CN1675907A - 藉维特比算法调制频率调制接收信号 - Google Patents

Abstract

本文涉及一种把信号解调制的装置，其中该信号乃藉由一数据符号序列{d_k}而频率调制，且该装置具有一检测器(1)，一用于产生一序列{z_i}的序列产生器(2)，其中，一序列组件z_i乃是计算自过零t_i以及t_i+1且具有一用于重建该数据符号序列{d_k}的单元(3)，其特征在于在该序列{z_i}以及一辅助序列间的一最小欧氏距离(Euclidean distance)，其中，在该辅助序列中的每一个序列组件乃是对应于形成自具有一序列{h_i，k}的数据符号序列{d_k}的该指数k的回旋，以及其中该等序列{h_i，k}乃是该等时间t_i的函数。

Description

藉维特比算法调制频率调制接收信号

技术领域

本发明系相关于一种用于调制藉由一无线电进行发射、并在发射端利用一数据符号序列进行频率调制的一模拟已接收信号的装置以及方法。

背景技术

较佳地是，本发明所相关之该装置以及该方法系为以蓝芽标准，DECT标准，WDCT标准，或是一类似的标准作为基础之无线数字通信系统的构件。

在例如这些的通信系统中，传统的信号处理方法乃被使用于接收器端，以用于解调制该已频率调制的已接收信号，以及用于信号检测，其中一个经常使用的方法即是以所谓的限制器鉴频器FM解调制器(limiter discriminator FM demodulator)作为基础，且在其中，该已频率调制之信号系会，举例而言，藉由一模拟一致解调制器(analog coincidence demodulator)，而进行解调制，伴随着相对应的信号检测，且在该通常之复合带通信号的硬限制(hardlimiting)之后。

再者，接收器概念系为已知，在其中，该中心频率信号乃会藉由一模拟/数字转换器而被转换成为该数字域(digital domain)，并且，该信号检测乃会利用数字信号处理方法而加以实行，如此的方法则是，举例而言，在文件DE 101 03 479.2之中由所叙述，而无可否认地，类似这些的方法系使得高品质信号检测可以加以达成，但是它们所具有的缺点却是一复杂的模拟/数字转换器。

因此，本发明的系在于载明一种用于解调制一已数字频率调制之已接收信号的装置以及方法，而藉此，即可以在达成高效能的具有一低程度的执行复杂度。

本发明作为基础的该目的系藉由独立权利要求1及10的特征而加以达成，以及本发明较具优势的发展以及改进则是载明于附属权利要求之中。

发明内容

根据本发明的该装置系被用于利用一资料符号序列{d_k}而解调制一已在发射端进行频率调制的一模拟已接收信号，为了这个目的，该装置系具有一用于过零(zero crossings)之检测器，一序列产生器，以及一计算单元，其中，该检测器系用于检测在该已接收信号中的过零，该序列产生器乃会自相关于该等过零的时间产生一序列{z_i}，在每一个例子中，两个连续的过零乃会分别地进行处理，因而会形成在该等相关时间t_i以及t_i+1之间的差异t_i+1-t_i，并且，一序列组件z_i乃是计算自该差异t_i+1-t_i，该计算单元的目的系在于重建该数据符号序列{d_k}，在此例子中，该所寻找之资料符号序列{d_k}系必须选自该等可能资料符号序列，在每一个例子中，一个序列系可以藉由来自该等可能资料符号序列之每一个的系数h_i，k而加以计算，该所寻找之数据符号序列{d_k}系藉由自其所计算得之序列，相较于其它所计算的序列，乃处于自该序列{z_i}的最小欧氏距离(Euclideandistance)而加以区别，在一以计算序列中的该等序列组件系获得自对具有该系数序列{h_i，k}之该分别之数据符号序列{d_k}的该指数k的一回旋，此即表示，该系数序列{h_i，k}的该指数i在该已计算的序列中，对一序列组件的计算而言是固定的，且为了计算下一个序列组件，该指数i乃会增加，在这，该等系数序列{h_i，k}乃是获得自该等时间t_i，该等序列指数i以及k系可以，举例而言，延伸覆盖自然数。

相较于习知用于相同目的的装置，根据本发明的该装置系较具有优势，因为其系允许该已频率调制的已接收信号特别可靠地，并且利用特别少之努力地进行解调制。

前面已叙述、且必须在该计算单元中实行的该最小化任务系可以特别具有优势地藉由维特比算法而加以实行，至于该维特比算法的一叙述则是可以在，举例而言，文件WO 01/13524 A1之中发现。

