JP4034606B2 - Frequency offset detection apparatus and receiver using the same - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式やその他のマルチキャリア変調方式により変調された信号を受信する受信機において、送信側に対する受信側の周波数オフセット（周波数誤差）を検出する周波数オフセット検出装置、及び、これを用いた受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在のデジタル通信では、デジタル変調によって合成されたベースバンド信号を、更に高い周波数のアナログ搬送波に載せて無線伝送路あるいは有線伝送路上に送信し、受信機側で、高周波信号からベースバンド信号に下方周波数変換し、その後復調することによりデータの転送を行っている。その際、送受信機に設けられた部品の周波数伝播特性や伝送路上のフェージングなどが原因となり、ベースバンド信号上に周波数シフト等の現象が現れる。さらに、送受信機の原振周波数差（送信機の基準発振器と受信機の基準発振器との間で生ずる周波数誤差）より、サンプル点のズレ、すなわち同期誤差が発生している。ＯＦＤＭ方式などのマルチキャリア方式の場合、このような同期誤差があると、キャリア間干渉による歪みが発生し、正しい復号が行えず、その結果、ビット誤り率が高くなる要因の一つとなっている。
【０００３】
ここで、従来のデジタル受信機の一例について、図９を参照して説明する。図９は、従来のＯＦＤＭ方式のデジタル受信機の一例を示す概略ブロック図である。
【０００４】
この受信機は、図９に示すように、アンテナ１と、アンテナ１で受信された信号（ＯＦＤＭ方式により変調された信号）からアナログの中間周波数信号を得るＲＦチューナ部２と、ＲＦチューナ部２からの中間周波数信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器３と、複素ローカルキャリア信号を発生する離散的局部発振器（デジタル局部発振器）４と、Ａ／Ｄ変換器３によりＡ／Ｄ変換された中間周波数信号と離散的局部発振器４で発生された複素ローカルキャリア信号とを乗算することによってベースバンド信号を合成する乗算器５と、乗算器５から前記サンプルレートに同期して出力されるベースバンド信号をサンプルレート変換してベースバンド信号処理レートに再同期させるサンプルレートコンバータ６と、サンプルレート変換されたベースバンド信号に復調処理を施してデータを復調させる復調部７と、復調部７から得られる信号に基づいて、送信側に対する受信側の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出部８と、を備えている。
【０００５】
サンプルレートコンバータ６から出力されるベースバンド信号は、周波数軸上に並んだ複数のキャリアを含んでいる。復調部７は、この複数のキャリアを個々に分離するべくベースバンド信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部９と、分離された各キャリア信号を復号してデータに戻す復号部１０と、を有している。そして、この従来の受信機では、周波数オフセット検出部８は、ＦＦＴ部９からの信号に基づいて送信側に対する受信側の周波数オフセット（周波数誤差）を検出している。
【０００６】
なお、図９では省略しているが、実際には、乗算器５とサンプルレートコンバータ６との間に、乗算器５から出力されるベースバンド信号を同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）とに分離する分離部が設けられ、前記各要素６，９，１０は、Ｉ信号用のものとＱ信号用のものとを併有している。
【０００７】
図９に示す従来の従来のデジタル受信機における復号の過程は、中間周波数からベースバンド信号に変換するまでと、ベースバンド信号をデジタル復調しデータを複合するまでの、大きく分けて２つのステージで区切ることができる。周波数オフセット検出部８は、周波数軸上に変換されるデータを数理的に分析することにより、前記周波数オフセットを検出している。そして、この周波数オフセットを基に復号処理前の信号に循環的な補正を施すべく、局部発振器４の発振周波数の制御を行っている。
【０００８】
しかし、このような流れで前述のＯＦＤＭ等マルチキャリア信号に対して補正を行おうとした場合、以下のような根幹的欠点を内包する。
【０００９】
（ａ）入力信号の周波数シフト量がキャリア間周波数間隔の数倍となる条件下で動作を保証するには、それぞれのキャリア位置を特定するために大変コスト高で煩雑な数理的分析手段を実装する必要がある。
【００１０】
（ｂ）復調後のデータ補正であり、よって、誤り訂正率が向上しづらい。
【００１１】
（ｃ）循環的な局部発振周波数制御であるため、前述した各ステージの処理ユニットにポータビリティを確保できない。
【００１２】
一方、ある一つの受信機を様々な無線信号に対応させるべく、受信機の機能や性能をソフトウエアによって変更し多様なベースバンドアプリケーションに適応させる試みがなされている。先に記述したように、現在の受信機システムではポータビリティに不足しており、根本的にこのような試みの阻害要因になっている。
【００１３】
このような欠点を有する図９に示す受信機に対して、特開２００１−１３６１４３号公報には、ＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差制御装置において、ベースバンド信号に基づいて周波数誤差を検出し、検出された周波数誤差に応じて受信機側の周波数を補正するものが、開示されている。この周波数誤差制御装置では、周波数軸上に連続する前記キャリアに対して設定された所定の帯域幅の低周波側および高周波側においてそれぞれフィルタ処理を行う第１フィルタ手段および第２フィルタ手段と、前記第１および第２フィルタ手段の各々の出力が有する各電力の大小比較を行い、その比較結果に基づいて、前記送信側に対する前記受信側の周波数誤差を検出する。
【００１４】
この特開２００１−１３６１４３号公報に開示された周波数誤差制御装置では、ベースバンド信号に基づいて周波数誤差を検出しているので、前述したような欠点は生じない。
【００１５】
また、特開平７−１０６９２０公報には、受信信号をミキサに与え、局部発振器で発生されたｓｉｎ波の局部発振信号と移相器から出力されたｃｏｓ波の局部発振信号とを混合し、アナログ／ディジタル変換器によってディジタル信号に変換し、実数部と虚数部をウェーブレット変換回路に与え、ウェーブレット変換した後、誤差検出回路により周波数誤差を高速かつ正確に推定し、その誤差が小さくなるように局部発振器の発振周波数を制御する技術が、開示されている。そして、この公報には、ウェーブレット変換を用いた周波数誤差の推定アルゴリズムとして、ピーク探索法と重心計算法とが開示されている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開２００１−１３６１４３号公報に開示された技術では、周波数軸上に連続する前記キャリアに対して設定された所定の帯域幅の低周波側および高周波側においてそれぞれフィルタ処理を行う第１フィルタ手段および第２フィルタ手段と、前記第１および第２フィルタ手段の各々の出力が有する各電力の大小比較を行うので、周波数誤差の有無等は検出することができるものの、周波数誤差の量を検出することは困難である。したがって、迅速かつ精度良く受信機の局部発振器の発振周波数を制御することができない。
【００１７】
また、特開２００１−１３６１４３号公報に開示された技術では、周波数誤差を局部発振器にフィードバックしているだけであるので、このフィードバック制御により十分に取り除くことができない周波数誤差の影響が残ってしまい、必ずしも十分にビット誤り率を低下させることができない。
【００１８】
さらに、特開平７−１０６９２０公報では、ウェーブレット変換を用いた周波数誤差の推定アルゴリズムとしてピーク探索法と重心計算法が採用されている。すなわち、一般的なウェーブレット計算により周波数相関値のピークや重心を求めている。このため、特開平７−１０６９２０公報に開示された技術は、シングルキャリアのようにある特定の周波数にスペクトラムが集中した場合にのみ周波数オフセットの検出が可能であり、言い換えれば、ＯＦＤＭ等広範囲にスペクトラムが分布するような場合には使用不可能である。
【００１９】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、マルチキャリア変調方式により変調された受信信号に基づいて得られたベースバンド信号に基づいて、受信側の送信側に対する周波数オフセットの量を検出することできる周波数オフセット検出装置、及びこれを用いた受信機を提供することを目的とする。
【００２０】
また、本発明は、周波数オフセットの検出に基づく局部発振器の発振周波数へのフィードバック制御だけでは取り除くことができずに残ってしまう周波数オフセットの影響を低減することができ、ひいてはビット誤り率をより一層低下させることができる、マルチキャリア変調方式の受信機を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、本発明の第１の態様による周波数オフセット検出装置は、マルチキャリア変調方式により変調された受信信号に基づいて得られる周波数軸上に並んだ複数のキャリアを含むベースバンド信号に基づいて、送信側に対する受信側の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出装置であって、前記ベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出する端点検出手段と、前記端点に基づいて前記周波数オフセットを得る手段と、を備えたものである。
【００２２】
この第１の態様によれば、ベースバンド信号に基づいて送信側に対する受信側の周波数オフセットを検出するので、後述する第８の態様のように局部発振器の発振周波数に対してフィードバック制御を行う場合であっても、いわば自律型の周波数オフセット補正を実現することができ、実時間上の信号処理部と復調処理以降の処理を分離することが可能となる。したがって、前述した図９に示す受信機で生じていた不都合が解消され、例えば、ソフトウエアによって中間周波数やベースバンド信号におけるサンプルレートや、変調方式、そして多重方式等を変更するような受信機にとって、非常に都合が良い。
【００２３】
また、前記第１の態様によれば、ベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出するので、周波数オフセットのない理想的なベースバンド信号の周波数軸上の端点は既知であることから、周波数オフセットの量を検出することができる。したがって、後述する第８の態様のように局部発振器の発振周波数に対してフィードバック制御を行えば、迅速かつ精度良く受信機の局部発振器の発振周波数を制御することができ、ひいては、ビット誤り率をより低下させることができる。
【００２４】
本発明の第２の態様による周波数オフセット検出装置は、前記第１の態様において、前記端点検出手段は、前記ベースバンド信号について、ゼロから所定周波数までの周波数範囲の全般に対して周波数相関度を測定することによって前記端点を検出するものである。この第２の態様は、端点検出の具体例を挙げたものである。
【００２５】
なお、「ゼロ」とは、周波数オフセットがない理想的なベースバンド信号の周波数軸上の最も低周波側の端点の周波数をいう。この点は、後述する各態様についても同様である。
【００２６】
本発明の第３の態様による周波数オフセット検出装置は、前記第１の態様において、前記端点検出手段は、ウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を用いて、前記端点を検出するものである。この第３の態様は、端点検出の具体例を挙げたものであり、ウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を用いる例である。
【００２７】
本発明の第４の態様による周波数オフセット検出装置は、前記第３の態様において、前記端点検出手段は、前記ベースバンド信号について、ゼロから所定周波数までの周波数範囲に対してウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を複数回再帰的に行いつつ、各回の帯域２等分割サブバンド分解に関連して得られる２つの周波数領域の周波数相関度の相互関係に基づいて、当該２つの周波数領域のうちの前記端点を含んでいる可能性の高い領域を選定し、今回の帯域２等分割サブバンド分解に関連して選定された周波数領域について、次回の帯域２等分割サブバンド分解を行い、各回での前記領域選定の結果に基づいて、前記端点を検出するものである。
【００２８】
前記第３の態様では、例えば、ウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解フィルタをツリー構造としたウェーブレットパケット変換器を用い、検索すべき周波数範囲の全体を全ていわば細切れ状態にして細分化された個々の周波数領域の周波数相関度に基づいて、ベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出してもよい。ところが、この場合には、後段ほど２分割サブバンド分解フィルタの数が増大することから、ベースバンド信号の周波数軸上の端点の検出精度を高めるべく段数を増やすと、帯域２等分割サブバンド分解フィルタの数が著しく増大し、コストアップを免れない。
【００２９】
これに対し、前記第４の態様では、各回（各段）の帯域２等分割サブバンド分解に関連して得られる２つの周波数領域の周波数相関度の相互関係に基づいて、当該２つの周波数領域のうちの前記端点を含んでいる可能性の高い領域を選定し、今回の帯域２等分割サブバンド分解に関連して選定された周波数領域について、次回（次段）の帯域２等分割サブバンド分解を行うので、各段の帯域２等分割サブバンド分解フィルタの数は１組ですむ。したがって、ベースバンド信号の周波数軸上の端点の検出精度を高めるべく段数を増やしても、帯域２等分割サブバンド分解フィルタの数が少なくて済み、コストを低減することができる。
【００３０】
本発明の第５の態様による周波数オフセット検出装置は、前記第３の態様において、前記端点検出手段は、前記ベースバンド信号について、ゼロから所定周波数までの周波数範囲に対してウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を複数回再帰的に行いつつ、２回目以降の各回において並列的に行う２つの帯域２等分割サブバンド分解に関連して得られる４つの周波数領域の周波数相関度の相互関係に基づいて、当該４つの周波数領域のうちの前記端点を含んでいる可能性の高い隣り合う２つの領域を選定し、今回の並列的な２つの帯域２等分割サブバンド分解に関連して選定された２つの周波数領域について、次回において並列的に行う２つの帯域２等分割サブバンド分解をそれぞれ行い、前記２回目以降の各回での前記領域選定の結果に基づいて、前記端点を検出するものである。
【００３１】
この第５の態様によれば、基本的には前記第４の態様と同様であるが、４つの周波数領域の周波数相関度の相互関係に基づいて２つの領域を選定しているので、周波数領域選定に際してノイズレベルの影響をより低減することができ、ひいては、一層精度良く周波数オフセットを検出することができる。
【００３２】
本発明の第６の態様による周波数オフセット検出装置は、前記第１乃至第５のいずれかの態様において、前記周波数範囲が前記ベースバンド信号のベースバンド幅の２倍以上の幅を持つものである。
【００３３】
前記第１乃至５の態様では、必ずしも前記周波数範囲がこのような幅を持つ必要はないが、特に、前記第３乃至第５の態様のようにウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を用いる場合には、前記周波数範囲がベースバンド信号のベースバンド幅の２倍以上の幅を持つことが、好ましい。
【００３４】
本発明の第７の態様による周波数オフセット検出装置は、前記第１乃至第６のいずれかの態様において、前記検出された周波数オフセットを所定単位で除算した値とその余りを得て、前記値を前記検出された周波数オフセットを示す第１の出力信号として、かつ、前記余りを前記検出された周波数オフセットを示す第２の出力信号として、それぞれ独立して出力する手段を、備えたものである。
【００３５】
この第７の態様によれば、例えば、前記第１の出力信号を受信機の局部発振器にフィードバックし、前記第２の出力信号を受信機の復調手段へ供給することができ、周波数オフセットを局部発振器にフィードバックしているだけでなく、復調手段において、このフィードバック制御により十分に取り除くことができない周波数オフセットの影響を考慮して復調処理を行うことが可能となる。例えば、復調手段は、前記第２の出力信号に従って、各キャリアの周波数サンプル位置の相対的なズレを考慮しながら、ＦＦＴ等復調過程のデータに対して位相誤差補償や送受信間のサンプル周期誤差検出などを行うことができる。その結果、キャリア間干渉や位相ノイズなどをコスト効果的に低減する受信機を構築することが可能となる。
【００３６】
本発明の第８の態様による受信機は、マルチキャリア変調方式により変調された信号を受信信号として受信する受信機において、前記第１乃至第７のいずれかの態様による周波数オフセット検出装置と、前記受信信号に基づいて前記ベースバンド信号を得るために用いられるローカルキャリア信号を発生する局部発振器と、を備え、前記局部発振器の発振周波数は、前記周波数オフセット検出装置により検出された周波数オフセットに応じて、前記周波数オフセットが小さくなるように制御されるものである。
【００３７】
この第８の態様は、前記第１乃至第７の態様による周波数オフセット検出装置を用いて構築した受信機の例を挙げたものである。
【００３８】
本発明の第９の態様による受信機は、前記第８の態様において、前記局部発振器が離散的局部発振器（デジタル局部発振器）であるものである。
【００３９】
この第９の態様は、前記局部発振器として離散的局部発振器を用いた例を挙げたものであるが、前記第８の態様では、局部発振器は、必ずしも離散的局部発振器に限定されるものではなく、アナログの局部発振器を用いてもよい。
【００４０】
本発明の第１０の態様による受信機は、マルチキャリア変調方式により変調された信号を受信信号として受信する受信機において、複素ローカルキャリア信号を発生する離散的局部発振器と、前記受信信号に基づいて得られ任意のサンプルレートでＡ／Ｄ変換された中間周波数信号と、前記離散的局部発振器で発生された複素ローカルキャリア信号と乗算することによって、周波数軸上に並んだ複数のキャリアを含むベースバンド信号を合成する乗算器と、前記乗算器から前記サンプルレートに同期して出力される前記ベースバンド信号をサンプルレート変換してベースバンド信号処理レートに再同期させるサンプルレートコンバータと、前記再同期されたベースバンド信号に復調処理を施してデータを復調させる復調手段と、前記再同期されたベースバンド信号に基づいて、送信側に対する受信側の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出手段と、を備え、前記局部発振器の発振周波数は、前記周波数オフセット検出手段により検出された周波数オフセットに応じて、前記周波数オフセットが小さくなるように制御され、前記復調手段は、前記周波数オフセット検出手段により検出された周波数オフセットに応じて、前記周波数オフセットの影響が小さくなるように前記復調処理を行うものである。
【００４１】
この第１０の態様によれば、周波数オフセットを局部発振器にフィードバックしているだけでなく、復調手段は、このフィードバック制御により十分に取り除くことができない周波数オフセットの影響を考慮して復調処理を行っている。例えば、復調手段は、前記第２の出力信号に従って、各キャリアの周波数サンプル位置の相対的なズレを考慮しながら、ＦＦＴ等復調過程のデータに対して位相誤差補償や送受信間のサンプル周期誤差検出などを行うことができる。その結果、キャリア間干渉や位相ノイズなどをコスト効果的に低減する受信機を得ることができる。
【００４２】
本発明の第１１の態様による受信機は、前記第１０の態様において、前記復調手段は、前記周波数オフセット検出装置により検出された周波数オフセットに応じて、各有効キャリアの周波数位置を決定する手段を含むものである。
【００４３】
この第１１の態様は、復調手段の具体的な構成例を挙げたものである。
【００４４】
本発明の第１２の態様による受信機は、前記第１０又は第１１の態様において、前記周波数オフセット検出手段は、前記検出された周波数オフセットを所定単位で除算した値とその余りを得て、前記値を前記検出された周波数オフセットを示す第１の出力信号として、かつ、前記余りを前記検出された周波数オフセットを示す第２の出力信号として、それぞれ独立して出力する手段を、有し、前記局部発振器の発振周波数は、前記第１の出力信号に従って制御され、前記復調手段は、前記第２の出力信号に従って復調処理を行うものである。
【００４５】
この第１２の態様のように、前記第１の出力信号を局部発振器の発振周波数のフィードバック制御に用い、前記第２の出力信号を復調手段へ供給すると、周波数オフセットの局部発振器へのフィードバック制御により十分に取り除くことができない周波数オフセットの影響を考慮して復調処理を行うのに、好適である。
【００４６】
本発明の第１３の態様による受信機は、前記第１０乃至第１２のいずれかの態様において、前記周波数オフセット検出手段が、前記第１乃至第７のいずれかの態様による周波数オフセット検出装置であるものである。
【００４７】
この第１３の態様によれば、前記第１０乃至第１２の態様の利点と、前記第１乃至第７の態様の利点とを同時に得ることができる。
【００４８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による周波数オフセット検出装置及びこれを用いた受信機について、図面を参照して説明する。
【００４９】
［第１の実施の形態］
【００５０】
図１は、本発明の第１の実施の形態による受信機を示す概略ブロック図である。
【００５１】
本実施の形態による受信機は、ＯＦＤＭ方式により変調された信号を受信する受信機として構成されている。もっとも、本発明による受信機は、例えばＣＤＭＡ（符号分割多元接続方式）などの、他の種々のマルチキャリア変調方式により変調された信号を受信する受信機として構成してもよい。
【００５２】
本実施の形態による受信機は、図１に示すように、アンテナ２１と、アンテナ２１で受信された信号（ＯＦＤＭ方式により変調された信号）を帯域変換してアナログの中間周波数信号を得るＲＦチューナ部２２と、ＲＦチューナ部２２からの中間周波数信号を任意のサンプルレートでＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器２３と、複素ローカルキャリア信号を発生する離散的局部発振器２４と、Ａ／Ｄ変換器２３によりＡ／Ｄ変換された中間周波数信号と離散的局部発振器２４で発生された複素ローカルキャリア信号とを乗算することによってベースバンド信号を合成する乗算器２５と、乗算器２５から前記サンプルレートに同期して出力されるベースバンド信号をサンプルレート変換してベースバンド信号処理レートに再同期させるサンプルレートコンバータ２６と、ベースバンド信号に基づいてシンボル有効期間の開始位置を検出するシンボル同期検出部２７と、サンプルレート変換されたベースバンド信号に復調処理を施してデータを復調させる復調部２８と、周波数オフセット検出部２９と、例えばマイクロコンピュータ等からなるホストプロセッサ３０と、を備えている。
【００５３】
離散的局部発振器２４及び乗算器２５は、受信信号を中間周波数からベースバンドに帯域変換（ダウンコンバージョン）する帯域変換手段を構成している。本実施の形態では、離散的局部発振器２４は、発振周波数が逐次変更可能となるように構成されている。なお、離散的局部発振器２４は、位相も変更可能となるように構成しておくことが好ましい。
【００５４】
離散的局部発振器２４及び乗算器２５の処理は、Ａ／Ｄ変換器２３のサンプルレートに同期して行われる。サンプルレートコンバータ２６は、Ａ／Ｄ変換器２３のサンプルレートとベースバンド信号処理レートとの相対差を吸収する。本実施の形態では、サンプルレートコンバータ２６は、ホストプロセッサ３０からの指令に応じてサンプルレート変換レートを変え得るように構成されている。この変換レートの範囲は、送受信機の原振周波数差に起因するサンプルタイミングオフセットを適宜ソフトウエアで補正できるよう、プログラマブルであることが望ましい。この場合、例えば、ホストプロセッサ３０の内部メモリ（図示せず）に格納されたプログラムによって、サンプルレートコンバータ２６の変換レートの範囲を設定できるようにすればよい。もっとも、Ａ／Ｄ変換器２３のサンプルレートがベースバンド信号処理レート（キャリア周波数の２のべき乗）と同一である場合には、必ずしもサンプルレートコンバータ２６を設ける必要はない。
【００５５】
サンプルレートコンバータ２６から出力されるベースバンド信号は、図２に示すように、周波数軸上に並んだ複数のキャリアを含んでいる。図２（ａ）は、送信側に対する受信側の周波数オフセットがゼロである理想のベースバンド信号を示し、図２（ｂ）周波数オフセットがΔｆだけ生じている実際のベースバンド信号を示している。図２（ａ）において、Ａは理想のベースバンド信号における最も高周波側のキャリアの中心波長を示す。図２（ｂ）において、Ａ’は現実のベースバンド信号における最も高周波側のキャリアの中心波長を示す。図２からわかるように、サンプルレートコンバータ２６から出力されるベースバンド信号は、広範囲にスペクトラムが分布している。
【００５６】
周波数オフセット検出部２９は、サンプルレートコンバータ２６から出力されるベースバンド信号に基づいて、送信側に対する受信側の周波数オフセットを検出する。そして、本実施の形態では、周波数オフセット検出２９は、検出した周波数オフセットを所定単位で除算した値とその余りを得て、所定単位で除算した値を、検出された周波数オフセットを示す第１の出力信号として、離散的局部発振器２４に供給する。一方、前記余りを、検出した周波数オフセットを示す第２の出力信号として、シンボル周期に同期して、復調部２８のキャリア・位相補償部３２へ供給する。具体的には、例えば、検出した周波数オフセットの値を示す複数ビットのうち上位ビットを前記第１の信号として離散的局部発振器２４に供給し、下位ビットを前記第２の信号としてキャリア・位相補償部３２に供給すればよい。前記第１の出力信号は相対的に粗い周波数オフセット信号、前記第２の出力信号は相対的に細かい周波数オフセット信号であると言える。前記第１の出力信号の粗さを決める前記所定単位は、離散的局部発振器２４がその発振周波数を調整し得る最小単位と一致させておくことが好ましい。
【００５７】
離散的局部発振器２４は、周波数オフセット検出部２９からの粗い周波数オフセット検出信号を受けて、その周波数オフセットがゼロになるように発振周波数を調整する。このとき、周波数オフセット検出部２９からの粗い周波数オフセット検出信号は、周波数オフセットの有無ではなく、周波数オフセットの量を示しているので、周波数オフセットがゼロとなるような発振周波数に迅速に調整し得る。
【００５８】
復調部２８は、シンボル同期検出部２７からの同期検出信号を用いてベースバンド信号に含まれている複数のキャリア（ここでは、有効キャリア）を個々に分離するべくベースバンド信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部３１と、キャリア・位相補償部３２と、復号部３３とを有している。
【００５９】
キャリア・位相補償部３２は、ＦＦＴ部３１により分離された各キャリア信号に対して、周波数オフセット検出部２９から受けた細かい周波数オフセットの影響を補正するように、位相補償を行う。すなわち、各キャリア毎に、当該キャリアの周波数軸上の位置に応じてそれぞれ異なる重みの係数と周波数オフセット検出部２９からの周波数オフセット量とを乗算することで、補償すべき位相の量を算出し、その量だけキャリアの位相を補償する。この位相補償は、換言すれば、周波数オフセット検出部２９から受けた細かい周波数オフセットに応じて、各有効キャリアの周波数位置を決定していることになる。これによって、離散的局部発振器２４へのフィードバック制御により十分に取り除くことができない周波数オフセットを考慮した復調処理が実現される。復号部３３は、位相補償された各キャリア信号を復号してデータに戻す。
【００６０】
また、キャリア・位相補償部３２は、前述した位相補償動作と同時に、送受信間のサンプル周期誤差を測定し、これをホストプロセッサ３０に通知する。ホストプロセッサは、サンプル周期誤差が小さくなるように、サンプルレートコンバータ２６に、そのサンプルレート変換レートを変更させる指令を与える。もっとも、このようなサンプル周期誤差機能及びそれに基づくサンプル周期誤差のフィードバック制御は、必ずしも行わなくてもよい。
【００６１】
なお、図１では省略しているが、実際には、乗算器２５とサンプルレートコンバータ２６との間に、乗算器２５から出力されるベースバンド信号を同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）とに分離する分離部が設けられ、前記各要素２６，３１，３３は、Ｉ信号用のものとＱ信号用のものとを併有している。オフセット検出部２９は、Ｉ信号及びＱ信号のいずれか一方についてのみ設けてもよいし、両方に設け、例えば両者から得られる周波数オフセットの平均値を最終的な周波数オフセットとしてもよい。
【００６２】
ここで、周波数オフセット検出部２９の具体例について、詳細に説明する。本実施の形態では、周波数オフセット検出部２９は、乗算器２６から出力されるベースバンド信号（図２（ｂ）参照）の周波数軸上の端点（本実施の形態では、高周波側の端点）を検出し、検出した端点に基づいて周波数オフセットΔｆを得る。理想のベースバンド信号（図２（ａ）参照）の周波数軸上の端点（本実施の形態では、高周波側の端点）が既知であることから、検出した端点の周波数と理想のベースバンド信号の端点の周波数との差を取ることで、周波数オフセットΔｆを得ることができる。
【００６３】
ベースバンド信号の周波数軸上の端点（すなわち、境界）は、例えば、ウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を用いて行うことができる。その端点検出手法の一例の概念図を図３及び図４に示す。
【００６４】
図３（ａ）は、実際のベースバンド信号を示す。図３（ａ）において、Ａは理想のベースバンド信号（図２（ａ）参照）における最も高周波側のキャリアの中心波長、Ａ’は現実のベースバンド信号における最も高周波側のキャリアの中心波長を示す。図２（ａ）（ｂ）では、理想のベースバンド信号の周波数軸上の中点を周波数軸上のゼロとしていたが、図３（ａ）では、理想のベースバンド信号の周波数軸上の最も低周波側の端点を周波数軸上のゼロとしている。
【００６５】
図３（ｂ）はｋ＝１回目（ｋ＝１段目）の帯域２等分割サブバンド分解の様子を示す図、図３（ｃ）はｋ＝２回目（ｋ＝２段目）の帯域２等分割サブバンド分解の様子を示す図、図３（ｄ）はｋ＝３回目（ｋ＝３段目）の帯域２等分割サブバンド分解の様子を示す図である。図３（ｂ）〜（ｄ）において、各回において、ベースバンド信号の端点が含まれるものとして選定した周波数領域には、ドットパターンを付してある。図３（ｅ）は、図３（ｂ）〜（ｄ）の３回の選定を経たときに、その選定の経路が示すことになる最終的に選定された周波数領域に、ドットパターンを付してある。
【００６６】
図４は、図３に対応する帯域２等分割サブバンド分解フィルタの接続状態を示す図である。図４において、４１−１〜４１−３は低域通過フィルタ、４２−１〜４２−３は高域通過フィルタ、４３−１〜４３−３，４４−１〜４４−３は１／２にダウンサンプリングするダウンサンプラである。図３（ｂ）〜（ｄ）に示す選定に応じた経路のフィルタ及びダウンサンプラには、ドットパターンを付している。
【００６７】
この手法では、ある周波数領域に着目して、マザーウェーブレットに相当するフィルタ係数を用いて再帰的に帯域の２等分割を繰り返す。その結果、ＤＣ（ゼロ）〜ｆs／２（ｆｓはベースバンド信号のサンプリング周波数）までの周波数範囲を２ｋ等分割（ｋは繰り返した数、図３及び図４の例ではｋ＝３）することができる。前記周波数範囲は、ベースバンド信号のベースバンド幅の２倍の幅を持っている。
【００６８】
一方、ベースバンド周波数軸上の最も高周波側に位置するはずのキャリアは、各分析段階において、低域あるいは高域のいずれか一方の周波数相関度がノイズレベルであればその他方の帯域に、または両者ともノイズレベルを超えるエネルギーを呈している場合にはそのエネルギーの低い側の帯域に存在していることになる。
【００６９】
このような性質を利用して、図４に示すように、探索パスを順次選択的に決定しながらベースバンド信号の最も高周波側の端点（最も高周波側のキャリア）が位置している領域、すなわち、端点を求めていくことができる。図３及び図４に示す例では、ｆｓ／８〜３ｆｓ／１６の周波数領域に端点が存在することになる。したがって、最終段階で、例えば、当該周波数領域の中点とすればよい。
【００７０】
以上は概念説明であったが、前述した説明からわかるように、この端点検出手法では、単に帯域２等分割サブバンド分解フィルタを組み合わせて構成したウェーブレット変換器とは異なり、経路選定に際しての判定や経路を選択的に接続する要素が不可欠である。
【００７１】
前述した端点検出手法を実現する周波数オフセット検出部２９の具体例を、図５に示す。段数ｎは、適宜の整数に設定し得る。図５において、５１−１〜５１−ｎは低域通過フィルタ、５２−１〜５２−ｎは高域通過フィルタ、５３−１〜５３−（ｎ−１）は１／２にダウンサンプリングするダウンサンプラ、５４−１〜５４−ｎは判定回路、５５−１〜５５−（ｎ−１）はセレクタ、５６は端点−周波数オフセット・デコーダである。
【００７２】
１段目について説明すると、判定回路５４−１は、高域通過フィルタ５１−１の出力である周波数相関度Ｐ０及び低域通過フィルタ５２−１の出力である周波数相関度Ｐ１とに基づき、低域の周波数相関度Ｐ０及び高域の周波数相関度Ｐ１のいずれか一方の周波数相関度がノイズであればその他方の帯域を選定し、両者ともノイズレベルを超えるエネルギーを呈している場合にはそのエネルギーの低い側の帯域を選定する、判定を行う。この判定結果は、デコーダ５６へ送られる。セレクタ５５−１は、判定回路５４−１が低域を選定する判定を行った場合には、低域通過フィルタ５１−１を選択的にダウンサンプラ５３−１と接続し、判定回路５４−１が高域を選定する判定を行った場合には、高域通過フィルタ５２−１を選択的にダウンサンプラ５３−１と接続する。
【００７３】
２段目以降も、１段目と同様である。ただし、ｎ段目は最終段であるので、ｎ段目には、ダウンサンプラ及びセレクタはない。
【００７４】
デコーダ５６は、判定回路５４−１〜５４−ｎの判定結果（すなわち、これらは、全体として、前述した経路の情報をなす。）から、ベースバンド信号の周波数軸上の端点が存在する周波数領域（図３及び図４に関して説明したｆｓ／８〜３ｆｓ／１６の周波数領域に相当する領域）を求め、例えばその上限周波数と下限周波数との平均値をベースバンド信号の端点として求める。さらに、デコーダ５６は、この端点の周波数と理想ベースバンド信号の端点（既知）との差分を、周波数オフセットΔｆとして求める。そして、デコーダ５６は、この周波数オフセットΔｆの値を複数ビットで出力し、その上位ビットは局部発振器２４に与え、その下位ビットはキャリア・位相補償部３２に与える。
【００７５】
以上の説明からわかるように、図５に示す周波数オフセット検出部２９では、ベースバンド信号について、ゼロから所定周波数までの周波数範囲（本例では、この周波数範囲は、ベースバンド信号のベースバンド幅の２倍の幅を持っている。）に対してウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を複数回再帰的に行いつつ、各回の帯域２等分割サブバンド分解に関連して得られる２つの周波数領域の周波数相関度の相互関係に基づいて、当該２つの周波数領域のうちの前記端点を含んでいる可能性の高い領域を選定し、今回の帯域２等分割サブバンド分解に関連して選定された周波数領域について、次回の帯域２等分割サブバンド分解を行い、各回での前記領域選定の結果に基づいて、ベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出している。
【００７６】
本実施の形態によれば、周波数オフセット検出部２９が、ベースバンド信号に基づいて送信側に対する受信側の周波数オフセットを検出するので、実時間上の信号処理部と復調処理以降の処理を分離することが可能となる。したがって、前述した図９に示す受信機で生じていた不都合が解消される。
【００７７】
また、本実施の形態によれば、周波数オフセット検出部２９がベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出するので、周波数オフセットのない理想的なベースバンド信号の周波数軸上の端点は既知であることから、周波数オフセットの量を検出することができる。したがって、離散的局部発振器２４の発振周波数に対するフィードバック制御において、迅速かつ精度良く離散的局部発振器２４の発振周波数を制御することができ、ひいては、ビット誤り率をより低下させることができる。
【００７８】
さらに、本実施の形態によれば、各段には１組の帯域２等分割サブバンド分解フィルタしか存在しないので、ベースバンド信号の周波数軸上の端点の検出精度を高めるべく段数を増やしても、帯域２等分割サブバンド分解フィルタの数が少なくて済み、コストを低減することができる。
【００７９】
さらにまた、周波数オフセット検出部２９で検出された周波数オフセットを離散局部発振器２４にフィードバックしているだけでなく、復調部２８のキャリア・位相補償部３２は、このフィードバック制御により十分に取り除くことができない周波数オフセットの影響を考慮して位相誤差補償を行っている。このため、キャリア間干渉や位相ノイズなどをコスト効果的に低減する受信機を得ることができる。
【００８０】
［第２の実施の形態］
【００８１】
図６は、本発明の第２の実施の形態による受信機において用いられる周波数オフセット検出部１２９を示す概略ブロック図である。
【００８２】
本実施の形態による受信機が前記第１の実施の形態による受信機と異なる所は、本実施の形態では、図１中において、周波数オフセット検出部２９に代えて図６に示す周波数オフセット検出部１２９が用いられている点のみである。したがって、ここでは、重複する説明は省略する。
【００８３】
本実施の形態で用いられる周波数オフセット検出部１２９も図５に示すオフセット検出部２９と同様に、ベースバンド信号の周波数軸上の端点の検出をウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を用いて行うが、４つの周波数領域の周波数相関度の相互関係に基づいて２つの領域を選定する。
【００８４】
図５において、６１−１〜６１−ｎ，６５−２〜６５−ｎは低域通過フィルタ、６２−１〜６２−ｎ，６６−２〜６６−ｎは高域通過フィルタ、６３−１〜６３−（ｎ−１），６４−１〜６４−（ｎ−１）は１／２にダウンサンプリングするダウンサンプラ、６７−２〜６７−ｎは判定回路、６８−２〜６８−（ｎ−１）はセレクタ、６９は端点−周波数オフセット・デコーダである。
【００８５】
１段目は、単に２分割サブバンド分解フィルタが設けられており、２段目において前記周波数範囲を４つに分けるための、いわば前処理部である。
【００８６】
２段目では、判定回路６７−２は、４つに分けられた各周波数領域に対応する帯域通過フィルタ６１−２，６２−２，６５−２，６６−２の出力である周波数相関度Ｐ０〜Ｐ３に基づいて、後述する図７のフローチャートに示す動作を行い、４つの周波数領域のうちのベースバンド信号の周波数軸上の端点を含んでいる可能性の高い隣り合う２つの領域を選定する判定を行う。この判定結果は、デコーダ６９へ送られる。セレクタ６７−２は、帯域通過フィルタ６１−２，６２−２，６５−２，６６−２のうち、判定回路６７−２が選定した２つの隣り合う周波数領域に対応する２つの帯域通過フィルタをダウンサンプラ６３−２，６４−２に接続する。
【００８７】
３段目以降も、２段目と同様である。ｎ段目は最終段であるので、ｎ段目には、ダウンサンプラ及びセレクタはない。
【００８８】
デコーダ６９は、判定回路６７−２〜６７−ｎの判定結果（すなわち、これらは全体として経路の情報をなす。）から、図６中のデコーダ５６と同様に、ベースバンド信号の周波数軸上の端点が存在する周波数領域を求め、例えばその上限周波数と下限周波数との平均値をベースバンド信号の端点として求める。さらに、デコーダ６９は、この端点の周波数と理想ベースバンド信号の端点（既知）との差分を、周波数オフセットΔｆとして求める。そして、デコーダ６９は、この周波数オフセットΔｆの値を複数ビットで出力し、その上位ビットは局部発振器２４に与え、その下位ビットはキャリア・位相補償部３２に与える。
【００８９】
ここで、判定回路６７−２の動作例について、図７を参照して説明する。周波数相関度Ｐ０〜Ｐ３と対応する周波数領域の周波数の大小関係は、図８に示す通りであり、周波数相関度Ｐ０〜Ｐ３はＰｉで代表され、その添字であるパラメータｉで区別されるものとする。また、周波数相関度Ｐ０〜Ｐ３は規格化されその最大値は１．０で最小値は０．０であるものとする。また、以下の説明では、Ｐ０〜Ｐ３のうちの最小値を示すパラメータｍｉｎ、その最小値を示す時のｉを示すパラメータｍｉｎｐ、Ｐ０〜Ｐ３間の相隣り合う差（Ｐｉ−Ｐｉ＋１）の最大値を示すパラメータｄｍａｘ、及びその最大値を示す時のｉを示すパラメータｄｍａｘｐを用いる。
【００９０】
また、パラメータＤＰは、判定回路６７−２の判定結果として選定された周波数領域及び経路を示す。ＤＰ＝０の場合はＰ０，Ｐ１に対応する周波数領域が選定されたことを意味し、ＤＰ＝１の場合はＰ１，Ｐ２に対応する周波数領域が選定されたことを意味し、ＤＰ＝２の場合はＰ２，Ｐ３に対応する周波数領域が選定されたことを意味する。
【００９１】
判定回路６７−２は、動作を開始すると、まず、初期設定として、パラメータｍｉｎに１．０をセットするとともにパラメータｄｍａｘに０．０をセットし（ステップＳ１）、ｉに０をセットする（ステップＳ２）。次に、判定回路６７−２は、Ｐｉがｍｉｎ以下であるか否かを判定し（ステップＳ３）、ＮＯならばステップＳ５へ直接移行し、ＹＥＳならば、ｍｉｎにＰｉをセットするとともにｍｉｎｐにｉをセットした（ステップＳ４）後、ステップＳ５へ移行する。
【００９２】
ステップＳ５において、判定回路６７−２はｉ＝３か否かを判定し、ＮＯならばステップＳ６へ移行し、ＹＥＳならばステップＳ１２へ移行する。
【００９３】
ステップＳ６において、判定回路６７−２は、Ｐｉ−Ｐｉ＋１が所定定数ＭＡＲＧＩＮ以上であるか否かを判定し、ＮＯならばステップＳ７へ移行し、ＹＥＳならばステップＳ１１へ移行する。
【００９４】
ステップＳ７において、判定回路６７−２は、ｄｍａｘがＰｉ−Ｐｉ＋１より小さいか否かを判定し、ＮＯならばステップＳ１０へ移行し、ＹＥＳならばステップＳ８へ移行する。ステップＳ８において、判定回路６７−２は、ｄｍａｘにＰｉ−Ｐｉ＋１をセットする。その後、判定回路６７−２は、ｄｍａｘｐにｉをセットし（ステップＳ９）、ステップＳ１０へ移行する。
【００９５】
ステップＳ１０において、判定回路６７−２は、ｉを１だけカウントアップし、ステップＳ３へ戻る。
【００９６】
ステップＳ１１において、判定回路６７−２は、ＤＰにｉをセットし、動作を終了する。この場合、Ｐｉ〜Ｐｉ＋１間で急激な減衰があることを示しており、周波数相関度の差がＭＡＲＧＩＮ（ギャップ）を越えるような組が選定されることになる。
【００９７】
ステップＳ１２において、判定回路６７−２は、ｍｉｎが所定定数ＭＡＲＧＩＮ以上であるか否かを判定する。ＹＥＳならばステップＳ１３へ移行し、ＮＯならばステップＳ１４へ移行する。
【００９８】
ステップＳ１３において、判定回路６７−２は、ＤＰにｄｍａｘｐをセットし、動作を終了する。この場合、Ｐ０〜Ｐ３はなだらかな減衰を示しており、隣り合う周波数領域同士の周波数相関度の差が最大となる組が選定されることになる。
【００９９】
ステップＳ１４において、判定回路６７−２は、ＤＰにｍｉｎｐをセットし、動作を終了する。この場合、ノイズが大きいことを示しており、ノイズレベルの境界付近の隣り合う周波数領域の組を選定されることになる。
【０１００】
以上の説明からわかるように、図６に示す周波数オフセット検出部１２９では、ベースバンド信号について、ゼロから所定周波数までの周波数範囲に対してウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を複数回再帰的に行いつつ、２回目以降の各回において並列的に行う２つの帯域２等分割サブバンド分解に関連して得られる４つの周波数領域の周波数相関度の相互関係に基づいて、当該４つの周波数領域のうちの前記端点を含んでいる可能性の高い隣り合う２つの領域を選定し、今回の並列的な２つの帯域２等分割サブバンド分解に関連して選定された２つの周波数領域について、次回において並列的に行う２つの帯域２等分割サブバンド分解をそれぞれ行い、前記２回目以降の各回での前記領域選定の結果に基づいて、前記端点を検出している。
【０１０１】
本実施の形態によれば、前記第１の実施の形態と同様の利点が得られる他、４つの周波数領域の周波数相関度の相互関係に基づいて２つの領域を選定しているので、周波数領域選定に際してノイズレベルの影響をより低減することができ、ひいては、一層精度良く周波数オフセットを検出することができる。
【０１０２】
以上、本発明の各実施の形態について説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではない。
【０１０３】
例えば、前記第１及び第２の実施の形態において、周波数オフセット検出部２９，１２９からキャリア・位相補償部３２へ細かい周波数オフセットを供給しなくてもよい。
【０１０４】
また、図１中の周波数オフセット検出部２９は、ベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出するものでなくてもよい。
【０１０５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、マルチキャリア変調方式により変調された受信信号に基づいて得られたベースバンド信号に基づいて、受信側の送信側に対する周波数オフセットの量を検出することできる周波数オフセット検出装置、及びこれを用いた受信機を提供することができる。
【０１０６】
また、本発明によれば、周波数オフセットの検出に基づく局部発振器の発振周波数へのフィードバック制御だけでは取り除くことができずに残ってしまう周波数オフセットの影響を低減することができ、ひいてはビット誤り率をより一層低下させることができる、マルチキャリア変調方式の受信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による受信機を示す概略ブロック図である。
【図２】理想のベースバンド信号と実際のベースバンド信号を模式的に示す図である。
【図３】ウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を用いてベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出する手法の一例を概念的に示す図である。
【図４】ウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を用いてベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出する手法の一例を概念的に示す他の図である。
【図５】周波数オフセット検出部の具体例を示す概略ブロック図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態による受信機において用いられる周波数オフセット検出部を示す概略ブロック図である。
【図７】図６に示す周波数オフセット検出部で用いられている判定回路の動作を示す概略フローチャートである。
【図８】各周波数相関度と対応する周波数領域の周波数の大小関係を示す図である。
【図９】従来のＯＦＤＭ方式のデジタル受信機の一例を示す概略ブロック図である。
【符号の説明】
２１ アンテナ
２２ ＲＦチューナ部
２３ Ａ／Ｄ変換器
２４ 離散的局部発振器
２５ 乗算器
２６ サンプルレートコンバータ
２７ シンボル同期検出部
２８ 復調部
２９ 周波数オフセット検出部
３０ ホストプロセッサ
３１ ＦＦＴ
３２ キャリア・位相補償部
３３ 復号部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a frequency offset detection apparatus for detecting a frequency offset (frequency error) on the receiving side with respect to a transmitting side in a receiver that receives a signal modulated by an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) method or other multicarrier modulation method. And a receiver using the same.
[0002]
[Prior art]
In the current digital communication, a baseband signal synthesized by digital modulation is transmitted on a wireless transmission line or a wired transmission line on an analog carrier of higher frequency, and on the receiver side, the high frequency signal is shifted downward to the baseband signal. Data transfer is performed by frequency conversion and then demodulation. At that time, a phenomenon such as frequency shift appears on the baseband signal due to frequency propagation characteristics of components provided in the transceiver and fading on the transmission path. Further, a sample point shift, that is, a synchronization error is generated due to the difference in the original frequency of the transmitter / receiver (frequency error generated between the reference oscillator of the transmitter and the reference oscillator of the receiver). In the case of a multi-carrier scheme such as the OFDM scheme, if there is such a synchronization error, distortion due to inter-carrier interference occurs and correct decoding cannot be performed, resulting in one of the factors that increase the bit error rate. .
[0003]
Here, an example of a conventional digital receiver will be described with reference to FIG. FIG. 9 is a schematic block diagram showing an example of a conventional OFDM digital receiver.
[0004]
As shown in FIG. 9, the receiver includes an
[0005]
The baseband signal output from the
[0006]
Although omitted in FIG. 9, the baseband signal output from the
[0007]
The decoding process in the conventional digital receiver shown in FIG. 9 is roughly divided into two stages, from the conversion from the intermediate frequency to the baseband signal and from the digital demodulation of the baseband signal to the composite of the data. Can be separated. The frequency
[0008]
However, when the above-described multi-carrier signal such as OFDM is corrected in such a flow, the following fundamental defects are included.
[0009]
(A) In order to guarantee operation under the condition that the frequency shift amount of the input signal is several times the inter-carrier frequency interval, a very expensive and complicated mathematical analysis means is implemented to specify each carrier position. There is a need to.
[0010]
(B) Data correction after demodulation, and therefore it is difficult to improve the error correction rate.
[0011]
(C) Since it is cyclic local oscillation frequency control, portability cannot be ensured for the processing units of each stage described above.
[0012]
On the other hand, attempts have been made to adapt a receiver to various baseband applications by changing the function and performance of the receiver by software in order to make a single receiver compatible with various radio signals. As described above, the current receiver system lacks portability and is fundamentally an obstacle to such attempts.
[0013]
In contrast to the receiver shown in FIG. 9 having such drawbacks, Japanese Patent Laid-Open No. 2001-136143 discloses that a frequency error is detected based on a baseband signal in a frequency error control device in an OFDM demodulator. A device for correcting the frequency on the receiver side according to the frequency error is disclosed. In this frequency error control device, the first filter means and the second filter means for performing filtering on the low frequency side and the high frequency side of a predetermined bandwidth set for the carrier continuous on the frequency axis, respectively, The powers of the outputs of the first and second filter means are compared in magnitude, and the frequency error on the receiving side relative to the transmitting side is detected based on the comparison result.
[0014]
In the frequency error control device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-136143, since the frequency error is detected based on the baseband signal, the above-described drawback does not occur.
[0015]
Japanese Patent Laid-Open No. 7-106920 discloses that a reception signal is supplied to a mixer, a sine wave local oscillation signal generated by a local oscillator is mixed with a cos wave local oscillation signal output from a phase shifter, and an analog signal is mixed. / Digital converter converts to digital signal, gives real part and imaginary part to wavelet transform circuit, and after wavelet transform, frequency error is estimated quickly and accurately by error detection circuit, and the local error is reduced A technique for controlling the oscillation frequency of an oscillator is disclosed. This publication discloses a peak search method and a centroid calculation method as frequency error estimation algorithms using wavelet transform.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-136143, the first filter that performs filtering on the low frequency side and the high frequency side of a predetermined bandwidth set for the carrier continuous on the frequency axis. The second and second filter means and the output of each of the first and second filter means are compared in magnitude, so that the presence or absence of a frequency error can be detected, but the amount of frequency error is detected. It is difficult to do. Therefore, the oscillation frequency of the local oscillator of the receiver cannot be controlled quickly and accurately.
[0017]
Further, in the technique disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-136143, the frequency error is merely fed back to the local oscillator, so that the influence of the frequency error that cannot be sufficiently removed by this feedback control remains. The bit error rate cannot be reduced sufficiently.
[0018]
Furthermore, in Japanese Patent Laid-Open No. 7-106920, a peak search method and a centroid calculation method are adopted as frequency error estimation algorithms using wavelet transform. That is, the peak and the center of gravity of the frequency correlation value are obtained by general wavelet calculation. For this reason, the technique disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-106920 can detect a frequency offset only when the spectrum is concentrated on a specific frequency such as a single carrier. Cannot be used in the case where is distributed.
[0019]
The present invention has been made in view of such circumstances, and based on a baseband signal obtained based on a reception signal modulated by a multicarrier modulation scheme, the amount of frequency offset with respect to the transmission side on the reception side is calculated. An object of the present invention is to provide a frequency offset detection apparatus capable of detecting, and a receiver using the same.
[0020]
Further, the present invention can reduce the influence of the frequency offset that cannot be removed only by the feedback control to the oscillation frequency of the local oscillator based on the detection of the frequency offset, and thereby further improves the bit error rate. An object of the present invention is to provide a multi-carrier modulation receiver that can be reduced.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, a frequency offset detection apparatus according to a first aspect of the present invention is a baseband signal including a plurality of carriers arranged on the frequency axis obtained based on a received signal modulated by a multicarrier modulation scheme. A frequency offset detection apparatus for detecting a frequency offset on the reception side relative to the transmission side, an endpoint detection means for detecting an endpoint on the frequency axis of the baseband signal, and the frequency offset based on the endpoint Means for obtaining.
[0022]
According to the first aspect, since the frequency offset on the receiving side with respect to the transmitting side is detected based on the baseband signal, feedback control is performed on the oscillation frequency of the local oscillator as in the eighth aspect described later. Even so, autonomous frequency offset correction can be realized, and the real-time signal processing unit and the processing after the demodulation processing can be separated. Therefore, the inconvenience that has occurred in the receiver shown in FIG. 9 described above is eliminated. For example, for a receiver that changes the sample rate, modulation method, multiplexing method, etc. in the intermediate frequency or baseband signal by software. Very convenient.
[0023]
Further, according to the first aspect, since the end point on the frequency axis of the baseband signal is detected, the end point on the frequency axis of the ideal baseband signal without the frequency offset is known. The amount of can be detected. Therefore, if the feedback control is performed on the oscillation frequency of the local oscillator as in the eighth aspect described later, the oscillation frequency of the local oscillator of the receiver can be controlled quickly and accurately, and the bit error rate can be reduced. Can be further reduced.
[0024]
The frequency offset detection apparatus according to a second aspect of the present invention is the frequency offset detection device according to the first aspect, wherein the end point detection means obtains a frequency correlation degree for the entire frequency range from zero to a predetermined frequency for the baseband signal. The end point is detected by measurement. This second mode is a specific example of endpoint detection.
[0025]
“Zero” refers to the frequency at the lowest frequency end point on the frequency axis of an ideal baseband signal with no frequency offset. This is the same for each aspect described later.
[0026]
The frequency offset detection apparatus according to a third aspect of the present invention is the frequency offset detection apparatus according to the first aspect, wherein the end point detection means detects the end point using band-two equal division subband decomposition by wavelets. This third mode is a specific example of end point detection, and is an example of using band-two equally divided subband decomposition by wavelet.
[0027]
The frequency offset detection apparatus according to a fourth aspect of the present invention is the frequency offset detection apparatus according to the third aspect, wherein the end point detection means is configured to divide the baseband signal into two equal bands by wavelets with respect to a frequency range from zero to a predetermined frequency. While recursively performing the subband decomposition a plurality of times, based on the correlation between the frequency correlations of the two frequency domains obtained in association with each time the band is equally divided into two subbands, A region that is likely to include the end point is selected, and the next band bisector subband decomposition is performed on the frequency region selected in relation to the current bisector subband decomposition. The end points are detected based on the result of the region selection.
[0028]
In the third mode, for example, a wavelet packet converter having a tree structure of a band-two-divided sub-band decomposition filter using wavelets is used, and the entire frequency range to be searched is divided into pieces that are divided into pieces. The end point on the frequency axis of the baseband signal may be detected based on the frequency correlation degree in the frequency domain. However, in this case, since the number of subband sub-band decomposition filters increases as the subsequent stage increases, the number of stages increases to increase the detection accuracy of the end points on the frequency axis of the baseband signal. The number of filters increases remarkably, and cost increases are unavoidable.
[0029]
On the other hand, in the fourth aspect, based on the mutual relationship between the frequency correlations of the two frequency domains obtained in association with the band-two equally divided subband decomposition at each time (each stage), the two frequency domains The region that is likely to include the end point is selected, and the frequency region selected in relation to the current band-two equal division subband decomposition is selected in the next (next stage) band-two equal division subband. Since the decomposition is performed, only one set of band bisect subband decomposition filters is required for each stage. Therefore, even if the number of stages is increased in order to increase the detection accuracy of the end points on the frequency axis of the baseband signal, the number of band-two equally divided subband decomposition filters can be reduced, and the cost can be reduced.
[0030]
The frequency offset detection apparatus according to a fifth aspect of the present invention is the frequency offset detection apparatus according to the third aspect, wherein the end point detection means is configured to divide the baseband signal into two equal bands by wavelets with respect to a frequency range from zero to a predetermined frequency. Based on the interrelationship of the frequency correlations of the four frequency domains obtained in connection with the two band bisector subband decomposition performed in parallel in the second and subsequent rounds while performing subband decomposition multiple times recursively Then, two adjacent regions that are likely to include the end points of the four frequency regions are selected and selected in relation to the parallel two-band bisected subband decomposition. For the two frequency regions, the next two subband decompositions performed in parallel in the next time are performed, and the region selection at each time after the second time is performed. Based on the results, and detects the endpoint.
[0031]
According to the fifth aspect, basically the same as the fourth aspect, but since the two regions are selected based on the correlation between the frequency correlations of the four frequency regions, the frequency region In the selection, the influence of the noise level can be further reduced, and as a result, the frequency offset can be detected with higher accuracy.
[0032]
A frequency offset detection apparatus according to a sixth aspect of the present invention is the frequency offset detection apparatus according to any one of the first to fifth aspects, wherein the frequency range has a width that is at least twice the baseband width of the baseband signal. .
[0033]
In the first to fifth aspects, the frequency range does not necessarily have such a width. However, in particular, in the case of using band-division subband decomposition by wavelet as in the third to fifth aspects. Preferably, the frequency range has a width that is at least twice the baseband width of the baseband signal.
[0034]
A frequency offset detection apparatus according to a seventh aspect of the present invention provides the frequency offset detection device according to any one of the first to sixth aspects, wherein a value obtained by dividing the detected frequency offset by a predetermined unit and a remainder thereof are obtained. Means for independently outputting the remainder as the first output signal indicating the detected frequency offset and the second output signal indicating the detected frequency offset are provided.
[0035]
According to this seventh aspect, for example, the first output signal can be fed back to the local oscillator of the receiver, the second output signal can be supplied to the demodulation means of the receiver, and the frequency offset can be locally In addition to feeding back to the oscillator, the demodulation means can perform demodulation processing in consideration of the influence of the frequency offset that cannot be sufficiently removed by this feedback control. For example, the demodulating means, in accordance with the second output signal, considers the relative deviation of the frequency sample position of each carrier, and performs phase error compensation and detection of sampling period error between transmission and reception for data in the demodulation process such as FFT. And so on. As a result, it is possible to construct a receiver that can reduce inter-carrier interference and phase noise in a cost effective manner.
[0036]
A receiver according to an eighth aspect of the present invention is a receiver that receives a signal modulated by a multicarrier modulation scheme as a received signal, the frequency offset detection device according to any one of the first to seventh aspects, A local oscillator that generates a local carrier signal used to obtain the baseband signal based on a received signal, and the oscillation frequency of the local oscillator is in accordance with the frequency offset detected by the frequency offset detection device The frequency offset is controlled to be small.
[0037]
The eighth aspect is an example of a receiver constructed using the frequency offset detection apparatus according to the first to seventh aspects.
[0038]
A receiver according to a ninth aspect of the present invention is the receiver according to the eighth aspect, wherein the local oscillator is a discrete local oscillator (digital local oscillator).
[0039]
The ninth aspect is an example in which a discrete local oscillator is used as the local oscillator, but in the eighth aspect, the local oscillator is not necessarily limited to the discrete local oscillator. Alternatively, an analog local oscillator may be used.
[0040]
A receiver according to a tenth aspect of the present invention is a receiver that receives a signal modulated by a multicarrier modulation scheme as a received signal, based on a discrete local oscillator that generates a complex local carrier signal, and the received signal A baseband including a plurality of carriers arranged on the frequency axis by multiplying an intermediate frequency signal obtained by A / D conversion at an arbitrary sample rate and a complex local carrier signal generated by the discrete local oscillator A multiplier for synthesizing signals; a sample rate converter for converting the baseband signal output from the multiplier in synchronization with the sample rate to re-synchronize with the baseband signal processing rate; and the resynchronization Demodulating means for demodulating data by demodulating the baseband signal, and the resynchronization Frequency offset detection means for detecting a frequency offset on the reception side with respect to the transmission side based on the baseband signal, and the oscillation frequency of the local oscillator depends on the frequency offset detected by the frequency offset detection means The frequency offset is controlled to be small, and the demodulation means performs the demodulation processing so that the influence of the frequency offset becomes small according to the frequency offset detected by the frequency offset detection means. .
[0041]
According to the tenth aspect, not only the frequency offset is fed back to the local oscillator, but also the demodulation means performs demodulation processing in consideration of the influence of the frequency offset that cannot be sufficiently removed by this feedback control. Yes. For example, the demodulating means, in accordance with the second output signal, considers the relative deviation of the frequency sample position of each carrier, and performs phase error compensation and detection of sampling period error between transmission and reception for data in the demodulation process such as FFT. And so on. As a result, it is possible to obtain a receiver that can reduce inter-carrier interference and phase noise in a cost effective manner.
[0042]
A receiver according to an eleventh aspect of the present invention is the receiver according to the tenth aspect, wherein the demodulating means includes means for determining a frequency position of each effective carrier according to the frequency offset detected by the frequency offset detecting device. Is included.
[0043]
In the eleventh aspect, a specific configuration example of the demodulation means is given.
[0044]
In the receiver according to the twelfth aspect of the present invention, in the tenth or eleventh aspect, the frequency offset detecting means obtains a value obtained by dividing the detected frequency offset by a predetermined unit and the remainder thereof, and Means for independently outputting the value as a first output signal indicating the detected frequency offset and the remainder as a second output signal indicating the detected frequency offset, The oscillation frequency of the local oscillator is controlled according to the first output signal, and the demodulating means performs demodulation processing according to the second output signal.
[0045]
As in the twelfth aspect, when the first output signal is used for feedback control of the oscillation frequency of the local oscillator and the second output signal is supplied to the demodulating means, the feedback control of the frequency offset to the local oscillator is performed. This is suitable for performing demodulation processing in consideration of the influence of a frequency offset that cannot be sufficiently removed.
[0046]
In the receiver according to the thirteenth aspect of the present invention, in any one of the tenth to twelfth aspects, the frequency offset detection means is the frequency offset detection apparatus according to any one of the first to seventh aspects. Is.
[0047]
According to the thirteenth aspect, the advantages of the tenth to twelfth aspects and the advantages of the first to seventh aspects can be obtained simultaneously.
[0048]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a frequency offset detection apparatus and a receiver using the same according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[0049]
[First Embodiment]
[0050]
FIG. 1 is a schematic block diagram showing a receiver according to a first embodiment of the present invention.
[0051]
The receiver according to the present embodiment is configured as a receiver that receives a signal modulated by the OFDM method. But the receiver by this invention may be comprised as a receiver which receives the signal modulated by other various multicarrier modulation systems, such as CDMA (code division multiple access system), for example.
[0052]
As shown in FIG. 1, the receiver according to the present embodiment includes an
[0053]
The discrete
[0054]
The processing of the discrete
[0055]
The baseband signal output from the
[0056]
The frequency offset
[0057]
The discrete
[0058]
The
[0059]
The carrier / phase compensation unit 32 performs phase compensation on each carrier signal separated by the
[0060]
The carrier / phase compensator 32 measures the sampling period error between transmission and reception simultaneously with the phase compensation operation described above, and notifies the
[0061]
Although not shown in FIG. 1, the baseband signal output from the
[0062]
Here, a specific example of the frequency offset
[0063]
The end point (that is, the boundary) on the frequency axis of the baseband signal can be performed using, for example, band-two equally divided subband decomposition by wavelet. A conceptual diagram of an example of the end point detection method is shown in FIGS.
[0064]
FIG. 3A shows an actual baseband signal. 3A, A is the center wavelength of the highest frequency carrier in the ideal baseband signal (see FIG. 2A), and A ′ is the center wavelength of the highest frequency carrier in the actual baseband signal. Show. In FIGS. 2A and 2B, the midpoint on the frequency axis of the ideal baseband signal is zero on the frequency axis. However, in FIG. 3A, the midpoint on the frequency axis of the ideal baseband signal is the highest. The end point on the low frequency side is set to zero on the frequency axis.
[0065]
FIG. 3B is a diagram showing a state of band-two equally divided subband decomposition at k = 1 (k = 1), and FIG. 3 (c) is a band at k = 2 (k = 2). FIG. 3 (d) is a diagram showing a state of bi-equal subband decomposition, and FIG. 3 (d) is a diagram showing a state of band equal sub-band decomposition of k = third time (k = third stage). 3B to 3D, a dot pattern is attached to the frequency region selected as including the end point of the baseband signal at each time. FIG. 3E shows a case where a dot pattern is added to the finally selected frequency region that the route of the selection shows when the selection of three times of FIGS. 3B to 3D is performed. It is.
[0066]
FIG. 4 is a diagram showing a connection state of the band-two equally-dividing subband decomposition filter corresponding to FIG. In FIG. 4, 41-1 to 41-3 are low-pass filters, 42-1 to 42-3 are high-pass filters, 43-1 to 43-3, and 44-1 to 44-3 are halved. A downsampler that downsamples. A dot pattern is attached to the filter and downsampler of the path according to the selection shown in FIGS.
[0067]
In this method, paying attention to a certain frequency region, the band is recursively divided into two equal parts using filter coefficients corresponding to the mother wavelet. As a result, the frequency range from DC (zero) to fs / 2 (fs is the sampling frequency of the baseband signal) is 2 k Equal division (k is the number of repetitions, k = 3 in the examples of FIGS. 3 and 4) can be performed. The frequency range has a width twice the baseband width of the baseband signal.
[0068]
On the other hand, the carrier that should be positioned on the highest frequency side on the baseband frequency axis is in the other band if the frequency correlation of either the low band or the high band is a noise level in each analysis stage, or When both exhibit energy exceeding the noise level, they are present in the lower energy band.
[0069]
Utilizing such a property, as shown in FIG. 4, the region where the end point on the highest frequency side (carrier on the highest frequency side) of the baseband signal is located while sequentially determining the search path, that is, The end point can be obtained. In the example shown in FIGS. 3 and 4, end points exist in the frequency region of fs / 8 to 3fs / 16. Therefore, at the final stage, for example, the midpoint of the frequency region may be used.
[0070]
Although the above is a conceptual explanation, as can be seen from the above explanation, in this end point detection method, unlike a wavelet transformer configured by simply combining a band-two equally-divided subband decomposition filter, the determination at the time of path selection Elements that selectively connect routes are essential.
[0071]
A specific example of the frequency offset
[0072]
The first stage will be described. The determination circuit 54-1 has a frequency correlation P, which is an output of the high-pass filter 51-1. 0 And the frequency correlation P that is the output of the low-pass filter 52-1. 1 Based on the above, the frequency correlation P of the low frequency range 0 And high frequency correlation P 1 If either one of the frequency correlations is noise, the other band is selected, and if both exhibit energy exceeding the noise level, the lower band is selected. This determination result is sent to the
[0073]
The second and subsequent stages are the same as the first stage. However, since the nth stage is the final stage, there are no downsampler and selector in the nth stage.
[0074]
Based on the determination results of the determination circuits 54-1 to 54-n (that is, they constitute the above-described path information as a whole), the
[0075]
As can be seen from the above description, in the frequency offset
[0076]
According to the present embodiment, since the frequency offset
[0077]
Further, according to the present embodiment, since the frequency offset
[0078]
Furthermore, according to the present embodiment, each stage has only one set of band-two equally divided subband decomposition filters. Therefore, even if the number of stages is increased in order to improve the detection accuracy of the end points on the frequency axis of the baseband signal. Thus, the number of subband decomposition filters equal to the
[0079]
Furthermore, not only the frequency offset detected by the frequency offset
[0080]
[Second Embodiment]
[0081]
FIG. 6 is a schematic block diagram showing a frequency offset
[0082]
The difference between the receiver according to the present embodiment and the receiver according to the first embodiment is that, in the present embodiment, the frequency offset detector shown in FIG. 6 is used instead of the frequency offset
[0083]
Similarly to the offset
[0084]
In FIG. 5, 61-1 to 61-n and 65-2 to 65-n are low-pass filters, 62-1 to 62-n and 66-2 to 66-n are high-pass filters, and 63-1 to 63-n. 63- (n-1), 64-1 to 64- (n-1) are downsamplers that downsample to 1/2, 67-2 to 67-n are determination circuits, and 68-2 to 68- (n- 1) is a selector, and 69 is an end point-frequency offset decoder.
[0085]
The first stage is a pre-processing unit that is simply provided with a two-divided subband decomposition filter and divides the frequency range into four in the second stage.
[0086]
In the second stage, the determination circuit 67-2 has a frequency correlation P that is an output of the bandpass filters 61-2, 62-2, 65-2, and 66-2 corresponding to each of the four frequency regions. 0 ~ P 3 Based on the above, the operation shown in the flowchart of FIG. 7 to be described later is performed, and the determination of selecting two adjacent regions that are likely to include the end points on the frequency axis of the baseband signal among the four frequency regions is performed. Do. This determination result is sent to the
[0087]
The third and subsequent stages are the same as the second stage. Since the nth stage is the final stage, there are no downsampler and selector in the nth stage.
[0088]
Based on the determination results of the determination circuits 67-2 to 67-n (that is, they constitute path information as a whole), the
[0089]
Here, an operation example of the determination circuit 67-2 will be described with reference to FIG. Frequency correlation P 0 ~ P 3 The magnitude relationship between the frequencies in the corresponding frequency domain is as shown in FIG. 0 ~ P 3 Is P i And is distinguished by a parameter i which is a subscript thereof. Further, the frequency correlation P 0 ~ P 3 It is assumed that the maximum value is 1.0 and the minimum value is 0.0. In the following description, P 0 ~ P 3 Parameter minp indicating the minimum value, and parameters minp and P indicating i when indicating the minimum value 0 ~ P 3 Adjacent difference (P i -P i + 1 ) And the parameter dmaxp indicating i when the maximum value is indicated.
[0090]
The parameter DP indicates the frequency region and path selected as the determination result of the determination circuit 67-2. P when DP = 0 0 , P 1 Means that the frequency region corresponding to is selected, and when DP = 1, P 1 , P 2 Means that the frequency region corresponding to is selected, and when DP = 2, P 2 , P 3 Means that the frequency region corresponding to is selected.
[0091]
When the determination circuit 67-2 starts operation, first, as an initial setting, 1.0 is set to the parameter min, 0.0 is set to the parameter dmax (step S1), and 0 is set to i (step S1). S2). Next, the determination circuit 67-2 includes P i Is determined to be less than or equal to min (step S3). If NO, the process directly proceeds to step S5. If YES, P is set to min. i And i is set in minp (step S4), and then the process proceeds to step S5.
[0092]
In step S5, the determination circuit 67-2 determines whether i = 3. If NO, the process proceeds to step S6, and if YES, the process proceeds to step S12.
[0093]
In step S6, the determination circuit 67-2 determines that P i -P i + 1 Is greater than or equal to a predetermined constant MARGIN. If NO, the process proceeds to step S7, and if YES, the process proceeds to step S11.
[0094]
In step S7, the determination circuit 67-2 determines that dmax is P i -P i + 1 It is determined whether or not it is smaller. If NO, the process proceeds to step S10, and if YES, the process proceeds to step S8. In step S8, the determination circuit 67-2 sets Pmax to Pmax. i -P i + 1 Set. Thereafter, the determination circuit 67-2 sets i to dmaxp (step S9), and proceeds to step S10.
[0095]
In step S10, the determination circuit 67-2 increments i by 1 and returns to step S3.
[0096]
In step S11, the determination circuit 67-2 sets i to DP and ends the operation. In this case, P i ~ P i + 1 It is shown that there is a sudden attenuation between them, and a group in which the difference in frequency correlation exceeds the MARGIN (gap) is selected.
[0097]
In step S12, the determination circuit 67-2 determines whether min is equal to or greater than a predetermined constant MARGIN. If YES, the process proceeds to step S13, and if NO, the process proceeds to step S14.
[0098]
In step S13, the determination circuit 67-2 sets dmaxp to DP and ends the operation. In this case, P 0 ~ P 3 A group that shows a gentle attenuation and that maximizes the difference in frequency correlation between adjacent frequency regions is selected.
[0099]
In step S14, the determination circuit 67-2 sets minp to DP and ends the operation. In this case, it indicates that the noise is large, and a set of adjacent frequency regions near the boundary of the noise level is selected.
[0100]
As can be seen from the above description, the frequency offset
[0101]
According to the present embodiment, the same advantages as those of the first embodiment can be obtained, and the two regions are selected based on the correlation between the frequency correlations of the four frequency regions. In the selection, the influence of the noise level can be further reduced, and as a result, the frequency offset can be detected with higher accuracy.
[0102]
Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to these embodiments.
[0103]
For example, in the first and second embodiments, it is not necessary to supply a fine frequency offset from the frequency offset
[0104]
Further, the frequency offset
[0105]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to detect the amount of frequency offset with respect to the transmission side on the reception side based on the baseband signal obtained based on the reception signal modulated by the multicarrier modulation method. A frequency offset detection apparatus and a receiver using the same can be provided.
[0106]
In addition, according to the present invention, it is possible to reduce the influence of the frequency offset that cannot be removed only by the feedback control to the oscillation frequency of the local oscillator based on the detection of the frequency offset, and as a result, the bit error rate can be reduced. It is possible to provide a multicarrier modulation receiver that can be further reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic block diagram showing a receiver according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram schematically showing an ideal baseband signal and an actual baseband signal.
FIG. 3 is a diagram conceptually illustrating an example of a technique for detecting an end point on a frequency axis of a baseband signal using band-two equal division subband decomposition by wavelets.
FIG. 4 is another diagram conceptually showing an example of a technique for detecting an end point on the frequency axis of a baseband signal by using band-divided subband decomposition by wavelet.
FIG. 5 is a schematic block diagram illustrating a specific example of a frequency offset detection unit.
FIG. 6 is a schematic block diagram showing a frequency offset detection unit used in the receiver according to the second embodiment of the present invention.
7 is a schematic flowchart showing an operation of a determination circuit used in the frequency offset detection unit shown in FIG.
FIG. 8 is a diagram showing a magnitude relationship between each frequency correlation and a corresponding frequency domain frequency.
FIG. 9 is a schematic block diagram illustrating an example of a conventional OFDM digital receiver.
[Explanation of symbols]
21 Antenna
22 RF tuner
23 A / D converter
24 Discrete local oscillator
25 multiplier
26 Sample rate converter
27 Symbol synchronization detector
28 Demodulator
29 Frequency offset detector
30 Host processor
31 FFT
32 Carrier / Phase Compensator
33 Decryption unit
Claims (10)
前記ベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出する端点検出手段と、
前記端点に基づいて前記周波数オフセットを得る手段と、
を備え、
前記端点検出手段は、ウェーブレットによる帯域２等分割サブバンド分解を用いて、前記端点を検出することを特徴とする周波数オフセット検出装置。A frequency offset detection device that detects a frequency offset on the reception side with respect to a transmission side based on a baseband signal including a plurality of carriers arranged on the frequency axis obtained based on a reception signal modulated by a multicarrier modulation method. And
Endpoint detection means for detecting an endpoint on the frequency axis of the baseband signal;
Means for obtaining the frequency offset based on the end points;
Equipped with a,
The frequency detection apparatus according to claim 1 , wherein the end point detection means detects the end point by using band-division subband decomposition using wavelets .
請求項１乃至５のいずれかに記載の周波数オフセット検出装置と、
前記受信信号に基づいて前記ベースバンド信号を得るために用いられるローカルキャリア信号を発生する局部発振器と、
を備え、
前記局部発振器の発振周波数は、前記周波数オフセット検出装置により検出された周波数オフセットに応じて、前記周波数オフセットが小さくなるように制御されることを特徴とする受信機。In a receiver that receives a signal modulated by a multicarrier modulation method as a received signal,
A frequency offset detection device according to any one of claims 1 to 5 ,
A local oscillator that generates a local carrier signal used to obtain the baseband signal based on the received signal;
With
The receiver characterized in that the oscillation frequency of the local oscillator is controlled so as to reduce the frequency offset according to the frequency offset detected by the frequency offset detection device.
複素ローカルキャリア信号を発生する離散的局部発振器と、
前記受信信号に基づいて得られ任意のサンプルレートでＡ／Ｄ変換された中間周波数信号と、前記離散的局部発振器で発生された複素ローカルキャリア信号と乗算することによって、周波数軸上に並んだ複数のキャリアを含むベースバンド信号を合成する乗算器と、
前記乗算器から前記サンプルレートに同期して出力される前記ベースバンド信号をサンプルレート変換してベースバンド信号処理レートに再同期させるサンプルレートコンバータと、
前記再同期されたベースバンド信号に復調処理を施してデータを復調させる復調手段と、
前記再同期されたベースバンド信号に基づいて、送信側に対する受信側の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出手段と、
を備え、
前記局部発振器の発振周波数は、前記周波数オフセット検出手段により検出された周波数オフセットに応じて、前記周波数オフセットが小さくなるように制御され、
前記復調手段は、前記周波数オフセット検出手段により検出された周波数オフセットに応じて、前記周波数オフセットの影響が小さくなるように前記復調処理を行い、
前記周波数オフセット検出手段が、請求項１乃至５のいずれかに記載の周波数オフセット検出装置であることを特徴とする受信機。In a receiver that receives a signal modulated by a multicarrier modulation method as a received signal,
A discrete local oscillator that generates a complex local carrier signal;
By multiplying the intermediate frequency signal obtained based on the received signal and A / D converted at an arbitrary sample rate by the complex local carrier signal generated by the discrete local oscillator, a plurality of lines arranged on the frequency axis A multiplier for synthesizing a baseband signal including a plurality of carriers;
A sample rate converter that converts the baseband signal output from the multiplier in synchronization with the sample rate and resynchronizes to the baseband signal processing rate;
Demodulation means for demodulating data by performing demodulation processing on the resynchronized baseband signal;
Based on the resynchronized baseband signal, a frequency offset detecting means for detecting a frequency offset on the receiving side with respect to the transmitting side;
With
The oscillation frequency of the local oscillator is controlled so as to reduce the frequency offset according to the frequency offset detected by the frequency offset detection means,
The demodulating means is in accordance with the detected frequency offset by the frequency offset detecting means, have rows the demodulation process so that the influence of the frequency offset is small,
6. A receiver, wherein the frequency offset detection means is the frequency offset detection device according to claim 1 .
前記局部発振器の発振周波数は、前記第１の出力信号に従って制御され、
前記復調手段は、前記第２の出力信号に従って復調処理を行うことを特徴とする請求項８又は９記載の受信機。The frequency offset detection means obtains a value obtained by dividing the detected frequency offset by a predetermined unit and a remainder thereof, and uses the value as a first output signal indicating the detected frequency offset, and the remainder is obtained. Means for independently outputting the second output signals indicating the detected frequency offset,
The oscillation frequency of the local oscillator is controlled according to the first output signal,
The receiver according to claim 8 or 9 , wherein the demodulation means performs demodulation processing according to the second output signal.
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050428 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070604 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070710 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20071023 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20071025 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101102 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |