、のいずれかを選択して、コモンモード電圧を必要な減衰量だけ減衰させるように構成している。
この構成によれば、インバータ出力側中性点の検出手段として中性点検出変圧器を用いているので、コンデンサの突入電流および充放電損失等の問題が無く中性点検出を行って、確実にコモンモード電圧・電流を抑制することができる。
また、インバータの直流側および交流側の両側に発生するコモンモード電圧の大きさが、直流側、交流側対地インピーダンスによって配分されることから、直流側および交流側コモンモード電圧の分担比を決定し、必要な側に必要なコモンモードフィルタ回路を移設することによって、インバータのコモンモード電圧・電流の抑制を確実、安定に行うことが可能になる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について図を参照して説明する。
図１および図４〜９は本発明の第１の実施の形態に係る図である。
図１は本発明の第１の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。図１において、１は誘導電動機、２はコモンモードリアクトル、３は中性点検出変圧器、４はインバータ５の直流母線に図示のように接続されたコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ、５は３相整流回路５１と、フィルタコンデンサ５２と、ＰＷＭインバータ５３より構成されるインバータである。６は交流側コモンモード電圧を測定するための仮想的抵抗である。７は中点が接地された直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦで、このＣＦＦ７によってインバータ直流側対地インピーダンスは、インバータ交流出力側対地インピーダンス（図示していない）より十分低く選定されている。ここではコモンモードリアクトル２とコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４の組み合わせにより、第１の実施の形態におけるコモンモードフィルタ回路を構成している。
【０００６】
つぎに動作について説明する。
図４は図１に示すインバータの動作説明図であり、図５は図４に示すＰＷＭ変調器の動作説明図である。図４（ａ）は、図１に示すような整流回路５１とコンデンサ５２で生成される直流電源を、その中点が接地された、１／２Ｖｄ（Ｖｄは直流母線電圧）の電池で置換え、ＰＷＭインバータ回路５３をＰＷＭ変調器で表したインバータの動作原理図である。
インバータの交流出力側Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の対地インピーダンスをＺＵＧ、ＺＶＧ、ＺＷＧとし、今ＺＵＧ、ＺＶＧ、ＺＷＧの接地点を図示のように、切り離した仮想点（ノードと称する）を考え、この仮想点の対地電圧ＶＣＭと仮想点から見た内部インピーダンスＺ０を考える。説明を簡単にするために、今、対地インピーダンスＺＵＧ、ＺＶＧ、ＺＷＧを全てＺＬに等しいと仮定する。
図４（ａ）のＰＷＭ変調器は、図５（ａ）のＰＷＭ動作シーケンスの波形図に示すように、キャリア周波数の三角波と三相正弦波変調電圧の比較により、直流電源の正端子、負端子への接続を制御するものである。図５（ａ）では、このＰＷＭ変調器の動作を、ＳＵｘ、ＳＶｘ、ＳＷｘのスイッチで置換え、キャリア１周期間の動作シーケンスを示している。
例えば、正弦波変調電圧Ｕ、Ｖ、Ｗが図示の様な瞬間を考えた場合、ＳＵｘ、ＳＶｘ、ＳＷｘのスイッチは図５（ａ）の太線で示すような動作をする。
一方、図４のＰＷＭ変調器による対地インピーダンスの接続は、図５（ｂ）の対地インピーダンスとの接続状態推移図に示すように、状態（１）〜（４）〜（８）を辿り、次のような手順になる。
状態（１）、３個のＺＬが電池の正端子に接続される。
従って、ＶＣＭ＝＋（１／２）Ｖｄ
状態（２）、２個のＺＬが電池の正端子、１個のＺＬが電池の負端子に接続される。従って、ＶＣＭ＝＋（１／６）Ｖｄ
状態（３）、１個のＺＬが電池の正端子、２個のＺＬが電池の負端子に接続される。従って、ＶＣＭ＝−（１／６）Ｖｄ
状態（４）、３個のＺＬが電池の負端子に接続される。
従って、ＶＣＭ＝−（１／２）Ｖｄ
となり、以下これを（５）〜（８）と逆に辿る。
図５（ａ）の最下部の図は、この時点でのＶＣＭの波形を示すものである。即ち、仮想点の電圧ＶＣＭは、＋（１／２）Ｖｄ、−（１／２）Ｖｄを振幅とし、更に、＋（１／６）Ｖｄ、−（１／６）Ｖｄの振幅で段階を持つ波形となる。但し、変調波の位相と振幅によりＶＣＭの振幅そのものは変わらないが、途中の段階は１部又は全部が無い形になる。このような、仮想点の対地電圧ＶＣＭがコモンモード電圧である。
次に、仮想点から見た内部インピーダンスＺ０を考えると、図５（ｂ）の状態推移図から明らかなように、どの状態を見ても３個のインピーダンスが並列接続となっているから、Ｚ０＝ＺＬ／３となる。従って、仮想点を接地した時に流れる電流、即ちコモンモード電流ＩＣＭ＝ＶＣＭ／Ｚ０である。
結論的に、この場合の等価回路は、図４（ｂ）に示すように、内部電源電圧ＶＣＭを持ち、内部インピーダンスＺ０（＝ＺＬ／３）の回路を表すものとなる。
以上の説明では、直流電源の中点が接地されている場合について説明したが、更に進めて、直流電源の正端子と負端子がそれぞれ対地インピーダンスＺＦＰ、ＺＦＮで接地されている、より一般的な形態の場合を考える。
【０００７】
図６は図４に示すインバータの直流電源が対地インピーダンスを介して接地されている場合の動作説明図であり、図６（ａ）はその動作原理を示す図である。
今、直流対地インピーダンスＺＦＰ＝ＺＦＮ＝ＺＦとすると、仮想点解放電圧は図４の場合と同じである。但し、仮想点から見た内部インピーダンスは異なっている。
この場合の内部インピーダンスは、図６（ａ）から、交流対地インピーダンス（ＺＬ／３）と、直流側対地インピーダンス（ＺＦ／２）が直列接続された回路となることが理解できる。従って、その等価回路は図６（ｂ）のように表すことができる。
即ち、図６（ｂ）に示すように、コモンモード電圧ＶＣＭは、交流側ＶＣＭＡＣと直流側ＶＣＭＤＣのように、交流側と直流側の両方に現れ、その大きさは対地インピーダンスで按分されたものとなる。
本発明では、この様に直流側、交流側両サイドにコモンモード電圧が発生することを明らかにして、且つ、その大きさが直流側、交流側対地インピーダンスによって配分される点を証明し、これを適用して交流側、直流側コモンモード電圧の分担比を決め、後述する直流側のコモンモードフィルタ回路を含めて、必要な側に必要なコモンモードフィルタを置いて、インバータのコモンモード電圧、電流の抑制を確実に行うようにした点が、従来より提案されている交流側のみを対象とした高周波洩れ電流対策と異なる点である。先述の電気学会論文でも、直流側中点が設置された図４（ｂ）の段階までを取り扱われているだけで、直流側コモンモード電圧を含む考察はなされていない。
なお、先の仮想点は、実際にはアクセス不可能であって、図６（ａ）に示すように３個の等しい抵抗をＹ接続して、その中点と対地間の電圧を測定することによって、等価的に交流側コモンモード電圧を測定することができる。
又、直流側コモンモード電圧は、直流電源の中点にアクセスできない場合は、同様にして２個の等しい抵抗を直流電源の正端子と負端子間に接続し、その中点と対地間の電圧を測定することによっても、求めることができる。
【０００８】
図７は図１に示すコモンモード電圧・電流の抑制装置の等価回路図である。
以上の説明を総合すれば、図１に示した第１の実施の形態の回路全体は、最終的に図７に示すような等価回路で表すことができる。
図７において、ＶＳは図６（ｂ）に示したようなコモンモード電圧ＶＣＭ等を表す電圧源であり、ＣＦＦは直流側対地インピーダンスを交流側対地インピーダンスＣＬより十分低い値にするために置かれた直流側コモンモードフィルタコンデンサを表す。これによってコモンモード電圧の大部分を交流側に発生せしめる構成としている。
図１のコモンモードリアクトル２は、図７ではコモンモード抵抗ＲＣＭとコモンモードインダクタンスＬＣＭの直列回路として表している。中性点検出変圧器３は簡略にリーケージインダクタンスＬＬＬのみの場合として表示している。ＬＷとＲＷは配線ケーブルのコモンモードインダクタンスとコモンモード抵抗を示すもので、ＣＭは誘導電動機の対地容量を示している。その他、図中の閉括弧の中の、０、１０、２０、３０、３２の各番号は、シミユレーション解析に使用したノード番号を表すものである。
