JP3986809B2 - Three-phase electromagnetic equipment - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、リアクタンスを可変できる三相形の電磁機器に関する。さらに、主巻線の励磁電流に影響されることなく、高調波歪みの少ない、鉄心の突き合わせ面に絶縁フィルムを必要としない、電力系統に直列に接続可能な三相形の電磁機器に関する。
【0002】
【従来の技術】
リアクタンスを可変する従来の技術としては、本出願人が先に提案した線形可変リアクトル(特開平09−330829号公報)や誘導性素子(特開平09−129450号公報)がある。
【0003】
図8は、線形可変リアクトルの一実施例を示す斜視図で、この線形可変リアクトルは、図8に示すように、主巻線32が巻回された第1のU形カットコア31と、制御巻線34が巻回された第2のU形カットコア33から構成され、これら第1及び第2のU形カットコア31、33は、そのカット面同志を互いに対向させ、且つ、第1のU形カットコア31に対して第2のU形カットコア33を捩じり方向に90°回転させた状態で接触させている。カット面同志の4面の接触面36は、主巻線32、制御巻線34の各々に電圧e1、e2を印加して発生する磁束φ1、φ2の全てが通る共通磁路となる。そこで、制御巻線34の電流i2で当該共通磁路を磁気飽和させることにより主巻線32による磁束の磁路を楔形の間隙35に移行させることができ、制御巻線34の励磁電流を変えることにより、主巻線32のリアクタンスを線形に可変させることができる。
【0004】
図9は、誘導性素子の一実施例を示す斜視図で、この誘導性素子は、図9に示すように、E型コア42とI型コア43とからなるEI型コア44に主巻線45と制御用巻線46を巻回した構成であり、主巻線に交流電源を接続することにより、巻線部45aによる磁束φ1及び巻線部45bによる磁束φ2が発生する。ここで、E型コア42の中枠49に巻回された制御用巻線に制御電流を流すと磁束φ3が発生するが、外枠47と外枠48を等断面積とすることにより、外枠47内には磁束φ1に磁束φ3の1/2を加算した磁束が通過し、外枠48内には磁束φ2に磁束φ3の1/2を差し引いた磁束が通過する。このとき、外枠47の端部47aに前記加算磁束が集中し、先端部が磁気飽和して外枠47の透磁率が減少しインダクタンスが低下する。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記線形可変リアクトルは、第1及び第2のU形カットコアの共通磁路を制御巻線の励磁電流により磁気飽和させ透磁率を制御することによりリアクタンスを可変しており、また、上記誘導性素子についても、主磁束と制御磁束により外枠先端部を磁気飽和させ透磁率を制御することによりリアクタンスを可変している。このため、共に、主巻線に流れる負荷電流が増加すると、負荷電流により磁気飽和現象が生じてしまい、制御巻線の励磁電流によるリアクタンス制御が困難になるという課題があった。
【0006】
また、上記線形可変リアクトルは、U形カットコアの磁心接合面において積層鋼板が互いに直交することから、磁心の接合面において生ずる渦電流発生の対策として、突き合わせ面における積層鋼板間の短絡を防止するため接合面に絶縁フィルムを挿入しているが、十分な耐久性をもつ絶縁フィルム材料を確保することが困難であり、また、絶縁フィルムを介在させると磁気回路の磁気抵抗が増大し、大きなリアクタンスの変化が困難となるという課題があった。
【0007】
さらに、上記線形可変リアクトル及び誘導性素子は、共に単相型であることから電力系統に使用する場合には3台で三相構成する必要があり、重量や容積の観点から三相一体構成の電磁機器が望まれていた。
【0008】
そこで、本発明は、上記課題に鑑み、主巻線に流れる負荷電流による影響が少なく、磁気回路構造及び巻線の巻装構造が簡単で、三相一体構造を構成でき、且つ、絶縁フィルムを必要としないで高調波を低減させ、リアクタンスを可変できる電磁機器を提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、各端が対をなす磁路を形成する3つのH状脚部と、これらH状脚部の各端側を連結して閉磁路を形成する2つの枠部とから成る三相電磁路を有し、前記H状脚部の一方の連結端側において、前記H状脚部の対をなす磁路の各磁路に三相交流電源の各相に対応する主巻線を巻回して有するとともに、前記H状脚部の他方の連結端側において、前記H状脚部の対をなす磁路の各磁路に制御巻線を巻回して有し、前記主巻線は前記一対の磁路に生じる主磁束が同一方向になるように直列又は並列に接続し、前記制御巻線は前記主磁束によって生じる誘起電圧が互いに打消されるように直列に接続してなり、前記制御巻線の開放端子側に制御回路を接続し、直流制御電流を供給することにより、前記主磁束と制御磁束の共通磁路の磁気抵抗を制御し主巻線のリアクタンスを連続的に可変することを特徴としたものである。
【0010】
請求項2の発明は、請求項1の発明において、前記3つのH状脚部は、それぞれ個別の3つのH状鉄心から成り、前記枠部はそれぞれ別個の2つのI状鉄心から成り、前記H状鉄心とI状鉄心の連結部においてこれら鉄心の積層鋼板を互いに平行になるように突き合わせて形成したことを特徴としたものである。
【0011】
請求項3の発明は、請求項1又は2の発明において、前記各脚部(各相)の主巻線を巻回した各々の磁路に二次巻線を巻回し、前記主巻線のリアクタンスを連続的に可変することに加え、該主巻線に変圧機能を持たせたことを特徴としたものである。
【0012】
請求項4の発明は、請求項1又は2の発明において、前記各脚部(各相)に二次巻線を巻回し、前記主巻線のリアクタンスを連続的に可変することに加え、該主巻線に変圧機能を持たせたことを特徴としたものである。
【0013】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明による三相形電磁機器の電磁鉄心及び巻線の基本構成例を示す図、図2は、図1で示した三相形電磁機器を等価的に回路表示した回路構成図である。
本発明による三相形電磁機器を構成する電磁磁心は、各端(両端)に対をなす磁路を有する3つのH状脚部(磁心)、すなわち、第1のH状磁心4aと第2のH状磁心4bと第3のH状磁心4cと、これらH状磁心の各(両)端部を連結して閉磁路を形成する2つのI状磁心、すなわち、第1のI状磁心5aと第2のI状磁心5bとより成り、それぞれのH状磁心4a,4b,4cにおいて、鉄心窓部が2個所形成されるように対称に対向させ、第1のH状磁心4aとI状磁心5a及び5bの連結部、及び第2のH状磁心4bとI状磁心5a及び5bの連結部、及び第3のH状磁心4cとI状磁心5a及び5bの連結部は、磁心を構成する各々の積層鋼板を平行になるように突き合わせて構成する。
【0014】
第1のH状磁心4aを構成する2対の脚のうちの一方の対の各々の脚(磁路)に主巻線1aa及び主巻線1abを巻回し、主巻線1aa及び1abを、両主巻線から生じる磁束φa1及びφa2が同方向になるように直列又は並列に接続する。
第1のH状磁心4aの残る他の対の各々の脚(磁路)には、それぞれ制御巻線2aa及び2abを巻回し、主巻線1aa及び1abによる磁束で制御巻線2aa及び2abに生じる誘起電圧が互いに打消されるように両制御巻線を直列に接続し、その開放端子側に制御回路3を接続する。
同様に第2のH状磁心4bには、主巻線1ba及び1bb並びに制御巻線2ba及び2bbを巻回し、第3のH状磁心4cには、主巻線1ca及び1cb並びに制御巻線2ca及び2cbを巻回する。
【0015】
図1において、それぞれのH状磁心に巻回して接続した主巻線の開放端子に三相交流電源を接続し、それぞれの主巻線に図示矢印方向の電流ILa、ILb、ILcが流れていたとする。なお、図示の電流矢印方向を正サイクルとした場合、負サイクルでは逆方向の電流が流れる。
【0016】
今、主巻線に三相電流ILa、ILb、ILcが流れると磁心4a、4b、4cにそれぞれ各相の主磁束φa1/φa2、φb1/φb2、φc1/φc2が発生し、これら各相の主磁束は、それぞれ各相の制御巻線が巻回された磁心部を経て枠部5a、5bに至り三相閉磁路を還流する。
各相の制御巻線を巻回した磁心は、それぞれ制御磁束φca、φcb、φccと上記各相の主磁束との共通磁路となる。
【0017】
以下、第1のH状磁心4a部について説明すると、制御巻線に直流制御電流を流さない場合には主巻線1aa/1abには磁心の磁気抵抗に応じたリアクタンスが生じる。
