JP4007227B2

JP4007227B2 - Inductive load controller

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Publication number: JP4007227B2
Application number: JP2003092361A
Authority: JP
Inventors: 四郎長沢; 喜浩北川
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-03-28
Filing date: 2003-03-28
Publication date: 2007-11-14
Anticipated expiration: 2023-03-28
Also published as: JP2004304314A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導性負荷を制御する誘導性負荷制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、誘導性負荷（例えばモータや電磁弁のコイル等）への通電を制御する装置においては、電源電圧と基準電圧（＜電源電圧）との間に、通電制御対象の誘導性負荷と出力トランジスタとを直列に接続すると共に、誘導性負荷と並列に、誘導性負荷のフライバックエネルギーを消弧させるためのフライホイールダイオードを接続し、その誘導性負荷の電気的時定数よりも十分短いパルス幅の駆動信号（一般に、ＰＷＭ信号或いはデューティ信号と呼ばれる）で出力トランジスタをオン／オフさせることにより、誘導性負荷への通電電流を上記駆動信号のデューティ比に応じた値に制御するようにしている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
また、こうした誘導性負荷制御用の駆動回路として、誘導性負荷のフライバックエネルギーを消弧させる際の消弧電圧を、大小に切り替え可能なものも知られている（例えば、特許文献１参照）。そして、このような駆動回路を用いれば、誘導性負荷の制御期間の終了時（つまり、誘導性負荷への通電を止める時）に、消弧電圧をそれまでの値よりも大きくして、誘導性負荷に流れる電流を急速に減少させるといった、いわゆる早切り消弧を実施することができる。
【０００４】
ここで、上記特許文献１の技術が適用された電磁弁制御装置の構成例について、図９及び図１０を用いて説明する。
まず図９に例示する電磁弁制御装置では、ハイサイド駆動形態であるため、電磁弁のコイルＬの一端が基準電圧としての接地電位（ＧＮＤ＝０Ｖ）に接続されている。
【０００５】
そして、この電磁弁制御装置は、電磁弁を制御するための各種処理を行うマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）１１と、そのマイコン１１からの信号Ｓ１，Ｓ２に応じて電磁弁を駆動する駆動回路１２とを備えている。
また、駆動回路１２は、ソースが電源電圧ＶＢに接続され、ドレインがコイルＬの接地電位側とは反対側の端部に接続された出力トランジスタ（この例ではＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ）Ｔｒ１と、マイコン１１からの信号Ｓ１が入力され、該信号Ｓ１がハイレベルの時に出力トランジスタＴｒ１をオンさせる反転回路（インバータ）１３と、その反転回路１３の出力端子と出力トランジスタＴｒ１のゲートとの間に接続された抵抗１７と、エミッタが電源電圧ＶＢに接続されたＰＮＰ型バイポーラトランジスタＴｒ２と、マイコン１１からの信号Ｓ２が入力され、該信号Ｓ２がハイレベルの時に上記トランジスタＴｒ２をオンさせる反転回路１９と、カソードが出力トランジスタＴｒ１のドレインに接続されたフライホイールダイオードＤ１と、そのダイオードＤ１のアノードと接地電位との間に設けられたトランジスタ（この例ではＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ）Ｔｒ３とを備えている。尚、トランジスタＴｒ３のドレインが接地電位に接続されており、該トランジスタＴｒ３のソースがダイオードＤ１のアノードに接続されている。
【０００６】
更に、駆動回路１２は、トランジスタＴｒ３のソースとゲートとの間に接続された抵抗２３と、接地電位にアノードが接続されたダイオードＤ２と、アノードがトランジスタＴｒ３のゲートに接続され、カソードがダイオードＤ２のカソードに接続されたツェナーダイオードＺＤと、トランジスタＴｒ３のゲートとトランジスタＴｒ２のコレクタとの間に接続された抵抗２１とを備えている。
【０００７】
そして、この駆動回路１２では、マイコン１１からの信号Ｓ１がハイレベルのときに、反転回路１３から出力トランジスタＴｒ１のゲートへの駆動信号がアクティブレベルとしてのローレベルになって出力トランジスタＴｒ１がオンし、その出力トランジスタＴｒ１からコイルＬに電流を流す。つまり、この例では、マイコン１１からの信号Ｓ１が、反転回路１３によりレベル反転されて、出力トランジスタＴｒ１のゲートへローアクティブの駆動信号として供給される。
【０００８】
また、マイコン１１からの信号Ｓ２がハイレベルのときには、トランジスタＴｒ２がオンし、そのトランジスタＴｒ２のオンにより、トランジスタＴｒ３もオンする。
そして、この電磁弁制御装置では、図１０に示すように、マイコン１１が、コイルＬへの通電を制御して電磁弁を作動させようとする制御期間（Ｋ１の期間）の間、信号Ｓ２をハイレベルにして、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３をオンしたままにする。尚、図９及び図１０における「Ｖ２」は、トランジスタＴｒ２のコレクタ電圧である。
【０００９】
また、マイコン１１は、制御期間の開始タイミングから一定時間の間（Ｋ２の期間）、信号Ｓ１をハイレベルにして出力トランジスタＴｒ１をオンさせ、更に、その一定時間の終了時から制御期間が終了するまでの開弁状態保持期間（Ｋ３の期間）の間は、信号Ｓ１を、一定の周波数で且つコイルＬに流したい電流に応じたデューティ比の信号（以下、保持デューティ信号という）にして出力する。
【００１０】
尚、上記一定時間は、出力トランジスタＴｒ１をオンさせてコイルＬへの通電を開始してから電磁弁が確実に開弁すると見なされる時間に設定されており、この一定時間の期間（Ｋ２の期間）は、過励磁期間とも呼ばれる。また、図１０において、「Ｉ３」の段（３段目）は、コイルＬに流れる電流を表しており、「Ｖ１」の段（４段目）は、出力トランジスタＴｒ１のドレイン電圧（換言すれば、コイルＬの接地電位側とは反対側の端子電圧）を表している。
【００１１】
このため、まず、制御期間の開始時から上記一定時間の間は、出力トランジスタＴｒ１が継続的にオンして、コイルＬに流れる電流（コイル電流）Ｉ３が零から徐々に増加し、その結果、電磁弁が閉弁状態から開弁状態に移行する。尚、出力トランジスタＴｒ１のオン中は、その出力トランジスタＴｒ１に流れる電流Ｉ１が、コイル電流Ｉ３となる。
【００１２】
そして、上記一定時間の終了時から制御期間が終了するまでの開弁状態保持期間の間は、マイコン１１からの保持デューティ信号としての信号Ｓ１により、出力トランジスタＴｒ１が繰り返しオン／オフされることとなる。
また、制御期間中は、トランジスタＴｒ３がトランジスタＴｒ２によってオンされているため、出力トランジスタＴｒ１がオフされた時には、コイルＬの逆起電力によるフライバック電流Ｉ２が、接地電位からトランジスタＴｒ３及びダイオードＤ１を通してコイルＬに環流され、この電流Ｉ２が流れることにより、コイルＬに蓄積されていた電気エネルギー（フライバックエネルギー）が消弧（放電）される。尚、このようなフライバック電流Ｉ２は、消弧回生電流とも呼ばれる。
【００１３】
よって、図１０における「Ｖ１」の段に示すように、制御期間においては、出力トランジスタＴｒ１のオフ時の消弧電圧が、ダイオードＤ１の順方向電圧降下Ｖｆ程度の小さい値となり、出力トランジスタＴｒ１がオフされても、コイル電流Ｉ３は緩やかに減少することとなる。
【００１４】
このため、制御期間のうちの開弁状態保持期間では、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号のデューティ比（信号Ｓ１のデューティ比）に応じた電流がコイルＬに平均的に流れることとなり、この電流により電磁弁が開弁状態に維持される。
【００１５】
そして、制御期間の終了時（開弁状態保持期間の終了時でもある）には、マイコン１１からの信号Ｓ１，Ｓ２が両方共にローレベルになる。よって、出力トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２，Ｔｒ３が全てオフされる。
すると、この時には、コイルＬのフライバックエネルギーが、以下の様な電流経路で消弧される。
【００１６】
即ち、トランジスタＴｒ３のスレッシュホールド電圧（トランジスタＴｒ３がオンするゲート・ソース間電圧）をＶｔｈとし、ダイオードＤ１の順方向電圧降下をＶｆとし、ダイオードＤ２の順方向電圧降下をＶｆ２とし、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧をＶｚとすると、コイルＬの逆起電力によって、トランジスタＴｒ３のソース電圧（ダイオードＤ１のアノードの電圧）が、接地電位よりも「Ｖｔｈ＋Ｖｚ＋Ｖｆ２」だけ低くなると、トランジスタＴｒ３がオン状態になり、そのオン状態となったトランジスタＴｒ３とダイオードＤ１とを通してコイルＬにフライバック電流が流れ消弧が行われることとなる。
【００１７】
このため、図１０における「Ｖ１」の段に示すように、制御期間の終了時における消弧電圧Ｖｓｈは、「Ｖｔｈ＋Ｖｚ＋Ｖｆ２＋Ｖｆ」という大きな値になる。よって、制御期間の終了時には、コイルＬに蓄えられた電気エネルギーが急速に消費されて、コイル電流Ｉ３も急速に減少し、その結果、電磁弁は速やかに閉弁状態になる。これが早切り消弧である。
【００１８】
【非特許文献１】
日本電気株式会社「半導体技術資料ＴＥＰ−５１２パワーＭＯＳＦＥＴを用いたＤＣモータ駆動回路について、１９８７年、第４−５頁」
【特許文献１】
特許第２８１５７４４号公報（段落［００１４］〜［００１９］、図１、図２）
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、この種の誘導性負荷制御装置では、特別な放熱用部品や構造を設けなくても済むように、発熱量をできるだけ抑えることが望まれている。
そこで、上記従来の装置において、フライホイールダイオードＤ１にフライバック電流Ｉ２が流れている時の発熱量を抑えるためには、そのフライホイールダイオードＤ１として、一般的な整流用ダイオード（順方向電圧降下が０．７Ｖ程度のダイオードであり、以下、一般整流用ダイオードという）よりも順方向電圧降下が小さいダイオードを用いることが考えられる。そして、そのようなダイオードとしては、一般整流用ダイオードよりも順方向電圧降下が３０〜４０％程度小さいショットキダイオードがある。
【００２０】
しかし、ショットキダイオードは、一般整流用ダイオードと比べて、逆方向の漏れ電流が大きく、また、その逆方向漏れ電流は温度が高いほど大きくなるという特徴がある。
このため、上記従来の装置において、フライホイールダイオードＤ１としてショットキダイオードを用いても、出力トランジスタＴｒ１がオンしている場合の逆方向漏れ電流による発熱量が一般整流用ダイオードの場合よりも大きくなり、総発熱量の低減効果は少ないという問題がある。
【００２１】
