JP3977666B2

JP3977666B2 - Inverter cooker

Info

Publication number: JP3977666B2
Application number: JP2002054419A
Authority: JP
Inventors: 照也田中; 等滝本; 秀竹林
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-02-28
Filing date: 2002-02-28
Publication date: 2007-09-19
Anticipated expiration: 2022-02-28
Also published as: JP2003257604A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブリッジ型インバータ回路を備えたインバータ調理器に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
図２５には、インバータ調理器である電磁調理器が示されている。同図において、直流電源回路１は、例えば１００Vの商用交流電源２を平滑・整流して直流電源を発生するものであり、整流のためのダイオードブリッジ３と、平滑のためのリアクタ４及びコンデンサ５とを備えて構成されている。前記リアクタ４にはノイズを抑える機能もある。
【０００３】
インバータ回路６は、加熱コイル７と共振用コンデンサ８とスイッチング素子９、１０とを有して構成され、各スイッチング素子９、１０には、フリーホイールダイオード１１、１２が逆並列接続されている。上記スイッチング素子９、１０は駆動部１３によりオンオフされるものであり、例えば図２６に示すように、デッドタイムを置いて交互にオンオフさせることにより、加熱コイル７に高周波電流を流し、鍋１４を誘導加熱する。
【０００４】
上述した電磁調理器では、通常は、上記インバータ回路６のスイッチング素子９、１０の駆動周波数（オンオフ周波数）を変えることにより、入力電力４００W〜３ｋWの間で連続的に入力調整が行われる構成である。なお、入力電力４００w未満とする場合には、インバータ回路６を断続的に運転するようにしているが、加熱が断続となってしまう不具合があり、入力を高入力から低入力まで連続して調整したいという要望がある。
【０００５】
ここで、駆動周波数変更による連続調整により入力電力を４００W以下に調整するには、スイッチング素子９、１０の駆動周波数が高くなり過ぎてしまい、これでは、スイッチング損失が増え、冷却装置が大型化して、実用的ではない。
【０００６】
そこで、オンデューティー比を一義的に小さくして（駆動パルス幅を相対的に小さくする）スイッチング素子９、１０の駆動周波数を高入力から低入力まで変える方式とすると、入力電力が５０W程度でも、駆動周波数を１００ｋHzといった高周波数にせずに済む。
【０００７】
しかしこの場合、逆に高入力領域では、下アームのスイッチング素子１０がオンするとき、上アームのフリーホイールダイオード１１の逆回復時間の間（フリーホイールダイオードが逆導通している間）上下短絡が発生し、上アームのスイッチング素子９がオンするとき、下アームのフリーホイールダイオード１２の逆回復時間の間上下短絡が発生する。このため、インバータ損失が増大して、短絡電流によりノイズが発生する。
【０００８】
図２７は、上記ノイズ防止のためにスナバコンデンサ１５aを備えたスナバ回路１５を設ける構成が考えられるが、この場合も、一定デューティー比での駆動周波数の連続調整では、上述と同様に短絡電流が発生する。図２８には各スイッチング素子９、１０のスイッチングの様子とインバータ回路６に流れる電流の様子とをモード（a）〜（j）に分けて示している。また、図２９には、各スイッチング素子９、１０のオンオフの様子（ベース電圧VGE1、VGE2）と、電流IL、電流Ic１と、スイッチング素子１０のコレクタ・エミッタ間電圧VCE2との関係を示している。なお、この図２９のタイミングa〜jは上記各モード（a）〜（j）のタイミングに合致している。
【０００９】
入力（入力電流IL）が大きくなると、モード（i）からモード（j）に移行するときに、スナバコンデンサ１５aに充電電流が流れ、電圧が低下している途中でスイッチング素子９がオンするため大きな短絡電流が流れ、このスイッチング素子９を破壊するおそれがある。
【００１０】
また、モード（ｄ）からモード（e）に移行するときに、スナバコンデンサ１５aに充電電流が流れ、電圧が上昇している途中にスイッチング素子１０がオンするため大きな短絡電流が流れ、このスイッチング素子１０を破壊するおそれがある。また、駆動周波数を変えずに駆動パルス幅のみを変える方式もあるが、この場合には高入力から低入力までカバーすることができないものである。
【００１１】
なお、駆動周波数の変更制御の場合、その回路の特性上、インバータ回路６の発振周波数が設定値を超えてしまうことがあり、インバータ回路６における共振回路が誘導性から容量性に変化して回路の損失が増えることがあった。
【００１２】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、駆動周波数が過度に高くなったり短絡電流が流れたりすることなく、高入力から低入力まで連続可変できるインバータ調理器を提供するにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、加熱コイルまたは高周波トランスと共振用コンデンサと複数のスイッチング素子とを有しこのスイッチング素子を交互にスイッチング駆動することに基づいて高周波電力を発生するブリッジ型インバータ回路と、
前記スイッチング素子の少なくとも一方に設けたスナバ回路と、
前記スイッチング素子の駆動周波数を制御する駆動周波数制御手段と、
前記スイッチング素子の駆動パルス幅を制御する駆動パルス幅制御手段と、
入力電力を検出する入力検出手段と
を備え、
前記駆動周波数制御手段により、高入力領域と低入力領域との入力調整を行い、且つ、前記駆動パルス幅制御手段は、低入力領域のみで動作し、
該低入力領域では、前記入力検出手段により検出した入力電力が低くなるにつれ、駆動パルス幅を小さくしながら駆動周波数を順次上げるところに特徴を有する。
【００１４】
入力電力は、入力設定により変更されたり、あるいは、負荷によって変化したりする。この場合、一定デューティー比での駆動周波数の調整のみで入力を変更しようとすると、周波数が高くなり過ぎたり、短絡電流が流れたりする。しかるに、この請求項１の発明においては、動周波数制御手段により、高入力領域と低入力領域との入力調整を行い、且つ、前記駆動パルス幅制御手段は、低入力領域のみで動作し、該低入力領域では、入力検出手段により検出した入力電力が低くなるにつれ、駆動パルス幅を小さくしながら駆動周波数を順次上げるから、周波数が過度に高くならずに且つ短絡電流が発生することなく入力を低領域から高領域まで連続的に変更することが可能となる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を例えば２口のクッキングヒータに適用した場合の第１の実施例につき図１ないし図４を参照して説明する。図２には、ビルトインタイプのクッキングヒータ２０の外観を示している。この図２において、トッププレート２１の上面には、３か所に鍋載置部２２a、２２ｂ、２２cが印刷により表示されている。このうち、左右の鍋載置部２２a、２２ｂの下方には、それぞれ加熱コイル２３、２３（図１参照）が配設されており、中央の鍋載置部２２ｃの下方には図示しないニクロム線ヒータが配設されている。
【００２９】
クッキングヒータ２０の前面部には、左側にロースタ２４が配設され、右側には操作パネル２５が配設されている。この操作パネル２５には、各種のスイッチやダイヤルなどの操作部２６が設けられており、この操作部２６には加熱コイル２３、２３のいわゆる火力コントロールのための入力設定手段たる入力設定器２６aが設けられている。なお前記鍋載置部２２a、２２bには負荷である鍋２７、２７が載置されるものである。
【００３０】
次に、図1を参照して電気的構成について説明する。なお、この図１では、一方の加熱コイル２３を駆動させる構成のみを示しているが、実際には、２個の加熱コイル２３、２３及びニクロム線ヒータを駆動させるための回路が構成されたものである。直流電源回路２８は、全波整流回路２９の交流入力端子を商用交流電源３０に接続し、直流接続端子をリアクタ３１を介して平滑コンデンサ３２の両端子間に接続した構成となっている。
【００３１】
平滑コンデンサ３２の両端子間には直流母線３３a、３３ｂを介してインバータ回路３４が接続されている。このインバータ回路３４は、スイッチング素子たるＩＧＢＴ３５a、３５bと、共振コンデンサ３６と、前述の加熱コイル２３と、フリーホイールダイオード３７a、３７bとを図示のように接続して構成されている。すなわち、前記直流母線３３a、３３ｂ間には、正側及び負側のスイッチング素子たるＩＧＢＴ３５a及び３５bからなるアームが接続されており、各ＩＧＢＴ３５a、３５bにはフリーホイールダイオード３７a、３７bがそれぞれ並列に接続されている。このインバータ回路３４の出力端子には、加熱コイル２３の一端が接続され、その加熱コイル２３の他端には、共振コンデンサ３６を介して直流母線３３bに接続され、加熱コイル２３及び共振コンデンサ３６により、共振回路３８が構成されている。インバータ回路３４の各ＩＧＢＴ３５a、３５bは、駆動部３９からゲートに駆動信号が与えられるようになっている。
【００３２】
インバータ回路３４を駆動制御する主体としてのマイクロコンピュータ４０は、内部にＲＯＭ、ＲＡＭなどを備えた構成とされており、入力電力に応じてＩＧＢＴ３５a、３５bを駆動制御するものであり、駆動周波数制御手段４１、駆動パルス幅制御手段４２としての機能を備えている。また、このマイクロコンピュータ４０は切替え手段４３としての機能も備えている。前記駆動周波数制御手段４１はＩＧＢＴ３５a、３５bの駆動周波数を変更するためのものであり、駆動パルス幅制御手段４２はＩＧＢＴ３５a、３５bの駆動パルス幅を変更するためのものである。
【００３３】
切替え回路４４は、駆動周波数制御手段４１の出力と駆動パルス幅制御手段４２の出力とを切替えて駆動部３９に与えるものである。
前記入力設定器２６aは、火力たる入力電力を設定するためのものであり、例えば、図３に示すように、３kW〜５０Wの間で任意に入力電力を設定するようになっている。この入力設定器２６aによる入力設定値は前記切替え手段４３、駆動周波数制御手段４１及び駆動パルス幅制御手段４２に与えられるようになっている。
【００３４】
さて、前記マイクロコンピュータ４０における駆動周波数制御手段４１、駆動パルス幅制御手段４２及び切替え手段４３の動作を図３及び図４を参照しながら説明する。
駆動周波数制御手段４１は、入力設定器２６aによる入力設定値が８００W以上で３kW以下のときにはつまり高入力領域の場合には、入力設定値が高くなるにつれ、オンデューティー比一定のまま、駆動周波数を上げる（周期を短くする）ように制御する（図４（a）、（b）参照）。
【００３５】
駆動パルス幅制御手段４２は、入力設定器２６aによる入力設定値が８００W未満で３kW以上のときにはつまり低入力領域の場合には、入力設定値が低くなるにつれ、駆動周波数一定のまま、駆動パルス幅を小さくする（デッドタイムを大きくする）ように制御する（図４（c）、（d）参照）。
【００３６】
切替え手段４３は、入力設定器２６aによる入力設定値が８００W以上のとき（高入力領域）には、選択信号Saを出力して、切替え回路４４を、駆動周波数制御手段４１からの制御信号aを受け付けるように動作させる。駆動周波数制御手段４１は、８００W以上の入力設定値に応じて駆動周波数を制御して制御信号aを出力する
また、切替え手段４３は、８００W未満のときには、選択信号Sbを出力して、切替え回路４４を、駆動パルス幅制御手段４２からの制御信号ｂを受け付けるように動作させる。駆動パルス幅制御手段４２は８００W未満の入力設定値に応じて駆動パルス幅を制御して制御信号bを出力する。
【００３７】
このような実施例によれば、入力電力この場合入力設定器２６aにより設定される入力電力に応じて駆動周波数制御手段４１及び駆動パルス幅制御手段４２を切り替えるから、つまり、駆動周波数制御手段４１及び駆動パルス幅制御手段４２により入力調整を行うから、周波数が過度に高くならずに且つ短絡電流が発生することなく入力を低領域から高領域まで連続的に変更することができる。
【００３８】
また、本実施例によれば、高入力領域における入力調整を、駆動周波数制御手段４１による駆動周波数制御により行い、低入力領域における入力調整を駆動パルス幅制御手段４２による駆動パルス幅制御により行うようにしている。これにおいては、駆動周波数制御は高入力領域を受け持つことになるから、高入力領域から低入力領域まで受け持つ場合とは異なり、短絡電流を発生させることなく高入力領域での入力を良好に連続的に変更できる。また、低入力領域は駆動パルス幅制御により受け持つので、適正な駆動パルス幅から順次小さくしてゆくことにより、入力を連続的に下げてゆくことができ、この場合、駆動周波数を高くせずに済む。
【００３９】
図５は第２の実施例を示しており、この実施例においては、ＩＧＢＴ３５aに対してスナバコンデンサ４５aを備えたスナバ回路４５を接続すると共に、ＩＧＢＴ３５bに対してスナバコンデンサ４６aを備えたスナバ回路４６を接続している点が第１の実施例と異なる。