主巻線電流ILaを流した状態で制御巻線に直流制御電流Icaを流すと、制御巻線2aa及び2abにおいて、制御巻線の巻数と制御電流Icaの積で表される起磁力が発生することで、制御巻線磁束φcaと主磁束φa1及びφa2が同方向となる共通磁路部分の磁束密度が大となって透磁率が変化し、主磁束が制御されリアクタンスが低下する。
【0018】
主巻線電流ILaあるいは直流制御電流Icaを増加させることにより共通磁路が磁気飽和状態になると、主巻線1aa及び1abより発生する主磁束は、H状磁心中央部が連結しているため、増加する主磁束φa1及びφa2は磁心連結部で互いに相殺され、磁路は完全な磁気飽和状態に至らず一定の磁束密度に保たれる。
【0019】
一対の主巻線1aa及び1abによる主磁束の増加分が制御巻線を巻回した磁路を通過しないので、互いの主巻線の起磁力を相殺することになる。
更に、主巻線電流ILaが増加しても、磁路が一定の磁束密度に保たれるように、増加する主巻線1aaによる主磁束と主巻線1abによる主磁束は相殺されるため、直流制御電流Icaを制御することにより主磁束が制御でき、リアクタンスを可変することができる。
即ち、主巻線電流に拘わらず、制御巻線に直流制御電流Icaを流すことでリアクタンスを可変することができる。
【0020】
上述のように、リアクタンスを制御する共通磁路部が完全な磁気飽和状態に至らないので、高調波電流の抑制された電磁機器を実現することができる。
このことは、同様に他のH状磁心部についても成り立つことから、主巻線電流に拘わらず、高調波電流を抑制し、リアクタンスを可変できる三相形の電磁機器として機能することができる。
【0021】
図3(A)は、本発明によるリアクタンスの制御特性例を示したものであり、縦軸は主巻線のリアクタンス、横軸は直流制御電流で、直流制御電流Icを増加させることにより、リアクタンスを可変できることがわかる。
図3(B)は、本発明によるリアクタンスの磁化特性を示したもので、縦軸は主巻線部の磁束密度B、横軸は主巻線の磁化力Hを表している。
直流制御電流Icが少ない場合には磁化特性の非線形が生じているものの、制御電流を増加させることにより、主磁束が相殺されて磁束の増加を抑制し、磁化特性の非線形性が改善されることが確認でき、これにより高調波歪みが減少することがわかる。
【0022】
以上のように、本発明によると、直流制御電流を調整することにより主磁束を制御するとともに、主巻線間の主磁束を相殺することにより、主巻線電流の影響を受けずに高調波を低減させてリアクタンスを高速且つ連続的に可変することができる。
また、図4に示すように、3つの個別のH状磁心4a、4b、4cと2つの個別のI状磁心5a、5bの簡単な構成により、部品を用い、これら磁心を構成する積層鋼板を平行になるように突き合せて組合せることにより、容易に本三相形電磁機器を構成することができる。
【0023】
図5は、図1で示した磁路巻線構成において、電磁機器を構成する主巻線を一次巻線10とし、一次巻線10aaを巻回した脚(磁路)に二次巻線11aa、一次巻線10abを巻回した脚に二次巻線11ab、一次巻線10baを巻回した脚に二次巻線11ba、一次巻線10bbを巻回した脚に二次巻線11bb、一次巻線10caを巻回した脚に二次巻線11ca、一次巻線10cbを巻回した脚に二次巻線11cbを巻回して一次巻線と同様に接続して構成した三相形の電磁機器である。
【0024】
図5において、一次巻線に三相交流電源を接続し二次巻線には三相負荷を接続し、それぞれの二次巻線に図示矢印方向の電流ILa2、ILb2、ILc2が流れていたとする。
【0025】
以下、第1のH状磁心部について説明する。
制御電流を流さない場合には、一次巻線10aa及び10abには、上記二次電流で発生した磁束を打消すように一次電流ILa1が流れ、全体として変圧器動作を示す。制御巻線に直流制御電流Icaを流すと、制御巻線の巻数と制御電流Icaの積で表される起磁力が発生することで透磁率が変化し、主磁束が制御される。このため、一次巻線には制御電流の制御に伴う主磁束の減少に応じて、一次巻線の端子間電圧を維持するために必要な主磁束を発生させるために励磁電流が増加する。
【0026】
即ち、変圧器としての変圧機能に加えて、制御電流を調整することで主巻線のリアクタンスを連続的に可変して一次側に流入する無効電流の調整が可能となる。このことは、同様に他のH状磁心部についても成り立つことから、変圧器としての変圧機能に加えて、リアクタンスを可変できる三相形の電磁機器として機能することができる。
【0027】
図6は、図1で示した磁路巻線構成において、電磁機器を構成する主巻線を一次巻線10とし、一次巻線10aaと10abを巻回した脚に二次巻線11a、一次巻線10baと10bbを巻回した脚に二次巻線11b、一次巻線10caと10cbを巻回した脚に二次巻線11cを巻回して構成した三相形の電磁機器である。
【0028】
図5と同様に変圧器としての変圧機能に加えて、制御電流を調整することで主巻線のリアクタンスを連続的に可変して一次側に流入する無効電流の調整が可能となる。さらに、二次巻線の配置位置を変えることにより、制御電流を調整することにより生ずる漏洩磁束の二次巻線への鎖交磁束量を制御することにより、上記に加え二次電圧も連続的に可変できる三相形の電磁機器として機能することができる。
なお、図5及び図6に示した巻線構成を組み合わせた構成としても変圧器として動作することは明らかである。
【0029】
(適用例)
図7は、本発明の三相形電磁機器の無効電力補償装置への適用例である。図7において、三相形電磁機器12と電力用コンデンサ13を並列に接続し、送電線路(交流系統)に並列に挿入し、三相形電磁機器の制御により、系統に生じる遅相から進相の無効電力を連続的に補償するようにしたものである。
【0030】
【発明の効果】
以上に詳述したように、本発明によれば、タップを設けることなく、負荷電流の有無に拘わらず、高調波電流を抑制し、広範囲にリアクタンスを可変する三相形の電磁機器を実現することができ、近年の電力需要の増大や負荷の多様化により、系統電圧の変動等負荷の多様化に対応できるフレキシブルな電力設備の提供がはかられ、電力系統の電圧の安定化に寄与できる。
なお、この他、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 請求項1又は2の発明による三相形電磁機器の基本構成例を示す接続図である。
【図2】 図1に示した三相形電磁機器の等価回路を示す回路構成図である。
【図3】 三相形電磁機器の制御特性例を示す図である。
【図4】 請求項2の発明による三相形電磁機器の基本構成例を示す接続図である。
【図5】 請求項3の発明による三相形電磁機器の基本構成例を示す接続図である。
【図6】 請求項4の発明による三相形電磁機器の基本構成例を示す接続図である。
【図7】 本発明の無効電力補償装置への適用例を示す回路構成図である。
【図8】 本出願人が先に提案した従来の線形可変リアクトルの一例を示す斜視図である。
【図9】 従来の誘導性素子の一例を示す斜視図である。
【符号の説明】
1(1aa〜1cb)…主巻線、2(2aa〜2cb)…制御巻線、3…制御回路、4(4a〜4c)…H状磁心、5(5a,5b)…I状磁心、6…磁心、10(10aa〜10cb)…一次巻線、11(11aa〜11cb)…二次巻線、12…三相形電磁機器、13…電力用コンデンサ、31…第1のU形カットコア、32…主巻線、33…第2のU形カットコア、34…制御巻線、35…楔形間隙、36…カット面同士の接触面、42…E型コア、43…I型コア、44…EI型コア、45…主巻線、46…制御用巻線、47…外枠、48…外枠、49…中枠。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a three-phase electromagnetic device whose reactance can be varied. Furthermore, the present invention relates to a three-phase electromagnetic device that can be connected in series to a power system without being affected by the excitation current of the main winding, with less harmonic distortion, and without requiring an insulating film on the butt surface of the iron core.
[0002]
[Prior art]
As conventional techniques for changing reactance, there are a linear variable reactor (Japanese Patent Laid-Open No. 09-330829) and an inductive element (Japanese Patent Laid-Open No. 09-129450) previously proposed by the present applicant.
[0003]
FIG. 8 is a perspective view showing an embodiment of the linear variable reactor. As shown in FIG. 8, the linear variable reactor includes a first U-shaped cut
[0004]
FIG. 9 is a perspective view showing an embodiment of the inductive element. As shown in FIG. 9, the inductive element has an
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the linear variable reactor varies the reactance by magnetically saturating the common magnetic path of the first and second U-shaped cut cores with the excitation current of the control winding and controlling the permeability. The reactance of the inductive element is also varied by magnetically saturating the outer frame tip with the main magnetic flux and the control magnetic flux to control the magnetic permeability. For this reason, when the load current flowing through the main winding increases, a magnetic saturation phenomenon occurs due to the load current, and there is a problem that reactance control by the excitation current of the control winding becomes difficult.
[0006]
Further, the linear variable reactor prevents the short circuit between the laminated steel sheets on the butt surface as a countermeasure against the generation of eddy currents generated on the magnetic core joining surface because the laminated steel sheets are orthogonal to each other on the magnetic core joining surface of the U-shaped cut core. For this reason, an insulating film is inserted on the joint surface, but it is difficult to secure an insulating film material having sufficient durability. In addition, if an insulating film is interposed, the magnetic resistance of the magnetic circuit increases and a large reactance is obtained. There was a problem that it would be difficult to change.
[0007]
Furthermore, since the linear variable reactor and the inductive element are both single-phase type, it is necessary to form a three-phase structure with three units when used in a power system. Electromagnetic equipment was desired.
[0008]
Therefore, in view of the above problems, the present invention is less affected by the load current flowing in the main winding, the magnetic circuit structure and the winding structure of the winding are simple, can form a three-phase integrated structure, and an insulating film is provided. An object of the present invention is to provide an electromagnetic device that can reduce harmonics and change reactance without being required.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
The invention of
[0010]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the three H-shaped leg portions are each composed of three individual H-shaped iron cores, and the frame portion is composed of two separate I-shaped iron cores, The laminated steel plates of these iron cores are formed so as to be parallel to each other at the connecting portion between the H-shaped iron core and the I-shaped iron core.
[0011]
According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the present invention, a secondary winding is wound around each magnetic path around which the main winding of each leg (each phase) is wound. In addition to continuously changing the reactance, the main winding is provided with a transforming function.
[0012]
The invention of
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration example of an electromagnetic core and windings of a three-phase electromagnetic device according to the present invention, and FIG. 2 is a circuit configuration diagram equivalently displaying a circuit of the three-phase electromagnetic device shown in FIG. .
The electromagnetic core constituting the three-phase electromagnetic device according to the present invention has three H-shaped leg portions (magnetic cores) having a magnetic path paired at each end (both ends), that is, the first H-shaped
[0014]
The main winding 1aa and the main winding 1ab are wound around each leg (magnetic path) of one of the two pairs of legs constituting the first H-shaped
The control windings 2aa and 2ab are wound around the legs (magnetic paths) of the remaining pairs of the first H-shaped
Similarly, main windings 1ba and 1bb and control windings 2ba and 2bb are wound around the second H-shaped
[0015]
In FIG. 1, a three-phase AC power source is connected to the open terminals of the main windings wound and connected to the respective H-shaped magnetic cores, and currents ILa, ILb, and ILc in the directions indicated by the arrows flow through the respective main windings. To do. When the current arrow direction shown in the figure is a positive cycle, a current in the reverse direction flows in the negative cycle.
[0016]
Now, the main winding to a three-phase current ILa, ILb, ILc flows the
The magnetic core wound with the control winding of each phase serves as a common magnetic path for the control magnetic fluxes φca, φcb, φcc and the main magnetic flux of each phase.
[0017]
Explaining the first H-shaped
When a DC control current Ica is supplied to the control winding while the main winding current ILa is supplied, a magnetomotive force represented by the product of the number of turns of the control winding and the control current Ica is generated in the control windings 2aa and 2ab. As a result, the magnetic flux density of the common magnetic path portion in which the control winding magnetic flux φca and the main magnetic fluxes φa1 and φa2 are in the same direction is increased, the magnetic permeability is changed, the main magnetic flux is controlled, and the reactance is lowered.
[0018]
When the common magnetic path is in a magnetic saturation state by increasing the main winding current ILa or the direct current control current Ica, the main magnetic flux generated from the main windings 1aa and 1ab is connected to the central portion of the H-shaped magnetic core. The increasing main magnetic fluxes φa1 and φa2 cancel each other at the magnetic core connecting portion, and the magnetic path does not reach a complete magnetic saturation state but is maintained at a constant magnetic flux density.
[0019]
Since the increase in the main magnetic flux due to the pair of main windings 1aa and 1ab does not pass through the magnetic path wound around the control winding, the magnetomotive forces of the main windings cancel each other.
Further, even if the main winding current ILa increases, the main magnetic flux due to the increasing main winding 1aa and the main magnetic flux due to the main winding 1ab cancel each other so that the magnetic path is maintained at a constant magnetic flux density. By controlling the DC control current Ica, the main magnetic flux can be controlled and the reactance can be varied.
That is, regardless of the main winding current, the reactance can be varied by passing the DC control current Ica through the control winding.
[0020]
As described above, since the common magnetic path portion for controlling the reactance does not reach a complete magnetic saturation state, an electromagnetic device in which harmonic current is suppressed can be realized.
Since this also holds true for other H-shaped magnetic cores, it can function as a three-phase electromagnetic device that can suppress harmonic current and vary reactance regardless of the main winding current.
[0021]
FIG. 3A shows an example of reactance control characteristics according to the present invention. The vertical axis represents the reactance of the main winding, the horizontal axis represents the direct current control current, and the direct current control current Ic is increased to increase the reactance. It can be seen that can be varied.
FIG. 3B shows the reactance magnetization characteristic according to the present invention. The vertical axis represents the magnetic flux density B of the main winding portion, and the horizontal axis represents the magnetization force H of the main winding.
When the DC control current Ic is small, non-linearity of the magnetization characteristic occurs, but by increasing the control current, the main magnetic flux is canceled and the increase of the magnetic flux is suppressed, and the non-linearity of the magnetization characteristic is improved. It can be seen that this reduces the harmonic distortion.
[0022]
As described above, according to the present invention, the main magnetic flux is controlled by adjusting the direct current control current, and the main magnetic flux between the main windings is canceled, so that the harmonics are not affected by the main winding current. The reactance can be varied at high speed continuously.
Moreover, as shown in FIG. 4, the laminated steel plate which comprises these magnetic cores by using components with a simple configuration of three individual H-shaped
[0023]
FIG. 5 shows the configuration of the magnetic path winding shown in FIG. 1, in which the main winding constituting the electromagnetic device is the primary winding 10 and the secondary winding 11aa on the leg (magnetic path) around which the primary winding 10aa is wound. The secondary winding 11ab is wound around the leg wound with the primary winding 10ab, the secondary winding 11ba is wound around the leg wound with the primary winding 10ba, the secondary winding 11bb is wound around the leg wound with the primary winding 10bb, A three-phase electromagnetic device constructed by connecting the secondary winding 11ca to the leg wound with the winding 10ca and connecting the secondary winding 11cb to the leg wound with the primary winding 10cb in the same manner as the primary winding. It is.
[0024]
In FIG. 5, it is assumed that a three-phase AC power source is connected to the primary winding and a three-phase load is connected to the secondary winding, and currents ILa2, ILb2, and ILc2 in the directions indicated by the arrows flow through the respective secondary windings. .
[0025]
Hereinafter, the first H-shaped magnetic core will be described.
When the control current is not passed, the primary current ILa1 flows through the primary windings 10aa and 10ab so as to cancel the magnetic flux generated by the secondary current, and the transformer operation is shown as a whole. When the DC control current Ica is passed through the control winding, the magnetic permeability is changed by the generation of magnetomotive force represented by the product of the number of turns of the control winding and the control current Ica, and the main magnetic flux is controlled. For this reason, in accordance with the decrease in the main magnetic flux accompanying the control of the control current, the exciting current increases in order to generate the main magnetic flux necessary for maintaining the voltage between the terminals of the primary winding.
[0026]
That is, in addition to the transformation function as a transformer, the reactive current flowing into the primary side can be adjusted by continuously adjusting the reactance of the main winding by adjusting the control current. Since this holds true for other H-shaped magnetic cores as well, in addition to the transformer function as a transformer, it can function as a three-phase electromagnetic device with variable reactance.
[0027]
FIG. 6 shows that the main winding constituting the electromagnetic device is the primary winding 10 in the magnetic path winding configuration shown in FIG. 1, and the secondary winding 11a and the primary winding are wound around the legs wound with the primary windings 10aa and 10ab. This is a three-phase electromagnetic device configured by winding a secondary winding 11b around a leg around which the windings 10ba and 10bb are wound and a secondary winding 11c around the leg around which the primary windings 10ca and 10cb are wound.
[0028]
Similar to FIG. 5, in addition to the transformer function as a transformer, the reactive current flowing into the primary side can be adjusted by continuously changing the reactance of the main winding by adjusting the control current. In addition to the above, the secondary voltage is continuously increased by changing the position of the secondary winding to control the amount of flux linkage to the secondary winding caused by adjusting the control current. It can function as a three-phase electromagnetic device that can be varied.
It should be noted that a configuration combining the winding configurations shown in FIGS. 5 and 6 operates as a transformer.
[0029]
(Application example)
FIG. 7 shows an application example of the three-phase electromagnetic device of the present invention to a reactive power compensator. In FIG. 7, a three-phase
[0030]
【The invention's effect】
As described in detail above, according to the present invention, it is possible to realize a three-phase electromagnetic device capable of suppressing a harmonic current and varying a reactance over a wide range regardless of the presence or absence of a load current without providing a tap. With the recent increase in power demand and diversification of loads, it is possible to provide flexible power equipment that can cope with the diversification of loads such as fluctuations in the system voltage, thereby contributing to the stabilization of the voltage of the power system.
In addition, various modifications can be made without departing from the scope of the invention.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a connection diagram showing a basic configuration example of a three-phase electromagnetic device according to the invention of
2 is a circuit configuration diagram showing an equivalent circuit of the three-phase electromagnetic device shown in FIG. 1. FIG.
FIG. 3 is a diagram showing an example of control characteristics of a three-phase electromagnetic device.
4 is a connection diagram showing a basic configuration example of a three-phase electromagnetic device according to the invention of
5 is a connection diagram showing a basic configuration example of a three-phase electromagnetic device according to the invention of
6 is a connection diagram showing a basic configuration example of a three-phase electromagnetic device according to the invention of
FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing an application example of the present invention to a reactive power compensator.
FIG. 8 is a perspective view showing an example of a conventional linear variable reactor previously proposed by the present applicant.
FIG. 9 is a perspective view showing an example of a conventional inductive element.
[Explanation of symbols]
1 (1aa to 1cb) ... main winding, 2 (2aa to 2cb) ... control winding, 3 ... control circuit, 4 (4a to 4c) ... H-shaped magnetic core, 5 (5a, 5b) ... I-shaped magnetic core, 6 ... Magnetic core, 10 (10aa to 10cb) ... Primary winding, 11 (11aa to 11cb) ... Secondary winding, 12 ... Three-phase electromagnetic device, 13 ... Power capacitor, 31 ... First U-shaped cut core, 32 ... Main winding, 33 ... Second U-shaped cut core, 34 ... Control winding, 35 ... Wedge-shaped gap, 36 ... Contact surface between cut surfaces, 42 ... E-type core, 43 ... I-type core, 44 ... EI Mold core, 45 ... main winding, 46 ... control winding, 47 ... outer frame, 48 ... outer frame, 49 ... middle frame.
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