JP5124995B2 - Power control apparatus for high frequency dielectric heating and control method thereof - Google Patents

Power control apparatus for high frequency dielectric heating and control method thereof Download PDF

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power controller for high-frequency dielectric heating that is not affected by types of magnetrons, characteristic variations in magnetrons, and power-supply voltage fluctuations or the like. <P>SOLUTION: It is composed so as to detect an input current and input voltage of an inverter circuit 10 that converts an AC power-supply voltage 20 to high-frequency power while executing a rectifier 31 and high-frequency-switching the AC power-supply voltage. The detected current and detected voltage are rectified so as to calculate input-current waveform information 90 and input-voltage waveform information 94. Either the input-current waveform information or the input-voltage waveform information which is larger than the other is selected so as to convert a switching-frequency control signal 92, mixed with power control information 91, to a driving signal of semiconductor switching elements 3, 4 of the inverter circuit. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&amp;INPIT

Description

本発明は、電子レンジなどのように、マグネトロンを用いた高周波誘電加熱用電力制御に関するものであり、特にマグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノード温度等の差異に影響されない高周波誘電加熱に関するものである。   The present invention relates to power control for high-frequency dielectric heating using a magnetron, such as a microwave oven, and more particularly to high-frequency dielectric heating that is not affected by differences in the characteristics and types of magnetron characteristics and differences in magnetron anode temperature, etc. Is.

高周波加熱装置に搭載されている従来の電源は重たくて、かつ大きいものであったので、その小型、軽量化が望まれてきた。このため、電源のスイッチング化による小型、軽量、低コスト化が現在の様々な分野で積極的に進められてきた。特にマグネトロンで発生されるマイクロ波により食品を調理する高周波加熱装置では、マグネトロンを駆動するための電源の小型化、軽量化が要求され、スイッチング化されたインバータ回路により実現された。   Since the conventional power source mounted on the high-frequency heating device is heavy and large, it has been desired to reduce its size and weight. For this reason, downsizing, light weight, and cost reduction by switching power supply have been actively promoted in various fields. In particular, in a high-frequency heating apparatus that cooks food using microwaves generated by a magnetron, the power source for driving the magnetron is required to be smaller and lighter, and is realized by a switched inverter circuit.

このうち、特に、本発明が対象としている高周波インバータ回路は、スイッチング素子2石の直列接続で構成されるブリッジのアームを一組、あるいは二組用いたブリッジ共振型回路方式のものである(例えば、特許文献1参照)。   Among these, in particular, the high-frequency inverter circuit targeted by the present invention is of a bridge resonance type circuit system using one or two bridge arms composed of two switching elements connected in series (for example, , See Patent Document 1).

上記スイッチング化は、マグネトロンが図22のVAK(アノード・カソード電圧)−Ib特性で示される非線形負荷であることと相まって、マグネトロン駆動用電源に供給される商用電源の電流波形は高調波成分を多く含む波形になるという課題が残されている。   The above switching is coupled with the fact that the magnetron is a non-linear load indicated by the VAK (anode-cathode voltage) -Ib characteristic in FIG. 22, and the current waveform of the commercial power supply supplied to the magnetron driving power supply has many harmonic components. The problem of becoming a waveform including is left.

また一方、上記高調波成分の絶対値は、電子レンジの調理時間短縮の要求を満足するためのマグネトロン駆動用電源の消費電力増加に伴い高くなり、電源高調波電流抑制をより困難にしている。   On the other hand, the absolute value of the harmonic component becomes higher as the power consumption of the magnetron driving power source for satisfying the demand for shortening the cooking time of the microwave oven is increased, making it difficult to suppress the harmonic current of the power source.

この高調波電流抑制のための種々の制御方式が提案されている(例えば特許文献2参照)。   Various control methods for suppressing the harmonic current have been proposed (see, for example, Patent Document 2).

図21は高周波加熱装置のマグネトロン駆動用電源(インバータ電源)の一例を示している。直流電源1、リーケージトランス2、第一の半導体スイッチング素子3、第一のコンデンサ5(スナバコンデンサ)、第二のコンデンサ6(共振コンデンサ)、第三のコンデンサ7(平滑コンデンサ)、第二の半導体スイッチング素子4、駆動部13、全波倍電圧整流回路11、およびマグネトロン12とから構成されている。   FIG. 21 shows an example of a magnetron driving power source (inverter power source) of the high-frequency heating device. DC power supply 1, leakage transformer 2, first semiconductor switching element 3, first capacitor 5 (snubber capacitor), second capacitor 6 (resonance capacitor), third capacitor 7 (smoothing capacitor), second semiconductor The switching element 4, the drive unit 13, the full wave voltage doubler rectifier circuit 11, and the magnetron 12 are configured.

直流電源1は商用電源を全波整流して直流電圧VDCを、第二のコンデンサ6とリーケージトランス2の一次巻線8との直列回路に印加する。第一の半導体スイッチング素子3と第二の半導体スイッチング素子4とは直列に接続され、リーケージトランス2の一次巻線8と第二のコンデンサ6との直列回路(共振回路)は第二の半導体スイッチング素子4に並列に接続されている。   The DC power supply 1 applies full-wave rectification to the commercial power supply and applies the DC voltage VDC to the series circuit of the second capacitor 6 and the primary winding 8 of the leakage transformer 2. The first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4 are connected in series, and the series circuit (resonance circuit) of the primary winding 8 and the second capacitor 6 of the leakage transformer 2 is the second semiconductor switching. The element 4 is connected in parallel.

第一のコンデンサ5は第二の半導体スイッチング素子4に並列に接続され、スイッチングの際に発生する突入電流(電圧)を抑えるスナバ的な役割を有する。リーケージトランス2の二次巻線9で発生した交流高電圧出力は倍電圧整流回路11で直流の高電圧に変換されてマグネトロン12のアノード−カソード間に印加されている。リーケージトランス2の三次巻線10はマグネトロン12のカソードに電流を供給している。   The first capacitor 5 is connected in parallel to the second semiconductor switching element 4 and has a snubber role for suppressing inrush current (voltage) generated during switching. The AC high voltage output generated in the secondary winding 9 of the leakage transformer 2 is converted into a DC high voltage by the voltage doubler rectifier circuit 11 and applied between the anode and cathode of the magnetron 12. The tertiary winding 10 of the leakage transformer 2 supplies current to the cathode of the magnetron 12.

第一の半導体スイッチング素子3および第二の半導体スイッチング素子4はIGBTと
、それに並列に接続されるフライホイールダイオードとから構成されている。当然であるが前記第一、第二の半導体スイッチング素子3、4はこの種類に限定されるものではなくサイリスタ、GTOスイッチング素子等を用いることもできる。
The first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4 are composed of an IGBT and a flywheel diode connected in parallel thereto. Needless to say, the first and second semiconductor switching elements 3 and 4 are not limited to this type, and thyristors, GTO switching elements, and the like may be used.

駆動部13はその内部に第一の半導体スイッチング素子3と第二の半導体スイッチング素子4の駆動信号を作るための発振部を有し、この発振部で所定周波数の矩形波が発生され、第一の半導体スイッチング素子3および第二の半導体スイッチング素子4にDRIVE信号が与えられる。第一の半導体スイッチング素子3、あるいは第二の半導体スイッチング素子4の一方がターンオフした直後は他方の半導体スイッチング素子の両端電圧が高いため、この時点でターンオンさせるとスパイク状の過大電流が流れ、不要な損失、ノイズが発生する。しかし、デッドタイムを設けることにより、この両端電圧が約0Vに減少するまでターンオフを遅らせるため前記不要な損失、ノイズ発生が防止できる。当然、逆の切り替わり時も同様の働きをする。   The drive unit 13 has an oscillating unit for generating drive signals for the first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4 therein, and a rectangular wave having a predetermined frequency is generated by the oscillating unit. The DRIVE signal is given to the semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4. Immediately after one of the first semiconductor switching element 3 or the second semiconductor switching element 4 is turned off, the voltage across the other semiconductor switching element is high. If turned on at this point, a spike-like excessive current flows, which is unnecessary. Loss and noise occur. However, by providing a dead time, the turn-off is delayed until the voltage at both ends is reduced to about 0 V, so that the unnecessary loss and noise generation can be prevented. Of course, it works in the same way when switching in reverse.

駆動部13より与えられるDRIVE信号と両半導体スイッチング素子の各動作モードにおける詳細な動作の説明は特許文献1に記載されているので割愛する。   Since the DRIVE signal given from the driving unit 13 and the detailed operation of each semiconductor switching element in each operation mode are described in Patent Document 1, they are omitted.

図21の回路構成の特徴としては一般家庭向け電源で最も高い電圧となる欧州240Vにおいても第一の半導体スイッチング素子3、第二の半導体スイッチング素子4への印加電圧は直流電源電圧VDCと同等となり、すなわち240√2=339Vとなる。よって誘導雷サージ、瞬時電圧停止からの復帰時等の異常時を想定したとしても、第一の半導体スイッチング素子3と第二の半導体スイッチング素子4は600V耐圧程度の安価な素子を使用できる。   The circuit configuration of FIG. 21 is characterized in that the applied voltage to the first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4 is equivalent to the DC power supply voltage VDC even in Europe 240V, which is the highest voltage of a general household power supply. That is, 240√2 = 339V. Therefore, even when an abnormal time such as an induced lightning surge or a return from an instantaneous voltage stop is assumed, the first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4 can use inexpensive elements with a breakdown voltage of about 600V.

次にこの種のインバータ電源回路(インダクタンスLとキャパシタンスCで直列共振回路を構成)における共振特性を図24に示す。   Next, FIG. 24 shows resonance characteristics in this type of inverter power supply circuit (a series resonance circuit is constituted by an inductance L and a capacitance C).

図24は一定電圧を印加した場合の周波数−電流特性を示す図であり、横軸がスイッチング周波数、縦軸がリーケージトランスの一次側に流れる電流に相当する。   FIG. 24 is a diagram showing frequency-current characteristics when a constant voltage is applied. The horizontal axis corresponds to the switching frequency, and the vertical axis corresponds to the current flowing through the primary side of the leakage transformer.

直列共振回路のインピーダンスは共振周波数f0の時最小になり、その周波数から遠ざかるに従い増加するので、図示されるように、共振周波数f0で電流I1は最大になり、周波数範囲がf1〜f3へと高くなるにしたがって電流I1は減少する。   Since the impedance of the series resonance circuit is minimum at the resonance frequency f0 and increases as the distance from the resonance frequency increases, the current I1 becomes maximum at the resonance frequency f0 and the frequency range is increased to f1 to f3 as shown in the figure. As the current decreases, the current I1 decreases.

実際のインバータ動作においては共振周波数f0より高いf1〜f3の(実線部I1) 周波数範囲を使用し、さらには入力される電源が商用電源のような交流の場合、後述するようにマグネトロンの非線形負荷特性に合わせ、商用電源の位相に応じてスイッチング周波数を変化させている。   In actual inverter operation, the frequency range (solid line part I1) of f1 to f3 higher than the resonance frequency f0 is used. Further, when the input power source is an alternating current such as a commercial power source, a nonlinear load of the magnetron as will be described later The switching frequency is changed according to the phase of the commercial power supply in accordance with the characteristics.

図24の共振特性を利用して、商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を比較的要求されない商用電源の瞬時電圧が最も高くなる90度および270度近傍の位相は、それぞれの高周波出力において、スイッチング周波数は最も高く設定している。   Using the resonance characteristics of FIG. 24, the phase near 90 degrees and 270 degrees at which the instantaneous voltage of the commercial power supply, which is relatively not required for the boost ratio of the magnetron applied voltage to the commercial power supply voltage, is the highest at each high frequency output, The switching frequency is set to the highest.

例えば電子レンジを200Wで使用する場合はf3近傍に、500Wの場合はそれより低く、1000Wの場合はさらに低い周波数になる。   For example, when the microwave oven is used at 200 W, the frequency is near f3, lower than 500 W, and lower than 1000 W.

当然であるが、入力電力あるいは入力電流等を制御しているので、商用電源電圧、マグネトロン温度等の変化により、この周波数は変化している。   Naturally, since the input power or the input current is controlled, this frequency changes due to changes in the commercial power supply voltage, the magnetron temperature, and the like.

また商用電源の瞬時電圧が最も低くなる0度および180度付近の位相においては、高
電圧を印加しないと高周波発振しないマグネトロンの特性に合わせて、スイッチング周波数を共振周波数f0近傍まで下げて、商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を高め、マグネトロンから電波が発せられる商用電源の位相幅を広くする設定にしている。
Also, at the phase near 0 ° and 180 ° at which the instantaneous voltage of the commercial power supply is lowest, the switching frequency is lowered to the vicinity of the resonance frequency f0 in accordance with the characteristics of the magnetron that does not oscillate at high frequency unless a high voltage is applied. The boost ratio of the magnetron applied voltage to the voltage is increased, and the phase width of the commercial power source that emits radio waves from the magnetron is set to be wide.

このように、電源位相ごとのインバータ動作周波数を変えることで、基本波(商用電源周波数)成分の多い、また高調波成分の少ない電流波形を実現できる。   In this way, by changing the inverter operating frequency for each power supply phase, it is possible to realize a current waveform having a large number of fundamental wave components (commercial power supply frequency) and a small number of harmonic components.

しかし、上記マグネトロンの非線形特性は、マグネトロンの種類により異なり、またマグネトロン温度や、電子レンジ内の被加熱物(負荷)によっても変動するものである。   However, the non-linear characteristics of the magnetron vary depending on the type of magnetron, and also vary depending on the magnetron temperature and the object to be heated (load) in the microwave oven.

図22はマグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図であり、(a)はマグネトロンの種類による違い、(b)はマグネトロンの給電とのマッチングの善し悪しによる違い、(c)はマグネトロンの温度による違い、をそれぞれ示す図であり、また(a)〜(c)に共通して縦軸はアノード−カソード間電圧、横軸はアノード電流である。   FIG. 22 is a graph showing the anode-cathode applied voltage-anode current characteristics of the magnetron, where (a) shows the difference depending on the type of magnetron, (b) shows the difference due to the matching with the power supply of the magnetron, and (c) shows the temperature of the magnetron. The vertical axis represents the anode-cathode voltage and the horizontal axis represents the anode current in common to (a) to (c).

そこで(a)について見ると、A,B,Cは3種類のマグネトロンの特性図で、マグネトロンAの場合、VAKがVAK1(=ebm)になるまでは電流はIA1以下の僅かな電流しか流れない。ところが、VAKがVAK1を超えると電流IAは急激に増加し始める。この領域ではVAKの僅かの違いでIAは大きく変化することとなる。次に、マグネトロンBの場合、VAK2(=ebm)はVAK1より低く、さらにマグネトロンCの場合、VAK3(=ebm)はVAK2よりさらに低くなっている。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類A,B,Cにより異なるので、ebmが低いマグネトロンに合わせた変調波形の場合、ebmが高いマグネトロンを使用した時に入力電流波形が歪んでしまった。従来装置ではこれらの問題に対処できなかった。そこで、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。   Therefore, looking at (a), A, B, and C are characteristic diagrams of three types of magnetrons. In the case of magnetron A, the current flows only as little as IA1 until VAK becomes VAK1 (= ebm). . However, when VAK exceeds VAK1, the current IA starts to increase rapidly. In this region, IA changes greatly with a slight difference in VAK. Next, in the case of magnetron B, VAK2 (= ebm) is lower than VAK1, and in the case of magnetron C, VAK3 (= ebm) is lower than VAK2. As described above, the non-linear characteristics of the magnetron differ depending on the types A, B, and C of the magnetron. Therefore, in the case of a modulation waveform adapted to a magnetron having a low ebm, the input current waveform is distorted when a magnetron having a high ebm is used. . Conventional devices could not cope with these problems. Therefore, it has been a challenge to make a high-frequency dielectric heating circuit that is not affected by these types.

同じく(b)について見ると、3種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンから見た加熱室のインピーダンスマッチングの良、悪を示している。インピーダンスマッチングが良の場合、VAK1(=ebm)が最大で、以下悪くなるにしたがって小さくなってゆく。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、インピーダンスマッチングの良、不良でも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。   Similarly, regarding (b), the characteristic diagrams of the three types of magnetrons show good and bad impedance matching of the heating chamber as seen from the magnetron. When the impedance matching is good, VAK1 (= ebm) is the maximum and becomes smaller as it gets worse. As described above, since the nonlinear characteristics of the magnetron greatly differ depending on whether the impedance matching is good or bad, it is a problem to produce a high-frequency dielectric heating circuit that is not affected by these types.

同じく(c)について見ると、3種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンの温度の高低を示している。温度が低い場合、VAK1(=ebm)が最大で、以下次第に温度が高くなるにしたがってebmは低くなってゆく。したがって、マグネトロンの温度を低い方に合わせると、マグネトロンの温度が高くなったときに入力電流波形が歪んでしまうことが起きた。   Similarly, looking at (c), the characteristics of the three types of magnetrons show the temperature of the magnetron. When the temperature is low, VAK1 (= ebm) is maximum, and ebm gradually decreases as the temperature gradually increases. Therefore, when the temperature of the magnetron is adjusted to the lower side, the input current waveform may be distorted when the temperature of the magnetron is increased.

