JP3976077B1

JP3976077B1 - 通話装置

Info

Publication number: JP3976077B1
Application number: JP2006326211A
Authority: JP
Inventors: 修赤坂; 耕作北田; 恵一 ▲吉▼田; 進弥木本; 泰史有川
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2006-12-01
Filing date: 2006-12-01
Publication date: 2007-09-12
Anticipated expiration: 2026-11-22
Also published as: JP2008131624A

Abstract

【課題】送話信号からスピーカが発する音声成分を広い周波数帯域に亘ってキャンセルして、ハウリングの発生を防止できる低コストの通話装置を提供する。
【解決手段】Ａ／Ｄ変換回路３１１〜３１ｎは、Ａ／Ｄ変換回路３０１がマイクロホンＭ１からの音声信号をＡ／Ｄ変換したタイミングから周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎの音波に対する遅延時間Ｔｄ１〜Ｔｄｎ経過したときにマイクロホンＭ２からの音声信号をＡ／Ｄ変換し、減衰回路３４１〜３４ｎでマイクロホンＭ１，Ｍ２の各出力レベルを所定の周波数帯域毎に一致させ、演算回路３８ａは、マイクロホンＭ１，Ｍ２の音声信号の差を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、通話装置に関するものである。

従来、インターホンシステム等で屋内に設置される通話装置があり、他の場所に設置された通話装置からの音声を出力するスピーカや、他の通話装置へ伝達する音声を入力するマイクロホン等を備えている。

そして、スピーカから発生した音声がマイクロホンに回り込むとハウリングが生じることになるから、様々なハウリング防止対策が採られている。例えば、スピーカと一対のマイクロホンとを備えて、両マイクロホンとスピーカとの距離の差に相当する音波の遅延時間だけスピーカに近いほうのマイクロホンの出力を遅延させる遅延回路と、両マイクロホンとスピーカとの距離の差に相当するレベル調整を行なってスピーカからの音声に対する両マイクロホンの出力レベルを一致させるレベル調整増幅回路と、遅延回路とレベル調整増幅回路とを通った両マイクロホンの出力を両入力とする差動増幅回路とを設け、差動増幅回路の出力を送話信号とする通話装置が提案された。

この通話装置では、両マイクロホンでスピーカからの音声を拾った後、遅延およびレベル調整を行なって両マイクロホンに入力されるスピーカからの音声成分を差動増幅回路で相殺することで、スピーカからの音声成分のみを除去して（キャンセル処理）、ハウリングを防止しようとしている。（例えば、特許文献１，２参照）。
特開平１１−４１３４２号公報特許第３２２６１２１号公報

しかしながら、スピーカから発せられた音声はマイクロホンに伝達されて音声信号に変換されるが、スピーカからマイクロホンへ伝わる音波の伝達関数は周波数特性を有しており、マイクロホンで集音される音声の位相、振幅は、周波数に依存している。したがって、上記特許文献１，２のような従来の構成では、特定の周波数近傍ではスピーカからの音声成分をキャンセルできるが、広い周波数帯域に亘ってスピーカからの音声成分をキャンセルすることはできなかった。また、コスト低減の要望もある。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、送話信号からスピーカが発する音声成分を広い周波数帯域に亘ってキャンセルして、ハウリングの発生を防止できる低コストの通話装置を提供することにある。

請求項１の発明は、伝達された音声情報を出力するスピーカと、音声を集音してアナログの音声信号を出力する第１のマイクロホンと、スピーカからの距離が第１のマイクロホンより遠い位置に配置され、音声を集音してアナログの音声信号を出力する第２のマイクロホンと、前記第１，第２のマイクロホンが出力する各音声信号を信号処理して伝達する信号処理部とを備えて、第１，第２のマイクロホンとスピーカとの各距離の差に相当する音波の伝達時間を遅延時間とし、前記信号処理部は、第１，第２のマイクロホンが出力するアナログの音声信号を各々デジタル信号に変換する第１，第２のＡ／Ｄ変換手段のいずれか一方を複数備えて、一方のＡ／Ｄ変換手段は互いに異なる所定の周波数帯域に各々対応して、他方のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから所定の周波数帯域毎の遅延時間ずれたタイミングで各々Ａ／Ｄ変換を行い、さらにスピーカからの音声に対する第１，第２のマイクロホンの各出力レベルを所定の周波数帯域毎に一致させる処理をＡ／Ｄ変換手段が出力するデジタル信号に施すレベル調整手段と、レベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の差を出力する演算手段とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、スピーカからの音声に対する第１，第２のマイクロホンの各出力の位相差、振幅差は周波数依存性を有するが、スピーカが発する音声成分を送話信号から周波数帯域毎にキャンセルするので、より確実にハウリングの発生を防止できる。また、低速でＡ／Ｄ変換を行った場合でも、スピーカが発する音声に対する第１、第２のマイクロホンの各音声信号間の遅延時間を精度よく補償することができ、Ａ／Ｄ変換手段に高速処理が可能なものは必要ないので、低コスト化を図ることができる。すなわち、送話信号からスピーカが発する音声成分を広い周波数帯域に亘ってキャンセルして、ハウリングの発生を防止できる低コストの通話装置を提供することができる。

請求項２の発明は、請求項１において、前記信号処理部は、前記一方のＡ／Ｄ変換手段の出力毎に所定の周波数帯域を通過させる第１のフィルタ手段と、他方のＡ／Ｄ変換手段の出力を所定の周波数帯域毎に分離して通過させる第２のフィルタ手段とを備えて、前記演算手段は、第１，第２のフィルタ手段およびレベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の所定の周波数帯域毎の差を加算することを特徴とする。

この発明によれば、スピーカからの音声に対する第１，第２のマイクロホンの各出力の位相差、振幅差は周波数依存性を有するが、スピーカが発する音声成分を送話信号から周波数帯域毎にキャンセルするので、より確実にハウリングの発生を防止できる。

請求項３の発明は、請求項１または２において、前記信号処理部は、前記第１のＡ／Ｄ変換手段を１つ備え、前記第２のＡ／Ｄ変換手段を複数備えて、複数の第２のＡ／Ｄ変換手段は、所定の周波数帯域に各々対応して、第１のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから所定の周波数帯域毎の遅延時間後のタイミングで各々Ａ／Ｄ変換を行い、さらに第１のＡ／Ｄ変換手段の出力を所定の周波数帯域毎に分離して通過させる第１のフィルタ手段と、第２のＡ／Ｄ変換手段の出力毎に所定の周波数帯域を通過させる第２のフィルタ手段とを備えて、前記演算手段は、第１，第２のフィルタ手段およびレベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の所定の周波数帯域毎の差を加算することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１または２において、前記信号処理部は、前記第１のＡ／Ｄ変換手段を複数備え、前記第２のＡ／Ｄ変換手段を１つ備えて、複数の第１のＡ／Ｄ変換手段は、所定の周波数帯域に各々対応して、第２のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから所定の周波数帯域毎の遅延時間前のタイミングで各々Ａ／Ｄ変換を行い、さらに第１のＡ／Ｄ変換手段の出力毎に所定の周波数帯域を通過させる第１のフィルタ手段と、第２のＡ／Ｄ変換手段の出力を所定の周波数帯域毎に分離して通過させる第２のフィルタ手段とを備えて、前記演算手段は、第１，第２のフィルタ手段およびレベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の所定の周波数帯域毎の差を加算することを特徴とする。

