JP4071239B2 - ゼロ交差およびビタビアルゴリズムの計算を用いたｃｐｆｓｋ信号の復調 - Google Patents

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発明の詳細な説明

ビタビアルゴリズム（Viterbi-Algorithmus）を用いた周波数変調受信信号の復調
本発明は、送信器側でデータ記号系列によって（mit）周波数変調され、無線で伝送されたアナログ受信信号を、復調するための装置、および、その方法に関するものである。

本発明に関する装置および方法は、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）標準、ＤＥＣＴ標準、ＷＤＣＴ標準、または、これらと類似した標準に基づいた無線デジタル通信システムに用いられることが好ましい。
このような通信システムの従来の信号処理方法は、受信器側で周波数変調受信信号を復調し、信号を検出するというものである。よく用いられる方法としては、いわゆるリミッタ弁別器ＦＭ復調器を用いた方法があり、この復調器は、通常、複素（komplexen）帯域通過信号を厳しく制限した後、一致する信号を検出するとともに、周波数変調信号を（例えば、アナログ一致復調器を介して、）復調するものである。

さらに、アナログデジタル変換器を用いて中間周波数信号をデジタルドメインに変換し、信号検出をデジタル信号処理方法によって実現する受信器の概念が、知られている。このような受信器を用いる方法は、例えば、文献ＤＥ １０１ ０３ ４７９．２に記載されている。この方法を用いると、良質の信号を検出できるが、アナログデジタル変換器の構造が複雑になるという不都合がある。

したがって、本発明の目的は、高性能であると同時に、構造を簡便化させ、容易に復調を実現できるようにした、デジタル周波数変調受信信号を復調するための装置およびその方法を提供することにある。

本発明の目的は、独立請求項１および１０の特徴部分によって達成される。また、本発明の好ましい他の実施形態および改良された実施形態については、従属請求項に示す。

本発明の装置は、送信器側でデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝によって周波数変調されたアナログ受信信号を復調するために用いられる。さらに、この装置は、ゼロ交差検出器（Detektor fuer Nulldurchgaenge）と、系列発生器（Folgengenerator）と、計算ユニットとを備えている。検出器は、受信信号のゼロ交差を検出するためのものである。系列発生器は、ゼロ交差の時間から系列｛ｚ_ｉ｝を生成し、連続する２つのゼロ交差をそれぞれ処理するために、時間ｔ_ｉおよびｔ_ｉ＋１の差ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉ＋１を出し、この差ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉ＋１から系列｛ｚ_ｉ｝の系列要素（Folgenglied）ｚ_ｉを計算する。また、計算ユニットは、データ記号系列｛ｄ_ｋ｝を復元するためのものであり、このために、取り得るデータ記号系列から、目的とする（gesuchte）データ記号系列｛ｄ_ｋ｝を選択する必要がある。１つの系列は、取り得る各データ記号系列から、係数ｈ_ｉ、ｋを用いて計算できる。目的とするデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝は、この系列から計算される１つの系列が、計算される残りの系列と比べて、系列｛ｚ_ｉ｝からのユークリッドの公理に基づく（euklidische）距離（ユークリッドの距離）が最小であることによって識別される。計算される系列の系列要素は、索引がｋである係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を有する各データ記号系列｛ｄ_ｋ｝の重畳（畳み込み、einer Faltung）によって得られる。つまり、計算される系列の系列要素を計算する際、係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝の索引ｉは固定される。次の系列要素を計算するために、索引ｉは増分される。係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝は、時間ｔ_ｉから得られる。系列索引（Laufindex）ｉおよびｋは、例えば自然数である。

本発明の装置の利点は、同じ目的に用いられる従来の装置と比べて、周波数変調受信信号を特に確実かつ簡単に復調できるという点にある。

計算ユニットにおける上記最小化の実行を、特にビタビアルゴリズムを用いて達成することが好ましい。ビタビアルゴリズムについては、例えば、明細書ＷＯ ０１／１３５２４ Ａ１に記載されている。

また、フィルターを用いてアナログ受信信号を周波数変調するというモデルを使用してもよい。フィルターは、フィルター係数を有する入力変数の重畳を行うことにより、出力変数を形成する。この周波数変調のためのモデルでは、フィルターの入力側からデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝を供給する。このフィルターでは、係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を有するデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝の重畳を行い、その結果、フィルターの出力側から系列｛ｚ_ｉ｝が出力される。重畳を実行できるように、フィルターの前に係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を供給する。