図１０を用いて説明すると、まず、図１０において「Ｄ１（整流時）」とは、フライホイールダイオードＤ１として一般整流用ダイオードを用いた場合を意味しており、「Ｄ１（ショットキ時）」とは、フライホイールダイオードＤ１としてショットキダイオードを用いた場合を意味している。そして、「Ｄ１（整流時）のＶｆ」とは、フライホイールダイオードＤ１として一般整流用ダイオードを用いた場合において、出力トランジスタＴｒ１がオフされた時のフライバック電流Ｉ２による該ダイオードＤ１の順方向電圧降下（＝約０．７Ｖ）を表しており、「Ｄ１（ショットキ時）のＶｆ」とは、フライホイールダイオードＤ１としてショットキダイオードを用いた場合において、出力トランジスタＴｒ１がオフされた時のフライバック電流Ｉ２による該ダイオードＤ１の順方向電圧降下（＝約０．４Ｖ）を表している。
【００２２】
そして、「Ｄ１（整流時）のＶｆ」よりも「Ｄ１（ショットキ時）のＶｆ」の方が小さいため、図１０における「Ｄ１の発熱量」の段に示すように、出力トランジスタＴｒ１がオフされてフライホイールダイオードＤ１に順方向のフライバック電流Ｉ２が流れる▲２▼の期間では、一般整流用ダイオードを使用した場合よりもショットキダイオードを使用した場合の方が、発熱量が小さくなる。
【００２３】
これに対して、出力トランジスタＴｒ１がオンされる▲１▼の期間では、トランジスタＴｒ３もオンされているため、フライホイールダイオードＤ１に逆方向の電圧が印加される。そして、逆方向の電圧が印加された場合の漏れ電流（逆方向漏れ電流）は、一般整流用ダイオードよりもショットキダイオードの方が大きいため、その▲１▼の期間では、一般整流用ダイオードを使用した場合よりもショットキダイオードを使用した場合の方が、発熱量が大きくなる。
【００２４】
このため、ただ単に、フライホイールダイオードＤ１としてショットキダイオードを用いても、総発熱量を大幅に低減することはできないのである。
また、上記従来の装置において、フライホイールダイオードＤ１としてショットキダイオードを用いた場合、発熱に伴う逆方向漏れ電流の増加によって、そのショットキダイオードが熱暴走破壊に至ってしまう可能性もある。
【００２５】
尚、フライホイールダイオードでの損失を低減するための手法として、上記非特許文献１には、フライホイールダイオードとしてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いると共に、その寄生ダイオードにフライバック電流（消弧回生電流）が流れる期間だけ、そのＭＯＳＦＥＴにゲート電圧を印加して上記寄生ダイオードの順方向電圧降下を小さくすることが記載されている。しかし、その手法を、例えば上記従来の装置に適用した場合には、フライバック電流Ｉ２が流れている時にコイルＬの上流側（接地電位とは反対側）が電源電圧ＶＢにショートしてしまうと、上記寄生ダイオードを持つＭＯＳＦＥＴやトランジスタＴｒ３に過大な電流が流れて、それら回路素子や配線パターンが故障してしまう可能性がある。
【００２６】
また、上記各問題は、図９に例示した装置のように消弧電圧を大小に切り替え可能な構成の装置に限るものではなく、誘導性負荷と並列にフライホイールダイオードが設けられる装置であれば同様に生じるものである。
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、誘導性負荷制御装置において、フライホイールダイオードでの発熱量を効果的に低減することを目的としている。
【００２７】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の誘導性負荷制御装置では、電源電圧と該電源電圧よりも低い基準電圧との間に、通電制御対象の誘導性負荷と、オンすることで誘導性負荷に電流を流す出力トランジスタとが直列に接続されており、制御手段が、誘導性負荷への通電を制御すべき制御期間の間、出力トランジスタをオン／オフさせることにより、誘導性負荷に流れる電流を制御する。更に、出力トランジスタの２つの出力端子のうちで誘導性負荷に接続された方の出力端子と、誘導性負荷の出力トランジスタ側とは反対側の電圧との間の経路（つまり、出力トランジスタとは直列で、誘導性負荷とは並列な経路）には、出力トランジスタがオフされた時に誘導性負荷の逆起電力によるフライバック電流を該誘導性負荷に環流させるためのフライホイールダイオードと、オフすることで当該経路を遮断する通電許可トランジスタとが直列に設けられている。
【００２８】
そして特に、この誘導性負荷制御装置では、反転駆動手段が、フライホイールダイオードと直列に設けられた上記通電許可トランジスタを、少なくとも制御期間の間、出力トランジスタと逆の状態に駆動する。尚、「通電許可トランジスタを、出力トランジスタと逆の状態に駆動する」とは、出力トランジスタがオンの時には通電許可トランジスタをオフし、出力トランジスタがオフの時には通電許可トランジスタをオンする、ということである。
【００２９】
このような請求項１の誘導性負荷制御装置では、制御期間において、出力トランジスタがオンされている時は、通電許可トランジスタがオフされるため、フライホイールダイオードに逆方向の電圧が印加されなくなり、出力トランジスタがオフされている時は、通電許可トランジスタがオンされるため、フライホイールダイオードに順方向のフライバック電流が流れることとなる。
【００３０】
よって、この誘導性負荷制御装置によれば、出力トランジスタがオンされても、フライホイールダイオードに逆方向の電圧が印加されなくなるため、フライホイールダイオードの逆方向漏れ電流による発熱量（図１０の例では▲１▼の期間での発熱量）を零にすることができ、その結果、フライホイールダイオードでの総発熱量を低減することができる。
【００３１】
そして特に、順方向電圧降下は小さいものの逆方向漏れ電流が大きいショットキダイオードを、フライホイールダイオードとして使えるようになる。
つまり、請求項２に記載の如く、フライホイールダイオードをショットキダイオードとすれば、逆方向漏れ電流による発熱量を零にしつつ、順方向のフライバック電流が流れる時の発熱量を小さくすることができため、そのフライホイールダイオードでの総発熱量を従来よりも一層低減することができる。
【００３２】
そして、このような請求項１，２の誘導性負荷制御装置によれば、フライバックダイオードでの発熱量が少なくなることに伴い、放熱パターンを小さくすることができたり、そのフライバックダイオードを含む回路をＩＣ化することができるようになるため、実装有効面積を拡大させることができるという効果も得られる。また特に、複数の誘導性負荷を制御する構成の場合には、総発熱量低減効果及び総電力低減効果が一層大きくなる。その結果、放熱性の面からは、筐体サイズを１ランク小さくすることができたり、或いは、同じサイズの筐体であれば、他の回路の熱許容値を拡大することができ、放熱対策部品のコストを削減することが可能となる。
【００３３】
ところで、制御手段としては、マイコン（マイクロコンピュータ）を用いることができる。その場合、請求項３に記載の如く、制御手段としてのマイコンが、反転駆動手段としても機能するように構成すれば、通電許可トランジスタのオン／オフタイミングをコントロールするハードウェア回路やＩＣを別に設ける必要がなくなるため、部品と部品実装コストとを低減することができる。また、通電許可トランジスタのオン／オフタイミングを、他のハードウェアの応答特性等に応じて容易に調整設定することもできる。
【００３４】
次に、請求項４に記載の誘導性負荷制御装置では、請求項１〜３の誘導性負荷制御装置において、フライホイールダイオードの温度又はフライホイールダイオードの周囲の温度を検出する温度検出手段が備えられている。そして、反転駆動手段は、温度検出手段により検出された温度が規定値以上である場合に、少なくとも制御期間の間、通電許可トランジスタを出力トランジスタと逆の状態に駆動し、温度検出手段により検出された温度が規定値よりも低い場合には、少なくとも制御期間の間、通電許可トランジスタをオンしたままにする。
【００３５】
つまり、一般にダイオードは、温度が高い場合ほど逆方向漏れ電流が大きくなり、また、このことはショットキダイオードにおいて顕著であるため、請求項４の誘導性負荷制御装置では、フライホイールダイオードの温度又はその周囲温度が規定値以上の場合にのみ、「通電許可トランジスタを出力トランジスタと逆の状態に駆動する」というオン／オフ制御を実施するようにしている。
【００３６】
そして、この誘導性負荷制御装置によれば、上記規定値をフライホイールダイオードの逆方向漏れ電流が問題となる程度に大きくなる温度に設定しておくことにより、通電許可トランジスタの上記オン／オフ制御を実施する頻度を最小限にすることができる。つまり、フライホイールダイオードの逆方向漏れ電流が問題となる程度に温度が高くなった場合にだけ、通電許可トランジスタの上記オン／オフ制御を行うようにすることができ、その結果、本装置での処理負荷を低減することができる。特に、請求項３に記載の如く、マイコンが制御手段及び反転駆動手段として機能するように構成した場合、そのマイコンでのソフトウェア処理の負荷を低減することができる。
【００３７】
一方、請求項１，２の誘導性負荷制御装置において、反転駆動手段は、請求項５に記載のように、制御手段が出力トランジスタをオン／オフさせるために出力する信号に基づいて通電許可トランジスタを出力トランジスタと逆の状態に駆動するハードウェア回路とすることもできる。そして、このように構成すれば、通電許可トランジスタのオン／オフタイミングをコントロールするための処理をマイコンやＩＣ等の制御部に受け持たせる必要がなく、その制御部での処理負荷を減らすことができるという点で有利である。
【００３８】
次に、請求項６に記載の誘導性負荷制御装置では、請求項１〜５の誘導性負荷制御装置において、出力トランジスタの２つの出力端子のうち、誘導性負荷に接続された方の出力端子に導通した信号ラインに一端が接続されると共に、出力トランジスタの他方の出力端子（即ち、誘導性負荷に接続されていない方の出力端子であり、以下、非負荷側出力端子という）の電圧（即ち、電源電圧又は基準電圧）に他端が接続された電圧安定化用抵抗が備えられている。つまり、電圧安定化用抵抗は、出力トランジスタと並列に設けられている。
【００３９】
そして、この請求項６の誘導性負荷制御装置は、出力トランジスタと通電許可トランジスタとを両方共にオフさせた状態での前記信号ラインの電圧に基づいて、誘導性負荷の断線故障の有無を判定するように構成されている。尚、誘導性負荷の断線故障とは、誘導性負荷自体が断線することは元より、出力トランジスタと誘導性負荷とを結ぶ配線や、誘導性負荷の出力トランジスタ側とは反対側の端部と電源電圧又は基準電圧とを結ぶ配線が断線することも意味している。
【００４０】
この構成によれば、通電許可トランジスタのオフによりフライホールダイオードに逆方向漏れ電流が流れないようにした状態での信号ラインの電圧に基づいて、誘導性負荷の断線故障の有無が判定されるため、正確な断線検出結果が得られるようになる。特に、フライホイールダイオードとして、逆方向漏れ電流が大きいダイオード（例えばショットキダイオード）を用いた場合に有効である。
【００４１】
尚、ハイサイド駆動形態の場合には、上記非負荷側出力端子の電圧が電源電圧となり、断線故障が発生すると、出力トランジスタのオフ時でも信号ラインの電圧が電圧安定化用抵抗のプルアップ作用により電源電圧となるため、断線検出用の判定処理では、例えば、その信号ラインの電圧が電源電圧と基準電圧との間のしきい値電圧よりも高ければ、誘導性負荷の断線故障が生じていると判定することができる。また、ローサイド駆動形態の場合には、上記非負荷側出力端子の電圧が基準電圧となり、断線故障が発生すると、出力トランジスタのオフ時でも信号ラインの電圧が電圧安定化用抵抗のプルダウン作用により基準電圧となるため、断線検出用の判定処理では、例えば、その信号ラインの電圧が電源電圧と基準電圧との間のしきい値電圧よりも低ければ、誘導性負荷の断線故障が生じていると判定することができる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態の誘導性負荷制御装置としての電磁弁制御装置について、図面を用いて説明する。