このような図７の等価回路から明らかなように、コモンモードリアクトルの負荷側端子から、中性点検出変圧器のリーケージインダクタンスＬＬＬと、コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭとで、コモンモードフィルタ回路を構成している。
この場合の遮断周波数はキャリア周波数より十分低く設定し、キャリア周波数で十分な減衰が、例えば、４０ｄｂは減衰するように設計を行う。
又、図１の構成では、本発明による「コモンモード電圧ＶＣＭは、交流側と直流側両方に現れ、その大きさは対地インピーダンスで按分されたものとなる」という原理に基づいて、ＣＦＦのインピーダンスは目安として、インバータの交流側対地浮遊容量ＣＬの１／１００以下になるように設計されている。
【０００９】
図８は図７の等価回路を用いた洩れ電流のシミュレーション解析を行った結果を示す図であり、図９は図７の等価回路を用いたコモンモード電圧のシミュレーション解析を行った結果を示す図である。
ここで図７の等価回路を用いて行ったシミュレーション解析より、改善結果について図８、９を参照して説明する。
但し、このシミュレーションに使用した各定数は次の通りである。
ＬＣＭ＝１０ｍＨ、ＲＣＭ＝４００Ω、ＣＣＭ＝１．０μＦ、ＣＦＦ＝０．１５μＦ、ＣＬ＝１５００ＰＦ、ＬＷ＝６４μＨ、ＲＷ＝４００Ω、ＣＭ＝６０００ＰＦ、ＬＬＬ＝０．４ｍＨ、ＶＳ＝１５ＫＨｚ．±１５０Ｖ．方形波。
図８は、コモンモード電流のシミュレーション結果を示したもので、Ｉ（ＣＦＦ）は、直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦを流れる電流を、ＡＶＧ（ＡＢＳ（Ｉ（ＣＦＦ）））は、その絶対値の平均値（以下、平均値と略す）を示す。
同様に、下段に示すＩ（ＣＭ）は誘導電動機の対地浮遊容量ＣＭを流れる電流であり、ＲＭＳは実効値、ＡＶＧ（ＡＢＳ（Ｉ（ＣＭ）））は絶対値の平均値である。この誘導電動機を流れるコモンモード電流値の大きさが抑制の程度を表すものであって、図８のシミュレーション結果からは、洩れ電流Ｉ（ＣＭ）のＡＶＧ（平均値）を示すレベルラインより、コモンモード洩れ電流は２．４９ｍＡに抑制されていると読み取ることができる。
ここで比較のために、コモンモード電流の抑制対策をしていない場合の洩れ電流はどの程度のものかを見てみると、例えば、電気学会論文Ｄ．１１５巻１号、平成７年の論文例の場合は、キャリア周波数２．４ＫＨｚで、洩れ電流は実効値１４６ｍＡ・平均値３７．５ｍＡという事例が報告されている。
これについては、更に追認という意味で、当該論文の使用回路定数をそのまま用いて、キャリア周波数のみを実用範囲に近い１５ＫＨｚに変更して、新たに再シミュレーションを行った結果では、洩れ電流は平均値で３２７ｍＡという数値を示した。勿論この数値はキャリア周波数を最近の実用周波数に近い１５ＫＨｚに上げたことだけではなく、配線長、電動機の対地浮遊容量等の環境データの相違も考慮すべき点を加味して、実際に高キャリアのインバータで問題にされている洩れ電流の値は、ＡＶＧ（平均値）で１００ｍＡ〜数１００ｍＡ程度と推定すればほぼ間違いない。
従って、本発明の図１の回路では、抑制対策無しの場合の洩れ電流は２９８ｍＡ程度と見れるので、本発明の抑制回路によるシミュレーション結果より、図８のＡＶＧ（Ｉ（ＣＭ）））のように、洩れ電流が平均値で２．４９ｍＡに抑制されることは、本発明のコモンモード電圧・電流抑制の方法が極めて有効であることを証明している。
【００１０】
次に、図９にはコモンモード電圧のシミュレーション結果を示す。
図中、Ｖ（２０）は交流側コモンモード電圧、つまり図７に示したノード番号２０とノード番号０の大地間の電圧を示す。同様にＶ（１０）は、ノード番号１０と０、即ち直流側コモンモード電圧である。隣のＶ（３２）は、ノード番号３２と０、つまり誘導電動機に掛かるコモンモード電圧を示している。図示のように交流側コモンモード電圧は、殆どピーク値で±１５０Ｖが発生しているにも関わらず、図９Ｖ（３２）に示すように電動機では、ピーク値で±６．４５Ｖに抑制されている。
このように本発明のコモンモード電圧・電流抑制装置によって、コモンモード電圧が低く抑えられるので、軸受電圧の発生に基づく軸受損傷の懸念を除くことができる。
また、図９より、直流側コモンモード電圧Ｖ（１０）がピーク値で±１Ｖ以下に抑えられていることは、本発明の「コモンモード電圧の大きさは、対地インピーダンスで按分される」という原理を証明している。
なお、図１ではコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４を、直流側正端子と負端子に接続された２個のコンデンサの直列接続で示したが、図７の等価回路から明らかなように、これは正端子側、あるいは負端子側に接続するコンデンサ１個で構成することも可能である。
上記実施の形態においては、誘導電動機を用いたが、もちろんこれに限定する必要はない。
【００１１】
次に本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図２は本発明の第２の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。図１０は図２に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。図２に示す第２の実施の形態は、図１の第１の実施の形態のコモンモードリアクトル２に代えて、コモンモードリアクトル２′を直流回路のフィルタコンデンサ５２とＰＷＭインバータ回路５３の間に移設して、中性点検出変圧器３の中性点は、コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４を介してコモンモードリアクトル２′の電源側に接続するように構成して、コモンモードリアクトル２′と直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦ７′とでコモンモードフィルタ回路を構成する。なお、ここではインバータ５の交流側対地インピーダンスは、第１の実施の形態とは逆に、直流側対地インピーダンスより十分低く選定される。
つぎに図１０の等価回路を参照して動作について説明する。
図１０の等価回路は、図７に示した第１の実施の形態の等価回路に比較して、ＬＣＭ、ＲＣＭで表すコモンモードリアクトルの位置がコモンモード電源ＶＳの左側、つまり直流側に移動した構成となる。即ち、コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭのインピーダンスを、インバータの直流側浮遊容量による対地インピーダンス（図示していない）に比較して、十分低く選定することにより、図７の第１の実施の形態とは逆に、インバータの交流側のコモンモード電圧の分担は十分に低い値に抑えられ、分担比に応じて大部分は直流側コモンモード電圧として現れる。
この直流側コモンモード電圧は、図１０に示すように、コモンモードリアクトルと直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦによるコモンモードフィルタ回路によって、必要な減衰が得られるように設計する。
つまり第２の実施の形態では、インバータ出力側のコモンモード電圧は、殆ど直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦの両端の電圧とほぼ等しい値に抑制され、それに比例して、洩れ電流Ｉ（ＣＭ）は小さく抑えられる。
第２の実施の形態では、コモンモードリアクタンスの配置位置を直流側に移動したことで、高周波リップル電流による鉄損増加の心配が無くなり、さらなる小形化が実現可能になるという効果が生ずる。
但し、第２の実施の形態の回路では、直流電源側に大部分のコモンモード電圧が発生するので、この直流電源から制御電源へ電源が分圧される場合は、雑音障害が起きないような対策が必要になる。
【００１２】
次に、本発明の第３の実施の形態について図を参照して説明する。
