JP4088626B2

JP4088626B2 - 半導体サーキットブレーカのスイッチングのための方法及び装置

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Publication number: JP4088626B2
Application number: JP2004542167A
Authority: JP
Inventors: ルガートギュンター; クノルライナー; ボルツシュテファン; ガムレスクトゥドア−イオン
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2002-10-09
Filing date: 2003-09-05
Publication date: 2008-05-21
Anticipated expiration: 2023-09-05
Also published as: WO2004034583A1; JP2006502627A; EP1550214B1; US20060034138A1; US7327543B2; EP1550214A1

Description

本発明は、請求項１の上位概念による半導体サーキットブレーカのスイッチングのための方法に関しており、特に２つのエネルギ蓄積デバイス間に設けられた半導体サーキットブレーカの、統合化されたスタータ／ジェネレータを具備した自動車用搭載電源網におけるものに関する。また本発明は、この方法を実施するための請求項４に記載の装置にも関している。

統合化されたスタータ／ジェネレータＩＳＧを備えた自動車搭載電源網においては、エネルギ蓄積デバイス、すなわち異なる定格電圧の蓄電池や種々のコンデンサ（中間回路コンデンサ、複層コンデンサ）の間で、制御機器の命令に基づいて実施を行うサーキットブレーカの周波数変換器やスイッチングレギュレータを介したスイッチング過程が必要とされる。

この場合の前提となる条件は、スイッチの開放前は、そのスイッチに流れるスイッチ電流を０Ａにもたらすことであり、スイッチの閉成前は、そのスイッチングコンタクト間に存在するスイッチ電圧を０Ｖにもたらすことである。

スイッチ電流の０Ａは、例えばＡＣ／ＤＣ静止形周波数変換器やＤＣ／ＤＣスイッチングレギュレータの遮断によって行うことができ、実質的に問題はない。

０Ｖへのスイッチ電圧の制御、すなわち開放されている（＝非導通状態の）スイッチ極間電位を０にする事は、通常はエネルギ蓄積デバイスの１つ、例えば中間回路コンデンサのチャージの所期の反転によって行う。なぜならこのコンデンサが通常は小さなエネルギ蓄積デバイスだからである。この制御は基本的には周波数変換器によって行われるか、若しくは周波数変換器と搭載電源網の間に存在するスイッチングレギュレータによって行われる。

中間回路コンデンサは、例えば数万μＦのキャパシタンスを有し、複層コンデンサは、例えば２００Ｆのキャパシタンスを有し、蓄電池は数Ａｈのキャパシタンスを有する。補償すべきスイッチ電圧は、６０Ｖにも達し得る。

しかしながら周波数変換器（例えば６ｋＷ）又はスイッチングレギュレータ（例えば１ｋＷ）の能力と、チャージ補償（たとえば４０ジュールまで）に必要なエネルギとの不所望な割合に起因して電圧補償には、非常に限られた限界が設定される。

例えばスイッチとしての信頼性と所要スペースの理由から半導体スイッチが用いられるならば、そのような電圧補償に得られる制度は不十分なものとなってしまう。

通常のモードで生じる電流と電力においては、非常に小さな抵抗の構成素子（コンデンサ、スイッチ）の利用が求められる。電圧差がある場合には、補償電流は閉成すべきスイッチを介して相応に高くなってしまう。極端な場合には半導体の破損にもなりかねない。

スイッチに流れる補償電流を安全な値に制限することは、発生する電流ピークに基づいて高価な電流センサを要する電流測定が前提となる。その他にもこの補償過程は、時系列上で必ずしも最適に経過させることができない。なぜならスイッチ電圧が高い場合には、スイッチ内の電力損失も高くなるからであり、このことはさらなる制限の可能性を示唆する。

発明の課題
本発明の課題は、半導体サーキットブレーカの操作のための方法及び相応の装置において、高コストな電流センサなしでスイッチング過程とスイッチング状態が次のように制御される、すなわちスイッチにおける電圧差が大きくても半導体における電力損失が危険でない値に限られ、一定に維持され、それによって半導体の損傷が除外されるような制御が実現されるように改善を行うことである。

前記課題は請求項１の特徴部分に記載の本発明による方法と請求項４の特徴部分に記載の本発明による装置によって解決される。

本発明の別の有利な実施例は従属請求項に記載されている。

本発明は、半導体サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）のスイッチング区間の抵抗が制御電圧Ｖｓｔを用いて当該半導体サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の電力損失（Ｐｉｓｔ）が所定の目標値（Ｐｓｏｌｌ）を上回ることがないように制御される技術的示唆を含んでいる。