［第１実施形態］
まず図１は、第１実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図であり、図２は、その電磁弁制御装置のマイコンが実行する処理を表すフローチャートであり、図３は、その電磁弁制御装置の作用を表すタイムチャートである。
【００４３】
尚、図１及び図３において、前述した図９及び図１０と同様の構成要素，信号，電圧，電流及び期間などについては、同一の符号を付しているため、詳細な説明は省略する。また、図３における「Ｄ１（ショットキ時）のＶｆ」の意味も、図１０に関して述べた通りである。
【００４４】
本第１実施形態の電磁弁制御装置は、図９に例示した従来装置と比較すると、下記の（ａ）〜（ｃ）の点が異なっている。
（ａ）まず、ハードウェアの面では、フライホイールダイオードＤ１として、ショットキダイオードを使用している。
【００４５】
また、図１に示すように、出力トランジスタＴｒ１の２つの出力端子（ソースとドレイン）のうち、誘導性負荷としてのコイルＬに接続された方のドレインに導通する信号ライン１４と、その信号ライン１４に一端が接続され、他端が出力トランジスタＴｒ１のソース（非負荷側出力端子に相当）の電圧である電源電圧ＶＢに接続された抵抗１５（電圧安定化用抵抗に相当し、この例ではプルアップ用である）と、信号ライン１４の電圧をハイレベルが５Ｖでローレベルが０Ｖのモニタ信号Ｓｍに変換してマイコン１１に出力する入力回路１６とが追加されている。
【００４６】
尚、抵抗１５の抵抗値は、コイルＬの抵抗値よりも十分に大きい値（例えば１０倍以上の値）に設定されている。また、入力回路１６は、信号ライン１４の電圧が電源電圧ＶＢと接地電位との間の所定電圧よりも高い場合に、マイコン１１へのモニタ信号Ｓｍをハイレベルにし、信号ライン１４の電圧が上記所定電圧よりも高くなければ、マイコン１１へのモニタ信号Ｓｍをローレベルにする。
【００４７】
（ｂ）次に、マイコン１１は、図２に示すように、制御期間Ｋ１中であれば（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、信号Ｓ２を信号Ｓ１とは反対のレベルで出力する（Ｓ１２０）。このため、図３の１段目と２段目に示すように、制御期間Ｋ１の間は、トランジスタＴｒ３が、出力トランジスタＴｒ１と逆の状態にオン／オフされることとなる。尚、マイコン１１は、制御期間Ｋ１中でなければ（Ｓ１１０：ＮＯ）、従来装置と同様に、信号Ｓ２をローレベルにする（Ｓ１３０）。
【００４８】
（ｃ）また、マイコン１１は、信号Ｓ１と信号Ｓ２とを両方共にローレベルにして、出力トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ３とをオフさせている場合（即ち、制御期間Ｋ１ではない期間中）に、入力回路１６からのモニタ信号Ｓｍを読み取り、そのモニタ信号Ｓｍがローレベルでなければ（ハイレベルであれば）、コイルＬの断線故障（詳しくは、コイルＬ自体の断線、或いは、出力トランジスタＴｒ１とコイルＬとを結ぶ配線又はコイルＬと接地電位とを結ぶ配線の断線）が発生していると判定する。
【００４９】
尚、本第１実施形態では、マイコン１１が制御手段に相当すると共に、図２の処理が、反転駆動手段としての処理に相当している。つまり、マイコン１１は、反転駆動手段としても機能している。また、フライホイールダイオードＤ１と直列のトランジスタＴｒ３が、通電許可トランジスタに相当している。つまり、トランジスタＴｒ３がオフすれば、出力トランジスタＴｒ１のドレイン（誘導性負荷に接続された方の出力端子に相当）と接地電位（誘導性負荷の出力トランジスタ側とは反対側の電圧に相当）との間の経路が遮断される。
【００５０】
以上のような本第１実施形態の電磁弁制御装置では、マイコン１１が、制御期間Ｋ１の間、出力トランジスタＴｒ１をオン／オフさせてコイルＬに流れる電流を制御しているが、特に、フライホイールダイオードＤ１としてショットキダイオードを用いると共に、そのフライホイールダイオードＤ１と直列に設けられたトランジスタＴｒ３を、制御期間Ｋ１の間、出力トランジスタＴｒ１と逆の状態に駆動するようにしている。
【００５１】
このため、図３に示すように、制御期間Ｋ１において、出力トランジスタＴｒ１がオンされている時は、トランジスタＴｒ３がオフされるため、フライホイールダイオードＤ１に逆方向の電圧が印加されなくなり、そのダイオードＤ１の逆方向漏れ電流による発熱量（▲１▼の期間での発熱量）を零にすることができる。また、制御期間Ｋ１において、出力トランジスタＴｒ１がオフされる時は、トランジスタＴｒ３がオンされるため、フライホイールダイオードＤ１には、そのトランジスタＴｒ３を通して順方向のフライバック電流Ｉ２が流れることとなるが、この場合のダイオードＤ１での発熱量（▲２▼の期間での発熱量）も、順方向電圧降下が小さいショットキダイオードを使用していることから、小さく抑えることができる。
【００５２】
よって、フライホイールダイオードＤ１での総発熱量を従来装置よりも大幅に低減することができ、延いては、放熱対策部品の削減によるコスト低減や装置の小型化が可能となる。
また、本第１実施形態では、制御手段としてのマイコン１１が、トランジスタＴｒ３を出力トランジスタＴｒ１と逆の状態にオン／オフさせるようにしているため、そのようなトランジスタＴｒ３のオン／オフ制御を行うためのハードウェア回路やＩＣを別に設ける必要がないという点と、トランジスタＴｒ３のオン／オフタイミングをソフトウェアにより容易に調整設定することができるという点で有利である。
【００５３】
また更に、本第１実施形態の電磁弁制御装置では、上記（ｃ）で述べたように、出力トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ３とをオフさせた状態での信号ライン１４の電圧に基づいて、コイルＬの断線故障の有無を判定するようにしているため、フライホールダイオードＤ１として逆方向漏れ電流が大きいショットキダイオードを使用しているにも拘わらず、コイルＬの断線故障を正確に検出することができる。
【００５４】
つまり、コイルＬの断線故障が発生していなければ、出力トランジスタＴｒ１のオフ時に、信号ライン１４の電圧はほぼ０Ｖとなり、マイコン１１へのモニタ信号Ｓｍはローレベルとなる。また、フライホイールダイオードＤ１の逆方向漏れ電流が無いものとすると、コイルＬの断線故障が発生した場合には、出力トランジスタＴｒ１のオフ時に、信号ライン１４の電圧は抵抗１５のプルアップ作用によって電源電圧ＶＢとなり、マイコン１１へのモニタ信号Ｓｍはハイレベルとなる。よって、基本的には、出力トランジスタＴｒ１のオフ時に、モニタ信号Ｓｍがハイレベルであれば、コイルＬの断線故障が発生していると判定することができる。
【００５５】
ところが、フライホイールダイオードＤ１の逆方向漏れ電流が大きいと（即ち、そのダイオードＤ１の逆方向の抵抗値が小さいと）、コイルＬの断線故障が発生したとしても、出力トランジスタＴｒ１のオフ時における信号ライン１４の電圧が、電源電圧ＶＢよりも低くなり、その結果、モニタ信号Ｓｍが正常を示すローレベルになって、断線故障を検知することができなくなってしまう可能性がある。そして、この問題は、フライホールダイオードＤ１として逆方向漏れ電流が大きいダイオードを使用している場合に顕著である。
【００５６】
そこで、本実施形態では、出力トランジスタＴｒ１だけでなくトランジスタＴｒ３もオフさせることにより、フライホールダイオードＤ１に逆方向漏れ電流が流れないようにした状態で、信号ライン１４の電圧レベルをモニタ信号Ｓｍという形で読み取り、そのモニタ信号Ｓｍがハイレベルであれば断線故障と判定するようにしているのである。
【００５７】
［第２実施形態］
次に、図４は、第２実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図であり、図５は、その電磁弁制御装置のマイコン１１が実行する処理を表すフローチャートである。尚、図４において、前述した図１及び図９と同様の構成要素，信号，電圧及び電流については、同一の符号を付しているため、詳細な説明は省略する。また、図５においても、前述した図２と同じ処理内容のステップについては、同一のステップ番号を付している。
【００５８】
まず、図４に示すように、本第２実施形態の電磁弁制御装置は、第１実施形態の電磁弁制御装置と比較すると、温度検出回路２５を追加して備えている。
この温度検出回路２５は、フライホイールダイオードＤ１の温度を示す検出信号をマイコン１１へ出力するものであり、図示は省略しているが、フライホイールダイオードＤ１の温度を検出するための手段として、フライホイールダイオードＤ１の近傍に設けられた温度検出用ダイオードと、その温度検出用ダイオードに一定電流を流す定電流回路とを備えている。そして、この温度検出回路２５では、温度検出用ダイオードの順方向の両端電位差を増幅し、その増幅した電圧信号を上記検出信号として出力するようになっている。つまり、この温度検出回路２５では、温度が高いほどダイオードの順方向電圧降下が小さくなることを利用して、フライホイールダイオードＤ１の近傍に設けられた温度検出用ダイオードの温度を、フライホイールダイオードＤ１の温度として検出している。
【００５９】
次に、本第２実施形態の電磁弁制御装置において、マイコン１１は、上記温度検出回路２５からの検出信号の電圧値を読み取って、その電圧値からフライホイールダイオードＤ１の温度を求める、といった温度検出処理を例えば定期的に実行している。
【００６０】
そして更に、マイコン１１は、図５に示すように、制御期間Ｋ１中において（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、上記温度検出処理で検出されている最新の温度が、予め定められた規定値Ｔｓ以上であるか否かを判定し（Ｓ１１５）、規定値Ｔｓ以上であれば（Ｓ１１５：ＹＥＳ）、第１実施形態と同様に、信号Ｓ２を信号Ｓ１とは反対のレベルで出力するが（Ｓ１２０）、温度が規定値Ｔｓ以上でなければ（Ｓ１１５：ＮＯ）、信号Ｓ２を、従来装置と同様にハイレベルのままにする（Ｓ１１７）。尚、マイコン１１は、制御期間Ｋ１中でなければ（Ｓ１１０：ＮＯ）、従来装置及び第１実施形態と同様に、信号Ｓ２をローレベルにする（Ｓ１３０）。
【００６１】
このため、本第２実施形態では、温度検出回路２５及び上記温度検出処理によって検出された温度が規定値Ｔｓ以上である場合に、制御期間Ｋ１の間、トランジスタＴｒ３が出力トランジスタＴｒ１と逆の状態に駆動され、その検出温度が規定値Ｔｓよりも低い場合には、従来装置と同様に、制御期間Ｋ１の間、トランジスタＴｒ３はオンされたままになる。
【００６２】
つまり、フライホイールダイオードＤ１の逆方向漏れ電流は、温度が高い場合ほど大きくなるため、本第２実施形態では、そのダイオードＤ１の温度が規定値Ｔｓ以上の場合にのみ、Ｓ１２０によるトランジスタＴｒ３のオン／オフ制御を実施するようにしている。そして、このような本第２実施形態によれば、フライホイールダイオードＤ１の逆方向漏れ電流が問題となる程度に温度が高くなった場合にだけ、トランジスタＴｒ３のオン／オフ制御を行うようにすることができ、マイコン１１でのソフトウェア処理の負荷を低減することができる。
【００６３】
尚、本第２実施形態では、温度検出回路２５と前述した温度検出処理が、温度検出手段に相当し、図５の処理が、反転駆動手段としての処理に相当している。また、上記の例では、フライホイールダイオードＤ１の近傍に設けられた温度検出用ダイオードの温度を、フライホイールダイオードＤ１の温度として検出するようにしたが、フライホイールダイオードＤ１そのものの温度を検出するようにしても良い。具体的に説明すると、まず、温度検出回路２５は、マイコン１１からの指令信号を受けると、フライホールダイオードＤ１に順方向の一定電流を流すと共に、その一定電流通電時におけるフライホイールダイオードＤ１の両端電位差を増幅し、その増幅した電圧信号を検出信号としてマイコン１１へ出力するように構成する。そして、マイコン１１は、温度検出処理として、制御期間Ｋ１でない期間中（例えば、制御期間Ｋ１の開始直前時など）に、温度検出回路２５へ上記指令信号を出力して、その温度検出回路２５からの検出信号に基づきフライホイールダイオードＤ１自体の温度を求めれば良い。
【００６４】
一方、上記温度検出回路２５の温度検出用ダイオードをフライホイールダイオードＤ１の近傍に設けることができない場合、その温度検出用ダイオードは、当該電磁弁制御装置の回路基板上において、フライホイールダイオードＤ１に出来るだけ近い位置に設ければ良い。つまり、この場合、温度検出回路２５及び上記温度検出処理からなる温度検出手段は、フライホイールダイオードＤ１の周囲温度を検出することとなる。
【００６５】
［第１及び第２実施形態の変形例］
ところで、上記第１及び第２実施形態では、制御期間Ｋ１でないときには、信号Ｓ２をローレベルにしてトランジスタＴｒ３をオフさせていた（即ち、出力トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ３とを共にオフさせていた）が、制御期間Ｋ１の終了時から早切り消弧によってコイル電流Ｉ３が零になると見なされる時間が経過した後は、次の制御期間Ｋ１の開始時まで、信号Ｓ２をハイレベルにしてトランジスタＴｒ３を出力トランジスタＴｒ１とは逆のオン状態にするようにしても良い。そして、このようにした場合でも、コイルＬの断線故障検出を実施する時には、出力トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ３とを共にオフさせた上で、モニタ信号Ｓｍを読み取るようにすれば良い。
【００６６】
また、上記第１及び第２実施形態の電磁弁制御装置（図１及び図４）から、抵抗２３、ツェナーダイオードＺＤ、及びダイオードＤ２を削除すれば、早切り消弧を実施しない装置となる。そして、この場合、マイコン１１は、図２及び図５のＳ１３０にて、信号Ｓ２をハイレベルで出力するようにしても良い。つまり、このようにすれば、トランジスタＴｒ３は、制御期間Ｋ１中でなければオンされることとなり、換言すれば、制御期間Ｋ１中でなくても出力トランジスタＴｒ１と逆の状態に駆動されることとなる。但し、このようにした場合でも、コイルＬの断線故障検出を実施する時には、出力トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ３とを共にオフさせた上で、モニタ信号Ｓｍを読み取るようにすれば良い。
【００６７】
［第３実施形態］
次に、図６は、第３実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図である。尚、図６において、前述した図１及び図９と同様の構成要素，信号，電圧及び電流については、同一の符号を付しているため、詳細な説明は省略する。
【００６８】
図６に示すように、本第３実施形態の電磁弁制御装置は、第１実施形態の電磁弁制御装置と比較すると、下記の（１）及び（２）の点が異なっている。
（１）まず、マイコン１１は、図２のＳ１２０の処理に代えて、信号Ｓ２をハイレベルにする処理を行う。つまり、マイコン１１は、従来装置と同様に、制御期間Ｋ１の間、信号Ｓ２をハイレベルにして出力する。
【００６９】
（２）次に、図６に示すように、反転回路１９に代えてナンド回路２７が設けられており、そのナンド回路２７は、マイコン１１からの信号Ｓ２がハイレベルで且つ反転回路１３の出力が出力トランジスタＴｒ１をオフさせる方のハイレベルである時（即ち、マイコン１１からの信号Ｓ１がローレベルの時）に、トランジスタＴｒ２をオンさせる。
【００７０】
このため、本第３実施形態の電磁弁制御装置においても、第１実施形態と同様に、トランジスタＴｒ３は、制御期間Ｋ１の間、出力トランジスタＴｒ１と逆の状態にオン／オフされ、制御期間Ｋ１以外の時にはオフされることとなる。
つまり、本第３実施形態では、マイコン１１とは別のハードウェア回路であるナンド回路２７が、制御手段としてのマイコン１１から出力トランジスタＴｒ１をオン／オフさせるために出力される信号Ｓ１に基づいて（詳しくは、この例では、信号Ｓ１を反転回路１３で反転させた信号に基づいて）、トランジスタＴｒ３を出力トランジスタＴｒ１と逆の状態に駆動している。尚、本第３実施形態では、ナンド回路２７及びトランジスタＴｒ２が、請求項５の反転駆動手段としてのハードウェア回路に相当している。
【００７１】
そして、この第３実施形態によっても、第１実施形態と同様に、フライホイールダイオードＤ１での総発熱量を大幅に低減することができる。また、トランジスタＴｒ３のオン／オフタイミングをコントロールするための処理（図２のＳ１２０）をマイコン１１が行わなくても良く、そのマイコン１１での処理負荷を減らすことができるという点で有利である。
【００７２】
［第４実施形態］
次に、図７は、第４実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図である。尚、図４において、前述した図９と同様の構成要素，信号及び電圧については、同一の符号を付しているため、詳細な説明は省略する。
【００７３】
図７に示すように、本第４実施形態の電磁弁制御装置では、図９に例示した従来装置と比較すると、まず、抵抗２３、ツェナーダイオードＺＤ、ダイオードＤ２、及び反転回路１９が削除されている。つまり、本第４実施形態では、早切り消弧を実施しない基本的な構成を採っている。
【００７４】
そして、本第４実施形態において、トランジスタＴｒ２は、マイコン１１からの信号Ｓ１によって駆動されるようになっており、その信号Ｓ１がローレベルの時にオンされる。尚、本第４実施形態では、マイコン１１からの信号Ｓ２が不要なため、マイコン１１は、その信号Ｓ２を出力しないようになっている。
【００７５】
そして更に、本第４実施形態においても、前述した各実施形態と同様に、フライホイールダイオードＤ１として、ショットキダイオードを使用している。
このような第４実施形態の装置においても、制御期間Ｋ１の間、出力トランジスタＴｒ１がマイコン１１からの信号Ｓ１によってオン／オフされることにより、コイルＬにその信号Ｓ１のデューティ比に応じた電流が流れることとなる。
【００７６】
そして、本第４実施形態においても、トランジスタＴｒ３が出力トランジスタＴｒ１と逆の状態に駆動されることとなるため、フライホイールダイオードＤ１には逆方向の漏れ電流が流れず、そのダイオードＤ１での総発熱量を大幅に低減することができる。尚、本第４実施形態では、トランジスタＴｒ２が、請求項５の反転駆動手段としてのハードウェア回路に相当している。
【００７７】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
例えば、上記各実施形態及び変形例の電磁弁制御装置はハイサイド駆動形態であったが、本発明は、ローサイド駆動形態の装置に対しても同様に適用することができる。そして、ローサイド駆動形態の場合の駆動回路部分の一例を挙げると、図８のようになる。
【００７８】
尚、図８において、図１と同じ役割を果たす素子については、同一の符号を付しているが、出力トランジスタＴｒ１は、ローサイド駆動形態であるため、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタとなっている。また、図８（Ａ）は、早切り消弧を実施しない場合の構成例を表しており、図８（Ｂ）は、早切り消弧を実施する場合の構成例を表している。そして、図８（Ｂ）の構成例において、早切り消弧を行う際には、ダイオードＤ２及びツェナーダイオードＺＤを通してコイルＬにフライバック電流が環流されることとなる。
【００７９】
一方、本発明は、電磁弁を制御する装置に限らず、ブザー、ランプ、モータ等の他の誘導性負荷を制御する装置に対しても、同様に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図である。
【図２】第１実施形態の電磁弁制御装置のマイコンが実行する処理を表すフローチャートである。
【図３】第１実施形態の電磁弁制御装置の作用を表すタイムチャートである。
【図４】第２実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図である。
【図５】第２実施形態の電磁弁制御装置のマイコンが実行する処理を表すフローチャートである。
【図６】第３実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図である。
【図７】第４実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図である。
【図８】変形例の電磁弁制御装置を説明する説明図である。
【図９】従来の電磁弁制御装置の構成例を表す構成図である。
【図１０】図９の電磁弁制御装置の作用を表すタイムチャートである。
【符号の説明】
Ｌ…電磁弁のコイル、１１…マイコン（マイクロコンピュータ）、１３，１９…反転回路、１４…信号ライン、１６…入力回路、１５，１７，２１，２３…抵抗、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ＺＤ…ツェナーダイオード、Ｔｒ１…出力トランジスタ、Ｔｒ２…ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ、Ｔｒ３…Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ、２５…温度検出回路、２７…ナンド回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inductive load control device that controls an inductive load.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in an apparatus for controlling energization to an inductive load (for example, a coil of a motor or a solenoid valve), an inductive load to be energized and output between a power supply voltage and a reference voltage (<power supply voltage) Connect a transistor in series and connect a flywheel diode to extinguish the flyback energy of the inductive load in parallel with the inductive load, and a pulse sufficiently shorter than the electrical time constant of the inductive load By turning on / off the output transistor with a driving signal having a width (generally called a PWM signal or a duty signal), the current supplied to the inductive load is controlled to a value corresponding to the duty ratio of the driving signal. (For example, refer nonpatent literature 1).
[0003]
In addition, as an inductive load control drive circuit, one that can switch the arc-extinguishing voltage when extinguishing the flyback energy of the inductive load between large and small is known (for example, see Patent Document 1). . If such a drive circuit is used, at the end of the control period of the inductive load (that is, when the energization of the inductive load is stopped), the arc-extinguishing voltage is made larger than the previous value to induce A so-called fast-cut arc extinguishing, such as rapidly decreasing the current flowing through the sexual load, can be implemented.
[0004]
Here, the structural example of the solenoid valve control apparatus to which the technique of the said patent document 1 is applied is demonstrated using FIG.9 and FIG.10.
First, since the solenoid valve control device illustrated in FIG. 9 has a high-side drive configuration, one end of the coil L of the solenoid valve is connected to a ground potential (GND = 0V) as a reference voltage.
[0005]
This electromagnetic valve control device includes a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) 11 that performs various processes for controlling the electromagnetic valve, and a drive circuit that drives the electromagnetic valve in accordance with signals S1 and S2 from the microcomputer 11. 12.
The drive circuit 12 has an output transistor (P-channel MOS transistor in this example) Tr1 having a source connected to the power supply voltage VB and a drain connected to the end of the coil L opposite to the ground potential side, When the signal S1 from the microcomputer 11 is input and the signal S1 is at a high level, the inverter circuit (inverter) 13 that turns on the output transistor Tr1 is connected between the output terminal of the inverter circuit 13 and the gate of the output transistor Tr1. A resistor 17 that is connected, a PNP bipolar transistor Tr2 whose emitter is connected to the power supply voltage VB, a signal S2 from the microcomputer 11, and an inverting circuit 19 that turns on the transistor Tr2 when the signal S2 is at a high level; , A flywheel diode whose cathode is connected to the drain of the output transistor Tr1 And D1, (in this example N-channel type MOS transistor) transistor provided between the anode and the ground potential of the diode D1 and a Tr3. The drain of the transistor Tr3 is connected to the ground potential, and the source of the transistor Tr3 is connected to the anode of the diode D1.
[0006]
Further, the drive circuit 12 includes a resistor 23 connected between the source and gate of the transistor Tr3, a diode D2 whose anode is connected to the ground potential, an anode connected to the gate of the transistor Tr3, and a cathode connected to the diode D2. Zener diode ZD connected to the cathode of the transistor Tr1 and a resistor 21 connected between the gate of the transistor Tr3 and the collector of the transistor Tr2.
[0007]
In the drive circuit 12, when the signal S1 from the microcomputer 11 is at a high level, the drive signal from the inverting circuit 13 to the gate of the output transistor Tr1 becomes a low level as an active level, and the output transistor Tr1 is turned on. Then, a current is passed from the output transistor Tr1 to the coil L. That is, in this example, the signal S1 from the microcomputer 11 is inverted in level by the inversion circuit 13 and supplied as a low active drive signal to the gate of the output transistor Tr1.
[0008]
When the signal S2 from the microcomputer 11 is at a high level, the transistor Tr2 is turned on, and the transistor Tr3 is also turned on when the transistor Tr2 is turned on.
In this electromagnetic valve control device, as shown in FIG. 10, the microcomputer 11 controls the signal S2 during a control period (period K1) in which the electromagnetic valve is controlled by controlling energization to the coil L. The transistors Tr2 and Tr3 are kept on by setting them to the high level. Note that “V2” in FIGS. 9 and 10 is the collector voltage of the transistor Tr2.
[0009]
Further, the microcomputer 11 sets the signal S1 to the high level to turn on the output transistor Tr1 for a certain time (period K2) from the start timing of the control period, and further, the control period ends from the end of the certain time. The signal S1 is output as a signal having a constant frequency and a duty ratio corresponding to the current desired to flow through the coil L (hereinafter referred to as a holding duty signal) during the valve opening state holding period until (K3 period). .
[0010]
The predetermined time is set to a time when the solenoid valve is considered to be surely opened after the output transistor Tr1 is turned on and the coil L is energized. ) Is also called an overexcitation period. In FIG. 10, the stage “I3” (third stage) represents the current flowing in the coil L, and the stage “V1” (fourth stage) represents the drain voltage (in other words, the output transistor Tr1). , Terminal voltage on the side opposite to the ground potential side of the coil L).
[0011]
For this reason, first, the output transistor Tr1 is continuously turned on for a certain period of time from the start of the control period, and the current (coil current) I3 flowing through the coil L gradually increases from zero. The solenoid valve shifts from the closed state to the open state. When the output transistor Tr1 is on, the current I1 flowing through the output transistor Tr1 becomes the coil current I3.
[0012]
Then, during the valve opening state holding period from the end of the predetermined time to the end of the control period, the output transistor Tr1 is repeatedly turned on / off by the signal S1 as the holding duty signal from the microcomputer 11. Become.
Further, since the transistor Tr3 is turned on by the transistor Tr2 during the control period, when the output transistor Tr1 is turned off, the flyback current I2 due to the counter electromotive force of the coil L is passed from the ground potential through the transistor Tr3 and the diode D1. When the current I2 flows through the coil L, the electric energy (flyback energy) accumulated in the coil L is extinguished (discharged). Such a flyback current I2 is also called an arc extinguishing regenerative current.
[0013]
Therefore, as shown in the stage of “V1” in FIG. 10, during the control period, the arc-extinguishing voltage when the output transistor Tr1 is off becomes a small value about the forward voltage drop Vf of the diode D1, and the output transistor Tr1 Even when the coil is turned off, the coil current I3 gradually decreases.
[0014]
For this reason, in the valve open state holding period of the control period, a current corresponding to the duty ratio of the drive signal to the output transistor Tr1 (duty ratio of the signal S1) flows to the coil L on average, and this current causes The solenoid valve is kept open.
[0015]
At the end of the control period (also at the end of the valve opening state holding period), both the signals S1 and S2 from the microcomputer 11 are at a low level. Accordingly, the output transistor Tr1 and the transistors Tr2 and Tr3 are all turned off.
At this time, the flyback energy of the coil L is extinguished by the following current path.
[0016]
That is, the threshold voltage of the transistor Tr3 (the gate-source voltage at which the transistor Tr3 is turned on) is Vth, the forward voltage drop of the diode D1 is Vf, the forward voltage drop of the diode D2 is Vf2, and the zener diode ZD When the zener voltage is Vz, when the source voltage of the transistor Tr3 (the voltage of the anode of the diode D1) becomes lower than the ground potential by “Vth + Vz + Vf2” due to the counter electromotive force of the coil L, the transistor Tr3 is turned on. A flyback current flows through the coil L through the transistor Tr3 and the diode D1 which are turned on, and the arc is extinguished.
[0017]
For this reason, as shown in the stage of “V1” in FIG. 10, the arc-extinguishing voltage Vsh at the end of the control period has a large value of “Vth + Vz + Vf2 + Vf”. Therefore, at the end of the control period, the electric energy stored in the coil L is rapidly consumed, and the coil current I3 is also rapidly reduced. As a result, the solenoid valve is quickly closed. This is the quick cut-off arc.
[0018]
[Non-Patent Document 1]
NEC Corporation “Semiconductor Technical Document TEP-512 DC Motor Drive Circuit Using Power MOSFET, 1987, pp. 4-5”
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 2815744 (paragraphs [0014] to [0019], FIGS. 1 and 2)
[0019]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in this type of inductive load control device, it is desired to suppress the amount of heat generation as much as possible so that no special heat dissipating component or structure is required.
Therefore, in the above conventional device, in order to suppress the amount of heat generated when the flyback current I2 flows through the flywheel diode D1, a general rectifying diode (a forward voltage drop is present as the flywheel diode D1). It is conceivable to use a diode having a forward voltage drop smaller than that of a general rectifier diode (hereinafter referred to as a general rectifier diode). As such a diode, there is a Schottky diode whose forward voltage drop is about 30 to 40% smaller than that of a general rectifying diode.
[0020]
However, the Schottky diode has a characteristic that the reverse leakage current is larger than that of the general rectifying diode, and the reverse leakage current becomes larger as the temperature is higher.
For this reason, even if a Schottky diode is used as the flywheel diode D1 in the above-mentioned conventional device, the amount of heat generated by the reverse leakage current when the output transistor Tr1 is on is larger than that in the case of the general rectifying diode, There is a problem that the effect of reducing the total calorific value is small.
[0021]
Referring to FIG. 10, first, “D1 (during rectification)” in FIG. 10 means a case where a general rectifying diode is used as the flywheel diode D1, and “D1 (during Schottky)”. Means a case where a Schottky diode is used as the flywheel diode D1. “D1 (During rectification) Vf” is the forward voltage of the diode D1 due to the flyback current I2 when the output transistor Tr1 is turned off when a general rectification diode is used as the flywheel diode D1. This represents a drop (= approximately 0.7 V), and “Df (Schottky Vf)” is a flyback current when the output transistor Tr1 is turned off when a Schottky diode is used as the flywheel diode D1. This represents a forward voltage drop (= about 0.4 V) of the diode D1 due to I2.
[0022]
Then, since “V1 of D1 (during Schottky)” is smaller than “Vf of D1 (during rectification)”, the output transistor Tr1 is turned off as shown in the “D1 heat generation” stage in FIG. During the period {circle around (2)} in which the forward flyback current I2 flows through the flywheel diode D1, the amount of heat generated is smaller when the Schottky diode is used than when the general rectifying diode is used.
[0023]
On the other hand, in the period (1) when the output transistor Tr1 is turned on, the transistor Tr3 is also turned on, so that a reverse voltage is applied to the flywheel diode D1. The leakage current when the reverse voltage is applied (reverse leakage current) is larger in the Schottky diode than in the general rectifier diode. Therefore, the general rectifier diode is used during the period (1). The amount of heat generated is larger when a Schottky diode is used than when the Schottky diode is used.
[0024]
For this reason, even if a Schottky diode is simply used as the flywheel diode D1, the total calorific value cannot be significantly reduced.
In the conventional apparatus, when a Schottky diode is used as the flywheel diode D1, the Schottky diode may be destroyed due to thermal runaway due to an increase in reverse leakage current accompanying heat generation.
[0025]
As a technique for reducing the loss in the flywheel diode, Non-Patent Document 1 uses a MOSFET parasitic diode as the flywheel diode and a flyback current (extinguishing regenerative current) in the parasitic diode. It is described that the gate voltage is applied to the MOSFET only during the flowing period to reduce the forward voltage drop of the parasitic diode. However, when this method is applied to, for example, the conventional device described above, if the upstream side of the coil L (the side opposite to the ground potential) is short-circuited to the power supply voltage VB when the flyback current I2 is flowing. There is a possibility that an excessive current flows through the MOSFET having the parasitic diode and the transistor Tr3, and the circuit elements and the wiring pattern are broken.
[0026]
Further, each of the above problems is not limited to a device having a configuration in which the arc-extinguishing voltage can be switched between large and small as in the device illustrated in FIG. 9, and any device in which a flywheel diode is provided in parallel with an inductive load. It happens in the same way.
The present invention has been made in view of these problems, and an object of the present invention is to effectively reduce the amount of heat generated by a flywheel diode in an inductive load control device.
[0027]
[Means for Solving the Problems and Effects of the Invention]
In the inductive load control device according to claim 1, which is made to achieve the above object, the inductive load to be energized and controlled is turned on between the power supply voltage and a reference voltage lower than the power supply voltage. Are connected in series with an output transistor that supplies current to the inductive load, and the control means turns on and off the output transistor during a control period in which the current supply to the inductive load is to be controlled. Controls the current flowing through the load. Further, the path between the output terminal connected to the inductive load of the two output terminals of the output transistor and the voltage on the side opposite to the output transistor side of the inductive load (that is, the output transistor is In series, the path parallel to the inductive load) is turned off with a flywheel diode for circulating the flyback current due to the back electromotive force of the inductive load to the inductive load when the output transistor is turned off. Thus, an energization permission transistor that blocks the path is provided in series.
[0028]
In particular, in this inductive load control device, the inversion driving means drives the energization permission transistor provided in series with the flywheel diode in a state opposite to that of the output transistor at least during the control period. Note that “drive the energization permission transistor in a state opposite to that of the output transistor” means that the energization permission transistor is turned off when the output transistor is on, and the energization permission transistor is turned on when the output transistor is off. is there.
[0029]
In such an inductive load control device according to claim 1, when the output transistor is turned on in the control period, the energization permission transistor is turned off, so that a reverse voltage is not applied to the flywheel diode, When the output transistor is off, the energization permission transistor is turned on, so that a forward flyback current flows through the flywheel diode.
[0030]
Therefore, according to this inductive load control device, even if the output transistor is turned on, a reverse voltage is not applied to the flywheel diode, so the amount of heat generated by the reverse leakage current of the flywheel diode (example in FIG. 10). Then, the amount of heat generated during period (1) can be made zero, and as a result, the total amount of heat generated by the flywheel diode can be reduced.
[0031]
In particular, a Schottky diode having a small forward voltage drop but a large reverse leakage current can be used as a flywheel diode.
In other words, as described in claim 2, if the flywheel diode is a Schottky diode, the amount of heat generated when the forward flyback current flows can be reduced while the amount of heat generated by the reverse leakage current is reduced to zero. For this reason, the total amount of heat generated by the flywheel diode can be further reduced than before.
[0032]
According to the inductive load control device of the first and second aspects, the heat radiation pattern can be reduced or the flyback diode is included as the amount of heat generated by the flyback diode is reduced. Since the circuit can be made into an IC, the effective mounting area can be increased. In particular, in the case of a configuration that controls a plurality of inductive loads, the total heat generation reduction effect and the total power reduction effect are further increased. As a result, in terms of heat dissipation, the case size can be reduced by one rank, or if the case has the same size, the heat tolerance of other circuits can be increased, and heat dissipation measures can be taken. The cost of parts can be reduced.
[0033]
By the way, a microcomputer can be used as the control means. In that case, if the microcomputer as the control means is configured to function also as the inversion driving means, a hardware circuit and an IC for controlling the on / off timing of the energization permission transistor are separately provided. Since it becomes unnecessary, it is possible to reduce the components and the component mounting cost. In addition, the on / off timing of the energization permission transistor can be easily adjusted according to the response characteristics of other hardware.
[0034]
Next, in an inductive load control device according to a fourth aspect of the present invention, in the inductive load control device according to the first to third aspects, a temperature detecting means for detecting a temperature of the flywheel diode or a temperature around the flywheel diode is provided. It has been. The inversion drive means drives the energization permission transistor in a state opposite to that of the output transistor for at least the control period when the temperature detected by the temperature detection means is equal to or higher than the specified value, and is detected by the temperature detection means. If the temperature is lower than the specified value, the energization permission transistor is kept on for at least the control period.
[0035]
That is, in general, the higher the temperature, the higher the reverse leakage current of the diode, and this is conspicuous in the Schottky diode. Therefore, in the inductive load control device of claim 4, the temperature of the flywheel diode or its Only when the ambient temperature is equal to or higher than the specified value, the on / off control of “driving the energization permission transistor in a state opposite to the output transistor” is performed.
[0036]
According to this inductive load control device, the on / off control of the energization permission transistor is performed by setting the specified value to a temperature at which the reverse leakage current of the flywheel diode becomes a problem. Can be minimized. In other words, the on / off control of the energization permission transistor can be performed only when the temperature becomes high enough to cause the reverse leakage current of the flywheel diode to become a problem. Processing load can be reduced. In particular, as described in claim 3, when the microcomputer is configured to function as the control means and the inversion driving means, the load of software processing in the microcomputer can be reduced.
[0037]
On the other hand, in the inductive load control device according to claim 1, the inversion drive means includes a current-carrying permission transistor based on a signal output by the control means to turn on / off the output transistor, as described in claim 5. Can be a hardware circuit that drives the transistor in the opposite state to that of the output transistor. And if comprised in this way, it is not necessary to handle the control part, such as a microcomputer and IC, for controlling the on / off timing of the energization permission transistor, and the processing load in the control part can be reduced. It is advantageous in that it can be done.
[0038]
Next, in the inductive load control device according to claim 6, in the inductive load control device according to claims 1 to 5, of the two output terminals of the output transistor, the output terminal connected to the inductive load. One end of the output signal line is connected to the other output terminal of the output transistor (that is, the output terminal not connected to the inductive load, hereinafter referred to as a non-load side output terminal) ( That is, a voltage stabilizing resistor having the other end connected to the power supply voltage or the reference voltage is provided. That is, the voltage stabilizing resistor is provided in parallel with the output transistor.
[0039]
The inductive load control device according to claim 6 determines whether or not there is a disconnection failure of the inductive load based on the voltage of the signal line in a state where both the output transistor and the energization permission transistor are turned off. It is configured as follows. An inductive load disconnection failure means that the inductive load itself is disconnected, the wiring connecting the output transistor and the inductive load, and the end of the inductive load opposite to the output transistor side. It also means that the wiring connecting the power supply voltage or the reference voltage is disconnected.
[0040]
According to this configuration, the presence or absence of a disconnection failure of the inductive load is determined based on the voltage of the signal line in a state in which the reverse leakage current does not flow through the fly-hole diode by turning off the energization permission transistor. Thus, an accurate disconnection detection result can be obtained. This is particularly effective when a diode having a large reverse leakage current (for example, a Schottky diode) is used as the flywheel diode.
[0041]
In the case of the high side drive mode, when the voltage at the non-load side output terminal becomes a power supply voltage and a disconnection failure occurs, the voltage of the signal line is pulled up by the voltage stabilization resistor even when the output transistor is turned off. In the determination process for disconnection detection, for example, if the voltage of the signal line is higher than the threshold voltage between the power supply voltage and the reference voltage, an inductive load disconnection failure occurs. Can be determined. In the case of the low-side drive mode, the voltage at the non-load side output terminal becomes the reference voltage, and if a disconnection failure occurs, the voltage of the signal line becomes the reference by the pull-down action of the voltage stabilization resistor even when the output transistor is turned off. In the determination process for disconnection detection, for example, if the voltage of the signal line is lower than the threshold voltage between the power supply voltage and the reference voltage, an inductive load disconnection failure has occurred. Can be determined.
[0042]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an electromagnetic valve control device as an inductive load control device according to an embodiment to which the present invention is applied will be described with reference to the drawings.
[First Embodiment]
First, FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the electromagnetic valve control device of the first embodiment, FIG. 2 is a flowchart showing processing executed by the microcomputer of the electromagnetic valve control device, and FIG. It is a time chart showing the effect | action of a valve control apparatus.
[0043]
In FIG. 1 and FIG. 3, the same components, signals, voltages, currents and periods as those in FIG. 9 and FIG. In addition, the meaning of “D1 (Schottky Vf)” in FIG. 3 is also as described with reference to FIG.
[0044]
The electromagnetic valve control device of the first embodiment is different from the conventional device illustrated in FIG. 9 in the following points (a) to (c).
(A) First, in terms of hardware, a Schottky diode is used as the flywheel diode D1.
[0045]
Further, as shown in FIG. 1, a signal line 14 that conducts to one of the two output terminals (source and drain) of the output transistor Tr1 that is connected to the coil L as an inductive load, and the signal line 14, a resistor 15 (corresponding to a voltage stabilizing resistor) connected to a power supply voltage VB which is the voltage of the source of the output transistor Tr1 (corresponding to a non-load side output terminal) is connected to one end of the output transistor Tr1. And an input circuit 16 for converting the voltage of the signal line 14 into a monitor signal Sm having a high level of 5V and a low level of 0V and outputting the same to the microcomputer 11.
[0046]
The resistance value of the resistor 15 is set to a value sufficiently larger than the resistance value of the coil L (for example, 10 times or more). Further, when the voltage of the signal line 14 is higher than a predetermined voltage between the power supply voltage VB and the ground potential, the input circuit 16 sets the monitor signal Sm to the microcomputer 11 to a high level, and the voltage of the signal line 14 is If not higher than the predetermined voltage, the monitor signal Sm to the microcomputer 11 is set to a low level.
[0047]
(B) Next, as shown in FIG. 2, if the microcomputer 11 is in the control period K1 (S110: YES), the microcomputer 11 outputs the signal S2 at a level opposite to that of the signal S1 (S120). Therefore, as shown in the first and second stages in FIG. 3, during the control period K1, the transistor Tr3 is turned on / off in a state opposite to that of the output transistor Tr1. If the microcomputer 11 is not in the control period K1 (S110: NO), the microcomputer 11 sets the signal S2 to the low level (S130) as in the conventional apparatus.
[0048]
(C) Further, the microcomputer 11 inputs both when the signal S1 and the signal S2 are both set to the low level and the output transistor Tr1 and the transistor Tr3 are turned off (that is, during the period other than the control period K1). When the monitor signal Sm from the circuit 16 is read and the monitor signal Sm is not at a low level (if it is at a high level), the disconnection failure of the coil L (specifically, the disconnection of the coil L itself, or the output transistor Tr1 and the coil) It is determined that the wiring connecting L and the wiring connecting the coil L and the ground potential are broken).
[0049]
In the first embodiment, the microcomputer 11 corresponds to the control unit, and the process in FIG. 2 corresponds to the process as the inversion driving unit. That is, the microcomputer 11 also functions as an inversion driving unit. Further, the transistor Tr3 in series with the flywheel diode D1 corresponds to an energization permission transistor. That is, when the transistor Tr3 is turned off, the drain of the output transistor Tr1 (corresponding to the output terminal connected to the inductive load) and the ground potential (corresponding to the voltage on the side opposite to the output transistor side of the inductive load) The path between is interrupted.
[0050]
In the electromagnetic valve control device of the first embodiment as described above, the microcomputer 11 controls the current flowing in the coil L by turning on / off the output transistor Tr1 during the control period K1, but in particular, the flywheel A Schottky diode is used as the wheel diode D1, and the transistor Tr3 provided in series with the flywheel diode D1 is driven in a state opposite to that of the output transistor Tr1 during the control period K1.
[0051]
Therefore, as shown in FIG. 3, in the control period K1, when the output transistor Tr1 is turned on, the transistor Tr3 is turned off, so that no reverse voltage is applied to the flywheel diode D1, and the diode The amount of heat generated by the reverse leakage current of D1 (the amount of heat generated during period (1)) can be made zero. Further, during the control period K1, when the output transistor Tr1 is turned off, the transistor Tr3 is turned on. Therefore, a forward flyback current I2 flows through the flywheel diode D1 through the transistor Tr3. The amount of heat generated by the diode D1 in this case (the amount of heat generated during the period {circle around (2)}) can also be kept small because a Schottky diode with a small forward voltage drop is used.
[0052]
Therefore, the total amount of heat generated by the flywheel diode D1 can be significantly reduced as compared with the conventional device, and as a result, the cost can be reduced and the device can be downsized by reducing the heat radiation countermeasure parts.
In the first embodiment, since the microcomputer 11 as the control means turns on / off the transistor Tr3 in a state opposite to that of the output transistor Tr1, such on / off control of the transistor Tr3 is performed. This is advantageous in that it is not necessary to provide a separate hardware circuit or IC for this purpose and that the on / off timing of the transistor Tr3 can be easily adjusted and set by software.
[0053]
Furthermore, in the electromagnetic valve control device of the first embodiment, as described in the above (c), the coil L is based on the voltage of the signal line 14 in a state where the output transistor Tr1 and the transistor Tr3 are turned off. Therefore, the disconnection failure of the coil L can be accurately detected even though a Schottky diode having a large reverse leakage current is used as the fly-hole diode D1. .
[0054]
That is, if the disconnection failure of the coil L has not occurred, when the output transistor Tr1 is turned off, the voltage of the signal line 14 becomes almost 0V, and the monitor signal Sm to the microcomputer 11 becomes low level. Also, assuming that there is no reverse leakage current of the flywheel diode D1, when a disconnection failure of the coil L occurs, the voltage of the signal line 14 is powered by the pull-up action of the resistor 15 when the output transistor Tr1 is turned off. The voltage becomes VB, and the monitor signal Sm to the microcomputer 11 becomes high level. Therefore, basically, if the monitor signal Sm is at a high level when the output transistor Tr1 is turned off, it can be determined that a disconnection failure of the coil L has occurred.
[0055]
However, if the reverse leakage current of the flywheel diode D1 is large (that is, if the reverse resistance value of the diode D1 is small), even if a disconnection failure of the coil L occurs, the signal when the output transistor Tr1 is turned off. The voltage of the line 14 becomes lower than the power supply voltage VB, and as a result, the monitor signal Sm becomes a low level indicating normality, and there is a possibility that the disconnection failure cannot be detected. This problem is remarkable when a diode having a large reverse leakage current is used as the flyhole diode D1.
[0056]
Therefore, in the present embodiment, not only the output transistor Tr1 but also the transistor Tr3 is turned off so that the reverse leakage current does not flow through the flyhole diode D1, and the voltage level of the signal line 14 is referred to as the monitor signal Sm. If the monitor signal Sm is at a high level, it is determined that a disconnection failure has occurred.
[0057]
[Second Embodiment]
Next, FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the electromagnetic valve control device of the second embodiment, and FIG. 5 is a flowchart showing the processing executed by the microcomputer 11 of the electromagnetic valve control device. In FIG. 4, the same components, signals, voltages, and currents as those in FIGS. 1 and 9 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. Also in FIG. 5, steps having the same processing contents as those in FIG. 2 described above are denoted by the same step numbers.
[0058]
First, as shown in FIG. 4, the electromagnetic valve control device of the second embodiment is additionally provided with a temperature detection circuit 25 as compared with the electromagnetic valve control device of the first embodiment.
This temperature detection circuit 25 outputs a detection signal indicating the temperature of the flywheel diode D1 to the microcomputer 11, and although not shown in the drawing, as a means for detecting the temperature of the flywheel diode D1, a flywheel diode D1 is provided. A temperature detection diode provided in the vicinity of the wheel diode D1 and a constant current circuit for supplying a constant current to the temperature detection diode are provided. The temperature detection circuit 25 amplifies the potential difference between both ends in the forward direction of the temperature detection diode, and outputs the amplified voltage signal as the detection signal. That is, the temperature detection circuit 25 uses the fact that the forward voltage drop of the diode becomes smaller as the temperature is higher, and the temperature of the temperature detection diode provided in the vicinity of the flywheel diode D1 is changed to the flywheel diode D1. The temperature is detected.
[0059]
Next, in the electromagnetic valve control device of the second embodiment, the microcomputer 11 reads the voltage value of the detection signal from the temperature detection circuit 25 and obtains the temperature of the flywheel diode D1 from the voltage value. The detection process is executed periodically, for example.
[0060]
Further, as shown in FIG. 5, the microcomputer 11 determines whether the latest temperature detected in the temperature detection process is equal to or higher than a predetermined value Ts during the control period K1 (S110: YES). Whether or not (S115) and if it is equal to or greater than the prescribed value Ts (S115: YES), the signal S2 is output at a level opposite to that of the signal S1 (S120) as in the first embodiment, but the temperature is If it is not equal to or greater than the prescribed value Ts (S115: NO), the signal S2 remains at the high level as in the conventional device (S117). If the microcomputer 11 is not in the control period K1 (S110: NO), the signal S2 is set to the low level (S130) as in the conventional apparatus and the first embodiment.
[0061]
Therefore, in the second embodiment, when the temperature detected by the temperature detection circuit 25 and the temperature detection process is equal to or higher than the specified value Ts, the transistor Tr3 is in a state opposite to the output transistor Tr1 during the control period K1. When the detected temperature is lower than the specified value Ts, the transistor Tr3 remains on during the control period K1 as in the conventional device.
[0062]
That is, since the reverse leakage current of the flywheel diode D1 increases as the temperature increases, in the second embodiment, the transistor Tr3 is turned on by S120 only when the temperature of the diode D1 is equal to or higher than the specified value Ts. / Off control is performed. According to the second embodiment, on / off control of the transistor Tr3 is performed only when the temperature becomes high enough that the reverse leakage current of the flywheel diode D1 becomes a problem. And the load of software processing in the microcomputer 11 can be reduced.
[0063]
In the second embodiment, the temperature detection circuit 25 and the temperature detection process described above correspond to a temperature detection unit, and the process of FIG. 5 corresponds to a process as an inversion drive unit. In the above example, the temperature of the temperature detection diode provided in the vicinity of the flywheel diode D1 is detected as the temperature of the flywheel diode D1, but the temperature of the flywheel diode D1 itself is detected. Anyway. More specifically, first, when the temperature detection circuit 25 receives a command signal from the microcomputer 11, the temperature detection circuit 25 causes a constant current in the forward direction to flow through the flywheel diode D1, and both ends of the flywheel diode D1 when the constant current is applied. The potential difference is amplified, and the amplified voltage signal is output to the microcomputer 11 as a detection signal. As a temperature detection process, the microcomputer 11 outputs the command signal to the temperature detection circuit 25 during a period other than the control period K1 (for example, immediately before the start of the control period K1). The temperature of the flywheel diode D1 itself may be obtained based on this detection signal.
[0064]
On the other hand, when the temperature detection diode of the temperature detection circuit 25 cannot be provided in the vicinity of the flywheel diode D1, the temperature detection diode can be the flywheel diode D1 on the circuit board of the solenoid valve control device. It suffices if it is provided at a position that is only close. That is, in this case, the temperature detection circuit 25 and the temperature detection means including the temperature detection process detect the ambient temperature of the flywheel diode D1.
[0065]
[Modification of First and Second Embodiments]
By the way, in the first and second embodiments, when the control period is not K1, the signal Tr is turned low to turn off the transistor Tr3 (that is, both the output transistor Tr1 and the transistor Tr3 are turned off). After the time when it is assumed that the coil current I3 becomes zero by the early cut-off arcing after the end of the control period K1, the signal S2 is set to the high level and the transistor Tr3 is output until the start of the next control period K1. The transistor may be turned on opposite to the transistor Tr1. Even in this case, when the disconnection failure detection of the coil L is performed, the monitor signal Sm may be read after both the output transistor Tr1 and the transistor Tr3 are turned off.
[0066]
Further, if the resistor 23, the Zener diode ZD, and the diode D2 are deleted from the solenoid valve control devices (FIGS. 1 and 4) of the first and second embodiments, the device that does not perform the quick-turn-off operation is obtained. In this case, the microcomputer 11 may output the signal S2 at a high level in S130 of FIGS. In other words, in this way, the transistor Tr3 is turned on unless it is in the control period K1, in other words, it is driven in a state opposite to that of the output transistor Tr1 even if it is not in the control period K1. Become. However, even in this case, when the disconnection failure detection of the coil L is performed, the monitor signal Sm may be read after both the output transistor Tr1 and the transistor Tr3 are turned off.
[0067]
[Third Embodiment]
Next, FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the electromagnetic valve control device of the third embodiment. In FIG. 6, the same components, signals, voltages, and currents as those in FIGS. 1 and 9 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
[0068]
As shown in FIG. 6, the electromagnetic valve control device according to the third embodiment differs from the electromagnetic valve control device according to the first embodiment in the following points (1) and (2).
(1) First, the microcomputer 11 performs a process of setting the signal S2 to a high level instead of the process of S120 of FIG. That is, the microcomputer 11 outputs the signal S2 at a high level during the control period K1, as in the conventional apparatus.
[0069]
(2) Next, as shown in FIG. 6, a NAND circuit 27 is provided instead of the inverting circuit 19, and the NAND circuit 27 outputs a signal S <b> 2 from the microcomputer 11 at a high level and the output of the inverting circuit 13. Is at the high level that turns off the output transistor Tr1 (that is, when the signal S1 from the microcomputer 11 is at the low level), the transistor Tr2 is turned on.
[0070]
For this reason, also in the solenoid valve control device of the third embodiment, as in the first embodiment, the transistor Tr3 is turned on / off in the opposite state to the output transistor Tr1 during the control period K1, and the control period K1. It is turned off at other times.
That is, in the third embodiment, the NAND circuit 27 that is a hardware circuit different from the microcomputer 11 is based on the signal S1 that is output from the microcomputer 11 as the control means to turn on / off the output transistor Tr1. In detail, in this example, the transistor Tr3 is driven in a state opposite to that of the output transistor Tr1 based on a signal obtained by inverting the signal S1 by the inverting circuit 13. In the third embodiment, the NAND circuit 27 and the transistor Tr2 correspond to a hardware circuit as inversion driving means according to claim 5.
[0071]
And also by this 3rd Embodiment, the total calorific value in the flywheel diode D1 can be reduced significantly similarly to 1st Embodiment. Further, the microcomputer 11 does not have to perform the process for controlling the on / off timing of the transistor Tr3 (S120 in FIG. 2), which is advantageous in that the processing load on the microcomputer 11 can be reduced.
[0072]
[Fourth Embodiment]
Next, FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the electromagnetic valve control device of the fourth embodiment. In FIG. 4, the same components, signals, and voltages as those in FIG. 9 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0073]
As shown in FIG. 7, in the electromagnetic valve control device of the fourth embodiment, the resistor 23, the Zener diode ZD, the diode D2, and the inverting circuit 19 are first deleted as compared with the conventional device illustrated in FIG. Yes. That is, in the fourth embodiment, a basic configuration is adopted in which the quick cut arc extinguishing is not performed.
[0074]
In the fourth embodiment, the transistor Tr2 is driven by a signal S1 from the microcomputer 11, and is turned on when the signal S1 is at a low level. In the fourth embodiment, since the signal S2 from the microcomputer 11 is unnecessary, the microcomputer 11 does not output the signal S2.
[0075]
Further, in the fourth embodiment, a Schottky diode is used as the flywheel diode D1 as in the above-described embodiments.
Also in the apparatus according to the fourth embodiment, the output transistor Tr1 is turned on / off by the signal S1 from the microcomputer 11 during the control period K1, so that a current corresponding to the duty ratio of the signal S1 is supplied to the coil L. Will flow.
[0076]
Also in the fourth embodiment, since the transistor Tr3 is driven in a state opposite to that of the output transistor Tr1, a reverse leakage current does not flow in the flywheel diode D1, and the total in the diode D1 does not flow. The calorific value can be greatly reduced. In the fourth embodiment, the transistor Tr2 corresponds to a hardware circuit as inversion driving means according to claim 5.
[0077]
As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, it cannot be overemphasized that this invention can take a various form.
For example, the electromagnetic valve control devices of the above-described embodiments and modifications are in the high-side drive mode, but the present invention can be similarly applied to devices in the low-side drive mode. An example of the drive circuit portion in the case of the low-side drive mode is as shown in FIG.
[0078]
In FIG. 8, elements having the same functions as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, but the output transistor Tr1 is an N-channel MOS transistor because of the low-side drive configuration. FIG. 8A shows a configuration example in the case where the early cut-off arc is not performed, and FIG. 8B shows a configuration example in the case where the early cut-off arc is executed. In the configuration example of FIG. 8B, when performing quick cut-off arcing, a flyback current is circulated to the coil L through the diode D2 and the Zener diode ZD.
[0079]
On the other hand, the present invention is not limited to a device that controls a solenoid valve, but can be similarly applied to devices that control other inductive loads such as a buzzer, a lamp, and a motor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a configuration of a solenoid valve control device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a flowchart showing processing executed by a microcomputer of the electromagnetic valve control device of the first embodiment.
FIG. 3 is a time chart showing the operation of the electromagnetic valve control device of the first embodiment.
FIG. 4 is a configuration diagram showing a configuration of a solenoid valve control device of a second embodiment.
FIG. 5 is a flowchart showing processing executed by a microcomputer of the electromagnetic valve control device of the second embodiment.
FIG. 6 is a configuration diagram showing a configuration of a solenoid valve control device of a third embodiment.
FIG. 7 is a configuration diagram illustrating a configuration of a solenoid valve control device according to a fourth embodiment.
FIG. 8 is an explanatory view illustrating a modified solenoid valve control device.
FIG. 9 is a configuration diagram illustrating a configuration example of a conventional solenoid valve control device.
10 is a time chart showing the operation of the electromagnetic valve control device of FIG. 9;
[Explanation of symbols]
L: solenoid valve coil, 11: microcomputer (microcomputer), 13, 19 ... inverting circuit, 14 ... signal line, 16 ... input circuit, 15, 17, 21, 23 ... resistor, D1, D2 ... diode, ZD ... Zener diode, Tr1 ... output transistor, Tr2 ... PNP bipolar transistor, Tr3 ... N-channel MOS transistor, 25 ... temperature detection circuit, 27 ... Nand circuit

Claims

Between the power supply voltage and a reference voltage lower than the power supply voltage, an inductive load and an output transistor that flows current to the inductive load when turned on are connected in series,
A control means for controlling a current flowing through the inductive load by turning on / off the output transistor during a control period in which energization to the inductive load is to be controlled;
Furthermore, the path between the output terminal connected to the inductive load of the two output terminals of the output transistor and the voltage on the opposite side of the inductive load from the output transistor side, A flywheel diode for circulating a flyback current due to the counter electromotive force of the inductive load to the inductive load when the output transistor is turned off, and an energization permission transistor for cutting off the path by turning off the output transistor are connected in series. An inductive load control device provided,
Comprising inversion driving means for driving the energization permission transistor in a state opposite to the output transistor at least during the control period;
An inductive load control device.

The inductive load control device according to claim 1,
The flywheel diode is a Schottky diode;
An inductive load control device.

In the inductive load control device according to claim 1 or 2,
The control means includes a microcomputer, and the microcomputer functions as the inversion driving means;
An inductive load control device.

In the inductive load control device according to any one of claims 1 to 3,
Temperature detecting means for detecting the temperature of the flywheel diode or the ambient temperature of the flywheel diode;
The inversion driving unit drives the energization permission transistor in a state opposite to the output transistor for at least the control period when the temperature detected by the temperature detection unit is equal to or higher than a specified value, and detects the temperature. If the temperature detected by the means is lower than a specified value, leave the energization permission transistor on for at least the control period;
An inductive load control device.

In the inductive load control device according to claim 1 or 2,
The inversion driving means is a hardware circuit that drives the energization permission transistor in a state opposite to the output transistor based on a signal output by the control means to turn on / off the output transistor;
An inductive load control device.

In the inductive load control device according to any one of claims 1 to 5,
One of the two output terminals of the output transistor is connected to a signal line that is conducted to the output terminal connected to the inductive load, and the other output terminal of the output transistor (hereinafter referred to as a non-load side). A voltage stabilizing resistor with the other end connected to the voltage of the output terminal)
The apparatus is configured to determine the presence or absence of a disconnection failure of the inductive load based on a voltage of the signal line in a state where both the output transistor and the energization permission transistor are both turned off. ,
An inductive load control device.