図３は本発明の第３の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。
図１１は図３に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。
図３に示した第３の実施の形態は、図２の第２の実施の形態のコモンモードリァクトル２′と直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦ７′を、インバータ５の交流側に移して、コモンモードリアクトル２″と交流電源側コモンモードフィルタコンデサＣＦＦ７″でコモンモードフィルタ回路を構成し、コモンモード電圧は第２の実施の形態と同様に直流側に大部分を分担させるもので、中性点検出変圧器３の中性点はコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４′を介して接地している。
つぎに図１１の等価回路を参照して動作について説明する。
図１１の等価回路に示す第３の実施の形態では、第２の実施の形態と同様にインバータの交流側のコモンモード電圧は十分低い電圧に抑えられ、直流側が大部分のコモンコード電圧を分担する。コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭのインピーダンスをインバータの直流電源側対地浮遊容量による対地インピーダンス（図示していない）に比較して、十分低く選定することにより、インバータの出力側のコモンモード電圧は低く抑えられる。また、コモンコードリアクトルと交流電源側コモンモードフィルタコンデンサによるコモンコードフィルタ回路により、直流側コモンモード電圧は必要な減衰が得られるように設計される。
この場合も、高周波リップル電流による鉄損増加の心配が無くなり、リアクトルの小形化が可能になる。
なお、第３の実施の形態は、交流電源が交流側コモンモードコンデンサＣＦＦ７″によって接地された形となるため、交流電源側が非接地系の場合に適用して好適である。
このように、本発明によって、目的に応じ交流側、直流側コモンモード電圧の分担比を決定し、必要な側にコモンモードフィルタを設置して、目的に応じて最適なインバータのコモンモード電圧・電流の抑制回路を構成することが可能になった。
なお、ここまではＰＷＭインバータの例について説明したが、これに限定するものではなく、本発明は他の方式のインバータにも、勿論適用可能である。
【００１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、中性点を検出するためにインバータ出力回路に、突入電流および充放電損失が問題となるコンデンサの使用を避けると共に、これを解決するために用いられるトランジスタ等のアクティブ素子を使用してコモンモード電流を相殺するといった複雑な構成もとらずに、中性点検出変圧器を用いて正確な中性点検出を行い、更に直流側と交流側それぞれに発生するコモンモード電圧が、それぞれの対地インピーダンスによって按分されるという原理を適用して、目的に応じてコモンモード電圧を交流側あるいは直流側に適切に分配するように構成したので、コモンモード電圧および洩れ電流の抑制を信頼性高く、効果的経済的に実施することができる。
更に、コモンモード電圧分配の原理はインバータの交流電源側に通常設けられる雑音端子電圧抑制フィルタの設計等にも応用することができる。
更に、本発明のコモンモード電圧・電流抑制の方法および装置によって、インバータのスイッチング周波数の高周波化に伴う洩れ電流増加に起因する、漏電ブレーカの誤動作、放射雑音の発生による通信障害、コモンモード電圧による他の信号線への静電誘導による雑音障害および電動機の軸電圧発生による軸受の損傷等を軽減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。
【図４】図１に示すインバータの動作説明図である。
【図５】図４に示すＰＷＭ変調器の動作説明図である。
【図６】図４に示すインバータの直流電源が対地インピーダンスを介して接地されている場合の動作説明図である。
【図７】図１に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。
【図８】図７に示す等価回路を用いて洩れ電流のシミュレーション解析を行った結果を示す図である。
【図９】図７に示す等価回路を用いてコモンモード電圧のシミュレーション解析を行った結果を示す図である。
【図１０】図２に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。
【図１１】図３に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。
【符号の説明】
１ 誘導電動機
２ コモンモードリアクトル
３ 中性点検出変圧器
４ コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ
５ インバータ
５１ ３相整流回路
５３ ＰＷＭインバータ
６ 仮想的抵抗
７ 直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦ
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ等のＩＧＢＴあるいはパワーＭＯＳＦＥＴといった高速スイッチング素子を用いた電力変換装置の高周波洩れ電流の抑制およびコモンモード電圧の抑制に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近の高キャリア周波数、例えばキャリア周波数１０ＫＨｚ以上のＰＷＭインバータ等では、これらスイッチング周波数の高周波化に伴う高周波洩れ電流増加という問題が発生している。例えば、電気学会論文Ｄ．１１６巻１２号、平成８年、Ｐ１２１１〜１２１９には、漏電ブレーカの誤動作、放射雑音の発生による通信障害の問題等が指摘されている。
他方、キャリア周波数の増大によって、交流電源回路を介して伝導性雑音、あるいは現状のＰＷＭ方式では大きなコモンモード電圧（振幅がインバータの直流電圧の１／２）が発生するために、電動機の軸電圧発生による軸受けの損傷等が懸念されている。又、インバータの出力側配線を介して他の信号線への静電誘導障害の発生等も心配されている。
元来、こうした高周波洩れ電流は、インバータが発生するコモンモード電圧によって、モータの巻線とフレーム間や、配線の対地容量を通して流れるものであり、従来より対策として、コモンモードインダクタンスをインバータと電動機の間に挿入し、コンデンサをＹ接続して中点でインバータの出力電圧の中性点を検出して、フィルタコンデンサを通して直流母線に接続することによってコモンモード電流をバイパスさせて、高周波洩れ電流を制限する方法が取られていた。
しかしながらこの方式では、例えば、電気学会論文Ｄ．１１５巻１号、平成７年、Ｐ７７〜８３の図１０に例示のように、中性点検出用コンデンサの充放電電流を抑制する為に、大きなノーマルモードインダクタンスの挿入が必要となり、ここでは、コモンモードインダクタンス３０ｍＨに対して、５ｍＨのノーマルインダクタンスを挿入している。
又、中性点検出用コンデンサを省略して、コモンモードインダクタンスのみによって高周波洩れ電流を抑制する方式も提案はされているが、適切なコモンモード抵抗の追加接続をしない限り抑制効果が少ない。例えば、先の電気学会論文ではコモンモードインダクタンスの挿入によって、インダクタンスが挿入前のｎ倍になった場合に減衰振動電流の振幅値を決定する特性インピーダンスはｎ1/2 倍になり、ピーク値は１／ｎ1/2 に減衰するが、実効値は１／ｍ1/2 倍（ｍはコモンモードインダクタンスを追加したために増加した抵抗値の倍数。）、平均値はｎ1/2 ／ｍになるという解析結果の報告がある。つまり、コモンモードインダクタンスの増加に対して抵抗値の増加が少ない場合には、洩れ電流実効値の低減は少なく、平均値はむしろ増加してしまうという結果になる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来例においては、先ず、コモンモードインダクタンスを追加して高周波の洩れ電流を抑制する方式については、コモンモードインダクタンスが大きくなり、効果もそのわりには少ないという問題があった。
次に、これを改善するために提案されたコモンモードインダクタンスとフイルタコンデンサを組合わせた、Ｌ−Ｃフィルタを追加する方式では、中性点を検出するフィルタコンデンサがインバータの出力回路のキャパシタンス負荷となることから、この充放電電流を抑制するために大きいノーマルモードインダクタンスを必要とするという問題があった。例えば、このノーマルモードインダクタンスの具体的な大きさは、先例の電気学会論文誌では、中性点検出フィルタコンデンサの容量１３μＦに対して、ノーマルモードインダクタンスは５ｍＨという設計になっているが、このノーマルモードインダクタンスには電動機の負荷電流が流れるので相当大型のものを必要とする。例えば、先例の電気学会論文に図示されている電動機３．７ＫＷに対して、２０Ａのノーマルモードインダクタンスを適用しようとすると、Ｉ2 ・Ｌ＝（２０×２０）×５×１０-3 ＝２．０の大型の３相高周波リアクトルが必要になる。
そこで、本発明は、従来のコモンモード電圧抑制方式のように、大きなノーマルモードインダクタンスを必要としないで、効果的にコモンモード電圧・電流を抑制できるインバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置を提供することを目的としている。また、目的によっては、コモンモードインダクタンスを直流側、あるいは交流電源側に移設することによってコモンコードインダクタンスの小形化を可能にするインバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置を提供することを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、インバータの高周波洩れ電流の原因となっているコモンモード電圧発生の原理を更に追及し、得られた結果を用いて目的に応じ、インバータの出力側にコモンモードリアクトルを配置するコモンモード電圧の抑制方式、あるいはインバータの直流側にコモンモードリアクトルを配置するコモンモード電圧抑制の方式、あるいは交流電源側にコモンモードリアクトルを配置するコモンモード電圧の抑制方式、を選択できるようにしたことを基本としている。
先ず、インバータ出力側中性点の検出手段としては、従来方式のようなコンデンサの突入電流および充放電損失の問題がある中性点検出用コンデンサの使用を廃止して、一次Ｙ接続、二次Δ接続の中性点検出変圧器を使用して中性点検出を行っている。
また、インバータのコモンモード電圧を抑制する方式を決定するために、直流側対地インピーダンスと交流側対地インピーダンスに注目してコモンモード電圧分担の比を決定し、得られた結果に対応して、インバータと電動機間に介在せしめるコモンモードリアクトルとコモンモードフィルタコンデンサによるコモンモードフィルタ回路、あるいはインバータの直流側に介在せしめるコモンモードリアクトルと直流側コモンモードフィルタコンデンサによるコモンモードフィルタ回路、あるいは交流電源側に挿入したコモンモードリアクトルと交流電源側コモンモードフィルタコンデンサによるコモンモードフィルタ回路、のいずれかを選択して、コモンモード電圧を必要な減衰量だけ減衰させるように構成している。
この構成によれば、インバータ出力側中性点の検出手段として中性点検出変圧器を用いているので、コンデンサの突入電流および充放電損失等の問題が無く中性点検出を行って、確実にコモンモード電圧・電流を抑制することができる。
また、インバータの直流側および交流側の両側に発生するコモンモード電圧の大きさが、直流側、交流側対地インピーダンスによって配分されることから、直流側および交流側コモンモード電圧の分担比を決定し、必要な側に必要なコモンモードフィルタ回路を移設することによって、インバータのコモンモード電圧・電流の抑制を確実、安定に行うことが可能になる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について図を参照して説明する。
図１および図４〜９は本発明の第１の実施の形態に係る図である。
図１は本発明の第１の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。図１において、１は誘導電動機、２はコモンモードリアクトル、３は中性点検出変圧器、４はインバータ５の直流母線に図示のように接続されたコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ、５は３相整流回路５１と、フィルタコンデンサ５２と、ＰＷＭインバータ５３より構成されるインバータである。６は交流側コモンモード電圧を測定するための仮想的抵抗である。７は中点が接地された直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦで、このＣＦＦ７によってインバータ直流側対地インピーダンスは、インバータ交流出力側対地インピーダンス（図示していない）より十分低く選定されている。ここではコモンモードリアクトル２とコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４の組み合わせにより、第１の実施の形態におけるコモンモードフィルタ回路を構成している。
【０００６】
つぎに動作について説明する。
図４は図１に示すインバータの動作説明図であり、図５は図４に示すＰＷＭ変調器の動作説明図である。図４（ａ）は、図１に示すような整流回路５１とコンデンサ５２で生成される直流電源を、その中点が接地された、１／２Ｖｄ（Ｖｄは直流母線電圧）の電池で置換え、ＰＷＭインバータ回路５３をＰＷＭ変調器で表したインバータの動作原理図である。
インバータの交流出力側Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の対地インピーダンスをＺＵＧ、ＺＶＧ、ＺＷＧとし、今ＺＵＧ、ＺＶＧ、ＺＷＧの接地点を図示のように、切り離した仮想点（ノードと称する）を考え、この仮想点の対地電圧ＶＣＭと仮想点から見た内部インピーダンスＺ０を考える。説明を簡単にするために、今、対地インピーダンスＺＵＧ、ＺＶＧ、ＺＷＧを全てＺＬに等しいと仮定する。
図４（ａ）のＰＷＭ変調器は、図５（ａ）のＰＷＭ動作シーケンスの波形図に示すように、キャリア周波数の三角波と三相正弦波変調電圧の比較により、直流電源の正端子、負端子への接続を制御するものである。図５（ａ）では、このＰＷＭ変調器の動作を、ＳＵｘ、ＳＶｘ、ＳＷｘのスイッチで置換え、キャリア１周期間の動作シーケンスを示している。
例えば、正弦波変調電圧Ｕ、Ｖ、Ｗが図示の様な瞬間を考えた場合、ＳＵｘ、ＳＶｘ、ＳＷｘのスイッチは図５（ａ）の太線で示すような動作をする。
一方、図４のＰＷＭ変調器による対地インピーダンスの接続は、図５（ｂ）の対地インピーダンスとの接続状態推移図に示すように、状態（１）〜（４）〜（８）を辿り、次のような手順になる。
状態（１）、３個のＺＬが電池の正端子に接続される。
従って、ＶＣＭ＝＋（１／２）Ｖｄ
状態（２）、２個のＺＬが電池の正端子、１個のＺＬが電池の負端子に接続される。従って、ＶＣＭ＝＋（１／６）Ｖｄ
状態（３）、１個のＺＬが電池の正端子、２個のＺＬが電池の負端子に接続される。従って、ＶＣＭ＝−（１／６）Ｖｄ
状態（４）、３個のＺＬが電池の負端子に接続される。
従って、ＶＣＭ＝−（１／２）Ｖｄ
となり、以下これを（５）〜（８）と逆に辿る。
図５（ａ）の最下部の図は、この時点でのＶＣＭの波形を示すものである。即ち、仮想点の電圧ＶＣＭは、＋（１／２）Ｖｄ、−（１／２）Ｖｄを振幅とし、更に、＋（１／６）Ｖｄ、−（１／６）Ｖｄの振幅で段階を持つ波形となる。但し、変調波の位相と振幅によりＶＣＭの振幅そのものは変わらないが、途中の段階は１部又は全部が無い形になる。このような、仮想点の対地電圧ＶＣＭがコモンモード電圧である。
次に、仮想点から見た内部インピーダンスＺ０を考えると、図５（ｂ）の状態推移図から明らかなように、どの状態を見ても３個のインピーダンスが並列接続となっているから、Ｚ０＝ＺＬ／３となる。従って、仮想点を接地した時に流れる電流、即ちコモンモード電流ＩＣＭ＝ＶＣＭ／Ｚ０である。
結論的に、この場合の等価回路は、図４（ｂ）に示すように、内部電源電圧ＶＣＭを持ち、内部インピーダンスＺ０（＝ＺＬ／３）の回路を表すものとなる。
