JP3915312B2 - 誘電体バリア放電ランプ用給電装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、放電ランプの一種で、誘電体バリア放電によってエキシマ分子を形成し、このエキシマ分子から放射される光を利用する、いわゆる誘電体バリア放電ランプの給電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘電体バリア放電ランプは、例えば特開平２−７３５３号に開示されており、そこには、放電容器にエキシマ分子を形成する放電用ガスを充填し、誘電体バリア放電（別名オゾナイザ放電あるいは無声放電。電気学会発行改定新版「放電ハンドブック」平成１年６月再販７刷発行第２６３ページ参照）によってエキシマ分子を形成せしめ、このエキシマ分子から放射される光を取り出す放射器が記載されている。
【０００３】
誘電体バリア放電ランプは、従来の低圧水銀放電ランプや高圧アーク放電ランプには無い種々の特長を有しているため応用の可能性が多岐にわたっている。とりわけ、近来の環境汚染問題への関心の高まりのなかで、紫外線による光化学反応を応用した無公害の材料処理は、その最も重要な応用のひとつであり、従って、誘電体バリア放電ランプの給電装置に対しても高出力化への強い要求がある。
【０００４】
ここで、誘電体バリア放電ランプ（以下、単に「放電ランプ」ともいう）を点灯するには、例えば、１０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ、２ｋＶ〜１０ｋＶの高周波の交流電圧を印加する必要がある。
このため、一般的には放電ランプに昇圧トランスを接続して、その一次側に接続されたインバータ回路を駆動することで昇圧トランスの二次側に高周波の交流電圧を生成することが行われている。
【０００５】
しかしながら、昇圧トランスの昇圧比のみでランプ電圧を生成させるためには、誘電体バリア放電ランプが前述のごとく高電圧が要求されるので、昇圧トランスの１次２次間漏洩インダクタンス値が大きくなってしまう。
また、誘電体バリア放電ランプは、その発光効率の点から、放電開始直前から急峻な立ち上がりを持つ電圧波形を印加することが好ましいとされているが、このような電圧波形を発生させるためには、昇圧トランスの昇圧比をあまりに大きくすることは好ましくない。
つまり、誘電体バリア放電ランプを点灯する方法として、一般の放電ランプの点灯方式である昇圧トランスの昇圧比のみで所定のランプ電圧を得る方法は好ましい方法とはいえない。
【０００６】
そこで、放電ランプを点灯する方法として、高電圧が要求される負荷に対しては、昇圧トランスのみによってランプ印加電圧を昇圧生成するのではなく、チョッパー回路を昇圧トランスの前段に接続して、このチョッパー回路にもある程度の昇圧機能を負担させるという回路構成も採用されている。そして、この方法を誘電体バリア放電ランプに適用させるという考え方もありえる。
【０００７】
この場合、チョッパー回路のチョッピング周波数は、昇圧トランスを駆動するインバータ回路の周波数よりも十分大きくすることが一般的である。その理由は、チョッパー回路とは、その負荷、すなわちインバータ回路への電荷の流出に伴う平滑コンデンサの電圧低下を、チョッパー回路の高頻度の充電により補うことにより、平滑コンデンサの電圧を、近似的にＤＣ電圧に見えるように制御するもので、チョッパー回路の周波数が高いほど、リップルが減少し、ＤＣ電圧と見なすときの精度が向上するからである。
したがって、チョッパー回路を駆動するための信号発生回路と、インバータ回路を駆動する信号発生回路とは、別個に独立して設けなければならず、どうしてもコスト高になってしまう問題がある。
【０００８】
さらには、最終負荷が誘電体バリア放電ランプのようなコンデンサ的性質を有する特殊なものにあっては、一般の回路と同様の構成を取ることが必ずしも好ましいものとはいえない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、この発明が解決しようとする課題は、昇圧トランスとその一次側に接続されたインバータ回路と、その前段に接続されたチョッパー回路を有する給電装置であって、誘電体バリア放電ランプを効率良く発光できるものを提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明の誘電体バリア放電ランプの給電装置は、誘電体バリア放電によってエキシマ分子を生成する放電用ガスが充填された放電プラズマ空間があって、前記放電用ガスに放電現象を誘起せしめるための