この実施例によれば、スナバ回路４５、４６によりそれぞれＩＧＢＴ３５a、３５bの電圧の立ち上がりを緩和してノイズの発生及びスイッチング損失を抑えることができて、効率向上に寄与できる。そして、このようなスナバ回路４５、４６を備えた構成においても、高入力領域を駆動周波数制御にて受け持ち、低入力領域を駆動パルス幅制御にて受け持つから、高入力領域から低入力領域にかけて連続して良好な入力調整を図ることができる。なお、スナバ回路としてはスナバコンデンサと抵抗とから構成してもよい。さらに、複数（２つ）のＩＧＢＴに対してひとつのスナバ回路でも良い。
【００４０】
図６は第３の実施例を示しており、この実施例においては、第２の実施例における切替え手段４３に代えて、入力検出手段５１を設けた点が異なる。この入力検出手段には、入力設定器２６aからの設定入力の他に、図示しないが電流検出手段による入力電流検出信号や、インバータ電流検出信号、あるいは図示しない電圧検出手段による共振コンデンサ３６の電圧検出信号などを受けて入力電力を検出し、その検出入力電力が、第１の実施例における図３に示したと同様の値となったときに第１の実施例と同様の制御を行う。
【００４１】
すなわち、上記検出入力電力が８００W以上のときには、選択信号Saを出力して切替え回路４４を駆動周波数制御手段４１の制御信号a受付へと動作させる。このとき、駆動周波数制御手段４１は検出入力電力が高くなるにつれ、オンデューティー比一定のまま、駆動周波数を上げる（周期を短くする）ように制御する（図４（a）、（b）参照）。さらに、上記検出入力電力が８００W未満のときには、選択信号Sbを出力して切替え回路４４を駆動パルス幅制御手段４２の制御信号b受付へと動作させる。このとき、駆動パルス幅制御手段４２は入力設定値が低くなるにつれ、駆動周波数一定のまま、駆動パルス幅を小さくするように制御する（図４（c）、（d）参照）。
【００４２】
図７ないし図９は第４の実施例を示しており、次の点が第３の実施例と異なる。すなわち、低入力領域を制御する制御手段として駆動周波数制御手段と駆動パルス幅制御手段とから１ユニットとして構成された駆動周波数制御・駆動パルス幅制御手段５２を設けている。
【００４３】
検出入力電力が８００W未満のときには、選択信号Sbを出力して切替え回路４４を駆動周波数制御・駆動パルス幅制御手段５２の制御信号b受付へと動作させる。このとき駆動周波数制御・駆動パルス幅制御手段５２は、検出入力電力が低くなるにつれ、駆動パルス幅を小さくしながら、駆動周波数も順次上げるように制御する（図９（c）、（d）参照）。
【００４４】
この実施例によれば、低入力領域での入力調整を、駆動パルス幅制御のみならず駆動周波数制御も行うので、駆動パルス幅に合わせて駆動周波数を設定すれば、周波数を高くすることなくきめの細かい制御が可能となる。
なお、駆動周波数制御手段と駆動パルス幅制御手段とを備えた１ユニットの駆動周波数制御・駆動パルス幅制御手段５２に代えて、駆動周波数制御手段４１と駆動パルス幅制御手段４２とを用いて、駆動周波数制御と駆動パルス幅制御とを同時に行うようにしても良い。要するに、駆動周波数制御手段と駆動パルス幅制御手段との機能を、１ユニットで備えるか、単独ユニットで備えるかはいずれでも良い。
【００４５】
図１０ないし図１２は第５の実施例を示しており、次の点が第３の実施例と異なる。すなわち、高入力領域を制御する制御手段として駆動周波数制御手段と駆動パルス幅制御手段とから１ユニットとして構成された駆動周波数制御・駆動パルス幅制御手段５３を設けている。
【００４６】
検出入力電力が８００W以上のときには、駆動周波数制御・駆動パルス幅制御手段５３らかの制御信号aが切替え回路４４により受け付けられる。このとき、駆動周波数制御・駆動パルス幅制御手段５３は、検出入力電力が高くなるにつれ、駆動周波数を上げ、さらに駆動パルス幅を同じオンデューティー比の場合に比して小さくする。（図１２（a）、（b）参照）。
【００４７】
この実施例によれば、高入力領域における入力調整を、駆動周波数制御のみならず駆動パルス幅制御にて行うから、高入力領域において短絡電流を発生することなく、さらにきめの細かい入力調整制御を行うことが可能となる。なお、上述の駆動パルス幅は同じオンデューティー比の場合に比して大きくしても良い。
【００４８】
図１３ないし図１５は第６の実施例を示している。この実施例においては、高入力領域での入力調整を駆動周波数制御・駆動パルス幅制御手段５４にて受け持ち、低入力領域での入力調整を駆動周波数制御手段５５にて受け持つようにしたところが第３の実施例と異なる。すなわち、検出入力電力が８００W以上のときには、検出入力が上がるにつれて、駆動パルス幅を大きくしながら、駆動周波数も小さく変更する。（図１５（a）、（b）参照）。検出入力電力が８００W未満のときには、一定のデューティー比とし、検出入力電力が低くなるにつれ、駆動周波数を順次上げるように制御する（図１５（c）、（d）参照）。
【００４９】
この実施例によれば、高入力領域における入力調整を、駆動パルス幅制御により受け持ち、これに加えて駆動周波数制御も行うから、高入力領域において短絡電流を発生することなく、さらにきめの細かい入力調整制御を行うことが可能となる。そして、低入力領域における入力調整を駆動周波数制御により受け持つから、駆動パルス幅を大きくならないデューティー比に設定して駆動周波数を上げてゆくことにより、周波数を高くすることなく入力を連続的に下げてゆくことができる。
【００５０】
図１６ないし図１８は第７の実施例を示しており、高入力領域での入力調整を駆動パルス幅制御手段５６にて受け持つようにしたところが第６の実施例と異なる。すなわち、検出入力電力が８００W以上のときには、検出入力が上がるにつれて、周波数一定で、駆動パルス幅を大きくするように変更する。（図１８（a）、（b）参照）。
【００５１】
この実施例によれば、高入力領域における入力調整を、駆動パルス幅制御により受け持つので、高入力領域から低入力領域までを駆動パルス幅制御で行う場合と異なり、無理のないパルス幅による高入力領域での入力調整を行うことができる。
【００５２】
図１９ないし図２１は第８の実施例を示しており、この実施例においては、低入力領域を駆動周波数・駆動パルス幅制御手段５７により受け持つようにしたところが上記第７の実施例と異なる。すなわち、検出入力電力が８００W未満のときには、検出入力が低くなるにつれて、駆動周波数を高くする他に、駆動パルス幅を小さく変更する。（図２１（c）、（d）参照）。
【００５３】
