JP4078578B2

JP4078578B2 - Electromagnetic flow meter

Info

Publication number: JP4078578B2
Application number: JP2000390248A
Authority: JP
Inventors: 郁光石川
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2000-12-22
Filing date: 2000-12-22
Publication date: 2008-04-23
Anticipated expiration: 2020-12-22
Also published as: JP2002188945A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁流量計におけるスイッチング制御方式の励磁回路の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３乃至図５により従来の励磁回路構成、動作を説明する。図３は励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図、図４は各スイッチング素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図、図５は正励磁期間及び負励磁期間における各スイッチング素子の制御モードの説明図である。
【０００３】
図３において、１は直流電源、２はこれに並列接続されたコンデンサ、３は励磁コイルである。Ｑ１乃至Ｑ４はＦＥＴよりなるスイッチング素子、Ｄ１乃至Ｄ４はこれらスイッチング素子に前記直流電源より流れる電流に対して逆方向に並列接続された寄生ダイオードである。このダイオードは、ＦＥＴの製造工程で本質的にパッケージ内に形成されるものであり、取り外すことは不可能である。
【０００４】
直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ１を介して励磁コイル３の一端３１に接続され、この一端３１はスイッチング素子Ｑ３を介して直流電源１の他端（負側）に接続されている。
【０００５】
励磁コイルの他端３２は接地されると共に、励磁電流の検出抵抗４の一端に接続されている。さらに、直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ２を介して抵抗４の他端４１に接続され、この他端４１はスイッチング素子Ｑ４を介して直流電源１の他端（負側）に接続されている。
【０００６】
Ｔ１乃至Ｔ４は、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号であり、夫々フォトカプラなどのアイソレータＰ１乃至Ｐ４及び波形整形回路Ｂ１乃至Ｂ４を介して各スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の制御電極（ＦＥＴのゲート）に供給されている。
【０００７】
励磁コイル３と直列接続された励磁電流検出抵抗４には、正励磁期間及び負励磁期間に励磁電流が交互に逆方向流れる。従って、接地された一端３２と他端４１間には正励磁期間及び負励磁期間に対応して励磁電流に比例した正及び負の電圧Ｖｒが発生する。
【０００８】
図４により、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１乃至Ｔ４の発生回路の構成、動作を説明する。５は、正励磁期間及び負励磁期間を規制する励磁タイミング発生回路であり、所定の励磁周期の矩形波を発生し、直接出力がタイミング信号Ｔ４として、インバータＧ３を介した反転出力がタイミング信号Ｔ３としてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に供給される。
【０００９】
６は、励磁制御回路であり、励磁電流に比例した正及び負の電圧Ｖｒが絶対値回路７を介して正極性電圧に変換され、ヒステリシスコンパレータ８の負側入力端子に導かれる。ヒステリシスコンパレータ８の出力はアンドゲートＧ１、Ｇ２に導かれると共に、正帰還抵抗９、１０の分圧回路を介してヒステリシスコンパレータ８の正側入力端子にフィードバックされる。１１は抵抗１０と接地間に挿入されたリファレンス直流電源（電圧Ｖｓ）である。
【００１０】
ヒステリシスコンパレータ８の動作は、入力電圧Ｖｒの絶対値が上昇してリファレンス電圧Ｖｓ以上となり、さらに正帰還抵抗９、１０で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以上に上昇すると出力が負から正に反転し、逆に、入力電圧Ｖｒの絶対値が低下し、ファレンス電圧Ｖｓを超えて低下し、さらに正帰還抵抗９、１０で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以下となると出力が正から負に反転することを繰り返す。この繰り返しの周期は励磁コイルのインダクタンスを含む制御ループの時定数で決定されるが、励磁タイミング信号に比較して十分に短い周期に設計される。
【００１１】
アンドゲートＧ１は比較器１２の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ１を発信する。同様にアンドゲートＧ２は比較器１２の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ２を発信する。
【００１２】
図５は、このような構成における正励磁期間及び負励磁期間の各スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の開閉状況とスイッチング制御モードを説明するものである。まず励磁タイミング信号Ｔ３、Ｔ４により正励磁期間ではＱ３がオフでＱ４がオンに規制され、負励磁期間ではＱ３がオンでＱ４がオフに規制される。
【００１３】
さらに、正励磁期間ではＱ２がオフでＱ１によりスイッチング制御が実行される。負励磁期間ではＱ１がオフでＱ２によりスイッチング制御が実行される。
このような各スイッチング素子の制御により、正励磁期間では、図３においてｉ１で示す電流がスイッチング素子Ｑ１、励磁コイル３、検出抵抗４、スイッチング素子Ｑ４を流れる。
【００１４】
図３においてｉ２で示す電流は、Ｑ１がオフのとき励磁コイル３の逆起電力により、素子Ｑ３に並列接続した寄生ダイオードＤ３を流れる電流を示す。