本発明の特に好ましい実施形態では、修正されたビタビアルゴリズムを用いて計算ユニットでの最小化を実行する。

従来のビタビアルゴリズムの使用領域では、伝送中にマルチパス干渉によってひずみの生じた受信信号が等化され、チャネル符号化された受信信号が復号されていた。ビタビアルゴリズム工程中、反復方法（rekursive Weise）によって、状態図（例えば、復号規則を反映したトレリス図（Trellis-Diagramm））を通じていわゆる最短経路が決定される。トレリス図によって最短経路を決定するということは、受信信号を復号する際に、送信器側で符号器に供給されたデータ記号系列を復元することと同じである。

ここで、測定された系列｛ｚ_ｉ｝からデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝を復元するために、ビタビアルゴリズムを使用する。上記フィルターモデルに基づいているので、トレリス図の節点（Knoten）は、ここではフィルターの状態を示している。

しかし、ビタビアルゴリズムをフィルターモデルに適用すると、不都合が生じる。ビタビアルゴリズムの従来の使用方法では、データ記号ごとに行われる工程数は一定で、通常、サンプリング速度と記号速度との比と同じである。ここで、データ記号系列｛ｄ_ｋ｝を復元する測定値は、受信信号のゼロ交差の時間である。しかし、この周波数変調は、ゼロ交差が結果として等距離の系列にはならないことを意味する。さらに、ゼロ交差の頻度は、データ記号ｄ_ｋに依存する。したがって、ビタビアルゴリズムを適切に修正する必要がある。

ここで用いられるトレリス図では、節点はフィルター状態を示しており、上下に垂直に配置された節点は、同じ記号クロックサイクルの境界に関連している。つまり、節点によって示された状態は、記号クロックサイクルの規定に用いられる離散的な時間（つまり記号期間（Symbolzeitdauer））だけ水平方向に異なっている。

従来のビタビアルゴリズムのプロセスには、時間工程ごとに、トレリス図のブランチメトリック値（Uebergangsmetrikwerte）を計算する工程、ＡＣＳ（ＡＤＤ‐ＣＯＭＰＡＲＥ‐ＳＥＬＥＣＴ）操作を実行する工程、および、以前のデータ記号を決定するためのトレースバック操作を行う工程という、ほぼ３つの計算処理が含まれている。

さらに、この目的を達成するために発展させたビタビアルゴリズムにも、上記の３つの計算手順が含まれているが、ブランチメトリック値の計算およびＡＣＳ操作の順序については、従来のビタビアルゴリズムを修正している。

従来のビタビアルゴリズムとの違いは、計算ユニットが、記号クロックサイクルによって確定されている時間に、ブランチメトリック値を計算せずに、受信信号のゼロ交差が生じる時間に計算するということにある。ここで、２つのゼロ交差間の時間間隔は記号期間よりも短い。

したがって、計算ユニットは、各フィルター状態に適した時間ｔ_ｉ＋１における、少なくとも２つの状態遷移のブランチメトリック値を計算する。これらの状態遷移は、それぞれ、時間ｔ_ｉにおいて取り得る直前状態（Vorgaenger-Zustand）から、時間ｔ_ｉ＋１において想定された（betrachteten）行先状態（Zielzustand）になる。計算されるブランチメトリック値は、時間ｔ_ｉの直前状態へとつながる既に計算されたブランチメトリック値に蓄積される。

時間ｔ_ｉおよびｔ_ｉ＋１が同じ記号クロックサイクルにある場合、トレリス図では状態遷移は生じない。したがって、この場合、時間ｔ_ｉ＋１では、ＡＤＤ（加算）操作のみを行い、ＣＯＭＰＡＲＥ（比較）操作またはＳＥＬＥＣＴ（選択）操作を行わない。

時間ｔ_ｉとｔ_ｉ＋１との間に記号クロック信号の境界がある場合、つまり、時間ｔ_ｉおよびｔ_ｉ＋１が同じ記号クロックサイクルにない場合、各節点での遷移（Knotenuebergangs）を実行するために想定された記号クロックサイクルの境界の節点に対して、同じ状態遷移を決定する。この状態遷移は、蓄積された最小のブランチメトリックによって、取り得る直前の節点のうちの１つから、時間ｔ_ｉとｔ_ｉ＋１との間にある想定された行先節点に至る。したがって、この場合、時間ｔ_ｉ＋１では、ＡＤＤ操作、ＣＯＭＰＡＲＥ操作、および、ＳＥＬＥＣＴ操作を行う。