以上説明したように、本発明では、送話信号からスピーカが発する音声成分を広い周波数帯域に亘ってキャンセルして、ハウリングの発生を防止できる低コストの通話装置を提供することができるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
本実施形態の通話装置Ａは図２〜図４に示され、後面に開口を形成したボディＡ１０と、ボディＡ１０の開口に覆設したカバーＡ１１とでハウジングＡ１を構成し、ハウジングＡ１内に、スピーカＳＰ、マイクロホン基板ＭＢ１、通話スイッチＳＷ１、音声処理部１０を備える。

音声処理部１０は、図４に示すように、通信部１０ａ、エコーキャンセル部１０ｂ，１０ｃ、増幅部１０ｄ、信号処理部１０ｅを備えたＩＣで構成され、ハウジングＡ１内に配置される。他の部屋等に設置されている通話装置Ａから情報線Ｌｓを介して送信された音声信号は、通信部１０ａで受信され、エコーキャンセル部１０ｂを介して増幅部１０ｄで増幅された後、スピーカＳＰから出力される。また、通話スイッチＳＷ１を操作することで通話可能状態となり、マイクロホン基板ＭＢ１上のマイクロホンＭ１（第１のマイクロホン），マイクロホンＭ２（第２のマイクロホン）から入力された各音声信号は信号処理部１０ｅで後述する信号処理を施された後、エコーキャンセル部１０ｃを通過し、通信部１０ａから情報線Ｌｓを介して他の部屋等に設置されている通話装置Ａへ送信される。すなわち、部屋間で双方向の通話が可能なインターホンとして機能するものである。なお、通話装置Ａの電源は、設置場所の近傍に設けたコンセントから供給されるか、あるいは情報線Ｌｓを介して供給されてもよい。

スピーカＳＰは、図２に示すように、冷間圧延鋼板（ＳＰＣＣ，ＳＰＣＥＮ）、電磁軟鉄（ＳＵＹ）等の厚み０．８ｍｍ程度の鉄系材料で形成されて一端を開口した円筒状のヨーク２０を具備し、ヨーク２０の開口端から外側に向かって円形の支持体２１が延設されている。

ヨーク２０の筒内にはネオジウムで形成された円柱型永久磁石２２（例えば、残留磁束密度１．３９Ｔ〜１．４３Ｔ）を配置し、ドーム型の振動板２３の外周側の縁部が支持体２１の縁端面に固定されている。

振動板２３は、ＰＥＴ（PolyEthyleneTerephthalate）またはＰＥＩ（Polyetherimide）等の熱可塑性プラスチック（例えば、厚み１２μｍ〜５０μｍ）で形成される。振動板２３の背面には筒状のボビン２４が固定されており、このボビン２４の後端にはクラフト紙の紙管にポリウレタン銅線（例えば、φ０．０５ｍｍ）を巻回することによって形成されたボイスコイル２５が設けられている。ボビン２４およびボイスコイル２５は、ボイスコイル２５がヨーク２０の開口端に位置するように設けられており、ヨーク２０の開口端近傍を前後方向に自在に移動する。

ボイスコイル２５のポリウレタン銅線に音声信号を入力すると、この音声信号の電流と永久磁石２２の磁界とにより、ボイスコイル２５に電磁力が発生するため、ボビン２４が振動板２３を伴なって前後方向に振動させられる。このとき、振動板２３から音声信号に応じた音が発せられる。すなわち、動電型のスピーカＳＰが構成される。

そして、スピーカＳＰの振動板２３が対向するハウジングＡ１の前面内側には、リブ１１が形成されており、スピーカＳＰの円形の支持体２１の外周端部から前面側に突出した凸部２１ａの端面がリブ１１に当接し、振動板２３がハウジングＡ１の前面に内側から対向する状態でスピーカＳＰが固定される。

ハウジングＡ１内にスピーカＳＰが固定されると、ハウジングＡ１の前面内側とスピーカＳＰの表面側（振動板２３側）とで囲まれた空間である前気室Ｂｆ、ハウジングＡ１の後面内側および側面内側とスピーカＳＰの裏面側（ヨーク２０側）とで囲まれた空間である後気室Ｂｒが形成される。前気室Ｂｆは、ハウジングＡ１の前面に複数設けた音孔１２を介して外部に連通している。後気室Ｂｒは、スピーカＳＰの支持体２１の端部とハウジングＡ１の内面のリブ１１とが密着することで、前気室Ｂｆとは絶縁した（連通していない）空間となり、さらにカバーＡ１１がボディＡ１０の後面開口に密着することで、外部とも絶縁した密閉された空間となっている。

次に、マイクロホン基板ＭＢ１は、図５に示すように、マイクロホンのベアチップＢＣ１とＩＣＫａ１との対、マイクロホンのベアチップＢＣ２とＩＣＫａ２との対をモジュール基板２の一面２ａに各々実装し、ベアチップＢＣ１、ＩＣＫａ１、モジュール基板２上の配線パターン（図示無し）の各間、およびベアチップＢＣ２、ＩＣＫａ２、モジュール基板２上の配線パターン（図示無し）の各間をワイヤＷで各々接続（ワイヤボンティング）した後、ベアチップＢＣ１とＩＣＫａ１の対を覆うようにシールドケースＳＣ１を実装し、ベアチップＢＣ２とＩＣＫａ２の対を覆うように、シールドケースＳＣ２を実装することで、ベアチップＢＣ１、ＩＣＫａ１、シールドケースＳＣ１で構成されるマイクロホンＭ１、ベアチップＢＣ２、ＩＣＫａ２、シールドケースＳＣ２で構成されるマイクロホンＭ２を備えている。

ベアチップＢＣ（ベアチップＢＣ１またはＢＣ２）は、図６に示すように、シリコン基板１ｂに穿設した孔１ｃを塞ぐようにシリコン基板１ｂの一面側にＳｉ薄膜１ｄが形成され、このＳｉ薄膜１ｄとの間にエアーギャップ１ｅを介して電極１ｆが形成され、さらに音声信号を出力するパッド１ｇが設けられており、コンデンサ型のシリコンマイクロホンを構成している。そして、外部からの音響信号がＳｉ薄膜１ｄを振動させることで、Ｓｉ薄膜１ｄと電極１ｆとの間の静電容量が変化して電荷量が変化し、この電荷量の変化に伴ってパッド１ｇ，１ｇから音響信号に応じた電流が流れる。このベアチップＢＣは、シリコン基板１ｂをモジュール基板２上にダイボンディングし、特にベアチップＢＣ２のＳｉ薄膜１ｄは、モジュール基板２に穿設した音孔Ｆ２に対向している。

そして、マイクロホンＭ１は、音孔Ｆ１を穿設したシールドケースＳＣ１の底面側を集音面とし、マイクロホンＭ２は、音孔Ｆ２を穿設したモジュール基板２への実装面側を集音面として、互いに逆方向となるモジュール基板２の両面方向に集音面を有するものになる。このように構成されたマイクロホン基板ＭＢ１は、モジュール基板２の一面２ａにマイクロホンＭ１，Ｍ２の両方を実装しているので、マイクロホン基板ＭＢ１の厚さを薄くできる。

図７（ａ）は、マイクロホン基板ＭＢ１を、モジュール基板２の一面２ａ側から見た平面図であり、モジュール基板２は、マイクロホンＭ１を配置する矩形部２ｆと、マイクロホンＭ２を配置する矩形部２ｇと、矩形部２ｆ，２ｇ間を連結する連結部２ｈとで構成され、矩形部２ｇは矩形部２ｆより大きく形成される。そして、矩形部２ｇの縁部に沿って、負電源パッドＰ１，正電源パッドＰ２，出力１パッドＰ３，出力２パッドＰ４が設けられている。

そして、図７（ｂ）に示すように、負電源パッドＰ１には外部から供給される電源電圧の負側、正電源パッドＰ２には電源電圧の正側が接続されて、モジュール基板２上の配線パターンを介してマイクロホンＭ１，Ｍ２に電源を供給している。また、出力１パッドＰ３からは、マイクロホンＭ１が集音した音声信号がモジュール基板２上の配線パターンを介して出力され、出力２パッドＰ４からは、マイクロホンＭ２が集音した音声信号がモジュール基板２上の配線パターンを介して出力される。なお、出力パッドＰ３，Ｐ４から出力される音声信号のグランドは、負電源パッドＰ１で兼用される。

このように、マイクロホンＭ１，Ｍ２の電源を共通の負電源パッドＰ１、正電源パッドＰ２から供給し、さらにマイクロホンＭ１，Ｍ２の各出力のグランドを負電源パッドＰ１で兼用することで、パッドの数を減らすことができ、構成が簡単になる。

次に、マイクロホン基板ＭＢ１の動作について説明する。

まず、集音した音響信号に応じてベアチップＢＣ１，ＢＣ２から流れる各電流は、ＩＣＫａ１，Ｋａ２によってインピーダンス変換されるとともに電圧信号に変換され、音声信号として出力１パッドＰ３、出力２パッドＰ４から各々出力される。

ＩＣＫａ（ＩＣＫａ１またはＫａ２）は、図８の回路構成を備えており、電源パッドＰ１，Ｐ２から供給される電源電圧＋Ｖ（例えば５Ｖ）を定電圧Ｖｒ（例えば１２Ｖ）に変換するチップＩＣからなる定電圧回路Ｋｂを備えており、抵抗Ｒ１１とベアチップＢＣとの直列回路に定電圧Ｖｒが印加され、抵抗Ｒ１１とベアチップＢＣとの接続中点はコンデンサＣ１１を介してジャンクション型のＪ−ＦＥＴ素子Ｓ１１のゲート端子に接続される。Ｊ−ＦＥＴ素子Ｓ１１のドレイン端子は動作電源＋Ｖに接続され、ソース端子は抵抗Ｒ１２を介して電源電圧の負側に接続される。ここで、Ｊ−ＦＥＴ素子Ｓ１１は電気インピーダンスの変換用であり、このＪ−ＦＥＴ素子Ｓ１１のソース端子の電圧が音声信号として出力される。なお、ＩＣＫａのインピーダンスの変換回路は、上記構成に限定されるものではなく、例えばオペアンプによるソースフォロワ回路の機能を有する回路であってもよく、または必要に応じてＩＣＫａ内に音声信号の増幅回路を設けてもよい。

そして、マイクロホン基板ＭＢ１は、上記のようにモジュール基板２上の配線パターンを介して信号伝達、給電を行うことで、信号線、給電線を効率よく構成できるとともに、ハウジングＡ１の外面に取付可能となる。本実施形態では、モジュール基板２の一面２ａをハウジングＡ１の前面外側に沿って配置し、マイクロホンＭ１はハウジングＡ１前面の開口１３を挿通して集音面を前気室Ｂｆに向けており、シールドケースＳＣ１の底面に穿設したマイクロホンＭ１の音孔Ｆ１はスピーカＳＰの振動板２３に対向し、音孔Ｆ１を介してスピーカＳＰが発する音声を確実に集音することができる。また、マイクロホンＭ２は、ハウジングＡ１の前面に設けた凹部１４に嵌合し、モジュール基板２に穿設したマイクロホンＭ２の音孔Ｆ２はスピーカＳＰの出力方向に向かってハウジングＡ１の外部（前方）に面しているので、音孔Ｆ２を介して伝達される、通話装置Ａの前方に位置する話者からの音声を確実に集音することができる。なお、スピーカＳＰの中心から各マイクロホンＭ１，Ｍ２の中心までの距離をそれぞれＸ１，Ｘ２とすると、Ｘ１＜Ｘ２となる。

また、スピーカＳＰの裏面が面する後気室Ｂｒは、ハウジングＡ１内で密閉されるので、スピーカＳＰの裏面から放射される音声は後気室Ｂｒから漏れ難くなり、スピーカＳＰとマイクロホンＭ２との音響結合を低減させている。さらにスピーカＳＰの裏面（振動板２３の裏面）から放射される音は、スピーカＳＰの表面（振動板２３の表面）から放射される音と位相が反転しており、このスピーカＳＰの裏面から放射される音が前方に回り込むと、スピーカＳＰの表面から放射される音と互いに打ち消しあって、スピーカＳＰの放射音圧が低下し、前方にいる話者にはスピーカＳＰが発する音声が聞こえ難いものとなるが、上記のようにスピーカＳＰの裏面から放射される音はハウジングＡ１の外部に漏れ難いので、上記回り込みによるスピーカＳＰの放射音圧の低下を防いでいる。

また、マイクロホンＭ２を収納した凹部１４は後気室Ｂｒと連通していない分離された空間であるので、マイクロホンＭ２はスピーカＳＰの発する音声をさらに集音し難くなり、スピーカＳＰとマイクロホンＭ２との音響結合をさらに低減させている。すなわち、上記構成によって、スピーカＳＰが発する音声と話者の発する音声とをマイクロホンＭ１，Ｍ２で分離して集音しているのである。

また、マイクロホン基板ＭＢ１をハウジングＡ１内に配置すると前気室Ｂｆと後気室Ｂｒとの間の空間的な絶縁を維持することが困難であるが、本実施形態のようにマイクロホン基板ＭＢ１をハウジングＡ１の外面に取り付けることで、前気室Ｂｆと後気室Ｂｒとの間の空間的な絶縁を維持することができる。

そして、本実施形態では、スピーカＳＰの音声出力をマイクロホンＭ１，Ｍ２が拾うことで発生するハウリングを防止するために、以下の構成を備えている。

まず、音声処理部１０に収納されている信号処理部１０ｅは、図１に示すように、１つのＡ／Ｄ変換回路３０１と、複数のＡ／Ｄ変換回路３１１〜３１ｎと、バンドパスフィルタ３２１〜３２ｎと、バンドパスフィルタ３３１〜３３ｎと、減衰回路３４１〜３４ｎと、演算回路３５ａと、タイミング制御部３６とで構成される。Ａ／Ｄ変換回路３０１、３１１〜３１ｎの各動作は、タイミング制御部３６によって制御されており、以下、各回路の動作について説明する。図９〜図１２は、スピーカＳＰが発する音声をマイクロホンＭ１，Ｍ２が集音したときの信号処理部１０ｅの各部における信号波形を示す。

まず、マイクロホンＭ１は、集音面がスピーカＳＰに向かって実装されており、通話装置Ａの前方に位置する話者Ｈ（図１参照）が発する音声（送話音声）よりも、スピーカＳＰが発する音声を感度よく集音する。一方、マイクロホンＭ２は、集音面が前方に向かって配置されており、スピーカＳＰが発する音声よりも、通話装置Ａの前方に位置する話者Ｈが発する音声を感度よく集音する。

すなわち、マイクロホンＭ１が出力する音声信号Ｙ１１は、スピーカＳＰが発する音声に対しては感度が高く振幅が大きくなるが、話者Ｈが発する音声に対しては感度が低く振幅が小さくなる。また、マイクロホンＭ２が出力する音声信号Ｙ２１は、話者Ｈが発する音声に対しては感度が高く振幅が大きくなるが、スピーカＳＰが発する音声に対しては感度が低く振幅が小さくなる。

さらに、送話時には、話者Ｈが発する音声とスピーカＳＰが発する音声との両方がマイクロホンＭ１，Ｍ２にて集音されるが、スピーカＳＰの中心から各マイクロホンＭ１，Ｍ２の中心までの距離Ｘ１，Ｘ２はＸ１＜Ｘ２であるので、スピーカＳＰからの音声に対しては、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１とマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１との間に位相差が生じ、両マイクロホンＭ１，Ｍ２とスピーカＳＰとの距離の差（Ｘ２−Ｘ１）に相当する音波の遅延時間［Ｔｄ＝（Ｘ２−Ｘ１）／Ｖｓ］（Ｖｓは音速）だけ、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１に比べてマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１の位相が遅れている。この遅延時間Ｔｄは、理想的な条件下（例えば、点音源、ハウジング密閉構造、回路構成のＣＲのバラツキがない等）では、スピーカＳＰが発する音声の周波数に依存せず周波数に対して一定であるが、実際には理想的な条件下ではないのでスピーカＳＰが発する音声の周波数に依存している。

また、スピーカＳＰからの音声に対する音声信号Ｙ１１，Ｙ２１の振幅も上記同様に、理想的な条件下では、スピーカＳＰが発する音声の周波数に依存せず周波数に対して一定であるが、実際には理想的な条件下ではないのでスピーカＳＰが発する音声の周波数に依存している。

一方、マイクロホンＭ１，Ｍ２と話者Ｈとの各距離は等しいとみなせるので、話者Ｈが発する音声に対しては、両マイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号Ｙ１１，Ｙ２１は、略同一位相となる。

而して、本実施形態では、マイクロホンＭ１，Ｍ２からの音声信号を周波数帯域毎に分割して、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１とマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１との間に生じる位相差および振幅差を周波数帯域毎に最適に調整している。なお、図９（ａ）〜（ｈ）は、周波数帯域の分割数ｎ＝２とした場合の動作について示している。

まず、Ａ／Ｄ変換回路３０１は、マイクロホンＭ１のアナログの音声信号Ｙ１１をデジタル信号に変換し、Ａ／Ｄ変換回路３１１〜３１ｎは、マイクロホンＭ２のアナログの音声信号Ｙ２１をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換回路３０１のＡ／Ｄ変換動作は、タイミング制御部３６が出力する制御信号Ｓｉ１１の立ち上がりに同期して行われ、Ａ／Ｄ変換回路３１１〜３１ｎのＡ／Ｄ変換動作は、タイミング制御部３６が出力する制御信号Ｓｉ２１〜Ｓｉ２ｎの立ち上がりに同期して行われており、本実施形態の制御信号Ｓｉ１１、Ｓｉ２１〜Ｓｉ２ｎの周波数は８〜１６ＫＨｚに設定されて、各Ａ／Ｄ変換回路における変換周期Ｔ１＝６２．５〜１２５μｓｅｃとしている（図９（ｃ）〜（ｅ））。

また、スピーカＳＰが発する音声の周波数帯域をＧ１〜Ｇｎにｎ分割した場合に、スピーカＳＰが発する音声に対して、最も低い周波数帯域Ｇ１ではマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１の位相がマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１に比べて遅延時間Ｔｄ１１だけ遅れ、次に低い周波数帯域Ｇ２ではマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１の位相がマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１に比べて遅延時間Ｔｄ１２だけ遅れ、………、ｎ番目に低い周波数帯域ＧｎではマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１の位相がマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１に比べて遅延時間Ｔｄ１ｎだけ遅れる。なお、Ｔｄ１１＞Ｔｄ１２＞………＞Ｔｄ１ｎとなる。

したがって、制御信号Ｓｉ２１は制御信号Ｓｉ１１に対して遅延時間Ｔｄ１１だけ遅く発生させ、制御信号Ｓｉ２２は制御信号Ｓｉ１１に対して遅延時間Ｔｄ１２だけ遅く発生させ、………、制御信号Ｓｉ２ｎは制御信号Ｓｉ１１に対して遅延時間Ｔｄ１ｎだけ遅く発生させるようにタイミング制御部３６の動作を予め設定しておく（図９（ａ）（ｂ）参照）。すなわち、Ａ／Ｄ変換回路３１１は、Ａ／Ｄ変換回路３０１がマイクロホンＭ１からの音声信号をＡ／Ｄ変換するタイミングから遅延時間Ｔｄ１１後のタイミングでマイクロホンＭ２からの音声信号をＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換回路３１２は、Ａ／Ｄ変換回路３０１がマイクロホンＭ１からの音声信号をＡ／Ｄ変換するタイミングから遅延時間Ｔｄ１２後のタイミングでマイクロホンＭ２からの音声信号をＡ／Ｄ変換し、………、Ａ／Ｄ変換回路３１ｎは、Ａ／Ｄ変換回路３０１がマイクロホンＭ１からの音声信号をＡ／Ｄ変換回路するタイミングから遅延時間Ｔｄ１ｎ後のタイミングでマイクロホンＭ２からの音声信号をＡ／Ｄ変換することで、マイクロホンＭ１の音声信号とマイクロホンＭ２の音声信号の各位相を周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に一致させている。

また、Ａ／Ｄ変換回路３０１、Ａ／Ｄ変換回路３１１〜３１ｎは、ΣΔ方式でＡ／Ｄ変換を行っており、ΣΔ方式の特徴であるノイズのみの周波数伝達特性を変化させてノイズ成分を信号成分より高い周波数領域に分布させるノイズシェーピングによって高いＳ／Ｎ比でのＡ／Ｄ変換が可能となり、さらには殆どの処理がデジタルで行われることによってＩＣ化が容易となる。なお、Ａ／Ｄ変換の分解能は、１６ｂｉｔ，１４ｂｉｔ，１２ｂｉｔのいずれかを用いる。

そして、Ａ／Ｄ変換回路３０１からは、マイクロホンＭ１が出力する音声信号をＡ／Ｄ変換したデジタル値ａ１１，ｂ１１，ｃ１１，ｄ１１，ｅ１１，………で構成される音声信号Ｙ１２が出力される（図９（ｆ）参照）。また、Ａ／Ｄ変換回路３１１からは、マイクロホンＭ２が出力する音声信号をＡ／Ｄ変換したデジタル値ａ２１，ｂ２１，ｃ２１，ｄ２１，ｅ２１，………で構成される音声信号Ｙ２２１が出力され（図９（ｈ）参照）、Ａ／Ｄ変換回路３１２からは、マイクロホンＭ２が出力する音声信号をＡ／Ｄ変換したデジタル値ａ２２，ｂ２２，ｃ２２，ｄ２２，ｅ２２，………で構成される音声信号Ｙ２２２が出力され（図９（ｇ）参照）、………、Ａ／Ｄ変換回路３１ｎからは、マイクロホンＭ２が出力する音声信号をＡ／Ｄ変換したデジタル値ａ２ｎ，ｂ２ｎ，ｃ２ｎ，ｄ２ｎ，ｅ２ｎ，………で構成される音声信号Ｙ２２ｎが出力されており、マイクロホンＭ２の音声信号は、周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎに各々対応して位相調整されたｎ系統の音声信号Ｙ２２１〜Ｙ２２ｎとなる。

このようにマイクロホンＭ１の音声信号とマイクロホンＭ２の音声信号の各位相が周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に一致するタイミングでＡ／Ｄ変換することで、本実施形態のように音声信号を低速（８〜１６ＫＨｚ）でＡ／Ｄ変換した場合でも、スピーカＳＰが発する音声に対するマイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号間の上記遅延時間Ｔｄ１〜Ｔｄｎは精度よく補償され、高速のＡ／Ｄ変換機能（例えば１ＭＨｚ）を備える必要がなく、低コスト化を図ることができる。なお、以降の処理は、マイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号のデジタル値をメモリに格納してデジタル処理されるのであるが、説明のため図１０〜図１２の各波形はアナログ波形で示している。

次に、Ａ／Ｄ変換回路３０１から出力される音声信号Ｙ１２は、バンドパスフィルタ３２１によって周波数帯域Ｇ１の成分が分離され、バンドパスフィルタ３２２によって周波数帯域Ｇ２の成分が分離され、………、バンドパスフィルタ３２ｎによって周波数帯域Ｇｎの成分が分離されて、ｎ系統に振り分けられる。また、Ａ／Ｄ変換回路３１１から出力される音声信号Ｙ２２１は、バンドパスフィルタ３３１によって周波数帯域Ｇ１の成分が通過し、Ａ／Ｄ変換回路３１２から出力される音声信号Ｙ２２２は、バンドパスフィルタ３３２によって周波数帯域Ｇ２の成分が通過し、………、Ａ／Ｄ変換回路３１ｎから出力される音声信号Ｙ２２ｎは、バンドパスフィルタ３３ｎによって周波数帯域Ｇｎの成分が通過する。そして、バンドパスフィルタ３２１，３３１が出力する周波数帯域Ｇ１の音声信号Ｙ１３１，Ｙ２３１は、Ａ／Ｄ変換回路３０１とＡ／Ｄ変換回路３１１とを互いに上記遅延時間Ｔｄ１１ずらして動作させることで同一位相となっており、バンドパスフィルタ３２２，３３２が出力する周波数帯域Ｇ２の音声信号Ｙ１３２，Ｙ２３２は、Ａ／Ｄ変換回路３０１とＡ／Ｄ変換回路３１２とを互いに上記遅延時間Ｔｄ１２ずらして動作させることで同一位相となっており、………、バンドパスフィルタ３２ｎ，３３ｎが出力する周波数帯域Ｇｎの音声信号Ｙ１３ｎ，Ｙ２３ｎは、Ａ／Ｄ変換回路３０１とＡ／Ｄ変換回路３１ｎとを互いに上記遅延時間Ｔｄ１ｎずらして動作させることで同一位相となっている（図１０参照）。

次に、減衰回路３４１は、バンドパスフィルタ３２１を通過したマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１３１を減衰させて音声信号Ｙ１４１を生成し、減衰回路３４２は、バンドパスフィルタ３２２を通過したマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１３２を減衰させて音声信号Ｙ１４２を生成し、………、減衰回路３４ｎは、バンドパスフィルタ３２ｎを通過したマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１３ｎを減衰させて音声信号Ｙ１４ｎを生成し（図１１参照）、各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に、両マイクロホンＭ１，Ｍ２とスピーカＳＰとの距離の差（Ｘ２−Ｘ１）や、マイクロホンＭ１，Ｍ２の感度差に相当するレベル調整を行ない、スピーカＳＰが発する音声に対して各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎにおける両マイクロホンＭ１，Ｍ２の出力レベルを一致させる。

次に、演算回路３５ａは、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２３１からマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４１を減算することで、周波数帯域Ｇ１においてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２３２からマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４２を減算することで、周波数帯域Ｇ２においてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し、………、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２３ｎからマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４ｎを減算することで、周波数帯域ＧｎにおいてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し（図１２（ａ）参照）、さらに各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎでの前記減算結果を全て加算しており、スピーカＳＰからの音声成分が各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に打ち消された音声信号Ｙａが生成される（図１２（ｂ）参照）。なお、本実施形態では、演算回路３５ａにおいてマイクロホンＭ２の音声信号からマイクロホンＭ１の音声信号を減算しているが、マイクロホンＭ１の音声信号からマイクロホンＭ２の音声信号を減算して、音声信号Ｙａを生成してもよい。

一方、マイクロホンＭ１，Ｍ２前方の話者Ｈが発する音声に対しては、集音面を話者Ｈに向かって配置したマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１の振幅が、集音面をスピーカＳＰに向かって配置したマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１の振幅よりも大きくなる。さらに、マイクロホンＭ１からの信号は減衰回路３４１〜３４ｎで減衰するので、音声信号Ｙ２３１〜２３ｎに含まれる話者Ｈからの音声成分は、音声信号Ｙ１４１〜１４ｎに含まれる話者Ｈからの音声成分よりさらに大きくなる。すなわち、音声信号Ｙ１４１〜１４ｎに含まれる話者Ｈからの音声成分と、音声信号Ｙ２３１〜Ｙ２３ｎに含まれる話者Ｈからの音声成分との振幅差は大きくなり、演算回路３５ａで上記減算処理を施しても、音声信号Ｙａには、話者Ｈが発する音声に応じた信号が十分な振幅を維持した状態で残る。

以上のようにして信号処理部１０ｅが出力する音声信号ＹａではスピーカＳＰからの音声成分が周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に低減され、一方、通話装置Ａ前方の話者ＨからマイクロホンＭ１，Ｍ２に向って発した音声成分は残っており、音声信号Ｙａでは、残したい話者Ｈからの音声成分と、低減したいスピーカＳＰからの音声成分との相対的な差が広い周波数帯域に亘って大きくなり、スピーカＳＰの音声出力をマイクロホンＭ１，Ｍ２が拾うことで発生するハウリングの発生防止効果が向上している。

次に、本実施形態のようにマイクロホンの音声信号を周波数帯域毎に分割して、マイクロホンが拾うスピーカからの音声を低減させる処理について、数式を用いて説明する。

まず、集音面をスピーカＳＰに向かって配置したマイクロホンＭ１、集音面を話者Ｈに向かって配置したマイクロホンＭ２が、スピーカＳＰからの音声を各々集音した場合に、マイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号間に発生する位相差、振幅差が周波数に依存しないとすると、マイクロホンＭ１の集音特性をＱ１（ω）、マイクロホンＭ２の集音特性をＱ２’（ω）は、

となる。ここで、α、α_１、βは定数であり、［数１］［数２］の各第１項はスピーカＳＰからの音声（スピーカ音）による信号であり、各第２項は話者Ｈからの音声による信号である。

そして、位相差、振幅差の周波数依存性を考慮せずに、減衰率ａをＱ１（ω）に乗じた値からＱ２’（ω）を減算してスピーカＳＰからの音声を低減させるキャンセル処理を行うと、キャンセル後の信号Ｙｃａｎ’は、

となり、スピーカＳＰからの信号はキャンセルされ、話者Ｈからの信号だけが残る。

しかしながら、実際には、マイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号間に発生する位相差、振幅差が周波数に依存しており、この周波数依存性を考慮したマイクロホンＭ２の集音特性Ｑ２（ω）は、

となる。

そして、位相差、振幅差の周波数依存性を考慮して、減衰率ａをＱ１（ω）に乗じた値からＱ２（ω）を減算してスピーカＳＰからの音声を低減させるキャンセル処理を行うと、キャンセル後の信号Ｙｃａｎは、

となる。ここで、［数５］の第１項はスピーカＳＰからの音声の残信号であり、第１項内のθ（ω）は、スピーカＳＰからの音声をマイクロホンＭ１，Ｍ２で集音した場合の位相差（マイクロホンＭ２−マイクロホンＭ１）であり、以後スピーカ音の位相差θ（ω）と称する。また第２項は話者Ｈからの音声による信号である。

次に、スピーカＳＰから音声の残信号である［数５］の第１項内の｛α_１（ω）ｅｘｐ（−ｊθ（ω））−α_１｝を、周波数帯域毎に展開した｛α_１（ω）ｅｘｐ（−ｊθ_ｋ（ω））−α_ｋ｝に注目すると、問題となっているのはスピーカＳＰからの信号の振幅がα_１からどの程度減衰しているかであるから、ここでα_１（ω），α_ｋをαで割った結果が各々ａ（ω），ａ_ｋであるとすると、［数６］のようになる。

ここで、ａ（ω）は、スピーカＳＰからの音声をマイクロホンＭ１，Ｍ２で集音した各音声信号の振幅比（マイクロホンＭ２／マイクロホンＭ１）であり、以後スピーカ音の振幅比ａ（ω）と称する。そして、［数６］内の｜ａ（ω）ｅｘｐ｛−ｊ（θ_ｋ（ω）―θ）｝−ａ_ｋ｜をフェーザベクトルで図示すると、図１３のベクトルＶｅのようになる。

次に、実際に測定したスピーカ音の振幅比ａ（ω）と、スピーカ音の位相差θ（ω）を、図１４（ａ）（ｂ）に示す。スピーカ音の振幅比ａ（ω）、スピーカ音の位相差θ（ω）ともに、周波数が高くなるにしたがって増加する傾向にある。そこで、スピーカ音の振幅比ａ（ω）が、周波数４００Ｈｚから４０００Ｈｚにおいて、−２０ｄＢ（０．１）から−１６ｄＢ（０．１６）まで線形に推移し、スピーカ音の位相差θ（ω）が、周波数４００Ｈｚから４０００Ｈｚにおいて、−５°から２５°まで線形に推移したとすると、［数７］、［数８］の近似式が導出される。

下記［数９］は、スピーカ音のキャンセル量Ｚｍを導出する数式であり、

この［数９］に上記［数７］、［数８］を代入した数式を用いて、本実施形態の周波数分割を行わずに、スピーカ音のキャンセル量が１つの周波数１ＫＨｚまたは３ＫＨｚで各々最適となるように調整した場合のスピーカ音のキャンセル量の各理論値Ｙｔ１，Ｙｔ２は図１５（ａ）に示され、この場合のスピーカ音のキャンセル量の各実測値Ｙｓ１，Ｙｓ２は図１５（ｂ）に示され、周波数１ＫＨｚまたは３ＫＨｚでキャンセル量が各々ピークとなる特性で表されており、各特性においてスピーカ音のキャンセル効果が十分得られる周波数範囲は、周波数１ＫＨｚまたは３ＫＨｚを中心とした比較的狭い範囲に限られる。なお、スピーカ音のキャンセル量とは、話者Ｈからの音声を集音することを目的とするマイクロホンＭ２に回りこんだスピーカ音の低減量とする。

一方、上記［数９］に上記［数７］、［数８］を代入した数式を用いて、本実施形態の周波数分割を行い、スピーカ音のキャンセル量を周波数１ＫＨｚで最適化した２ＫＨｚ以下の周波数帯域Ｇ１、スピーカ音のキャンセル量を周波数３ＫＨｚで最適化した２ＫＨｚ以上の周波数帯域Ｇ２の２つに分割した場合のスピーカ音のキャンセル量の理論値Ｙｔ１１は図１６（ａ）に示され、本実施形態の信号処理部１０ｅを用いて、上記２ＫＨｚ以下の周波数帯域Ｇ１、および上記２ＫＨｚ以上の周波数帯域Ｇ２で各々最適となるように調整した場合のスピーカ音のキャンセル量の実測値Ｙｓ１１は図１６（ｂ）に示され、周波数１ＫＨｚと３ＫＨｚの両方でキャンセル量がピークとなる特性を有しており、広い周波数帯域に亘ってスピーカ音のキャンセル効果があることが分かる。

なお、図１６（ａ）に示すスピーカ音のキャンセル量の理論値Ｙｔ１１と、図１６（ｂ）に示すスピーカ音のキャンセル量の実測値Ｙｓ１１とは、その曲線形状は略同様であり、キャンセル量の周波数特性が理論どおり改善されているが、キャンセル量の大きさが異なっている。これは、実測値の測定環境として、（１）実際に使用したマイクロホンＭ１，Ｍ２のＳ／Ｎ比が６０ｄＢ程度であること、（２）暗騒音４０ｄＢＡ程度の場所でスピーカＳＰへ回り込む音の音圧が８０ｄＢ程度であること、（３）実機上に種々のノイズがあること、（４）Ａ／Ｄ変換の際の量子化ビットによる分解能の限界等があることが要因と考えられる。

そして、信号処理部１０ｅが出力する音声信号Ｙａはエコーキャンセル部１０ｃに出力され、エコーキャンセル部１０ｂ，１０ｃ（図４参照）では、以下の処理を行うことでさらなるハウリング防止を図っている。

まず、エコーキャンセル部１０ｃは、エコーキャンセル部１０ｂの出力を参照信号として取り込み、信号処理部１０ｅの出力に対して演算を施すことにより、スピーカＳＰからマイクロホンＭ１，Ｍ２に回り込んだ音声信号をさらにキャンセリングする。一方、エコーキャンセル部１０ｂも、エコーキャンセル部１０ｃの出力を参照信号として取り込み、通信部１０ａの出力に対して演算を施すことにより、通話先の相手側でのスピーカからマイクロホンへの音声信号の回り込みをキャンセリングする。

具体的には、エコーキャンセル部１０ｂ，１０ｃは、スピーカＳＰ−マイクロホンＭ１，Ｍ２−信号処理部１０ｅ−エコーキャンセル部１０ｃ−通信部１０ａ−エコーキャンセル部１０ｂ−増幅部１０ｄ−スピーカＳＰで構成されるループ回路内に設けた可変損失手段（図示無し）での損失量を調節することにより、ループゲインが１以下となるようにしてハウリングを防止するのである。ここで、送話信号と受話信号とのうち信号レベルが小さいほうは重要ではないとみなし、信号レベルが小さいほうの伝送路に挿入された可変損失回路の伝送損失を大きくするようにしている。

また、マイクロホンＭ１，Ｍ２の数は各々１つに限定されるものではなく、マイクロホンＭ１，Ｍ２として複数のマイクロホンを各々備えてもよい。

なお、本実施形態では、マイクロホンＭ１側に１つのＡ／Ｄ変換回路を設け、マイクロホンＭ２側に複数のＡ／Ｄ変換回路を設けて、マイクロホンＭ１側のＡ／Ｄ変換回路がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎の遅延時間Ｔｄ１〜Ｔｄｎ後のタイミングで、マイクロホンＭ２側のＡ／Ｄ変換回路が各々Ａ／Ｄ変換を行うことで、マイクロホンＭ１の音声信号とマイクロホンＭ２の音声信号の各位相を周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に一致させている。しかし、この構成とは逆に、マイクロホンＭ１側に複数のＡ／Ｄ変換回路を設け、マイクロホンＭ２側に１つのＡ／Ｄ変換回路を設けて、マイクロホンＭ２側のＡ／Ｄ変換回路がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎の遅延時間Ｔｄ１〜Ｔｄｎ前のタイミングで、マイクロホンＭ１側のＡ／Ｄ変換回路が各々Ａ／Ｄ変換を行い、これらのデジタル信号に上記フィルタ処理、演算処理を施すことでも同様の効果を得ることができる。

（実施形態２）
実施形態１の信号処理部１０ｅにおいては、演算回路３５ａの前段にバンドパスフィルタ３２１〜３２ｎ、３３１〜３３ｎを設けて周波数分割を行っているが、本実施形態ではフィルタ手段を設けずに実施形態１の周波数分割と略同様の効果を得ることができる信号処理部１０ｅについて説明する。なお、実施形態１と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。

まず、本実施形態の信号処理部１０ｅは図１７に示すように演算回路３５ｂを備え、演算回路３５ｂは、Ａ／Ｄ変換回路３０１からの音声信号Ｙ１２が減衰回路３４１〜３４ｎを各々介して音声信号Ｙ１４１〜１４ｎとして入力され、Ａ／Ｄ変換回路３１１〜３１ｎからの音声信号Ｙ２２１〜２２ｎが直接入力されている。すなわち、スピーカＳＰが発する音声に対して、実施形態１と同様にＡ／Ｄ変換回路３０１、３１１〜３１ｎの各Ａ／Ｄ変換タイミングを周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に設定することで、マイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号を周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に同一位相とし、さらに減衰回路３４１〜３４ｎによってマイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号を周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に同一振幅とした各信号が、バンドパスフィルタ３２１〜３２ｎ、３３１〜３３ｎ（図１参照）を介さずに、演算回路３５ｂに入力されている。

演算回路３５ｂは、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２２１からマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４１を減算することで、周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎに亘ってスピーカＳＰからの音声成分が低減された音声信号を生成するが、スピーカＳＰが発する音声に対する音声信号Ｙ１４１，Ｙ２２１は周波数帯域Ｇ１において位相、振幅が一致しており、特に周波数帯域Ｇ１のスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号が生成される。同様に、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２２２から、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４２を減算することで、周波数帯域Ｇ２においてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し、………、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２２ｎから、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４ｎを減算することで、周波数帯域ＧｎにおいてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し、さらに各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎでの減算結果を全て加算し、当該加算結果を周波数帯域の分割数ｎで割って平均化することで、スピーカＳＰからの音声成分が各周波数帯域毎Ｇ１〜Ｇｎ毎に打ち消された音声信号Ｙａが生成される。

上記平均化処理によって、バンドパスフィルタ３２１〜３２ｎ、３３１〜３３ｎのフィルタ手段を設けずに実施形態１の周波数分割と略同様の効果を得ることができるのであるが、この平均化処理について、以下詳述する。

平均化処理とは、スピーカＳＰが発する音声に対して、周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号の差分を、各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎに分離するフィルタ手段を通さずに単純に加算し、周波数帯域の分割数ｎで割って平均化する処理であり、フィルタ手段が不要となって、回路規模の縮小、コスト低減、小型化を図ることができる。下記［数１０］は、上記平均化処理によるスピーカ音のキャンセル量Ｚｍaveを導出する数式であり、

ここで、Ｚｍｋは、周波数帯域Ｇｋで位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の音声信号の上記減算処理によるスピーカ音のキャンセル量であり、具体的には、Ｚｍ１は、周波数帯域Ｇ１で位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の音声信号の上記減算処理によるスピーカ音のキャンセル量であり、Ｚｍ２は、周波数帯域Ｇ２で位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の音声信号の上記減算処理によるスピーカ音のキャンセル量であり、………、Ｚｍｎは、周波数帯域Ｇｎで位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の音声信号の上記減算処理によるスピーカ音のキャンセル量である。

例えば、図１８に示すようにスピーカ音のキャンセル量が周波数１ＫＨｚ、３ＫＨｚで各々最適となるように調整した場合のスピーカ音のキャンセル量の実測値Ｙｓ１，Ｙｓ２を加算し、当該加算結果を周波数帯域の分割数ｎ＝２で割ることで、本実施形態の平均化処理によるキャンセル量の理論値Ｙｔ２１が求められる。

