JP3950369B2 - Distortion compensation circuit and transmitter - Google Patents

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JP3950369B2 JP2002164434A JP2002164434A JP3950369B2 JP 3950369 B2 JP3950369 B2 JP 3950369B2 JP 2002164434 A JP2002164434 A JP 2002164434A JP 2002164434 A JP2002164434 A JP 2002164434A JP 3950369 B2 JP3950369 B2 JP 3950369B2
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【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信機器（送信機）の送信電力増幅器で生じる非線形歪を補償する歪補償回路に関するものであり、特に、マルチキャリア共通増幅器に適用可能な歪補償回路および当該歪補償回路を備えた送信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の歪補償回路について説明する。図５は、たとえば、Y. Nagata, "Linear Amplification Technique for Digital Mobile Communications," 39th Vehicular Technology Conference, pp.159-164, May 1989に記載された適応型ディジタルプリディストータと呼ばれる従来の歪補償回路の構成の一例を示す図である。
【０００３】
図５において、１０１−Ｉ，１０１−Ｑは入力端子であり、１０２は歪補償部であり、１０３−Ｉ，１０３−ＱはＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、１０４−Ｉ，１０４−Ｑはアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１０５はアナログ直交変調部であり、１０６は電力増幅器であり、１０７は方向性結合器であり、１０８はアナログ直交復調部であり、１０９−Ｉ，１０９−Ｑはアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１１０−Ｉ，１１０−ＱはＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１１１は歪検出部である。
【０００４】
ここで、上記のように構成される従来の歪補償回路の動作について説明する。まず、ベースバンド波形生成部（図示しない）で生成されたＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号が入力端子１０１−Ｉ，１０１−Ｑから入力される。歪補償部１０２では、電力増幅器１０６で生じる非線形歪を打ち消すように、入力信号と逆歪信号とを合成する。逆歪信号は、入力信号の振幅に応じて歪補償部１０２に記憶されている。
【０００５】
Ｄ／Ａ変換器１０３−Ｉ，１０３−Ｑでは、歪補償後の信号をアナログ信号に変換する。そして、アナログ低域通過フィルタ１０４−Ｉ，１０４−Ｑでは、受け取ったアナログ信号の折り返し成分を除去する。
【０００６】
アナログ直交変調部１０５では、局部発振信号１１２を用いて、折り返し成分除去後の信号を中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号に直交変調する。なお、アナログ直交変調部１０５の出力がＩＦ信号のときは、周波数変換部（図示しない）で局部発振信号（図示しない）と合成してＲＦ信号を生成する。電力増幅器１０６では、受け取ったＲＦ信号を増幅する。
【０００７】
方向性結合器１０７では、増幅後の信号の一部を取り出し、アナログ直交復調部１０８に入力する。なお、入力する信号は、ＲＦ信号でもよいし、あるいは周波数変換部（図示しない）でＩＦ信号に変換した後の信号でもよい。アナログ直交復調部１０８では、受け取ったＲＦ信号またはＩＦ信号を、局部発振信号１１２を用いて直交復調し、Ｉチャネル，Ｑチャネルのベースバンド信号を生成する。
【０００８】
アナログ低域通過フィルタ１０９−Ｉ，１０９−Ｑでは、Ａ／Ｄ変換による信号帯域への折り返し成分を除去する。その後、Ａ／Ｄ変換器１１０−Ｉ，１１０−Ｑでは、折り返し成分除去後の信号をディジタル信号に変換する。歪検出部１１１では、Ａ／Ｄ変換後の信号と入力端子１０１−Ｉ，１０１−Ｑで受け取った信号とを比較して歪量を検出する。そして、歪補償部１０２では、現在記憶している逆歪信号を前記検出結果に基づいて更新する。
【０００９】
しかしながら、上記従来の構成では、フィードバック側のアナログ直交復調部１０８の直交度誤差や、アナログ低域通過フィルタ１０９−Ｉ，１０９−Ｑ、Ａ／Ｄ変換器１１０−Ｉ，１１０−ＱのＩ／Ｑチャネル間の利得誤差によって、歪補償の性能が劣化する場合があった。また、上記構成では、フィードバック側のＡ／Ｄ変換器が２つ必要になる。
【００１０】
そこで、以降では、上記の問題点を解決する従来技術について説明する。図６は、たとえば、特開２００１−１０３１０４号公報に記載された従来の適応型ディジタルプリディストータ（歪補償回路）の構成を示す図である。図６において、１０９はアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１１０はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１１３は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）であり、１１４はミキサであり、１１６−Ｉ，１１６−Ｑはディジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）である。
【００１１】
方向性結合器１０７では、電力増幅器１０６出力（ＲＦ信号）の一部を取り出す。ミキサ１１４では、受け取ったＲＦ信号と局部発振信号１１２とを混合する。アナログ低域通過フィルタ１０９では、ミキサ１１４の出力信号に含まれる周波数の和成分を除去してＩＦ信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１１０では、アナログのＩＦ信号をディジタルのＩＦ信号に変換する。なお、Ａ／Ｄ変換器１１０の標本化周波数は、後述のディジタル直交復調処理を簡単にするため、ＩＦ周波数の４倍とすることが多い。
【００１２】
ディジタル直交復調部１１５では、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号に対して、ＩＦ中心周波数と同じ周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算する。標本化周波数をＩＦ周波数の４倍に選ぶと、局部発振信号は、Ｉチャネルで「１、０、−１、０」、Ｑチャネルで「０、−１、０、１」となってディジタル直交復調処理が簡単になる。ディジタル低域通過フィルタ１１６−Ｉ，１１６−Ｑでは、周波数の和成分を除去してＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号を生成する。歪検出部１１１では、このベースバンド信号と入力端子１０１−Ｉ，１０１−Ｑで受け取った信号とを比較して歪量を検出する。そして、歪補償部１０２では、現在記憶している逆歪信号を検出結果に基づいて更新する。
【００１３】
このように、上記公報記載の従来の歪補償回路では、アナログ低域通過フィルタやＡ／Ｄ変換器が１系統なので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差を生じない。また、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって直交した局部発振信号を得ているので、極めて高い直交性が保証される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記公報記載の従来の歪補償回路では、アナログ直交変調部１０５で直交変調を行っている。そのため、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合、出力側のアナログ直交変調部１０５の直交度誤差や、Ｄ／Ａ変換器１０３−Ｉ，１０３−Ｑ、アナログ低域通過フィルタ１０４−Ｉ，１０４−ＱのＩ／Ｑチャネル間利得誤差によって、影像成分が発生する。すなわち、図７に示すように、アナログ直交変調部１０５の出力では、マルチキャリアを構成する搬送波信号の中心周波数に対称な周波数位置に、影像成分が発生する。これによって、電力増幅器１０６が非線形歪を生じない場合であっても、影像成分によって隣接チャネル漏洩電力比が劣化する、という問題があった。
【００１５】
このとき、隣接チャネル漏洩電力比４０ｄＢを実現するためには、影像除去比４０ｄＢが必要になる。ところが、それを実現するためには、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差を０．１ｄＢ未満かつ直交度誤差を１度未満、にする必要があり、上記アナログ直交変調部１０５では実現が難しい。
【００１６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分によって隣接チャネル漏洩電力比が劣化しない歪補償回路および送信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる歪補償回路にあっては、無線通信機器にて使用される送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備え、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調手段と、直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号または当該アナログ信号に対して周波数変換を施した信号を前記送信電力増幅器に対して出力する周波数変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００１８】
つぎの発明にかかる歪補償回路にあっては、無線通信機器にて使用される送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備え、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
つぎの発明にかかる歪補償回路にあっては、前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする。
【００２０】
つぎの発明にかかる送信機にあっては、送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備えた歪補償回路、を有し、前記歪補償回路は、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調手段と、直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号または当該アナログ信号に対して周波数変換を施した信号を前記送信電力増幅器に対して出力する周波数変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００２１】
つぎの発明にかかる送信機にあっては、送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備えた歪補償回路、を有し、前記歪補償回路は、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、を備えることを特徴とする。
【００２２】
つぎの発明にかかる送信機にあっては、前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる歪補償回路および送信機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２４】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる適応型ディジタルプリディストータ（歪補償回路）の実施の形態１の構成を示す図である。図１において、１−Ｉ，１−Ｑは入力端子であり、２は歪補償部であり、３はディジタル直交変調部であり、４はＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、５はアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、６はミキサであり、７は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）であり、８は電力増幅器であり、９は方向性結合器であり、１０はミキサであり、１１はアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１２はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１３はディジタル直交復調部であり、１４−Ｉ，１４−Ｑはディジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１５は歪検出部であり、１６は局部発振信号である。この歪補償回路は、無線通信機器（送信機）の電力増幅器８で生じる非線形歪を補償する。
【００２５】
ここで、上記のように構成される本発明にかかる歪補償回路の動作について説明する。まず、ベースバンド波形生成部（図示しない）で生成されたＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号が入力端子１−Ｉ，１−Ｑから入力される。歪補償部２では、電力増幅器８で生じる非線形歪を打ち消すように、入力信号と逆歪信号とを合成する。逆歪信号は、入力信号の振幅に応じて歪補償部２に記憶されている。
【００２６】
ディジタル直交変調部３では、歪補償部２が出力する歪補償後の信号を直交変調し、ＩＦ信号を出力する。すなわち、ディジタル直交変調部３では、歪補償後のＩチャネルとＱチャネルの信号に、ＩＦ中心周波数と同じ周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算し、２つのチャネルを合成する。
【００２７】
Ｄ／Ａ変換器４では、合成後のＩＦ信号（ディジタル信号）をアナログ信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器４の標本化周波数は、ディジタル直交変調処理を簡単にするためＩＦ周波数の４倍とすることが多い。標本化周波数をＩＦ周波数の４倍にすると、局部発振信号は、Ｉチャネルで「１、０、−１、０」となり、Ｑチャネルで「０、−１、０、１」となる。
【００２８】
アナログ低域通過フィルタ５では、受け取ったアナログ信号の折り返し成分を除去する。ミキサ６では、折り返し成分除去後の信号を局部発振信号１６と混合する。そして、帯域通過フィルタ７で不要な周波数成分を減衰させた後、電力増幅器８では、不要周波数成分減衰後の信号を増幅する。なお、図１では、ミキサ１０とミキサ６が局部発振信号１６を共用する構成としたが、これに限らず、たとえば、局部発振信号を別々に設けてもよいし、または、それぞれの周波数が異なっていてもよい。
【００２９】
方向性結合器９では、電力増幅器８出力の一部を取り出す。ミキサ１０では、方向性結合器９出力の信号と局部発振信号１６とを混合する。アナログ低域通過フィルタ１１では、ミキサ１０の出力信号に含まれる周波数の和成分を除去してＩＦ信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１２では、アナログのＩＦ信号をディジタルのＩＦ信号に変換する。なお、Ａ／Ｄ変換器１２の標本化周波数は、ディジタル直交復調処理を簡単にするため、ＩＦ周波数の４倍とする。
【００３０】