以上の説明では、直流電源の中点が接地されている場合について説明したが、更に進めて、直流電源の正端子と負端子がそれぞれ対地インピーダンスＺＦＰ、ＺＦＮで接地されている、より一般的な形態の場合を考える。
【０００７】
図６は図４に示すインバータの直流電源が対地インピーダンスを介して接地されている場合の動作説明図であり、図６（ａ）はその動作原理を示す図である。
今、直流対地インピーダンスＺＦＰ＝ＺＦＮ＝ＺＦとすると、仮想点解放電圧は図４の場合と同じである。但し、仮想点から見た内部インピーダンスは異なっている。
この場合の内部インピーダンスは、図６（ａ）から、交流対地インピーダンス（ＺＬ／３）と、直流側対地インピーダンス（ＺＦ／２）が直列接続された回路となることが理解できる。従って、その等価回路は図６（ｂ）のように表すことができる。
即ち、図６（ｂ）に示すように、コモンモード電圧ＶＣＭは、交流側ＶＣＭＡＣと直流側ＶＣＭＤＣのように、交流側と直流側の両方に現れ、その大きさは対地インピーダンスで按分されたものとなる。
本発明では、この様に直流側、交流側両サイドにコモンモード電圧が発生することを明らかにして、且つ、その大きさが直流側、交流側対地インピーダンスによって配分される点を証明し、これを適用して交流側、直流側コモンモード電圧の分担比を決め、後述する直流側のコモンモードフィルタ回路を含めて、必要な側に必要なコモンモードフィルタを置いて、インバータのコモンモード電圧、電流の抑制を確実に行うようにした点が、従来より提案されている交流側のみを対象とした高周波洩れ電流対策と異なる点である。先述の電気学会論文でも、直流側中点が設置された図４（ｂ）の段階までを取り扱われているだけで、直流側コモンモード電圧を含む考察はなされていない。
なお、先の仮想点は、実際にはアクセス不可能であって、図６（ａ）に示すように３個の等しい抵抗をＹ接続して、その中点と対地間の電圧を測定することによって、等価的に交流側コモンモード電圧を測定することができる。
又、直流側コモンモード電圧は、直流電源の中点にアクセスできない場合は、同様にして２個の等しい抵抗を直流電源の正端子と負端子間に接続し、その中点と対地間の電圧を測定することによっても、求めることができる。
【０００８】
図７は図１に示すコモンモード電圧・電流の抑制装置の等価回路図である。
以上の説明を総合すれば、図１に示した第１の実施の形態の回路全体は、最終的に図７に示すような等価回路で表すことができる。
図７において、ＶＳは図６（ｂ）に示したようなコモンモード電圧ＶＣＭ等を表す電圧源であり、ＣＦＦは直流側対地インピーダンスを交流側対地インピーダンスＣＬより十分低い値にするために置かれた直流側コモンモードフィルタコンデンサを表す。これによってコモンモード電圧の大部分を交流側に発生せしめる構成としている。
図１のコモンモードリアクトル２は、図７ではコモンモード抵抗ＲＣＭとコモンモードインダクタンスＬＣＭの直列回路として表している。中性点検出変圧器３は簡略にリーケージインダクタンスＬＬＬのみの場合として表示している。ＬＷとＲＷは配線ケーブルのコモンモードインダクタンスとコモンモード抵抗を示すもので、ＣＭは誘導電動機の対地容量を示している。その他、図中の閉括弧の中の、０、１０、２０、３０、３２の各番号は、シミユレーション解析に使用したノード番号を表すものである。
このような図７の等価回路から明らかなように、コモンモードリアクトルの負荷側端子から、中性点検出変圧器のリーケージインダクタンスＬＬＬと、コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭとで、コモンモードフィルタ回路を構成している。
この場合の遮断周波数はキャリア周波数より十分低く設定し、キャリア周波数で十分な減衰が、例えば、４０ｄｂは減衰するように設計を行う。
又、図１の構成では、本発明による「コモンモード電圧ＶＣＭは、交流側と直流側両方に現れ、その大きさは対地インピーダンスで按分されたものとなる」という原理に基づいて、ＣＦＦのインピーダンスは目安として、インバータの交流側対地浮遊容量ＣＬの１／１００以下になるように設計されている。
【０００９】
図８は図７の等価回路を用いた洩れ電流のシミュレーション解析を行った結果を示す図であり、図９は図７の等価回路を用いたコモンモード電圧のシミュレーション解析を行った結果を示す図である。
ここで図７の等価回路を用いて行ったシミュレーション解析より、改善結果について図８、９を参照して説明する。
但し、このシミュレーションに使用した各定数は次の通りである。
ＬＣＭ＝１０ｍＨ、ＲＣＭ＝４００Ω、ＣＣＭ＝１．０μＦ、ＣＦＦ＝０．１５μＦ、ＣＬ＝１５００ＰＦ、ＬＷ＝６４μＨ、ＲＷ＝４００Ω、ＣＭ＝６０００ＰＦ、ＬＬＬ＝０．４ｍＨ、ＶＳ＝１５ＫＨｚ．±１５０Ｖ．方形波。
図８は、コモンモード電流のシミュレーション結果を示したもので、Ｉ（ＣＦＦ）は、直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦを流れる電流を、ＡＶＧ（ＡＢＳ（Ｉ（ＣＦＦ）））は、その絶対値の平均値（以下、平均値と略す）を示す。
同様に、下段に示すＩ（ＣＭ）は誘導電動機の対地浮遊容量ＣＭを流れる電流であり、ＲＭＳは実効値、ＡＶＧ（ＡＢＳ（Ｉ（ＣＭ）））は絶対値の平均値である。この誘導電動機を流れるコモンモード電流値の大きさが抑制の程度を表すものであって、図８のシミュレーション結果からは、洩れ電流Ｉ（ＣＭ）のＡＶＧ（平均値）を示すレベルラインより、コモンモード洩れ電流は２．４９ｍＡに抑制されていると読み取ることができる。
ここで比較のために、コモンモード電流の抑制対策をしていない場合の洩れ電流はどの程度のものかを見てみると、例えば、電気学会論文Ｄ．１１５巻１号、平成７年の論文例の場合は、キャリア周波数２．４ＫＨｚで、洩れ電流は実効値１４６ｍＡ・平均値３７．５ｍＡという事例が報告されている。
これについては、更に追認という意味で、当該論文の使用回路定数をそのまま用いて、キャリア周波数のみを実用範囲に近い１５ＫＨｚに変更して、新たに再シミュレーションを行った結果では、洩れ電流は平均値で３２７ｍＡという数値を示した。勿論この数値はキャリア周波数を最近の実用周波数に近い１５ＫＨｚに上げたことだけではなく、配線長、電動機の対地浮遊容量等の環境データの相違も考慮すべき点を加味して、実際に高キャリアのインバータで問題にされている洩れ電流の値は、ＡＶＧ（平均値）で１００ｍＡ〜数１００ｍＡ程度と推定すればほぼ間違いない。
従って、本発明の図１の回路では、抑制対策無しの場合の洩れ電流は２９８ｍＡ程度と見れるので、本発明の抑制回路によるシミュレーション結果より、図８のＡＶＧ（Ｉ（ＣＭ）））のように、洩れ電流が平均値で２．４９ｍＡに抑制されることは、本発明のコモンモード電圧・電流抑制の方法が極めて有効であることを証明している。
【００１０】
次に、図９にはコモンモード電圧のシミュレーション結果を示す。
図中、Ｖ（２０）は交流側コモンモード電圧、つまり図７に示したノード番号２０とノード番号０の大地間の電圧を示す。同様にＶ（１０）は、ノード番号１０と０、即ち直流側コモンモード電圧である。隣のＶ（３２）は、ノード番号３２と０、つまり誘導電動機に掛かるコモンモード電圧を示している。図示のように交流側コモンモード電圧は、殆どピーク値で±１５０Ｖが発生しているにも関わらず、図９Ｖ（３２）に示すように電動機では、ピーク値で±６．４５Ｖに抑制されている。
このように本発明のコモンモード電圧・電流抑制装置によって、コモンモード電圧が低く抑えられるので、軸受電圧の発生に基づく軸受損傷の懸念を除くことができる。
また、図９より、直流側コモンモード電圧Ｖ（１０）がピーク値で±１Ｖ以下に抑えられていることは、本発明の「コモンモード電圧の大きさは、対地インピーダンスで按分される」という原理を証明している。
なお、図１ではコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４を、直流側正端子と負端子に接続された２個のコンデンサの直列接続で示したが、図７の等価回路から明らかなように、これは正端子側、あるいは負端子側に接続するコンデンサ１個で構成することも可能である。
上記実施の形態においては、誘導電動機を用いたが、もちろんこれに限定する必要はない。
【００１１】
