JP3960013B2 - 圧電発振器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は圧電発振器に関し、特に圧電振動子の振動子電流を低減することによって、経年変化特性向上や寄生振動抑圧効果に優れた圧電発振器に関する。
【従来の技術】
【０００２】
水晶発振器に代表される圧電発振器は周波数安定度が高く、通信機器等の周波数信号源として多用されている。通信装置の小型化が進む中で、更に、経年変化、不要発振抑圧等の周波数安定度に対する要求が高まっている。圧電振動子は機械的振動に伴う圧電現象を利用して発振させるものであり、発振を継続するために所定値以上の電流を流して、一定以上の機械的振動を発生させている。振動子に発生する機械的振動は、振動子自体の機械的ストレスを伴い、長期間大きな機械的歪を発生させると、機械的疲労等の影響によって、共振周波数の経年変化や電気的抵抗の劣化、共振特性の劣化等を伴うことが知られている。特に、周波数安定度の要求が極めて高い発振器では、温度変化に伴う周波数変化を極限するために、発振器を一定温度に保った恒温槽内に収納したオーブンタイプの発振器（OCXO）が使用されているが、これらの発振器においては、振動子に流れる電流を極力低下させ、その駆動ストレスを抑えることにより、経年変化特性や不要共振抑圧特性(不要モード発振抑圧特性)を向上させる手段が講じられている。
図１２は、従来のOCXOにおいて使用されている発振回路の例を示す図である。
【０００３】
図１２に示す水晶発振器１００は、破線にて囲まれた発振回路１０１の出力をコンデンサ１０２とバッファ回路１０３を介してＡＧＣ回路１０４に供給したもので、該ＡＧＣ回路において発振出力の一部を整流して直流電圧を発生し、これを前記発振回路１０１の発振用トランジスタのベースバイアス電圧として供給することによって、発振トランジスタのベース電流を一定レベルに保つように構成したものである。なお、従来のＯＣＸＯにおいてはこのような回路はＡＧＣ回路と呼ばれるが、本発明においてはむしろ水晶電流低減回路としての機能を重視し、以下この回路を電流抑圧回路と呼ぶ。
この例において、上記発振器回路１０１は、一般的なコルピッツ型発振回路であり、コンデンサ１０５を介して一端が接地された水晶振動子１０６の他の一端をトランジスタ１０７のベースに接続すると共に、ベースと接地との間にコンデンサ１０８とコンデンサ１０９とから成る直列回路を挿入し、前記コンデンサ直列回路の接続点にトランジスタ１０７のエミッタを接続すると共に、抵抗１１１を介して接地したものである。
【０００４】
更に、トランジスタ１０７のベースのバイアス回路としては、ベースと接地間に挿入された抵抗１１０と、後述する電流抑圧回路（ＡＧＣ回路）１０４からの電圧を供給する抵抗１１２がこれに該当する。また、当該発振器の出力は、コレクタと交流的に接地された電源ラインＶｃｃ間に挿入されたコレクタ負荷抵抗１１３を介して導出され、上述したようにコンデンサ１０２とバッファ回路１０３を経て、その出力の一部が抵抗１２３とコンデンサ１２４を介して出力端ＯＵＴに導かれている。
一方、電流抑圧回路１０４は、前記バッファ回路１０３の出力信号の一部を抵抗１１４とコンデンサ１１５との直列回路を介し分岐し、これをダイオード１１６のカソード端及びダイオード１１７のアノード端に印加する。また、これらダイオードの他方端は、コンデンサ１１８、コンデンサ１１９を介して個別に接地され、更に、このダイオードの他方端同士は、抵抗１２０を介して接続されており、ダイオード１１６のアノード端を発振回路１０１の抵抗１１２を介してトランジスタ１０７のベースに接続する。更に、電源Ｖｃｃと接地との間に抵抗１２１と抵抗１２２とから成る直列回路を接続すると共に、この直列回路の接続中点とダイオード１１７のカソードとを接続するように構成したものである。
【０００５】
上記のように構成した水晶発振器１００の動作について以下に説明するが、発振回路１０１については、一般的なコルピッツ型発振回路であるので動作説明は省略し、主として電流抑圧回路１０４の動作について説明する。
先ず、発振回路１０１からの発振出力がバッファ１０３を介し電流抑圧回路１０４に供給されると、プラス半サイクルがダイオード１１７を介し、マイナス半サイクルの電流がダイオード１１６を介してそれぞれ接地に流れる。よって、発振出力レベルに対応して抵抗１２０とダイオード１１６の接続端は低電圧に、抵抗１２０とダイオード１１７との接続側は高電圧となる。即ち、抵抗１２０の両端は発振出力レベルが増大するのに対応して電圧降下が大きくなる。
【０００６】
一方、発振用トランジスタ１０７のベースバイアスはＶｃｃより抵抗１２１、抵抗１２０、抵抗１１２を介してが供給されるが、発振レベル増大に応じ抵抗１２０の電圧降下が大きくなるため、ベースバイアス電圧が低下し、結果的にベース電流が減少し、その結果発振利得低下し、振動子電流を低減する方向に変化する。即ち、水晶振動子１０６の振動子電流が増加すると、電流抑圧回路１０４に供給される発振出力が増加、これに伴って抵抗１２０の両端の電圧降下が大きくなり、トランジスタ１０７のベース電流が減少する。
また、逆に発振出力が減少すると、抵抗１２０の両端の電圧降下が小さくなる分、ベース電圧が大きくなるのでトランジスタ１０７の利得が増大、発振出力が増大し、各回路定数によって定まる一定レベルを維持する。この回路は構成が複雑であるので、比較的高価なOCXOに使用されるのみで、一般的は発振器に使用されることは少ない。一方、回路が簡単で、水晶振動子に流れる電流を低減し得る発振回路の例として、図１３に示すものが提案されていた。この回路は、発振用トランジスタＴＲ１のコレクタと、コンデンサＣｖによって交流的に接地された電源ラインＶｃｃとの間にコンデンサＣｃとコイルＬｃとからなる並列同調回路を挿入すると共に、コレクタ・エミッタ間にコンデンサＣｃｅを、エミッタ・接地間にコンデンサＣeと抵抗Ｒｅの並列回路を、ベース・接地間に水晶振動子Ｘを夫々接続し、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２によって適宜ベースバイアス電圧を印加したものである。なお、出力は前記コイルＬｃの二次コイルを介して導出する。
この回路は、等価的に図１４ａ、更には図１４ｂのように表され、コルピッツ発振回路となるが、水晶振動子Ｘは、単に発振周波数の範囲を限定するためにフィルタ機能として使用したもので、水晶振動子Ｘをインダクタンス若しくはキャパシタンスとして使用するものではなく、基本的には発振条件を左右する素子として使用されているものではない。従って、純然たる水晶発振器とは全く異なるものである。即ち、図１３の回路は、図１４ａに示すようにトランジスタのコレクタ・エミッタ間にコンデンサＣ１が接続され、エミッタ・ベース間にコンデンサＣ２が水晶振動子Ｘを介して接続され、コレクタ・ベース間に前記コイルLeのインダクタンスＬ１が前記水晶振動子Ｘを介して接続されたものとなる。発振周波数が水晶振動子の等価回路の直列共振周波数であるとき、当該水晶振動子Ｘのリアクタンスが最小（実質的にゼロ）となるので、水晶振動子Ｘは無視することができ、その等価回路は図１４ｂのように表され、等価的にコルピッツ発振回路となる。図１４ａにおいて、水晶振動子Ｘがトランジスタのベース・コレクタ間に接続されたものになれば、水晶振動子がインダクタンスとして動作するコルピッツ型の水晶発振器とみなすことが出来るが、この回路ではコレクタが交流的に接地電位とＬＣ並列回路によって遮断されているので、図１４ｂの等価回路となる。従って、このような構成の発振回路は、基本的にはＬＣ発振回路であるので、周波数安定度はＬＣ発振器並みである。しかも、コレクタにコイルを有することから、発振動作が不安定になり、異常発振を伴い易く、到底実用に供し得るものではなかった。仮に、使用されたとしても、実験的に使用されたに過ぎない。実際には、上述したＯＣＸＯにおけるＡＧＣ回路が、唯一、実用に供し得る回路であった。
【０００７】
【本発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような圧電発振回路１００の場合、AGC回路の構成が複雑であり、使用する部品の数量が多数となることから水晶発振器の大型化が避けられない上、消費電流の低減に限界があった。即ち、上述した従来のＡＧＣ回路方式の水晶振動子電流低減手段は、もっぱら、高価なオーブン方式水晶発振器（ＯＣＸＯ）用には、複雑な回路構成であっても実用に供し得るが、一般的な携帯電話や無線装置に使用する発振器には、形状寸法の大型化、コストの高騰、使用電流の増大等を伴うため、到底使用することが出来なかった。
【０００８】
本発明は圧電発振回路の上記諸問題を解決するためになされたものであって、簡単な構成により、水晶振動子の励振レベルを小さくすることによって、経年変化、不要共振抑圧効果に優れた圧電発振器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明に係る請求項１の記載の圧電発振器は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、ベースに適宜バイアス電圧を印加した発振用トランジスタを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタとコレクタとの間にコンデンサを、エミッタと接地間に抵抗とコンデンサとの並列回路を、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するよう構成する。
この構成によれば、水晶振動子に流れる電流の全てが、発振用トランジスタのベースに流入するので、少ない振動子電流であっても、発振を継続することがでる。なお、発振のメカニズムについては後述する。
【０００９】
請求項２記載の発明は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、圧電振動子と、発振用トランジスタと、バッファ用トランジスタを有し、前記発振用トランジスタのコレクタとバッファ用トランジスタのエミッタを順方向にカスコード接続すると共に夫々のベースには適切なバイアス電圧を印加し、バッファ用トランジスタのベースはバイパスコンデンサにより交流的に接地し、バッファ用トランジスタのコレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を接続し、該バッファ用トランジスタのコレクタと前記発振用トランジスタのエミッタ間にコンデンサを接続し、発振用トランジスタのエミッタは抵抗とコンデンサとの並列回路を介して接地し、該トランジスタのベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を挿入接続したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するよう構成する。
この構成によれば、発振用トランジスタとバッファアンプ用トランジスタがカスコード接続され、両者の電流増幅度を合成した一つの増幅素子として機能する。更に、発振用トランジスタのベース・コレクタ間容量の影響が軽減される。即ち、コレクタ・ベース間のミラー効果による発振利得の低下を防ぐことが出来る。
【００１０】
請求項3記載の圧電発振器は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、圧電振動子と、発振用トランジスタを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタとコレクタとの間にコンデンサを、エミッタと接地間に抵抗とコンデンサとの並列回路を、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続し、発振用トランジスタのコレクタとベース間に二つの抵抗の直列回路を挿入すると共に、該抵抗の接続点をバイパスコンデンサにて交流的に接地したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するように構成する。
この構成によれば、発振用トランジスタのベースバイアスが自己バイアス回路となり、負帰還作用を伴うので増幅動作が安定したものとなる。
【００１１】
請求項４記載の発明では、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタと、バッファ用トランジスタを有し、前記発振用トランジスタのコレクタとバッファ用トランジスタのエミッタを順方向にカスコード接続すると共に夫々のベースには適切なバイアス電圧を印加し、バッファ用トランジスタのベースはバイパスコンデンサにより交流的に接地し、バッファ用トランジスタのコレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を接続し、該バッファ用トランジスタのコレクタと前記発振用トランジスタのエミッタ間にコンデンサを接続し、発振用トランジスタのエミッタは、抵抗とコンデンサとの並列回路及びコンデンサとコイルとの並列回路とを介して接地し、該トランジスタのベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を挿入接続したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するように構成する。
この構成によれば、発振用トランジスタのエミッタと接地間に抵抗とコンデンサの並列回路、さらにコイルとコンデンサの並列同調回路を挿入接続し、発振回路に周波数選択特性を持たせたので、発振利得の増加、及びオーバートーン発振（高調波発振）が可能となる。
【００１２】
請求項５記載の発明では、前記バッファ用トランジスタのコレクタと発振用トランジスタのエミッタ間のコンデンサに置換して、コンデンサとコイルとの並列回路に直流カット機能を有するコンデンサを直列接続した回路を挿入する。
この構成によれば、バッファ用トランジスタのコレクタと発振用トランジスタのエミッタ間にコイルとコンデンサの並列同調回路を挿入接続、同調周波数を発振周波数より低く設定、同調回路のインピーダンスを容量性に設定することにより、発振回路に更に大きな選択特性を持たせ、発振周波数近傍の不要共振抑圧が可能となる。
【００１３】
請求項６記載の発明は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタとを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタと接地間に抵抗とコンデンサとの並列回路を、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続し、エミッタとコレクタとの間に、コンデンサとコイルとの並列回路に直流カット用のコンデンサを直列接続した回路を挿入したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能することを特徴とする。
【００１４】
請求項７記載の発明は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタとを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタとコレクタとの間にコンデンサを、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続し、発振用トランジスタのエミッタを抵抗とコンデンサとの並列回路及びコンデンサとコイルとの並列回路とを介して接地したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能することを特徴とする。
【００１５】
【本発明の実施の形態】
以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路図であり、圧電振動子として水晶振動子を使用したものである。
同図に示す圧電発振回路１は、発振用トランジスタＴＲ１のベースをコンデンサＣｘと水晶振動子Ｘとの直列回路を介して接地すると共に、そのエミッタと接地との間に負荷容量の一部を構成するコンデンサＣｅとエミッタ抵抗Ｒｅとの並列回路を挿入接続する。更に、コンデンサＣｖにより交流的に接地した電源（Vｃｃ）と前記トランジスタのコレクタ間に抵抗Ｒｃをコレクタ負荷抵抗として挿入接続し、コレクタとエミッタの間に負荷容量の一部を構成するコンデンサＣｃｅを接続し、そのベースとコレクタとの間に抵抗Ｒｂ１及びＲｂ２からなる直列回路（ベースバイアス回路）を介してベースバイアス電圧を印加するよう接続する。尚、このバイアス抵抗直列回路の接続点と接地との間にバイパスコンデンサＣｂを挿入してあるが、これは発振用トランジスタのコレクタの交流出力がベースに帰還されることを防ぎ、直流バイアスのみを印加するためのものである。
【００１６】
本発明の実施例における回路定数の一例を示す。