ディジタル直交復調部１３では、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号に対して、ＩＦ中心周波数と同じ周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算する。標本化周波数をＩＦ周波数の４倍にすると、局部発振信号は、Ｉチャネルで「１、０、−１、０」となり、Ｑチャネルで「０、−１、０、１」となる。ディジタル低域通過フィルタ１４−Ｉ，１４−Ｑでは、周波数の和成分を除去してＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号を生成する。歪検出部１５では、このベースバンド信号と入力端子１−Ｉ，１−Ｑで受け取った信号とを比較して歪量を検出する。そして、歪補償部２では、現在記憶している逆歪信号を検出結果に基づいて更新する。
【００３１】
このように、本実施の形態では、直交変調をディジタル処理で行い、変調後のアナログ低域通過フィルタやＤ／Ａ変換器を１系統としたので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差が発生しない。また、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって、直交した局部発振信号を得る構成としたので、極めて高い直交度が保証される。これにより、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分による隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防止できる。
【００３２】
実施の形態２．
前述した実施の形態１では、折り返し成分を除去するために、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７に急峻な特性を持つフィルタが必要になる。
【００３３】
図２は、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７に急峻な特性を持つフィルタが必要となる理由を示す図である。まず、図２（ａ）では、図１におけるＤ／Ａ変換器４の出力信号のスペクトルを示している。この場合、ＩＦ周波数ｆIFを中心とした信号のほかに、標本化周波数ｆSの半分の周波数ｆS／２について対称に不要な折り返し成分が現れ、それが標本化周波数おきに繰り返し現れる。アナログ低域通過フィルタ５は、上記信号の折り返し成分を減衰させる（図２（ｂ）参照）。さらに、ミキサ６では、周波数変換を行う（図２（ｃ）参照）。そして、実施の形態１の構成では、不要成分の輻射を抑えるために、帯域通過フィルタ７にて図２（ｃ）中の折り返し成分を十分に減衰させる必要がある。このとき、マルチキャリア増幅器では信号が広帯域となるため、図２（ａ）における信号帯域の上限周波数が標本化周波数の半分の周波数に近くなり、折り返し成分が近接する。そのため、実施の形態１では、急峻な特性のフィルタで折り返し成分を除去することが必要になる。
【００３４】
しかしながら、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７の減衰特性を急峻にすると、信号帯域の群遅延変動が大きくなり、歪補償が困難になってしまう。そこで、実施の形態２では、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７の減衰特性を実施の形態１よりも緩和する。
【００３５】
図３は、本発明にかかる適応型ディジタルプリディストータ（歪補償回路）の実施の形態２の構成を示す図である。図３において、４−Ｉ，４−ＱはＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、５−Ｉ，５−Ｑはアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１７はディジタル直交変調部であり、１８はアナログ直交変調部である。
【００３６】
ここで、上記のように構成される本発明にかかる歪補償回路の動作について説明する。なお、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１と異なる動作についてのみ説明する。
【００３７】
ディジタル直交変調部１７では、歪補償部２が出力する歪補償後の信号を直交変調し、互いに直交する２チャネルのＩＦ信号を出力する。この場合、ディジタル直交変調部１７では、歪補償後のＩチャネルとＱチャネルの信号に、それぞれＩＦ中心周波数と同一の周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算し、２つのチャネルを互いに位相が９０度異なるように合成する。
【００３８】
Ｄ／Ａ変換器４−Ｉ，４−Ｑでは、合成されたＩチャネルとＱチャネルのＩＦ信号をそれぞれアナログ信号に変換する。アナログ低域通過フィルタ５−Ｉ，５−Ｑでは、Ｄ／Ａ変換器４−Ｉ，４−Ｑが出力したＩＦ信号の折り返し成分を除去する。
【００３９】
アナログ直交変調部１８では、局部発振信号１６を用いて、折り返し成分除去後の信号を中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号に直交変調する。なお、アナログ直交変調部１８の出力がＩＦ信号のときは、周波数変換部（図示しない）で局部発振信号（図示しない）と合成し、ＲＦ信号を生成する。そして、不要な周波数成分を帯域通過フィルタ７で減衰後、電力増幅器８では、当該不要周波数成分減衰後の信号を増幅する。
【００４０】
図４は、アナログ直交変調部１８の出力信号のスペクトルを示す図である。ここでは、折り返し成分をアナログ直交変調部１８の影像除去比だけ減衰させることができる。
【００４１】
なお、図３では、アナログ直交変調部１８とミキサ１０が局部発振信号１６を共用する構成としたが、これに限らず、局部発振信号を別々に設けてもよいし、または、それぞれの周波数が異なっていてもよい。
【００４２】
このように、本実施の形態では、直交する２チャネルのＩＦ信号をディジタル直交変調で合成し、その後、アナログ直交変調を実行して中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号を生成する。このとき、折り返し成分をアナログ直交変調による影像除去比だけ減衰させる。これにより、不要な折り返し成分の輻射を抑えるために必要なアナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタの減衰特性を緩和することができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、直交変調をディジタル処理で行い、変調後のアナログ低域通過フィルタやＤ／Ａ変換器を１系統としたので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差が発生しない。これにより、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分による隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防止できる、という効果を奏する。
【００４４】
つぎの発明によれば、直交する２チャネルのＩＦ信号をディジタル直交変調で合成し、その後、アナログ直交変調を実行して中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号を生成する。このとき、折り返し成分をアナログ直交変調による影像除去比だけ減衰させる。これにより、不要な折り返し成分の輻射を抑えるために必要なアナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタの減衰特性を緩和することができる、という効果を奏する。
【００４５】
つぎの発明によれば、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって、直交した局部発振信号を得る構成としたので、極めて高い直交度を保証できる、という効果を奏する。
【００４６】
つぎの発明によれば、直交変調をディジタル処理で行い、変調後のアナログ低域通過フィルタやＤ／Ａ変換器を１系統としたので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差が発生しない。これにより、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分による隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防止できる、という効果を奏する。
【００４７】