较具优势地是，一滤波器系可以作为该模拟已接收信号之该频率调制的一模型的基础，该滤波器乃会还悬具有过滤系数的一输入变量，并且因此产生一输出变量，在该频率调制模型中，该滤波器的该输入侧系会被馈送以该数据符号序列{d_k}，而该数据符号序列{d_k}乃会在该滤波器中利用该等系数序列{h_i，k}进行回旋，该序列{z_i}系会发射在该滤波器的该输出侧上，以作为该等回旋操作的结果，该等系数序列乃为了该滤波器而加以载明，以允许该等回旋操作之实行。

本发明的一特别较佳实施例系提供了，必须在该计算单元中实行的该最小化任务藉由一修饰的维特比算法而加以实行。

习知使用该维特比算法的领域系为在发射期间已由于多路径干扰而失真之一已接收信号的等化，以及一已信道编码之已接收信号的译码，在该维特比算法的处理期间，递归装置系会被用以决定该所谓的通过一状态图的最短路径，其中，该状态图系，举例而言，会反映该译码规则，并且，亦被称之为篱笆图，而在译码的例子中，此通过该篱笆图之最短路径的决定过程乃会相等于被供给至在该发射端之该编码器的该数据符号序列的重建。

在所呈现的例子中，其系意欲于使用该维特比算法，以重建来自该已测量序列{z_i}的该数据符号序列{d_k}，而由于此系利用前述的该滤波器模型而加以完成，因此，在此例子中，该篱笆图中的该等节点系代表该等滤波器装状态。

然而，该维特比算法在该滤波器模型的应用却会造成一个困难点。当该维特比算法在习知方法中使用时，每一个资料符号所实行之步骤的数量系为固定的，以及此数量一般而言乃会相等于该取样率对该符号率的比率，再者，在所呈现的例子中，该资料符号序列{d_k}意欲于藉以重建的该些已测量数值乃是在该已接收信号中之过零的时间，然而，该频率调制却是表示该等过零并不会造成一等具的序列，另外，该等过零的该频率乃是取决于该等资料符号d_k，因此，该维特比算法系必须进行适当地修正。

在所呈现例子中所使用的该篱笆图系提供了，垂直位在彼此之上的节点乃会相关于相同的符号时钟循环边界，此即表示，该等节点所代表的该等状态在垂直方向上系会藉由一离散时间，尤其是用以定义该符号时钟率的该符号时间周期，而为不同。

一习知维特比算法的处理系包括每个时间步骤的必要三个计算程序：在该篱笆图中之该等分支矩阵数值的计算，该ACS(ADD-COMPARE-SELECT)操作的实施，以及用于一在前资料符号之决定的追溯。

已被发展来解决本案所呈现之问题的该维特比算法系亦包括上述的该三个计算程序，然而，相较于习知的维特比算法，该等用于计算该等分支矩阵数值以及该ACS操作的程序系已经进行修饰。

相较于一习知维特比算法，该计算单元并不会在该符号时钟所定义的时间计算该等分支矩阵数值，而是会在该已接收信号之过零发生的时间，在此例子中，其系应该要注意的是，在两个过零之间的时间间隔系较该符号时间周期为短。

因此，该计算单元乃会为每一个滤波器状态计算相关于该时间t_i+1之至少两个状态过渡的分支矩阵数值，而每一个状态过渡乃会自时间t_i的一可能先前状态导通至考虑时间t_i+1的该目的状态，并且，该已计算的分支矩阵数值乃会被增加至导通至该时间t_i之分别在前状态的该等已计算分支矩阵数值之上。

若是该等时间t_i以及t_i+1系发生在相同的符号时钟循环之中时，则不会有状态过渡发生在该篱笆图之中，因此，仅ADD操作，但没有COMPARE或SELECT操作，会此该时间t_i+1的例子中被实行。

若是有一符号资料循环边界位在该等时间t_i以及t_i+1之间时，也就是说，若是该等时间t_i以及t_i+1不发生在相同的符号时钟循环之中时，则导致在该等时间t_i以及t_i+1之间，自该等可能在前节点的其中之一至正在考虑中之该目的节点的最小已累积分支矩阵的状态过渡系会为了用于该等在考虑中之符号时钟边界的该等节点而加以决定，进而实行一分别的节点过渡，因此，在此例子中，ADD，COMPARE，以及SELECT操作系会为了该时间t_i+1而加以实行。