また負励磁期間では、ｉ１と同様な電流がスイッチング素子Ｑ２、検出抵抗４、励磁コイル３、スイッチング素子Ｑ３を流れ、定電流制御が実行される。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
スイッチングによる定電流制御の電流経路は前記のとおりであるが、問題はスイッチング制御時にＱ１若しくはＱ２がオンになったときに、オフとなっているＱ３またはＱ４に過渡的に大きな電流が流れてしまうことである。
【００１６】
例えば正励磁期間を考えると、スイッチング制御を行うＱ１がオフに時には前記のようにＱ３に並列接続した寄生ダイオードＤ３を流れる電流ｉ２による電圧降下で、素子Ｑ３のドレインソース間は負の電圧になるが、スイッチング制御がオンに遷移した瞬間に、Ｑ３のドレインソース間は正の電圧に回復する。
【００１７】
この瞬間非常に大きな電流ｉ３がＱ３を流れることになる。この電流の大きさ、流れる時間は、ＦＥＴに内臓される寄生ダイオード特性に依存する逆回復時間、逆回復電荷量で定義される。
【００１８】
例えば、４００Ｖ耐圧のＦＥＴの場合、１〜３Ａの電流が０. ５〜１μｓの時間流れる。この高速の過電流が流れることにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の発熱、放射ノイズの増大、放射ノイズによるゼロ点の安定性を損なうという問題点が発生する。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載発明の特徴は、励磁コイルの一端が第１の制御用スイッチング素子を介して直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの他端が寄生ダイオードを並列接続した第１の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続され、前記励磁コイルの他端が第２の制御用スイッチング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの一端が寄生ダイオードを並列接続した第２の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続されており、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁タイミングで切り替えると共に、前記励磁電流の値が一定となるように前記スイッチング素子の開閉を制御する電磁流量計において、前記直流電源に直列に過電流阻止回路を挿入した点にある。
【００２０】
請求項２記載発明の特徴は、前記過電流阻止回路は、インダクタンスとダイオードの並列回路で構成された点にある。
【００２２】
請求項３記載発明の特徴は、前記直流電源の電圧をＶ、過大電流値をＩ、前記寄生ダイオードの逆回復電荷量をＱｃとするとき、前記インダクタンスの値Ｌを、Ｌ＝ＱｃＶ／Ｉ2に選定してなる点にある。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下本発明実施態様を、図面を用いて説明する。図１は本発明を適用した電磁流量計の励磁回路構成、図２は励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図であり、図２の構成は図４と同一である。図１の構成要素のうち、図３の従来回路で説明した要素については同一符号を付して説明を省略する。
【００２４】
本発明の構成上の特徴部は、直流電源１に直列逆方向極性で挿入されたダイオード１２と、これに並列接続されたインダクタンス１３よりなる過電流阻止回路にある。
【００２５】
インダクタンス１３の電流抑止作用により、Ｑ１又はＱ２がオフからオンに遷移したときにＱ３又はＱ４に流れる過大電流が抑制される。このインダクタンスの値Ｌの目安は、
Ｖ：励磁電圧（直流電源１の電圧）
Ｉ：過渡電流の値（実際に下げたい電流値）
Ｌ：インダクタンス１３の値
Ｑｃ：Ｑ３の寄生ダイオードＤ３の逆回復電荷量
とするとき、
ＬＩ²／２＝ＱｃＶ／２から、
Ｌ＝ＱｃＶ／Ｉ²
となる。
【００２６】
これにより、少なくとも１／１０以上過電流を小さくすることが可能である。また、Ｑ１又はＱ２がオフからオンに遷移したとき、インダクタンス１３には高い逆起電力が発生するが、並列ダイオード１２により、インダクタンス１３の両端子間電圧は、ダイオードの順方向電圧１Ｖ程度に制限することができる。
【００２７】
なお、図１の実施例ではスイッチングによる定電流制御を実行するスイッチング素子のオンオフをヒステリシスコンバータ構成で示したが、絶対値回路出力とリファレンスとの誤差増幅信号と定周期の三角波発振器出力とのコンパレート出力によるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御構成とすることも可能である。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によればスイッチング制御による励磁回路を有する電磁流量計において、励磁回路内に流れる過渡的な電流を効果的に小さくできるので、スイッチング素子の消費電力の低減、放射ノイズの低減、放射ノイズによるゼロ点への悪影響を低減する効果を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電磁流量計の励磁回路における励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図である。
【図２】図１における各スイッチング素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図である。
【図３】従来の電磁流量計の励磁回路における励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図である。
【図４】図３における各スイッチング素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図である。
【図５】図３における正励磁期間及び負励磁期間における各スイッチング素子の制御モードの説明図である。
【符号の説明】
１直流電源
２コンデンサ
３励磁コイル
４励磁電流検出抵抗
Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄ１〜Ｄ４寄生コンデンサ
Ｐ１〜Ｐ４アイソレータ
Ｂ１〜Ｂ４波形整形回路
Ｔ１〜Ｔ４タイミング信号
１２ダイオード
