JP4092087B2

JP4092087B2 - Power converter

Info

Publication number: JP4092087B2
Application number: JP2001155973A
Authority: JP
Inventors: 村晴久高; 上和人川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-05-24
Filing date: 2001-05-24
Publication date: 2008-05-28
Anticipated expiration: 2021-05-24
Also published as: JP2002354889A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に係わり、とくに、入力直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、このチョッパ回路の出力直流電圧をＰＷＭ制御により所望の周波数および電圧の交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータと、前記チョッパ回路およびインバータ回路を制御する制御回路とを備えた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１５は、従来の交流電動機２を駆動制御するための電力変換装置３の回路構成を示すものである。電力変換装置３は、直流電源４から開閉器５を介して直流電力を入力し、所望周波数の交流電力を出力して、車両を駆動するための交流電動機２に供給する。電力変換装置３は、直流コンデンサ３２およびインバータ回路３３からなっており、制御回路３４によってＰＷＭ制御される。インバータ回路３３はフリーホイーリングダイオードを有するスイッチング素子を３相ブリッジ結線してなるインバータ回路である。
【０００３】
近年、電気自動車システムに対して大容量化の要求があり、それに応じて電動機駆動パワーの向上と回生パワーの向上が必要になってきている。電気自動車には、走行距離を長くするためにも高効率化が要求され、大電流化によりパワーアップした電動機よりも高電圧化によりパワーアップした電動機の方がより小型化および高効率化を達成することができる。その場合、バッテリーによる電源の高電圧化は、車両に搭載する場合の所要スペースと所要重量が問題となるので、バッテリー電圧と電動機電圧を整合させるためのチョッパ回路を付加した回路方式も提案されている（特開平６−２４５３３２号公報）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
インバータ回路３３に昇圧用チョッパ回路を加えることにより、電動機駆動パワーの向上が可能となる。しかし、電動機パワーの向上は、高い電圧でＰＷＭ制御を行うために、低い電圧でＰＷＭ制御を行った場合に比べ、リアクトル１および電動機２の電磁騒音が大きくなり、耳障りになるという問題が発生していた。
【０００５】
本発明は、チョッパ回路およびインバータ回路を有する電力変換装置に前置されるリアクトルの電磁騒音、および電力変換回路を介して駆動される交流電動機の電磁騒音を低減しうる電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、
入力直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、このチョッパ回路の出力直流電圧をＰＷＭ制御により所望の周波数および電圧の交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータと、前記チョッパ回路およびインバータ回路を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、前記制御回路は、前記チョッパ回路およびインバータ回路のそれぞれのスイッチング周波数を、分散制御のタイミングを同期させて所定周波数範囲内で分散させることを特徴とする電力変換装置、
を提供するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
＜実施の形態１＞
本発明の実施の形態１を、図１および図２に示す。図１における電力変換装置３は、直流電源４から開閉器５およびリアクトル１を介して直流電力を入力し、それを所望の周波数および電圧の交流電力に変換して交流電動機２に供給し、交流電動機２を所望の回転速度で駆動する装置である。電力変換装置３は、チョッパ回路３１と直流コンデンサ３２とインバータ回路３３とからなっている。チョッパ回路３１は並列チョッピング素子３１ｂと直列ダイオード３１ａとからなっており、昇圧手段として用いられる。電力変換装置３に含まれるチョッパ回路３１およびインバータ回路３３は制御回路３４によって制御される。インバータ回路３３は３相ブリッジ結線された６アームのスイッチング素子からなっている。制御回路３４はチョッパ回路３１をチョッパ制御するとともに、インバータ回路３３をＰＷＭ制御する。チョッパ回路３１は、直流電源４の電圧を昇圧制御し、インバータ回路３３は交流出力の周波数および電圧を、交流電動機２が所望の速度で回転するように制御する。