また、図１９は、スピーカ音のキャンセル量を周波数１ＫＨｚで最適化した２ＫＨｚ以下の周波数帯域Ｇ１、スピーカ音のキャンセル量を周波数３ＫＨｚで最適化した２ＫＨｚ以上の周波数帯域Ｇ２の２つに分割して、上記平均化処理を行った場合のスピーカ音のキャンセル量の実測値Ｙｓ２１、および実測値Ｙｓ２１の近似曲線Ｙｓ２２を示しており、極端にキャンセル量の高い周波数帯域はないが、広い周波数帯域でキャンセル量が平均化されており、広い周波数帯域に亘って十分なスピーカ音のキャンセル効果があることが分かる。

なお、本実施形態では、マイクロホンＭ１側に１つのＡ／Ｄ変換回路を設け、マイクロホンＭ２側に複数のＡ／Ｄ変換回路を設けて、マイクロホンＭ１側のＡ／Ｄ変換回路がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎の遅延時間Ｔｄ１〜Ｔｄｎ後のタイミングで、マイクロホンＭ２側のＡ／Ｄ変換回路が各々Ａ／Ｄ変換を行うことで、マイクロホンＭ１の音声信号とマイクロホンＭ２の音声信号の各位相を周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に一致させている。しかし、この構成とは逆に、マイクロホンＭ１側に複数のＡ／Ｄ変換回路を設け、マイクロホンＭ２側に１つのＡ／Ｄ変換回路を設けて、マイクロホンＭ２側のＡ／Ｄ変換回路がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎の遅延時間Ｔｄ１〜Ｔｄｎ前のタイミングで、マイクロホンＭ１側のＡ／Ｄ変換回路が各々Ａ／Ｄ変換を行い、これらのデジタル信号に上記演算処理を施すことでも同様の効果を得ることができる。

実施形態１の通話装置の信号処理部の回路構成図である。同上の構成を示す側面断面図である。同上の構成を示す斜視図である。同上の音声処理部の構成を示す回路図である。同上のマイクロホン基板の構成を示す側面断面図である。同上のベアチップの構成を示す側面断面図である。同上のマイクロホン基板の構成を示す（ａ）簡略化した平面図、（ｂ）簡略化した回路図である。同上のインピーダンス変換回路の回路図である。（ａ）〜（ｈ）同上の信号処理部の信号波形図である。（ａ）（ｂ）同上の信号処理部の信号波形図である。（ａ）（ｂ）同上の信号処理部の信号波形図である。（ａ）（ｂ）同上の信号処理部の信号波形図である。同上のスピーカからの残信号のフェーザベクトル図である。（ａ）同上の実際に測定したスピーカ音の振幅比、（ｂ）スピーカ音の位相差の各周波数特性を示す。（ａ）同上の周波数分割を行わない場合のスピーカ音のキャンセル量の理論値、（ｂ）その実測値の各周波数特性を示す。（ａ）同上の周波数分割を行った場合のスピーカ音のキャンセル量の理論値、（ｂ）その実測値の各周波数特性を示す。実施形態２の通話装置の信号処理部の回路構成図である。同上の平均化処理によるキャンセル量の理論値の周波数特性を示す。同上の平均化処理によるキャンセル量の実測値の周波数特性を示す。

符号の説明

Ａ通話装置
ＳＰスピーカ
Ｍ１，Ｍ２マイクロホン
１０ｅ信号処理部
３０１Ａ／Ｄ変換回路
３１１〜３１ｎＡ／Ｄ変換回路
３２１〜３２ｎバンドパスフィルタ
３３１〜３３ｎバンドパスフィルタ
３４１〜３４ｎ減衰回路
３５ａ演算回路
３６タイミング制御部

Claims

伝達された音声情報を出力するスピーカと、音声を集音してアナログの音声信号を出力する第１のマイクロホンと、スピーカからの距離が第１のマイクロホンより遠い位置に配置され、音声を集音してアナログの音声信号を出力する第２のマイクロホンと、前記第１，第２のマイクロホンが出力する各音声信号を信号処理して伝達する信号処理部とを備えて、第１，第２のマイクロホンとスピーカとの各距離の差に相当する音波の伝達時間を遅延時間とし、
前記信号処理部は、第１，第２のマイクロホンが出力するアナログの音声信号を各々デジタル信号に変換する第１，第２のＡ／Ｄ変換手段のいずれか一方を複数備えて、一方のＡ／Ｄ変換手段は互いに異なる所定の周波数帯域に各々対応して、他方のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから所定の周波数帯域毎の遅延時間ずれたタイミングで各々Ａ／Ｄ変換を行い、さらにスピーカからの音声に対する第１，第２のマイクロホンの各出力レベルを所定の周波数帯域毎に一致させる処理をＡ／Ｄ変換手段が出力するデジタル信号に施すレベル調整手段と、レベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の差を出力する演算手段とを備える
ことを特徴とする通話装置。
前記信号処理部は、前記一方のＡ／Ｄ変換手段の出力毎に所定の周波数帯域を通過させる第１のフィルタ手段と、他方のＡ／Ｄ変換手段の出力を所定の周波数帯域毎に分離して通過させる第２のフィルタ手段とを備えて、前記演算手段は、第１，第２のフィルタ手段およびレベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の所定の周波数帯域毎の差を加算することを特徴とする請求項１記載の通話装置。
前記信号処理部は、前記第１のＡ／Ｄ変換手段を１つ備え、前記第２のＡ／Ｄ変換手段を複数備えて、複数の第２のＡ／Ｄ変換手段は、所定の周波数帯域に各々対応して、第１のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから所定の周波数帯域毎の遅延時間後のタイミングで各々Ａ／Ｄ変換を行い、さらに第１のＡ／Ｄ変換手段の出力を所定の周波数帯域毎に分離して通過させる第１のフィルタ手段と、第２のＡ／Ｄ変換手段の出力毎に所定の周波数帯域を通過させる第２のフィルタ手段とを備えて、前記演算手段は、第１，第２のフィルタ手段およびレベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の所定の周波数帯域毎の差を加算することを特徴とする請求項１または２記載の通話装置。
前記信号処理部は、前記第１のＡ／Ｄ変換手段を複数備え、前記第２のＡ／Ｄ変換手段を１つ備えて、複数の第１のＡ／Ｄ変換手段は、所定の周波数帯域に各々対応して、第２のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換を行うタイミングから所定の周波数帯域毎の遅延時間前のタイミングで各々Ａ／Ｄ変換を行い、さらに第１のＡ／Ｄ変換手段の出力毎に所定の周波数帯域を通過させる第１のフィルタ手段と、第２のＡ／Ｄ変換手段の出力を所定の周波数帯域毎に分離して通過させる第２のフィルタ手段とを備えて、前記演算手段は、第１，第２のフィルタ手段およびレベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の所定の周波数帯域毎の差を加算することを特徴とする請求項１または２記載の通話装置。