上述已经解释过的该已修饰维特比算法系可以被使用在该接收器端，以用于简单解调制噪声已经在经由空气接口的发射期间加入其中的一已频率调制之模拟已接收信号。

根据本发明的一较具优势的改进，在该序列{z_i}中的该等序列组件{z_i}乃是计算自该时间差异t_i+1-t_i，以及在该等系数序列{h_i，k}中的该等序列组件h_i，k乃是推导自时间t_i，因而会满足下列的方程式：

$z_i=\underset{k-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·h_{i,k}$ 方程式(1)

该等序列组件z_i系较佳地藉由

$z_i=1-\frac{2{\mathrm{\ω}}_0}{\mathrm{\π}}\·(t_{i+1}-t_i)$ 方程式(2)

而加以定义，而在方程式(2)中，ω₀乃是该为调制信号的该载波频率。

该等系数h_i，k系较佳地是藉由

h_i，k＝2η·[q(t_i+1-k·T)-q(t_i-k·T)    方程式(3)

而加以定义，

在此例子中，η系为调制指数，T系为符号时间持续时间，以及q(t)系为对基础脉冲形状g(t)的积分。

该调制指数η以及该对基础脉冲形状g(t)的积分q(t)乃是藉由下列的方程式而加以定义，其中，Δω系为调制移位元：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\Δ\ω}\·t}{\mathrm{\π}}$ 方程式(4)

$q\left(t\right)=\frac{1}{T}\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}g\left(\mathrm{\π}\right)\mathrm{d\τ}$ 方程式(5)

对该装置以及发射该已频率调制之信号的该发射端而言，较具优势的是，在该装置实行解调制所需之步骤时，进行同步化，所以，为了这个目的，该装置以及该发射端系特别地具有用于符号同步化的单元。

该待发射之信号系较佳地在该发射端处，藉由一CPFSK(Continuous Phase Frequency Shift Keying，连续相频移键控)信号而进行调制。

特别具有优势地是，根据本发明的该装置系可以被整合于设计以跨越仅几公尺进行信号发射的无线数字通信系统之中，在例如这些之短发射路径的例子中，该信号系主要地会受到来自噪声的干扰，而不是多路径干扰，特别地是，例如这些的通信系统系可以以蓝芽标准，DECT标准，或WDCT标准作为基础。

根据本发明之方法系用于利用一资料符号序列{d_k}而解调制一已在发射端进行频率调制的一模拟已接收信号，在一第一步骤中，系会检测在该已接收信号中的过零(zero crossings)，在一第二步骤中，系会产生一序列{z_i}，而在此例子中，在该序列{z_i}中的一序列组件z_i乃是在相关于两个连续过零之时间t_i以及t_i+1之间之差异t_i+1-t_i的一函数，在一第三步骤中，系加以重建该数据符号序列{d_k}，而此步骤之完成乃是藉由自该等可能资料符号序列中选择作为所寻找之在该序列{z_i}以及一在该接收器端所计算的序列之间的欧氏距离(Euclidean distance)为最小的数据符号序列{d_k}，并且，在该已计算序列之中的每一个序列组件乃是形成自对具有一系数序列{h_i，k}之数据符号序列{d_k}的该指数k的一回旋，以及该等系数序列{h_i，k}乃是获得自该等时间t_i。

根据本发明的该方法所具有的优点在于，其系特别地使得该已接收信号之可靠以及低复杂的解调制成为可能。

附图说明

本发明将于接下来的文章中，利用一范例的方式，并以所附图式作为参考而进行更详尽的解释，其中：

图1A：其系显示一位解调制之载波振荡的一图例；

图1B：其系显示一已数字化频率调制之载波振荡的一图例；

图1C：其系显示来自图1A以及图1B之该等载波振荡的符号时钟循环的图例；

图1D：其系显示一用于过零(zero crossings)之检测器之操作方法的图例；以及

图2：其系显示根据本发明之一示范性实施例的一示意图例。

具体实施方式

图1A系显示一未调制之载波振荡，图1B系显示如图1A中所显示之该载波振荡在频率调制之后，图1A以及图1B系对应于出现在书籍“Nachrichtenübertragung”(information transmission)by K.D.kammeyer，which appeared in B.G.Teubner Berlag，Stuttgart，2nd Edition，1996中，第385页上，第11.2.3图的上半部。