【００１５】
図２は、図１の装置の動作を説明するためのタイムチャートである。図２の時刻ｔｏにおいて起動指令ＳＣが入力されると、その時点で開閉器５をオンし、速度基準Ｎｓに従って制御回路３４からインバータ回路３３の各半導体素子ヘゲート信号が供給され、電力変換装置が始動されることになる。インバータ回路３３は速度基準Ｎｓに対応する所定の周波数Ｆ_ＩＮＶおよび電圧Ｖ_ＩＮＶを出力し、交流電動機２に供給してこれを駆動する。チョッパ回路３１は直流電源４の電圧を昇圧するようにチョッパ動作する。インバータ回路３３のスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶおよびチョッパ回路３１のスイッチング周波数Ｐ_ＣＨＰは一定にするのではなく、所定範囲内、すなわち下限周波数PLおよび上限周波数PHの範囲内で適度に分散させるものとする。これにより、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００１６】
スイッチング周波数の分散制御にあたっては次のような態様がありうる。
【００１７】
（１）チョッパ回路３１とインバータ回路３３のスイッチング周波数の分散制御のタイミングを同期させ、リアクトル１と交流電動機２が電磁騒音を打ち消すようにそれぞれのスイッチング周波数を決定し、聴感での電磁騒音を低減させる。
【００１８】
（２）チョッパ回路３１とインバータ回路３３の分散制御のタイミングを非同期として、スイッチング周波数の分散は個別に設定し、リアクトル１と交流電動機２の電磁騒音の分散性が大きくなるようにそれぞれのスイッチング周波数を設定し、聴感での電磁騒音を低減させる。
【００１９】
本実施の形態によれば、チョッパ回路３１とインバータ回路３３のスイッチング周波数の分散の組み合わせにより、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００２０】
＜参考例１＞
本発明の参考例１のタイムチャートを図３および図４に示す。この参考例で用いる回路構成は図１のものと同一であるが、図３の制御態様において図２の制御態様と異なるところは、スイッチング周波数の分散をチョッパ回路３１のみ行い、インバータ回路３３は固定とすることである。すなわち、インバータ回路３３のスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶは一定とし、チョッパ回路３１のスイッチング周波数Ｐ_ＣＨＰは図２の場合と同様に分散させる。これにより、リアクトル１の電磁騒音の低減に合わせた設定をすることができる。
【００２１】
図４の制御態様では、図３の場合とは逆に、スイッチング周波数の分散をインバータ回路３３のみ行い、チョッパ回路３１は固定とする。すなわち、インバータ回路３３のスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶは図２の場合と同様に分散させ、チョッパ回路３１のスイッチング周波数Ｐ_ＣＨＰは一定とする。これにより、交流電動機２の電磁騒音の低減に合わせた設定をすることができる。
【００２２】
この参考例によれば、チョッパ回路３１とインバータ回路３３のスイッチング周波数の分散をどちらか一方のみ行い、それぞれリアクトル１および交流電動機２の電磁騒音の低減に合わせた設定をすることができる。
【００２３】
＜参考例２＞
本発明の参考例２のタイムチャートを図５および図６〜８に示す。この参考例で用いる回路構成は図１のものと同一であるが、図５の制御態様において時刻ｔｏにおいて起動指令ＳＣが入力されると、開閉器５がオンし、速度基準Ｎｓに従って制御回路３４からインバータ回路３３の各半導体素子ヘゲート信号が出力され、インバータ回路３３は所定の出力周波数ｆ_ＩＮＶで交流電動機２を駆動する。チョッパ回路３１も同様に動作し、この間は、インバータ回路３３およびチョッパ回路３１は共にスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶおよびＰ_ＣＨＰを分散させる。時刻ｔ１において速度基準Ｎｓが所定のレベルＬ１に達したら、両スイッチング周波数は分散から固定へと移行させる。
【００２４】
なお、速度基準ＮｓがレベルＬ１より低い所定のレベルＬ０に達したとき、分散幅を徐々に減少させ、速度基準ＮｓがレベルＬ１に達したとき、固定へと移行させるようにすれば、分散から固定へと円滑に移行させることができる。
【００２５】
速度Ｎをパラメータとしてスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶ，Ｐ_ＣＨＰを分散させるパターンの態様を図６〜８に示す。図中のハッチングの部分がスイッチング周波数の分散を行う分散幅（縦軸）および期間（横軸）である。図６は、図５で説明した速度Ｎに応じてスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶまたはＰ_ＣＨＰの分散範囲を低減させるパターンを示すものである。この場合、高速域ではスイッチング周波数の下限値を徐々に上昇させて最終的に上限値に持っていく。これにより電流制御応答を確保するようにしている。図７の制御態様では、低速域でも高速域でもほぼ上限値付近で比較的小さい一定の分散幅で分散させ、電磁騒音を速度に関係なく一定とする。これに対して、図８の制御態様では、速度によって分散幅が変わることはなく一定であるが、スイッチングの基準周波数は速度に応じて、高速になるほど高周波数になるようにする。
【００２６】
この参考例によれば、スイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶ，Ｐ_ＣＨＰの分散範囲を速度に応じて変化させることにより、リアクトル１および交流電動機２の聴感での電磁騒音を低減することができる。
【００２７】
＜参考例３＞
本発明の参考例３のタイムチャートを図９および図１０〜１２に示す。これらの図９〜１２は図５〜８における速度基準Ｎｓを負荷Ｌに置き換えたものに相当する。この制御態様では、時刻ｔｏにおいて起動指令ＳＣが入力されると、制御回路３４に別途与えられる速度基準Ｎｓに従ってインバータ回路３３の出力周波数が制御され、負荷Ｌが所定値に達するまでは、インバータ回路３３およびチョッパ回路３１のスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶおよびＰ_ＣＨＰを分散させる。時刻ｔ１において負荷Ｌが所定のレベルＬ１に達したら、両スイッチング周波数は分散から固定へと移行させる。変形例として、負荷ＬがレベルＬ１より低い所定のレベルＬ０に達したとき、それ以上の負荷領域で分散幅を徐々に減少させ、負荷ＬがレベルＬ１に達したとき、固定へと移行させるようにする。この制御態様でも分散から固定へと円滑に移行させることができる。
【００２８】
この参考例によれば、スイッチングの分散範囲を負荷により変え、それにより負荷が大きいほどスイッチング周波数を上昇させ、高負荷・低スイッチングでのリアクトル１および交流電動機２の聴感での電磁騒音を低減することができる。
【００２９】
図１０〜１２に示すように、図６〜８を参照して説明したと同様に、負荷Ｌに応じてインバータ回路３３またはチョッパ回路３１のスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶまたはＰ_ＣＨＰを所定範囲内で分散させることにより、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００３０】
＜参考例４＞
本発明の参考例４を説明する。この参考例４は、図６〜８および図１０〜１２のパターンを速度基準Ｎｓおよび負荷Ｌのそれぞれについて設定し、以下に示す３×３＝９通りの組み合わせによりスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶおよび／またはＰ_ＣＨＰを分散させる。
【００３１】
（１）図６と図１０
（２）図６と図１１
（３）図６と図１２
（４）図７が図１０
（５）図７と図１１
（６）図７と図１２
（７）図８と図１０
（８）図８と図１１
（９）図８と図１２
例えば、（１）の図６と図１０との組み合わせにおいては、スイッチング周波数の分散範囲が同じで、絞り始める速度が１０００rpm、負荷が２０％であるとした場合、速度６００rpmで負荷３０％の場合、負荷による絞りを優先させる。速度１２００rpmで負荷１０％の場合は、速度を優先させる。分散幅が異なる場合は、狭い方を優先させる。
【００３２】
この参考例によれば、速度Ｎまたは負荷Ｌのどちらかが大きくなった場合に合わせてスイッチング周波数の分散を変えることができ、聴感での電磁騒音を低減することができる。
【００３３】
＜参考例５＞
本発明の参考例５のタイムチャートを、図１３に示す。この参考例で用いる回路構成は図１のものと同一であるが、図１３では時刻ｔｏにおいて起動指令ＳＣが入力されると、速度基準ＳＣに従って制御回路３４からインバータ回路３３の各半導体素子ヘゲート信号が出力され、インバータ回路３３は所定の出力周波数ｆ_ＩＮＶで交流電動機２を駆動する。この段階では、チョッパ回路３１のチョッパ動作はオフとし、直流電源１の電圧に等しい直流電圧がインバータ回路３３に供給される。時刻ｔ１において速度基準Ｎｓが所定のレベルＬ１に達したら、チョッパ回路３１をスイッチング動作させて直流電圧を昇圧させる。例えば、交流電動機２の定格電圧をＡＣ４００Ｖとすると、直流電圧６００Ｖ程度でＰＷＭ制御する必要があるが、直流電源電圧が仮に３００Ｖの場合でも、昇圧せずに約５０％のＡＣ２００Ｖまで出力することができる。したがって、５０％程度の速度までチョッパ回路３１を動作させないですむので、その損失を低減することができる。さらに、ＰＷＭ電圧波形のピーク値は５０％となるので、交流電動機２の磁気騒音も低減させることができる。また、昇圧する電圧レベルを鎖線で示すように速度基準Ｎｓの大きさに追従して調整することも可能である。