発振周波数１０MHｚ、電源電圧VCC＝DC ＋５V、トランジスタ：ＴＲ１＝２SC３７３２、振動子Ｘ＝水晶振動子 At-Cut １ｓｔ １０ＭＨｚ、コンデンサＣｘ＝１００ｐF、コンデンサＣｅ＝１００ｐF、コンデンサＣｃｅ＝６２ｐF、バイパスコンデンサＣｖ、Ｃｂ＝０．１μF、出力コンデンサＣｏ＝２００ｐF、抵抗Ｒｅ＝３３０Ω、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２＝１０ＫΩ、抵抗Ｒｃ＝３９０Ω。
【００１７】
この回路は、トランジスタＴＲ１のコレクタ・エミッタ間にコンデンサＣｃｅが挿入され、従来のコルピッツ発振回路に備えられたベース・エミッタ間のコンデンサが削除されている点において、前記図１３に示した従来の回路と似てはいるが、本発明ではコレクタ・電源Ｖｃｃ間に抵抗Ｒｃを挿入したものであり、コイルとコンデンサの並列回路のように同調回路として機能しない点が大きく相違している。即ち、図１３の回路ではコイルとコンデンサの並列回路の交流的リアクタンスが発振周波数を決定するのに対し、この抵抗Rcは発振周波数条件には影響しないのである。
このように構成した回路において、種々実験を行った結果、従来のコルピッツ水晶発振回路のようにトランジスタのベース・エミッタ間にコンデンサを接続することなく、コレクタ・エミッタ間に所要値のコンデンサを接続すること、および、コレクタと電源間にリアクタンス成分をもたない抵抗素子を接続するという、簡単な回路構成にて、少ない水晶振動子電流で発振することができるほか、後述するように、従来にない種々の効果をもった水晶発振回路として動作することを確認した。
【００１８】
以下、本回路の動作について吟味する。本発明のようにベース・エミッタ間にコンデンサを接続しない場合でも、トランジスタ自体のベース・エミッタ容量（およそ2pF以下）が存在しているが、非常に小さくて発振に必要な容量値ではない。本発明は、トランジスタのコレクタと電源Vｃｃの間に抵抗Ｒｃを接続し、コレクタ出力をコンデンサＣｃｅによりエミッタに帰還させる構成であり、抵抗Ｒｃはコレクタに発振信号電圧を発生させるためのものである。コレクタ出力とエミッタ出力は180°位相がずれているため、コレクタからの信号によってエミッタの電圧が抑圧されることになる。この現象により、結果的にベース・エミッタ間に流れる電流が増加し、ベース・エミッタ間容量が増加したことと等価になると考えることが出来る。即ち、このように考えると、トランジスタのベースとエミッタに所望の容量が接続されたものと等価になり、従来のコルピッツ発振回路のように発振するものと考えられる。あるいはこの回路の等価回路を描くと、図2ａになるが、コレクタ・エミッタ間のコンデンサＣｃｅの作用によって、上述したようにトランジスタのベース・エミッタ間にコンデンサＣbeが付加されたものと考えれば、図２ｂに示す等価回路として表すことができ、直感的に動作を理解する上で役に立つ。なお、以上の動作説明は一つの解釈であって、図２ａに示す等価回路が、従来のコルピッツ発振回路と全く異なった発振メカニズムであると解釈することを否定するものではない。
【００１９】
以下、上記回路の効果を説明するが、従来の回路との差異を明確にするために、図１２に示すコルピッツ発振回路の特性を同時に測定し併記する。なお、図１２に示す回路は、図1に示した本発明の回路にベース・エミッタ間コンデンサCｂｅを付加すると共にコレクタ・エミッタ間コンデンサＣｃｅを削除して、従来の典型的なコルピッツ型発振回路にしたもので、ベースバイアス回路は、本発明に係るものと同じにしてある。図１２の測定回路定数は、以下のとおりである。
トランジスタＴＲ１=２SC３７３２、コンデンサＣｘ=20pF、圧電振動子Ｘ；水晶振動子、１０MHｚ At-Cut 1ｓｔ 10ＭＨｚ、コンデンサＣｅ=100ｐＦ、
抵抗Ｒｅ=330Ω、コンデンサＣｂｅ=62ｐＦ（又は０ｐＦ）、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２=１０ＫΩ、コンデンサＣｖ、Ｃｂ＝0.1μＦ、抵抗Ｒｃ＝390Ω、コンデンサＣｏ＝２０ｐＦ。尚、コンデンサＣｏは直流カット用コンデンサである。
図１２に示す回路が前記図1の回路と相違する点は、トランジスタＴＲ１のベース・エミッタ間にコンデンサＣｂｅを挿入すると共に、コレクタ・エミッタ間のコンデンサを削除したところである。
【００２０】
一般的に、図１２に示す従来のコルピッツ発振回路において増幅動作がリニアな範囲では、コレクタ・エミッタを流れる電流はベース電流の電流増幅率（=hfe）倍となるが、水晶振動子Ｘに流れる電流はトランジスタＴＲ１のベースに流れ込むものと、コンデンサＣｂｅを流れるものに分流する。従って、実際にトランジスタに流れる電流は振動子に流れる電流の一部となる。
これに対し、図1に示す本発明の発振回路では、水晶振動子Ｘに流れる電流のほぼ全てがトランジスタのベースに流れ、エミッタ電流はベース電流の電流増幅率（=hfe）倍とコンデンサＣｃｅを流れる電流とが合成されたものとなる。
本回路において、トランジスタのベースを流れるものとコンデンサＣｃｅを流れる電流比はトランジスタのベース・エミッタ接続容量とコンデンサＣｃｅのインピーダンス比に深く関係している。両者を比較すると、図1に示す本発明の回路では図１２の従来のコルピッツ発振器に比べて、ほぼ１／５の振動子電流となる。
【００２１】
図３は図1（本発明の回路）と図１２（従来回路）夫々の水晶振動子を外しインピーダンス測定器を接続した状態で、測定器から発振周波数に等しい信号をレベルを可変しつつ供給し、トランジスタ回路の入力回路容量の変化を測定したものである。同図中、CC-1は図１２の従来型コルピッツ発振回路の回路容量変化、CC-2は同じ回路においてエミッタ・ベース間コンデンサを外したもの、CC-3は本発明回路の回路容量変化である。
この結果から明らかなように、本発明回路においては、ベース・エミッタ間コンデンサを除去したにもかかわらず、従来型コルピッツ発振回路とほぼ等しい回路容量を示すことが解る。同時に、従来のコルピッツ回路からベース・エミッタコンデンサを除去したもの（ＣＣ‐２）では、回路入力容量が大幅に小さくなることも理解できよう。
【００２２】
図４は図３と同様の測定において、発振器の入力レベルの変化に伴う発振回路の利得（負性抵抗）を測定したものである。従来のコルピッツ発振回路（ＣＣ１）では、入力レベルの増加に伴う負性抵抗値変化が小さいのに対し、本発明に係る回路では、入力レベル増大に伴って負性抵抗値が大幅に小さくなる方向に変化している。このことは、発振開始時には従来どおり負性抵抗値が大きいが、定常発振動作時には大幅に負性抵抗値が小さくなるので、振動子に流れる電流が低減されることになる。この現象は、コレクタに接続した抵抗Rcからの出力をエミッタにコンデンサCceにより帰還させたことにより得られるもので、発振回路入力レベルの増加に伴い、コレクタ出力が急激に増加し、その結果エミッタ出力を抑圧する結果、急激にエミッタ出力が飽和し、発振利得を低下させるものであろうと考えられる。なお、図５は上述した三つの回路における水晶振動子電流とエミッタ電流の比較図である。
【００２３】
図６は、本発明の他の実施例を示す回路図である。
この実施例は前記図１に示した基本的な回路にバッファアンプ用としてトランジスタＴＲ２をカスコード接続し、そのベースをバイパスコンデンサＣｂにて交流的に接地し（ベース接地トランジスタアンプ）、発振出力をバッファアンプ用トランジスタＴＲ２のコレクタから導出したものである。即ち、図1に示した回路では、発振段トランジスタＴＲ１のコレクタ・エミッタ間のミラー効果によるNFB（負帰還）のため、発振利得の低下と出力負荷の影響を伴う場合があった。そこで、バッファ用トランジスタＴＲ２をカスコード接続することによって、これらを低減したものである。
【００２４】
尚、図１、図６のベースバイアスは電圧帰還自己バイアス方式であり、温度変動、電源変動等によりコレクタ電流が変動した場合、抵抗ＲｃとトランジスタＴＲ２の接続点（コレクタ）の電位が変動しトランジスタＴＲ２、ＴＲ１のベースへ供給する電流（抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２を流れる）が変動し、常に適切な電流値となるように自己制御した回路である。
【００２５】
図７は本発明に基づく水晶発振器の他の実施例を示す回路図である。
同図に示す水晶発振器1‐3が上述した水晶発振器の構成と異なる点は、ベースバイアス方式を電流帰還自己バイアス方式とした点であり、これはコレクタ・エミッタ電流の変動、例えばエミッタ電流が増加した場合はエミッタ抵抗Ｒｅの端子電圧が増加し、それにより自動的にベースエミッタ電流が低下し、バイアス点を安定する方法である。
【００２６】