両極の電極のうちの少なくとも一方と前記放電用ガスの間に誘電体が介在する構造を有する誘電体バリア放電ランプに対し、概略周期的であって放電開始後尖頭電圧値に達するまでが急峻な波形である交流の高電圧を印加するためのもので、ＤＣ電圧源の電圧を、それよりも高いＤＣ電圧に昇圧して出力するチョッパー回路と、２次側に交流の高電圧を発生する昇圧トランスと、前記チョッパー回路よりの出力を交流に変換して前記昇圧トランスの１次側に供給するためのインバータ回路よりなり、前記チョッパー回路のスイッチ素子を制御するためのゲート信号（Ｇc）が、前記インバータ回路のスイッチ素子を制御するためのゲート信号（ＧU,ＧL）に対して同期して生成され、かつ、このインバータ回路のスイッチ素子を制御するためのゲート信号（ＧU,ＧL）のパルス幅は、前記チョッパー回路のスイッチ素子を制御するためのゲート信号（Ｇc）のパルス幅に関わらず、一定であることを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的に説明する。ここで、本発明は誘電体バリア放電ランプの給電装置に関するものであるが、この給電装置は誘電体バリア放電ランプの特殊な性質に基づいたものであるため、初めに誘電体バリア放電ランプについて説明をする。
図１は誘電体バリア放電ランプの概略を示す。給電装置１に接続された放電ランプ２は、内部に放電プラズマ空間３を有するともに電極４、５がその外表面に存在する。そして、放電ランプ２の発光管６は誘電体も兼ねている。放電プラズマ空間３の内部では７に示すような放電が生じる。給電装置１と放電ランプ２は給電線８によって接続される。
【００１２】
放電ランプ２を点灯させる際には、その両電極４，５に高周波の交流電圧を印加させる必要があるが、放電空間３と電極４，５の間には、誘電体が介在するため、電極４，５から放電プラズマ空間３に対して直接、電流が流れるのではなく、誘電体がコンデンサ的な働きをすることによって電流が流れる。
【００１３】
放電プラズマ空間３には、キセノンガス等が封入されるが、キセノンガスは電圧の印加によりイオンと電子に分離してキセノンプラズマとなる。このプラズマの中で特定のエネルギー準位に励起されたキセノンが結合し、エキシマ分子は形成される。キセノンエキシマはある寿命時間を経過すると解離してしまうが、この時に開放されるエキルギーが真空紫外光として放射される。したがって、ランプから効率的に紫外線を放射させるためには、エキシマ分子を効率的に生成することが重要である。そのためには、放電プラズマをエキシマ分子生成に寄与しないエネルギー準位へ励起してしまうことを防止することである。
【００１４】
放電ランプ２に電圧を印加すると、ある電圧に達したときに放電を開始する。放電開始直後の放電プラズマ空間では電子運動が激しく集団的に行われ、放電プラズマはエキシマ分子を形成するために必要な共鳴状態に遷移する確率が非常に高い。しかし、放電時間が長く経過するにつれてプラズマ温度も上昇して、エキシマ分子を形成できないような、より高い励起状態に遷移する確率が上昇する。さらに、エキシマ分子が形成された場合でも、寿命時間の経過を待って所期の光子を放出して自然に解離する前に、後続の放電により、エキシマ分子が破壊される場合もある。例えば、キセノンエキシマの場合は、放電開始から真空紫外光の放出まで、約１μ秒程度の時間を要し、この期間内での後続の放電や再放電はエキシマ発光の効率を低下させてしまうので好ましくない。
【００１５】
つまり、給電装置１から放電ランプ２に対する電圧の印加では、印加電圧を上昇させて行き、放電開始電圧に達して放電が一旦開始されれば、その後は、できるだけ速やかに電圧印加を終了させることが効果的である。
また、ランプの発光効率を向上させるためには、ランプ印加電圧の変化速度が放電開始直前から、放電開始後の尖頭電圧値に達するまでの期間において急峻であることが求められる。この尖頭電圧値の大きさが１回の放電のランプ投入エネルギーに直接関連するため、放電開始直前から、放電開始後の尖頭電圧値に達するまでの期間において、最適なランプ印加電圧波形を安定的に繰り返すことができることが必要である。
したがって、誘電体バリア放電ランプの給電装置は、このような誘電体バリア放電ランプの特有の性質を十分に考慮したものであることが好ましい。
【００１６】
図２は給電装置１の回路構成を示す。
ＤＣ電圧源１０からチョッパー回路１１、インバータ回路１２、昇圧トランス１３を介して誘電体バリア放電ランプ２が接続される。
チョッパー回路１１は、ＦＥＴ等を利用したスイッチ素子を利用して構成され、ＤＣ電圧源１０のＤＣ電圧（Ｖi）を、それよりも高いＤＣ電圧（Ｖj）に昇圧するという機能を有する。
このチョッパー回路１１の出力電圧（Ｖj）は、インバータ回路１２に供給される。インバータ回路１２はＦＥＴ等を利用したスイッチ素子を使用して構成され、チョッパー回路１１の出力電圧（Ｖj）を交流に変換して昇圧トランス１３の１次側に供給することにより、前記昇圧トランス１３の２次側には、交流高電圧の出力（Ｖs）が発生する。
この交流高電圧の出力（Ｖs）は、誘電体バリア放電ランプ２の点灯のために供される。インバータ回路１２は、インバータゲート信号発生回路２２からのゲート信号（ＧU,ＧL）で駆動され、交流が所期の周波数とデューティサイクル比を有するものとなるように、インバータ回路１２のスイッチ素子は制御される。また、チョッパゲート信号発生回路２３は、ゲート信号（Ｇc）を生成し、チョッパー回路１１を駆動制御することで、インバータ回路１２に供給するＤＣ電圧（Ｖj）を制御する。
【００１７】
このように、チョッパー回路１１は、昇圧トランス１３での昇圧比をある程度に抑え、その補足分を補うように昇圧能力を有して、昇圧トランス１３に対して安定な電圧を出力するという意味で重要な役割を果たす。
【００１８】
ここで、チョッパー回路１１の昇圧能力は、そのスイッチ素子に供給される、ゲート信号（Ｇc）のパルス幅によって決まる。あるいは、ゲート信号（Ｇc）の周波数を決めれば、そのデューティサイクル比によってチョッパー回路１１の昇圧能力が決まる。
【００１９】
ここで、誘電体バリア放電ランプが効率的な発光をするためには、前述のごとく、放電開始直前から急峻な立ち上がり波形を有する電圧を印加するとともに、一旦放電が開始したならばその後は速やかに電圧の印加を停止させることが効果的である。つまり、１回の放電が終了すると次の放電が開始までの期間においてはランプ印加電圧波形については何ら制約されるものではなく、チョッパー回路の出力電圧も常にリップルを減少させてＤＣ電圧源とする必要性もない。
【００２０】
ただし、前述のように、ランプ印加電圧の変化速度が放電開始直前から、放電開始後の尖頭電圧値に達するまでの期間において急峻であることが求められる。したがって、チョッパー回路の出力電圧のリップルを減少させる必要がない場合には、チョッパー回路とインバータ回路のゲート駆動を同期させて生成することが効果的である。このように、誘電体バリア放電ランプの、負荷としての特殊性を巧妙に利用できることは、本発明の優れている点の一つである。
【００２１】
次に、本発明の第１の特徴であるチョッパー回路とインバータ回路のゲート駆動の同期を図を使って具体的に説明する。
図２において、インバータ回路１２の動作周波数を決めるための１個の発振回路２０があり、この発振回路２０よりの発振信号２１は、インバータゲート信号発生回路２２に入力される。インバータゲート信号発生回路２２が出力するゲート信号（ＧU,ＧL）は、パルス幅設定回路２４を介して、インバータ回路１２に入力されるとともに、チョッパゲート信号発生回路２３に対しても入力される（図において実線矢印）。チョッパゲート信号発生回路２３は、インバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）に基づいて動作することによってチョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）を生成する。
このような構成により、チョッパー回路１１のスイッチ素子を制御するためのチョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）は、インバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）に対して確実に同期して生成される。
【００２２】
また、他の同期方法も紹介する。インバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）が前記チョッパゲート信号発生回路２３に対して入力される代わりに、発振回路２０よりの発振信号２１がチョッパゲート信号発生回路２３に対して入力されるようにし、チョッパゲート信号発生回路２３は、発振信号２１に基づいて動作することによってチョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）を生成するものとしてもよい（この場合は、図における点線矢印を意味し、実線矢印は不要となる）。チョッパー回路１１のスイッチ素子を制御するためのチョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）は、インバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）に対して確実に同期して生成される。