上記の修正されたビタビアルゴリズムを用いて、非接触インターフェース（Luftschnittstelle）を介して伝送している間にノイズが加えられた周波数変調アナログ受信信号を、受信器側で簡単に復調できる。

本発明の好ましい実施形態では、以下の方程式が満たされるように、系列｛ｚ_ｉ｝の系列要素ｚ_ｉを時間差ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉから計算し、係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝の系列要素ｈ_ｉ、ｋを時間ｔ_ｉから導き出す。

系列要素ｚ_ｉは、以下の式によって規定されることが好ましい。
ｚ_ｉ＝１−２ω_０／π・（ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉ） （２）
方程式（２）では、ω_０が、変調されていない信号の搬送周波数を示している。

係数ｈ_ｉ、ｋは、以下の式によって規定されていることが好ましい。
ｈ_ｉ、ｋ＝２η・[ｑ（ｔ_ｉ＋１−ｋ・Ｔ）−ｑ（ｔ_ｉ−ｋ・Ｔ）] （３）
ここでは、ηは変調指数を表し、Ｔは記号期間を表し、ｑ（ｔ）は基本パルス形（Elementarimpulsform）ｇ（ｔ）の間の（ueber）積分（Integral）を表している。

変調指数η、および、基本パルス形ｇ（ｔ）の間の積分ｑ（ｔ）は、次の方程式によって定められている。ここで、Δωは、変調シフト（Modulationshub）を示している。
η＝（Δω・Ｔ）／π （４）

装置が復調に必要な工程を行う場合、装置および周波数変調信号を送信する送信器は、すでに同期されていることが好ましい。したがって、これらの装置および送信器は特に、記号を同期するためのユニットを含んでいる。

また、送信される信号を、ＣＰＦＳＫ（位相連続周波数変位方式（Continuous Phase Frequency Shift Keying））方法によって送信側で変調することが好ましい。

本発明の装置を、特に、ほんの数メートルの距離間に信号を伝送するために設計された無線デジタル通信システムに、集積することが好ましい。このように短い伝送路では、信号は、マルチパス干渉よりはむしろ、主にノイズによって妨害される。特に、このような通信システムは、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）標準、または、ＤＥＣＴ標準、または、ＷＤＣＴ標準に基づいていてもよい。

本発明の方法は、送信器側でデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝によって周波数変調されたアナログ受信信号を復調するために用いられる。この方法の第１工程では、受信信号のゼロ交差を検出する。第２工程では、系列｛ｚ_ｉ｝を生成する。系列｛ｚ_ｉ｝の系列要素ｚ_ｉは、連続する２つのゼロ交差の時間ｔ_ｉおよびｔ_ｉ＋１の差ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉの関数から求められる。第３工程では、データ記号系列｛ｄ_ｋ｝を復元する。この復元は、取り得るデータ記号系列から、系列｛ｚ_ｉ｝と受信器側で計算される系列との間のユークリッドの距離（euklidische Distanz）が最小であるデータ記号系列を、目的とする（gesuchte）データ記号系列｛ｄ_ｋ｝として選択することによって実行される。計算される系列の各系列要素は、索引ｋにおける係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を有するデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝の重畳から形成される。この係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝は、時間ｔ_ｉから得られる。

本発明の方法の利点は、受信信号の復調を特に確実かつ簡単に実現することにある。

次に、本発明について、図面を参照して例を挙げながら説明する。図１ａは、変調されていない搬送波の振幅を示す図である。図１ｂは、デジタル周波数変調搬送波の振幅を示す図である。図１ｃは、図１ａおよび図１ｂからの搬送波の振幅の記号クロックサイクルを示す図である。図１ｄは、ゼロ交差検出器の駆動方法を示す図である。図２は、本発明の装置の一実施形態を示す概略図である。

図１ａは、変調されていない搬送波の振幅を示している。図１ｂには、図１ａに示した搬送波の、周波数変調後の振幅を示している。図１ａおよび図１ｂは、K. D. Kammeyerの著書『情報伝送（Nachrichtenuebertragung）』（B. G. Teubner出版、シュトットガルト、第２版、１９９６年）の３８５ページの図１１．２. ３の上部部分と同じである。