図８は本発明に基づく水晶発振器の他の実施例を示す回路図である。
同図に示す水晶発振回路1‐４が上述した水晶発振回路の構成と異なる点は、発振用トランジスタＴＲ１のエミッタ側にコイルＬeとコンデンサＣｅ２の並列同調回路を挿入した点にある。但しこの場合、コンデンサＣｅはバイパスコンデンサとする。この実施例においては、ＬＣ同調回路を挿入することにより、発振利得（負性抵抗）を増加すると共に、周波数特性を持たせ、オーバートーン発振（高調波発振）を可能としたものである。
尚、図８に示す回路図の並列同調回路の挿入は、図１の回路にも適用できる。即ち、図１に示した本発明に係る回路では、トランジスタＴＲ１のエミッタ側にＬＣ並列同調回路を挿入することによって、発振利得（負性抵抗）を増加すると共に、周波数特性を持たせ、オーバートーン発振（高調波発振）が可能となる。
【００２７】
図９は本発明に基づく水晶発振器の他の実施例を示す回路図である。
同図に示す水晶発振回路1‐５の特徴は、コンデンサＣｃｅに置換して、コイルＬとコンデンサＣＬとからなる並列同調回路２０をトランジスタＴＲ１のコレクタとＴＲ２のエミッタ間に挿入し、その同調周波数を発振周波数に対し僅かに高くなるように（当該並列回路が容量性となるように）設定する。
例えば、発振周波数１０MHｚに対し、コンデンサＣＬを300pF、コイルＬを１μHとして、その共振周波数を約９．２MHｚに設定すれば同調回路２０のインピーダンス特性は、図１０の実線Aで示すようになる。共振周波数より低い周波数では誘導性（インダクタンス）となり、高い周波数では容量性となり発振することになる。発振回路としては共振周波数以下では発振せず、より高い周波数では帰還容量が増加し発振利得を低下させる。このような同調回路を挿入した発振回路の発振利得（負性抵抗）特性を図１１に示す。
【００２８】
図より明らかなように発振可能周波数は約９MHｚから１１MHｚと非常に狭帯域となり、このことは、例えば特に狭帯域な発振条件を必要とするSC-Cut振動子を用いた高安定発振器のB-mode抑圧等の回路にも適応可能であることを示している。
尚、図１１に示す特性を得るための回路定数の一例を示せば、図９の発振回路１−５において、電源電圧Vｃｃ＝５V、コンデンサＣｘ＝２０ｐF 、コンデンサＣｅ＝４３０ｐF、コンデンサＣＬ＝３００ｐF、コンデンサＣｂ、Ｃｖ、Ｃｓ=０．１μF、コンデンサＣｏ=20ｐF、コイルＬ=１μH、抵抗Ｒｅ=330Ω、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２=１０KΩ、抵抗Ｒｃ=560Ω とし、振動子Ｘを外し、その両端にインピーダンスメーターを接続し測定した。
尚、図１の回路において、コンデンサＣｃｅに置換して、コイルＬとコンデンサＣＬの並列同調回路を挿入したものも、同様の効果を得ることが出来る。
【００２９】
尚、以上の説明では水晶振動子発振器について説明したが、本発明はこれに限定するもので無く、SAW共振子、セラミック振動子、さらに、圧電結晶材料をベースとする圧電振動子を用いた圧電発振器に適応できる。
また、トランジスタはＮＰＮ型をベースに説明したが、当然ＰＮＰ型トランジスタでも同様な構成が可能であり、同等な効果を得ることができる。
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に基づく圧電発振器は、従来の発振器に比べ簡単な構成で圧電素子に流れる電流を低減できる。一般に圧電素子は素子に流れる電流に比例して機械的ストレスが大きくなり、電流が大きくなると発振周波数の経年変化が大きくなる。本発明によれば、水晶振動子に流れる電流を大幅に低減できるので、発振器の経年変化による周波数変動を抑圧することが可能となる。また、圧電振動子の電流を低減できることは、経年変化を小さくする他、Ｃ／Ｎの改善効果、不要振動や不要発振防止効果等種々の効果が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１に示す回路の等価回路図である。
【図３】図10に示す従来の圧電発振器を示す回路と、図１に示す本発明による圧電発振器を示す回路での、発振回路入力 対 回路容量の変化を示す。
【図４】図10に示す従来の圧電発振器を示す回路と、図１に示す本発明による圧電発振器を示す回路での、発振回路入力 対 負性抵抗（発振利得）の関係を示す。
【図５】図10に示す従来の圧電発振器を示す回路と、図１に示す本発明による圧電発振器を示す回路での、電源電圧ＶＣＣ＝５Ｖでの、水晶電流とエミッタ電圧の比較を示す。
【図６】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路である。
【図７】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路である。
【図８】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路である。
【図９】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路図である。，
【図１０】図９の１−５の同調回路２０の周波数 対 容量変化を示す。
【図１１】図９の１−５の周波数 対 負性抵抗（発振利得）の関係を示す。
【図１２】従来の圧電発振器を示す回路図である。
【図１３】従来の圧電発振器を示す回路図である。
【図１４】従来の圧電発振器の等価回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１、 １−２、１−３、１−４、１−５、１−６、１−７、１−８、１０１、圧電
発振回路：２、１４、１０７トランジスタ、３，５，７，１１，１２，１３，１０２，１０５，１０８，１０９，１１８，１１９，１２４、コンデンサ、４、１０６、圧電振動子：６，８，９，１２，１１１，１１２，１１３，１１４，１２０，１２１，１２２，１２３抵抗：１７、１９コイル：１１６，１１７、ダイオード：１０３、アンプ：２０同調回路：１００、圧電発振器：１０４、振動子電流抑圧回路
【発明の属する技術分野】
本発明は圧電発振器に関し、特に圧電振動子の振動子電流を低減することによって、経年変化特性向上や寄生振動抑圧効果に優れた圧電発振器に関する。
【従来の技術】
【０００２】
水晶発振器に代表される圧電発振器は周波数安定度が高く、通信機器等の周波数信号源として多用されている。通信装置の小型化が進む中で、更に、経年変化、不要発振抑圧等の周波数安定度に対する要求が高まっている。圧電振動子は機械的振動に伴う圧電現象を利用して発振させるものであり、発振を継続するために所定値以上の電流を流して、一定以上の機械的振動を発生させている。振動子に発生する機械的振動は、振動子自体の機械的ストレスを伴い、長期間大きな機械的歪を発生させると、機械的疲労等の影響によって、共振周波数の経年変化や電気的抵抗の劣化、共振特性の劣化等を伴うことが知られている。特に、周波数安定度の要求が極めて高い発振器では、温度変化に伴う周波数変化を極限するために、発振器を一定温度に保った恒温槽内に収納したオーブンタイプの発振器（OCXO）が使用されているが、これらの発振器においては、振動子に流れる電流を極力低下させ、その駆動ストレスを抑えることにより、経年変化特性や不要共振抑圧特性(不要モード発振抑圧特性)を向上させる手段が講じられている。
図１２は、従来のOCXOにおいて使用されている発振回路の例を示す図である。
【０００３】
図１２に示す水晶発振器１００は、破線にて囲まれた発振回路１０１の出力をコンデンサ１０２とバッファ回路１０３を介してＡＧＣ回路１０４に供給したもので、該ＡＧＣ回路において発振出力の一部を整流して直流電圧を発生し、これを前記発振回路１０１の発振用トランジスタのベースバイアス電圧として供給することによって、発振トランジスタのベース電流を一定レベルに保つように構成したものである。なお、従来のＯＣＸＯにおいてはこのような回路はＡＧＣ回路と呼ばれるが、本発明においてはむしろ水晶電流低減回路としての機能を重視し、以下この回路を電流抑圧回路と呼ぶ。
この例において、上記発振器回路１０１は、一般的なコルピッツ型発振回路であり、コンデンサ１０５を介して一端が接地された水晶振動子１０６の他の一端をトランジスタ１０７のベースに接続すると共に、ベースと接地との間にコンデンサ１０８とコンデンサ１０９とから成る直列回路を挿入し、前記コンデンサ直列回路の接続点にトランジスタ１０７のエミッタを接続すると共に、抵抗１１１を介して接地したものである。
【０００４】
更に、トランジスタ１０７のベースのバイアス回路としては、ベースと接地間に挿入された抵抗１１０と、後述する電流抑圧回路（ＡＧＣ回路）１０４からの電圧を供給する抵抗１１２がこれに該当する。また、当該発振器の出力は、コレクタと交流的に接地された電源ラインＶｃｃ間に挿入されたコレクタ負荷抵抗１１３を介して導出され、上述したようにコンデンサ１０２とバッファ回路１０３を経て、その出力の一部が抵抗１２３とコンデンサ１２４を介して出力端ＯＵＴに導かれている。
一方、電流抑圧回路１０４は、前記バッファ回路１０３の出力信号の一部を抵抗１１４とコンデンサ１１５との直列回路を介し分岐し、これをダイオード１１６のカソード端及びダイオード１１７のアノード端に印加する。また、これらダイオードの他方端は、コンデンサ１１８、コンデンサ１１９を介して個別に接地され、更に、このダイオードの他方端同士は、抵抗１２０を介して接続されており、ダイオード１１６のアノード端を発振回路１０１の抵抗１１２を介してトランジスタ１０７のベースに接続する。更に、電源Ｖｃｃと接地との間に抵抗１２１と抵抗１２２とから成る直列回路を接続すると共に、この直列回路の接続中点とダイオード１１７のカソードとを接続するように構成したものである。
【０００５】
上記のように構成した水晶発振器１００の動作について以下に説明するが、発振回路１０１については、一般的なコルピッツ型発振回路であるので動作説明は省略し、主として電流抑圧回路１０４の動作について説明する。
先ず、発振回路１０１からの発振出力がバッファ１０３を介し電流抑圧回路１０４に供給されると、プラス半サイクルがダイオード１１７を介し、マイナス半サイクルの電流がダイオード１１６を介してそれぞれ接地に流れる。よって、発振出力レベルに対応して抵抗１２０とダイオード１１６の接続端は低電圧に、抵抗１２０とダイオード１１７との接続側は高電圧となる。即ち、抵抗１２０の両端は発振出力レベルが増大するのに対応して電圧降下が大きくなる。
【０００６】
一方、発振用トランジスタ１０７のベースバイアスはＶｃｃより抵抗１２１、抵抗１２０、抵抗１１２を介してが供給されるが、発振レベル増大に応じ抵抗１２０の電圧降下が大きくなるため、ベースバイアス電圧が低下し、結果的にベース電流が減少し、その結果発振利得低下し、振動子電流を低減する方向に変化する。即ち、水晶振動子１０６の振動子電流が増加すると、電流抑圧回路１０４に供給される発振出力が増加、これに伴って抵抗１２０の両端の電圧降下が大きくなり、トランジスタ１０７のベース電流が減少する。
また、逆に発振出力が減少すると、抵抗１２０の両端の電圧降下が小さくなる分、ベース電圧が大きくなるのでトランジスタ１０７の利得が増大、発振出力が増大し、各回路定数によって定まる一定レベルを維持する。この回路は構成が複雑であるので、比較的高価なOCXOに使用されるのみで、一般的は発振器に使用されることは少ない。一方、回路が簡単で、水晶振動子に流れる電流を低減し得る発振回路の例として、図１３に示すものが提案されていた。この回路は、発振用トランジスタＴＲ１のコレクタと、コンデンサＣｖによって交流的に接地された電源ラインＶｃｃとの間にコンデンサＣｃとコイルＬｃとからなる並列同調回路を挿入すると共に、コレクタ・エミッタ間にコンデンサＣｃｅを、エミッタ・接地間にコンデンサＣeと抵抗Ｒｅの並列回路を、ベース・接地間に水晶振動子Ｘを夫々接続し、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２によって適宜ベースバイアス電圧を印加したものである。なお、出力は前記コイルＬｃの二次コイルを介して導出する。
この回路は、等価的に図１４ａ、更には図１４ｂのように表され、コルピッツ発振回路となるが、水晶振動子Ｘは、単に発振周波数の範囲を限定するためにフィルタ機能として使用したもので、水晶振動子Ｘをインダクタンス若しくはキャパシタンスとして使用するものではなく、基本的には発振条件を左右する素子として使用されているものではない。従って、純然たる水晶発振器とは全く異なるものである。即ち、図１３の回路は、図１４ａに示すようにトランジスタのコレクタ・エミッタ間にコンデンサＣ１が接続され、エミッタ・ベース間にコンデンサＣ２が水晶振動子Ｘを介して接続され、コレクタ・ベース間に前記コイルLeのインダクタンスＬ１が前記水晶振動子Ｘを介して接続されたものとなる。発振周波数が水晶振動子の等価回路の直列共振周波数であるとき、当該水晶振動子Ｘのリアクタンスが最小（実質的にゼロ）となるので、水晶振動子Ｘは無視することができ、その等価回路は図１４ｂのように表され、等価的にコルピッツ発振回路となる。図１４ａにおいて、水晶振動子Ｘがトランジスタのベース・コレクタ間に接続されたものになれば、水晶振動子がインダクタンスとして動作するコルピッツ型の水晶発振器とみなすことが出来るが、この回路ではコレクタが交流的に接地電位とＬＣ並列回路によって遮断されているので、図１４ｂの等価回路となる。従って、このような構成の発振回路は、基本的にはＬＣ発振回路であるので、周波数安定度はＬＣ発振器並みである。しかも、コレクタにコイルを有することから、発振動作が不安定になり、異常発振を伴い易く、到底実用に供し得るものではなかった。仮に、使用されたとしても、実験的に使用されたに過ぎない。実際には、上述したＯＣＸＯにおけるＡＧＣ回路が、唯一、実用に供し得る回路であった。
【０００７】
【本発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような圧電発振回路１００の場合、AGC回路の構成が複雑であり、使用する部品の数量が多数となることから水晶発振器の大型化が避けられない上、消費電流の低減に限界があった。即ち、上述した従来のＡＧＣ回路方式の水晶振動子電流低減手段は、もっぱら、高価なオーブン方式水晶発振器（ＯＣＸＯ）用には、複雑な回路構成であっても実用に供し得るが、一般的な携帯電話や無線装置に使用する発振器には、形状寸法の大型化、コストの高騰、使用電流の増大等を伴うため、到底使用することが出来なかった。
【０００８】
本発明は圧電発振回路の上記諸問題を解決するためになされたものであって、簡単な構成により、水晶振動子の励振レベルを小さくすることによって、経年変化、不要共振抑圧効果に優れた圧電発振器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明に係る請求項１の記載の圧電発振器は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、ベースに適宜バイアス電圧を印加した発振用トランジスタを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタとコレクタとの間にコンデンサを、エミッタと接地間に抵抗とコンデンサとの並列回路を、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するよう構成する。
この構成によれば、水晶振動子に流れる電流の全てが、発振用トランジスタのベースに流入するので、少ない振動子電流であっても、発振を継続することがでる。なお、発振のメカニズムについては後述する。
【０００９】
請求項２記載の発明は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、圧電振動子と、発振用トランジスタと、バッファ用トランジスタを有し、前記発振用トランジスタのコレクタとバッファ用トランジスタのエミッタを順方向にカスコード接続すると共に夫々のベースには適切なバイアス電圧を印加し、バッファ用トランジスタのベースはバイパスコンデンサにより交流的に接地し、バッファ用トランジスタのコレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を接続し、該バッファ用トランジスタのコレクタと前記発振用トランジスタのエミッタ間にコンデンサを接続し、発振用トランジスタのエミッタは抵抗とコンデンサとの並列回路を介して接地し、該トランジスタのベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を挿入接続したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するよう構成する。
この構成によれば、発振用トランジスタとバッファアンプ用トランジスタがカスコード接続され、両者の電流増幅度を合成した一つの増幅素子として機能する。更に、発振用トランジスタのベース・コレクタ間容量の影響が軽減される。即ち、コレクタ・ベース間のミラー効果による発振利得の低下を防ぐことが出来る。
【００１０】
請求項3記載の圧電発振器は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、圧電振動子と、発振用トランジスタを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタとコレクタとの間にコンデンサを、エミッタと接地間に抵抗とコンデンサとの並列回路を、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続し、発振用トランジスタのコレクタとベース間に二つの抵抗の直列回路を挿入すると共に、該抵抗の接続点をバイパスコンデンサにて交流的に接地したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するように構成する。
この構成によれば、発振用トランジスタのベースバイアスが自己バイアス回路となり、負帰還作用を伴うので増幅動作が安定したものとなる。
【００１１】
請求項４記載の発明では、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタと、バッファ用トランジスタを有し、前記発振用トランジスタのコレクタとバッファ用トランジスタのエミッタを順方向にカスコード接続すると共に夫々のベースには適切なバイアス電圧を印加し、バッファ用トランジスタのベースはバイパスコンデンサにより交流的に接地し、バッファ用トランジスタのコレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を接続し、該バッファ用トランジスタのコレクタと前記発振用トランジスタのエミッタ間にコンデンサを接続し、発振用トランジスタのエミッタは、抵抗とコンデンサとの並列回路及びコンデンサとコイルとの並列回路とを介して接地し、該トランジスタのベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を挿入接続したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するように構成する。
この構成によれば、発振用トランジスタのエミッタと接地間に抵抗とコンデンサの並列回路、さらにコイルとコンデンサの並列同調回路を挿入接続し、発振回路に周波数選択特性を持たせたので、発振利得の増加、及びオーバートーン発振（高調波発振）が可能となる。
【００１２】
請求項５記載の発明では、前記バッファ用トランジスタのコレクタと発振用トランジスタのエミッタ間のコンデンサに置換して、コンデンサとコイルとの並列回路に直流カット機能を有するコンデンサを直列接続した回路を挿入する。
この構成によれば、バッファ用トランジスタのコレクタと発振用トランジスタのエミッタ間にコイルとコンデンサの並列同調回路を挿入接続、同調周波数を発振周波数より低く設定、同調回路のインピーダンスを容量性に設定することにより、発振回路に更に大きな選択特性を持たせ、発振周波数近傍の不要共振抑圧が可能となる。
【００１３】
請求項６記載の発明は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタとを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタと接地間に抵抗とコンデンサとの並列回路を、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続し、エミッタとコレクタとの間に、コンデンサとコイルとの並列回路に直流カット用のコンデンサを直列接続した回路を挿入したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能することを特徴とする。
【００１４】
請求項７記載の発明は、共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタとを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタとコレクタとの間にコンデンサを、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続し、発振用トランジスタのエミッタを抵抗とコンデンサとの並列回路及びコンデンサとコイルとの並列回路とを介して接地したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能することを特徴とする。
【００１５】
【本発明の実施の形態】
以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路図であり、圧電振動子として水晶振動子を使用したものである。
同図に示す圧電発振回路１は、発振用トランジスタＴＲ１のベースをコンデンサＣｘと水晶振動子Ｘとの直列回路を介して接地すると共に、そのエミッタと接地との間に負荷容量の一部を構成するコンデンサＣｅとエミッタ抵抗Ｒｅとの並列回路を挿入接続する。更に、コンデンサＣｖにより交流的に接地した電源（Vｃｃ）と前記トランジスタのコレクタ間に抵抗Ｒｃをコレクタ負荷抵抗として挿入接続し、コレクタとエミッタの間に負荷容量の一部を構成するコンデンサＣｃｅを接続し、そのベースとコレクタとの間に抵抗Ｒｂ１及びＲｂ２からなる直列回路（ベースバイアス回路）を介してベースバイアス電圧を印加するよう接続する。尚、このバイアス抵抗直列回路の接続点と接地との間にバイパスコンデンサＣｂを挿入してあるが、これは発振用トランジスタのコレクタの交流出力がベースに帰還されることを防ぎ、直流バイアスのみを印加するためのものである。
【００１６】
本発明の実施例における回路定数の一例を示す。
発振周波数１０MHｚ、電源電圧VCC＝DC ＋５V、トランジスタ：ＴＲ１＝２SC３７３２、振動子Ｘ＝水晶振動子 At-Cut １ｓｔ １０ＭＨｚ、コンデンサＣｘ＝１００ｐF、コンデンサＣｅ＝１００ｐF、コンデンサＣｃｅ＝６２ｐF、バイパスコンデンサＣｖ、Ｃｂ＝０．１μF、出力コンデンサＣｏ＝２００ｐF、抵抗Ｒｅ＝３３０Ω、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２＝１０ＫΩ、抵抗Ｒｃ＝３９０Ω。
【００１７】
この回路は、トランジスタＴＲ１のコレクタ・エミッタ間にコンデンサＣｃｅが挿入され、従来のコルピッツ発振回路に備えられたベース・エミッタ間のコンデンサが削除されている点において、前記図１３に示した従来の回路と似てはいるが、本発明ではコレクタ・電源Ｖｃｃ間に抵抗Ｒｃを挿入したものであり、コイルとコンデンサの並列回路のように同調回路として機能しない点が大きく相違している。即ち、図１３の回路ではコイルとコンデンサの並列回路の交流的リアクタンスが発振周波数を決定するのに対し、この抵抗Rcは発振周波数条件には影響しないのである。
このように構成した回路において、種々実験を行った結果、従来のコルピッツ水晶発振回路のようにトランジスタのベース・エミッタ間にコンデンサを接続することなく、コレクタ・エミッタ間に所要値のコンデンサを接続すること、および、コレクタと電源間にリアクタンス成分をもたない抵抗素子を接続するという、簡単な回路構成にて、少ない水晶振動子電流で発振することができるほか、後述するように、従来にない種々の効果をもった水晶発振回路として動作することを確認した。
【００１８】
以下、本回路の動作について吟味する。本発明のようにベース・エミッタ間にコンデンサを接続しない場合でも、トランジスタ自体のベース・エミッタ容量（およそ2pF以下）が存在しているが、非常に小さくて発振に必要な容量値ではない。本発明は、トランジスタのコレクタと電源Vｃｃの間に抵抗Ｒｃを接続し、コレクタ出力をコンデンサＣｃｅによりエミッタに帰還させる構成であり、抵抗Ｒｃはコレクタに発振信号電圧を発生させるためのものである。コレクタ出力とエミッタ出力は180°位相がずれているため、コレクタからの信号によってエミッタの電圧が抑圧されることになる。この現象により、結果的にベース・エミッタ間に流れる電流が増加し、ベース・エミッタ間容量が増加したことと等価になると考えることが出来る。即ち、このように考えると、トランジスタのベースとエミッタに所望の容量が接続されたものと等価になり、従来のコルピッツ発振回路のように発振するものと考えられる。あるいはこの回路の等価回路を描くと、図2ａになるが、コレクタ・エミッタ間のコンデンサＣｃｅの作用によって、上述したようにトランジスタのベース・エミッタ間にコンデンサＣbeが付加されたものと考えれば、図２ｂに示す等価回路として表すことができ、直感的に動作を理解する上で役に立つ。なお、以上の動作説明は一つの解釈であって、図２ａに示す等価回路が、従来のコルピッツ発振回路と全く異なった発振メカニズムであると解釈することを否定するものではない。
【００１９】
以下、上記回路の効果を説明するが、従来の回路との差異を明確にするために、図１２に示すコルピッツ発振回路の特性を同時に測定し併記する。なお、図１２に示す回路は、図1に示した本発明の回路にベース・エミッタ間コンデンサCｂｅを付加すると共にコレクタ・エミッタ間コンデンサＣｃｅを削除して、従来の典型的なコルピッツ型発振回路にしたもので、ベースバイアス回路は、本発明に係るものと同じにしてある。図１２の測定回路定数は、以下のとおりである。
トランジスタＴＲ１=２SC３７３２、コンデンサＣｘ=20pF、圧電振動子Ｘ；水晶振動子、１０MHｚ At-Cut 1ｓｔ 10ＭＨｚ、コンデンサＣｅ=100ｐＦ、
抵抗Ｒｅ=330Ω、コンデンサＣｂｅ=62ｐＦ（又は０ｐＦ）、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２=１０ＫΩ、コンデンサＣｖ、Ｃｂ＝0.1μＦ、抵抗Ｒｃ＝390Ω、コンデンサＣｏ＝２０ｐＦ。尚、コンデンサＣｏは直流カット用コンデンサである。
図１２に示す回路が前記図1の回路と相違する点は、トランジスタＴＲ１のベース・エミッタ間にコンデンサＣｂｅを挿入すると共に、コレクタ・エミッタ間のコンデンサを削除したところである。
【００２０】
一般的に、図１２に示す従来のコルピッツ発振回路において増幅動作がリニアな範囲では、コレクタ・エミッタを流れる電流はベース電流の電流増幅率（=hfe）倍となるが、水晶振動子Ｘに流れる電流はトランジスタＴＲ１のベースに流れ込むものと、コンデンサＣｂｅを流れるものに分流する。従って、実際にトランジスタに流れる電流は振動子に流れる電流の一部となる。
これに対し、図1に示す本発明の発振回路では、水晶振動子Ｘに流れる電流のほぼ全てがトランジスタのベースに流れ、エミッタ電流はベース電流の電流増幅率（=hfe）倍とコンデンサＣｃｅを流れる電流とが合成されたものとなる。
本回路において、トランジスタのベースを流れるものとコンデンサＣｃｅを流れる電流比はトランジスタのベース・エミッタ接続容量とコンデンサＣｃｅのインピーダンス比に深く関係している。両者を比較すると、図1に示す本発明の回路では図１２の従来のコルピッツ発振器に比べて、ほぼ１／５の振動子電流となる。
【００２１】
図３は図1（本発明の回路）と図１２（従来回路）夫々の水晶振動子を外しインピーダンス測定器を接続した状態で、測定器から発振周波数に等しい信号をレベルを可変しつつ供給し、トランジスタ回路の入力回路容量の変化を測定したものである。同図中、CC-1は図１２の従来型コルピッツ発振回路の回路容量変化、CC-2は同じ回路においてエミッタ・ベース間コンデンサを外したもの、CC-3は本発明回路の回路容量変化である。
この結果から明らかなように、本発明回路においては、ベース・エミッタ間コンデンサを除去したにもかかわらず、従来型コルピッツ発振回路とほぼ等しい回路容量を示すことが解る。同時に、従来のコルピッツ回路からベース・エミッタコンデンサを除去したもの（ＣＣ‐２）では、回路入力容量が大幅に小さくなることも理解できよう。
【００２２】
図４は図３と同様の測定において、発振器の入力レベルの変化に伴う発振回路の利得（負性抵抗）を測定したものである。従来のコルピッツ発振回路（ＣＣ１）では、入力レベルの増加に伴う負性抵抗値変化が小さいのに対し、本発明に係る回路では、入力レベル増大に伴って負性抵抗値が大幅に小さくなる方向に変化している。このことは、発振開始時には従来どおり負性抵抗値が大きいが、定常発振動作時には大幅に負性抵抗値が小さくなるので、振動子に流れる電流が低減されることになる。この現象は、コレクタに接続した抵抗Rcからの出力をエミッタにコンデンサCceにより帰還させたことにより得られるもので、発振回路入力レベルの増加に伴い、コレクタ出力が急激に増加し、その結果エミッタ出力を抑圧する結果、急激にエミッタ出力が飽和し、発振利得を低下させるものであろうと考えられる。なお、図５は上述した三つの回路における水晶振動子電流とエミッタ電流の比較図である。
【００２３】
図６は、本発明の他の実施例を示す回路図である。
この実施例は前記図１に示した基本的な回路にバッファアンプ用としてトランジスタＴＲ２をカスコード接続し、そのベースをバイパスコンデンサＣｂにて交流的に接地し（ベース接地トランジスタアンプ）、発振出力をバッファアンプ用トランジスタＴＲ２のコレクタから導出したものである。即ち、図1に示した回路では、発振段トランジスタＴＲ１のコレクタ・エミッタ間のミラー効果によるNFB（負帰還）のため、発振利得の低下と出力負荷の影響を伴う場合があった。そこで、バッファ用トランジスタＴＲ２をカスコード接続することによって、これらを低減したものである。
【００２４】
尚、図１、図６のベースバイアスは電圧帰還自己バイアス方式であり、温度変動、電源変動等によりコレクタ電流が変動した場合、抵抗ＲｃとトランジスタＴＲ２の接続点（コレクタ）の電位が変動しトランジスタＴＲ２、ＴＲ１のベースへ供給する電流（抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２を流れる）が変動し、常に適切な電流値となるように自己制御した回路である。
【００２５】
図７は本発明に基づく水晶発振器の他の実施例を示す回路図である。
同図に示す水晶発振器1‐3が上述した水晶発振器の構成と異なる点は、ベースバイアス方式を電流帰還自己バイアス方式とした点であり、これはコレクタ・エミッタ電流の変動、例えばエミッタ電流が増加した場合はエミッタ抵抗Ｒｅの端子電圧が増加し、それにより自動的にベースエミッタ電流が低下し、バイアス点を安定する方法である。
【００２６】
図８は本発明に基づく水晶発振器の他の実施例を示す回路図である。
同図に示す水晶発振回路1‐４が上述した水晶発振回路の構成と異なる点は、発振用トランジスタＴＲ１のエミッタ側にコイルＬeとコンデンサＣｅ２の並列同調回路を挿入した点にある。但しこの場合、コンデンサＣｅはバイパスコンデンサとする。この実施例においては、ＬＣ同調回路を挿入することにより、発振利得（負性抵抗）を増加すると共に、周波数特性を持たせ、オーバートーン発振（高調波発振）を可能としたものである。
尚、図８に示す回路図の並列同調回路の挿入は、図１の回路にも適用できる。即ち、図１に示した本発明に係る回路では、トランジスタＴＲ１のエミッタ側にＬＣ並列同調回路を挿入することによって、発振利得（負性抵抗）を増加すると共に、周波数特性を持たせ、オーバートーン発振（高調波発振）が可能となる。
【００２７】
図９は本発明に基づく水晶発振器の他の実施例を示す回路図である。
同図に示す水晶発振回路1‐５の特徴は、コンデンサＣｃｅに置換して、コイルＬとコンデンサＣＬとからなる並列同調回路２０をトランジスタＴＲ１のコレクタとＴＲ２のエミッタ間に挿入し、その同調周波数を発振周波数に対し僅かに高くなるように（当該並列回路が容量性となるように）設定する。
例えば、発振周波数１０MHｚに対し、コンデンサＣＬを300pF、コイルＬを１μHとして、その共振周波数を約９．２MHｚに設定すれば同調回路２０のインピーダンス特性は、図１０の実線Aで示すようになる。共振周波数より低い周波数では誘導性（インダクタンス）となり、高い周波数では容量性となり発振することになる。発振回路としては共振周波数以下では発振せず、より高い周波数では帰還容量が増加し発振利得を低下させる。このような同調回路を挿入した発振回路の発振利得（負性抵抗）特性を図１１に示す。
【００２８】
図より明らかなように発振可能周波数は約９MHｚから１１MHｚと非常に狭帯域となり、このことは、例えば特に狭帯域な発振条件を必要とするSC-Cut振動子を用いた高安定発振器のB-mode抑圧等の回路にも適応可能であることを示している。
尚、図１１に示す特性を得るための回路定数の一例を示せば、図９の発振回路１−５において、電源電圧Vｃｃ＝５V、コンデンサＣｘ＝２０ｐF 、コンデンサＣｅ＝４３０ｐF、コンデンサＣＬ＝３００ｐF、コンデンサＣｂ、Ｃｖ、Ｃｓ=０．１μF、コンデンサＣｏ=20ｐF、コイルＬ=１μH、抵抗Ｒｅ=330Ω、抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２=１０KΩ、抵抗Ｒｃ=560Ω とし、振動子Ｘを外し、その両端にインピーダンスメーターを接続し測定した。
尚、図１の回路において、コンデンサＣｃｅに置換して、コイルＬとコンデンサＣＬの並列同調回路を挿入したものも、同様の効果を得ることが出来る。
【００２９】
尚、以上の説明では水晶振動子発振器について説明したが、本発明はこれに限定するもので無く、SAW共振子、セラミック振動子、さらに、圧電結晶材料をベースとする圧電振動子を用いた圧電発振器に適応できる。
また、トランジスタはＮＰＮ型をベースに説明したが、当然ＰＮＰ型トランジスタでも同様な構成が可能であり、同等な効果を得ることができる。
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に基づく圧電発振器は、従来の発振器に比べ簡単な構成で圧電素子に流れる電流を低減できる。一般に圧電素子は素子に流れる電流に比例して機械的ストレスが大きくなり、電流が大きくなると発振周波数の経年変化が大きくなる。本発明によれば、水晶振動子に流れる電流を大幅に低減できるので、発振器の経年変化による周波数変動を抑圧することが可能となる。また、圧電振動子の電流を低減できることは、経年変化を小さくする他、Ｃ／Ｎの改善効果、不要振動や不要発振防止効果等種々の効果が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１に示す回路の等価回路図である。
【図３】図10に示す従来の圧電発振器を示す回路と、図１に示す本発明による圧電発振器を示す回路での、発振回路入力 対 回路容量の変化を示す。
【図４】図10に示す従来の圧電発振器を示す回路と、図１に示す本発明による圧電発振器を示す回路での、発振回路入力 対 負性抵抗（発振利得）の関係を示す。
【図５】図10に示す従来の圧電発振器を示す回路と、図１に示す本発明による圧電発振器を示す回路での、電源電圧ＶＣＣ＝５Ｖでの、水晶電流とエミッタ電圧の比較を示す。
【図６】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路である。
【図７】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路である。
【図８】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路である。
【図９】本発明に基づく圧電発振器の一実施例を示す回路図である。，
【図１０】図９の１−５の同調回路２０の周波数 対 容量変化を示す。
【図１１】図９の１−５の周波数 対 負性抵抗（発振利得）の関係を示す。
【図１２】従来の圧電発振器を示す回路図である。
【図１３】従来の圧電発振器を示す回路図である。
【図１４】従来の圧電発振器の等価回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１、 １−２、１−３、１−４、１−５、１−６、１−７、１−８、１０１、圧電
発振回路：２、１４、１０７トランジスタ、３，５，７，１１，１２，１３，１０２，１０５，１０８，１０９，１１８，１１９，１２４、コンデンサ、４、１０６、圧電振動子：６，８，９，１２，１１１，１１２，１１３，１１４，１２０，１２１，１２２，１２３抵抗：１７、１９コイル：１１６，１１７、ダイオード：１０３、アンプ：２０同調回路：１００、圧電発振器：１０４、振動子電流抑圧回路
Claims (7)
- 共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタとを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタとコレクタとの間にコンデンサを、エミッタと接地間に抵抗とコンデンサとの並列回路を、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するものであることを特徴とする圧電発振器。
- 共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタと、バッファ用トランジスタとを有し、前記発振用トランジスタのコレクタとバッファ用トランジスタのエミッタを順方向にカスコード接続すると共に夫々のベースには適切なバイアス電圧を印加し、バッファ用トランジスタのベースはバイパスコンデンサにより交流的に接地し、バッファ用トランジスタのコレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を接続し、該バッファ用トランジスタのコレクタと前記発振用トランジスタのエミッタ間にコンデンサを接続し、発振用トランジスタのエミッタは抵抗とコンデンサとの並列回路を介して接地し、該トランジスタのベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を挿入接続したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するものであることを特徴とする圧電発振器。
- 共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタとを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタとコレクタとの間にコンデンサを、エミッタと接地間に抵抗とコンデンサとの並列回路を、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続し、発振用トランジスタのコレクタとベース間に二つの抵抗の直列回路を挿入すると共に、該抵抗の接続点をバイパスコンデンサにて交流的に接地したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するものであることを特徴とする圧電発振器。
- 共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタと、バッファ用トランジスタを有し、前記発振用トランジスタのコレクタとバッファ用トランジスタのエミッタを順方向にカスコード接続すると共に夫々のベースには適切なバイアス電圧を印加し、バッファ用トランジスタのベースはバイパスコンデンサにより交流的に接地し、バッファ用トランジスタのコレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を接続し、該バッファ用トランジスタのコレクタと前記発振用トランジスタのエミッタ間にコンデンサを接続し、発振用トランジスタのエミッタは、抵抗とコンデンサとの並列回路及びコンデンサとコイルとの並列回路とを介して接地し、該トランジスタのベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を挿入接続したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するものであることを特徴とする圧電発振器。
- 前記バッファ用トランジスタのコレクタと発振用トランジスタのエミッタ間のコンデンサに置換して、コンデンサとコイルとの並列回路に直流カット用コンデンサを直列接続した回路を挿入したことを特徴とする請求項２記載の圧電発振器。
- 共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタとを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタと接地間に抵抗とコンデンサとの並列回路を、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続し、エミッタとコレクタとの間に、コンデンサとコイルとの並列回路に直流カット用のコンデンサを直列接続した回路を挿入したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するものであることを特徴とする圧電発振器。
- 共振用インダクタンスとして機能する圧電振動子と、発振用トランジスタとを有し、前記トランジスタの、コレクタと交流的に接地された電源間にコレクタ負荷抵抗を、エミッタとコレクタとの間にコンデンサを、ベースと接地間に少なくとも前記圧電振動子を、夫々接続し、発振用トランジスタのエミッタを抵抗とコンデンサとの並列回路及びコンデンサとコイルとの並列回路とを介して接地したものであって、前記コレクタ負荷抵抗が、発振信号を帰還する素子として機能するものであることを特徴とする圧電発振器。
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