【００２３】
次に、本発明の第２の特徴であるインバータゲート信号発生回路２２からの出力信号（ＧU,ＧL）のパルス幅を一定にすることについて説明する。インバータゲート信号発生回路２２からの出力信号であるゲート信号（ＧU,ＧL）は、インバータ回路１２に入力する前にパルス幅設定回路２４に入力する。これは、インバータ回路におけるパルス幅を常に一定にするためのものである。チョッパー回路１１の出力電圧Ｖｊは、安定化のためフィードバック制御されているが、この制御でチョッパーゲート信号（Ｇc）のパルス幅が増減することにより、インバータ用ゲート信号（ＧU,ＧL）も付随して増減することを防止している。パルス幅設定回路２４は、具体的には、モノステーブルマルチバイブレータや微分回路で構成するのである。
【００２４】
ここで、パルス幅設定回路２４によりインバータ用ゲート信号のパルス幅を一定にすることによる利点をもう少し説明する。
すなわち、昇圧トランス１３の二次側電圧波形にはリンギングが重畳されているが、インバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）がオフとなるタイミングが、このリンギングとの関係で不所望なタイミングでオフしてしまうと、トランス１次側電圧へも影響を与える。この影響はチョッパー回路１１の出力電圧への影響も変化するので、結果として、チョッパーゲート信号の幅の制御に影響してしまう。つまり、チョッパーゲート信号の幅の増減に対応する成分に、インバータ用ゲート信号の幅の増減に起因する成分が混入してフィードバック制御に誤差が生じることがある。
このような悪影響を避けるべくインバータ回路用ゲート信号の幅を常に一定にすることが必要となる。
【００２５】
パルス幅設定回路２４が規定するパルス幅は、定常点灯状態でのチョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）のパルス幅の最小幅より小さくするか、定常点灯状態でのチョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）のパルス幅の最大値より大きくするのがよい。これは、このパルス幅の領域であれば、チョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）のパルス幅の変動がインバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ、ＧＬ）がオフとなるタイミングでの昇圧トランス（１３）の２次側電圧に影響しないからである。なお、点灯開始時等の非定常点灯状態においては、この条件は全く無視して良い。
【００２６】
このように、本発明の誘電体バリア放電ランプの給電装置は、インバータ回路１２の前段にチョッパー回路１１を設置している。そして、ランプ印加電圧の変化速度について、放電開始直前から、放電開始後の尖頭電圧値に達するまでの期間において、エキシマ発光の効率低下を来さないために必要な急峻さの観点に沿って、昇圧トランス１３の昇圧比が、過大でない適当な値に抑制された状態であっても、チョッパー回路１１は、その昇圧能力が昇圧トランス１３の昇圧比の不足分を補うことができる。
そして、本願発明は第１の特徴として、チョッパー回路とインバータ回路のゲート信号の駆動の同期を図っている。このようにすることで、ランプ印加電圧の変化速度が放電開始直前から放電開始後の尖頭電圧値に達するまでの期間において急峻であることが求められる誘電体バリア放電ランプに適した給電装置を提供することができる。
そして、第２の特徴として、インバータ用ゲート信号のパルス幅を常に一定にするパルス幅設定回路を設けることにより、チョッパーゲート信号のフィードバック制御は、インバータ用ゲート信号の幅の増減に起因する不所望な影響を受けることがない。
【００２７】
ここで、図５、図６にチョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）、インバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ、ＧＬ）のタイミングチャートを示す。
図５は、このようなチョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）、インバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ1、ＧＬ1）と昇圧トランス１３の二次側に発生する交流高電圧（Ｖｓ）の関係を示す。チョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）のパルス幅はチョッパ回路の出力電圧の変化に対応してフィードバック制御によって変化する。一方、インバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ、ＧＬ）のパルス幅は一定に設定され、交流高電圧（Ｖｓ）のリンギングの位相（Ｔvs）に合わせて設定されている。
図６は、チョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）、インバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ、ＧＬ）のタイミングを示すもので、（ａ）図はチョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）とパルス幅設定回路２４に入力する前のインバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ0、ＧＬ0）の関係を示す。同図より、両者は駆動が同期しており両者のパルス幅が等しいことが示される。
（ｂ）図はパルス幅設定回路２４にモノステーブルマルチバイブレータを使った場合のパルス幅設定回路２４の出力であるインバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ1、ＧＬ1）を示す。モノステーブルマルチバイブレータとはパルス幅を入力すると回路定数で決まる一定時間の矩形パルスを出力するもので、チョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）のパルス幅が変化してもインバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ1、ＧＬ1）は変化していないことが示される。
（ｃ）図はパルス幅設定回路２４に微分回路を使った場合のパルス幅設定回路２４の出力であるインバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ2、ＧＬ2）を示す。微分回路とは入力信号の立ち上がりに対応したパルス（信号）を出力するものである。同図より、インバータ回路用ゲート信号（Ｇｕ0、ＧＬ0）の各々に立ち上がりに同期して信号（Ｇｕ2、ＧＬ2）を出力していることが示される。なお、微分回路の場合は矩形状ではないが信号の減衰カーブを一定にできるので、交流高電圧のリンギングの問題の影響を受けないように設定することが可能となる。ここで、通常の負荷の場合にインバータ回路のＦＥＴのゲート信号としてこのような減衰波形を入力すると、ＦＥＴのオフ時の遷移が緩慢であるので、ドレイン電流が徐々に変化し、結果的に大きなドレイン損失が発生し、ＦＥＴは発熱する。しかし、誘電体バリア放電ランプが負荷の場合は、このランプのコンデンサ的構造のため、ＦＥＴのゲート信号をオフにしなくても、ＦＥＴのドレイン電流は放電後すぐに勝手にオフになるため、ゲート信号が減衰波形的であってもドレイン損失はほとんど発生しない。
【００２８】
以上はパルス幅設定回路の説明であったが、本発明では、１個の発振回路２０のみで構成できるため、経済的にも効果があり、チョッパー回路１１のスイッチ素子を制御するためのチョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）は、インバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）に対して確実に同期して生成されるようにしたことによって、尖頭電圧値の大きさが１回の放電のランプ投入エネルギーに直接関連するため、放電開始直前から、放電開始後の尖頭電圧値に達するまでの期間におけるランプ印加電圧波形の繰り返し再現性が、動作の安定のために必要である条件をも満足することがわかる。
【００２９】
【実施例】
図３は、本発明の誘電体バリア放電ランプの給電装置の簡略化された回路図の一例である。
【００３０】
まず、チョッパー回路とその前段について説明する。