つぎの発明によれば、直交する２チャネルのＩＦ信号をディジタル直交変調で合成し、その後、アナログ直交変調を実行して中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号を生成する。このとき、折り返し成分をアナログ直交変調による影像除去比だけ減衰させる。これにより、不要な折り返し成分の輻射を抑えるために必要なアナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタの減衰特性を緩和することができる、という効果を奏する。
【００４８】
つぎの発明によれば、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって、直交した局部発振信号を得る構成としたので、極めて高い直交度を保証できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる歪補償回路の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】 アナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタに急峻な特性を持つフィルタが必要となる理由を示す図である。
【図３】 本発明にかかる歪補償回路の実施の形態２の構成を示す図である。
【図４】 アナログ直交変調部の出力信号のスペクトルを示す図である。
【図５】 従来の歪補償回路の構成の一例を示す図である。
【図６】 従来の歪補償回路の構成の一例を示す図である。
【図７】 従来技術の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
１−Ｉ，１−Ｑ 入力端子、２ 歪補償部、３，１７ ディジタル直交変調部、４，４−Ｉ，４−Ｑ Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）、５，５−Ｉ，５−Ｑ，１１ アナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、６，１０ ミキサ、７ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、８ 電力増幅器、９ 方向性結合器、１２ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、１３ ディジタル直交復調部、１４−Ｉ，１４−Ｑ ディジタル低域通過フィルタ、１５ 歪検出部、１６ 局部発振信号、１８ アナログ直交変調部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a distortion compensation circuit that compensates for non-linear distortion generated in a transmission power amplifier of a radio communication device (transmitter), and particularly includes a distortion compensation circuit applicable to a multicarrier common amplifier and the distortion compensation circuit. Relates to the transmitter.
[0002]
[Prior art]
A conventional distortion compensation circuit will be described below. FIG. 5 shows a conventional distortion compensation called an adaptive digital predistorter described in, for example, Y. Nagata, “Linear Amplification Technique for Digital Mobile Communications,” 39 th Vehicular Technology Conference, pp.159-164, May 1989. It is a figure which shows an example of a structure of a circuit.
[0003]
In FIG. 5, 101-I and 101-Q are input terminals, 102 is a distortion compensator, 103-I and 103-Q are D / A converters (D / A), 104-I, 104-Q is an analog low-pass filter (LPF), 105 is an analog quadrature modulation unit, 106 is a power amplifier, 107 is a directional coupler, 108 is an analog quadrature demodulation unit, 109 -I and 109-Q are analog low-pass filters (LPF), 110-I and 110-Q are A / D converters (A / D), and 111 is a distortion detector.
[0004]
Here, the operation of the conventional distortion compensation circuit configured as described above will be described. First, I-channel and Q-channel baseband signals generated by a baseband waveform generator (not shown) are input from input terminals 101-I and 101-Q. The distortion compensator 102 synthesizes the input signal and the inverse distortion signal so as to cancel the nonlinear distortion generated in the power amplifier 106. The inverse distortion signal is stored in the distortion compensation unit 102 in accordance with the amplitude of the input signal.
[0005]
The D / A converters 103-I and 103-Q convert the distortion-compensated signal into an analog signal. The analog low-pass filters 104-I and 104-Q remove the aliasing component of the received analog signal.
[0006]
The analog quadrature modulation unit 105 uses the local oscillation signal 112 to quadrature-modulate the signal after the aliasing component removal into an intermediate frequency (IF) or radio frequency (RF) signal. When the output of the analog quadrature modulation unit 105 is an IF signal, a frequency conversion unit (not shown) synthesizes it with a local oscillation signal (not shown) to generate an RF signal. The power amplifier 106 amplifies the received RF signal.