１３インダクタンス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an improvement of an excitation circuit of a switching control system in an electromagnetic flow meter.
[0002]
[Prior art]
A conventional excitation circuit configuration and operation will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a block diagram of the switching control circuit of the exciting coil, FIG. 4 is a block diagram of an open / close timing signal generating circuit for each switching element, and FIG. 5 is an explanatory diagram of the control mode of each switching element in the positive excitation period and the negative excitation period. is there.
[0003]
In FIG. 3, 1 is a DC power source, 2 is a capacitor connected in parallel thereto, and 3 is an exciting coil. Q1 to Q4 are switching elements made of FETs, and D1 to D4 are parasitic diodes connected in parallel to these switching elements in the opposite direction to the current flowing from the DC power supply. This diode is essentially formed in the package in the FET manufacturing process and cannot be removed.
[0004]
One end (positive side) of the DC power source 1 is connected to one end 31 of the exciting coil 3 via the switching element Q1, and this one end 31 is connected to the other end (negative side) of the DC power source 1 via the switching element Q3. Yes.
[0005]
The other end 32 of the exciting coil is grounded and connected to one end of the exciting current detection resistor 4. Further, one end (positive side) of the DC power source 1 is connected to the other end 41 of the resistor 4 via the switching element Q2, and the other end 41 is connected to the other end (negative side) of the DC power source 1 via the switching element Q4. It is connected.
[0006]
T1 to T4 are timing signals for controlling opening and closing of the switching elements Q1 to Q4. Gate).
[0007]
The excitation current detection resistor 4 connected in series with the excitation coil 3 has an excitation current alternately flowing in the reverse direction during the positive excitation period and the negative excitation period. Therefore, between the grounded one end 32 and the other end 41, positive and negative voltages Vr proportional to the excitation current are generated corresponding to the positive excitation period and the negative excitation period.
[0008]
With reference to FIG. 4, the configuration and operation of the generation circuit of timing signals T1 to T4 for controlling opening and closing of the switching elements Q1 to Q4 will be described. Reference numeral 5 denotes an excitation timing generation circuit that regulates the positive excitation period and the negative excitation period. The excitation timing generation circuit generates a rectangular wave having a predetermined excitation period. The direct output is the timing signal T4, and the inverted output through the inverter G3 is the timing signal T3. Is supplied to the switching elements Q3 and Q4.