在图1B中所显示的例子中，该调制型态系为二阶段离散频率调制(FSK，frequency shift keying(频移键控))，也就是说，以一二阶资料符号(two-level data symbol)作为基础之在两个已定义频率间的频移键控，在所呈现的实例中，一数据符号系可以假定数值-1以及1，图1B系显示具有一数据符号序列[1-111]的四个符号时钟循环，每一个符号时钟循环系具有一符号时间周期T，该符号时钟循环边界系于图1C绘制与时间t的关系。

在所呈现的例子中，该载波频率系为ω₀＝2.5·2·π/T，以及该调制指数系为η＝1，该振荡相位系具有一连续的变量曲线(CPFSK)，若是该数据符号在该符号时钟循环边界处改变时，则会发生一离散突然频率改变(discrete sudden frequency change)，所呈现的该实例系相关于二阶数据符号，频率ω₀-Δω系被配置为该数值-1，以及频率ω₀+Δω系配置为数值1，在大部分的例子中，该调制系为频带限制的，因此，该突然频率改变并不是以一方波的形式，而是随着时间延长，这情形的一个例子系为高斯最小频移键控(Gaussian MinimumShift Keying，GMSK)。

接下来的CPFSK信号模型系可以被使用作为藉由一发射端所发射之一已频率调制之带通信号x(t)的基础：

$X\left(t\right)=\mathrm{Re}\{s\left(t\right)\·e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\}$ 方程式(6)

在此例子中，s(t)系为等量低通信号：

S(t)＝a·e^jφ(t)                   方程式(7)

该瞬时相位(t)乃是计算自对该瞬时频率ω_i(t)的积分：

$\mathrm{\φ}\left(t\right)=\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}{\mathrm{\ω}}_i\left(t^{\′}\right){\mathrm{dt}}^{\′}$ 方程式(8)

${\mathrm{\ω}}_i\left(t\right)=\mathrm{\Δ\ω}\·\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·g(t-k\·T)$ 方程式(9)

在方程式(9)中，g(t)系代表基础脉冲形状，对一GMSK信号、或是一GFSK(Gaussian Frequency Shift Keying，高斯频移键控)信号而言：

$g\left(t\right)=\frac{1}{2}\{\mathrm{erf}(\mathrm{\α}\·\frac{t+\frac{T}{2}}{T})-\mathrm{erf}(\mathrm{\α}\·\frac{t-\frac{T}{2}}{T})\}$ 方程式(10)

该函数erf()系代表该高斯错误函数。

该因子α系取决于时间持续时间/带宽乘积：

$\mathrm{\α}=\sqrt{\frac{2}{\ln 2}}\·\mathrm{\π}\·f_{3\mathrm{dB}\·T}$ 方程式(11)

若是吾人考虑用于该调制指数η的方程式

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\Δ\ω}\·t}{\mathrm{\π}}$ 方程式(12)

以及对该基础脉冲形状g(t)的该积分q(t)：

$q\left(t\right)=\frac{1}{T}\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}g\left(\mathrm{\π}\right)\mathrm{d\τ},$ 方程式(13)

则该瞬时相位Φ(t)系会变成：

$\mathrm{\φ}\left(t\right)=\mathrm{\π\η}\·\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·q(t-k\·T)$ 方程式(14)

一般而言，该基础脉冲形成g(t)系会加以正规划，以使得亦被称之为该相位基础脉冲的该积分q(t)在L个符号时钟循环之后，会具有极限数值1，该所谓的影响长度L系表示该基础脉冲延伸覆盖之符号时钟循环的数量，因此：

$q\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}0& \mathrm{for}& t\≤0\\ 0& \mathrm{for}& t\≥L\·T\end{array}\right.$ 方程式(15)

对一接续之已预先决定的时间间隔而言：

1·T≤t＜(1+1)·T                       方程式(16)

则：

$\mathrm{\φ}\left(t\right)={\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\π\η}\·\underset{k=1-L+1}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·q(t-k\·T)$ 方程式(17)

其中，Φ₁系定义如下：

${\mathrm{\φ}}_1\left(t\right)=\mathrm{\π\η}\·\underset{k=-\∞}{\overset{1-L}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·q(t-k\·T)$ 方程式(18)