【００３４】
速度基準Ｎｓを負荷Ｌに置き換えて同様の制御をすることも可能である。さらに、チョッパ回路３１による昇圧を行うかどうかを、速度基準Ｎｓと負荷Ｌとの組み合わせにより決定することも可能である。
【００３５】
この参考例によれば、チョッパ回路３１によって昇圧する運転範囲が少なくなり、もしくは、昇圧する電圧が低くなることにより、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００３６】
＜参考例６＞
本発明の参考例の回路構成を図１４に示す。図１４の電力変換装置３は、交流電動機２の減速時等に交流電動機２が発電モードに入ったときに直流電源４への電力回生を行うために、チョッパ回路３１に、直流電源４側から見て降圧機能を持たせたものである。図１４のチョッパ回路３１では、入力端に並列に直流電源４に対して逆極性にダイオード３１ｃを接続し、出力端に直列に順方向ダイオードおよびそれに逆並列のスイッチングトランジスタからなるチョッピング素子３１ｄが接続されている。この実施の形態の変形例として、力行運転時は図１の回路（昇圧チョッパ）によって運転し、回生運転時のみ図１４の回路（降圧チョッパ）によって運転するように組み合わせ使用することも可能である。
【００３７】
この参考例によれば、力行運転時でも回生運転時でも、速度Ｎや負荷Ｌにより電圧を調整することができ、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００３８】
＜参考例７＞
本発明においては、インバータ回路３３でのスイッチング周波数Ｐ_ＩＮＶの分散が交流電動機２の機械的共振点付近で電磁音を増長させる可能性があるため、機械的共振点付近では分散制御を行わないように制御する。
【００３９】
この参考例によれば、機械的共振点付近でのリアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００４０】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、チョッパ回路およびインバータ回路を有する電力変換装置において、スイッチング周波数の分散制御のタイミングを同期させて適宜分散させることにより、リアクトルおよび交流電動機の電磁騒音を低減できる電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１を実施する主回路の一構成例を示す接続図。
【図２】本発明の実施の形態１の動作例を示すタイムチャート。
【図３】本発明の参考例１の第１の動作例を示すタイムチャート。
【図４】本発明の参考例１の第２の動作例を示すタイムチャート。
【図５】本発明の参考例２の動作例を示すタイムチャート。
【図６】本発明の参考例２の分散パターンの第１の例を示す図。
【図７】本発明の参考例２の分散パターンの第２の例を示す図。
【図８】本発明の参考例２の分散パターンの第３の例を示す図。
【図９】本発明の参考例３の動作例を示すタイムチャート。
【図１０】本発明の参考例３の分散パターンの第１の例を示す図。
【図１１】本発明の参考例３の分散パターンの第２の例を示す図。
【図１２】本発明の参考例３の分散パターンの第３の例を示す図。
【図１３】本発明の参考例５の動作例を示すタイムチャート。
【図１４】本発明の参考例６の主回路構成例を示す接続図。
【図１５】従来の電力変換装置の回路構成例を示す接続図。
【符号の説明】
１リアクトル
２交流電動機
３電力変換装置
３１チョッパ回路
３２直流コンデンサ
３３インバータ回路
３４制御回路
４直流電源
５開閉器
Ｆ_ＩＮＶインバータ回路出力周波数
Ｐ_ＩＮＶインバータ回路スイッチング周波数
Ｐ_ＣＨＰチョッパ回路スイッチング周波数
Ｎｓ速度基準
Ｎ速度
Ｌ負荷[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device, and more particularly, to a chopper circuit that boosts or steps down an input DC voltage, and converts the output DC voltage of the chopper circuit into an AC voltage of a desired frequency and voltage by PWM control to an AC motor. The present invention relates to a power conversion device including an inverter to be supplied and a control circuit that controls the chopper circuit and the inverter circuit.