このようにマグネトロンの非線形特性は、マグネトロンの温度の違いでも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。   As described above, the non-linear characteristics of the magnetron are greatly different depending on the temperature difference of the magnetron. Therefore, it is an object to produce a high-frequency dielectric heating circuit which is not affected by the kind of the magnetron.

そこでこれらの課題を解決するために、図22に示すように電源電圧検知手段27で検知した商用電源電圧波形を変調部21で加工・整形した変調波形を用いて半導体スイッチング素子3,4の駆動パルス周波数を変調し、入力電流波形が正弦波に近づくように「見込み制御方式」による波形整形を実施して半導体スイッチング素子3,4を駆動する方式が提案されている。
特開2000−58252号公報 特開2004−6384号公報
Therefore, in order to solve these problems, the semiconductor switching elements 3 and 4 are driven using a modulation waveform obtained by processing and shaping the commercial power supply voltage waveform detected by the power supply voltage detection means 27 as shown in FIG. There has been proposed a method of driving the semiconductor switching elements 3 and 4 by modulating the pulse frequency and performing waveform shaping by the “expected control method” so that the input current waveform approaches a sine wave.
JP 2000-58252 A JP 2004-6384 A

しかしながらこのような「見込み制御方式」によっても、前述したマグネトロンの種類や特性のバラツキ、それにマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるebm(アノード・カソード間電圧)変動、さらに電源電圧変動に対してまでは波形整形が追従しきれていない、ということが判明した。   However, even with such a “prospect control method”, variations in the types and characteristics of the magnetron described above, ebm (anode-cathode voltage) fluctuation due to magnetron anode temperature and load in the microwave oven, and power supply voltage fluctuation On the other hand, it was found that waveform shaping was not able to follow up.

更に、第一の半導体スイッチング素子3の最初のオン動作開始直前の平滑回路の出力電圧波形は商用電源の位相に関係なく直流になるので、商用電源電圧波形を加工・整形した変調波形の採用に伴い、上記オン動作開始の商用電源位相を、この変調波形から決まるオン時間幅(1/周波数)が最も小さくなる位相、すなわち90度、270度付近に制御して、マグネトロンに過大電圧が掛かることを防止する必要があり、このための制御調整が複雑になるという問題があった。   Furthermore, since the output voltage waveform of the smoothing circuit immediately before the start of the first on-operation of the first semiconductor switching element 3 becomes a direct current regardless of the phase of the commercial power supply, the modulation waveform obtained by processing and shaping the commercial power supply voltage waveform is adopted. Along with this, the commercial power supply phase at the start of the ON operation is controlled to the phase where the ON time width (1 / frequency) determined from this modulation waveform is the smallest, that is, around 90 degrees and 270 degrees, and an excessive voltage is applied to the magnetron. There is a problem that control adjustment for this is complicated.

また、前述したマグネトロンの特性変動等に追従した電源電流波形整形を実現させるために、波形基準信号を作成し、この波形に入力電流波形が追従するように半導体スイッチング素子の駆動パルス周波数を変調制御する方式があるが、回路構成が複雑、大規模になるという問題があった。   In addition, in order to realize the power supply current waveform shaping that follows the characteristic fluctuation of the magnetron described above, a waveform reference signal is created, and the drive pulse frequency of the semiconductor switching element is modulated and controlled so that the input current waveform follows this waveform. However, there is a problem that the circuit configuration is complicated and large.

また、公知のようにマグネトロンは真空管の一種であるため、そのヒータに電流を供給してから電磁波を発振出力するまでの遅れ時間(以下、起動時間と略記する)が生ずる。上記ヒータ電流を高めることで、この起動時間は短縮されるものの、起動時間内はマグネトロンのアノードとカソード間のインピーダンスは無限大のため、その両端に印加される電圧が過剰に高くなるおそれがあり、この弊害を防止する対策が必要になるという問題があった。   As is well known, since a magnetron is a kind of vacuum tube, there is a delay time (hereinafter abbreviated as start-up time) from when an electric current is supplied to the heater until the electromagnetic wave is oscillated and output. Although the startup time is shortened by increasing the heater current, the impedance between the anode and cathode of the magnetron is infinite within the startup time, so the voltage applied to both ends may become excessively high. There is a problem that measures to prevent this harmful effect are necessary.

そこで、本発明は、装置の構成を簡易化して、装置の小型化を図り、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるebm(アノード・カソード間電圧)変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法を提供することを目的としている。   Therefore, the present invention simplifies the configuration of the apparatus, reduces the size of the apparatus, and even if there are variations in the type and characteristics of the magnetron, the temperature of the anode of the magnetron and the ebm (anode) depending on the load in the microwave oven The object of the present invention is to provide a high-frequency dielectric heating power control apparatus and its control method that are not affected by fluctuations in the voltage between the cathodes and the power supply voltage.

また、マグネトロンの印加電圧が各部の耐電圧に対して過大にならないように、かつ起動時間を短縮した高周波誘電加熱方法および装置を提供することを目的としている。更に、小さい値に電力制御されているときには、マグネトロンの非線形負荷による影響が大きくなるが、その際の力率低下を抑制できる高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法を提供することを目的としている。   It is another object of the present invention to provide a high-frequency dielectric heating method and apparatus in which the applied voltage of the magnetron does not become excessive with respect to the withstand voltage of each part and the start-up time is shortened. Further, when the power control is performed at a small value, the influence of the non-linear load of the magnetron becomes large, but it is an object to provide a power control device for high frequency dielectric heating and a control method thereof that can suppress a power factor decrease at that time. Yes.

本発明は、交流電源の電圧を整流して得られる直流電源に、2個の半導体スイッチング素子からなる直列回路、共振回路、リーケージトランスを接続し、前記半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を変調して高周波電力に変換し、リーケージトランスの2次側に発生する出力をマグネトロンに印加して付勢するマグネトロン駆動用のインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流の波形を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧の波形を検知し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部との間に接続される選択部と、前記選択部と前記半導体スイッチング素子との間に接続される変換部と、を備え、前記入力電圧波形情報は、前記マグネトロンの発振時において、前記入力電圧波形情報の振幅が、最大入力電流の50%から20%時の入力電流波形情報の振幅程度になるように設定し、前記選択部は、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のうち大きい方を選択し、前記変換部は、選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを、オン・オフ駆動信号のスイッチング周波数を変調する変調信号とし、瞬時波形情報の大きい部分はスイッチング周波数を高くする極性に、前記瞬時波形情報の小さい部分はスイッチング周波数を低くする極性に、前記インバータ回路の前記半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動信号に変換するものである。 According to the present invention, a DC circuit obtained by rectifying the voltage of an AC power supply is connected to a series circuit composed of two semiconductor switching elements, a resonance circuit, and a leakage transformer, and the switching frequency of the semiconductor switching element is modulated to generate a high frequency. A power control device for high frequency dielectric heating for controlling an inverter circuit for driving a magnetron, which converts an electric power and generates an output generated on a secondary side of a leakage transformer to energize the magnetron. An input current detector that detects the waveform of the input current to the inverter circuit and outputs the input current waveform information, and detects the waveform of the input voltage from the AC power source to the inverter circuit, and outputs the input voltage waveform information An input voltage detection unit; a selection unit connected between the input current detection unit and the input voltage detection unit; the selection unit; The input voltage waveform information when the magnetron oscillates, when the amplitude of the input voltage waveform information is 50% to 20% of the maximum input current. The input current waveform information is set to be approximately the amplitude of the input current waveform information, the selection unit selects the larger one of the input current waveform information and the input voltage waveform information, and the conversion unit is the selected input current one of the input voltage waveform information and waveform information, and the modulation signal for modulating the switching frequency of the on-off driving signal, a large portion of the instantaneous waveform information to the polarity to raise the switching frequency of the instantaneous waveform information A small part is converted into an on / off drive signal for the semiconductor switching element of the inverter circuit to have a polarity for lowering the switching frequency.

前記選択部は、前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報のいずれかと、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、スイッチング周波数制御信号を生成するミックス回路を更に設け、
前記変換部は、前記マグネトロンに印加される電圧のピークが抑制されるように、前記スイッチング周波数制御信号を前記駆動信号に変換するよう構成することができる。
The selection unit is connected between the input current detection unit and the conversion unit, and any one of the input current waveform information and the input voltage waveform information, and a current or voltage at an arbitrary position of the inverter circuit is set to a predetermined value. The power control information to be controlled to be mixed is further provided with a mix circuit for generating a switching frequency control signal,
The conversion unit may be configured to convert the switching frequency control signal into the drive signal so that a peak of a voltage applied to the magnetron is suppressed.

前記変換部は周波数制限部を備え、前記高周波スイッチング周波数に上限、ないし下限を設けることが好ましい。   Preferably, the conversion unit includes a frequency limiting unit, and an upper limit or a lower limit is provided for the high-frequency switching frequency.

前記変換部はデューティ制御部を更に有し、少なくとも前記高周波スイッチング周波数が前記周波数制限部の上限に制限される範囲は、前記高周波スイッチングのオンデューティを制御するデューティ制御で補完するよう構成され得る。   The conversion unit may further include a duty control unit, and at least a range in which the high frequency switching frequency is limited to an upper limit of the frequency limiting unit may be configured to be supplemented by duty control that controls an on-duty of the high frequency switching.

前記ミックス回路は、前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報のいずれかと、前記入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、スイッチング周波数制御信号を生成するように構成してもよい。さらに、前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報を、直接前記ミックス回路に入力し、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報及び入力電圧波形情報のいずれかを選択し、前記電力制御情報とミックスするような構成にしてもよい。   The mixing circuit mixes one of the input current waveform information and the input voltage waveform information with power control information for controlling the output of the input current detection unit to a predetermined value, and generates a switching frequency control signal. You may comprise. Further, the input current waveform information and the input voltage waveform information are directly input to the mix circuit, and the mix circuit selects any one of the input current waveform information and the input voltage waveform information directly input, and the power control You may make it the structure which mixes with information.

前記入力電流検出部は、前記入力電流を検知する変流器と、検知された前記入力電流を整流し、出力する整流回路とを有するものであってもよい。また、前記入力電流と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に設けることができる。   The input current detection unit may include a current transformer that detects the input current and a rectifier circuit that rectifies and outputs the detected input current. Further, a comparison circuit that outputs the power control information in comparison with the input current and the output setting signal can be further provided.

一方、前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知して出力するように構成することができる。ここで、前記入力電流検出部には、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知するシャント抵抗と、当該シャント抵抗の両端に生ずる電圧を増幅する増幅回路を有するように構成され得る。さらに前記増幅回路により得られた出力を、前記入力電流波形情報として直接前記ミックス回路に入力し、前記増幅回路により得られた出力と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に備えるものであってよい。   On the other hand, the input current detector may be configured to detect and output a unidirectional current after rectifying the input current of the inverter circuit. Here, the input current detection unit includes a shunt resistor that detects a unidirectional current after rectifying the input current of the inverter circuit, and an amplifier circuit that amplifies a voltage generated at both ends of the shunt resistor. Can be configured. Further, the output obtained by the amplifier circuit is directly input to the mix circuit as the input current waveform information, and the power control information is output by comparing the output obtained by the amplifier circuit with an output setting signal. May further be provided.

前記ミックス回路は、前記電力制御情報の高域成分をカットする構成、また、前記入力電流の増加制御時と前記入力電流の減少制御時との間で回路構成が切り替わる構成を備えてもよい。前記ミックス回路は、前記入力電流の増加制御時には時定数が増加し、前記入力電流の減少制御時には時定数が減少するよう構成されうる。   The mix circuit may include a configuration that cuts a high frequency component of the power control information, and a configuration in which a circuit configuration is switched between when the input current is increased and when the input current is decreased. The mix circuit may be configured such that a time constant increases when the input current is increased, and a time constant decreases when the input current is decreased.

また、前記ミックス回路には、前記共振回路の共振回路電圧を所定値に制御する共振回路電圧制御情報が入力され、前記共振回路電圧の大きさに応じて回路構成が切り替わるよう構成してもよい。ここで前記ミックス回路は、前記共振電圧が低い場合には時定数が増加し、前記共振電圧が高い場合には時定数が減少するよう構成されうる。   Further, the mix circuit may be configured such that resonance circuit voltage control information for controlling the resonance circuit voltage of the resonance circuit to a predetermined value is input, and the circuit configuration is switched according to the magnitude of the resonance circuit voltage. . Here, the mix circuit may be configured such that the time constant increases when the resonance voltage is low and the time constant decreases when the resonance voltage is high.

さらに、前記入力電流検出部には、商用電源の高次周波数部分および高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するフィルタ回路を設けることができ、さらに前記フィルタ回路に位相進み補償を付加することもできる。   Furthermore, the input current detection unit can be provided with a filter circuit that attenuates high-frequency parts such as a high-order frequency part and a high-frequency switching frequency of a commercial power supply, and phase lead compensation can be added to the filter circuit. .

また、前記入力電圧検出部は、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧を検知する一組のダイオードと、当該ダイオードにより検出された入力電圧を波形整形して出力する整形回路と、から構成されうる。前記整形回路は、前記入力電圧の高次周波数部分を減衰する構成を有してもよく、位相進み補償を更に有してもよい。   The input voltage detection unit includes a pair of diodes that detect an input voltage from the AC power supply to the inverter circuit, and a shaping circuit that shapes and outputs the input voltage detected by the diode. Can be configured. The shaping circuit may have a configuration that attenuates a higher-order frequency portion of the input voltage, and may further include phase lead compensation.

また、前記変換部は、前記スイッチング周波数制御信号でその周波数が設定される搬送波とスライス制御信号を重ね合わせて、前記半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する周波数変調回路より構成され得る。   In addition, the conversion unit may be configured by a frequency modulation circuit that generates a drive signal for the semiconductor switching element by superimposing a carrier wave whose frequency is set by the switching frequency control signal and a slice control signal.

また、前記マグネトロンの発振を検知する発振検知回路を更に設け、当該発振検知回路によって検知されたマグネトロンの発振及び非発振に応じて、前記入力電圧検出部からの前記入力電圧波形情報の大きさを切替えるよう構成することもできる。   Further, an oscillation detection circuit for detecting the oscillation of the magnetron is further provided, and the magnitude of the input voltage waveform information from the input voltage detection unit is set according to the oscillation and non-oscillation of the magnetron detected by the oscillation detection circuit. It can also be configured to switch.

更に本発明は、交流電源の電圧を整流し、半導体スイッチング素子の高周波スイッチング周波数を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法を提供し、該方法は、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流を検知するステップと、前記入力電流に対応した入力電流波形情報を取得するステップと、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧を検知するステップと、前記入力電圧に対応した入力電圧波形情報を取得するステップと、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のうち大きい方を選択するステップと、選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを、前記インバータ回路の半導体スイッチング素子の駆動信号に変換するステップと、
を備える。
Furthermore, the present invention provides a power control method for high-frequency dielectric heating that controls an inverter circuit that rectifies the voltage of an AC power supply, modulates a high-frequency switching frequency of a semiconductor switching element, and converts it into high-frequency power. Detecting an input current to the inverter circuit from an AC power supply; obtaining input current waveform information corresponding to the input current;
A step of detecting an input voltage to the inverter circuit from the AC power supply; a step of acquiring input voltage waveform information corresponding to the input voltage; and a larger one of the input current waveform information and the input voltage waveform information. Selecting one of the selected input current waveform information and the input voltage waveform information into a drive signal for a semiconductor switching element of the inverter circuit; and
Is provided.

本発明によれば、交流電源電圧を整流して所定周波数の交流に変換するインバータ回路の入力電流波形情報が、その瞬時変動が抑制されるようなインバータ回路の半導体スイッチング素子の駆動信号に変換される。例えば、入力電流波形情報を周波数変調方式によりインバータ回路の半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動信号の周波数に変換して使用する。従って、入力電流が大きい部分はスイッチング周波数を高く、小さい部分はスイッチング周波数を低くなるようにして入力電流を補正する制御ループが構成される。従って、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるebm(アノード・カソード間電圧)変動、更に電源電圧変動があっても、これらの影響を受けない入力電流波形整形が、より簡単な構成で得られるようになり、マグネトロンの安定出力が簡単な構成で達成される。   According to the present invention, the input current waveform information of the inverter circuit that rectifies the AC power supply voltage and converts it into alternating current of a predetermined frequency is converted into the drive signal of the semiconductor switching element of the inverter circuit so that the instantaneous fluctuation is suppressed. The For example, input current waveform information is converted into a frequency of an on / off drive signal for a semiconductor switching element of an inverter circuit by a frequency modulation method and used. Therefore, a control loop for correcting the input current is configured such that the switching frequency is increased in the portion where the input current is large and the switching frequency is decreased in the portion where the input current is small. Therefore, even if there are variations in the type of magnetron and its characteristics, ebm (anode-cathode voltage) fluctuations due to magnetron anode temperature and load in the microwave oven, and even power supply voltage fluctuations, these effects The input current waveform shaping that is not subject to this can be obtained with a simpler configuration, and the stable output of the magnetron can be achieved with a simple configuration.