図１ｂに示したような変調型は、２段離散（zweistufige diskrete）周波数変調（ＦＳＫ；周波数変位方式（Frequency Shift Keying））、つまり、２段のデータ記号に基づいて規定された２つの周波数間の周波数変位方式である。本実施形態では、データ記号を値−１および１とする。図１ｂは、データ記号系列[１ −１ １ １]を有する４つの記号クロックサイクルを示している。各記号クロックサイクルは、記号期間Ｔを有している。図１ｃでは、記号クロックサイクルの境界は、時間ｔで区切られている。

この場合、搬送周波数ω_０＝２．５・２・π／Ｔであり、変調指数η＝１である。振幅の位相は、連続的に延びている（ＣＰＦＳＫ）。記号クロックサイクルの境界でデータ記号を変更すると、離散的な周波数変換が行われる。ここでは、値−１には周波数ω_０−Δωが割り当てられ、値１には周波数ω_０＋Δωが割り当てられる２段データ記号を取り上げる。ほとんどの場合、変調によって帯域は制限され、その結果、周波数ホッピングは長方形の形状ではなく、時間が経つと拡大する。この一例として、ガウスフィルタ型最小偏移変調（Gaussian Minimum Shift Keying）（ＧＭＳＫ）が挙げられる。

また、送信器から送信された周波数変調帯域通過信号ｘ（ｔ）は、次のＣＰＦＳＫ信号モデルに基づいていてもよい。

ここで、ｓ（ｔ）は等価のローパス信号である。
ｓ（ｔ）＝ａ・ｅ^{ｊφ（ｔ）} （７）
ある瞬間の位相φ（ｔ）は、ある瞬間の周波数ω_ｉ（ｔ）の間に積分から計算される。

方程式（９）では、ｇ（ｔ）が基本パルス形を表す。ＧＭＳＫ信号またはＧＦＳＫ（ガウス周波数変位方式）信号を以下の式で示す。
ｇ（ｔ）＝１／２｛ｅｒｆ（α・（ｔ＋Ｔ／２）／Ｔ）−ｅｒｆ（α・（ｔ−Ｔ／２）／Ｔ）｝ （１０）
ここで、関数ｅｒｆ（）は、ガウス誤差関数である。

因数αは、存続時間と帯域幅との積によって決まる。

変調指数η
η＝（Δω・Ｔ）／π （１２）
の方程式、および、基本パルス形ｇ（ｔ）

の間の積分ｑ（ｔ）を考慮すると、ある瞬間の位相φ（ｔ）は以下の式のようになる。

基本パルス形ｇ（ｔ）は、通常、積分ｑ（ｔ）（位相基本パルスとも称される）がＬ記号クロックサイクル後に限界値１を有しているように、規格化されている。いわゆる影響長（Einflusslaenge）Ｌは、基本パルスが存在している記号クロックサイクルの数を示している。したがって、以下のようになる。

以下に、所定の時間間隔を示す。
ｌ・Ｔ≦ｔ＜（ｌ＋１）・Ｔ （１６）
このとき、

ここで、φ_１は以下のように規定される。

本発明は、ゼロ交差検出器を用いて受信信号のゼロ交差を測定することにある。上記したＣＰＦＳＫ信号モデルでは、以下の条件
ω_０・ｔ_ｉ＋φ（ｔ_ｉ）＝ｉ・π／２ （１９）
を満たす場合、時間ｔ_ｉ（ｉ＝０、１、２、…）において直交成分のゼロ交差Ｒｅ｛ｘ（ｔ）｝およびＩｍ｛ｘ（ｔ）｝が生じる。

図１ｄに、図１ｂに示した周波数変調搬送波の振幅のゼロ交差を示す。図１の実施形態では、データ記号１を含んだ記号クロックサイクルは、それぞれ６つのゼロ交差を有している一方、データ記号−１を含んだ記号クロックサイクルはそれぞれ４つのゼロ交差を示している。つまり、ゼロ交差は、時間に応じて常に等間隔に生じるわけではない。したがって、ゼロ交差間の時間間隔を確定してデジタルデータ記号の検出に利用することにより、受信信号を復調することができる。