サーキットブレーカの電力損失（Ｐｉｓｔ）は、サーキットブレーカの端子間に存在する差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）から以下に詳細に述べるように求められる。

この電力損失（Ｐｉｓｔ）は専ら所定の目標値（Ｐｓｏｌｌ）に制御され、その場合制御量は制御電圧生成のための制御信号として用いられる。

本発明によれば、スイッチがトランスファゲートとして構成され、チャージポンプを用いてスイッチにおける電力損失が制御された所定の目標値に制限され得るように制御される。

本発明のさらに有利な改善例は従属請求項に記載されている。

次に本発明の実施例を以下の明細書で概略的図面に基づいて詳細に説明する。この場合、
図１は、１４Ｖ／４２Ｖ自動車用搭載電源網の基本回路図を示したものであり、
図２は、トランスファゲートとして構成された半導体サーキットブレーカの基本回路図であり、
図３は、チャージポンプを用いて制御可能なトランスファゲートの回路を示した図であり、
図４は、スイッチ電圧の確定のための周波数変換器を備えた差動増幅器を示した図であり、
図５は、後置接続された二点制御器を用いてスイッチにおける電力損失確定のためのアナログ計算機を示した図であり、
図６は、スイッチ電力損失確定のためにフローチャートを示した図であり、
図７は、時系列上で可変の案内量Ｖｓｏｌｌ（ｔ）の経過を表した図であり、
図８は、図５による電力損失計算機ＬＲのサーキットブレーカのための代替的実施例を示した図である。

本発明による方法は実施例に基づき装置に関連して詳細に説明される。

図１は、図には示されていない内燃機関と結合される統合化されたスタータ／ジェネレータＩＳＧを備えた１４Ｖ／４２Ｖ自動車用搭載電源網の基本回路図を示したものである。この図に基づいて本発明は説明される。

この統合化されたスタータ／ジェネレータＩＳＧは、双方向のＡＣ／ＤＣ変換器ＡＣ／ＤＣを介して、
ａ）直接中間回路コンデンサＣ１と接続され、
ｂ）複層コンデンサＤＬＣを有するサーキットブレーカＳ２を介して接続され、
ｃ）サーキットブレーカＳ１を介して３６Ｖ蓄電池Ｂ３６及び４２Ｖ搭載電源網と接続され、
ｄ）双方向のＤＣ／ＤＣ変換器ＤＣ／ＤＣを介して１２Ｖの畜電池Ｂ１２と１４Ｖ搭載電源網Ｎ１４が接続される。

本発明によればそれぞれサーキットブレーカの各々（Ｓ１，Ｓ２）がトランスファゲートとして構成されてもよく、またここでは図示されていない制御機器の命令を用いてチャージポンプにより制御される。

図２は、トランスファゲートＴＧとして実施されたスイッチ、例えば中間回路コンデンサＣ１と複層コンデンサＤＬＣの間に配設されるスイッチＳ２に対する基本回路図である。トランスファゲートとして構成されたさらなるスイッチが必要な場合には、それらが同一に構成される。

トランスファゲートＴＧは、直列に接続された２つのＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１，Ｑ２からなり、それらのソース端子ｓとゲート端子ｇはそれぞれ相互に接続されている。ドレイン端子“ｄ”は、スイッチの入力側Ｅ若しくは出力側Ａとして用いられる。

搭載電源網における電圧差分Ｖｄｉｆｆとスイッチにおける電流方向は任意の極性ないしは任意の方向を有し得るので、２つの直列に接続された半導体ないし半導体グループの適用が求められ、それらのうちのそれぞれ少なくとも１つが遮断される。この種の配置構成は、トランスファゲートとして公知である。これは本来の切替え機能を実施する。

そのようなトランスファゲートとして構成されたスイッチの駆動制御は、ソース端子とゲート端子の間の制御電圧の印加によって行われる。この制御電圧の低減に対しては、詳細には示されていない抵抗がゲート端子とソース端子の間に設けられる。

図３には、チャージポンプを用いて駆動制御可能でトランスファゲートとして構成されたスイッチＳ２の回路が示されており、このスイッチは、中間回路コンデンサＣ１と複層コンデンサＤＬＣの間に配設されており、再度示されている。付加的に、信号Ｄｉｓを用いて、トランスファゲート内に配設されているさらなるトランジスタＱ３（及び外部トランジスタＱ４）を介して制御電圧が短絡可能である。それによりトランスファゲートは迅速に開放可能となる（非導通状態に制御される）。