次に本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図２は本発明の第２の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。図１０は図２に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。図２に示す第２の実施の形態は、図１の第１の実施の形態のコモンモードリアクトル２に代えて、コモンモードリアクトル２′を直流回路のフィルタコンデンサ５２とＰＷＭインバータ回路５３の間に移設して、中性点検出変圧器３の中性点は、コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４を介してコモンモードリアクトル２′の電源側に接続するように構成して、コモンモードリアクトル２′と直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦ７′とでコモンモードフィルタ回路を構成する。なお、ここではインバータ５の交流側対地インピーダンスは、第１の実施の形態とは逆に、直流側対地インピーダンスより十分低く選定される。
つぎに図１０の等価回路を参照して動作について説明する。
図１０の等価回路は、図７に示した第１の実施の形態の等価回路に比較して、ＬＣＭ、ＲＣＭで表すコモンモードリアクトルの位置がコモンモード電源ＶＳの左側、つまり直流側に移動した構成となる。即ち、コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭのインピーダンスを、インバータの直流側浮遊容量による対地インピーダンス（図示していない）に比較して、十分低く選定することにより、図７の第１の実施の形態とは逆に、インバータの交流側のコモンモード電圧の分担は十分に低い値に抑えられ、分担比に応じて大部分は直流側コモンモード電圧として現れる。
この直流側コモンモード電圧は、図１０に示すように、コモンモードリアクトルと直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦによるコモンモードフィルタ回路によって、必要な減衰が得られるように設計する。
つまり第２の実施の形態では、インバータ出力側のコモンモード電圧は、殆ど直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦの両端の電圧とほぼ等しい値に抑制され、それに比例して、洩れ電流Ｉ（ＣＭ）は小さく抑えられる。
第２の実施の形態では、コモンモードリアクタンスの配置位置を直流側に移動したことで、高周波リップル電流による鉄損増加の心配が無くなり、さらなる小形化が実現可能になるという効果が生ずる。
但し、第２の実施の形態の回路では、直流電源側に大部分のコモンモード電圧が発生するので、この直流電源から制御電源へ電源が分圧される場合は、雑音障害が起きないような対策が必要になる。
【００１２】
次に、本発明の第３の実施の形態について図を参照して説明する。
図３は本発明の第３の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。
図１１は図３に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。
図３に示した第３の実施の形態は、図２の第２の実施の形態のコモンモードリァクトル２′と直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦ７′を、インバータ５の交流側に移して、コモンモードリアクトル２″と交流電源側コモンモードフィルタコンデサＣＦＦ７″でコモンモードフィルタ回路を構成し、コモンモード電圧は第２の実施の形態と同様に直流側に大部分を分担させるもので、中性点検出変圧器３の中性点はコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４′を介して接地している。
つぎに図１１の等価回路を参照して動作について説明する。
図１１の等価回路に示す第３の実施の形態では、第２の実施の形態と同様にインバータの交流側のコモンモード電圧は十分低い電圧に抑えられ、直流側が大部分のコモンコード電圧を分担する。コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭのインピーダンスをインバータの直流電源側対地浮遊容量による対地インピーダンス（図示していない）に比較して、十分低く選定することにより、インバータの出力側のコモンモード電圧は低く抑えられる。また、コモンコードリアクトルと交流電源側コモンモードフィルタコンデンサによるコモンコードフィルタ回路により、直流側コモンモード電圧は必要な減衰が得られるように設計される。
この場合も、高周波リップル電流による鉄損増加の心配が無くなり、リアクトルの小形化が可能になる。
なお、第３の実施の形態は、交流電源が交流側コモンモードコンデンサＣＦＦ７″によって接地された形となるため、交流電源側が非接地系の場合に適用して好適である。
このように、本発明によって、目的に応じ交流側、直流側コモンモード電圧の分担比を決定し、必要な側にコモンモードフィルタを設置して、目的に応じて最適なインバータのコモンモード電圧・電流の抑制回路を構成することが可能になった。
なお、ここまではＰＷＭインバータの例について説明したが、これに限定するものではなく、本発明は他の方式のインバータにも、勿論適用可能である。
【００１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、中性点を検出するためにインバータ出力回路に、突入電流および充放電損失が問題となるコンデンサの使用を避けると共に、これを解決するために用いられるトランジスタ等のアクティブ素子を使用してコモンモード電流を相殺するといった複雑な構成もとらずに、中性点検出変圧器を用いて正確な中性点検出を行い、更に直流側と交流側それぞれに発生するコモンモード電圧が、それぞれの対地インピーダンスによって按分されるという原理を適用して、目的に応じてコモンモード電圧を交流側あるいは直流側に適切に分配するように構成したので、コモンモード電圧および洩れ電流の抑制を信頼性高く、効果的経済的に実施することができる。
更に、コモンモード電圧分配の原理はインバータの交流電源側に通常設けられる雑音端子電圧抑制フィルタの設計等にも応用することができる。
更に、本発明のコモンモード電圧・電流抑制の方法および装置によって、インバータのスイッチング周波数の高周波化に伴う洩れ電流増加に起因する、漏電ブレーカの誤動作、放射雑音の発生による通信障害、コモンモード電圧による他の信号線への静電誘導による雑音障害および電動機の軸電圧発生による軸受の損傷等を軽減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。
【図４】図１に示すインバータの動作説明図である。
【図５】図４に示すＰＷＭ変調器の動作説明図である。
【図６】図４に示すインバータの直流電源が対地インピーダンスを介して接地されている場合の動作説明図である。
【図７】図１に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。
【図８】図７に示す等価回路を用いて洩れ電流のシミュレーション解析を行った結果を示す図である。
【図９】図７に示す等価回路を用いてコモンモード電圧のシミュレーション解析を行った結果を示す図である。
【図１０】図２に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。
【図１１】図３に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の等価回路図である。
【符号の説明】
１ 誘導電動機
２ コモンモードリアクトル
３ 中性点検出変圧器
４ コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ
５ インバータ
５１ ３相整流回路
５３ ＰＷＭインバータ
６ 仮想的抵抗
７ 直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦ
Claims (5)