[0009]
Reference numeral 6 denotes an excitation control circuit, in which positive and negative voltages Vr proportional to the excitation current are converted into positive voltages via the absolute value circuit 7 and led to the negative input terminal of the hysteresis comparator 8. The output of the hysteresis comparator 8 is guided to the AND gates G1 and G2, and is fed back to the positive input terminal of the hysteresis comparator 8 through the voltage dividing circuit of the positive feedback resistors 9 and 10. Reference numeral 11 denotes a reference DC power supply (voltage Vs) inserted between the resistor 10 and the ground.
[0010]
The operation of the hysteresis comparator 8 is such that the absolute value of the input voltage Vr increases and becomes equal to or higher than the reference voltage Vs, and when the voltage exceeds a voltage corresponding to the hysteresis width determined by the positive feedback resistors 9 and 10, the output is inverted from negative to positive. Conversely, when the absolute value of the input voltage Vr decreases, exceeds the reference voltage Vs, and further falls below the voltage corresponding to the hysteresis width determined by the positive feedback resistors 9 and 10, the output is inverted from positive to negative. repeat. The repetition cycle is determined by the time constant of the control loop including the inductance of the exciting coil, but is designed to be sufficiently shorter than the excitation timing signal.
[0011]
The AND gate G1 receives the output of the comparator 12 and the timing signal T4, and transmits the timing signal T1 by the logical product of the two. Similarly, the AND gate G2 inputs the output of the comparator 12 and the timing signal T4, and transmits the timing signal T2 by the logical product of the two.
[0012]
FIG. 5 illustrates the switching state and switching control mode of each of the switching elements Q1 to Q4 in the positive excitation period and the negative excitation period in such a configuration. First, Q3 is off and Q4 is restricted to be on during the positive excitation period, and Q3 is on and Q4 is off during the negative excitation period, based on the excitation timing signals T3 and T4.
[0013]
Further, during the positive excitation period, Q2 is off and switching control is executed by Q1. In the negative excitation period, Q1 is off and switching control is executed by Q2.
By such control of each switching element, in the positive excitation period, a current indicated by i1 in FIG. 3 flows through the switching element Q1, the exciting coil 3, the detection resistor 4, and the switching element Q4.
[0014]
In FIG. 3, the current indicated by i2 indicates the current flowing through the parasitic diode D3 connected in parallel to the element Q3 due to the back electromotive force of the exciting coil 3 when Q1 is off.
In the negative excitation period, a current similar to i1 flows through the switching element Q2, the detection resistor 4, the excitation coil 3, and the switching element Q3, and constant current control is executed.
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
The current path of constant current control by switching is as described above, but the problem is that when Q1 or Q2 is turned on during switching control, a large current flows transiently to Q3 or Q4 that is turned off. That is.
[0016]
For example, considering the positive excitation period, when Q1 that performs switching control is off, a voltage drop due to the current i2 flowing through the parasitic diode D3 connected in parallel to Q3 as described above causes a negative voltage between the drain and source of the element Q3. However, at the moment when the switching control is turned on, the drain and source of Q3 recover to a positive voltage.
[0017]
At this moment, a very large current i3 flows through Q3. The magnitude and flow time of this current are defined by the reverse recovery time and reverse recovery charge amount depending on the characteristics of the parasitic diode incorporated in the FET.
[0018]
For example, in the case of a 400V withstand voltage FET, a current of 1 to 3 A flows for a period of 0.5 to 1 μs. When this high-speed overcurrent flows, problems arise in that the switching elements Q1 to Q4 generate heat, radiation noise increases, and zero point stability due to radiation noise is impaired.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention is characterized in that one end of an exciting coil is connected to one end of a DC power source via a first control switching element. The other end is connected to the other end of the DC power source via a first exciting current switching switching element connected in parallel with a parasitic diode, and the other end of the exciting coil is connected to the DC current via a second control switching element. An excitation current that is connected to one end of the power supply, and that one end of the excitation coil is connected to the other end of the DC power supply via a second excitation current switching switching element in which a parasitic diode is connected in parallel. switches the direction at a predetermined excitation timing, the electromagnetic flow meter value of the excitation current to control the opening and closing of the switching element to be constant, the The flow power lies in the insertion of the over-current blocking circuit in series.
[0020]
According to a second aspect of the present invention, the overcurrent blocking circuit is composed of a parallel circuit of an inductance and a diode.