ＤＣ電圧（Ｖi）のＤＣ電圧源は外部より供給されるものとしている。ＤＣ電圧源にはコンデンサ（３２）が装荷された上で、チョークコイル（３３）を介してＦＥＴ等を利用したスイッチ素子（３４）に接続される。スイッチ素子（３４）がオン状態からオフ状態に遷移したときに、チョークコイル（３３）に発生する誘導電圧は、昇圧されたＤＣ電圧（Ｖj）としてダイオード（３５）を介して平滑コンデンサ（３６）に蓄えられる。因みに、前記チョークコイル（３３）、スイッチ素子（３４）、ダイオード（３５）そして平滑コンデンサ（３６）よりなるチョッパー回路は、昇圧型チョッパー回路と呼ばれる。チョッパー回路用スイッチ素子（３４）には、コンデンサ（３７）と抵抗（３８）等よりなる、サージ吸収用のスナバ回路を設ける場合がある。
【００３１】
次に、インバータ回路を説明すると、ＦＥＴ等を利用したスイッチ素子（１４,１５）、昇圧トランス１３より構成されるインバータ回路は、例えば、プッシュプル方式のものが使われる。チョッパー回路出力電圧（Ｖj）は前記昇圧トランス１３の１次側の中点タップに接続される。ここで、昇圧トランス１３は、前記した、ランプ印加電圧の変化速度について、放電開始直前から、放電開始後の尖頭電圧値に達するまでの期間において、エキシマ発光の効率低下を来さないために必要な急峻さを有するものを設置する。
【００３２】
次に、インバータゲート信号発生回路を説明すると、コンデンサ（４０）、抵抗器（４１）の素子定数に従う周波数の鋸歯状波を発生する鋸歯状波発振回路（３９）の出力は、電圧比較器（４２）の一方の入力端子に入力される。電圧比較器（４２）の他方の入力端子には、演算増幅器（４３）よりの出力信号が入力され、鋸歯状波発振回路（３９）の出力鋸歯状波と演算増幅器（４３）よりの出力信号の電圧の高低関係に応じてデューティサイクル比が変調された矩形波の発振信号２１が、電圧比較器（４２）から出力される。
【００３３】
電圧比較器（４２）からの発振信号は、フリップフロップ（４４）、論理積回路（４５,４６）、トランジスタ（４７,４８）そして抵抗器（４９,５０）からなるインバータゲート信号発生回路に入力され、これによりインバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）が生成される。発生したインバータ回路用ゲート信号は、パルス幅設定回路を構成するトランジスタ(６１，６２，６３，６４)、コンデンサ(６５，６６)、抵抗(６７，６８)を介して、インバータ回路を構成する抵抗(５１，５２)、トランジスタ(１５，１５)に入力する。
【００３４】
チョッパゲート信号発生回路を説明すると、ダイオード（５３,５４）、抵抗器（５５）よりなる信号加算器を用いて構成され、これに対し、インバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）が入力されることにより、チョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）が生成される。なお、信号加算器によりチョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）を生成する方法は、インバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）に対して同期してこれを生成方法のうちでも、最も簡単なものの一つである。チョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）は、トランジスタ（５６,５７）よりなるバッファ回路、コンデンサ（５８）と抵抗器（５９）よりなる微分回路、抵抗器（６０）を介して、チョッパー回路用スイッチ素子（３４）の制御端子、すなわちゲート端子に入力される。
【００３５】
ここで、トランジスタ（５６,５７）よりなるバッファ回路、コンデンサ（５８）と抵抗器（５９）よりなる微分回路は、チョッパー回路用スイッチ素子（３４）がオフ時損失が発生し易いために、これを低減する目的で付加してあるもので、要不要に鑑みて省略しても構わない。また、トランジスタ（６１，６２，６３，６４）よりなるバッファ回路も要不要に鑑みて省略しても構わない。コンデンサ（６５，６６）、抵抗（６７，６８）よりなる微分回路に電流を十分に流し、急峻な立ち上がり動作をさせる目的で付加しているにすぎないからである。
【００３６】
図４は、インバータ回路用スイッチ素子（１４,１５）、チョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）、チョークコイル（３３）の電流（ＩL）、チョッパー回路出力電圧（Ｖj）およびランプ印加電圧波形（Ｖs(ｔ)）の関係を概念的に記載したものである。以下、この図について簡単に説明する。
なお、図４はパルス幅設定回路２４が規定するパルス幅が定常点灯状態でのチョッパー回路用ゲート信号（Ｇｃ）のパルス幅より小さい状態について記載している。
【００３７】
２つのインバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）のうちの何れか一方がハイレベルになるときは、チョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）がハイレベルとなっている。このため、チョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）の周波数は、回路動作の周波数、すなわち、インバータ回路用スイッチ素子（１４,１５）それぞれの周波数の２倍になっている。チョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）がハイレベルのときは、チョッパー回路用スイッチ素子（３４）がオンになることにより、チョークコイル（３３）の電流（ＩL）が増加し、チョークコイル（３３）には磁気エネルギーが蓄積されてゆく。チョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）がローレベルになると、チョッパー回路用スイッチ素子（３４）がオフになって、チョークコイル（３３）の電流（ＩL）が減少することにより、チョークコイル（３３）に蓄積された磁気エネルギーが、電気エネルギーとして平滑コンデンサ（３６）に充電される。
【００３８】
一方、インバータ回路については、２つのインバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）のうちの何れか一方がハイレベルとなると、２つのインバータ回路用スイッチ素子（１４,１５）のうちの対応する一方がオンになり、昇圧トランス１３２次側において、ランプ印加電圧波形（Ｖs(ｔ)）は、極性が逆転する方向に向けて急峻に変化し、そして誘電体バリア放電ランプ２において放電が発生する。前記のように、誘電体バリア放電ランプは、誘電体（６，７）がコンデンサの働きをすることによって電流が流れる構造を有し、基本的に全体としてコンデンサであるため、２つのインバータ回路用スイッチ素子（１４,１５）のうちの一方がオンになった直後には、スイッチ素子およびランプにパルス的な電流が流れるものの、放電が終了後は、ランプには有意な電流は流れない。
【００３９】
したがって、２つのインバータ回路用スイッチ素子（１４,１５）のうち一方がオンであっても、スイッチ素子には、昇圧トランス１３の１次側インダクタンスの大きさに依存してゆっくりと増加する電流、いわゆる励磁電流が流れるのみで、これは、前記のインバータ回路用スイッチ素子がオンになった直後に流れるパルス的な電流に比して非常に小さい。つまり、前記のインバータ回路用スイッチ素子がオンになった直後に流れるパルス的な電流が終了後は、前記平滑コンデンサ（３６）から流し出される電荷は少ないため、前記チョッパー回路出力電圧（Ｖj）はほぼ一定である。図４において、２つのインバータ回路用ゲート信号（ＧU,ＧL）のうちの何れか一方がハイレベルになったときにチョッパー回路出力電圧（Ｖj）がステップ的に低下し、その後はほぼ一定的に描かれているのは、この事情による。
【００４０】
ハイレベルであったチョッパー回路用ゲート信号がローレベルに復帰すると、前記チョッパー回路出力電圧（Ｖj）が上昇するのは、前記のように前記チョッパー回路用スイッチ素子（３４）がオフになって、前記平滑コンデンサ（３６）に充電されることによる。この期間は、２つの前記インバータ回路用スイッチ素子（１４,１５）は、両方ともオフであるから、チョッパー回路が平滑コンデンサ（３６）に充電することによるチョッパー回路出力電圧（Ｖj）のリプル、すなわち変動は、ランプ印加電圧波形（Ｖs(ｔ)）には全く現れない。
一方、パルス幅設定回路が規定するパルス幅が、定常点灯状態でのチョッパ回路用ゲート信号（Ｇｃ）のパルス幅より大きい場合、チョッパ回路用スイッチ素子（３４）がオフになった直後のチョッパ回路出力電圧（Ｖｊ）の上昇電圧が、ランプ印加電圧波形（Ｖｓ（ｔ））に重畳するが、チョッパ回路出力電圧（Ｖｊ）の上昇完了後にインバータ回路用スイッチ素子（１４，１５）がオフになり、このときのランプ印加電圧波形（Ｖｓ（ｔ））は概略一定であるから、前記したフィードバック制御に誤差が生じる問題はない。
【００４１】