- 電動機駆動装置の可変電圧および／又は可変周波数制御を行うインバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法において、
前記インバータの直流側にコモンモードリアクトルを置き、一次側Ｙ接続、二次側Δ接続の中性点検出変圧器によって前記インバータの出力電圧の中性点を検出できるように回路を構成し、前記コモンモードリアクトルの入力側端子を直流側コモンモードフィルタコンデンサに接続すると共に、前記中性点検出変圧器の中性点を前記コモンモードフィルタコンデンサを介して、前記コモンモードリアクトルの入力端子と前記直流側コモンモードフィルタコンデンサの接続点に接続することにより、インバータのコモンモード電圧の大部分を直流電源側に発生するように構成し前記コモンモードリアクトルと前記直流側コモンモードフィルタコンデンサによって構成されたコモンモードフィルタ回路によってコモンモード電圧を必要な減衰量だけ減衰せしめ、コモンモード電圧・電流を抑制するようにしたことを特徴とするインバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法。 - 電動機駆動装置の可変電圧および／又は可変周波数制御を行うインバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法において、
前記インバータの交流電源側にコモンモードリアクトルを置き、一次側Ｙ接続、二次側Δ接続の中性点検出変圧器によって前記インバータの出力電圧の中性点を検出できるように回路を構成し、
前記コモンモードリアクトルの入力側端子を交流電源側コモンモードフィルタコンデンサを介して接地すると共に、前記中性点検出変圧器の中性点をコモンモードフィルタコンデンサを介して接地することにより、インバータのコモンモード電圧の大部分を直流電源側に発生するように構成し、前記コモンモードリアクトルと前記交流電源側コモンモードフィルタコンデンサによって構成されたコモンモードフィルタ回路によって、コモンモード電圧を必要な減衰量だけ減衰せしめ、コモンモード電圧・電流を抑制するようにしたことを特徴とするインバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法。 - ３相交流電源と３相交流電源に接続したインバータと、インバータの出力側に接続した電動機と、前記インバータの交流出力側あるいは直流側あるいは交流電源側等にコモンモード電圧・電流を抑制する手段と、を設けて成るコモンモード電圧・電流抑制装置において、直流側対地インピーダンスを交流側対地インピーダンスより十分低い値とするように選定された直流側コモンモードフィルタコンデンサと、インバータと電動機間に接続したコモンモードリアクトルと、前記コモンモードリアクトルの出力側に設けてインバータ出力電圧の中性点を検出する一次側Ｙ接続、二次側Δ接続の中性点検出変圧器と、前記中性点とインバータの直流母線を接続し前記コモンモードリアクトルとでコモンモード電圧を必要な値まで減衰させるコモンモードフィルタ回路を構成するコモンモードフィルタコンデンサと、を備えたことを特徴とするコモンモード電圧・電流の抑制装置。
- 前記コモンモード電圧・電流抑制装置において、インバータの直流入力側に移設したコモンモードリアクトルと、前記コモンモードリアクトルの電源側に接続してコモンモードリアクトルとでコモンモード電圧を必要な値まで減衰させるコモンモードフィルタ回路を構成する直流側コモンモードフィルタコンデンサと、前記中性点検出変圧器の中性点と前記コモンモードリアクトルの電源側を接続するコモンモードフィルタコンデンサとを備えたことを特徴とする請求項３記載のコモンモード電圧・電流の抑制装置。
- 前記コモンコード電圧・電流抑制装置において、インバータの交流電源側に移設したコモンモードリアクトルと、前記コモンモードリアクトルの入力端子に接続してコモンモードリアクトルとでコモンモード電圧を必要な値まで減衰させるコモンモードフィルタ回路を構成する中性点が接地された交流電源側コモンモードフィルタコンデンサと、前記中性点検出変圧器の中性点を接地するコモンモードフィルタコンデンサとを備えたコモンコード電圧・電流抑制手段を有することを特徴とする請求項３記載のコモンモード電圧・電流の抑制装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36092797A JP4106496B2 (ja) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | インバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36092797A JP4106496B2 (ja) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | インバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11196565A JPH11196565A (ja) | 1999-07-21 |
| JP4106496B2 true JP4106496B2 (ja) | 2008-06-25 |
Family
ID=18471493
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36092797A Expired - Fee Related JP4106496B2 (ja) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | インバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4106496B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US12032005B2 (en) | 2020-01-30 | 2024-07-09 | Lg Energy Solution, Ltd. | Device and method for monitoring common mode voltage |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7187566B2 (en) | 2000-03-17 | 2007-03-06 | Daikin Industries, Ltd. | Three-phase rectifier |
| JP2001268913A (ja) * | 2000-03-17 | 2001-09-28 | Daikin Ind Ltd | 三相整流装置 |
| JP5051227B2 (ja) * | 2007-07-20 | 2012-10-17 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置用コモンモードフィルタおよび出力フィルタおよび電力変換装置 |
| US8345453B2 (en) | 2007-09-21 | 2013-01-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion apparatus for electric vehicle |
| CN101884158B (zh) * | 2008-03-04 | 2013-02-13 | 株式会社安川电机 | 输出滤波器及使用该滤波器的电力转换装置 |
| CN102282748B (zh) * | 2009-01-13 | 2013-12-18 | 株式会社安川电机 | 输出滤波器以及具备输出滤波器的电力变换装置 |
| JP2009148162A (ja) * | 2009-03-30 | 2009-07-02 | Toshiba Corp | ノイズフィルタ |
| MY176806A (en) * | 2013-09-30 | 2020-08-21 | Daikin Ind Ltd | Power conversion device |
| DE102018006357A1 (de) * | 2018-08-11 | 2020-02-13 | Diehl Ako Stiftung & Co. Kg | Antriebsschaltung zum Antreiben eines elektronisch kommutierten Motors |