本発明では、周波数変調受信信号を復調するために、系列｛ｚ_ｉ｝をゼロ交差の時間ｔ_ｉから算出する。ここでは、系列｛ｚ_ｉ｝中の各系列要素ｚ_ｉを、連続する２つのゼロ交差の、時間ｔ_ｉとｔ_ｉ＋１との間の差ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉから算出する。方程式（６）〜（１９）から、次の信号モデルを導くことができる。

ここでは、データ記号系列｛ｄ_ｋ｝は、搬送波の振幅を送信器側で周波数変調する、連続したデータ記号ｄ_ｋである。方程式（２０）にしたがって、係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を有するデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝の重畳から、系列要素ｚ_ｉが生じる。このとき、ある重畳では、索引ｉは一定である。索引ｉおよびｋは、自然数である。

係数ｈ_ｉ、ｋおよび系列要素ｚ_ｉが例えば次の式をとる場合、この信号モデルの基礎を成す方程式（２０）を満たす。
ｈ_ｉ、ｋ＝２η・[ｑ（ｔ_ｉ＋１−ｋ・Ｔ）−ｑ（ｔ_ｉ−ｋ・Ｔ）] （２１）
ｚ_ｉ＝１−２ω_０／π・（ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉ） （２２）
基本パルス形ｇ（ｔ）が、圧縮した（kompakten）搬送波[０、Ｌ・Ｔ]を有しているので、係数ｈ_ｉ、ｋは、索引ｋに対して（bezueglich）制限されている。

このモデルにしたがって、系列要素ｚ_ｉがフィルター操作によってデータ記号ｄ_ｋから得られるというように、方程式（２０）〜（２２）を解釈できる。このとき係数ｈ_ｉ、ｋは、フィルター係数である。この場合、係数ｈ_ｉ、ｋは、固定されず、時間とともに変化する。

送受信器間の帯域通過信号ｘ（ｔ）を非接触インターフェースを介して妨害なく伝送する限り、方程式（２０）は常に満たされている。しかし、帯域通過信号ｘ（ｔ）を伝送している間にこの信号が妨害されると、受信器側で、系列要素ｚ_ｉとして方程式（２０）を満たさない値が生じてしまう。それにもかかわらず、送信されたデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝を決定できるように、次の規定にしたがって、最も小さい正方形の基準として（im Sinne des Kriteriums der kleinstern Quadrate）、最小化が行われる。

結果として、復元可能な（moeglichen）データ記号系列に基づいて、項（Term）（２３）が最小になるデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝を検出する必要がある。

この最小化問題を効果的に解決するために、ビタビアルゴリズムが修正された形態で用いられる。

この形態では、トレリス線図の節点は、記号クロックサイクルの境界に位置している。ただし、ブランチメトリック値は、記号クロックサイクルの境界用にではなく、時間ｔ_ｉ用に計算される。１つの記号クロックサイクル内の時間ｔ_ｉとｔ_ｉ＋１との間を通過する際に、ブランチメトリック値の計算にしたがって、ＡＤＤ操作のみが実行される。記号クロックサイクルの境界を越えたときに初めて、ＡＤＤ操作とともに、ＣＯＭＰＡＲＥ操作およびＳＥＬＥＣＴ操作が行われる。

図１ｄの、ゼロ交差検出器によって測定された、初めの２つの記号クロックサイクル用の周波数変調受信信号のゼロ交差には、番号を付けている。このゼロ交差に基づいて、本発明の手順を理解できる。時間ｔ_２〜ｔ_６のゼロ交差は全て記号クロックサイクル内に位置しているので、これらの時間では、ブランチメトリック値を計算し、次にＡＤＤ操作のみを行う。時間ｔ_７を通過する際に初めて、第１記号クロックサイクルと第２記号クロックサイクルとの間に位置する記号クロックサイクルの境界を越える。結果として、時間ｔ_７では、ブランチメトリック値を計算し、ＡＤＤ操作、ＣＯＭＰＡＲＥ操作、および、ＳＥＬＥＣＴ操作を行う。また、時間ｔ_８〜ｔ_１０では、ブランチメトリック値を計算し、次にＡＤＤ操作のみを行う。