以上に述べた図４の説明より明らかなように、図３の実施例においては、チョッパー回路出力電圧（Ｖj）に明らかなるリップルが存在しているにもかかわらず、また、チョッパゲート信号発生回路として、極めて簡単なダイオード（５３,５４）、抵抗器（５５）よりなる信号加算器を用いているにもかかわらず、誘電体バリア放電ランプの良好な点灯に何ら悪影響を及ぼすことがない。このように、誘電体バリア放電ランプの、負荷としての特殊性を巧妙に利用できることは、本発明の優れている点の一つである。
パルス幅設定回路が規定する各スイッチ素子（１４、１５）に対するパルス幅は、厳密に同じでなくても良い。通常のこの種のインバータの場合は、各ゲートパルス幅に相違があると、トランスの偏励磁の問題が発生するが、前記のように、誘電体バリア放電ランプは放電が終了後はランプには有意な電流が流れないため、パルス幅設定回路が規定するパルス幅に差異があっても偏励磁の問題はほとんど生じない。なお、図３においては、トランジスタ（６１、６２）、コンデンサ６５、抵抗６９で構成される回路と、トランジスタ（６３、６４）、コンデンサ６６、抵抗６８で構成される回路が、事実上、第1のパルス幅設定回路と第２のパルス幅設定回路のようなイメージで独立して存在している。
【００４２】
図３の実施例においては、ランプ投入電力のフィードバック安定化制御機能も含まれている。これについては、本出願人の先願である特願平１０−７８５２９号を参考にされたい。
【００４３】
なお、図３の実施例において、インバータ回路はプッシュプル方式のものを例示したが、ハーフブリッジ方式のものやフルブリッジ方式のものでもよく、さらに、スイッチ素子が１個のものなど、他のインバータ方式のものでもよい。また、チョッパー回路用ゲート信号（Ｇc）を生成する方法として、ダイオード（５３,５４）、抵抗器（５５）よりなる信号加算器について記載したが、記載の信号加算器の出力を反転したものや、位相をずらせたものなどでもよい。さらに、チョッパー回路については、図３に記載の昇圧型チョッパー回路以外にも、例えば昇降圧型と呼ばれるものなど、他の形式のものでもよい。
本発明の誘電体バリア放電ランプ用給電装置が有する優れた特徴は、例えば、ランプ封体ガラスの内面や外面に蛍光体層を形成せしめる場合をも含め、発生する紫外線によって蛍光体を発光させるような応用においても特に有効である。
【００４４】
【発明の効果】
この発明の誘電体バリア放電ランプの給電装置は、昇圧トランスとその一次側に接続されたインバータ回路と、その前段に接続されたチョッパー回路を有して、誘電体バリア放電ランプを効率良く発光することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】誘電体バリア放電ランプを示す。
【図２】誘電体バリア放電ランプ光源装置用給電装置を示す。
【図３】誘電体バリア放電ランプ光源装置用給電装置の一実施例を示す。
【図４】誘電体バリア放電ランプ光源装置用給電装置の電気回路の各部波形の概念図を示す。
【図５】本発明のパルス幅設定回路の説明するための図を示す。
【図６】本発明のパルス幅設定回路を説明するための図を示す。
【符号の説明】
１ 給電装置
２ 誘電体バリア放電ランプ
３ 放電プラズマ空間
４、５ 電極
１１ チョッパー回路
１２ インバータ回路
１３ 昇圧トランス

Claims (1)

1. 誘電体バリア放電によってエキシマ分子を生成する放電用ガスが充填された放電プラズマ空間（３）があって、前記放電用ガスに放電現象を誘起せしめるための両極の電極（４，５）のうちの少なくとも一方と前記放電用ガスの間に誘電体（６）が介在する構造を有する誘電体バリア放電ランプ（２）に対し、概略周期的であって放電開始後尖頭電圧値に達するまでが急峻な波形である交流の高電圧を印加するための誘電体バリア放電ランプ用給電装置について、
   ＤＣ電圧源（１０）の電圧を、それよりも高いＤＣ電圧に昇圧して出力するチョッパー回路（１１）と、２次側に交流の高電圧を発生する昇圧トランス（１３）と、前記チョッパー回路（１１）よりの出力を交流に変換して前記昇圧トランス（１３）の１次側に供給するためのインバータ回路（１２）よりなり、
   前記チョッパー回路（１１）のスイッチ素子を制御するためのゲート信号（Ｇc）が、前記インバータ回路（１２）のスイッチ素子を制御するためのゲート信号（ＧU,ＧL）に対して同期して生成され、
   かつ、このインバータ回路（１２）のスイッチ素子を制御するためのゲート信号（ＧU,ＧL）のパルス幅は、前記チョッパー回路（１１）のスイッチ素子を制御するためのゲート信号（Ｇc）のパルス幅に関わらず、一定であることを特徴とする誘電体バリア放電ランプ用給電装置。

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