[0002]
[Prior art]
FIG. 15 shows a circuit configuration of a power converter 3 for driving and controlling a conventional AC motor 2. The power converter 3 inputs DC power from the DC power source 4 via the switch 5, outputs AC power of a desired frequency, and supplies it to the AC motor 2 for driving the vehicle. The power conversion device 3 includes a DC capacitor 32 and an inverter circuit 33, and is PWM controlled by the control circuit 34. The inverter circuit 33 is an inverter circuit formed by connecting a switching element having a freewheeling diode to a three-phase bridge.
[0003]
In recent years, there has been a demand for a large capacity for an electric vehicle system, and accordingly, improvement in electric motor drive power and improvement in regenerative power have become necessary. Electric vehicles are required to have high efficiency in order to extend the mileage, and motors that have been powered up by higher voltage than electric motors that have been powered up by increasing current have achieved smaller size and higher efficiency. can do. In that case, the increase in the voltage of the power source by the battery has a problem with the required space and the required weight when mounted on the vehicle, so a circuit system with a chopper circuit for matching the battery voltage and the motor voltage has been proposed. (JP-A-6-245332).
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
By adding a step-up chopper circuit to the inverter circuit 33, it is possible to improve the motor drive power. However, since the motor power is improved because the PWM control is performed at a high voltage, the electromagnetic noise of the reactor 1 and the motor 2 is increased compared to the case where the PWM control is performed at a low voltage, which causes a problem. It was.
[0005]
The present invention provides a power converter that can reduce the electromagnetic noise of a reactor placed in front of a power converter having a chopper circuit and an inverter circuit, and the electromagnetic noise of an AC motor driven through the power converter. With the goal.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the present invention,
A chopper circuit that steps up or down an input DC voltage, an inverter that converts an output DC voltage of the chopper circuit into an AC voltage having a desired frequency and voltage by PWM control, and supplies the AC motor to the AC motor, and the chopper circuit and the inverter circuit the power converter and a control circuit for controlling the control circuit, the switching frequency of their respective of said chopper circuit and the inverter circuit, that is dispersed within a predetermined frequency range to synchronize the timing of the distributed control Power converter device,
Is to provide.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
<Embodiment 1>
Embodiment 1 of the present invention is shown in FIG. 1 and FIG. The power converter 3 in FIG. 1 inputs DC power from a DC power source 4 via a switch 5 and a reactor 1, converts it into AC power having a desired frequency and voltage, supplies the AC power to the AC motor 2, and supplies AC power. This is a device for driving the electric motor 2 at a desired rotational speed. The power conversion device 3 includes a chopper circuit 31, a DC capacitor 32, and an inverter circuit 33. The chopper circuit 31 includes a parallel chopping element 31b and a series diode 31a, and is used as a boosting unit. The chopper circuit 31 and the inverter circuit 33 included in the power conversion device 3 are controlled by the control circuit 34. The inverter circuit 33 is composed of a 6-arm switching element connected in a three-phase bridge. The control circuit 34 performs chopper control of the chopper circuit 31 and PWM control of the inverter circuit 33. The chopper circuit 31 controls the voltage of the DC power supply 4 to be boosted, and the inverter circuit 33 controls the frequency and voltage of the AC output so that the AC motor 2 rotates at a desired speed.
[0015]
FIG. 2 is a time chart for explaining the operation of the apparatus of FIG. When a start command SC is input at time to in FIG. 2, the switch 5 is turned on at that time, and a gate signal is supplied from the control circuit 34 to each semiconductor element of the inverter circuit 33 in accordance with the speed reference Ns. Will be started. The inverter circuit 33 outputs a predetermined frequency F _INV and voltage V _INV corresponding to the speed reference Ns, and supplies them to the AC motor 2 to drive them. The chopper circuit 31 performs a chopper operation so as to boost the voltage of the DC power supply 4. The switching frequency P _INV of the inverter circuit 33 and the switching frequency P _CHP of the chopper circuit 31 are not made constant, but are appropriately dispersed within a predetermined range, that is, within the range of the lower limit frequency PL and the upper limit frequency PH. Thereby, the electromagnetic noise of the reactor 1 and the AC motor 2 can be reduced.
[0016]
There can be the following modes in the distributed control of the switching frequency.
[0017]
(1) Synchronize the timing of distributed control of the switching frequency of the chopper circuit 31 and the inverter circuit 33, determine the respective switching frequencies so that the reactor 1 and the AC motor 2 cancel the electromagnetic noise, and reduce the electromagnetic noise in the sense of hearing. Let
[0018]
(2) The dispersion control timing of the chopper circuit 31 and the inverter circuit 33 is asynchronous, the dispersion of the switching frequency is set individually, and the respective switching frequencies are set so that the dispersibility of the electromagnetic noise of the reactor 1 and the AC motor 2 is increased. Set to reduce electromagnetic noise due to hearing.
[0019]
According to the present embodiment, the electromagnetic noise of the reactor 1 and the AC motor 2 can be reduced by the combination of the dispersion of the switching frequency of the chopper circuit 31 and the inverter circuit 33.
[0020]
<Reference Example 1>
The time chart of Reference Example 1 of the present invention is shown in FIGS. The circuit configuration used in this reference example is the same as that of FIG. 1, but the control mode of FIG. 3 differs from the control mode of FIG. 2 in that only the chopper circuit 31 distributes the switching frequency and the inverter circuit 33 is fixed. It is to do. That is, the switching frequency P _INV of the inverter circuit 33 is constant, and the switching frequency P _CHP of the chopper circuit 31 is dispersed in the same manner as in FIG. Thereby, the setting according to the reduction of the electromagnetic noise of the reactor 1 can be performed.
[0021]
In the control mode of FIG. 4, contrary to the case of FIG. 3, the switching frequency is distributed only by the inverter circuit 33, and the chopper circuit 31 is fixed. That is, the switching frequency P _INV of the inverter circuit 33 is dispersed similarly to the case of FIG. 2, and the switching frequency P _CHP of the chopper circuit 31 is constant. Thereby, the setting according to the reduction of the electromagnetic noise of the AC motor 2 can be performed.
[0022]
According to this reference example, only one of the switching frequencies of the chopper circuit 31 and the inverter circuit 33 is dispersed, and settings can be made in accordance with the electromagnetic noise reduction of the reactor 1 and the AC motor 2, respectively.
[0023]
<Reference Example 2>
The time chart of the reference example 2 of this invention is shown in FIG. 5 and FIGS. The circuit configuration used in this reference example is the same as that of FIG. 1, but when the start command SC is input at time to in the control mode of FIG. 5, the switch 5 is turned on, and the control circuit 34 according to the speed reference Ns. from the output semiconductor elements Hegeto signal of the inverter circuit 33, inverter circuit 33 drives the AC motor 2 at a predetermined output frequency f _INV. The chopper circuit 31 operates in the same manner, and during this time, the inverter circuit 33 and the chopper circuit 31 both distribute the switching frequencies P _INV and _PCHP . When the speed reference Ns reaches a predetermined level L1 at time t1, both switching frequencies are shifted from dispersion to fixed.
[0024]
When the speed reference Ns reaches a predetermined level L0 lower than the level L1, the dispersion width is gradually reduced, and when the speed reference Ns reaches the level L1, the shift is made fixed. It is possible to make a smooth transition to fixation.
[0025]
The mode of the pattern in which the switching frequencies P _INV and _PCHP are distributed using the speed N as a parameter is shown in FIGS. The hatched portions in the figure are the dispersion width (vertical axis) and the period (horizontal axis) over which the switching frequency is dispersed. Figure 6 shows a pattern to reduce the dispersion range of the switching frequency P _INV or P _CHP according to the speed N as described in Figure 5. In this case, in the high speed region, the lower limit value of the switching frequency is gradually increased to finally reach the upper limit value. As a result, a current control response is ensured. In the control mode of FIG. 7, the electromagnetic noise is made constant regardless of the speed by dispersing with a relatively small constant dispersion width in the vicinity of the upper limit value in both the low speed range and the high speed range. On the other hand, in the control mode of FIG. 8, the dispersion width does not change depending on the speed and is constant, but the reference frequency of switching is set to be higher as the speed is higher according to the speed.
[0026]
According to this reference example, by changing the dispersion range of the switching frequencies P _INV and _PCHP according to the speed, it is possible to reduce electromagnetic noise due to the audibility of the reactor 1 and the AC motor 2.
[0027]
<Reference Example 3>
The time chart of the reference example 3 of this invention is shown in FIG. 9 and FIGS. 9 to 12 correspond to those obtained by replacing the speed reference Ns in FIGS. In this control mode, when the start command SC is input at time to, the output frequency of the inverter circuit 33 is controlled according to the speed reference Ns separately given to the control circuit 34, and the inverter circuit until the load L reaches a predetermined value. 33 and switching frequencies P _INV and P _CHP of the chopper circuit 31 are dispersed. When the load L reaches a predetermined level L1 at time t1, both switching frequencies are shifted from dispersion to fixed. As a modified example, when the load L reaches a predetermined level L0 lower than the level L1, the dispersion width is gradually decreased in a load region higher than that, and when the load L reaches the level L1, it is shifted to fixed. To. Even in this control mode, it is possible to smoothly shift from dispersion to fixation.
[0028]
According to this reference example, the switching dispersion range is changed depending on the load, thereby increasing the switching frequency as the load is larger, and reducing electromagnetic noise due to the audibility of the reactor 1 and the AC motor 2 at high load / low switching. be able to.
[0029]
As shown in FIGS. 10 to 12, as described with reference to FIGS. 6 to 8, the switching frequency P _INV or _PCHP of the inverter circuit 33 or the chopper circuit 31 is dispersed within a predetermined range according to the load L. Thereby, the electromagnetic noise of the reactor 1 and the AC motor 2 can be reduced.
[0030]
<Reference Example 4>
Reference Example 4 of the present invention will be described. In this reference example 4, the patterns of FIGS. 6 to 8 and FIGS. 10 to 12 are set for the speed reference Ns and the load L, respectively, and the switching frequencies P _INV and / or P are set by the following 3 × 3 = 9 combinations. Disperse _CHP .
[0031]
(1) FIGS. 6 and 10
(2) FIGS. 6 and 11
(3) FIGS. 6 and 12
(4) FIG.
(5) FIGS. 7 and 11
(6) FIGS. 7 and 12
(7) FIGS. 8 and 10
(8) FIGS. 8 and 11
(9) FIGS. 8 and 12
For example, in the combination of FIG. 6 and FIG. 10 in (1), when the dispersion range of the switching frequency is the same, the speed at which throttling starts is 1000 rpm and the load is 20%, and the load is 600 rpm and the load is 30%. Priority is given to throttling by load. When the speed is 1200 rpm and the load is 10%, the speed is prioritized. When the dispersion width is different, the narrower one is given priority.
[0032]
According to this reference example, it is possible to change the dispersion of the switching frequency according to the case where either the speed N or the load L is increased, and it is possible to reduce electromagnetic noise due to hearing.
[0033]
<Reference Example 5>
FIG. 13 shows a time chart of Reference Example 5 of the present invention. The circuit configuration used in this reference example is the same as that shown in FIG. 1, but in FIG. 13, when a start command SC is input at time to, the gate signal is sent from the control circuit 34 to each semiconductor element of the inverter circuit 33 according to the speed reference SC. Is output, and the inverter circuit 33 drives the AC motor 2 at a predetermined output frequency _fINV . At this stage, the chopper operation of the chopper circuit 31 is turned off, and a DC voltage equal to the voltage of the DC power supply 1 is supplied to the inverter circuit 33. When the speed reference Ns reaches a predetermined level L1 at time t1, the chopper circuit 31 is switched to boost the DC voltage. For example, if the rated voltage of the AC motor 2 is 400 V AC, it is necessary to perform PWM control with a DC voltage of about 600 V, but even if the DC power supply voltage is 300 V, it may output up to about 50% AC 200 V without boosting. it can. Therefore, it is not necessary to operate the chopper circuit 31 up to a speed of about 50%, and the loss can be reduced. Furthermore, since the peak value of the PWM voltage waveform is 50%, the magnetic noise of the AC motor 2 can also be reduced. It is also possible to adjust the voltage level to be boosted by following the magnitude of the speed reference Ns as indicated by a chain line.