図２２は第９の実施例を示している。この実施例においては、インバータ停止手段５８を設けた点が第３の実施例と異なる。すなわち、インバータ停止手段５８は、検出入力電力の上昇あるいは下降がしきい値８００Wを通過するところを検出して、駆動部３９に一時的にインバータ停止信号を出力して、インバータ動作を停止させるようになっている。従って、駆動周波数制御手段４１の駆動周波数制御と駆動パルス幅制御手段４２の駆動パルス幅制御との切替えを、インバータ回路の動作を停止させてから行うようになっている。
この実施例によれば、駆動周波数制御と駆動パルス幅制御とを切替えインバータ回路３４の動作を停止させてから行うので、インバータ回路３４の動作を急変させることがなく、ＩＧＢＴ３５a、３５bの破損のおそれがなくなる。
【００５４】
なお、インバータ回路３４の短絡電流を検出する短絡電流検出手段を設け、この短絡電流検出手段により短絡電流が検出されたときには、駆動周波数制御手段４１の駆動周波数制御と駆動パルス幅制御手段４２の駆動パルス幅制御との切替えを行うようにしても良い。このようにすると、短絡電流が発生したところの制御形態から別の制御形態に切替えるから、短絡電流の発生を防止できる。また、この切替え前にインバータ回路３４の動作を停止させるようにしても良い。
【００５５】
図２３は第１０の実施例を示しており、この実施例においては、インバータ調理器として電子レンジを示した点が第１の実施例と異なる。すなわち、加熱コイルの代わりに、マグネトロン５９を駆動するための高周波トランス６０を設けている。この実施例においても第1の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００５６】
図２４は第１１の実施例を示しており、次の点が第３の実施例（図６）と異なる。すなわち、スナバ回路４６はＩＧＢＴ３５ｂに対して設けられ、共振コンデンサ３６の電圧位相を検出する共振コンデンサ電圧位相検出手段６１が設けられている。マイクロコンピュータ４０には、位相差設定手段６２、位相差検出手段６３、比較演算手段６４、駆動周波数制御手段６５、駆動パルス幅制御手段６６としての機能が備えられている。
【００５７】
位相差設定手段６２は、入力検出手段５１からの検出入力により位相差を設定する。位相差検出手段６３には、インバータ回路３４の出力電圧が相関する第1の信号Ｓ１が与えられると共に、共振コンデンサ電圧位相検出手段６１から出力される、インバータ回路３４の出力電流に位相が相関する第２の信号Ｓ２が与えられ、それらの位相差を検出する。この位相差検出手段６３の位相差検出値と、前記位相差設定手段６２の位相差設定値とが比較演算手段６４に与えられて、この比較演算手段６４により両値を比較して等しくなるように駆動周波数制御手段６５に指令を出す。
【００５８】
駆動周波数制御手段６５は比較演算手段６４からの指令に応じた駆動周波数制御信号を出力して駆動パルス幅制御手段６６に与える。このとき、駆動パルス幅制御手段６６は、前記入力検出手段５１の検出入力に応じて駆動パルス幅を調整する。
【００５９】
この第１１の実施例によれば、比較演算手段６４による比較結果から直接適切な周波数に変更するので、共振回路３８のインピーダンスが容量性となる周波数条件で駆動されることを防止でき、常に共振周波数あるいは誘導性のインピーダンスとなる周波数で駆動することができるようになり、損失の派生を極力抑制できる。そして、その周波数としながら、入力に応じてパルス幅を調整するので、高入力領域から低入力領域まで幅広い入力調整ができるものである。
【００６０】
なお、本発明は上記した各実施例に限定されず、次のように変更しても良い。駆動周波数制御手段の駆動周波数制御による入力調整を、インバータ回路の共振周波数以上となる周波数で行うようにしても良い。このようにすると、誘導性の状況でインバータ回路を動作できてフリーホイールダイオードの逆回復特性による短絡電流発生がない。また、スナバ回路としては、コンデンサと抵抗とから構成しても良い。さらに、高入力領域と低入力領域とのしきい値８００Wは適宜変更しても良い。さらにまた、しきい値を複数設けて、各入力領域において、駆動周波数制御、駆動パルス幅制御、その両方による制御を適宜行うようにしても良い。
【００６１】
【発明の効果】
本発明は以上の説明から明らかなように、駆動周波数が過度に高くなったり短絡電流が流れたりすることなく、高入力から低入力まで連続可変できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す電気的構成図
【図２】外観斜視図
【図３】入力と駆動制御形態との関係を示す図
【図４】図３における各入力におけるLA、LB、LC、LDに応じたＩＧＢＴのオンオフの様子を示す図
【図５】本発明の第２の実施例を示す図１相当図
【図６】本発明の第３の実施例を示す図１相当図
【図７】本発明の第４の実施例を示す図１相当図
【図８】図３相当図
【図９】図４相当図
【図１０】本発明の第５の実施例を示す図１相当図
【図１１】図３相当図
【図１２】図４相当図
【図１３】本発明の第６の実施例を示す図１相当図
【図１４】図３相当図
【図１５】図４相当図
【図１６】本発明の第７の実施例を示す図１相当図
【図１７】図３相当図
【図１８】図４相当図
【図１９】本発明の第８の実施例を示す図１相当図
【図２０】図３相当図
【図２１】図４相当図
【図２２】本発明の第９の実施例を示す図１相当図
【図２３】本発明の第１０の実施例を示す図１相当図
【図２４】本発明の第１１の実施例を示す図６相当図
【図２５】従来例を示す図１相当図
【図２６】スイッチング素子のオンオフの様子を示す図
【図２７】インバータ回路における各部の電流、電圧を示すための回路図
【図２８】スイッチング時におけるインバータ回路の電流の様子を示す図
【図２９】スイッチング、電流、電圧の変化の様子を示す波形図
【符号の説明】
２３は加熱コイル、２６aは入力設定器、２８は直流電源回路、３４はインバータ回路、３５a、３５bはＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３６は共振コンデンサ、３７a、３７bはフリーホイールダイオード、４０はマイクロコンピュータ、４１は駆動周波数制御手段、４２は駆動パルス幅制御手段、４３は切替え手段、４５a、４６aはスナバコンデンサ、４５、４６はスナバ回路、５１は入力検出手段、５２、５３、５４、５７は駆動周波数制御・駆動パルス幅制御手段（駆動周波数制御手段、駆動パルス幅制御手段）、５５は駆動周波数制御手段、５６は駆動パルス幅制御手段、５８はインバータ停止手段、６１は共振コンデンサ電圧位相検出手段、６２は位相差設定手段、６３は位相差検出手段、６４は比較演算手段を示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverter cooker provided with a bridge type inverter circuit.