[0022]
According to a third aspect of the present invention, when the voltage of the DC power source is V, the excessive current value is I, and the reverse recovery charge amount of the parasitic diode is Qc, the inductance value L is L = QcV / I2. It is in the point to be selected.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1 is an excitation circuit configuration of an electromagnetic flowmeter to which the present invention is applied, FIG. 2 is a configuration diagram of an excitation coil switching control circuit, and the configuration of FIG. 2 is the same as FIG. Among the components in FIG. 1, the components described in the conventional circuit in FIG.
[0024]
The structural feature of the present invention resides in an overcurrent blocking circuit comprising a diode 12 inserted in the DC power supply 1 with a reverse polarity in series and an inductance 13 connected in parallel thereto.
[0025]
The excessive current flowing through Q3 or Q4 when Q1 or Q2 transitions from OFF to ON is suppressed by the current suppressing action of the inductance 13. A guideline for this inductance value L is:
V: Excitation voltage (voltage of DC power supply 1)
I: Transient current value (current value to be actually reduced)
L: Value of inductance 13 Qc: When the reverse recovery charge amount of the parasitic diode D3 of Q3,
From ^{LI 2/2 = QcV / 2} ,
L = QcV / I ²
It becomes.
[0026]
Thereby, the overcurrent can be reduced by at least 1/10 or more. Further, when Q1 or Q2 transitions from OFF to ON, a high back electromotive force is generated in the inductance 13, but the parallel diode 12 limits the voltage between both terminals of the inductance 13 to about 1V in the forward voltage of the diode. can do.
[0027]
In the embodiment of FIG. 1, the on / off state of the switching element that executes constant current control by switching is shown as a hysteresis converter configuration. However, the comparator circuit includes an error amplification signal between the absolute value circuit output and the reference, and a constant-cycle triangular wave oscillator output. It is also possible to adopt a pulse width modulation (PWM) control configuration by rate output.
[0028]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, according to the present invention, in the electromagnetic flowmeter having the excitation circuit by switching control, the transient current flowing in the excitation circuit can be effectively reduced, so that the power consumption of the switching element can be reduced. Reduction, reduction of radiation noise, and the effect of reducing the negative effect of radiation noise on the zero point can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of an excitation coil switching control circuit in an excitation circuit of an electromagnetic flowmeter of the present invention.
2 is a configuration diagram of an open / close timing signal generation circuit for each switching element in FIG. 1. FIG.
FIG. 3 is a configuration diagram of an excitation coil switching control circuit in an excitation circuit of a conventional electromagnetic flow meter.
4 is a configuration diagram of an open / close timing signal generation circuit for each switching element in FIG. 3. FIG.
5 is an explanatory diagram of a control mode of each switching element in a positive excitation period and a negative excitation period in FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Capacitor 3 Excitation coil 4 Excitation current detection resistance Q1-Q4 Switching element (FET)
D1 to D4 Parasitic capacitors P1 to P4 Isolators B1 to B4 Waveform shaping circuits T1 to T4 Timing signal 12 Diode 13 Inductance

Claims

One end of the exciting coil is connected to one end of a direct current power source via a first control switching element, and the other end of the exciting coil is connected to the direct current via a first exciting current switching switching element in which a parasitic diode is connected in parallel. Second excitation connected to the other end of the power supply, the other end of the excitation coil connected to one end of the DC power supply via a second control switching element, and one end of the excitation coil connected in parallel with a parasitic diode Connected to the other end of the DC power source via a switching element for switching current, the direction of the excitation current flowing through the excitation coil is switched at a predetermined excitation timing, and the switching is performed so that the value of the excitation current becomes constant. In an electromagnetic flow meter that controls the opening and closing of elements,
An electromagnetic flowmeter comprising an overcurrent blocking circuit inserted in series with the DC power source.

The electromagnetic flowmeter according to claim 1, wherein the overcurrent blocking circuit includes a parallel circuit of an inductance and a diode.

When the voltage of the DC power source is V, the excessive current value is I, and the reverse recovery charge amount of the parasitic diode is Qc, the inductance value L is expressed as L = QcV / I 2 The electromagnetic flow meter according to claim 1 or 2, wherein the electromagnetic flow meter is selected.