それ自体公知のチャージポンプＬＰ（コンデンサＣ２〜Ｃ５及びダイオードＤ３〜Ｄ５）は、トランスファゲート（スイッチ２）のソース端子とゲート端子の間で制御電圧を構築する。それは、格子発振器（論理スイッチ素子Ｕ１〜Ｕ４）によってイネーブル機能を供給される。それにより発振器と共にチャージポンプＬＰが論理制御信号Ｅｎ（イネーブル）によってオン／オフされる。この制御信号Ｅｎの生成は、さらに以下で説明する。

信号Ｅｎ（イネーブル）を用いたチャージポンプＬＰのスイッチオンによって、ソース端子とゲート端子の間で正の制御電圧が形成される。これによりスイッチＳ２（トランスファゲート）は相応に導通される。遮断の後ではこの電圧が再び低減される。これによりスイッチＳ２は再び非導通状態となる。スイッチオンとスイッチオフは、時系列で制御される。すなわちチャージポンプの所期のスイッチオン／オフによってトランスファゲートがアナログ導通状態に維持され得る。

スイッチＳ２（トランスファゲート）の端子ＡとＥの間の電圧（電位差）（Ｖｄｉｆｆ）は、以下の明細書で図４に示されている電圧センサＧＶによって求められ、スイッチ電圧の基準電位ＧＮＤに関連する絶対値に変換される。電圧（Ｖｄｉｆｆ）は、差動増幅器Ａ１とＲ１１〜Ｒ１４において把握され、所定の基準電圧Ｖｒｅｆに関連する直流電圧に変換される。電位差が０Ｖであるならば、差動増幅器Ａ１の出力側には電圧Ｖｒｅｆがタップ可能である。

差動増幅器Ａ１に後置接続されている整流器Ｋ１は、作動増幅器Ａ１の基準電圧Ｖｒｅｆに関する出力信号を評価する。差動増幅器は２つの相互に接続されたスイッチＳ３とＳ４（例えば２つのＣＭＯＳ切替えスイッチ）を制御し、それにより後続の抵抗Ｒ１５〜Ｒ１８の接続された第２の差動増幅器Ａ２は、常に正の入力電圧を受け取る。

このようにして差動増幅器Ａ２の出力側からは基準電位ＧＮＤに関するスイッチ電圧Ｖｄｉｆｆの絶対値Ｖｄｉｆｆａｂｓが得られる。

このスイッチ電圧の絶対値Ｖｄｉｆｆａｂｓは、引き続きスイッチ電力損失Ｐｉｓｔの確定のために処理されなければならない。

スイッチ電流Ｉｓの高コストな測定を避けるために、このスイッチ電流Ｉｓは、前記スイッチ電圧Ｖｄｉｆｆａｂｓの微分からも求めることが可能である。なぜならこの電流は、中間回路コンデンサＣ１のチャージ反転に用いられるからである。：
Ｉｓ＝Ｃ１*ｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔ，Ｃ１＝定数 ………（１）
スイッチにおける電力Ｐｉｓｔは、スイッチ電圧Ｖｓとスイッチ電流Ｉｓの積の算出を必要とする。：
Ｐｉｓｔ＝Ｖｓ*Ｉｓ＝Ｖｄｉｆｆａｂｓ*Ｃ１*ｄ(Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔ……（２）
図５によればスイッチ電力Ｐｉｓｔの計算に対して電力計算機ＬＲが用いられる。この計算機は、コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２１に接続されたアナログ計算機Ａ３と乗算器Ｍからなる。アナログ計算機Ａ３は、前記式（２）に従って入力量Ｖｄｉｆｆａｂｓから時間微分ｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔを算出し、これは乗算器Ｍにおいて入力量Ｖｄｉｆｆａｂｓと乗算される。

中間回路コンデンサＣ１はこの場合増幅係数として考慮される。しかしながらそれは以下で説明する二点制御器Ｋ２の目標値Ｐｓｏｌｌの変数によっても考慮可能である。乗算器Ｍの出力信号は、スイッチ電力Ｐｉｓｔに比例する。

後続の二点制御器Ｋ２においては、乗算器Ｍの出力信号Ｐｉｓｔが、案内量（命令変数）として用いられる目標値Ｐｓｏｌｌに制御される。これは目標値Ｐｓｏｌｌに相応する電圧値として二点制御器Ｋ２の非反転入力側に印加される。二点制御器Ｋ２の非反転入力側は、抵抗Ｒ２２を介して基準電位ＧＮＤに直結されている。スイッチＳ５を介して二点制御器Ｋ２の非反転入力側には目標値Ｐｓｏｌｌが供給される。二点制御器Ｋ２の出力側からは信号Ｅｎが取出し可能であり、この信号は、図３によるゲートオシレータに制御信号として供給される。：
Ｐｉｓｔ＜Ｐｓｏｌｌ：Ｅｎ＝ハイ→ゲートオシレータは振動、チャージポンプは上昇するゲート電圧を生成、これによりトランスファゲートは大きく導通。スイッチ電圧（端子Ａ−Ｅ間）は低下し、それに伴って即低電圧Ｖｄｉｆｆａｂｓも低下。その結果としてＰｉｓｔの値は、目標値Ｐｓｏｌｌを上回る間で上昇する。
Ｐｉｓｔ＞Ｐｓｏｌｌ：Ｅｎ＝ロー→ゲートオシレータは停止。チャージポンプはもはやゲート電圧を供給せず、電圧は緩慢に低下する。ＰｉｓｔがＰｓｏｌｌを下回ると制御器Ｋ２は再びハイに切り替わり、新たなサイクルが開始される。

目標値Ｐｓｏｌｌは、スイッチＳ５の開放によって遮断され、その場合抵抗Ｒ２２は０電位に、スイッチＳ２は確実に遮断状態に移行する。

スイッチ電力Ｐｉｓｔの計算は、マイクロコントローラμＣにファイルされているソフトウエアプログラムを用いて行われてもよい。そのフローチャートは図６に示されている。これによりアナログ計算機Ａ３と乗算器Ｍは省くことができる。

差動増幅器Ａ２（図４）の出力信号Ｖｄｉｆｆａｂｓは、Ａ／Ｄ変換器Ａ／Ｄにおいて連続的にデジタル化され、バッファメモリＺＳに記憶され、引き続きソフトウエア毎に微分される（ｄ／ｄｔ）。

さらなるステップでは、この微分値がＡ／Ｄ変換器Ａ／Ｄの出力信号と定数Ｃ１で乗算され（Ｘ）、再びアナログ値に再変換される（Ｄ／Ａ）。このアナログ値は、スイッチ電力Ｐｉｓｔに比例しており、制御器Ｋ２（図５）の反転入力側に供給される。

前記微分と乗算は、ハードウエア的にもソフトウエア的にも高コストな方法である。２つの方法は回避可能である。

関連するシステム特性量（キャパシタンス、差分電圧Ｖｄｉｆｆａｂｓ、スイッチ電力Ｐｓｏｌｌ）は既知か若しくは測定可能なので、反転チャージ過程のための制御回路の簡素化も可能である。

これらの特性量からは（計算上で若しくは経験的に）一定のスイッチ電力Ｐｓｏｌｌに対応する時系列的に可変の目標電圧Ｖｓｏｌｌ(ｔ)が求められ、これは反転チャージ過程の開始時点の差分電圧Ｖｄｉｆｆａｂｓから開始されて反転チャージ過程の終了する時点（Ｖｄｉｆｆａｂｓ＝０Ｖ）までの反転チャージ過程のための案内量として記憶される。

これに対する特性曲線は図７に示されており、そこには放物線状の特性経過が時間軸に亘って表されている。制御ループの案内は、時系列上で可変の電圧値Ｖｓｏｌｌ(ｔ)によって行われ、そのスタート値は、反転チャージ過程の開始時点（ｔｏ）における差分電圧Ｖｄｉｆｆａｂｓの現下の値に相応している。

案内量としての時系列的に可変の目標電圧Ｖｓｏｌｌ(ｔ)の生成は、図８に示されているようにマイクロコントローラμＣによって行われており、該コントローラでは目標電圧の時間経過Ｖｓｏｌｌ(ｔ)がテーブルＴに記憶されている。それにより図５及び図６によるハードウエア的若しくはソフトウエア的微分器と乗算器は不要となる。

差分電圧の絶対値Ｖｄｉｆｆａｂｓ（図４の第２の差動増幅器Ａ２の出力電圧）は、当該実施例では二点制御器Ｋ２の反転入力側とマイクロコントローラμＣの入力側に直接供給される。この差分電圧Ｖｄｉｆｆａｂｓは、マイクロコントローラμＣにおいてまずＡ／Ｄ変換される。

スイッチ（ここではＳ２）を介して接続される２つのエネルギ蓄積デバイス（ここではＣ１とＤＬＣ）のチャージ補償のための図には示されていない命令によって、時点ｔ０においてスタート値Ｖｓｏｌｌ(ｔ)（これはこの時点ｔ０の差分電圧Ｖｄｉｆｆａｂｓに相応しテーブルＴから取り出される）でもって開始がなされ、時系列的に可変の目標電圧Ｖｓｏｌｌ(ｔ)は、Ｄ／Ａ変換の後で二点制御器Ｋ２の非反転入力側にスイッチＳ３を介して供給され、図７に示されている特性曲線に相応するように時点ｔ１で０になる。

これにより２つのエネルギ蓄積デバイス間のチャージ補償が所定の一定のスイッチ損失電力によって実施され、これは時点ｔ１で終了する。

１４Ｖ／４２Ｖ自動車用搭載電源網の基本回路図トランスファゲートとして構成された半導体サーキットブレーカの基本回路図チャージポンプを用いて制御可能なトランスファゲートの回路を示した図スイッチ電圧の確定のための周波数変換器を備えた差動増幅器を示した図後置接続された二点制御器を用いてスイッチにおける電力損失確定のためのアナログ計算機を示した図スイッチ電力損失確定のためにフローチャートを示した図時系列上で可変の案内量Ｖｓｏｌｌ（ｔ）の経過を表した図図５による電力損失計算機ＬＲのサーキットブレーカのための代替的実施例を示した図