また、この補正ループに入力電圧波形情報も入力しているので、マグネトロンの起動時間が短縮され、且つ、低入力電流時の力率が改善される。   In addition, since the input voltage waveform information is also input to the correction loop, the magnetron start-up time is shortened, and the power factor at the time of low input current is improved.

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を用いて詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

(実施の形態1)
図1は本発明の実施の形態1に係る高周波加熱装置を説明するブロック図である。図1において、高周波加熱装置はインバータ回路40と、インバータの第一、第二の半導体スイッチング素子3,4を制御する制御回路45と、マグネトロン12とからなる。インバータ回路40は、交流電源50と、ダイオードブリッジ型整流回路60と、平滑回路61と、共振回路36と、第一、第二の半導体スイッチング素子3,4、倍電圧整流回路11とを含む。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a high frequency heating apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, the high-frequency heating device includes an inverter circuit 40, a control circuit 45 that controls the first and second semiconductor switching elements 3 and 4 of the inverter, and a magnetron 12. The inverter circuit 40 includes an AC power supply 50, a diode bridge rectifier circuit 60, a smoothing circuit 61, a resonance circuit 36, first and second semiconductor switching elements 3 and 4, and a voltage doubler rectifier circuit 11.

交流電源50の交流電圧は4個のダイオード63から成るダイオードブリッジ型整流回路60で整流され、インダクタ64と第三のコンデンサ7から成る平滑回路61を経て、直流電源1に変換される。その後、第一のコンデンサ5、第二のコンデンサ6とトランス41の1次巻線8から成る共振回路36と第一,第二の半導体スイッチング素子3,4により高周波交流に変換され、トランス41を介してその2次側巻線9に高周波高圧が誘起される。   The AC voltage of the AC power supply 50 is rectified by a diode bridge type rectifier circuit 60 including four diodes 63, and converted to the DC power supply 1 through a smoothing circuit 61 including an inductor 64 and a third capacitor 7. Thereafter, the transformer 41 is converted into high-frequency alternating current by the resonance circuit 36 including the first capacitor 5, the second capacitor 6 and the primary winding 8 of the transformer 41, and the first and second semiconductor switching elements 3 and 4. A high-frequency and high-voltage is induced in the secondary winding 9.

2次側巻線9に誘起された高周波高圧は、コンデンサ65、ダイオード66、コンデンサ67、ダイオード68から成る倍電圧整流回路11を介して、高電圧がマグネトロン12のアノード69とカソード70間に印加される。また、トランス41には3次巻線10があって、これによりマグネトロン12のヒータ(カソード)70を加熱する。以上がインバータ回路40である。   The high frequency and high voltage induced in the secondary winding 9 is applied between the anode 69 and the cathode 70 of the magnetron 12 through the voltage doubler rectifier circuit 11 including the capacitor 65, the diode 66, the capacitor 67, and the diode 68. Is done. Further, the transformer 41 has a tertiary winding 10, which heats the heater (cathode) 70 of the magnetron 12. The above is the inverter circuit 40.

次に、インバータ回路40の第一、第二の半導体スイッチング素子3,4を制御する制御回路45について説明する。まず、交流電源50とダイオードブリッジ型整流回路60との間に設けられたCT(Current Transformer;変流器)71等より構成される電流検知部が、整流回路72に接続され、CT71と整流回路72よりインバータ回路への入力電流を検知する入力電流検出部が構成される。インバータ回路への入力電流はCT71で絶縁・検出され、その出力は整流回路72で整流され、入力電流波形情報90が生成される。   Next, the control circuit 45 that controls the first and second semiconductor switching elements 3 and 4 of the inverter circuit 40 will be described. First, a current detection unit including a CT (Current Transformer) 71 provided between the AC power supply 50 and the diode bridge type rectifier circuit 60 is connected to the rectifier circuit 72, and the CT 71 and the rectifier circuit. 72 constitutes an input current detector for detecting the input current to the inverter circuit. The input current to the inverter circuit is insulated and detected by CT 71, and its output is rectified by rectifier circuit 72, and input current waveform information 90 is generated.

整流回路72により得られた電流信号は、平滑回路73で平滑化され、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部75からの信号を比較回路74で比較する。なお、比較回路74は電力の大きさを制御するため、平滑回路73で平滑化された入力電流信号と出力設定部75からの設定信号の比較を行う。従って、平滑回路73で平滑化された入力電流信号の代わりにマグネトロン12のアノード電流信号や、あるいは第一、第二の半導体スイッチング素子3,4のコレクタ電流信号等を入力信号として用いることもできる。すなわち、比較回路74は、入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報91を出力するが、比較回路74、電力制御情報91は後述するように本発明にとって必須ではない。   The current signal obtained by the rectifier circuit 72 is smoothed by the smoothing circuit 73, and the signal from the output setting unit 75 that outputs the output setting signal corresponding to the other heating output setting is compared by the comparison circuit 74. . Note that the comparison circuit 74 compares the input current signal smoothed by the smoothing circuit 73 with the setting signal from the output setting unit 75 in order to control the magnitude of power. Accordingly, the anode current signal of the magnetron 12 or the collector current signals of the first and second semiconductor switching elements 3 and 4 can be used as the input signal instead of the input current signal smoothed by the smoothing circuit 73. . That is, the comparison circuit 74 outputs the power control information 91 for controlling the output of the input current detection unit to be a predetermined value, but the comparison circuit 74 and the power control information 91 are not essential for the present invention as will be described later. .

同様に、図2に示す実施の形態2のようにダイオードブリッジ型整流回路60と平滑回路61間に設けたシャント抵抗86よりなる電流検知部と、その両端電圧を増幅する増幅回路85とで入力電流検出部を構成し、その出力を入力電流波形情報90としてもよい。シャント抵抗86は、ダイオードブリッジ型整流回路60により単一方向に整流された後の入力電流を検知する。   Similarly, as in the second embodiment shown in FIG. 2, a current detection unit comprising a shunt resistor 86 provided between the diode bridge type rectifier circuit 60 and the smoothing circuit 61 and an amplifier circuit 85 for amplifying the voltage at both ends thereof are input. The current detection unit may be configured, and the output thereof may be input current waveform information 90. The shunt resistor 86 detects the input current after being rectified in a single direction by the diode bridge type rectifier circuit 60.

他方、本実施の形態において制御回路45は、交流電源50の電圧を検知して整流する一組のダイオード46と、整流された電圧を波形整形し、入力電圧波形情報49を生成する整形回路47とからなる入力電圧検出部をも備える。   On the other hand, in the present embodiment, the control circuit 45 detects a voltage of the AC power supply 50 and a pair of diodes 46 that rectifies, and a shaping circuit 47 that shapes the rectified voltage and generates input voltage waveform information 49. The input voltage detection part which consists of these is also provided.

本実施の形態では、ミックス回路81内において、入力電流波形情報90と入力電圧波形情報49の大きい方を選択し、選択された情報と比較回路74からの電力制御情報91とをミックス回路81でミックスしフィルタリングしてスイッチング周波数制御信号92を出力する。ノコギリ波発生回路83より出力されるノコギリ波84は後述されるように前記スイッチング周波数制御信号92により周波数変調される。   In the present embodiment, the larger one of the input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 is selected in the mix circuit 81, and the selected information and the power control information 91 from the comparison circuit 74 are selected by the mix circuit 81. Mixing and filtering are performed to output a switching frequency control signal 92. The sawtooth wave 84 output from the sawtooth wave generating circuit 83 is frequency-modulated by the switching frequency control signal 92 as described later.

コンパレータ82は前記ノコギリ波84と、後述するスライス制御信号87を比較して矩形波に変換し、得られる矩形波がドライバを介して第一,第二の半導体スイッチング素子3,4のゲートに与えられる。   The comparator 82 compares the sawtooth wave 84 and a slice control signal 87, which will be described later, to convert it into a rectangular wave, and the resulting rectangular wave is applied to the gates of the first and second semiconductor switching elements 3 and 4 via a driver. It is done.

スイッチング周波数制御信号92で周波数変調されたノコギリ波発生回路83からのノコギリ波とコンパレータ82で比較して、インバータ回路の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するというように、入力電流波形情報検出系を簡略化している。特に本実施の形態では、入力電流波形情報90が直接ミックス回路81に入力されるという簡略化された構成を採用している。   The input current waveform information detection system is configured such that the sawtooth wave from the sawtooth wave generation circuit 83 frequency-modulated by the switching frequency control signal 92 is compared with the comparator 82 and the semiconductor switching element of the inverter circuit is controlled to be turned on / off. It is simplified. In particular, the present embodiment employs a simplified configuration in which the input current waveform information 90 is directly input to the mix circuit 81.

尚、上記したスイッチング周波数制御信号92から第一,第二の半導体スイッチング素子3,4の駆動信号を生成する部分は、交流電源50からの入力電流が大きい部分はスイッチング周波数が高く、入力電流が小さい部分はスイッチング周波数が低くなるように、スイッチング周波数制御信号92をインバータ回路の半導体スイッチング素子の駆動信号に変換する変換部として構成されていればよく、この構成には限定されない。   The portion that generates the drive signals for the first and second semiconductor switching elements 3 and 4 from the switching frequency control signal 92 described above has a high switching frequency in the portion where the input current from the AC power supply 50 is large, and the input current is high. The small portion may be configured as a conversion unit that converts the switching frequency control signal 92 into a drive signal for the semiconductor switching element of the inverter circuit so that the switching frequency is low, and the present invention is not limited to this configuration.

また入力電流波形情報90に対する半導体スイッチング素子3,4のオン・オフ制御は、入力電流が大きい時はスイッチング周波数が高く、逆に小さい時はスイッチング周波数が低くする極性で変換される。同様に入力電圧波形情報49も、入力電圧が大きい時はスイッチング周波数が高く、逆に小さい時はスイッチング周波数が低くする極性で変換される。従って、そのような波形とするべく、入力電流波形情報と入力電圧波形情報は後述するミックス回路81内で反転処理して使用される。   The on / off control of the semiconductor switching elements 3 and 4 with respect to the input current waveform information 90 is converted with a polarity such that the switching frequency is high when the input current is large and the switching frequency is low when the input current is small. Similarly, the input voltage waveform information 49 is also converted with a polarity such that the switching frequency is high when the input voltage is high and the switching frequency is low when the input voltage is low. Therefore, in order to obtain such a waveform, the input current waveform information and the input voltage waveform information are used after being inverted in the mix circuit 81 described later.

図3はノコギリ波(搬送波)発生回路83の詳細な回路図である。コンパレータ164、165の出力はそれぞれSRフリップフロップ166のS端子とR端子に入れられる。コンデンサ163への充放電はSRフリップフロップ166の非Q端子の出力極性で切り換り、Hiの時は電流I10にて充電、Loの時は電流I11にて放電される。またSRフリップフロップ166の非Q端子はコンデンサ163の電位がV1を超えた時、コンパレータ164の出力Hiを受けてセットされてLoに、V2を下回った時コンパレータ165の出力Hiを受けてリセットされてHiに切り換る。   FIG. 3 is a detailed circuit diagram of the sawtooth wave (carrier wave) generation circuit 83. The outputs of the comparators 164 and 165 are input to the S terminal and the R terminal of the SR flip-flop 166, respectively. Charging / discharging of the capacitor 163 is switched according to the output polarity of the non-Q terminal of the SR flip-flop 166, and is charged with the current I10 when Hi and discharged with the current I11 when Lo. The non-Q terminal of the SR flip-flop 166 is set by receiving the output Hi of the comparator 164 when the potential of the capacitor 163 exceeds V1, and is reset by receiving the output Hi of the comparator 165 when the potential falls below V2. Switch to Hi.

このような構成によりコンデンサ163の電位はノコギリ波状(三角波)になり、この信号がコンパレータ82へ搬送される。   With this configuration, the potential of the capacitor 163 becomes a sawtooth waveform (triangular wave), and this signal is conveyed to the comparator 82.

また、コンデンサ163への充放電電流I10、I11は、スイッチング周波数制御信号92の電圧とVccとの電位差を抵抗の値で除した電流I12が反映されて決定され、この電流の大きさにより三角波の勾配が変わる。したがって、スイッチング周波数制御信号を反映したI10、I11の大きさでスイッチング周波数が決定される。   The charging / discharging currents I10 and I11 to the capacitor 163 are determined by reflecting a current I12 obtained by dividing the potential difference between the voltage of the switching frequency control signal 92 and Vcc by the resistance value. The slope changes. Accordingly, the switching frequency is determined by the magnitudes of I10 and I11 reflecting the switching frequency control signal.

図5(a)にミックス回路81の1例を示す。ミックス回路81の入力端子は3つあり、それぞれに電力制御情報91、入力電流波形情報90、入力電圧波形情報49が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。   FIG. 5A shows an example of the mix circuit 81. The mix circuit 81 has three input terminals, to which power control information 91, input current waveform information 90, and input voltage waveform information 49 are added, and are mixed by an internal circuit as shown in the figure.

また、図5(b)のように、電力制御情報91からミックス回路81出力間には、交流等価回路で示されるように、高周波カットフィルタが構成される。これによって入力電流波形を整形するための入力電流波形情報90に対して妨害になっていた電力制御に含まれる高周波成分は、このフィルタによりカットされる。   Further, as shown in FIG. 5B, a high frequency cut filter is configured between the power control information 91 and the output of the mix circuit 81 as shown by an AC equivalent circuit. As a result, the high-frequency component included in the power control that has interfered with the input current waveform information 90 for shaping the input current waveform is cut by this filter.

また、図5(c)に示すように、入力電流波形情報90及び入力電圧波形情報49から出力間には、ミックス回路81に交流等価回路で示されるように、低周波カットフィルタが構成される。したがって、電力制御情報91はミックス回路81出力の直流成分に、また入力電流波形情報90及び入力電圧波形情報49は交流成分に変換されることになる。   Further, as shown in FIG. 5C, a low-frequency cut filter is configured between the input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 and the output as shown by an AC equivalent circuit in the mix circuit 81. . Therefore, the power control information 91 is converted into a DC component of the output of the mix circuit 81, and the input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 are converted into an AC component.

実施の形態1は、以上のように、入力電流波形情報90と入力電圧波形情報49の大きい方の信号を選択し、インバータ回路の半導体スイッチング素子3,4のスイッチング周波数に変換して使用するものである。一般に電子レンジ等に使用されるインバータは周知であり、50〜60サイクルの商用交流電源を整流して直流に変換し、変換した直流電源をインバータにより、例えば、20kHz〜50Hz程度の高周波に変換し、変換した高周波を昇圧トランスで昇圧し、さらに倍電圧整流回路で整流した高電圧をマグネトロンに印加するものである。 In the first embodiment, as described above, the larger signal of the input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 is selected and converted into the switching frequency of the semiconductor switching elements 3 and 4 of the inverter circuit. It is. Generally inverter for use in microwave ovens and the like are well known, and converts the direct current by rectifying the commercial AC power supply of 50 to 60 cycles, by conversion to an inverter DC power source, for example, about 20 kHz to 50 k Hz frequency The converted high frequency is boosted by a step-up transformer, and a high voltage rectified by a voltage doubler rectifier circuit is applied to the magnetron.

インバータの回路方式としては、例えば、商用電源が100V地域等でよく使用されるような半導体スイッチング素子を1つ使用してスイッチングを行い、スイッチングパルスのオン時間を変えて出力を変える、いわゆる一石式電圧共振型回路を用いたオン時間変調方式と、本発明の図1や、特許文献1の図21等に示すような、直列接続された二つの半導体スイッチング素子3,4を交互にオンさせ、そのスイッチング周波数を制御して出力を変化させる(ハーフ)ブリッジ式電圧共振型回路方式の2通りがある。ブリッジ式電圧共振型回路方式は、スイッチング周波数を高くすれば出力は低下し、スイッチング周波数を低くすれば出力が増加する、というようにシンプルな構成・制御が可能な方式である。   As a circuit system of the inverter, for example, switching is performed by using one semiconductor switching element that is often used in a commercial power supply such as a 100V area, and the output is changed by changing the on-time of the switching pulse. On-time modulation method using a voltage resonance type circuit and two semiconductor switching elements 3 and 4 connected in series as shown in FIG. 1 of the present invention, FIG. There are two types, a (half) bridge type voltage resonance type circuit system in which the switching frequency is controlled to change the output. The bridge-type voltage resonance circuit system is a system that can be simply configured and controlled such that the output decreases when the switching frequency is increased, and the output increases when the switching frequency is decreased.