[0002]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 25 shows an electromagnetic cooker that is an inverter cooker. In the figure, a DC power supply circuit 1 generates a DC power supply by smoothing and rectifying a commercial AC power supply 2 of, for example, 100 V, a diode bridge 3 for rectification, a reactor 4 and a capacitor 5 for smoothing. And is configured. The reactor 4 also has a function of suppressing noise.
[0003]
The inverter circuit 6 includes a heating coil 7, a resonance capacitor 8, and switching elements 9 and 10, and free wheel diodes 11 and 12 are connected in reverse parallel to the switching elements 9 and 10. The switching elements 9 and 10 are turned on and off by the drive unit 13. For example, as shown in FIG. 26, by alternately turning on and off with a dead time, a high-frequency current is passed through the heating coil 7, Induction heating.
[0004]
In the above-described electromagnetic cooker, normally, input adjustment is continuously performed between input powers 400 W to 3 kW by changing the drive frequency (on / off frequency) of the switching elements 9 and 10 of the inverter circuit 6. is there. Note that when the input power is less than 400 w, the inverter circuit 6 is operated intermittently, but there is a problem that the heating becomes intermittent, and the input is continuously adjusted from a high input to a low input. There is a request to do.
[0005]
Here, in order to adjust the input power to 400 W or less by continuous adjustment by changing the drive frequency, the drive frequency of the switching elements 9 and 10 becomes too high, which increases the switching loss and enlarges the cooling device. Not practical.
[0006]
Therefore, when the on-duty ratio is uniquely reduced (the drive pulse width is relatively reduced) and the driving frequency of the switching elements 9 and 10 is changed from high input to low input, even if the input power is about 50 W, The drive frequency need not be as high as 100 kHz.
[0007]
However, in this case, on the contrary, in the high input region, when the switching element 10 of the lower arm is turned on, a vertical short circuit occurs during the reverse recovery time of the free wheel diode 11 of the upper arm (while the free wheel diode is reverse conducting). When the upper arm switching element 9 is turned on, a vertical short circuit occurs during the reverse recovery time of the free wheel diode 12 of the lower arm. For this reason, inverter loss increases and noise is generated due to a short-circuit current.
[0008]
FIG. 27 shows a configuration in which a snubber circuit 15 including a snubber capacitor 15a is provided to prevent the noise. In this case as well, in the continuous adjustment of the driving frequency at a constant duty ratio, a short-circuit current is generated as described above. appear. In FIG. 28, the state of switching of the switching elements 9 and 10 and the state of the current flowing through the inverter circuit 6 are divided into modes (a) to (j). FIG. 29 shows the relationship between the on / off states of the switching elements 9 and 10 (base voltages VGE1 and VGE2), the current IL and the current Ic1, and the collector-emitter voltage VCE2 of the switching element 10. . Note that the timings a to j in FIG. 29 coincide with the timings of the modes (a) to (j).
[0009]
When the input (input current IL) becomes large, when switching from mode (i) to mode (j), the charging current flows through the snubber capacitor 15a, and the switching element 9 is turned on in the middle of the voltage drop. There is a possibility that a short-circuit current flows and destroys the switching element 9.
[0010]
Further, when the mode (d) is changed to the mode (e), a charging current flows through the snubber capacitor 15a, and a large short-circuit current flows because the switching element 10 is turned on while the voltage is rising. 10 may be destroyed. There is also a method of changing only the driving pulse width without changing the driving frequency, but in this case, it is not possible to cover from high input to low input.
[0011]
In the case of drive frequency change control, the oscillation frequency of the inverter circuit 6 may exceed the set value due to the characteristics of the circuit, and the resonance circuit in the inverter circuit 6 changes from inductive to capacitive. There was an increase in losses.
[0012]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide an inverter cooker that can be continuously varied from a high input to a low input without excessively increasing the driving frequency or causing a short-circuit current to flow. It is in.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
  The invention of claim 1 includes a bridge type inverter circuit having a heating coil or a high frequency transformer, a resonance capacitor, and a plurality of switching elements, and generating high frequency power based on switching driving of the switching elements alternately.
  A snubber circuit provided in at least one of the switching elements;
  Drive frequency control means for controlling the drive frequency of the switching element;
  Drive pulse width control means for controlling the drive pulse width of the switching element;
  Input detection means for detecting input power;
With
  The drive frequency control means performs input adjustment between the high input region and the low input region, andThe drive pulse width control means operates only in a low input region,
  In the low input region, as the input power detected by the input detection means is lowered, the drive frequency is sequentially increased while reducing the drive pulse width.However, it has characteristics.
[0014]
  The input power is changed depending on the input setting or is changed depending on the load. In this case, if it is attempted to change the input only by adjusting the drive frequency at a constant duty ratio, the frequency becomes too high or a short-circuit current flows. However, in the invention of claim 1, the dynamic frequency control means performs input adjustment between the high input region and the low input region, andThe drive pulse width control means operates only in the low input region. In the low input region, the drive frequency is sequentially increased while the drive pulse width is reduced as the input power detected by the input detection means decreases.Therefore, the input can be continuously changed from the low region to the high region without causing the frequency to be excessively high and without generating a short-circuit current.
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a first embodiment in which the present invention is applied to, for example, a two-mouth cooking heater will be described with reference to FIGS. In FIG. 2, the external appearance of the built-in type cooking heater 20 is shown. In FIG. 2, on the top surface of the top plate 21, pan mounting portions 22a, 22b, and 22c are displayed by printing at three locations. Of these, heating coils 23 and 23 (see FIG. 1) are respectively provided below the left and right pot placing portions 22a and 22b, and a nichrome wire (not shown) is provided below the central pot placing portion 22c. A heater is provided.
[0029]
A roaster 24 is disposed on the left side of the cooking heater 20 and an operation panel 25 is disposed on the right side. The operation panel 25 is provided with an operation unit 26 such as various switches and dials. An input setting device 26a serving as an input setting unit for heating power control of the heating coils 23 and 23 is provided in the operation unit 26. Is provided. In addition, the pans 27 and 27 which are loads are mounted on the pan mounting portions 22a and 22b.
[0030]
Next, the electrical configuration will be described with reference to FIG. In FIG. 1, only the configuration for driving one heating coil 23 is shown, but actually, a circuit for driving two heating coils 23 and 23 and a nichrome wire heater is configured. It is. The DC power supply circuit 28 has a configuration in which the AC input terminal of the full-wave rectifier circuit 29 is connected to the commercial AC power supply 30, and the DC connection terminal is connected between both terminals of the smoothing capacitor 32 via the reactor 31.
[0031]
An inverter circuit 34 is connected between both terminals of the smoothing capacitor 32 via DC buses 33a and 33b. The inverter circuit 34 is configured by connecting IGBTs 35a and 35b, which are switching elements, a resonant capacitor 36, the heating coil 23, and free wheel diodes 37a and 37b as shown in the figure. That is, between the DC buses 33a and 33b, arms including IGBTs 35a and 35b as positive and negative switching elements are connected, and free wheel diodes 37a and 37b are connected in parallel to the IGBTs 35a and 35b, respectively. Has been. One end of the heating coil 23 is connected to the output terminal of the inverter circuit 34, and the other end of the heating coil 23 is connected to the DC bus 33 b via the resonance capacitor 36. The resonance circuit 38 is configured. Each IGBT 35a, 35b of the inverter circuit 34 is supplied with a drive signal from the drive unit 39 to the gate.
[0032]
A microcomputer 40 as a main body for driving and controlling the inverter circuit 34 is configured to include a ROM, a RAM, and the like, and drives and controls the IGBTs 35a and 35b in accordance with input power. 41, a function as drive pulse width control means 42 is provided. The microcomputer 40 also has a function as the switching means 43. The drive frequency control means 41 is for changing the drive frequency of the IGBTs 35a and 35b, and the drive pulse width control means 42 is for changing the drive pulse width of the IGBTs 35a and 35b.
[0033]
The switching circuit 44 switches between the output of the drive frequency control means 41 and the output of the drive pulse width control means 42 and supplies it to the drive unit 39.
The input setting unit 26a is for setting the input power as a thermal power, and for example, as shown in FIG. 3, the input power is arbitrarily set between 3 kW and 50 W. The input set value by the input setting device 26a is supplied to the switching means 43, the drive frequency control means 41 and the drive pulse width control means 42.
[0034]
Now, operations of the drive frequency control means 41, the drive pulse width control means 42 and the switching means 43 in the microcomputer 40 will be described with reference to FIGS.
When the input set value by the input setter 26a is 800 W or more and 3 kW or less, that is, in the high input region, the drive frequency control means 41 sets the drive frequency while keeping the on-duty ratio constant as the input set value becomes higher. Control is performed so as to increase (shorten the cycle) (see FIGS. 4A and 4B).
[0035]
When the input set value by the input setter 26a is less than 800 W and 3 kW or more, that is, in the low input region, the drive pulse width control means 42 keeps the drive frequency constant as the input set value decreases. Is controlled so as to decrease (increase the dead time) (see FIGS. 4C and 4D).
[0036]
The switching means 43 outputs a selection signal Sa when the input set value by the input setting device 26a is 800 W or more (high input region), and the switching circuit 44 receives the control signal a from the drive frequency control means 41. Operate to accept. The drive frequency control means 41 controls the drive frequency according to an input set value of 800 W or more and outputs a control signal a.
Further, when the switching means 43 is less than 800 W, the switching means 43 outputs a selection signal Sb and causes the switching circuit 44 to operate so as to receive the control signal b from the drive pulse width control means 42. The drive pulse width control means 42 controls the drive pulse width according to the input set value less than 800 W and outputs the control signal b.
[0037]
According to such an embodiment, the drive frequency control means 41 and the drive pulse width control means 42 are switched according to the input power, in this case, the input power set by the input setting device 26a, that is, the drive frequency control means 41 and Since the input adjustment is performed by the drive pulse width control means 42, the input can be continuously changed from the low region to the high region without causing the frequency to become excessively high and generating a short-circuit current.
[0038]
Further, according to this embodiment, input adjustment in the high input region is performed by drive frequency control by the drive frequency control unit 41, and input adjustment in the low input region is performed by drive pulse width control by the drive pulse width control unit 42. I have to. In this case, since the drive frequency control is responsible for the high input region, unlike the case where it is responsible for the high input region to the low input region, the input in the high input region can be satisfactorily continuous without generating a short-circuit current. Can be changed. In addition, since the low input area is handled by the drive pulse width control, the input can be lowered continuously by gradually decreasing the drive pulse width from the appropriate one. In this case, the drive frequency is not increased. That's it.
[0039]
FIG. 5 shows a second embodiment. In this embodiment, a snubber circuit 45 having a snubber capacitor 45a is connected to the IGBT 35a, and a snubber circuit 46 having a snubber capacitor 46a to the IGBT 35b. Is different from the first embodiment.
According to this embodiment, the snubber circuits 45 and 46 can alleviate the rise of the voltages of the IGBTs 35a and 35b to suppress the generation of noise and switching loss, thereby contributing to the improvement of efficiency. Even in the configuration provided with such snubber circuits 45 and 46, the high input area is handled by the drive frequency control and the low input area is handled by the drive pulse width control, so that it is continuously from the high input area to the low input area. Thus, good input adjustment can be achieved. The snubber circuit may be composed of a snubber capacitor and a resistor. Furthermore, one snubber circuit may be used for a plurality (two) of IGBTs.
[0040]
FIG. 6 shows a third embodiment. This embodiment is different in that an input detection means 51 is provided in place of the switching means 43 in the second embodiment. In addition to the setting input from the input setting unit 26a, the input detection means includes an input current detection signal by an electric current detection means (not shown), an inverter current detection signal, or a voltage detection of the resonance capacitor 36 by an electric voltage detection means (not shown). In response to a signal or the like, the input power is detected. When the detected input power becomes the same value as shown in FIG. 3 in the first embodiment, the same control as in the first embodiment is performed.
[0041]
That is, when the detected input power is 800 W or more, the selection signal Sa is output, and the switching circuit 44 is operated to receive the control signal a of the drive frequency control means 41. At this time, as the detected input power increases, the drive frequency control means 41 performs control so as to increase the drive frequency (shorten the cycle) while keeping the on-duty ratio constant (see FIGS. 4A and 4B). . Further, when the detected input power is less than 800 W, the selection signal Sb is output, and the switching circuit 44 is operated to receive the control signal b of the drive pulse width control means 42. At this time, the drive pulse width control means 42 performs control to reduce the drive pulse width while keeping the drive frequency constant as the input set value decreases (see FIGS. 4C and 4D).
[0042]
7 to 9 show a fourth embodiment, which differs from the third embodiment in the following points. That is, a drive frequency control / drive pulse width control means 52 configured as one unit from a drive frequency control means and a drive pulse width control means is provided as a control means for controlling the low input region.
[0043]
  When the detected input power is less than 800 W, the selection signal Sb is output, and the switching circuit 44 is operated to receive the control signal b of the drive frequency control / drive pulse width control means 52. At this time, the drive frequency control / drive pulse width control means 52 decreases the drive pulse width as the detected input power decreases.ShiHowever, the drive frequency is controlled so as to increase sequentially (see FIGS. 9C and 9D).
[0044]
According to this embodiment, the input adjustment in the low input region is performed not only in the drive pulse width control but also in the drive frequency control. Therefore, if the drive frequency is set in accordance with the drive pulse width, the frequency is not increased. Detailed control is possible.
In place of one unit of the drive frequency control / drive pulse width control means 52 having the drive frequency control means and the drive pulse width control means, the drive frequency control means 41 and the drive pulse width control means 42 are used. Drive frequency control and drive pulse width control may be performed simultaneously. In short, the functions of the drive frequency control means and the drive pulse width control means may be provided as one unit or as a single unit.
[0045]
10 to 12 show a fifth embodiment, which differs from the third embodiment in the following points. That is, a drive frequency control / drive pulse width control means 53 configured as one unit from a drive frequency control means and a drive pulse width control means is provided as a control means for controlling the high input area.
[0046]
When the detected input power is 800 W or more, the control signal a from the drive frequency control / drive pulse width control means 53 is received by the switching circuit 44. At this time, the drive frequency control / drive pulse width control means 53 increases the drive frequency as the detected input power increases, and further reduces the drive pulse width as compared with the case of the same on-duty ratio. (See FIGS. 12A and 12B).
[0047]
According to this embodiment, since input adjustment in the high input region is performed not only by drive frequency control but also by drive pulse width control, finer input adjustment control can be performed without generating a short-circuit current in the high input region. Can be done. Note that the above-described drive pulse width may be increased as compared with the case of the same on-duty ratio.
[0048]
13 to 15 show a sixth embodiment. In this embodiment, the input adjustment in the high input region is handled by the drive frequency control / drive pulse width control means 54, and the input adjustment in the low input region is handled by the drive frequency control means 55. This is different from the embodiment. That is, when the detection input power is 800 W or more, the drive frequency is changed to be smaller while the drive pulse width is increased as the detection input is increased. (See FIGS. 15A and 15B). When the detected input power is less than 800 W, a constant duty ratio is set, and the drive frequency is controlled to increase sequentially as the detected input power decreases (see FIGS. 15C and 15D).
[0049]
According to this embodiment, the input adjustment in the high input region is handled by the drive pulse width control, and in addition to this, the drive frequency control is also performed. Therefore, a finer input can be performed without generating a short-circuit current in the high input region. Adjustment control can be performed. And since the input adjustment in the low input region is handled by the drive frequency control, the input is continuously lowered without increasing the frequency by increasing the drive frequency by setting the drive pulse width to a duty ratio that does not increase. I can go.
[0050]
FIGS. 16 to 18 show a seventh embodiment, which is different from the sixth embodiment in that the input adjustment in the high input region is handled by the drive pulse width control means 56. That is, when the detection input power is 800 W or more, the detection input power is changed to increase the drive pulse width at a constant frequency as the detection input increases. (See FIGS. 18A and 18B).
[0051]
According to this embodiment, the input adjustment in the high input region is handled by the drive pulse width control. Therefore, unlike the case of performing the drive pulse width control from the high input region to the low input region, the high input with the reasonable pulse width is performed. Input adjustments can be made in the area.
[0052]
FIGS. 19 to 21 show an eighth embodiment. This embodiment is different from the seventh embodiment in that the low input region is handled by the drive frequency / drive pulse width control means 57. That is, when the detected input power is less than 800 W, the drive pulse width is changed to be smaller as the detected input becomes lower, in addition to increasing the drive frequency. (See FIGS. 21 (c) and 21 (d)).
[0053]
FIG. 22 shows a ninth embodiment. This embodiment differs from the third embodiment in that an inverter stop means 58 is provided. That is, the inverter stop means 58 detects where the detected input power rises or falls past the threshold value 800 W, and temporarily outputs an inverter stop signal to the drive unit 39 to stop the inverter operation. It has become. Therefore, switching between the drive frequency control of the drive frequency control means 41 and the drive pulse width control of the drive pulse width control means 42 is performed after the operation of the inverter circuit is stopped.
According to this embodiment, since the drive frequency control and the drive pulse width control are switched and performed after the operation of the inverter circuit 34 is stopped, the operation of the inverter circuit 34 is not suddenly changed, and the IGBTs 35a and 35b may be damaged. Disappears.
[0054]
A short-circuit current detection means for detecting a short-circuit current of the inverter circuit 34 is provided. When the short-circuit current is detected by the short-circuit current detection means, the drive frequency control of the drive frequency control means 41 and the drive of the drive pulse width control means 42 are performed. Switching to pulse width control may be performed. If it does in this way, since it switches from the control form in which the short circuit current generate | occur | produced to another control form, generation | occurrence | production of a short circuit current can be prevented. Further, the operation of the inverter circuit 34 may be stopped before this switching.
[0055]
FIG. 23 shows a tenth embodiment, which is different from the first embodiment in that a microwave oven is shown as an inverter cooker. That is, a high-frequency transformer 60 for driving the magnetron 59 is provided instead of the heating coil. In this embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
[0056]
FIG. 24 shows an eleventh embodiment, which differs from the third embodiment (FIG. 6) in the following points. That is, the snubber circuit 46 is provided for the IGBT 35b, and a resonance capacitor voltage phase detection means 61 for detecting the voltage phase of the resonance capacitor 36 is provided. The microcomputer 40 has functions as phase difference setting means 62, phase difference detection means 63, comparison calculation means 64, drive frequency control means 65, and drive pulse width control means 66.
[0057]
The phase difference setting unit 62 sets the phase difference based on the detection input from the input detection unit 51. The phase difference detection means 63 is supplied with a first signal S1 in which the output voltage of the inverter circuit 34 is correlated, and the phase is correlated with the output current of the inverter circuit 34 output from the resonance capacitor voltage phase detection means 61. A second signal S2 is provided to detect the phase difference between them. The phase difference detection value of the phase difference detection means 63 and the phase difference setting value of the phase difference setting means 62 are given to the comparison calculation means 64, and the comparison calculation means 64 compares the two values so that they are equal. A command is issued to the drive frequency control means 65.
[0058]
The drive frequency control means 65 outputs a drive frequency control signal corresponding to the command from the comparison calculation means 64 and gives it to the drive pulse width control means 66. At this time, the drive pulse width control means 66 adjusts the drive pulse width according to the detection input of the input detection means 51.
[0059]
According to the eleventh embodiment, the frequency is directly changed to an appropriate frequency from the comparison result by the comparison calculation means 64, so that it is possible to prevent the resonance circuit 38 from being driven under a frequency condition in which the impedance is capacitive, and the resonance is always performed. It becomes possible to drive at a frequency or a frequency that becomes an inductive impedance, and the derivation of loss can be suppressed as much as possible. Since the pulse width is adjusted according to the input while maintaining the frequency, a wide input adjustment from the high input region to the low input region can be performed.
[0060]
In addition, this invention is not limited to each above-mentioned Example, You may change as follows. The input adjustment by the drive frequency control of the drive frequency control means may be performed at a frequency that is equal to or higher than the resonance frequency of the inverter circuit. In this way, the inverter circuit can be operated in an inductive situation, and no short-circuit current is generated due to the reverse recovery characteristics of the freewheeling diode. The snubber circuit may be composed of a capacitor and a resistor. Further, the threshold value 800W between the high input region and the low input region may be changed as appropriate. Furthermore, a plurality of threshold values may be provided, and control by drive frequency control, drive pulse width control, or both may be appropriately performed in each input region.
[0061]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, the present invention can be continuously varied from a high input to a low input without excessively increasing the driving frequency or causing a short-circuit current to flow.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electrical configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an external perspective view.
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between input and drive control mode
FIG. 4 is a diagram showing an on / off state of an IGBT according to LA, LB, LC, and LD at each input in FIG. 3;
FIG. 5 is a view corresponding to FIG. 1 showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 1 showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a view corresponding to FIG. 1 showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is equivalent to FIG.
FIG. 9 is a view corresponding to FIG.
FIG. 10 is a view corresponding to FIG. 1 showing a fifth embodiment of the present invention.
11 is a view corresponding to FIG.
FIG. 12 is equivalent to FIG.
FIG. 13 is a view corresponding to FIG. 1, showing a sixth embodiment of the present invention.
14 is a view corresponding to FIG.
15 is equivalent to FIG.
FIG. 16 is a view corresponding to FIG. 1 showing a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a view corresponding to FIG.
18 is equivalent to FIG.
FIG. 19 is a view corresponding to FIG. 1 showing an eighth embodiment of the present invention.
20 is equivalent to FIG.
FIG. 21 is a view corresponding to FIG.
FIG. 22 is a view corresponding to FIG. 1, showing a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a view corresponding to FIG. 1, showing a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 24 is a view corresponding to FIG. 6 showing an eleventh embodiment of the present invention.
25 is a view corresponding to FIG. 1 showing a conventional example.
FIG. 26 is a diagram showing how switching elements are turned on / off.
FIG. 27 is a circuit diagram for showing the current and voltage of each part in the inverter circuit;
FIG. 28 is a diagram showing the current state of the inverter circuit during switching.
FIG. 29 is a waveform diagram showing changes in switching, current, and voltage.
[Explanation of symbols]
23 is a heating coil, 26a is an input setting device, 28 is a DC power supply circuit, 34 is an inverter circuit, 35a and 35b are IGBTs (switching elements), 36 is a resonance capacitor, 37a and 37b are free wheel diodes, 40 is a microcomputer, 41 is a drive frequency control means, 42 is a drive pulse width control means, 43 is a switching means, 45a and 46a are snubber capacitors, 45 and 46 are snubber circuits, 51 is an input detection means, 52, 53, 54 and 57 are drive frequencies. Control / drive pulse width control means (drive frequency control means, drive pulse width control means), 55 a drive frequency control means, 56 a drive pulse width control means, 58 an inverter stop means, 61 a resonance capacitor voltage phase detection means, 62 is a phase difference setting means, 63 is a phase difference detection means, and 64 is a comparison operation means.

Claims

A bridge-type inverter circuit that has a heating coil or a high-frequency transformer, a resonance capacitor, and a plurality of switching elements, and generates high-frequency power based on alternately switching driving the switching elements;
A snubber circuit provided in at least one of the switching elements;
Drive frequency control means for controlling the drive frequency of the switching element;
Drive pulse width control means for controlling the drive pulse width of the switching element;
Input detection means for detecting input power ; and
The drive frequency control means performs input adjustment between the high input area and the low input area, and the drive pulse width control means operates only in the low input area,
In the low input region, as the input power detected by the input detection means becomes low, the drive frequency is sequentially increased while reducing the drive pulse width .