本发明之原则乃是基于藉由一过零检测器而检测该已接收信号的过零(zero crossings)，而在前述的该CPFSK信号模型中，当接下来的情况获得满足时，则在该等四相分量(quadrature components)Re{x(t)}以及Im{x(t)}中的过零乃会发生在时间t_i(i＝0，1，2，...)：

${\mathrm{\ω}}_0\·t_i+\mathrm{\φ}\left(t_i\right)=i\·\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 方程式(19)

图1D系显示在图1B中所显示之该已频率调制之载波振荡的该过零，在图1所显示的实例中，该等包括该数据符号1的符号时钟循环的每一个系会具有六个过零，且同时，该等包括该数据符号1的符号时钟循环的每一个则是会具有四个过零，此即表示，该过零并非总是发生在相同的时间间隔，所以，为了调制的目的，在该等过零之间的该等时间间隔系可以加以决定，并且，系可以用于检测该等数字资料符号。

根据本发明，一序列{z_i}乃是计算自用于该已频率调制之已接收信号之解调制的该等过零的该等时间t_i，而在此例子中，在该序列{z_i}中的每一个序列组件z_i皆是计算自在两个连续过零之该等时间t_i以及t_i+1之间的差异t_i+1-t_i，接下来的信号模型系可以从方程式(6)至(19)推导而得：

$z_i=\underset{k-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·h_{i,k}$ 方程式(20)

在此例子中，该数据符号序列{d_k}系表示该等数据符号d_k的顺序，而藉此，该载波振荡乃会在该发射端进行频率调制，再者，根据方程式(20)，一序列组件z_i系可以获得自具有一系数序列{h_i，k}的该数据符号序列{d_k}的回旋，其中，该指数i对一个回旋而言是固定的，该等指数i以及k则是在每一个例子中皆为自然数。

所呈现之信号模型作为基础的该方程式(20)在该等系数h_i，k以及该等序列组件z_i假定，举例而言，为下列形式时，系可以获得满足：

h_i，k＝2η·[q(t_i+1-k·T)-q(t_i-k·T)    方程式(21)

$z_i=1-\frac{2{\mathrm{\ω}}_0}{\mathrm{\π}}\·(t_{i+1}-t_i)$ 方程式(22)

由于该基础脉冲形状g(t)系具有一紧密的载波[0，L·T]，因此，该等系数h_i，k系有关于该指数k而受到限制。

根据该模型，该等方程式(20)至(22)乃可以利用该等序列组件z_i之每一个系皆藉由来自该等数据符号d_k的一过滤操作而加以获得的方式来进行解释，其中，该等系数h_i，k系为该该等过滤系数，在此例子中，该等系数h_i，k并不固定，而是随着时间变化。

若是该带通信号x(t)系在该发射端以及该接收器之间，经由空气接口，在没有任何干扰的情形下进行发射时，则方程式(20)将总是会获得满足，然而，若是该带通信号x(t)在发射期间受到干扰时，则会在该接收器端产生用于该等序列组件z_i之不满足方程式(20)的数值，不过，为了使得其有可能决定该已发射资料符号序列{d_k}，因此，利用最小平方差的认知，一最小程序乃会依照接下来的防护而加以实行：

${\left|\right|z_i-\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·h_{i}k\left|\right|}^2=\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{|z_i-\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·h_{i,k}|}^2\→\min$ 方程式(23)

因此，其系必须自该等可能的资料符号序列中发现该项次(23)为一最小值的数据符号序列{d_k}。

该维特比算法乃是以一修饰的形式而加以使用，以有效地解决此最小化问题。

在此例子中，在该篱笆图(trellis diagram)中的该些节点系位在该符号时钟循环边界处，然而，该等分支矩阵数值(branch metricvalues)并不会为了该等符号时钟循环边界，而是会为了该等时间t_i而加以计算，仅有ADD操作会为了在该等时间t_i以及t_i+1之间的过渡而加以实行，为此，在计算完该等分支矩阵数值之后，两个时间t_i以及t_i+1则都会落在一个符号时钟循环之中，至于COMPARE以及SELECT操作则是仅有在一符号时钟循环边界被忽略的时候，才会在该等ADD操作之外另外加以实行。

在图1D中，藉由该过零检测器所测量之该已频率调制之已接收信号的该等过系为了该前两个符号时钟循环而进行编号，根据本发明的该程序系可以利用这些过零作为基础而加以了解，分支矩阵数值系会为了该等时间t₂至t₆而加以计算，并且仅有ADD操作会接着加以实行，因为该等相关的过零全部都落在一个符号时钟循环的范围之中，该符号时钟循环边界并不会在该第一以及该第二符号时钟循环之间被忽略，直到过渡到时间t₇为止，因此，分支矩阵数值即会进行计算，ADD，COMPARE，以及SELECT操作系会为了时间t₇而加以实行，而对时间t₈至t₁₀来说，分支矩阵数值系会加以计算，并且仅ADD操作会加以实行。

图2系显示根据本发明之装置的一示范性实施例的一示意图例，一检测器，一序列产生器2，以及一计算单元3系以所叙述的顺序进行串联连接，其中，该检测器1系会被馈送以一已频率调制之已接收信号，并且，乃会检测在该已接收信号中之该等过零的时间t_i，该序列产生器2系会自时间t_i产生该序列{z_i}，自此，该计算单元即会(藉由上述之该已修饰维特比算法而)重建已为了该发射信号之调制而被使用在该发射端的该数据符号序列{d_k}。

Claims (17)

1.一种解调制一模拟接收信号的装置，其中所述模拟接收信号乃在发射端以数据符号序列{d_k}而进行频率调制，所述装置包括：

-一检测器(1)，用于过零(zero crossings)该已接收信号；

-一序列产生器(2)，用于产生一序列{z_i}，其中，一序列组件z_i乃是在相关于两个连续过零的时间t_i以及t_i+1间的差值t_i+1-t_i的一函数；以及

-一计算单元(3)，用于重建该数据符号序列{d_k}，其中，数据符号序列乃是选自当作会被寻找的资料符号序列{d_k}的可能资料符号序列，其中，在该序列{z_i}以及一在该接收器端所计算的序列间的欧氏距离(Euclidean distance)乃为最小的数据符号序列{d_k}，其中，在该已计算序列中的每一个序列组件对指数k而言乃是形成自具有一系数序列{h_i，k}的数据符号序列{d_k}的回旋，以及其中，该等系数序列{h_i，k}乃是获自该等时间t_i。

2.根据权利要求1所述之装置，其特征在于，

-一维特比算法乃于该计算单元(3)中加以执行。

3.根据权利要求1所述之装置，其特征在于，

-藉由该数据符号序列{d_k}而把该模拟已接收信号的该频率调制乃被理解为被馈送进入该等系数h_i，k所存在的一滤波器中的数据符号序列{d_k}，并且，其乃会藉由该等系数序列{h_i，k}的该数据符号序列{d_k}的回旋而在该输出侧上产生该序列{z_i}。

4.根据权利要求3所述之装置，其特征在于，

-在该计算单元(3)乃具有一篱笆图(trellis diagram)，而其节点乃代表该等过滤状态，其中，于篱笆图中垂直排列的节点乃会相关于相同的符号时钟循环边界；

-该计算单元(3)乃会计算发射矩阵数值，并且在时间t_i以及t_i+1落在相同的符号时钟循环之中时，其乃会为了一时间t_i+1而实行ADD操作，但不会实行COMPARE或SELECT操作；以及

-该计算单元(3)乃会计算发射矩阵数值，并且在一符号资料循环边界跨越在时间t_i以及t_i+1间时，其乃会在时间t_i+1实行ADD、COMPARE、以及SELECT操作。

5.根据前述权利要求其中之一或多所述之装置，其特征在于，

-在该序列{z_i}中的该等序列组件z_i，以及在该等系数序列{h_i，k}中的该等序列组件h_i，k乃是利用一 $z_i=\underset{k-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·h_{i,k}$ 的方式而加以定义。

6.根据权利要求1所述之装置，其特征在于，

-该等序列组件z_i乃是藉由函数 $z_i=1-\frac{{2\mathrm{\ω}}_0}{\mathrm{\π}}\·(t_{i+1}-t_i)$ 而定义，其中，ω₀乃是该为调制信号的载波频率；

-该等系数h_i，k乃是藉由函数h_i，k＝2η·[q(t_i+1-k·T)-q(t_i-k·T)而定义，其中，η为调制指数，T为符号时间持续时间，以及q(t)为对基础脉冲形状g(t)的积分；以及

-该调制指数η乃是藉由函数 $\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\Δ\ω}\·t}{\mathrm{\π}}$ 而定义，以及该对基础脉冲形状g(t)的积分q(t)乃是藉由函数 $q\left(t\right)=\frac{1}{T}\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}g\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$ 而定义，其中，Δω为调制移位元。

7.根据前述权利要求其中之一或多所述之装置，其特征在于，

-该装置以及发射该已频率调制之信号的该发射端乃会进行同步化，并且，特别地是他们乃具有用于符号同步化的单元。

8.根据前述权利要求其中之一或多所述之装置，其特征在于，

-该已频率调制的已接收信号乃是一CPFSK信号。

9.一种无线数字通信系统，其特别地乃是以蓝芽标准，DECT标准，或WDCT标准作为基础，并具有根据前述权利要求其中之一或多所述的一装置。

10.一种解调制一模拟接收信号的方法所述模拟接收信号乃藉由资料的符号序列{d_k}而在发射端频率调制，所述方法包括下列步骤：

(a)检测在该已接收信号中的过零(zero crossings)；

(b)产生一序列{z_i}，其中，一序列组件z_i乃是在相关于两个连续过零的时间t_i以及t_i+1间的差值t_i+1-t_i的一函数；以及

(c)重建该数据符号序列{d_k}，其中，数据符号序列乃是选自当作会被寻找的资料符号序列{d_k}的可能资料符号序列，其中，在该序列{z_i}以及一在该接收器端所计算的序列间的欧氏距离(Euclidean distance)乃为最小的数据符号序列{d_k}，其中，在该已计算序列中的每一序列组件对指数k而言乃是形成自具有一系数序列{h_i，k}的数据符号序列{d_k}的一回旋，以及其中，该等系数序列{h_i，k}乃是获自该等时间t_i。

11.根据权利要求10所述之方法，其特征在于，

-一维特比算法乃会于该步骤(c)中实行。

12.根据权利要求11所述之方法，其特征在于，

-利用该数据符号序列{d_k}而把该模拟已接收信号的该频率调制被理解为被馈送进入该等系数h_i，k所存在的一滤波器之中的数据符号序列{d_k}，并且，其乃会藉由具有该等系数序列{h_i，k}的该数据符号序列{d_k}的回旋而在该输出侧上产生该序列{z_i}。

13.根据权利要求12所述之方法，其特征在于，

-其节点代表该等过滤状态的一篱笆图(trellis diagram)乃被用于重建该数据符号序列{d_k}，其中，于该篱笆图中垂直排列的节点乃会相关于相同的符号时钟循环边界；

-计算分支矩阵数值，并且在时间t_i以及t_i+1落在相同的符号时钟循环中时，其乃会为了一时间t_i+1而实行ADD操作，但不会实行COMPARE或SELECT操作；以及

-计算分支矩阵数值，并且在一符号资料循环边界跨越在时间t_i以及t_i+1之间时，其乃会为了一时间t_i+1而实行ADD、COMPARE、以及SELECT操作。

14.根据权利要求10至13其中之一或多所述之方法，其特征在于，

-在该序列{z_i}中的该等序列组件z_i，以及在该等系数序列{h_i，k}中的该等序列组件h_i，k乃是利用一 $z_i=\underset{k-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\·h_{i,k}$ 的方式而定义。

15.根据权利要求14所述之方法，其特征在于，

-该等序列组件z_i乃是藉由函数 $z_i=1-\frac{{2\mathrm{\ω}}_0}{\mathrm{\π}}\·(t_{i+1}-t_i)$ 而定义，其中，ω₀乃是该为调制信号的载波频率；

-该等系数h_i，k乃是藉由函数h_i，k＝2η·[q(t_i+1-k·T)-q(t_i-k·T)而定义，其中，η为调制指数，T为符号时间持续时间，以及q(t)为对基础脉冲形状g(t)的积分；以及

-该调制指数η乃是藉由函数 $\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\Δ\ω}\·t}{\mathrm{\π}}$ 而定义，以及该对基础脉冲形状g(t)的积分q(t)乃是藉由函数 $q\left(t\right)=\frac{1}{T}\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}g\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$ 而定义，其中，Δω为调制移位元。

16.根据权利要求10至15其中之一或多所述之方法，其特征在于，

-在实行该等方法步骤(a)至(c)之前，发射该已频率调制的信号的该发射端以及接收该已频率调制之信号的该接收器乃会进行同步化。

17.根据权利要求10至16其中之一或多所述之方法，其特征在于，

-该已频率调制的接收信号乃是一CPFSK信号。

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