[0034]
It is possible to perform the same control by replacing the speed reference Ns with the load L. Furthermore, it is also possible to determine whether or not to perform boosting by the chopper circuit 31 by a combination of the speed reference Ns and the load L.
[0035]
According to this reference example, the operation range boosted by the chopper circuit 31 is reduced, or the voltage to be boosted is reduced, so that the electromagnetic noise of the reactor 1 and the AC motor 2 can be reduced.
[0036]
<Reference Example 6>
FIG. 14 shows a circuit configuration of a reference example of the present invention. The power conversion device 3 in FIG. 14 is connected to the chopper circuit 31 from the DC power source 4 side in order to perform power regeneration to the DC power source 4 when the AC motor 2 enters the power generation mode when the AC motor 2 is decelerated. Seeing it has a step-down function. In the chopper circuit 31 of FIG. 14, a diode 31c is connected in parallel with the DC power supply 4 in parallel with the input terminal, and a chopping element 31d composed of a forward diode and a switching transistor in antiparallel with it is connected in series with the output terminal. Has been. As a modification of this embodiment, it is also possible to use a combination of driving by the circuit (step-up chopper) in FIG. 1 during powering operation and driving by the circuit (step-down chopper) in FIG. 14 only during regenerative operation. .
[0037]
According to this reference example, the voltage can be adjusted by the speed N and the load L during the power running operation and the regenerative operation, and the electromagnetic noise of the reactor 1 and the AC motor 2 can be reduced.
[0038]
<Reference Example 7>
In the present invention, since the dispersion of the switching frequency _PINV in the inverter circuit 33 may increase the electromagnetic noise near the mechanical resonance point of the AC motor 2, the dispersion control is not performed near the mechanical resonance point. To control.
[0039]
According to this reference example, electromagnetic noise of the reactor 1 and the AC motor 2 near the mechanical resonance point can be reduced.
[0040]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in a power converter having a chopper circuit and an inverter circuit, electromagnetic noises of the reactor and the AC motor can be reduced by appropriately distributing the switching frequency dispersion control in synchronization. A power converter can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a connection diagram showing a configuration example of a main circuit for carrying out Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a time chart showing an operation example of the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a time chart showing a first operation example of Reference Example 1 of the present invention.
FIG. 4 is a time chart showing a second operation example of Reference Example 1 of the present invention.
FIG. 5 is a time chart showing an operation example of Reference Example 2 of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a first example of a dispersion pattern of Reference Example 2 of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a second example of the dispersion pattern of Reference Example 2 of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a third example of the dispersion pattern of Reference Example 2 of the present invention.
FIG. 9 is a time chart showing an operation example of Reference Example 3 of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing a first example of a dispersion pattern of Reference Example 3 of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing a second example of the dispersion pattern of Reference Example 3 of the present invention.
FIG. 12 is a diagram showing a third example of the dispersion pattern of Reference Example 3 of the present invention.
FIG. 13 is a time chart showing an operation example of Reference Example 5 of the present invention.
FIG. 14 is a connection diagram showing a main circuit configuration example of Reference Example 6 of the present invention.
FIG. 15 is a connection diagram illustrating a circuit configuration example of a conventional power converter.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Reactor 2 AC motor 3 Power converter 31 Chopper circuit 32 DC capacitor 33 Inverter circuit 34 Control circuit 4 DC power supply 5 Switch F _INV inverter circuit output frequency P _INV inverter circuit switching frequency P _CHP chopper circuit switching frequency Ns Speed reference N Speed L load

Claims

A chopper circuit that steps up or down an input DC voltage, an inverter that converts an output DC voltage of the chopper circuit into an AC voltage having a desired frequency and voltage by PWM control, and supplies the AC motor to the AC motor, and the chopper circuit and the inverter circuit In the power conversion device including the control circuit for controlling, the control circuit distributes the switching frequencies of the chopper circuit and the inverter circuit within a predetermined frequency range in synchronization with the timing of the dispersion control. Power converter.