[0007]
The directional coupler 107 extracts a part of the amplified signal and inputs it to the analog quadrature demodulation unit 108. The input signal may be an RF signal or a signal after being converted into an IF signal by a frequency converter (not shown). The analog quadrature demodulation unit 108 performs quadrature demodulation on the received RF signal or IF signal using the local oscillation signal 112 to generate I-channel and Q-channel baseband signals.
[0008]
The analog low-pass filters 109-I and 109-Q remove the aliasing component to the signal band by A / D conversion. Thereafter, the A / D converters 110-I and 110-Q convert the signal after the aliasing component removal into a digital signal. The distortion detector 111 detects the amount of distortion by comparing the signal after A / D conversion with the signals received at the input terminals 101-I and 101-Q. Then, the distortion compensator 102 updates the currently stored inverse distortion signal based on the detection result.
[0009]
However, in the above conventional configuration, the orthogonality error of the analog quadrature demodulator 108 on the feedback side, the I / O of the analog low-pass filters 109-I and 109-Q, and the A / D converters 110-I and 110-Q. In some cases, the distortion compensation performance deteriorates due to a gain error between the Q channels. In the above configuration, two A / D converters on the feedback side are required.
[0010]
Therefore, hereinafter, a conventional technique for solving the above-described problems will be described. FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a conventional adaptive digital predistorter (distortion compensation circuit) described in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 2001-103104. In FIG. 6, 109 is an analog low-pass filter (LPF), 110 is an A / D converter (A / D), 113 is a band-pass filter (BPF), 114 is a mixer, 116 -I and 116-Q are digital low-pass filters (LPF).
[0011]
In the directional coupler 107, a part of the output (RF signal) of the power amplifier 106 is taken out. The mixer 114 mixes the received RF signal and the local oscillation signal 112. The analog low-pass filter 109 removes the sum component of the frequencies included in the output signal of the mixer 114 and converts it to an IF signal. The A / D converter 110 converts an analog IF signal into a digital IF signal. Note that the sampling frequency of the A / D converter 110 is often four times the IF frequency in order to simplify digital quadrature demodulation processing described later.
[0012]
The digital quadrature demodulation unit 115 multiplies the A / D converted IF signal by local oscillation signals having the same frequency as the IF center frequency and in a phase relationship orthogonal to each other. When the sampling frequency is selected to be four times the IF frequency, the local oscillation signal is “1, 0, −1, 0” for the I channel and “0, −1, 0, 1” for the Q channel. Demodulation processing is simplified. The digital low-pass filters 116-I and 116-Q remove the frequency sum components and generate baseband signals of I channel and Q channel. The distortion detection unit 111 detects the amount of distortion by comparing the baseband signal with the signals received at the input terminals 101-I and 101-Q. Then, the distortion compensation unit 102 updates the currently stored inverse distortion signal based on the detection result.
[0013]
As described above, in the conventional distortion compensation circuit described in the above publication, since there is one analog low-pass filter and A / D converter, no gain error occurs between the I / Q channels. Further, since a signal having a sampling frequency equal to four times the IF frequency is equivalently divided by four into four phases to obtain an orthogonal local oscillation signal, extremely high orthogonality is guaranteed.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional distortion compensation circuit described in the above publication, the analog quadrature modulation unit 105 performs quadrature modulation. Therefore, when applied to a multicarrier common amplifier, the orthogonality error of the analog quadrature modulation unit 105 on the output side, the D / A converters 103-I and 103-Q, and the analog low-pass filters 104-I and 104-Q. Due to the gain error between the I / Q channels, an image component is generated. That is, as shown in FIG. 7, in the output of the analog quadrature modulation unit 105, an image component is generated at a frequency position that is symmetric with respect to the center frequency of the carrier signal constituting the multicarrier. As a result, there is a problem that even if the power amplifier 106 does not cause nonlinear distortion, the adjacent channel leakage power ratio is degraded by the image component.
[0015]
At this time, in order to realize the adjacent channel leakage power ratio of 40 dB, an image removal ratio of 40 dB is required. However, in order to realize this, it is necessary to make the gain error between I / Q channels less than 0.1 dB and the orthogonality error less than 1 degree, which is difficult to realize with the analog orthogonal modulation unit 105.
[0016]
The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a distortion compensation circuit and a transmitter in which the adjacent channel leakage power ratio is not deteriorated by an image component even when applied to a multicarrier common amplifier. And
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems and achieve the object, in the distortion compensation circuit according to the present invention, the transmission power amplifier uses a part of the output signal of the transmission power amplifier used in the wireless communication device. A distortion detection unit that detects distortion generated in the transmission power amplifier; and a distortion compensation unit that compensates for distortion generated in the transmission power amplifier; and a digital orthogonal modulation unit that orthogonally modulates the digital signal output from the distortion compensation unit; D / A conversion means for D / A (digital / analog) conversion of a signal after quadrature modulation, and an analog signal after D / A conversion or a signal obtained by performing frequency conversion on the analog signal And a frequency conversion means for outputting to the above.
[0018]
In the distortion compensation circuit according to the next invention, a distortion detection unit that detects distortion generated in the transmission power amplifier using a part of the output signal of the transmission power amplifier used in the wireless communication device, A distortion compensation unit that compensates for distortion generated in the transmission power amplifier, and further, digital quadrature modulation means for orthogonally modulating the digital signal output from the distortion compensation unit and outputting two-channel intermediate frequency signals orthogonal to each other; D / A conversion means for individually D / A (digital / analog) conversion of each signal after quadrature modulation, quadrature modulation of the analog signal after D / A conversion, and transmitting the modulated signal to the transmission power amplifier Analog quadrature modulation means for outputting to the above.
[0019]
The distortion compensation circuit according to the next invention is characterized in that the sampling frequency in the D / A conversion means is four times the center frequency of the output signal of the D / A conversion means.
[0020]
In the transmitter according to the next invention, a distortion detector for detecting distortion generated in the transmission power amplifier using a part of the output signal of the transmission power amplifier, and compensating for distortion generated in the transmission power amplifier A distortion compensation circuit comprising: a distortion compensation circuit comprising: a digital quadrature modulation means for quadrature-modulating a digital signal output from the distortion compensation unit; D / A conversion means for / A (digital / analog) conversion, and frequency conversion means for outputting to the transmission power amplifier an analog signal after D / A conversion or a signal obtained by performing frequency conversion on the analog signal And.
[0021]
In the transmitter according to the next invention, a distortion detector for detecting distortion generated in the transmission power amplifier using a part of the output signal of the transmission power amplifier, and compensating for distortion generated in the transmission power amplifier A distortion compensation circuit, and the distortion compensation circuit further orthogonally modulates the digital signal output from the distortion compensation unit and outputs two-channel intermediate frequency signals orthogonal to each other. Digital quadrature modulation means, D / A conversion means for individually D / A (digital / analog) conversion of each signal after quadrature modulation, and quadrature modulation of the analog signal after D / A conversion, and the modulated signal Analog quadrature modulation means for outputting to the transmission power amplifier.
[0022]
The transmitter according to the next invention is characterized in that the sampling frequency in the D / A conversion means is four times the center frequency of the output signal of the D / A conversion means.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of a distortion compensation circuit and a transmitter according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
[0024]
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of an adaptive digital predistorter (distortion compensation circuit) according to the present invention. In FIG. 1, 1-I and 1-Q are input terminals, 2 is a distortion compensation unit, 3 is a digital quadrature modulation unit, 4 is a D / A converter (D / A), 5 Is an analog low pass filter (LPF), 6 is a mixer, 7 is a band pass filter (BPF), 8 is a power amplifier, 9 is a directional coupler, and 10 is a mixer. , 11 is an analog low-pass filter (LPF), 12 is an A / D converter (A / D), 13 is a digital quadrature demodulator, and 14-I and 14-Q are digital low-pass filters. A filter (LPF), 15 is a distortion detector, and 16 is a local oscillation signal. This distortion compensation circuit compensates for nonlinear distortion generated in the power amplifier 8 of the wireless communication device (transmitter).
[0025]
Here, the operation of the distortion compensation circuit according to the present invention configured as described above will be described. First, I-channel and Q-channel baseband signals generated by a baseband waveform generator (not shown) are input from input terminals 1-I and 1-Q. The distortion compensator 2 synthesizes the input signal and the inverse distortion signal so as to cancel the nonlinear distortion generated in the power amplifier 8. The inverse distortion signal is stored in the distortion compensation unit 2 in accordance with the amplitude of the input signal.
[0026]
The digital quadrature modulation unit 3 performs quadrature modulation on the signal after distortion compensation output from the distortion compensation unit 2 and outputs an IF signal. That is, in the digital quadrature modulation unit 3, the I channel and Q channel signals after distortion compensation are multiplied by local oscillation signals having the same frequency as the IF center frequency and in a phase relationship orthogonal to each other, and synthesize two channels. .
[0027]
The D / A converter 4 converts the combined IF signal (digital signal) into an analog signal. The sampling frequency of the D / A converter 4 is often four times the IF frequency in order to simplify digital quadrature modulation processing. When the sampling frequency is four times the IF frequency, the local oscillation signal is “1, 0, −1, 0” for the I channel and “0, −1, 0, 1” for the Q channel.
[0028]
The analog low-pass filter 5 removes the aliasing component of the received analog signal. In the mixer 6, the signal after the aliasing component is removed is mixed with the local oscillation signal 16. Then, after the unnecessary frequency component is attenuated by the band pass filter 7, the power amplifier 8 amplifies the signal after attenuation of the unnecessary frequency component. In FIG. 1, the mixer 10 and the mixer 6 share the local oscillation signal 16. However, the present invention is not limited to this. For example, the local oscillation signal may be provided separately, or the respective frequencies are different. It may be.
[0029]
In the directional coupler 9, a part of the output of the power amplifier 8 is taken out. In the mixer 10, the signal output from the directional coupler 9 and the local oscillation signal 16 are mixed. The analog low-pass filter 11 removes the sum component of the frequencies contained in the output signal of the mixer 10 and converts it to an IF signal. The A / D converter 12 converts an analog IF signal into a digital IF signal. Note that the sampling frequency of the A / D converter 12 is four times the IF frequency in order to simplify the digital quadrature demodulation process.
[0030]
The digital quadrature demodulator 13 multiplies the A / D converted IF signal by local oscillation signals having the same frequency as the IF center frequency and in a phase relationship orthogonal to each other. When the sampling frequency is four times the IF frequency, the local oscillation signal is “1, 0, −1, 0” for the I channel and “0, −1, 0, 1” for the Q channel. The digital low-pass filters 14-I and 14-Q remove the frequency sum component and generate baseband signals of I channel and Q channel. The distortion detection unit 15 detects the amount of distortion by comparing the baseband signal with the signals received at the input terminals 1-I and 1-Q. Then, the distortion compensator 2 updates the currently stored inverse distortion signal based on the detection result.
[0031]
As described above, in this embodiment, quadrature modulation is performed by digital processing, and the modulated analog low-pass filter and D / A converter are combined into one system, so that no gain error occurs between I / Q channels. . In addition, since a signal having a sampling frequency equal to four times the IF frequency is equivalently divided into four phases by four to obtain an orthogonal local oscillation signal, an extremely high degree of orthogonality is guaranteed. As a result, even when applied to a multi-carrier common amplifier, it is possible to prevent deterioration of the adjacent channel leakage power ratio due to image components.
[0032]
Embodiment 2. FIG.
In the first embodiment, the analog low-pass filter 5 and the band-pass filter 7 need to have a steep characteristic in order to remove the aliasing component.
[0033]
FIG. 2 is a diagram showing the reason why a filter having a steep characteristic is required for the analog low-pass filter 5 and the band-pass filter 7. First, FIG. 2A shows the spectrum of the output signal of the D / A converter 4 in FIG. In this case, in addition to the signal around the IF frequency f IF, appear undesirable aliasing components symmetrically about the frequency f S / 2 of half the sampling frequency f S, it appears repeatedly in the sampling frequency intervals. The analog low-pass filter 5 attenuates the aliasing component of the signal (see FIG. 2B). Further, the mixer 6 performs frequency conversion (see FIG. 2C). In the configuration of the first embodiment, it is necessary to sufficiently attenuate the aliasing component in FIG. 2C by the band pass filter 7 in order to suppress radiation of unnecessary components. At this time, since the signal becomes a wide band in the multicarrier amplifier, the upper limit frequency of the signal band in FIG. 2A is close to half the sampling frequency, and the aliasing components are close to each other. Therefore, in Embodiment 1, it is necessary to remove the aliasing component with a filter having a steep characteristic.
[0034]
However, if the attenuation characteristics of the analog low-pass filter 5 and the band-pass filter 7 are made steep, the group delay variation of the signal band becomes large and distortion compensation becomes difficult. Therefore, in the second embodiment, the attenuation characteristics of the analog low-pass filter 5 and the band-pass filter 7 are relaxed as compared with the first embodiment.
[0035]
FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a second embodiment of the adaptive digital predistorter (distortion compensation circuit) according to the present invention. In FIG. 3, 4-I and 4-Q are D / A converters (D / A), 5-I and 5-Q are analog low-pass filters (LPF), and 17 is a digital quadrature modulation unit. And 18 is an analog quadrature modulation unit.
[0036]
Here, the operation of the distortion compensation circuit according to the present invention configured as described above will be described. Note that in this embodiment, only operations different from those of the first embodiment described above will be described.
[0037]
The digital quadrature modulation unit 17 performs quadrature modulation on the distortion-compensated signal output from the distortion compensation unit 2 and outputs two-channel IF signals that are orthogonal to each other. In this case, the digital quadrature modulation unit 17 multiplies the I-channel and Q-channel signals after distortion compensation by local oscillation signals having the same frequency as the IF center frequency and in a phase relationship orthogonal to each other, to obtain two channels. Are so synthesized that their phases are 90 degrees different from each other.
[0038]
The D / A converters 4-I and 4-Q convert the combined I-channel and Q-channel IF signals into analog signals, respectively. The analog low-pass filters 5-I and 5-Q remove the aliasing component of the IF signal output from the D / A converters 4-I and 4-Q.
[0039]
The analog quadrature modulation unit 18 uses the local oscillation signal 16 to quadrature-modulate the signal after the aliasing component removal into an intermediate frequency (IF) or radio frequency (RF) signal. When the output of the analog quadrature modulation unit 18 is an IF signal, a frequency conversion unit (not shown) synthesizes it with a local oscillation signal (not shown) to generate an RF signal. Then, after the unnecessary frequency component is attenuated by the band-pass filter 7, the power amplifier 8 amplifies the signal after the unnecessary frequency component is attenuated.
[0040]
FIG. 4 is a diagram illustrating a spectrum of an output signal of the analog quadrature modulation unit 18. Here, the aliasing component can be attenuated by the image removal ratio of the analog quadrature modulation unit 18.
[0041]
In FIG. 3, the analog quadrature modulation unit 18 and the mixer 10 share the local oscillation signal 16. However, the present invention is not limited to this, and the local oscillation signal may be provided separately, or each frequency may be May be different.
[0042]
As described above, in this embodiment, two orthogonal IF signals are combined by digital quadrature modulation, and then analog quadrature modulation is performed to generate an intermediate frequency (IF) or radio frequency (RF) signal. . At this time, the aliasing component is attenuated by an image removal ratio by analog quadrature modulation. Thereby, it is possible to relax the attenuation characteristics of the analog low-pass filter and the band-pass filter that are necessary for suppressing the radiation of unnecessary aliasing components.