| US12081093B2 (en) * | 2019-04-22 | 2024-09-03 | Mitsubishi Electric Corporation | AC electric motor drive system |
| CN111308216B (zh) * | 2020-03-26 | 2021-08-13 | 深圳供电局有限公司 | 绝缘监测方法 |
| CN111726017B (zh) * | 2020-07-16 | 2024-09-27 | 瑞安市伏特佳电子有限公司 | 一种开关电源 |
| CN113765346B (zh) * | 2021-08-30 | 2024-03-26 | 河北科技大学 | 基于变压器滤波的电流源并网逆变器及其双载波调制方法 |
| JP2023105337A (ja) * | 2022-01-19 | 2023-07-31 | サンデン株式会社 | アクティブフィルタ装置及びそれを備えた電動圧縮機 |
| WO2023242958A1 (ja) * | 2022-06-14 | 2023-12-21 | ファナック株式会社 | コモンモード電流を抑制するインバータ及びモータ駆動装置 |
| CN116545237B (zh) * | 2023-07-05 | 2024-04-09 | 深圳市首航新能源股份有限公司 | 一种谐振抑制方法、电子设备和计算机存储介质 |
| CN117665613B (zh) * | 2024-02-01 | 2024-04-30 | 深圳曦华科技有限公司 | 电压检测方法、装置、系统和计算机设备、存储介质 |
-
1997
- 1997-12-26 JP JP36092797A patent/JP4106496B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US12032005B2 (en) | 2020-01-30 | 2024-07-09 | Lg Energy Solution, Ltd. | Device and method for monitoring common mode voltage |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11196565A (ja) | 1999-07-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4106496B2 (ja) | インバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置 | |
| US7606052B2 (en) | Filter device | |
| CA2292827C (en) | Inverter apparatus | |
| US7050279B2 (en) | Method and apparatus for high impedance grounding of medium voltage AC drives | |
| JP3221828B2 (ja) | 電力変換方法及び電力変換装置 | |
| EP2408093A2 (en) | Inverter filter including differential mode and common mode, and system including the same | |
| JP5237308B2 (ja) | 無停電電源装置 | |
| US20050253564A1 (en) | Active power filter apparatus with reduced va rating for neutral current suppression | |
| EP1154552A1 (en) | Method and apparatus for protecting pwm cycloconverter | |
| KR100544758B1 (ko) | 교류 라인에 연결된 능동 공통 모드 필터 | |
| CA2069896A1 (en) | Uninterrupted power supply system having improved power factor correction circuit | |
| US5397927A (en) | Active filter for reducing non-fundamental currents and voltages | |
| US20030223251A1 (en) | Control method and apparatus to reduce current through DC capacitor linking two static converters | |
| JPH08237936A (ja) | 電圧形インバータのノイズフィルタ | |
| CN116888875A (zh) | 交错式功率转换器 | |
| Yamada et al. | High-frequency isolation UPS with novel SMR | |
| JP5011717B2 (ja) | 交流−交流変換装置 | |
| JPH11299264A (ja) | インバータのコモンモード電圧の抑制方法とその装置 | |
| Hussein et al. | Modeling and simulation of traveling waves in induction motor drives | |
| JP3155912B2 (ja) | 電気機器における感電防止回路 | |
| US20240332922A1 (en) | Current damper for voltage transformer | |
| CN214626789U (zh) | 一种基于飞机静变电源的并网拓扑结构 | |
| Mohammadi et al. | Active common-mode voltage reduction in a fault-tolerant three-phase inverter | |
| Sharma et al. | Harmonic Mitigation Techniques for Non-Linear Loads: An Organized Investigation | |
| Naderi et al. | Investigation on capacitor switching transient limiter with a three phase variable resistance |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041115 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20060324 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20071024 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20071129 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071219 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080305 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080318 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110411 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120411 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120411 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130411 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |