JP4022978B2

JP4022978B2 - Analog / digital conversion circuit measuring device

Info

Publication number: JP4022978B2
Application number: JP06358498A
Authority: JP
Inventors: 裕治源代
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1998-03-13
Filing date: 1998-03-13
Publication date: 2007-12-19
Anticipated expiration: 2018-03-13
Also published as: JPH11261417A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アナログ／ディジタル変換回路の特性、特に直流リニアリティ特性を測定する測定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
アナログ／ディジタル変換回路（ＡＤＣ）の直流リニアリティ特性（以下、単にリニアリティ特性という）は、アナログ／ディジタル変換回路の精度を示す重要な仕様の一つである。このため、各々のアナログ／ディジタル変換回路に対して、それぞれのリニアリティ特性を正確に測定する必要がある。
【０００３】
一般的に、アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性を測定するには、サーボ法とランプ波形入力法などがある。
サーボ法は入力換算ノイズの影響を受けにくいが、スパークルコードがあると破綻する。またアナログ入力に方式的に不可避のリップルがのるため、測定精度の見積もりが困難な欠点がある。極端な場合に、電圧計への配線の取り回しを少し変更するだけで、リニアリティ測定の結果が１割のオーダーで変わってしまうことがある。また、リップルを平均するという原理上、測定時間を短くすることが困難である。
【０００４】
ランプ波形入力法は、通常極めて精度の高い高解像度のディジタル／アナログ変換回路（ＤＡＣ）を用い、その入力コードと測定対象であるアナログ／ディジタル変換回路の出力の関係から、当該測定対象アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティを求める。この場合に、精度が高い、且つ高解像度のディジタル／アナログ変換装置は高価で入手もしにくい。一方、原理的な問題として、測定対象であるアナログ／ディジタル変換回路には、入力電圧が固定でも、出力するディジタルコードが安定しない現象がある。これをどのように処理するかによって、この類の測定方法には幾つかの変形がある。
【０００５】
図７は、ランプ波形入力法の一つの変形であるTally and Weight法の測定装置全体の構成を示している。図示のように、信号発生回路１０により発生された測定信号Ｓ_Cを測定対象アナログ／ディジタル変換回路（ＡＤＣ）２０に入力し、測定信号Ｓ_Cに応じてアナログ／ディジタル変換回路２０から、例えば、ＮビットのディジタルコードＤ_iが得られる。測定装置１００において、ディジタルコードＤ_iに応じてそれぞれのディジタルコードの発生回数を記憶するテリーメモリ（Tally memory）１１０およびそれぞれのディジタルコードの重みを記憶する重みメモリ（Weight memory ）１２０が設けられている。演算回路１８０は、アナログ／ディジタル変換回路からの出力コードＤ_iおよびそれぞれのメモリに記憶されたデータに応じて、測定対象アナログ／ディジタル変換回路２０のリニアリティ特性を求める。
【０００６】
上述したTally and Weight法の他、アナログ／ディジタル変換出力の最初の遷移点のみで決める方法、最初の遷移点と最後の遷移点の中間点を採用する方法などがある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来のアナログ／ディジタル変換回路の測定方法においては、そのどれもが、理論的な裏付けはなく、測定過程において瞬時に現れた一個または複数個の以上サンプル、即ち、期待値から大きく離れた値を持つサンプルにより測定結果が大きく変わってしまう不利益がある。また、図７に示すTally and Weight法に基づく測定装置では、測定対象となるアナログ／ディジタル変換回路の出力コードを単純に時系列として記録するだけでは測定後の処理時間が長いため、専用のハードウェアを考えている。しかし、そのために、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路の最高動作クロック周波数で測定することが困難になっている。また、出力コードに含まれているリニアリティの測定誤差情報が有効に活用できず、捨て去ってしまっているという原理的な不利益がある。
【０００８】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡単な回路構成により、アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性を高精度に測定でき、測定対象アナログ／ディジタル変換回路の最高動作速度に追従でき、且つアナログ／ディジタル変換回路出力コードがストレートバイナリ、２の補数若しくはグレイコードなど種々の変形に容易に対応できるアナログ／ディジタル変換回路測定装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明のアナログ／ディジタル変換回路測定装置は、入力されたアナログ信号に応じて所定のディジタルコードを出力するアナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性を測定するアナログ／ディジタル変換回路測定装置であって、所定の波形を有する測定信号を発生し、発生した上記測定信号をアナログ入力信号として上記測定の対象となるアナログ／ディジタル変換回路に供給する信号発生回路と、クロック信号に応じて計数動作を行い、カウント値を出力するカウンタと、上記測定信号に応じて上記アナログ／ディジタル変換回路から出力される複数の上記ディジタルコードを、上記カウンタからのカウント値により指定されたアドレスに所定の順番で記憶するメモリと、上記メモリに記憶された複数の上記ディジタルコードの出力回数を計数し、各ディジタルコードの値未満、若しくは当該ディジタルコードの値以上の値を持つディジタルコードの出現した回数の総和により、それぞれのディジタルコード値の遷移点を算出し、算出された上記各遷移点および上記測定信号の傾きに応じて、上記アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性を求め、ディジタルコード値の各遷移点の前後において、低い側のディジタルコード値より大きい値をもつディジタルコードと、高い側のディジタルコード値より小さい値をもつディジタルコードに対し、それぞれ、ディジタルコードのアドレスと上記ディジタルコード値の遷移点との距離を求め、当該距離の総和を２倍にし、当該総和の２倍値の平方根を求めることにより、遷移点バラツキを上記ディジタルコード値の遷移点ごとに算出する演算回路とを有する。
【００１２】
さらに、本発明では、好適には上記演算回路は、上記演算回路は、算出された上記各ディジタルコードの各遷移点のバラツキおよび上記信号発生回路により発生された上記測定信号の傾きに応じて、上記アナログ／ディジタル変換回路の入力換算ノイズを求める。
【００１３】
本発明によれば、アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性などを測定するために、信号発生回路により、例えば、三角波を発生し、当該三角波を測定信号としてアナログ／ディジタル変換回路に入力する。アナログ／ディジタル変換回路が入力された測定信号に応じて出力されたディジタルコードが、例えば、メモリからなる記録回路により記録される。所望の測定精度などに応じて複数回の測定が行われ、各回の測定により得られたディジタルコードが所定の順番でメモリに記録される。
【００１４】
演算回路において、メモリに記録されたディジタルコードに応じて測定対象のアナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性などが求められる。例えば、まず、各ディジタルコードの出現回数が計数され、それぞれのディジタルコードの遷移点が、そのディジタルコードの値未満若しくはそれ以上の値を持つディジタルコードの出現回数の総和により決定される。さらに、上記算出した遷移点において、その前後のディジタルコードによりそれぞれの遷移点のバラツキが算出できる。算出された各遷移点のバラツキおよび入力測定信号、例えば、三角波の傾きにより、入力換算ノイズを求めることができる。また、各ディジタコードの遷移点および測定信号の傾きに応じて、測定対象となるアナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性、例えば、微分リニアリティ特性および積分リニアリティ特性をそれぞれ求まる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るアナログ／ディジタル変換回路測定装置の一の実施形態を示す回路構成図である。
図示のように、本実施形態において、信号発生回路１０により発生された測定信号Ｓ_Cが測定対象であるアナログ／ディジタル変換回路２０に入力される。アナログ／ディジタル変換回路２０は、クロック信号ＣＬＫにより動作タイミングが制御される。例えば、アナログ／ディジタル変換回路２０はクロック信号ＣＬＫのパルス毎に変換動作を行い、入力した測定信号Ｓ_Cのレベルに応じたディジタルコードＤ_i（ｉ＝１，２，…，Ｍ、Ｍはサンプル数）を出力する。なお、ここで、アナログ／ディジタル変換回路の出力コードを、Ｎ（Ｎは整数、且つＮ≧１）ビットのディジタルコードとする。
【００１６】
測定装置２００において、アナログ／ディジタル変換回路２０の動作タイミングを制御するクロック信号ＣＬＫのパルスを計数するカウンタ４０が設けられている。カウンタ４０のカウント値Ｃ_iは、メモリ３０のアドレス信号としてメモリ３０に供給される。通常Ｃｉ＝ｉと考えて良い。
【００１７】
メモリ３０は、アナログ／ディジタル変換回路２０からのディジタルコードＤ_iをアドレスＣ_iにより指定した番地に記憶する。このため、アナログ／ディジタル変換回路２０により出力された、例えば、Ｍ個のディジタルコードＤ_iがメモリ３０に順次記憶される。
【００１８】
演算回路５０は、メモリ３０に記録されたＭ個のディジタルコードに基づき、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路２０のリニアリティ特性などを求める。まず、各ディジタルコードの出力回数を計数し、コード順にそれを加えてゆくことにより、それぞれのディジタルコードの遷移点を算出する。ここで、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路の出力コードをＮビットとすると、出力コードは、０から２^N−１までの２^N種類がある。一例として、アナログ／ディジタル変換回路の出力コードが６ビットの場合、その出力コードは“００００００”から“１１１１１１”までの６４種類がある。
【００１９】
演算回路５０は、上記により算出された各ディジタルコードの遷移点の理想位置からのずれに応じて、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路のリニアリティを算出することができる。そして、出力コード列の遷移点まわりの振動と測定信号Ｓ_Cの傾きにより、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路の入力換算ノイズを求める。
【００２０】
以下、図２、３および４を参照しつつ、演算回路５０の演算処理をさらに詳細に説明し、本発明のアナログ／ディジタル変換回路測定装置の原理および測定動作をより明白にする。
図２において、信号発生回路１０により発生された測定信号Ｓ_Cの波形例を示している。図示のように、本実施形態の信号発生回路１０により発生された測定信号Ｓ_Cは、三角波である。また、このような波形を有する測定信号はランプ波とも呼ばれる。以下の説明は、上昇と下降で傾きが異なる三角波、いわゆるのこぎり波を用いてもほぼ同様に成り立つ。測定信号Ｓ_Cは周期Ｔを有する線型信号である。即ち、信号Ｓ_Cは最小レベルＶ_Lから最大レベル（ピーク）Ｖ_Hまで、また最大レベルＶ_Hから最小レベルＶ_Lまで直線的にレベルが変化する。信号Ｓ_Cは周期Ｔ毎に繰り返す。
【００２１】
図３は、図２に示す測定信号Ｓ_Cに応じて、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路２０から出力されたディジタルコードの一例を示している。なお、ここで、図２に示す測定信号Ｓ_Cの一部分、例えば、時間ｔａからｔｂまでの範囲内、即ち、三角波の半周期の信号に対してアナログ／ディジタル変換回路２０から得られたディジタルコードを示している。なお、本例においては、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路は、入力した測定信号Ｓ_Cのレベルに応じて６ビットのディジタルコードを出力する。即ち、アナログ／ディジタル変換回路２０は、測定信号Ｓ_Cが図２に示すレベルＶ’_L以下にあるとき、ディジタルコード“００００００”を出力し、測定信号Ｓ_CがレベルＶ’_H以上にあるとき、ディジタルコード“１１１１１１”を出力する、いわゆるストレートバイナリ（オフセットバイナリともいう）型のアナログ／ディジタル変換回路である。なお、二進数のディジタルコード“１１１１１１”は、１０進数の６３（２⁶−１）に対応する。
【００２２】
なお、ここで、実際の測定において、アナログ／ディジタル変換回路２０に供給されたクロック信号ＣＬＫの周波数ｆ_Cは、アナログ／ディジタル変換回路２０の設計動作速度の１００ＭＨｚであり、測定信号Ｓ_Cの周波数ｆ_Tは、例えば、２．５ｋＨｚで、アナログ／ディジタル変換回路２０の最大変換レンジをカバーするために、測定信号Ｓ_Cはアナログ／ディジタル変換回路のフルスケールを上下少しずつ越える振幅に設定されている。この条件で、三角波の片側の時間は０．２ｍｓになる。測定信号Ｓ_Cの片側、例えば、図２における時間ｔａから時間ｔｂまでの信号上昇側のみに対して行われる一回の測定のサンプル数は、クロック信号ＣＬＫの周期との比から、２０ｋ個弱となる。
【００２３】
図３に示すように、この例では、アンダフローとオーバーフロー期間分を除いて、有効な測定データとして、およそ２０００番目から１４０００番目までの約１２０００（１２ｋ）個のディジタルコードが得られる。入力された測定信号Ｓ_C のレベル変化に応じて、アナログ／ディジタル変換回路２０の出力コードが階段状に変化していく。即ち、図３の拡大部分に示すように、入力した測定信号Ｓ_C があるレベルにあるとき、アナログ／ディジタル変換回路によりディジタルコードＤｉ＝ｊが出力され、信号Ｓ_C のレベルが上昇すると、出力コードがある程度の幅を持ってコードｊとｊ＋１との間を数回振動した後、コードｊ＋１に安定する。さらに、信号Ｓ_C のレベルが上昇すると、出力コードがある程度の幅を持ってコードｊ＋１とｊ＋２との間を数回振動した後、コードｊ＋２に安定する。なお、ここで、ディジタルコード例Ｄ _i は１以上の変化、例えばｊ→ｊ＋２→ｊなどを生じる事もあり得る。
【００２４】
この現象は、アナログ／ディジタル変換回路の内部にあるコンパレータにおいて、入力信号がその参照電圧に近いとき、微妙なノイズによりクロック毎に出力が異なるために生じた現象である。入力信号が参照電圧から離れているときには発生頻度が落ち、近いときはわずかなノイズが拡大されて見えてくることになる。一般にはアナログ／ディジタル変換器の入力に“入力変換ノイズ”を置くことでモデル化できる。なお、この現象はフラッシュ型のアナログ／ディジタル変換回路に限らず、直並列型、二重積分型でも発生する。
【００２５】
即ち、図３に示すように、アナログ／ディジタル変換回路２０は、入力信号Ｓ_Cのレベル変化に伴い、出力コードが変化する。しかし、一つのコードから次のコードへの変換点、即ちコードの遷移は一回ずつではなく、ある程度のランダム性を有する。このため、本実施形態では、演算回路５０により、複数の測定データから、統計的な処理により、各ディジタルコードの遷移点を算出する。そして、算出された各ディジタルコードの遷移点前後のディジタルコードに応じて、それぞれのディジタルコードの遷移点のバラツキが求められる。遷移点のバラツキおよび測定信号Ｓ_Cの傾きに基づき、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路の入力換算ノイズおよびリニアリティ特性が算出される。
【００２６】
以下、演算回路５０における演算処理について、数式を用いてさらに詳細に説明する。
本実施形態では、最尤推定によりディジタルコードの遷移点の求め方を導き出す。入力された測定信号Ｓ_C（ランプ信号）には正規ノイズがのっている場合には、ｉ番目の出力コードがある特定値を越える確率ｐ_iは、次式に示す正規分布の累積分布関数により与えられる。
【００２７】
【数１】

【００２８】
正規ノイズを仮定する事は多くの場合に妥当であるが、計算上の便利を図るために、正規分布を次式に示すようにロジスティック分布で近似することが考えられる。
【００２９】
【数２】

【００３０】
ここで、ｋ＝３^1/2σ／πとおくと式（１）と式（２）の分散が一致する。測定データ列に最も良く当てはまるパラメータμが遷移点位置を、またｋが遷移点バラツキを表わす。式（２）に対する最尤法でその条件を求めると、
【００３１】
【数３】

となる。ここで、ｎ_iは、注目するコードｊに対し、Ｄ_i≧ｊのとき１、Ｄ_i＜ｊのとき０になる変数である。
最初の式から近似的に出力コードｊの出現回数が微分直線性＋１に比例することが導かれる。
【００３２】
さらに、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路の出力コードに対して、各コードの発生頻度をカウントし、それを累積することにより測定対象のアナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性が求められる。図４は、ディジタルコードに基づき、アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性を計算する手順を示すフローチャートである。以下、図４を参照しつつ、演算回路５０におけるリニアリティ特性の計算を示す。
【００３３】
まず、ステップＳ１に示すように、演算回路５０は、メモリ４０から記録されたディジタルコードＤ_iを順次読み出す。そして、ステップＳ２に示すように、読み出したディジタルコードＤ_iの値をｊとすると、値ｊに応じて設けられたカウンタＣＮｊに“１”を加算する。
【００３４】
上述したステップＳ１とステップＳ２の処理をサンプル数Ｍだけ繰り返して行われると、一回の測定により得られたＭ個のサンプルに対して、各ディジタルコードの出現回数が求められる。即ち、各カウンタＣＮｊ（ｊ＝０，１，…，２^N−１）には、それぞれのディジタルコードの出現回数が記憶される。
【００３５】
次いで、コード１から（２^N−２）までの発生回数の合計値ＳＵＭを求める。この演算は、各カウンタＣＮｊの値を集計することにより行われる。得られた合計値ＳＵＭに対して、ディジタルコードの数で平均ＭＳが求められる。即ち、（ＭＳ＝ＳＵＭ／（２^N−２））である。
【００３６】
以上の計算で得られた結果に応じて、ステップＳ５とステップＳ６に示すように、アナログ／ディジタル変換回路の微分リニアリティ特性ＤＮＬ（Differential Non-Linearity）と積分リニアリティ特性ＩＮＬ（Integral Non-Linearity）がそれぞれ算出される。
【００３７】
ステップＳ５に示すように、ディジタルコードｊにおいて、その微分リニアリティ特性ＤＮＬｊは、（ＤＮＬｊ＝ＣＮｊ／ＭＳ−１．０）により求められる。そして、ステップＳ６に示すように、ディジタルコードｊにおいて、その積分リニアリティ特性ＩＮＬｊは、（ＩＮＬｊ＝ＰＳＵＭｊ／ＭＳ−ｊ＋１．０）により求められる。なお、ＰＳＵＭｊは、ディジタルコードｊまでの各コード、即ちコード１，２，…，ｊの出現回数の合計である。
【００３８】
以上に示す演算処理により、アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性における微分リニアリティと積分リニアリティ特性がそれぞれ求められる。
図５は、実際の６ビットのアナログ／ディジタル変換回路において測定した結果に基づき算出されたリニアリティ特性ＤＮＬおよびＩＮＬを示している。図示のように、何れの特性でも、およそ±０．１ＬＳＢの範囲内にある。また、図６には、二回の測定データに基づき算出された二つの積分リニアリティ特性ＤＮＬを比較して表示している。なお、厳審には図５および図６は上に述べたリニアリティの定義からＸ軸を少しずれてプロットした。図示のように、二回の測定データにより算出された二つのリニアリティ特性ＤＮＬは、ある程度のバラツキが持っている。このバラツキは、アナログ／ディジタル変換回路の入力換算ノイズによるものと推定できる。
【００３９】
さらに、演算回路５０において、ディジタルコードに基づき、測定対象となるアナログ／ディジタル変換回路２０の入力換算ノイズが求められる。例えば、一例として、各ディジタルコードの前後各２００点のコードを用いて計算し、さらに測定信号Ｓ_Cの傾きを用いて各ディジタルコードにおける入力換算ノイズを算出できる。
【００４０】
ディジタルコードの分散σ_C ²を求めるために、各ディジタルコードの遷移点の前後において、大きさが反対のディジタルコード、例えば、測定信号Ｓ_Cの上昇側において、遷移点以前では当該ディジタルコードの値以上のディジタルコード、遷移点以降では当該ディジタルコードの値未満のディジタルコードに対して、そのディジタルコードのサンプル番号と当該ディジタルコードの遷移点の距離の総和を２倍にし、その平方根を求めることにより、当該ディジタルコードの遷移点のバラツキ（分散σ_C ²の平方根）σ_Cが算出される。算出されたディジタルコードの遷移点の分散σ_C ²と測定信号Ｓ_Cの傾きとの掛算の結果、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路の入力換算ノイズを求められる。
【００４１】
さらに、上述のように算出された各ディジタルコードの遷移点のバラツキσ_Cをおよそ１．１２８倍（２／π^1/2倍）にし、その平方根に測定信号Ｓ_Cの傾きを掛けることにより、微分リニアリティ特性ＤＮＬの測定バラツキが得られる。
【００４２】
以上説明したように、本実施形態によれば、信号発生回路により、所定の傾きを有するランプ信号を発生し、測定対象となるアナログ／ディジタル変換回路に入力し、アナログ／ディジタル変換回路により得られた複数のディジタルコードをメモリに順次記録する。演算回路により、メモリに記憶されたディジタルコードに応じて、それぞれのディジタルコードにおける遷移点を算出し、これに基づき各遷移点のバラツキを求め、算出した各遷移点のバラツキおよびランプ信号の傾きに基づき、入力換算ノイズを算出し、さらに上記算出した各遷移点のバラツキおよびランプ信号の傾きに応じて、アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性の測定結果のバラツキを算出できる。
【００４３】
なお、以上の説明においては、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路から得られたディジタルコードをメモリに記録する方法を提示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、一定のデータ記憶容量を持つロジックアナライザを用いて、測定対象のアナログ／ディジタル変換回路からのディジタルコードをロジックアナライザに取り込み、その後ロジックアナライザから記録データを読み出し、上述した演算処理を行うことにより図１に示す実施形態と同様に測定対象のアナログ／ディジタル変換回路の入力変換ノイズおよびリニアリティ特性を求めることが可能である。
【００４４】
また、測定信号、例えばランプ信号Ｓ_Cでの測定結果は、同じ測定を繰り返し出力コードの発生頻度を積算することにより精度の向上が図れる。さらに、理論上、何回測定を繰り返せば所望の測定精度を達成できるかは容易に推定できる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のアナログ／ディジタル変換回路測定装置によれば、アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性の測定結果から、入力換算ノイズを合わせて求めることができる。また、本発明のアナログ／ディジタル変換回路測定装置には、高価なディジタル／アナログ変換回路を必要とせず、安価なランプ信号発生回路、メモリ回路および演算回路のみを用いてアナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性を求められるので、高精度、安価且つ簡単なアナログ／ディジタル変換回路測定装置を構築でき、理論上の精度限界は、測定信号を発生する信号発生回路の直線精度のみで決まるという利点がある。
【００４６】
さらに、本発明によれば、高速の専用メモリとＣＰＵなどからなる演算装置を設けることにより、アナログ／ディジタル変換回路の特性を高速に、例えば、理想的に測定対象のアナログ／ディジタル変換回路の最高動作速度でリニアリティ特性を計測することができ、且つ測定時間の短縮を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るアナログ／ディジタル変換回路測定装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２】測定信号の波形を示す波形図である。
【図３】アナログ／ディジタル変換回路の出力コードを示す図である。
【図４】演算回路の信号処理の手順を示すフローチャートである。
【図５】アナログ／ディジタル変換回路のリニアリティ特性を示す図である。
【図６】アナログ／ディジタル変換回路のＤＮＬ安定性を示す図である。
【図７】従来のランプ波形入力法によるアナログ／ディジタル変換回路測定装置の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１０…信号発生回路、２０…アナログ／ディジタル変換回路、３０…メモリ、４０…カウンタ、５０…演算回路、１００，２００…測定装置。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a measuring apparatus for measuring characteristics of an analog / digital conversion circuit, in particular, DC linearity characteristics.
[0002]
[Prior art]
The DC linearity characteristic (hereinafter simply referred to as linearity characteristic) of the analog / digital conversion circuit (ADC) is one of important specifications indicating the accuracy of the analog / digital conversion circuit. Therefore, it is necessary to accurately measure each linearity characteristic for each analog / digital conversion circuit.
[0003]
Generally, there are a servo method and a ramp waveform input method to measure the linearity characteristic of an analog / digital conversion circuit.
The servo method is not easily affected by input conversion noise, but will fail if there is a sparkle code. In addition, there is a drawback that it is difficult to estimate the measurement accuracy because the analog input has an inevitable ripple on the analog input. In extreme cases, the result of linearity measurement may change on the order of 10% even if the wiring of the voltmeter is slightly changed. Moreover, it is difficult to shorten the measurement time on the principle of averaging the ripples.
[0004]
In the ramp waveform input method, a high-resolution digital / analog conversion circuit (DAC) is usually used with extremely high accuracy, and the measurement target analog / digital is determined based on the relationship between the input code and the output of the analog / digital conversion circuit to be measured. Obtain the linearity of the conversion circuit. In this case, a high-precision and high-resolution digital / analog converter is expensive and difficult to obtain. On the other hand, as a principle problem, the analog / digital conversion circuit to be measured has a phenomenon that the output digital code is not stable even if the input voltage is fixed. Depending on how this is handled, there are several variations of this type of measurement method.
[0005]
FIG. 7 shows the configuration of the entire measuring apparatus of the Tally and Weight method, which is one variation of the ramp waveform input method. As shown in the figure, a measurement signal S _C generated by the signal generation circuit 10 is input to a measurement target analog / digital conversion circuit (ADC) 20, and from the analog / digital conversion circuit 20 according to the measurement signal S _C , for example, An N-bit digital code _Di is obtained. The measuring apparatus 100 is provided with a terry memory 110 for storing the number of occurrences of each digital code in accordance with the digital code D _i and a weight memory 120 for storing the weight of each digital code. Yes. Arithmetic circuit 180, in accordance with the output code D _i and data stored in the respective memories from the analog / digital converter to determine the linearity of the measured analog / digital conversion circuit 20.
[0006]
In addition to the Tally and Weight method described above, there are a method of determining only at the first transition point of the analog / digital conversion output, and a method of employing an intermediate point between the first transition point and the last transition point.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, none of the above-mentioned conventional analog / digital conversion circuit measurement methods has a theoretical support, and one or more samples appearing instantaneously in the measurement process, that is, larger than expected values. There is a disadvantage that the measurement result is greatly changed by a sample having a distant value. In the measuring apparatus based on the Tally and Weight method shown in FIG. 7, the processing time after the measurement is long simply by recording the output code of the analog / digital conversion circuit to be measured as a time series. I think about wear. However, this makes it difficult to measure at the maximum operating clock frequency of the analog / digital conversion circuit to be measured. Further, there is a principle disadvantage that the measurement error information of the linearity included in the output code cannot be used effectively and is discarded.
[0008]
The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to measure the linearity characteristics of the analog / digital conversion circuit with high accuracy by a simple circuit configuration, and to perform the highest operation of the analog / digital conversion circuit to be measured. To provide an analog / digital conversion circuit measuring apparatus that can follow the speed and can easily cope with various modifications such as straight binary, two's complement, or gray code, as an output code of the analog / digital conversion circuit.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an analog / digital conversion circuit measuring apparatus according to the present invention is an analog / digital conversion circuit that measures linearity characteristics of an analog / digital conversion circuit that outputs a predetermined digital code in accordance with an input analog signal. A measurement device for generating a measurement signal having a predetermined waveform, supplying the generated measurement signal as an analog input signal to an analog / digital conversion circuit to be measured, and a clock signal; A counter for counting and outputting a count value, and a plurality of the digital codes output from the analog / digital conversion circuit in response to the measurement signal are assigned to addresses specified by the count value from the counter. And a plurality of memories stored in the memory Serial counts the number of output digital codes, less than the value of the digital code, or by the sum of the number of emerging digital codes having a value more than the value of the digital code, to calculate the transition point of the respective digital code values, The linearity characteristic of the analog / digital conversion circuit is obtained according to the calculated transition points and the slope of the measurement signal, and a value larger than the lower digital code value is obtained before and after each transition point of the digital code value. The distance between the digital code address and the transition point of the digital code value is obtained for each digital code having a value smaller than the digital code value on the higher side, and the sum of the distances is doubled. By obtaining the square root of the double value of the sum, the transition point variation is increased. And an arithmetic circuit for calculating for each transition point of the digital code value.
[0012]
In the present invention, it is preferable that the arithmetic circuit is configured so that the arithmetic circuit is responsive to the calculated variation in each transition point of each digital code and the slope of the measurement signal generated by the signal generation circuit. The input conversion noise of the analog / digital conversion circuit is obtained.
[0013]
According to the present invention, in order to measure the linearity characteristic of the analog / digital conversion circuit, for example, a triangular wave is generated by the signal generation circuit, and the triangular wave is input to the analog / digital conversion circuit as a measurement signal. The digital code output according to the measurement signal input to the analog / digital conversion circuit is recorded by, for example, a recording circuit including a memory. A plurality of measurements are performed according to the desired measurement accuracy, and the digital code obtained by each measurement is recorded in the memory in a predetermined order.
[0014]
In the arithmetic circuit, the linearity characteristic of the analog / digital conversion circuit to be measured is determined according to the digital code recorded in the memory. For example, first, the number of appearances of each digital code is counted, and the transition point of each digital code is determined by the sum of the number of appearances of the digital code having a value less than or greater than the value of the digital code. Furthermore, at the calculated transition point, the variation of each transition point can be calculated by the digital code before and after that. The input conversion noise can be obtained from the calculated variation of each transition point and the input measurement signal, for example, the slope of the triangular wave. Further, the linearity characteristics of the analog / digital conversion circuit to be measured, for example, the differential linearity characteristic and the integral linearity characteristic, are obtained according to the transition point of each digital code and the inclination of the measurement signal.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of an analog / digital conversion circuit measuring apparatus according to the present invention.
As shown in the figure, in the present embodiment, the measurement signal S _C generated by the signal generation circuit 10 is input to the analog / digital conversion circuit 20 which is a measurement target. The operation timing of the analog / digital conversion circuit 20 is controlled by the clock signal CLK. For example, the analog / digital conversion circuit 20 performs a conversion operation for each pulse of the clock signal CLK, and digital codes D _i (i = 1, 2,..., M, M are samples corresponding to the level of the input measurement signal S _C. Number). Here, the output code of the analog / digital conversion circuit is a digital code of N (N is an integer, and N ≧ 1) bits.
[0016]
In the measuring apparatus 200, a counter 40 that counts the pulses of the clock signal CLK that controls the operation timing of the analog / digital conversion circuit 20 is provided. The count value C _i of the counter 40 is supplied to the memory 30 as an address signal of the memory 30. Normally, it can be considered that Ci = i.
[0017]
The memory 30 stores the digital code D _i from the analog / digital conversion circuit 20 at the address designated by the address C _i . Therefore, for example, M digital codes D _i output from the analog / digital conversion circuit 20 are sequentially stored in the memory 30.
[0018]
The arithmetic circuit 50 obtains the linearity characteristics of the analog / digital conversion circuit 20 to be measured based on the M digital codes recorded in the memory 30. First, the number of output times of each digital code is counted, and by adding it in the order of codes, the transition point of each digital code is calculated. Here, if the output code of the analog / digital conversion circuit to be measured is N bits, there are 2 ^N types of output codes from 0 to 2 ^N −1. As an example, when the output code of the analog / digital conversion circuit is 6 bits, there are 64 types of output codes from “000000” to “111111”.
[0019]
The arithmetic circuit 50 can calculate the linearity of the analog / digital conversion circuit to be measured according to the deviation from the ideal position of the transition point of each digital code calculated as described above. Then, the vibration and inclination of the measuring signal S _C around the transition point of the output code string, obtains the input-referred noise of the analog / digital converter to be measured.
[0020]
Hereinafter, the arithmetic processing of the arithmetic circuit 50 will be described in more detail with reference to FIGS. 2, 3 and 4, and the principle and measurement operation of the analog / digital conversion circuit measuring apparatus of the present invention will be made clearer.
FIG. 2 shows a waveform example of the measurement signal S _C generated by the signal generation circuit 10. As illustrated, the measurement signal S _C generated by the signal generation circuit 10 of the present embodiment is a triangular wave. A measurement signal having such a waveform is also called a ramp wave. The following description is substantially the same even when a triangular wave having a different slope between ascending and descending, a so-called sawtooth wave is used. The measurement signal S _C is a linear signal having a period T. That is, the level of the signal S _C changes linearly from the minimum level V _L to the maximum level (peak) V _{H and} from the maximum level V _H to the minimum level V _L. The signal S _C is repeated every period T.
[0021]
FIG. 3 shows an example of a digital code output from the analog / digital conversion circuit 20 to be measured in accordance with the measurement signal S _C shown in FIG. Here, a digital code obtained from the analog / digital conversion circuit 20 for a part of the measurement signal S _C shown in FIG. 2, for example, a signal in the range from time ta to tb, that is, a half-cycle of a triangular wave. Is shown. In the present embodiment, the analog / digital conversion circuit to be measured, and outputs a 6-bit digital code in accordance with the level of the measuring signal S _C input. That is, the analog / digital conversion circuit 20 outputs the digital code “000000” when the measurement signal S _C is lower than the level V ′ _L shown in FIG. 2, and when the measurement signal S _C is higher than the level V ′ _H. This is a so-called straight binary (also referred to as offset binary) type analog / digital conversion circuit that outputs a digital code “111111”. The binary digital code “111111” corresponds to the decimal number 63 (2 ⁶ −1).
[0022]
Here, in actual measurement, the frequency f _C of the clock signal CLK supplied to the analog / digital conversion circuit 20 is 100 MHz, which is the design operation speed of the analog / digital conversion circuit 20, and the frequency of the measurement signal S _C. f _T is, for example, 2.5 kHz, and the measurement signal S _C is set to have an amplitude that slightly exceeds the full scale of the analog / digital conversion circuit in order to cover the maximum conversion range of the analog / digital conversion circuit 20. Yes. Under this condition, the time on one side of the triangular wave is 0.2 ms. One side of the measuring signal S _C, for example, the number of samples one measurement performed on only the signal rising side from time ta in FIG. 2 until time tb from the ratio between the period of the clock signal CLK, 20k pieces weak It becomes.
[0023]
As shown in FIG. 3, in this example, approximately 12000 (12k) digital codes from about 2000th to 14000th are obtained as effective measurement data except underflow and overflow period. Depending on the level change of the input measured signal S _C, the output code of the analog / digital conversion circuit 20 will change stepwise. That is, as shown in the enlarged portion of FIG. 3, when the input measurement signal S _C is at a certain level, the digital code Di = j is output by the analog / digital conversion circuit, and when the level of the signal S _C rises, the output After the code vibrates several times between the codes j and j + 1 with a certain width, the code stabilizes to the code j + 1. Further, when the level of the signal S _C increases, the output code oscillates several times between the codes j + 1 and j + 2 with a certain width and then stabilizes to the code j + 2. Here, the digital code example D _i Can cause one or more changes, such as j → j + 2 → j.
[0024]
This phenomenon, in a comparator internal to the analog / digital conversion circuit, when the input signal is close to the reference voltage, a phenomenon in which the output for each clock occurs in order to vary depending subtle noise. When the input signal is away from the reference voltage, the frequency of occurrence decreases, and when the input signal is close, a slight amount of noise is enlarged. In general, modeling can be performed by placing “input conversion noise” at the input of the analog / digital converter. This phenomenon occurs not only in the flash type analog / digital conversion circuit but also in the series-parallel type and the double integration type.
[0025]
That is, as shown in FIG. 3, the output code of the analog / digital conversion circuit 20 changes as the level of the input signal S _C changes. However, the conversion point from one code to the next code, that is, the code transition, is not once, but has a certain degree of randomness. For this reason, in this embodiment, the arithmetic circuit 50 calculates the transition point of each digital code from a plurality of measurement data by statistical processing. Then, according to the digital codes before and after the calculated transition point of each digital code, the variation of the transition point of each digital code is obtained. Based on the slope of the variation of the transition point and the measurement signal S _C, the input referred noise and linearity characteristics of the analog / digital conversion circuit to be measured is calculated.
[0026]
Hereinafter, the arithmetic processing in the arithmetic circuit 50 will be described in more detail using mathematical expressions.
In this embodiment, a method for obtaining a transition point of a digital code is derived by maximum likelihood estimation. If the input measurement signal S _C (ramp signal) has normal noise, the probability p _i that the i-th output code exceeds a specific value is the cumulative distribution function of the normal distribution shown in the following equation: Given by.
[0027]
[Expression 1]

[0028]
Assuming normal noise is appropriate in many cases, but it is conceivable to approximate the normal distribution with a logistic distribution as shown in the following equation for convenience of calculation.
[0029]
[Expression 2]

[0030]
Here, when k = 3 ^1/2 σ / π, the dispersions of the expressions (1) and (2) coincide. The parameter μ best applied to the measurement data string represents the transition point position, and k represents the transition point variation. When the condition is obtained by the maximum likelihood method for Equation (2),
[0031]
[Equation 3]

It becomes. Here, n _i is a variable that becomes 1 when D _i ≧ j and 0 when D _i <j with respect to the target code j.
From the first equation, it is derived that the number of appearances of the output code j is approximately proportional to the differential linearity + 1.
[0032]
Further, the frequency of occurrence of each code is counted with respect to the output code of the analog / digital conversion circuit to be measured, and the linearity characteristics of the analog / digital conversion circuit to be measured are obtained by accumulating them. FIG. 4 is a flowchart showing a procedure for calculating the linearity characteristic of the analog / digital conversion circuit based on the digital code. Hereinafter, calculation of linearity characteristics in the arithmetic circuit 50 will be described with reference to FIG.
[0033]
First, as shown in step S <b> 1, the arithmetic circuit 50 sequentially reads the digital codes D _i recorded from the memory 40. Then, as shown in step S2, if the value of the read digital code D _i is j, “1” is added to the counter CNj provided according to the value j.
[0034]
When the processes in steps S1 and S2 described above are repeated by the number of samples M, the number of appearances of each digital code is obtained for M samples obtained by one measurement. That is, the number of appearances of each digital code is stored in each counter CNj (j = 0, 1,..., 2 ^N −1).
[0035]
Next, a total value SUM of the number of occurrences from code 1 to (2 ^N -2) is obtained. This calculation is performed by summing up the values of the counters CNj. For the total value SUM obtained, an average MS is obtained by the number of digital codes. That is, (MS = SUM / (2 ^N −2)).
[0036]
According to the results obtained by the above calculation, as shown in step S5 and step S6, the differential linearity characteristic DNL (Differential Non-Linearity) and the integral linearity characteristic INL (Integral Non-Linearity) of the analog / digital conversion circuit are obtained. Each is calculated.
[0037]
As shown in step S5, in the digital code j, the differential linearity characteristic DNLj is obtained by (DNLj = CNj / MS-1.0). As shown in step S6, in the digital code j, the integral linearity characteristic INLj is obtained by (INLj = PSUMj / MS− j + 1.0). PSUMj is the total number of appearances of each code up to the digital code j, that is, codes 1, 2,..., J.
[0038]
Through the arithmetic processing described above, the differential linearity characteristic and the integral linearity characteristic in the linearity characteristic of the analog / digital conversion circuit are obtained.
FIG. 5 shows linearity characteristics DNL and INL calculated based on the result of measurement in an actual 6-bit analog / digital conversion circuit. As shown in the figure, all the characteristics are in the range of about ± 0.1 LSB. In FIG. 6, two integral linearity characteristics DNL calculated based on the twice measured data are compared and displayed. For strict examination, FIGS. 5 and 6 are plotted with the X axis slightly deviated from the linearity definition described above. As shown in the figure, the two linearity characteristics DNL calculated from the twice measured data have a certain degree of variation. This variation can be presumed to be due to input conversion noise of the analog / digital conversion circuit.
[0039]
Further, the arithmetic circuit 50 obtains the input conversion noise of the analog / digital conversion circuit 20 to be measured based on the digital code. As an example, calculated using the code of each 200 points before and after each digital code can calculate the input referred noise in addition each of the digital code using the slope of the measurement signal S _C.
[0040]
In order to obtain the variance σ _C ² of the digital code, the digital code having the opposite magnitude before and after the transition point of each digital code, for example, the value of the digital code before the transition point on the rising side of the measurement signal S _C By calculating the square root by doubling the sum of the distance between the sample number of the digital code and the transition point of the digital code for the digital code less than the value of the digital code after the digital code and the transition point. The variation of the transition point of the digital code (square root of variance σ _C ² ) σ _C is calculated. As a result of multiplication of the calculated variance σ _C ² of the transition point of the digital code and the slope of the measurement signal S _C , the input conversion noise of the analog / digital conversion circuit to be measured can be obtained.
[0041]
Furthermore, the variation σ _C of the transition points of each digital code calculated as described above is approximately 1.128 times (2 / π ^1/2 times), and the square root is multiplied by the slope of the measurement signal S _C. Measurement variation of the differential linearity characteristic DNL is obtained.
[0042]
As described above, according to the present embodiment, a ramp signal having a predetermined slope is generated by the signal generation circuit, input to the analog / digital conversion circuit to be measured, and obtained by the analog / digital conversion circuit. A plurality of digital codes are sequentially recorded in the memory. The arithmetic circuit calculates the transition point in each digital code according to the digital code stored in the memory, and obtains the variation of each transition point based on this, and calculates the variation of each transition point and the slope of the ramp signal. Based on this, the input conversion noise is calculated, and further, the variation of the measurement result of the linearity characteristic of the analog / digital conversion circuit can be calculated according to the calculated variation of each transition point and the slope of the ramp signal.
[0043]
In the above description, the method of recording the digital code obtained from the analog / digital conversion circuit to be measured in the memory has been presented. However, the present invention is not limited to this. Using a logic analyzer having a storage capacity, the digital code from the analog / digital conversion circuit to be measured is taken into the logic analyzer, then the recorded data is read out from the logic analyzer, and the arithmetic processing shown in FIG. 1 is performed. Similarly to the embodiment, it is possible to obtain the input conversion noise and linearity characteristics of the analog / digital conversion circuit to be measured.
[0044]
The measurement signal, for example, measurement results for the lamp signal S _C is attained the accuracy of by integrating the frequency of the output code repeat the same measurement. Furthermore, theoretically, it can be easily estimated how many times the measurement is repeated to achieve the desired measurement accuracy.
[0045]
【The invention's effect】
As described above, according to the analog / digital conversion circuit measuring apparatus of the present invention, the input conversion noise can be obtained from the measurement result of the linearity characteristic of the analog / digital conversion circuit. The analog / digital conversion circuit measuring apparatus of the present invention does not require an expensive digital / analog conversion circuit, and uses only an inexpensive ramp signal generation circuit, memory circuit, and arithmetic circuit, and linearity of the analog / digital conversion circuit. Since the characteristics are required, a highly accurate, inexpensive, and simple analog / digital conversion circuit measuring device can be constructed, and the theoretical accuracy limit has an advantage that it is determined only by the linear accuracy of the signal generating circuit that generates the measurement signal.
[0046]
Furthermore, according to the present invention, by providing a high-speed dedicated memory and an arithmetic unit composed of a CPU or the like, the characteristics of the analog / digital conversion circuit can be increased at high speed, for example, ideally the highest analog / digital conversion circuit to be measured. The linearity characteristic can be measured at the operating speed, and the measurement time can be shortened.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an analog / digital conversion circuit measuring apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing a waveform of a measurement signal.
FIG. 3 is a diagram illustrating an output code of an analog / digital conversion circuit.
FIG. 4 is a flowchart showing a procedure of signal processing of the arithmetic circuit.
FIG. 5 is a diagram illustrating linearity characteristics of an analog / digital conversion circuit.
FIG. 6 is a diagram showing DNL stability of an analog / digital conversion circuit.
FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of a conventional analog / digital conversion circuit measurement apparatus using a ramp waveform input method.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Signal generation circuit, 20 ... Analog / digital conversion circuit, 30 ... Memory, 40 ... Counter, 50 ... Arithmetic circuit, 100, 200 ... Measuring apparatus.

Claims

An analog / digital conversion circuit measuring apparatus for measuring linearity characteristics of an analog / digital conversion circuit that outputs a predetermined digital code in accordance with an input analog signal,
A signal generation circuit that generates a measurement signal having a predetermined waveform and supplies the generated measurement signal as an analog input signal to the analog / digital conversion circuit to be measured;
A counter that performs a counting operation according to a clock signal and outputs a count value;
A memory for storing a plurality of the digital codes output from the analog / digital conversion circuit in response to the measurement signal in an address order in an address designated by a count value from the counter;
Count the number of outputs of the plurality of digital codes stored in the memory, and calculate each digital code by summing the number of appearances of the digital code having a value less than each digital code or greater than the value of the digital code. The transition point of the value is calculated, the linearity characteristic of the analog / digital conversion circuit is obtained according to the calculated transition point and the slope of the measurement signal , and the low side before and after each transition point of the digital code value The distance between the digital code address and the transition point of the digital code value is obtained for each of the digital code having a value larger than the digital code value and the digital code having a value smaller than the higher digital code value. Double the sum of distances and find the square root of the double of the sum. Accordingly, the transition point variation analog / digital converter measurement apparatus with an arithmetic circuit for calculating for each transition point of the digital code value.

The arithmetic circuit obtains input conversion noise of the analog / digital conversion circuit according to the calculated variation of each transition point of each digital code and the inclination of the measurement signal generated by the signal generation circuit. 2. The analog / digital conversion circuit measuring apparatus according to 1.

The analog / digital conversion circuit measurement apparatus according to claim 1, wherein the measurement signal generated by the signal generation circuit is a triangular wave or a sawtooth wave.