[0043]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, quadrature modulation is performed by digital processing, and the modulated analog low-pass filter and D / A converter are combined into one system, so that the gain error between I / Q channels is reduced. Does not occur. Thereby, even when applied to a multi-carrier common amplifier, there is an effect that it is possible to prevent the deterioration of the adjacent channel leakage power ratio due to the image component.
[0044]
According to the next invention, two orthogonal IF signals are synthesized by digital quadrature modulation, and then analog quadrature modulation is performed to generate an intermediate frequency (IF) or radio frequency (RF) signal. At this time, the aliasing component is attenuated by an image removal ratio by analog quadrature modulation. Thereby, there is an effect that the attenuation characteristic of the analog low-pass filter or the band-pass filter necessary for suppressing the radiation of the unnecessary aliasing component can be relaxed.
[0045]
According to the next invention, a signal having a sampling frequency equal to four times the IF frequency is equivalently divided by four into four phases to obtain an orthogonal local oscillation signal. The effect is that it can be guaranteed.
[0046]
According to the next invention, since quadrature modulation is performed by digital processing and the modulated analog low-pass filter and D / A converter are made into one system, a gain error between I / Q channels does not occur. Thereby, even when applied to a multi-carrier common amplifier, there is an effect that it is possible to prevent the deterioration of the adjacent channel leakage power ratio due to the image component.
[0047]
According to the next invention, two orthogonal IF signals are synthesized by digital quadrature modulation, and then analog quadrature modulation is performed to generate an intermediate frequency (IF) or radio frequency (RF) signal. At this time, the aliasing component is attenuated by an image removal ratio by analog quadrature modulation. Thereby, there is an effect that the attenuation characteristic of the analog low-pass filter or the band-pass filter necessary for suppressing the radiation of the unnecessary aliasing component can be relaxed.
[0048]
According to the next invention, a signal having a sampling frequency equal to four times the IF frequency is equivalently divided by four into four phases to obtain an orthogonal local oscillation signal. The effect is that it can be guaranteed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a distortion compensation circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a reason why a filter having a steep characteristic is required for an analog low-pass filter or a band-pass filter.
FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a distortion compensation circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating a spectrum of an output signal of an analog quadrature modulation unit.
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a configuration of a conventional distortion compensation circuit.
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a configuration of a conventional distortion compensation circuit.
FIG. 7 is a diagram for explaining a problem of a conventional technique.
[Explanation of symbols]
1-I, 1-Q input terminal, 2 distortion compensation unit, 3, 17 digital quadrature modulation unit, 4, 4-I, 4-Q D / A converter (D / A), 5, 5-I, 5 -Q, 11 Analog low-pass filter (LPF), 6,10 mixer, 7 Bandpass filter (BPF), 8 Power amplifier, 9 Directional coupler, 12 A / D converter (A / D), 13 Digital Quadrature demodulation unit, 14-I, 14-Q digital low-pass filter, 15 distortion detection unit, 16 local oscillation signal, 18 analog quadrature modulation unit.

Claims (4)

無線通信機器にて使用される送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備える歪補償回路において、
前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、
直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、
Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、
を備えることを特徴とする歪補償回路。A distortion detection unit that detects distortion generated in the transmission power amplifier using a part of an output signal of the transmission power amplifier used in a wireless communication device, and a distortion compensation unit that compensates for distortion generated in the transmission power amplifier In a distortion compensation circuit comprising:
Digital quadrature modulation means for orthogonally modulating the digital signal output from the distortion compensator and outputting two-channel intermediate frequency signals orthogonal to each other;
D / A conversion means for individually D / A (digital / analog) conversion of each signal after quadrature modulation;
Analog quadrature modulation means for performing quadrature modulation on the analog signal after D / A conversion and outputting the modulated signal to the transmission power amplifier;
A distortion compensation circuit comprising: 前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする請求項１に記載の歪補償回路。Distortion compensating circuit according to claim 1, characterized in that the sampling frequency in the D / A converter, and four times the center frequency of the output signal of the D / A converter. 送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備えた歪補償回路、を有する送信機において、
前記歪補償回路は、さらに、
前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、
直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、
Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、
を備えることを特徴とする送信機。A distortion compensation circuit comprising: a distortion detection unit that detects distortion generated in the transmission power amplifier using a part of the output signal of the transmission power amplifier; and a distortion compensation unit that compensates for distortion generated in the transmission power amplifier. In a transmitter having
The distortion compensation circuit further includes:
Digital quadrature modulation means for orthogonally modulating the digital signal output from the distortion compensator and outputting two-channel intermediate frequency signals orthogonal to each other;
D / A conversion means for individually D / A (digital / analog) conversion of each signal after quadrature modulation;
Analog quadrature modulation means for performing quadrature modulation on the analog signal after D / A conversion and outputting the modulated signal to the transmission power amplifier;
A transmitter comprising: 前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする請求項３に記載の送信機。4. The transmitter according to claim 3 , wherein the sampling frequency in the D / A conversion means is four times the center frequency of the output signal of the D / A conversion means.
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