Claims

半導体サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）のスイッチングのための方法において、
前記半導体サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の電力損失（Ｐｉｓｔ）が所定の目標値（Ｐｓｏｌｌ）を上回らないように、半導体サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）のブレーカギャップの抵抗を制御電圧（Ｖｓｔ）を用いて制御するようにしたことを特徴とする方法。
前記半導体サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の端子間に存在する差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）から半導体サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の電力損失（Ｐｉｓｔ）を求めるために、当該差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の基準電位（ＧＮＤ）に関する絶対値（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）を形成し、
前記差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の時間微分ｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔを形成し、
以下の式、
Ｐｉｓｔ＝Ｖ_ｓ＊Ｉ_ｓ＝Ｖｄｉｆｆａｂｓ＊ｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔ＊Ｃ１
前記Ｖ_ｓ＝スイッチ電圧（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）
前記Ｉ_ｓ＝ｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔ＊Ｃ１
前記Ｃ１＝定数
に従って、時間微分ｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔと、絶対値（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）と、定数Ｃ１を乗算し、この積は当該半導体サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の電力損失（Ｐｉｓｔ）に相応し、
電力損失（Ｐｉｓｔ）を所定の目標値（Ｐｓｏｌｌ）に制御し、
その場合制御量を制御電圧（Ｖｓｔ）生成のための制御信号（Ｅｎ）として用いる、請求項１記載の方法。
半導体サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の端子間に存在する差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）から、当該差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の基準電位に関する絶対値（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）を形成し、
既知の若しくは測定可能なシステム特性量、例えばキャパシタンス（Ｃ１）、差分電圧（Ｖｄｉｆｆａｓ）、スイッチ電力（Ｐｓｏｌｌ）から、一定のスイッチ電力（Ｐｓｏｌｌ）に対応する時系列で可変の目標電圧（Ｖｓｏｌｌ(ｔ)）を求め、切替えチャージ過程のために記憶し、
この目標電圧（Ｖｓｏｌｌ(ｔ)）を、切替えチャージ過程開始時点の差分電圧（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）によって開始され当該切替えチャージ過程の終了する差分電圧（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）＝０Ｖとなる時点ｔ１までの、切替えチャージ過程期間中の差分電圧（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）制御のための案内量として利用し、制御量を制御電圧（Ｖｓｔ）生成のための制御信号（Ｅｎ）として用いる、請求項１記載の方法。
統合化されたスタータ／ジェネレータを具備した自動車の搭載電源網におけるエネルギ蓄積デバイス（Ｃ１，ＤＬＣ，Ｂ３６）の間に配置されたサーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）、特に半導体サーキットブレーカの操作のための請求項１から３いずれか１項記載の方法を実施するための装置において、
前記サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）が２つの直列に接続された半導体（Ｑ１，Ｑ２）を有するトランスファーゲート（ＴＧ）として構成されており、前記半導体のうち、サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の遮断状態においてそれぞれ少なくとも１つが遮断され、
制御電圧（Ｖｓｔ）の生成のためにチャージポンプ（ＬＰ）が設けられており、該チャージポンプを用いてサーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の半導体（Ｑ１，Ｑ２）が導通状態においてそれぞれのケースでサーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の電力損失（Ｐｉｓｔ）が所定の目標値（Ｐｓｏｌｌ）を上回らないように制御されるように構成されていることを特徴とする装置。
前記トランスファーゲート（ＴＧ）においてトランジスタ（Ｑ３）が設けられており、該トランジスタ（Ｑ３）のコレクタ−エミッタ区間は、前記２つの直列に接続された半導体（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続されたゲート端子（ｇ）と相互接続されたソース端子（ｓ）の間に配設されており、前記トランジスタは、トランスファゲート（ＴＧ）を迅速に非導通状態に制御するために、外部信号（Ｄｉｓ）を用いて導通状態にシフト可能である、請求項４記載の装置。
サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の電力損失（Ｐｉｓｔ）生成のために、
電圧センサ（ＧＶ）が設けられており、該電圧センサ（ＧＶ）は、サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の端子（Ａ，Ｅ）間に存在する差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）から、当該差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の基準電位ＧＮＤに関する絶対値（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）を形成し、
微分器（Ａ３，ｄ／ｄｔ）が設けられており、該微分器（Ａ３，ｄ／ｄｔ）では、時間微分ｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔが形成され、
乗算器（Ｍ）が設けられており、該乗算器（Ｍ）では時間微分ｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔと絶対値（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）と定数値（Ｃ１）が乗算され、その出力信号が、サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の損失出力（Ｐｉｓｔ）に相応する、請求項４記載の装置。
マイクロコントローラ（μＣ）が設けられており、該マイクロコントローラ（μＣ）では、電力損失（Ｐｉｓｔ）の算出がデジタル方式で実施され、
Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）を有しており、該Ａ／Ｄ変換器は差分増幅器（Ａ２）の出力信号（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）を連続的にデジタル化し、
バッファメモリ（ＺＳ）を有しており、該バッファメモリ（ＺＳ）内にはデジタル化された信号（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）が記憶されており、
デジタル微分器（ｄ／ｄｔ）を有しており、該デジタル微分器（ｄ／ｄｔ)は記憶されている信号（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）をｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔに微分し、
デジタル乗算器（ｘ）を有しており、該デジタル乗算器（ｘ）は、サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の電力損失（Ｐｉｓｔ）に相応する値のためにデジタル信号（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）と微分値ｄ（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）／ｄｔと定数（Ｃ１）を乗算し、
デジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）を有しており、該デジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）は当該デジタル値をアナログ値（Ｐｉｓｔ）に変換する、請求項４記載の装置。
制御器（Ｋ２）が設けられており、該制御器（Ｋ２）は、電力損失（Ｐｉｓｔ）を所定の目標値（Ｐｓｏｌｌ）に制御し、その出力信号、制御量は、制御電圧（Ｖｓｔ）生成のための制御信号（Ｅｎ）としてチャージポンプ（ＬＰ）に供給される、請求項４から６いずれか１項記載の装置。
前記制御器（Ｋ２）は、二点制御器である、請求項８記載の装置。
電圧センサ（ＧＶ）が設けられており、該電圧センサ（ＧＶ）は、サーキットブレーカ（Ｓ１，Ｓ２）の端子（Ａ，Ｅ）間に存在する差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）から、当該差分電圧（Ｖｄｉｆｆ）の基準電位ＧＮＤに関する絶対値（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）を形成し、
マイクロコントローラ（μＣ）が設けられており、該マイクロコントローラ（μＣ）には差分電圧（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）が供給され、前記マイクロコントローラ（μＣ）では時系列で可変の目標電圧（Ｖｓｏｌｌ(ｔ)）がテーブル（Ｔ）内に記憶されており、
制御器（Ｋ２）が設けられており、該制御器（Ｋ２）の反転入力側には、差分電圧（Ｖｄｉｆｆａｂｓ）が供給され、前記制御器（Ｋ２）の非反転入力側には、時系列で可変の目標電圧（Ｖｓｏｌｌ(ｔ)）が供給され、前記制御器（Ｋ２）の出力信号、制御量は、制御電圧（Ｖｓｔ）生成のための制御信号（Ｅｎ）としてチャージポンプ（ＬＰ）に供給される、請求項４記載の装置。