また、図２に、本発明の装置の実施形態を概略的に示す。検出器１、系列発生器２、および、計算ユニット３が、述べた順序で並列に接続されている。検出器１に周波数変調受信信号を供給し、受信信号のゼロ交差の時間ｔ_ｉを検出する。この時間ｔ_ｉから、系列発生器２が系列｛ｚ_ｉ｝を生成する。そこから、計算ユニットが、上記の修正されたビタビアルゴリズムを用いて、伝送信号を変調するために送信器側で用いられるデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝を復元する。

変調されていない搬送波の振幅を示す図である。 デジタル周波数変調搬送波の振幅を示す図である。 図１ａおよび図１ｂからの搬送波の振幅の記号クロックサイクルを示す図である。 ゼロ交差検出器の駆動方法を示す図である。 本発明の装置の一実施形態を示す概略図である。

Claims (17)

1. 送信器側でデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝によって周波数変調されるアナログ受信信号を復調するための装置であって、
   受信信号のゼロ交差検出用の検出器（１）と、
   系列｛ｚ_ｉ｝を生成するために備えられ、系列要素ｚ_ｉが、連続する２つのゼロ交差の時間ｔ_ｉおよびｔ_ｉ＋１の差の関数である、系列発生器（２）と、
   上記データ記号系列｛ｄ_ｋ｝を復元するために備えられ、取り得るデータ記号系列から、系列｛ｚ_ｉ｝と受信器側で計算される系列との間のユークリッドの距離が最小であるデータ記号系列を、目的とするデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝として選択し、計算される系列の各系列要素を、索引ｋにおける係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を有するデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝の重畳から形成し、この係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を時間ｔ_ｉに基づいて取得する計算ユニット（３）と、
   を有する装置。
2. 上記計算ユニット（３）において、ビタビアルゴリズムが実行されていることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
3. 上記データ記号系列｛ｄ_ｋ｝によるアナログ受信信号の周波数変調とは、データ記号系列｛ｄ_ｋ｝を、係数ｈ_ｉ、ｋを有するフィルターに供給することであり、前記フィルターは、係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を有するデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝の重畳によって系列｛ｚ_ｉ｝を出力側から生成することを特徴とする、請求項２に記載の装置。
4. 上記計算ユニット（３）にフィルター状態を節点によって示すトレリス図が存在し、このトレリス図では、上下に垂直に位置する節点が、同じ記号クロックサイクルの境界を有し、
   上記時間ｔ_ｉおよびｔ_ｉ＋１が同じ記号クロックサイクルにある場合、時間ｔ_ｉ＋１の計算ユニット（３）がブランチメトリック値を計算し、ＡＤＤ操作を実行し、ＣＯＭＰＡＲＥ操作およびＳＥＬＥＣＴ操作を実行せず、
   上記時間ｔ_ｉから時間ｔ_ｉ＋１への遷移の間に記号クロックサイクルの境界を越える場合、時間ｔ_ｉ＋１の計算ユニット（３）がブランチメトリック値を計算し、ＡＤＤ操作、ＣＯＭＰＡＲＥ操作、および、ＳＥＬＥＣＴ操作を実行することを特徴とする、請求項３に記載の装置。
5. 上記系列｛ｚ_ｉ｝の系列要素ｚ_ｉおよび係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝の系列要素ｈ_ｉ、ｋが、
   

   

   によって定められていることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の装置。
6. 上記系列要素ｚ_ｉが、関数
   ｚ_ｉ＝１−２ω_０／π・（ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉ）
   （ここで、ω_０は、変調されていない信号の搬送周波数である。）
   によって表され、
   上記係数ｈ_ｉ、ｋが、関数
   ｈ_ｉ、ｋ＝２η・[ｑ（ｔ_ｉ＋１−ｋ・Ｔ）−ｑ（ｔ_ｉ−ｋ・Ｔ）]
   （ここで、ηは、変調指数であり、Ｔは記号期間であり、ｑ（ｔ）は基本パルス形ｇ（ｔ）の間の積分である。）
   によって表され、
   上記変調指数ηが、η＝（Δω・Ｔ）／π（ここで、Δωは変調変位である。）によって表され、
   基本パルス形ｇ（ｔ）の間の積分ｑ（ｔ）が、
   

   

   によって表されることを特徴とする、請求項５に記載の装置。
7. 上記装置と周波数変調信号を送信する送信器とが、同期されており、特に記号同期するためのユニットを備えていることを特徴とする、請求項１〜６のいずれか１項に記載の装置。
8. 上記周波数変調受信信号がＣＰＦＳＫ信号であることを特徴とする、請求項１〜７のいずれか１項に記載の装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項または複数項に記載の装置を備えており、特にＢｌｕｅｔｏｏｔｈ標準、ＤＥＣＴ標準、またはＷＤＣＴ標準のいずれかに基づいて無線通信を行う無線デジタル通信システム。
10. データ記号系列｛ｄ_ｋ｝によって送信器側で周波数変調されたアナログ受信信号の復調方法であって、
    受信信号のゼロ交差を検出する（ａ）工程と、
    系列｛ｚ_ｉ｝を生成する工程であって、連続する２つのゼロ交差の時間ｔ_ｉおよびｔ_ｉ＋１の差ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉの関数から、系列要素ｚ_ｉを生成する、（ｂ）工程と、
    上記データ記号系列｛ｄ_ｋ｝を復元する工程であって、取り得るデータ記号系列から、系列｛ｚ_ｉ｝と受信器側で計算される系列との間のユークリッドの距離が最小であるデータ記号系列を、目的とするデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝として選択し、計算される系列の各系列要素を、索引ｋにおける係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を有するデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝の重畳から形成し、この係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を時間ｔ_ｉに基づいて取得する工程（ｃ）と、
    を実行する方法。
11. 上記方法工程（ｃ）では、ビタビアルゴリズムを実行することを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
12. 上記データ記号系列｛ｄ_ｋ｝によるアナログ受信信号の周波数変調とは、データ記号系列｛ｄ_ｋ｝を、係数ｈ_ｉ、ｋを有するフィルターに供給することであり、前記フィルターが、係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝を有するデータ記号系列｛ｄ_ｋ｝の重畳によって系列｛ｚ_ｉ｝を出力側から生成することを特徴とする、請求項１１に記載の方法。
13. 上記データ記号系列｛ｄ_ｋ｝を復元するために、フィルター状態を節点によって示すトレリス図を使用し、このトレリス図では、上下に垂直に位置する節点が、同じ記号クロックサイクルの境界を有し、
    上記時間ｔ_ｉおよび時間ｔ_ｉ＋１が同じ記号クロックサイクルにある場合、時間ｔ_ｉ＋１のブランチメトリック値を計算し、ＡＤＤ操作を実行し、ＣＯＭＰＡＲＥ操作およびＳＥＬＥＣＴ操作を実行せず、
    上記時間ｔ_ｉから時間ｔ_ｉ＋１への遷移の間に記号クロックサイクルの境界を越える場合、時間ｔ_ｉ＋１のブランチメトリック値を計算し、ＡＤＤ操作、ＣＯＭＰＡＲＥ操作、および、ＳＥＬＥＣＴ操作を実行することを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
14. 上記系列｛ｚ_ｉ｝の系列要素ｚ_ｉおよび係数系列｛ｈ_ｉ、ｋ｝の系列要素ｈ_ｉ、ｋが、
    

    

    によって定められていることを特徴とする、請求項１０〜１３のいずれか１項に記載の方法。
15. 上記系列要素ｚ_ｉが、関数
    ｚ_ｉ＝１−２ω_０／π・（ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉ）
    （ここで、ω_０は、変調されていない信号の搬送周波数である。）
    によって表され、
    上記係数ｈ_ｉ、ｋが、関数
    ｈ_ｉ、ｋ＝２η・[ｑ（ｔ_ｉ＋１−ｋ・Ｔ）−ｑ（ｔ_ｉ−ｋ・Ｔ）]
    （ここで、ηは、変調指数であり、Ｔは記号期間であり、ｑ（ｔ）は基本パルス形ｇ（ｔ）の間の積分である。）
    によって表され、
    上記変調指数ηが、η＝（Δω・Ｔ）／π（ここで、Δωは変調変位である。）によって表され、
    基本パルス形ｇ（ｔ）の間の積分ｑ（ｔ）が、
    

    

    によって表されることを特徴とする、請求項１４に記載の方法。
16. 上記方法工程（ａ）〜（ｃ）を実行する前に、周波数変調信号を送信する送信器と周波数変調信号を受信する受信器とを同期させることを特徴とする、請求項１０〜１５のいずれか１項に記載の方法。
17. 上記周波数変調受信信号がＣＰＦＳＫ信号であることを特徴とする、請求項１０〜１６のいずれか１項に記載の方法。

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