図6は本発明の実施の形態1により得られる波形を説明する図である。この例は、マグネトロンが通常に発振しているとき、すなわち通常運転時の状況であり、入力電流波形情報と入力電圧波形情報の双方が、スイッチングトランジスタ3,4の駆動信号に変換して使用される。   FIG. 6 is a diagram for explaining a waveform obtained by the first embodiment of the present invention. This example is a situation when the magnetron is oscillating normally, that is, during normal operation, and both the input current waveform information and the input voltage waveform information are converted into drive signals for the switching transistors 3 and 4 and used. The

図6において、(a)は入力電流が大きい場合、(b)は入力電流が小さい場合である。また、後述するように、実線は以下の説明で主に用いられる本発明の電力制御装置による補正後の信号形状を表わし、破線は交流電源50からの補正前の瞬時変動する出力の信号形状を表わす。   6A shows a case where the input current is large, and FIG. 6B shows a case where the input current is small. As will be described later, the solid line represents the signal shape after correction by the power control apparatus of the present invention, which is mainly used in the following description, and the broken line represents the signal shape of the instantaneously changing output from the AC power supply 50 before correction. Represent.

図6(a)において、上から(イ)の入力電流波形情報の波形は、図1では整流回路72の出力で、図2では増幅回路85の出力である入力電流波形情報90であって、点線はマグネトロンの非線形負荷特性に起因する補正前の波形を示している。また、(イ)の入力電圧波形情報の波形は整形回路62からの出力である入力電圧波形情報94である。図6(a)の(ロ)は、ミックス回路81の補正出力であるスイッチング周波数制御信号92で、このスイッチング周波数制御信号92は入力電流波形情報90、入力電圧波形情報94、電力制御情報91に追従してその大きさが変化し、更に、入力電流の歪み分を相補・補正するために(イ)の反転波形として出力されている。   6A, the waveform of the input current waveform information from (a) from the top is the input current waveform information 90 which is the output of the rectifier circuit 72 in FIG. 1 and the output of the amplifier circuit 85 in FIG. The dotted line shows the waveform before correction resulting from the non-linear load characteristic of the magnetron. Also, the waveform of the input voltage waveform information (A) is the input voltage waveform information 94 that is an output from the shaping circuit 62. 6A is a switching frequency control signal 92 which is a correction output of the mix circuit 81. This switching frequency control signal 92 is input current waveform information 90, input voltage waveform information 94, and power control information 91. Then, the magnitude of the waveform changes, and in order to complement and correct the distortion of the input current, it is output as an inverted waveform of (a).

図6(a)の(ハ)は、(ロ)で示したスイッチング周波数制御信号で周波数変調されたノコギリ波(搬送波)とスライス制御信号を示し、(二)で示す第一,第二の半導体スイッチング素子3,4のオン・オフ信号である駆動信号が生成される。   (C) in FIG. 6 (a) shows a sawtooth wave (carrier wave) and a slice control signal frequency-modulated by the switching frequency control signal shown in (b), and the first and second semiconductors shown in (2). A drive signal that is an on / off signal of the switching elements 3 and 4 is generated.

この二つの駆動信号はオン・オフが相補関係になる。   These two drive signals have a complementary relationship of on / off.

コンパレータ82に周波数変調されたノコギリ波(搬送波)84とスライス制御信号87を入力して比較し、得られる第一,第二の半導体スイッチング素子の駆動信号は図(ニ)のようにノコギリ波と同様の周波数変調を受ける。   The comparator 82 inputs a frequency-modulated sawtooth wave (carrier wave) 84 and the slice control signal 87 and compares them, and the drive signals for the first and second semiconductor switching elements obtained are a sawtooth wave as shown in FIG. Similar frequency modulation is applied.

つまり図示のように、スイッチング周波数制御信号の振幅値が大きい部分(0度、180度近傍、入力電流は小さい部分)では、ノコギリ波の周波数が低いので前述した共振特性から入力電流を上げる極性に補正される。又、スイッチング周波数制御信号の振幅値が小さい部分(90度、270度近傍、入力電流は逆に大きい部分)は、ノコギリ波の周波
数が高いので前述した共振特性から入力電流を下げる極性に補正するという(ニ)のような周波数のパルス列を半導体スイッチング素子の駆動信号として出力する。つまり、入力電流波形情報及び入力電圧波形情報(イ)に対してスイッチング周波数制御信号(ロ)は補正波形として反転しているので、入力電流波形情報及び入力電圧波形情報(イ)の入力が大きい(90度、270度近傍)部分では、(ニ)のパルス列信号のように周波数を高くし、入力電流波形情報及び入力電圧波形情報(イ)の入力が小さい(0度、180度のゼロクロス近傍)部分では、周波数を低くするという、(イ)とは逆の反転出力に変換するものである。これによって入力波形の補正効果が得られるが、特にこの効果はゼロクロス近辺にて大きい。
That is, as shown in the figure, in the portion where the amplitude value of the switching frequency control signal is large (0 degree, near 180 degrees, where the input current is small), the frequency of the sawtooth wave is low. It is corrected. In addition, the portion where the amplitude value of the switching frequency control signal is small (90 °, 270 °, the portion where the input current is large) is corrected to a polarity that reduces the input current from the resonance characteristics described above because the frequency of the sawtooth wave is high. A pulse train having a frequency such as (d) is output as a drive signal for the semiconductor switching element. That is, since the switching frequency control signal (B) is inverted as the correction waveform with respect to the input current waveform information and the input voltage waveform information (A), the input of the input current waveform information and the input voltage waveform information (A) is large. In the (near 90 degrees, 270 degrees) portion, the frequency is increased like the pulse train signal (d), and the input of the input current waveform information and the input voltage waveform information (ii) is small (near the zero cross of 0 degrees and 180 degrees). In the part ()), the frequency is converted into an inverted output opposite to that in (a), ie, the frequency is lowered. As a result, an effect of correcting the input waveform can be obtained, but this effect is particularly great in the vicinity of the zero cross.

下段の(ホ)の波形は、第一,第二の半導体スイッチング素子3,4のスイッチング周波数を示し、(イ)に示す入力電流波形情報及び入力電圧波形情報を反転した補正波形のスイッチング周波数制御信号(ロ)で高周波のノコギリ波に周波数変調し、周波数変調されたノコギリ波とスライス制御信号とを比較することで、20Hz〜50Hz等の高周波にインバータ変換されて、(ニ)の駆動信号が生成される。この駆動信号(ホ)に応じて半導体スイッチング素子3,4はオン・オフ駆動され、高周波電力を昇圧トランス1次側に入力し、昇圧トランス2次側に昇圧された高圧を発生する。(ホ)はこのオン・オフ信号(ニ)の各パルスの周波数が商用電源の周期内でどのように変化しているかを視覚化するために、それぞれの周波数情報をY軸にプロットし、その各点を結んだものである。 The lower waveform (e) shows the switching frequency of the first and second semiconductor switching elements 3 and 4, and the switching frequency control of the correction waveform obtained by inverting the input current waveform information and the input voltage waveform information shown in (a). signal by frequency-modulating the high-frequency sawtooth wave in (b), by comparing the sawtooth wave and the slice control signal that is frequency-modulated, is inverter converted into a high frequency, such as 20 k Hz~50 k Hz, (d) Drive signals are generated. In response to the drive signal (e), the semiconductor switching elements 3 and 4 are turned on / off, and high-frequency power is input to the primary side of the step-up transformer to generate a high voltage boosted to the secondary side of the step-up transformer. (E) plots the frequency information on the Y-axis to visualize how the frequency of each pulse of this on / off signal (d) changes within the period of the commercial power supply. Each point is connected.

上述の説明は、交流電源50からの入力電流が理想的な状態(例えばサイン波)で得られる場合の状態と同一の信号を示している。しかしながら、一般的に交流電源50からの入力電流は、瞬時的に見れば理想的なサイン波から乖離し、変動している。このような現実的な状態を示すのが破線の信号である。この破線で示すように、商用電源の半周期(0から180度)という瞬時の期間でみても、現実の信号は理想信号の状態から乖離し、瞬時変動が生じているのが一般である。このような信号形状は、トランス、倍電圧回路による昇圧作用、倍電圧回路の平滑特性、かつ電圧がebm以上のみのときだけアノード電流が流れるマグネトロン特性等により発生する。すなわち、マグネトロン用のインバータ回路においては不可避的な変動ということができる。   The above description shows the same signal as that when the input current from the AC power supply 50 is obtained in an ideal state (for example, a sine wave). However, in general, the input current from the AC power supply 50 deviates from an ideal sine wave and fluctuates when viewed instantaneously. A broken line signal indicates such a realistic state. As indicated by the broken line, even in an instantaneous period of a half cycle (0 to 180 degrees) of the commercial power supply, the actual signal generally deviates from the ideal signal state, and instantaneous fluctuations are generally generated. Such a signal shape is generated by a transformer, a boosting action by a voltage doubler circuit, a smoothing characteristic of the voltage doubler circuit, and a magnetron characteristic in which an anode current flows only when the voltage is only ebm or higher. That is, it can be said that it is an unavoidable variation in an inverter circuit for a magnetron.

本発明の電力制御装置では、入力電流の変動状態を反映した破線で示された入力電流波形情報((イ)参照)が入力電流検出部より得られ、入力電流波形情報が選択された場合(図6(a))、この入力電流波形情報を元にその後の制御がなされる。この制御は、例えば半周期の如き期間で発現する入力電流波形情報の瞬時変動が、矢印で示すように理想的な信号に近づくよう抑制されるように行なわれる。そして、この抑制は第一,第二の半導体スイッチング素子3,4の駆動信号を調整することにより達成される。具体的には、入力電流波形情報90が理想信号より小さい場合は、上述した周波数がより低くなり、入力電流を増す補正がなされる。入力電流波形情報が理想信号より大きい場合は、上述した周波数がより高くなり、入力電流を減らす補正がなされる。さらに短い期間の瞬時変動においても、その変動した波形が周波数情報に反映されて、上記同様の補正がなされる。   In the power control apparatus of the present invention, when the input current waveform information (see (A)) indicated by the broken line reflecting the fluctuation state of the input current is obtained from the input current detector and the input current waveform information is selected ( The subsequent control is performed based on the input current waveform information shown in FIG. This control is performed so that the instantaneous fluctuation of the input current waveform information that appears in a period such as a half cycle is suppressed so as to approach an ideal signal as indicated by an arrow. This suppression is achieved by adjusting the drive signals of the first and second semiconductor switching elements 3 and 4. Specifically, when the input current waveform information 90 is smaller than the ideal signal, the above-described frequency becomes lower and correction for increasing the input current is performed. When the input current waveform information is larger than the ideal signal, the above-described frequency becomes higher and correction for reducing the input current is performed. Even in the case of instantaneous fluctuations for a shorter period, the changed waveform is reflected in the frequency information, and the same correction as described above is performed.

駆動信号が与えられた第一,第二の半導体スイッチング素子3,4の瞬時変動抑制作用により、入力電流波形情報90には、矢印で示すような補正がなされ、常時理想波に近い入力がマグネトロンに与えられることとなる。尚、修正後の(ロ)及び(ハ)の図示は省略している。ここで、上記した理想信号は仮想信号であるが、この信号は正弦波になる。   Due to the instantaneous fluctuation suppressing action of the first and second semiconductor switching elements 3 and 4 to which the drive signal is given, the input current waveform information 90 is corrected as indicated by an arrow, and an input close to the ideal wave is always a magnetron. Will be given. Illustrations of (B) and (C) after correction are omitted. Here, the ideal signal described above is a virtual signal, but this signal is a sine wave.

すなわち、商用電源の半周期如き短い期間において、理想信号波形と入力電流波形情報の瞬時誤差あるいは補正量の総和は、他の手段で入力電流の大きさ等が制御(電力制御)されているので略ゼロである。また、非線形負荷に起因して入力電流が流れない部分は流す方向に補正されるので、入力電流が大きい部分を減少させて上記略ゼロを成立させている。これは、非線形負荷であっても、その電流波形があたかも線形負荷とみなせるように補正することであり、商用電源電圧波形は正弦波なので、線形負荷に流れる電流波形と同じく、理想波形は正弦波になる。 That is, in a short period such as a half cycle of the commercial power supply, the instantaneous error or the sum of the correction amount of the ideal signal waveform and the input current waveform information is controlled by other means (the power control). So it is almost zero. In addition, since the portion where the input current does not flow due to the non-linear load is corrected in the flowing direction, the portion where the input current is large is decreased to establish the above substantially zero. This is to correct even the nonlinear load so that the current waveform can be regarded as a linear load.Since the commercial power supply voltage waveform is a sine wave, the ideal waveform is a sine wave. become.

このように入力電流波形の変化や、理想波形に対する過不足を打ち消すように、その波形の逆極性で入力電流が補正される。したがって、マグネトロンの非線形負荷によって生じる商用電源周期内の急激な電流変化、すなわち歪はこの制御ループで打ち消され、入力電流波形整形が行なわれることになる。   In this way, the input current is corrected with the reverse polarity of the waveform so as to cancel the change in the input current waveform and the excess or deficiency with respect to the ideal waveform. Therefore, a sudden current change in the commercial power supply cycle caused by the non-linear load of the magnetron, that is, distortion is canceled out by this control loop, and the input current waveform shaping is performed.

更に、このように、入力電流の瞬時値に追従した入力電流波形情報で制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるebm(アノード・カソード間電圧)変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形がなされることができる。   Furthermore, since the control loop operates with the input current waveform information that follows the instantaneous value of the input current in this way, even if there are variations in the type and characteristics of the magnetron, the temperature of the anode of the magnetron and the microwave oven Even if there is an ebm (anode-cathode voltage) fluctuation due to the load and a power supply voltage fluctuation, the input current waveform can be shaped without being affected by them.

特に本発明では、瞬時変動する入力電流波形情報を元に半導体スイッチング素子の制御がなされる。入力電流の瞬時変動が、入力電流波形情報という形にて直接ミックス回路81に入力され、スイッチング周波数制御信号92にも反映されるため、入力電流波形歪の抑制や、瞬時変動に対する追随性の優れた半導体スイッチング素子の駆動信号を得ることができる。   In particular, in the present invention, the semiconductor switching element is controlled based on instantaneously varying input current waveform information. Instantaneous fluctuation of the input current is directly input to the mix circuit 81 in the form of input current waveform information and reflected in the switching frequency control signal 92. Therefore, the distortion of the input current waveform is suppressed and the followability to the instantaneous fluctuation is excellent. A driving signal for the semiconductor switching element can be obtained.

本発明の主題は、入力電流波形の歪や瞬時変動が抑制されるような情報を有する入力電流波形情報又は入力電圧波形情報をインバータ回路の半導体スイッチング素子の駆動信号に変換するということである。当該目的達成のためには電力制御情報91は特に必須ではない。電力制御情報91は長期的な期間、すなわち商用電源周期程度より長い周期での電力変動を制御するための情報であり、本発明が狙う交流の半周期の如き短期間、瞬時の変動を補正する情報ではないからである。従って、ミックス回路81、コンパレータ82、ノコギリ波発生回路83の採用も実施形態の一例に過ぎず、ミックス回路81として少なくとも入力電流波形情報及び入力電圧波形情報のうち大きい方を選択する選択部、これらの情報を半導体スイッチング素子の駆動信号に変換する変換部に相当するものが、入力電流検出部と半導体スイッチング素子の間に存在すればよい。   The subject of the present invention is to convert input current waveform information or input voltage waveform information having information that suppresses distortion and instantaneous fluctuation of the input current waveform into a drive signal for the semiconductor switching element of the inverter circuit. The power control information 91 is not essential for achieving the purpose. The power control information 91 is information for controlling power fluctuations in a long period, that is, a period longer than the commercial power supply period, and corrects instantaneous fluctuations for a short period such as a half cycle of AC targeted by the present invention. It is not information. Accordingly, the use of the mix circuit 81, the comparator 82, and the sawtooth wave generation circuit 83 is merely an example of the embodiment, and a selection unit that selects at least one of the input current waveform information and the input voltage waveform information as the mix circuit 81, The information corresponding to the conversion unit that converts the information into the drive signal of the semiconductor switching element only needs to exist between the input current detection unit and the semiconductor switching element.

また、電力制御情報を用いる場合においても、上述の実施形態の様に入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報91をミックス回路81に入力することは必須ではない。すなわち上述の実施の形態では、電力制御情報91は、入力電流を検知する電流検知部71及び整流回路72(図1)又はシャント抵抗86及び増幅回路85(図2)をその起源としているが、インバータ回路40の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する情報を電力制御情報として、ミックス回路81に入力することができる。例えば、図1、図2で示したような共振回路62の共振回路電圧情報42をそのまま、又は平滑回路73による平滑化及び比較回路74における出力設定信号との比較を経た後の情報を電力制御情報として使用することができる。   Even when the power control information is used, it is not essential to input the power control information 91 for controlling the output of the input current detection unit to a predetermined value as in the above-described embodiment. That is, in the above-described embodiment, the power control information 91 originates from the current detector 71 and the rectifier circuit 72 (FIG. 1) or the shunt resistor 86 and the amplifier circuit 85 (FIG. 2) that detect the input current. Information for controlling the current or voltage at an arbitrary position of the inverter circuit 40 to be a predetermined value can be input to the mix circuit 81 as power control information. For example, the resonance circuit voltage information 42 of the resonance circuit 62 as shown in FIGS. 1 and 2 is used as it is, or the information after the smoothing by the smoothing circuit 73 and the comparison with the output setting signal in the comparison circuit 74 is power controlled. Can be used as information.

次に、図6(b)は図6(a)に対して入力電流の小さい場合を比較して示したもので、(ト)は入力が小さい場合の入力電流波形情報で、図6(a)の(イ)に対応し、(チ)はスイッチング周波数制御信号で、(リ)は半導体スイッチング素子のスイッチング周波数で、夫々図6(a)の(ロ)、(ホ)に対応している。また、図示は省略しているが、図6(a)の(ハ)、(ニ)に示したノコギリ波の比較処理は、ここでも同一の処理が行なわれることは、勿論である。   Next, FIG. 6B shows a comparison with FIG. 6A when the input current is small, and FIG. 6G shows the input current waveform information when the input is small. ) Corresponds to (a), (H) is a switching frequency control signal, (Li) is a switching frequency of the semiconductor switching element, and corresponds to (B) and (E) in FIG. . Although not shown in the drawing, the sawtooth wave comparison process shown in FIGS. 6A and 6D is of course the same process.

ところで、図6(b)のように入力電流が比較的小さい場合、入力電流波形情報の値も小さいものとなるため、入力電流の波形整形能力が低下する。そこで本発明では、図6(b)のように、入力電圧波形情報(点線)が入力電流波形情報より大きい場合、入力電圧波形情報を波形整形に使用する。尚、本実施形態では、入力電圧を減衰させて入力電圧波形情報とし、入力電流を電圧に変換させて入力電流波形情報とすることにより、両者の大きさが直接比較できるようになっている。   By the way, when the input current is relatively small as shown in FIG. 6B, the value of the input current waveform information is also small, so that the waveform shaping ability of the input current is reduced. Therefore, in the present invention, as shown in FIG. 6B, when the input voltage waveform information (dotted line) is larger than the input current waveform information, the input voltage waveform information is used for waveform shaping. In the present embodiment, the input voltage is attenuated to obtain input voltage waveform information, and the input current is converted to voltage to obtain input current waveform information, whereby the magnitudes of the two can be directly compared.

このように入力電流を小さく制御している時には、入力電流波形情報は小さくなり、入力電流波形整形能力が低下する。しかし電流波形より大きい入力電圧波形情報を選択して、入力電流波形整形を行うので、入力電流波形整形能力の低下は抑制される。従って、入力電流が小さい場合においても、力率が大幅に低下することが防止され得る。この入力電圧波形情報の振幅(入力電流が小さいか否かを判定する閾値)は、最大入力電流の例えば50%から20%時の入力電流波形情報の振幅程度になるように、商用電源電圧波形からの減衰率(分圧比)を設定することで実現できる。   As described above, when the input current is controlled to be small, the input current waveform information becomes small and the input current waveform shaping ability is lowered. However, since the input voltage waveform information larger than the current waveform is selected and the input current waveform shaping is performed, the deterioration of the input current waveform shaping capability is suppressed. Therefore, even when the input current is small, it is possible to prevent the power factor from greatly decreasing. The amplitude of the input voltage waveform information (threshold for determining whether or not the input current is small) is a commercial power supply voltage waveform such that the amplitude of the input current waveform information is about 50% to 20% of the maximum input current, for example. This can be realized by setting the damping rate (voltage division ratio) from

以上の図6に基づく説明は、マグネトロンの通常運転時に関する説明である。次に、マグネトロンの起動時における作用について説明する。起動時とは、マグネトロンに電圧が印加されているが、発振はしておらず、発振が開始する前の準備段階の状態をいう。(非発振時に相当)。このとき、定常運転時と異なり、そのアノードとカソード間のインピーダンスは無限大に等しくなる。   The above description based on FIG. 6 is related to the normal operation of the magnetron. Next, the operation when the magnetron is activated will be described. The time of start-up refers to a state of a preparatory stage before the oscillation is started although a voltage is applied to the magnetron but no oscillation is generated. (Equivalent to non-oscillation) At this time, unlike the steady operation, the impedance between the anode and the cathode becomes equal to infinity.

ところで、本発明においては、商用の交流電源50からの電圧にスイッチング周波数制御方式による電力制御を掛け合わして、すなわち商用電源電圧をスイッチング周波数変調方式による電力制御で振幅変調して、トランス41の一次側に印加している。そして、この一次側の印加電圧のピーク値がマグネトロン12への印加電圧に関連し、印加電圧と経過時間から定義される面積がヒータへの供給電力に関連する。   By the way, in the present invention, the voltage from the commercial AC power supply 50 is multiplied by the power control by the switching frequency control system, that is, the commercial power supply voltage is amplitude-modulated by the power control by the switching frequency modulation system, Applied to the side. The peak value of the applied voltage on the primary side is related to the applied voltage to the magnetron 12, and the area defined by the applied voltage and the elapsed time is related to the power supplied to the heater.

本発明では、入力電流波形情報90が小さい起動時においても、入力電圧波形情報49をミックス回路81に入力するように構成している。すなわち特に起動時における参照信号としての入力電流の不足を、入力電圧が補う形式を採用している。   In the present invention, the input voltage waveform information 49 is input to the mix circuit 81 even when the input current waveform information 90 is small. In other words, a format is adopted in which the input voltage compensates for the shortage of input current as a reference signal especially at the time of startup.

図7は、入力電圧波形情報を付加した場合と付加しない場合の動作を比較説明するための図であり、図7(a)は上から順に、入力電圧波形情報を付加しない場合のスイッチング周波数制御信号、スイッチング周波数、トランス一次側の印加電圧、マグネトロン印加電圧と、ヒータ入力電力の各波形を示している。   FIG. 7 is a diagram for comparing and explaining the operation when the input voltage waveform information is added and when the input voltage waveform information is not added. FIG. 7A shows the switching frequency control when the input voltage waveform information is not added in order from the top. Signals, switching frequency, transformer primary applied voltage, magnetron applied voltage, and heater input power waveforms are shown.

図7(b)は、入力電圧波形情報を付加した場合(起動時)の動作を説明する。図7(a)、図7(b)はともに後述する実施の形態7等の構成により、トランス一次側の印加電圧のピーク値が制限された場合を示している。さらに図7(b)では、付加される入力電圧波形情報の作用で、トランス1次側印加電圧、マグネトロン印加電圧のピークが抑圧され、波形は台形を示している。なお、この図7(b)も図6(a)と同様、上からスイッチング周波数制御信号、スイッチング周波数、スライス制御信号、トランス1次側印加電圧、マグネトロン印加電圧、ヒータ入力電力の各波形を示している。   FIG. 7B illustrates the operation when the input voltage waveform information is added (when activated). FIGS. 7A and 7B both show a case where the peak value of the applied voltage on the primary side of the transformer is limited by the configuration of the seventh embodiment described later. Further, in FIG. 7B, the peak of the transformer primary application voltage and the magnetron application voltage is suppressed by the action of the added input voltage waveform information, and the waveform shows a trapezoid. FIG. 7B also shows the waveforms of the switching frequency control signal, the switching frequency, the slice control signal, the transformer primary side applied voltage, the magnetron applied voltage, and the heater input power from the top as in FIG. 6A. ing.

図7で示したように、位相0度、180度付近では、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数は低いため、トランス1次側印加電圧、マグネトロン印加電圧は比較的増幅幅が大きくなる。一方、位相90度、270度付近では、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数は高いため、増幅幅は比較的抑圧され、位相0度、180度における増幅幅との相対的な関係から、波形の全体図が台形になり、ピークが抑圧されたような形状を示す。   As shown in FIG. 7, since the switching frequency of the semiconductor switching element is low in the vicinity of the phase of 0 degree and 180 degrees, the transformer primary side applied voltage and the magnetron applied voltage have a relatively large amplification width. On the other hand, in the vicinity of the phase of 90 degrees and 270 degrees, the switching frequency of the semiconductor switching element is high, so that the amplification width is relatively suppressed. From the relative relationship with the amplification width at the phase of 0 degree and 180 degrees, the entire waveform diagram Becomes a trapezoid and shows a shape in which the peak is suppressed.

図7(a)と図7(b)のマグネトロン印加電圧を比較してみると、マグネトロン印加電圧が同一の場合、ヒータ入力電力を示す波形面積は、図7(b)のほうが大きい。すなわち図7(b)のほうがヒータ入力電力は増大するので、ヒータは短時間で熱せられ、起動時間を短縮することが可能となる。   Comparing the magnetron applied voltages in FIG. 7A and FIG. 7B, when the magnetron applied voltage is the same, the waveform area indicating the heater input power is larger in FIG. 7B. That is, since the heater input power is increased in FIG. 7B, the heater is heated in a short time, and the startup time can be shortened.

図8は本発明の実施の形態1に用いられる、入力電流波形情報と入力電圧波形情報のいずれか大きい方を選択して反転する比較反転回路(比較選択回路;大小比較・切替・反転回路)の一例を示す図である。この比較選択回路は、図5、図10、図11に示すようにミックス回路81内に設けられている。   FIG. 8 shows a comparison inversion circuit (comparison selection circuit; large / small comparison / switching / inversion circuit) that is used in the first embodiment of the present invention to select and invert the larger one of input current waveform information and input voltage waveform information. It is a figure which shows an example. This comparison / selection circuit is provided in the mix circuit 81 as shown in FIGS.

入力電流波形情報90と入力電圧波形情報49は、各々バッファトランジスタに入力され、その出力はエミッタ抵抗及びコレクタ抵抗を共通にした二つのトランジスタに入力される。バッファトランジスタは、入力電流波形情報90と入力電圧波形情報49の干渉を防ぐために設けられる。二つのトランジスタの共通のエミッタ抵抗の共通接続点には、トランジスタのダイオード特性より入力信号が大きい方が選択出力され、選択された信号が入力されている方のトランジスタが導通する。導通したトランジスタのエミッタ電流及びコレクタ電流は、その入力された信号の大きさを反映する。そして、共通のコレクタ抵抗の共通接続点の電位には、上記コレクタ電流の大きさが反映される。   The input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 are each input to the buffer transistor, and the output is input to two transistors having a common emitter resistance and collector resistance. The buffer transistor is provided to prevent interference between the input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49. At the common connection point of the common emitter resistance of the two transistors, the one with a larger input signal than the diode characteristic of the transistor is selected and output, and the transistor to which the selected signal is input is conducted. The emitter current and collector current of the conducting transistor reflect the magnitude of the input signal. The magnitude of the collector current is reflected in the potential at the common connection point of the common collector resistor.

ここで、エミッタの電圧が高くなると上記コレクタ電流が大きくなり、共通のコレクタ抵抗の電圧降下が大きくなる、すなわちコレクタ電圧は下がるので、入力信号に対してコレクタ電圧は極性が反転する。またコレクタ抵抗とエミッタ抵抗との抵抗値比で信号の変換係数も変わる。電力制御信号との干渉という面では、共通コレクタ接続点の信号はバッファを介してインピーダンス変換して、その後のコンデンサに接続するほうがより効果的である。このように、この回路においては、二つの信号の大きさ判定及び選択が自動的に行なわれ、かつ選択された信号は反転して出力する。   Here, as the emitter voltage increases, the collector current increases and the common collector resistance voltage drop increases, that is, the collector voltage decreases, so that the polarity of the collector voltage is inverted with respect to the input signal. Also, the signal conversion coefficient varies depending on the resistance value ratio between the collector resistance and the emitter resistance. In terms of interference with the power control signal, it is more effective to convert the impedance of the signal at the common collector connection point through a buffer and connect it to the subsequent capacitor. Thus, in this circuit, the magnitude determination and selection of the two signals are automatically performed, and the selected signals are inverted and output.

(実施の形態2)
本発明の実施の形態2は、入力電流波形情報と入力電圧波形情報の大きい方の信号を選択し、選択された信号と比較回路74からの電力制御情報をミックスし、フィルタリング処理してインバータ回路の半導体スイッチング素子3,4のオン・オフ駆動信号に変換して使用するという、制御回路(変換部)の構成についてのものである。
(Embodiment 2)
In the second embodiment of the present invention, the signal having the larger input current waveform information and input voltage waveform information is selected, the selected signal and the power control information from the comparison circuit 74 are mixed, filtered, and the inverter circuit This is a configuration of a control circuit (conversion unit) in which the semiconductor switching elements 3 and 4 are used after being converted into on / off drive signals.

この構成によれば、商用電源電圧波形情報をマグネトロンの非線形負荷特性に合わせて加工する必要がなく、周波数変調信号作成回路が簡略化され、簡易化、小型化が達成できる。更に、簡単な構成で起動時間の短縮と、マグネトロンのアノード69−カソード70間への過大電圧印加を防止する安全策をも付加しているので、製品の信頼性が向上する。   According to this configuration, it is not necessary to process commercial power supply voltage waveform information in accordance with the non-linear load characteristic of the magnetron, the frequency modulation signal generation circuit is simplified, and simplification and miniaturization can be achieved. Further, since the start-up time is shortened with a simple configuration and a safety measure for preventing the application of an excessive voltage between the anode 69 and the cathode 70 of the magnetron is added, the reliability of the product is improved.

また、以上のように構成することで、入力電流波形情報90を用いる制御ループは入力電流の波形整形に特化し、電力制御情報91を用いる制御ループは電力制御に特化し、ミックス回路81で、お互いの制御自体は特に干渉しない構成として、変換効率を保持している。   Further, by configuring as described above, the control loop using the input current waveform information 90 is specialized for waveform shaping of the input current, and the control loop using the power control information 91 is specialized for power control. The mutual control itself maintains the conversion efficiency as a configuration that does not interfere with each other.

(実施の形態3)
この実施の形態3は入力電流検出部に関するものであって、図1に示すように、前記入力電流検出部は、インバータ回路の入力電流をCT71などで検知して、整流回路72より整流出力するように構成したものである。この構成はCT等を用いて入力電流を検出するので絶縁性を保ちつつ大きい信号が取り出せるので、入力電流波形整形の効果は大きく、入力電流の品質が良くなる。
(Embodiment 3)
The third embodiment relates to an input current detection unit. As shown in FIG. 1, the input current detection unit detects an input current of an inverter circuit with a CT 71 or the like, and rectifies and outputs it from a rectification circuit 72. It is comprised as follows. In this configuration, since the input current is detected using CT or the like, a large signal can be extracted while maintaining insulation, so that the effect of shaping the input current waveform is great and the quality of the input current is improved.

また、図2に示す例では、入力電流検出部は、インバータ回路の整流回路60で整流後の単方向電流を、整流回路60と平滑回路61の間に配置されたシャント抵抗86を介して検知して、その両端に生ずる電圧を増幅回路(アンプ)85より増幅し、出力するように構成したものである。この構成はその検出部を電子回路と絶縁する必要がなく、また整流する必要もないので、入力電流検出部を安価に構成できる利点がある。   In the example shown in FIG. 2, the input current detection unit detects a unidirectional current rectified by the rectifier circuit 60 of the inverter circuit via a shunt resistor 86 disposed between the rectifier circuit 60 and the smoothing circuit 61. The voltage generated at both ends is amplified by an amplifier circuit (amplifier) 85 and output. This configuration has an advantage that the input current detection unit can be configured at low cost because the detection unit does not need to be insulated from the electronic circuit and does not need to be rectified.

また図2に示す前記入力電流検出部の増幅回路85は商用電源の高次周波数部分や、高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するように構成して不要な共振を防止している。具体的には、図4の入力電流検出部の詳細図に示すように、図4(a)のように増幅回路85は、高域カット用のコンデンサを用いて、商用電源の高次周波数部分や、高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰させている。   Further, the amplifier circuit 85 of the input current detection unit shown in FIG. 2 is configured to attenuate high-frequency portions such as high-order frequency portions of commercial power supplies and high-frequency switching frequencies, thereby preventing unnecessary resonance. Specifically, as shown in the detailed diagram of the input current detection unit in FIG. 4, as shown in FIG. 4A, the amplifier circuit 85 uses a high-frequency cut capacitor, and a high-order frequency portion of the commercial power supply. In addition, high-frequency portions such as a high-frequency switching frequency are attenuated.

更に、増幅回路85の高域カット用コンデンサの挿入により、図4(b)の位相特性図に示すように、発生する位相遅れをコンデンサに直列に抵抗を挿入して、位相進み補償を付加して過渡な時間遅れを防止し、制御ループの安定性を確保している。図1の整流回路72においても高周波部分を減衰するような構成や、位相進み補償を付加して過渡な時間遅れを防止する構成を用いることができる。図9に示すように、入力電圧波形情報49作成部の整形回路47においても、同様の構成を用いることができる。   Further, by inserting a high-frequency cut capacitor of the amplifier circuit 85, a phase delay compensation is added by inserting a resistor in series with the capacitor to generate a phase delay as shown in the phase characteristic diagram of FIG. 4B. This prevents transient time delays and ensures the stability of the control loop. The rectifier circuit 72 of FIG. 1 can also use a configuration that attenuates the high-frequency portion or a configuration that adds phase lead compensation to prevent a transient time delay. As shown in FIG. 9, the same configuration can be used in the shaping circuit 47 of the input voltage waveform information 49 creation unit.

(実施の形態4)
実施の形態4は、図1、図2に示すミックス回路81に関するもので、図5(a)に示すように、入力電流波形情報90と、入力電圧波形情報49と、電力制御情報91を入力する3端子が設けられている。
(Embodiment 4)
The fourth embodiment relates to the mix circuit 81 shown in FIGS. 1 and 2, and receives input current waveform information 90, input voltage waveform information 49, and power control information 91 as shown in FIG. 5A. Three terminals are provided.

入力電流波形情報90と入力電圧波形情報49は、図8に示したような加算・反転回路に入力され、加算反転処理がなされる。この処理後の信号と、電力制御情報91は、各々C、R1、R2で構成されるフィルタ回路に入力され、フィルタリングの後、スイッチング周波数制御信号92としてノコギリ波発生回路へ出力される。フィルタ回路は、図5(b)の等価回路図に示すように、電力制御出力91の高域成分をカットするように構成している。このように構成することで入力電流波形整形の妨げとなる高域成分はカットされるので、入力電流波形の品質が向上する。一方、図5(c)の等価回路図に示すように、入力電流波形情報90及び入力電圧波形情報49に対しては低域カットフィルタを構成して、波形保全を行っている。   The input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 are input to an addition / inversion circuit as shown in FIG. 8, and an addition inversion process is performed. The processed signal and the power control information 91 are input to a filter circuit composed of C, R1, and R2, respectively, and after filtering, are output as a switching frequency control signal 92 to the sawtooth wave generation circuit. The filter circuit is configured to cut the high frequency component of the power control output 91 as shown in the equivalent circuit diagram of FIG. With this configuration, the high frequency component that hinders the shaping of the input current waveform is cut, so that the quality of the input current waveform is improved. On the other hand, as shown in the equivalent circuit diagram of FIG. 5C, a low-frequency cut filter is configured for the input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 to perform waveform maintenance.

(実施の形態5)
本発明の実施の形態5は、図10の実施の形態5に関わるミックス回路の構成図に示すように、入力電流検出部の入力電流波形情報及び入力電圧検出部の入力電圧波形情報、並びに該入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報を合成するミックス回路の特性を、入力電流増加制御時と減少制御時とで差を設けて制御するものである。
(Embodiment 5)
As shown in the configuration diagram of the mix circuit according to the fifth embodiment of FIG. 10, the fifth embodiment of the present invention includes the input current waveform information of the input current detector, the input voltage waveform information of the input voltage detector, and the The characteristic of the mix circuit that synthesizes the power control information for controlling the output of the input current detection unit to be a predetermined value is controlled with a difference between the input current increase control and the decrease control.

図10(a)の構成図では、電力制御情報91でSW1をオン/オフして、スイッチング周波数制御信号92を下降/上昇させる。入力電流の増加制御時は、SW1をオフして図10(b)の等価回路に示すように、C*R2の時定数でスイッチング周波数制御信号を徐々に上げて半導体スイッチング素子のスイッチング周波数が低くなるように制御している。   In the configuration diagram of FIG. 10 (a), SW1 is turned on / off by the power control information 91, and the switching frequency control signal 92 is lowered / increased. At the time of input current increase control, SW1 is turned off and the switching frequency control signal is gradually increased with the time constant of C * R2 as shown in the equivalent circuit of FIG. It is controlled to become.

入力電流の減少制御時は、SW1をオンして、図10(c)の等価回路に示すように、C*{R1*R2/(R1+R2)}の時定数でスイッチング周波数制御信号を急速に下
げて半導体スイッチング素子のスイッチング周波数が高くなるように制御している。すなわち、入力電流の増加制御時と入力電流の減少制御時との間で、ミックス回路81の回路構成が切り替わるものである。特に入力電流の増加制御時には時定数を大きく設定し、入力電流の減少制御時には時定数を小さく設定する。
At the time of input current reduction control, SW1 is turned on and the switching frequency control signal is rapidly lowered with a time constant of C * {R1 * R2 / (R1 + R2)} as shown in the equivalent circuit of FIG. Thus, the switching frequency of the semiconductor switching element is controlled to be high. That is, the circuit configuration of the mix circuit 81 is switched between the input current increase control and the input current decrease control. In particular, the time constant is set large during input current increase control, and the time constant is set small during input current decrease control.

このように差を設けることで、通常は緩やかに応答する制御特性と、何らかの要因で入力電流が過渡に上昇した場合、素早い応答で入力電流を減少させて部品破壊等を防止する制御特性を実現できる。また、マグネトロンの非直線性負荷に対する制御特性の安定性も確保できる。   By providing a difference in this way, a control characteristic that normally responds gently and a control characteristic that reduces the input current with a quick response when the input current rises transiently for some reason to prevent component destruction, etc. it can. In addition, the stability of the control characteristics against the non-linear load of the magnetron can be ensured.

(実施の形態6)
本発明の実施の形態6は、図11の実施の形態6に関わるミックス回路の構成図に示すように、前記共振回路の共振回路電圧情報26を所定値に制御する共振電圧制御情報93を、前記ミックス回路81に入力する。
(Embodiment 6)
In the sixth embodiment of the present invention, as shown in the configuration diagram of the mix circuit according to the sixth embodiment in FIG. 11, the resonance voltage control information 93 for controlling the resonance circuit voltage information 26 of the resonance circuit to a predetermined value, Input to the mix circuit 81.

図11に示すように、共振回路の共振電圧と基準値とを比較した共振電圧制御情報93でSW2をオン/オフ制御している。共振電圧が低い場合は、SW2をオフしてC*R2の時定数でスイッチング周波数制御信号を徐々に上げて半導体スイッチング素子のスイッチング周波数が低くなるように制御している。共振電圧が高い場合は、SW2をオンしてC*{R2*R3/(R2+R3)}の時定数でスイッチング周波数制御信号を急速に下げて半導体スイッチング素子のスイッチング周波数が高くなるように制御している。すなわち、共振回路の共振電圧の大きさに応じて、ミックス回路81の回路構成が切り替わるものである。特に、共振電圧が低い場合には時定数が増加し、共振電圧が高い場合には時定数が減少する。   As shown in FIG. 11, the SW2 is on / off controlled by the resonance voltage control information 93 that compares the resonance voltage of the resonance circuit with the reference value. When the resonant voltage is low, SW2 is turned off and the switching frequency control signal is gradually increased with a time constant of C * R2 to control the switching frequency of the semiconductor switching element to be low. If the resonant voltage is high, turn on SW2 and control the C * {R2 * R3 / (R2 + R3)} time constant to rapidly lower the switching frequency control signal to increase the switching frequency of the semiconductor switching element. Yes. That is, the circuit configuration of the mix circuit 81 is switched according to the magnitude of the resonance voltage of the resonance circuit. In particular, the time constant increases when the resonance voltage is low, and decreases when the resonance voltage is high.

この制御はマグネトロンが発振していないとき、すなわち前記電力制御が機能していないときのマグネトロンへの過大電圧印加防止に効果がある。また、マグネトロンの発振開始以降は、この制御を無効化して電力制御に影響しないようにするため、共振電圧と比較される基準値をマグネトロン発振開始以前に比べて大きく設定するのが好ましい。   This control is effective in preventing application of an excessive voltage to the magnetron when the magnetron is not oscillating, that is, when the power control is not functioning. In addition, after starting the magnetron oscillation, it is preferable to set the reference value to be compared with the resonance voltage larger than that before the magnetron oscillation is started in order to disable this control so as not to affect the power control.

(実施の形態7)
図12に示す本発明の実施の形態7では、入力電流波形情報への入力電圧波形情報の付加量を、マグネトロンの発振前と後とで切替える構成が採られている。実施の形態7では、図1における整形回路47とミックス回路81との間に切替えスイッチSW3が設けられるとともに、整流回路72の出力からマグネトロンの発振開始を検知する発振検知回路48が設けられている。当該発振検知回路48の出力で、切替えスイッチSW3の整形回路47との接続点A,Bを切替える。整形回路72には、直列接続された三つの分圧抵抗がダイオード46とグランド間に設けられ、商用電源電圧から電源電圧情報を分圧・出力している。より商用電源50に近い接続点Aの電源電圧情報は、グランドに近い接続点Bに比較して商用電源電圧からの減衰量が小さいので大きい。また整形回路72に設けられたコンデンサは、商用電源から電源電圧情報へのノイズの侵入を抑制する。
(Embodiment 7)
In the seventh embodiment of the present invention shown in FIG. 12, a configuration is adopted in which the amount of input voltage waveform information added to input current waveform information is switched between before and after magnetron oscillation. In the seventh embodiment, a changeover switch SW3 is provided between the shaping circuit 47 and the mix circuit 81 in FIG. 1, and an oscillation detection circuit 48 that detects the start of magnetron oscillation from the output of the rectifier circuit 72 is provided. . The connection points A and B of the changeover switch SW3 with the shaping circuit 47 are switched by the output of the oscillation detection circuit 48. In the shaping circuit 72, three voltage-dividing resistors connected in series are provided between the diode 46 and the ground to divide and output power supply voltage information from the commercial power supply voltage. The power supply voltage information at the connection point A closer to the commercial power supply 50 is larger because the amount of attenuation from the commercial power supply voltage is smaller than that at the connection point B closer to the ground. Further, the capacitor provided in the shaping circuit 72 suppresses intrusion of noise from the commercial power supply to the power supply voltage information.

発振検知回路48の出力から、マグネトロンが起動中であることが検出されているときは、SW3は接続点A側に切り替えられる。この場合、前述したように接続点B側への切り替えに比べ、より大きな信号(入力電圧波形情報)がミックス回路81に入力され、起動時間が短縮される。   When it is detected from the output of the oscillation detection circuit 48 that the magnetron is being activated, SW3 is switched to the connection point A side. In this case, as described above, a larger signal (input voltage waveform information) is input to the mix circuit 81 than the switching to the connection point B side, and the startup time is shortened.

発振開始が発振検知回路48より検出されると、SW3は接続点B側に切り替えられ、信号を減衰させるので、入力電流が大きいときの入力電流波形整形の妨げにならず、かつ入力電流が小さいときの力率は改善される。このようにマグネトロン発振開始以前と以後
とで電源電圧情報の振幅切り替え手段を具備することで、振幅切り替え手段を具備しない場合と発振開始以後の電源電圧情報の振幅を同一に設定した場合であっても、発振開始以前の振幅をより大きく設定できるので、前述した起動時間短縮の効果はより大きくなる。
When the oscillation start is detected by the oscillation detection circuit 48, the switch SW3 is switched to the connection point B side and attenuates the signal. Therefore, the input current waveform shaping when the input current is large is not hindered and the input current is small. When the power factor is improved. Thus, by providing the power supply voltage information amplitude switching means before and after the start of magnetron oscillation, the case where the amplitude switching means is not provided and the case where the amplitude of the power supply voltage information after the start of oscillation is set to be the same. However, since the amplitude before the start of oscillation can be set larger, the effect of shortening the startup time described above becomes larger.

図13は、マグネトロンの発振検知に関する時系列チャートを示し、入力電流の変化に伴う、アノード電流、共振回路の共振電圧の変化をも示す。マグネトロン12の発振開始以前においては、トランス41の二次側インピーダンスが非常に大きい、すなわち、マグネトロンのアノード・カソード間のインピーダンスが無限大である。従って、トランスの二次側負荷でほとんど電力消費されず、共振回路の共振電圧を反映する共振電圧制御情報93が所定値に制御(制限)されているので、発振検知回路48への入力電流は小さい(図13のIin1)。   FIG. 13 shows a time-series chart relating to magnetron oscillation detection, and also shows changes in the anode current and the resonance voltage of the resonance circuit accompanying changes in the input current. Before the oscillation of the magnetron 12, the secondary side impedance of the transformer 41 is very large, that is, the impedance between the anode and the cathode of the magnetron is infinite. Therefore, almost no power is consumed by the secondary load of the transformer, and the resonance voltage control information 93 reflecting the resonance voltage of the resonance circuit is controlled (restricted) to a predetermined value. Therefore, the input current to the oscillation detection circuit 48 is Small (Iin1 in FIG. 13).

一方、マグネトロン12の発振開始以降においては、マグネトロンのアノード・カソード間のインピーダンスが小さくなり、トランスの二次側インピーダンスも小さくなる。従って、共振回路の共振電圧が所定値に制御(制限)されたまま、このような重負荷(マグネトロン)を駆動するので、発振検知回路48への入力電流は発振開始前と比較して大きくなる(図13のIin2)。   On the other hand, after the start of oscillation of the magnetron 12, the impedance between the anode and the cathode of the magnetron becomes small, and the secondary side impedance of the transformer also becomes small. Accordingly, since such a heavy load (magnetron) is driven while the resonance voltage of the resonance circuit is controlled (limited) to a predetermined value, the input current to the oscillation detection circuit 48 becomes larger than before the oscillation starts. (Iin2 in FIG. 13).

この発振検知回路48は、たとえば、共振回路の共振電圧が一定レベルに維持されつつも、マグネトロンの発振開始以前と以降とで入力電流に明確に差が生じる特性を利用し、図13に示したように上記Iin1とIin2の間に予め設定した発振検知スレッシュレベルと、入力電流検出部の出力をコンパレータ等で比較し、その出力をラッチする構成等がある。   This oscillation detection circuit 48 uses, for example, the characteristic that the input current clearly differs between before and after the start of oscillation of the magnetron while the resonance voltage of the resonance circuit is maintained at a constant level, as shown in FIG. As described above, there is a configuration in which the oscillation detection threshold level preset between Iin1 and Iin2 and the output of the input current detection unit are compared by a comparator or the like, and the output is latched.

(実施の形態8)
本発明の実施の形態8は、図14の実施の形態8に関わるスイッチング周波数制限回路の構成図に示すように、スイッチング周波数に制限を設ける。
(Embodiment 8)
In the eighth embodiment of the present invention, the switching frequency is limited as shown in the block diagram of the switching frequency limiting circuit according to the eighth embodiment shown in FIG.

ノコギリ波発生回路83に入力される周波数変調信号94は、スイッチング周波数制御信号92に固定電圧V1に依存した第一の制限回路95と、固定電圧V2に依存した第二の制限回路96を通じて、最低電位と最高電位の制限を受け作成される。   The frequency modulation signal 94 input to the sawtooth wave generation circuit 83 is transmitted through the first limit circuit 95 depending on the fixed voltage V1 to the switching frequency control signal 92 and the second limit circuit 96 depending on the fixed voltage V2. Created subject to potential and maximum potential limitations.

この電位制限はスイッチング周波数制御信号92とスイッチング周波数の関係より、前者は最高スイッチング周波数を、後者は最低スイッチング周波数を制限される。   This potential limitation is based on the relationship between the switching frequency control signal 92 and the switching frequency, and the former is limited to the maximum switching frequency and the latter is limited to the minimum switching frequency.

この第一の制限回路95は最高周波数を制限して、スイッチング周波数が高まった時の半導体スイッチング素子3,4のスイッチング損失増加を防止する。   The first limiting circuit 95 limits the maximum frequency to prevent an increase in switching loss of the semiconductor switching elements 3 and 4 when the switching frequency is increased.

また共振回路62はスイッチング周波数が共振周波数に近づくと異常共振を起こし、半導体スイッチング素子の破壊等を生じるが、第二の制限回路96は最低周波数を制限して、この現象を防止する機能を有する。   The resonance circuit 62 causes abnormal resonance when the switching frequency approaches the resonance frequency and causes destruction of the semiconductor switching element. The second limiting circuit 96 has a function of limiting the minimum frequency to prevent this phenomenon. .

(実施の形態9)
本発明の実施の形態9は、図14の実施の形態9に関わるスライス制御信号作成回路の構成図に示すように、第一の制限回路95より最高周波数制限を受ける範囲を半導体スイッチング素子のオンデューティー制御による電力制御で補完する。
(Embodiment 9)
In the ninth embodiment of the present invention, as shown in the configuration diagram of the slice control signal generation circuit according to the ninth embodiment in FIG. Complement with power control by duty control.

図15はブリッジ共振型インバータの、第一のトランジスタ3のオンデューティーと高周波電力との関係を示した図である。オンデューティーが50%時にピークとなり、デューティーが50%より下がる、あるいは上がるに従い高周波電力は減少していく。   FIG. 15 is a diagram showing the relationship between the on-duty of the first transistor 3 and the high-frequency power in the bridge resonance type inverter. The peak occurs when the on-duty is 50%, and the high-frequency power decreases as the duty decreases or increases below 50%.

また第二のトランジスタのオンデューティーは、第一のトランジスタのオンデューティーと補完の関係にあるので、図15のX軸数値の0と100を入れ替えて読まれる。   Further, since the on-duty of the second transistor has a complementary relationship with the on-duty of the first transistor, the X-axis numerical values 0 and 100 in FIG.

高周波出力を小さく、すなわち入力電流を小さくするには、前述したようにスイッチング周波数を高くする方向にスイッチング周波数制御信号92を変化させるが、周波数変調信号94が第一の制限回路95より周波数制限を受けている期間はこの電力制御が機能しなくなる。スライス制御信号作成回路97は第一の制限回路95と同一の固定電圧V1とスイッチング周波数制御信号92を受け、上記期間は電流I20を流しスライス制御信号87が変化するように構成される。   In order to reduce the high-frequency output, that is, to reduce the input current, the switching frequency control signal 92 is changed in the direction of increasing the switching frequency as described above, but the frequency modulation signal 94 limits the frequency by the first limiting circuit 95. This power control will not function during the period of reception. The slice control signal generation circuit 97 is configured to receive the same fixed voltage V1 and the switching frequency control signal 92 as the first limit circuit 95, and to pass the current I20 and change the slice control signal 87 during the period.

図16はX軸にスイッチング周波数制御信号92の電位をとり、この信号に影響される各種信号をY軸に取ったものである。(イ)はスイッチング周波数、および周波数変調信号94を示し、電圧V1以下は最高周波数を、V2以上は最低周波数が制限される。(ロ)はスライス制御信号87が電圧V1以下の範囲で変化するのを示している。(ハ)、(ニ)は後述するようにスライス制御信号87を受けて変化する第一、第二の半導体スイッチング素子3,4のオンデューティーを示している。   In FIG. 16, the potential of the switching frequency control signal 92 is taken on the X axis, and various signals affected by this signal are taken on the Y axis. (A) shows the switching frequency and the frequency modulation signal 94, and the maximum frequency is limited below the voltage V1, and the minimum frequency is limited above V2. (B) shows that the slice control signal 87 changes within the range of the voltage V1 or less. (C) and (D) show the on-duty of the first and second semiconductor switching elements 3 and 4 that change in response to the slice control signal 87 as will be described later.

図17は図16の(ハ)、(ニ)のデューティー変化を視覚化したもので、スライス制御信号87の変化に追従して、この信号とノコギリ波84からコンパレータ82を通じて導き出される第一、第二の半導体スイッチング素子3,4のオンデューティーが変化している。   FIG. 17 is a visualization of the duty changes of (c) and (d) of FIG. 16. The first and second values derived from this signal and the sawtooth wave 84 through the comparator 82 follow the change of the slice control signal 87. The on-duty of the second semiconductor switching elements 3 and 4 changes.

上記した第一の制限回路95より周波数制限を受けていない期間はスライス制御信号87も変化しないのでオンデューティーは50%近傍に保たれるが、周波数制限を受けている範囲、すなわち周波数変調による電力制御が機能しない範囲はオンデューティーを下げることで高周波電力を下げるように構成し、補完している。   Since the slice control signal 87 does not change during the period when the frequency is not limited by the first limiting circuit 95 described above, the on-duty is kept in the vicinity of 50%. The range where the control does not function is complemented by reducing the on-duty to lower the high-frequency power.

また前記補完が成り立つためには、スイッチング周波数制御信号92電位に対するスライス制御信号87の変化開始点は、周波数変調による電力制御が機能しなくなる前記V1を包含していればよく、V1に限定されるものではない。   In order for the complementation to be established, the change start point of the slice control signal 87 with respect to the potential of the switching frequency control signal 92 only needs to include V1 at which power control by frequency modulation does not function, and is limited to V1. It is not a thing.

新たに基準電位が必要になるが、V1より高い電位から変化するように構成すると、高いスイッチング周波数の割合が減少するので、半導体スイッチング素子のスイッチング損失を軽減することができる。   Although a new reference potential is required, if it is configured to change from a potential higher than V1, the ratio of the high switching frequency decreases, so that the switching loss of the semiconductor switching element can be reduced.

(実施の形態10)
本発明の実施の形態10は、共振回路に関するもので、図18の構成図に示すように共振回路98は、第一のコンデンサ5、第二のコンデンサ6とトランス41の1次巻線8から成る共振回路36のうち、第一のコンデンサ5を省略している。
(Embodiment 10)
The tenth embodiment of the present invention relates to a resonance circuit. As shown in the configuration diagram of FIG. 18, the resonance circuit 98 includes a first capacitor 5, a second capacitor 6, and a primary winding 8 of a transformer 41. In the resonant circuit 36, the first capacitor 5 is omitted.

この実施例においても、前記実施例同様、入力電流波形情報90と入力電圧波形情報49の大きい方を選択し、選択された情報をスイッチング周波数制御信号に変換し、インバータ回路の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を変調するよう構成することにより、電源高調波電流の抑制が可能になる。   Also in this embodiment, as in the previous embodiment, the larger one of the input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 is selected, the selected information is converted into a switching frequency control signal, and the switching of the semiconductor switching element of the inverter circuit is performed. By configuring to modulate the frequency, it is possible to suppress the power supply harmonic current.

(実施の形態11)
本発明の実施の形態11はインバータ回路の構成に関するもので、図19に示されるように商用電源を整流して得られる直流電源に2個の半導体スイッチング素子からなる第一,第二の直列回路99,100を並列に接続し、トランス41の1次巻線8と第二のコン
デンサ6が接続された共振回路98の一端は一方の直列回路の中点に、他端は他方の直列回路の中点に接続する構成をとる。
(Embodiment 11)
The eleventh embodiment of the present invention relates to the configuration of an inverter circuit. As shown in FIG. 19, a first and second series circuit comprising two semiconductor switching elements in a DC power source obtained by rectifying a commercial power source. 99, 100 are connected in parallel, and one end of the resonance circuit 98 to which the primary winding 8 of the transformer 41 and the second capacitor 6 are connected is at the midpoint of one series circuit, and the other end is at the other series circuit. It is configured to connect to the midpoint.

この実施例においても、前記実施例同様、入力電流波形情報90と入力電圧波形情報49の大きい方を選択し、選択された情報をスイッチング周波数制御信号に変換し、インバータ回路の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を変調するよう構成することにより、電源高調波電流の抑制が可能になる。   Also in this embodiment, as in the previous embodiment, the larger one of the input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 is selected, the selected information is converted into a switching frequency control signal, and the switching of the semiconductor switching element of the inverter circuit is performed. By configuring to modulate the frequency, it is possible to suppress the power supply harmonic current.

(実施の形態12)
本発明の実施の形態12はインバータ回路の構成に関するもので、図20に示されるように商用電源を整流して得られる直流電源に2個の半導体スイッチング素子からなる第一の直列回路99を並列に接続し、トランス41の1次巻線8と第二のコンデンサ6が接続された共振回路98を交流等価回路において一端は第一の直列回路99の中点に、他端は直流電源101の一端に接続する構成をとる。
(Embodiment 12)
Embodiment 12 of the present invention relates to the configuration of an inverter circuit. As shown in FIG. 20, a first series circuit 99 composed of two semiconductor switching elements is connected in parallel to a DC power source obtained by rectifying a commercial power source. In the AC equivalent circuit, the resonance circuit 98 in which the primary winding 8 of the transformer 41 and the second capacitor 6 are connected is connected to the middle point of the first series circuit 99 and the other end is connected to the DC power source 101. It is configured to connect to one end.

この実施例においても、前記第一の実施例同様、入力電流波形情報90と入力電圧波形情報49の大きい方を選択し、選択された情報をスイッチング周波数制御信号に変換し、インバータ回路の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を変調するよう構成することにより、電源高調波電流の抑制が可能になる。   Also in this embodiment, as in the first embodiment, the larger one of the input current waveform information 90 and the input voltage waveform information 49 is selected, the selected information is converted into a switching frequency control signal, and the semiconductor switching of the inverter circuit is performed. By configuring to modulate the switching frequency of the element, it is possible to suppress the power supply harmonic current.

以上、本発明の各種実施形態を説明したが、本発明は前記実施形態において示された事項に限定されず、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者がその変更・応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。   Although various embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the matters shown in the above-described embodiments, and those skilled in the art can make modifications and applications based on the description and well-known techniques. This is also the scope of the present invention, and is included in the scope for which protection is sought.

本発明の高周波誘電加熱用電力制御によれば、入力電流が大きい部分は小さく、小さい部分は大きくなるように反転して入力電流を補正する制御ループが構成される。従って、マグネトロンの種類、特性によるバラツキ、アノード・カソード間電圧変動、電源電圧変動等があっても、これらの影響を受けない入力電流波形整形が、より簡単な構成で得られるようになり、マグネトロンの安定出力が簡単な構成で達成される。また、この補正ループに、この補正ループに入力電圧波形情報も入力しているので、マグネトロンの起動時間が短縮され、且つ、低入力電流時の力率が改善される。   According to the power control for high-frequency dielectric heating of the present invention, a control loop is configured that corrects the input current by inverting so that the portion where the input current is large is small and the small portion is large. Therefore, even if there are variations due to magnetron types and characteristics, anode-cathode voltage fluctuations, power supply voltage fluctuations, etc., input current waveform shaping that is not affected by these effects can be obtained with a simpler configuration. Can be achieved with a simple configuration. In addition, since the input voltage waveform information is also input to the correction loop, the magnetron start-up time is shortened and the power factor at a low input current is improved.

本発明の実施の形態1に係る高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図Configuration diagram of power control apparatus for high frequency dielectric heating according to Embodiment 1 of the present invention 本発明の実施の形態3に係る入力電流検出部を有する高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図Configuration diagram of power control apparatus for high frequency dielectric heating having input current detection unit according to embodiment 3 of the present invention 図1に示すノコギリ波発生回路の詳細を示す回路図Circuit diagram showing details of sawtooth wave generating circuit shown in FIG. (a)(b)は図2に示す入力電流検出部の詳細図(A) and (b) are detailed views of the input current detector shown in FIG. (a)(b)(c)は本発明の実施の形態4に係るミックス回路の回路図(A) (b) (c) is a circuit diagram of a mix circuit according to Embodiment 4 of the present invention. (a)(b)は図1に示す高周波誘電加熱用電力制御装置の各部の基本波形を示す図(A) (b) is a figure which shows the basic waveform of each part of the power control apparatus for high frequency dielectric heating shown in FIG. (a)(b)は図1に示す高周波誘電加熱用電力制御装置の入力電圧波形情報加算時の各部波形図(A) (b) is each part waveform diagram at the time of input voltage waveform information addition of the power control apparatus for high frequency dielectric heating shown in FIG. 図5に示す比較・選択回路の1例を示す図FIG. 5 shows an example of the comparison / selection circuit shown in FIG. 図1に示す整形回路の詳細回路図Detailed circuit diagram of the shaping circuit shown in FIG. (a)(b)(c)は本発明の実施の形態5に係るミックス回路の構成図(A) (b) (c) is a block diagram of the mix circuit which concerns on Embodiment 5 of this invention. 本発明の実施の形態6に係るミックス回路の構成図Configuration diagram of a mix circuit according to Embodiment 6 of the present invention 本発明の実施の形態7に係る入力電圧波形情報の切替回路を示す図The figure which shows the switching circuit of the input voltage waveform information which concerns on Embodiment 7 of this invention. マグネトロンの発振検知に関する時系列チャートTime-series chart of magnetron oscillation detection 本発明の実施の形態8,9に関わるスイッチング周波数制限回路,およびスライス制御信号作成回路の構成図Configuration diagram of switching frequency limiting circuit and slice control signal generating circuit according to Embodiments 8 and 9 of the present invention 本発明の実施の形態9に関わる電力制御特性図Power control characteristic diagram related to Embodiment 9 of the present invention 本発明の実施の形態8,9関わる各種信号の関係を示す図The figure which shows the relationship of the various signals in connection with Embodiment 8, 9 of this invention 図16に示す信号の一部について、その変化を視覚化した図FIG. 16 is a diagram visualizing the change of part of the signal shown in FIG. 本発明の実施の形態10に係る高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図Configuration diagram of power control apparatus for high frequency dielectric heating according to Embodiment 10 of the present invention 本発明の実施の形態11に係る高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図Configuration diagram of power control apparatus for high frequency dielectric heating according to Embodiment 11 of the present invention 本発明の実施の形態12に係る高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図Configuration diagram of power control apparatus for high frequency dielectric heating according to Embodiment 12 of the present invention 従来の高周波加熱装置の構成図Configuration diagram of a conventional high-frequency heating device (a)(b)(c)はマグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図(A), (b) and (c) are magnetron anode-cathode applied voltage-anode current characteristics diagrams. 従来の高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図Configuration diagram of a conventional power control device for high frequency dielectric heating 高周波誘電加熱用電力制御装置の共振回路の特性図Resonant circuit characteristic diagram of power control device for high frequency dielectric heating

符号の説明Explanation of symbols

3 第一の半導体スイッチング素子
4 第二の半導体スイッチング素子
5 第一のコンデンサ
6 第二のコンデンサ
7 第三のコンデンサ
8 一次巻線
9 二次巻線
10 三次巻線
11 倍電圧整流回路
12 マグネトロン
40 インバータ回路
41 トランス
42 共振回路電圧情報
45 制御回路
46 ダイオード(入力電圧検出部)
47 整形回路(入力電圧検出部)
48 発振検知回路
49 入力電圧波形情報
50 交流電源
51 直流電源
60 ダイオードブリッジ型整流回路
61 平滑回路
62 共振回路
63 ダイオード
64 インダクタ
65 コンデンサ
66 ダイオード
67 コンデンサ
68 ダイオード
69 アノード
70 カソード
71 電流検知部(入力電流検出部)
72 整流回路(入力電流検出部)
73 平滑回路
74 比較回路
75 出力設定部
81 ミックス回路(変換部)
82 コンパレータ(変換部)
83 ノコギリ波発生回路(変換部)
84 ノコギリ波
85 増幅回路
86 シャント抵抗
87 スライス制御信号
90 入力電流波形情報
91 電力制御情報
92 スイッチング周波数制御信号
93 共振電圧制御情報
94 周波数変調信号
95 第一の制限回路
96 第二の制限回路
97 スライス制御信号作成回路
98 共振回路
99 第一の直列回路
100 第二の直列回路
163 コンデンサ
164 コンパレータ
165 コンパレータ
166 SRフリップフロップ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 3 1st semiconductor switching element 4 2nd semiconductor switching element 5 1st capacitor | condenser 6 2nd capacitor | condenser 7 3rd capacitor | condenser 8 Primary winding 9 Secondary winding 10 Tertiary winding 11 Voltage doubler rectifier circuit 12 Magnetron 40 Inverter circuit 41 Transformer 42 Resonance circuit voltage information 45 Control circuit 46 Diode (input voltage detector)
47 Shaping circuit (input voltage detector)
48 Oscillation Detection Circuit 49 Input Voltage Waveform Information 50 AC Power Supply 51 DC Power Supply 60 Diode Bridge Type Rectifier Circuit 61 Smoothing Circuit 62 Resonance Circuit 63 Diode 64 Inductor 65 Capacitor 66 Diode 67 Capacitor 68 Diode 69 Anode 70 Cathode 71 Current Detection Unit (Input Current) Detection unit)
72 Rectifier circuit (input current detector)
73 Smoothing circuit 74 Comparison circuit 75 Output setting unit 81 Mix circuit (conversion unit)
82 Comparator (conversion unit)
83 Sawtooth wave generation circuit (conversion unit)
84 Sawtooth wave 85 Amplifier circuit 86 Shunt resistor 87 Slice control signal 90 Input current waveform information 91 Power control information 92 Switching frequency control signal 93 Resonance voltage control information 94 Frequency modulation signal 95 First limit circuit 96 Second limit circuit 97 Slice Control signal generation circuit 98 Resonance circuit 99 First series circuit 100 Second series circuit 163 Capacitor 164 Comparator 165 Comparator 166 SR flip-flop

Claims (24)

交流電源の電圧を整流して得られる直流電源に、2個の半導体スイッチング素子からなる直列回路、共振回路、リーケージトランスを接続し、前記半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を変調して高周波電力に変換し、リーケージトランスの2次側に発生する出力をマグネトロンに印加して付勢するマグネトロン駆動用のインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流の波形を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧の波形を検知し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、
前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部との間に接続される選択部と、
前記選択部と前記半導体スイッチング素子との間に接続される変換部と、
を備え、
前記入力電圧波形情報は、前記マグネトロンの発振時において、前記入力電圧波形情報の振幅が、最大入力電流の50%から20%時の入力電流波形情報の振幅程度になるように設定し、
前記選択部は、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のうち大きい方を選択し、前記変換部は、選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを、オン・オフ駆動信号のスイッチング周波数を変調する変調信号とし
時波形情報の大きい部分はスイッチング周波数を高くする極性に、前記瞬時波形情報の小さい部分はスイッチング周波数を低くする極性に、前記インバータ回路の前記半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動信号に変換する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A DC circuit obtained by rectifying the voltage of the AC power supply is connected to a series circuit consisting of two semiconductor switching elements, a resonant circuit, and a leakage transformer, and the switching frequency of the semiconductor switching element is modulated and converted to high-frequency power. A high-frequency dielectric heating power control device for controlling an inverter circuit for driving a magnetron for applying an output generated on a secondary side of a leakage transformer to a magnetron and energizing the magnetron;
An input current detection unit that detects a waveform of an input current from the AC power source to the inverter circuit and outputs input current waveform information;
An input voltage detector that detects a waveform of an input voltage from the AC power supply to the inverter circuit and outputs input voltage waveform information;
A selector connected between the input current detector and the input voltage detector;
A conversion unit connected between the selection unit and the semiconductor switching element;
With
The input voltage waveform information is set so that, when the magnetron oscillates, the amplitude of the input voltage waveform information is about the amplitude of the input current waveform information at 50% to 20% of the maximum input current,
The selection unit selects the greater of said input current waveform information the input voltage waveform information, the conversion unit, one of the input voltage waveform information and said selected input current waveform information, on- - the switching frequency of the off driving signal to the modulation signal for modulating,
The polarity large portion of increasing the switching frequency instantaneous waveform information, a small part of the instantaneous waveform information to the polarity to lower the switching frequency, the high frequency to be converted to on-off drive signal of the semiconductor switching elements of the inverter circuit Power control device for dielectric heating.
交流電源の電圧を整流して得られる直流電源に、二組の2個の半導体スイッチング素子からなる直列回路を並列に接続し、前記直列回路の中点間にリーケージトランスの1次巻線とコンデンサを接続した共振回路を接続し、前記半導体スイッチング素子の高周波スイッチングの周波数を変調し、二相全波駆動して高周波電力に変換し、前記リーケージトランスの2次巻線に接続される整流手段の出力をマグネトロンに印加して付勢するマグネトロン駆動用のインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流の波形を検知し、入力電流波形情
報を出力する入力電流検出部と、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧の波形を検知し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、
前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部との間に接続される選択部と、
前記選択部と前記半導体スイッチング素子との間に接続される変換部と、を備え、
前記入力電圧波形情報は、前記マグネトロンの発振時において、入力電圧波形情報の振幅は、最大入力電流の50%から20%時の入力電流波形情報の振幅程度になるように設定し、
前記選択部は、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のうち大きい方を選択し、前記変換部は、選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを、オン・オフ駆動信号のスイッチング周波数を変調する変調信号とし
時波形情報の大きい部分はスイッチング周波数を高くする極性に、前記瞬時波形情報の小さい部分はスイッチング周波数を低くする極性に、前記インバータ回路の前記半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動信号に変換する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A series circuit composed of two sets of two semiconductor switching elements is connected in parallel to a DC power source obtained by rectifying the voltage of the AC power source, and a primary winding and a capacitor of a leakage transformer between the midpoints of the series circuit Of the rectifying means connected to the secondary winding of the leakage transformer. A power control device for high-frequency dielectric heating that controls an inverter circuit for driving a magnetron that applies an output to a magnetron to energize it,
An input current detection unit that detects a waveform of an input current from the AC power source to the inverter circuit and outputs input current waveform information;
An input voltage detector that detects a waveform of an input voltage from the AC power supply to the inverter circuit and outputs input voltage waveform information;
A selector connected between the input current detector and the input voltage detector;
A conversion unit connected between the selection unit and the semiconductor switching element,
The input voltage waveform information is set so that the amplitude of the input voltage waveform information is about the amplitude of the input current waveform information at 50% to 20% of the maximum input current when the magnetron oscillates,
The selection unit selects the greater of said input current waveform information the input voltage waveform information, the conversion unit, one of the input voltage waveform information and said selected input current waveform information, on- - the switching frequency of the off driving signal to the modulation signal for modulating,
The polarity large portion of increasing the switching frequency instantaneous waveform information, a small part of the instantaneous waveform information to the polarity to lower the switching frequency, the high frequency to be converted to on-off drive signal of the semiconductor switching elements of the inverter circuit Power control device for dielectric heating.
交流電源の電圧を整流して得られる直流電源に、2個の半導体スイッチング素子からなる直列回路を並列に接続し、リーケージトランスの1次巻線とコンデンサを接続した共振回路の一端を前記半導体スイッチング素子の中点に、他端を交流等価回路において前記直流電源に接続し、前記半導体スイッチング素子の高周波スイッチングの周波数を変調して高周波電力に変換し、前記リーケージトランスの2次巻線に接続される整流手段の出力をマグネトロンに印加して付勢するマグネトロン駆動用のインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流の波形を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧の波形を検知し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、
前記入力電流検出部と前記入力電圧検出部との間に接続される選択部と、
前記選択部と前記半導体スイッチング素子との間に接続される変換部と、を備え、
前記入力電圧波形情報は、前記マグネトロンの発振時において、入力電圧波形情報の振幅は、最大入力電流の50%から20%時の入力電流波形情報の振幅程度になるように設定し、
前記選択部は、前記入力電流波形情報、およびと前記入力電圧波形情報のうち大きい方を選択し、
前記変換部は、選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを、オン・オフ駆動信号のスイッチング周波数を変調する変調信号とし
時波形情報の大きい部分はスイッチング周波数を高くする極性に、前記瞬時波形情報の小さい部分はスイッチング周波数を低くする極性に、前記インバータ回路の前記半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動信号に変換する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A series circuit composed of two semiconductor switching elements is connected in parallel to a DC power source obtained by rectifying the voltage of the AC power source, and one end of a resonant circuit in which a primary winding of a leakage transformer and a capacitor are connected to the semiconductor switching circuit. The other end of the element is connected to the DC power source in an AC equivalent circuit, the high frequency switching frequency of the semiconductor switching element is modulated and converted into high frequency power, and connected to the secondary winding of the leakage transformer. A power control device for high-frequency dielectric heating that controls an inverter circuit for driving a magnetron that applies an output of a rectifying means to a magnetron to energize the magnetron,
An input current detection unit that detects a waveform of an input current from the AC power source to the inverter circuit and outputs input current waveform information;
An input voltage detector that detects a waveform of an input voltage from the AC power supply to the inverter circuit and outputs input voltage waveform information;
A selector connected between the input current detector and the input voltage detector;
A conversion unit connected between the selection unit and the semiconductor switching element,
The input voltage waveform information is set so that the amplitude of the input voltage waveform information is about the amplitude of the input current waveform information at 50% to 20% of the maximum input current when the magnetron oscillates,
The selection unit selects the larger one of the input current waveform information and the input voltage waveform information,
The conversion unit, one of the input voltage waveform information and said selected input current waveform information, and the modulation signal for modulating the switching frequency of the on-off driving signal,
The polarity large portion of increasing the switching frequency instantaneous waveform information, a small part of the instantaneous waveform information to the polarity to lower the switching frequency, the high frequency to be converted to on-off drive signal of the semiconductor switching elements of the inverter circuit Power control device for dielectric heating.
請求項1ないし3記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって
算部は、前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報のいずれかと、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、スイッチング周波数制御信号を生成するミックス回路を更に有し、
前記変換部は、前記電力制御情報の任意の箇所における電流又は電圧が所定値に対し大きい場合、あるいは前記波形情報の大きい部分は、スイッチング周波数を高くする極性に、電流又は電圧が所定値に対し小さい場合、あるいは前記波形情報の小さい部分は、スイッチング周波数を低くする極性に、前記スイッチング周波数制御信号を前記駆動信号に変換する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 1 ,
The summing unit, the input current detection section and connected between the conversion unit, and one of the input current waveform information and the input voltage waveform information, the predetermined value the current or voltage at any point of the inverter circuit The power control information to be controlled so as to be mixed, further comprising a mix circuit for generating a switching frequency control signal,
When the current or voltage at an arbitrary position of the power control information is larger than a predetermined value, or when the waveform information is large, the conversion unit has a polarity that increases the switching frequency and the current or voltage is higher than the predetermined value. A power control apparatus for high-frequency dielectric heating that converts the switching frequency control signal into the drive signal in a polarity that lowers the switching frequency when the waveform information is small or when the waveform information is small.
請求項4記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記変換部は高周波スイッチング周波数に上限ないし下限を設ける周波数制限部を備えた高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 4,
The conversion unit for high-frequency dielectric heating power control apparatus provided with a frequency limiting section an upper limit or a lower limit to the high-frequency switching frequency.
請求項5記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記変換部は前記高周波スイッチングのオンデューティを制御するデューティ制御部を更に有し、
少なくとも前記高周波スイッチング周波数が周波数制限部の上限に制限される範囲は、デューティ制御で補完するように前記デューティ制御部の動作範囲を設定した高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 5,
The conversion unit further includes a duty control unit that controls an on-duty of the high-frequency switching,
A power control apparatus for high frequency dielectric heating in which an operating range of the duty control unit is set so that at least a range in which the high frequency switching frequency is limited to the upper limit of the frequency limiting unit is complemented by duty control.
請求項4記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流波形情報及び前記入力電圧波形情報は、直接前記ミックス回路に入力され、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報及び入力電圧波形情報のいずれかを選択し、低域周波数成分をカットした情報と、前記電力制御情報の高域周波数成分をカットした情報と、をミックスする高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 4,
The input current waveform information and the input voltage waveform information are directly input to the mix circuit, and the mix circuit selects either the input current waveform information or the input voltage waveform information that is directly input, and the low frequency component is selected. A power control apparatus for high frequency dielectric heating that mixes cut information and information obtained by cutting high frequency components of the power control information.
請求項1ないし3記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、前記入力電流を検知する変流器と、検知された前記入力電流を整流し、出力する整流回路とを有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 1,
The power control device for high frequency dielectric heating, wherein the input current detection unit includes a current transformer that detects the input current, and a rectifier circuit that rectifies and outputs the detected input current.
請求項4記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部の出力と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に備える高周波誘導加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 4,
A power control apparatus for high frequency induction heating, further comprising a comparison circuit that outputs the power control information in comparison with an output of the input current detection unit and an output setting signal.
請求項4記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知して出力するように構成した高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 4,
The high-frequency dielectric heating power control device configured to detect and output a unidirectional current after rectifying the input current of the inverter circuit.
請求項10記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知するシャント抵抗と、当該シャント抵抗の両端に生ずる電圧を増幅する増幅回路を有し、
前記増幅回路により得られた出力を、前記入力電流波形情報として直接前記ミックス回路に入力し、
前記増幅回路により得られた出力と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に備える高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 10,
The input current detection unit includes a shunt resistor that detects a unidirectional current after rectifying the input current of the inverter circuit, and an amplifier circuit that amplifies a voltage generated at both ends of the shunt resistor.
The output obtained by the amplifier circuit is directly input to the mix circuit as the input current waveform information,
A power control apparatus for high frequency dielectric heating, further comprising a comparison circuit that outputs the power control information by comparing an output obtained by the amplifier circuit with an output setting signal.
請求項4記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路は、前記電力制御情報の高域成分をカットする構成を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 4,
The high-frequency dielectric heating power control apparatus has a configuration in which the mix circuit cuts a high frequency component of the power control information.
請求項4記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路は、前記入力電流の増加制御時と前記入力電流の減少制御時との間でフィルタ回路構成が切り替わる高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 4,
The mixing circuit is a high-frequency dielectric heating power control device in which a filter circuit configuration is switched between an increase control of the input current and a decrease control of the input current.
請求項13記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路は、前記入力電流の増加制御時にはフィルタ回路の時定数が増加し、前記入力電流の減少制御時にはフィルタ回路の時定数が減少する高周波誘電加熱用電力制御装置。
The power control device for high frequency dielectric heating according to claim 13,
The high-frequency dielectric heating power control apparatus wherein the time constant of the filter circuit increases during the increase control of the input current, and the time constant of the filter circuit decreases during the decrease control of the input current.
請求項4記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路には、前記共振回路電圧を所定値に制御する共振回路電圧制御情報が入力され、前記共振回路電圧の大きさに応じてフィルタ回路構成が切り替わる高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 4,
Resonance circuit voltage control information for controlling the resonance circuit voltage to a predetermined value is input to the mix circuit, and the filter circuit configuration is switched according to the magnitude of the resonance circuit voltage.
請求項15記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路は、前記共振回路電圧が低い場合にはフィルタ回路の時定数が増加し、前記共振回路電圧が高い場合にはフィルタ回路の時定数が減少する高周波誘電加熱用電力制御装置。
The power control device for high frequency dielectric heating according to claim 15,
The power control apparatus for high frequency dielectric heating in which the time constant of the filter circuit increases when the resonant circuit voltage is low and the time constant of the filter circuit decreases when the resonant circuit voltage is high.
請求項1ないし3記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、交流電源の高次周波数部分および高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するフィルタ回路を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 1,
The input current detection unit is a high-frequency dielectric heating power control apparatus having a filter circuit that attenuates high-frequency portions such as a high-order frequency portion and a high-frequency switching frequency of an AC power supply.
請求項17記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、前記フィルタ回路に位相進み補償を付加した構成とした高周波誘電加熱用電力制御装置。
The power control device for high frequency dielectric heating according to claim 17,
The input current detection unit is a high frequency dielectric heating power control apparatus in which phase lead compensation is added to the filter circuit.
請求項1ないし3記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電圧検出部は、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧を検知する一組のダイオードと、当該ダイオードにより検出された入力電圧を波形整形して出力する整形回路と、を備える高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 1,
The input voltage detection unit includes a pair of diodes that detect an input voltage from the AC power source to the inverter circuit, and a shaping circuit that shapes and outputs the input voltage detected by the diodes. Power control device for dielectric heating.
請求項19記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記整形回路が、前記入力電圧の高次周波数部分を減衰する構成を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
The power control device for high frequency dielectric heating according to claim 19,
A power control apparatus for high-frequency dielectric heating, wherein the shaping circuit has a configuration for attenuating a higher-order frequency portion of the input voltage.
請求項20記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記整形回路が、位相進み補償を更に有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 20,
A power controller for high frequency dielectric heating, wherein the shaping circuit further comprises phase lead compensation.
請求項4記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記変換部が、前記スイッチング周波数制御信号でその周波数が設定される搬送波とスライス制御信号を重ね合わせて、前記半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する周波数変調回路より構成された高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 4,
High frequency dielectric heating power control composed of a frequency modulation circuit that generates a drive signal for the semiconductor switching element by superimposing a carrier wave whose slice is set by the switching frequency control signal and a slice control signal. apparatus.
請求項1ないし3記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記マグネトロンの発振を検知する発振検知回路を更に有し、当該発振検知回路によって検知されたマグネトロンの発振及び非発振に応じて、前記入力電圧検出部からの前記入力電圧波形情報の大きさを切替える高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 1,
An oscillation detection circuit for detecting oscillation of the magnetron is further provided, and the magnitude of the input voltage waveform information from the input voltage detection unit is switched according to the oscillation and non-oscillation of the magnetron detected by the oscillation detection circuit. Power control device for high frequency dielectric heating.
交流電源の電圧を整流し、半導体スイッチング素子の高周波スイッチングのスイッチング周波数を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法であって、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流を検知するステップと、
前記入力電流の波形に対応した入力電流波形情報を取得するステップと、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電圧を検知するステップと、
前記入力電圧の波形に対応した入力電圧波形情報を取得するステップと、
前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のうち大きい方を選択するステップと、
前記波形情報の大きい部分はスイッチング周波数を高くする極性に、かつ前記波形情報
の小さい部分はスイッチング周波数を低くする極性に、前記インバータ回路の前記半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動信号に変換するステップと、を備え、
前記入力電圧波形情報は、前記マグネトロンの発振時において、前記入力電圧波形情報の振幅は、最大入力電流の50%から20%時の入力電流波形情報の振幅程度になるように設定される高周波誘電加熱用電力制御方法。
A power control method for high-frequency dielectric heating that controls an inverter circuit that rectifies the voltage of an AC power supply, modulates the switching frequency of high-frequency switching of a semiconductor switching element, and converts it to high-frequency power,
Detecting an input current from the AC power source to the inverter circuit;
Obtaining input current waveform information corresponding to the waveform of the input current;
Detecting an input voltage from the AC power source to the inverter circuit;
Obtaining input voltage waveform information corresponding to the waveform of the input voltage;
Selecting the larger of the input current waveform information and the input voltage waveform information;
Converting the large portion of the waveform information into a polarity for increasing the switching frequency, and converting the small portion of the waveform information into a polarity for decreasing the switching frequency into an on / off drive signal for the semiconductor switching element of the inverter circuit; With
The input voltage waveform information is set such that, when the magnetron oscillates, the amplitude of the input voltage waveform information is set to be approximately the amplitude of the input current waveform information at 50% to 20% of the maximum input current. Power control method for heating.
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