JP3913455B2 - Wireless reception system - Google Patents

Description

【００５８】
ここで、信号ＲＸj （ｔ）は、ｊ番目（ｊ＝１，２，３，４）のアンテナの受信信号を示し、信号Ｓｒｘi （ｔ）は、ｉ番目（ｉ＝１，２）のユーザが送信した信号を示す。
【００５９】
さらに、係数ｈjiは、j 番目のアンテナに受信された、i 番目のユーザからの信号の複素係数を示し、ｎj （ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれるノイズ（雑音）を示している。
【００６０】
上の式（１）〜（４）をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。
【００６１】
【数２】

【００６２】
なお式（６）〜（８）において、［…］^T は、［…］の転置を示す。
ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号ベクトル、Ｈ_i はｉ番目のユーザの受信応答ベクトル、Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。
【００６３】
アダプティブアレイアンテナは、図１に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数ｗｒｘ1i〜ｗｒｘ４iを掛けて合成した信号を受信信号ＳRX（ｔ）として出力する。
【００６４】
さて、以上のような準備の下に、たとえば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ1 （ｔ）を抽出する場合のアダプティブアレイの動作は以下のようになる。
【００６５】
アダプティブアレイの出力信号ｙ１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウェイトベクトルＷ1 のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。
【００６６】
【数３】

【００６７】
すなわち、ウェイトベクトルＷ1 は、ｊ番目の入力信号ＲＸj （ｔ）に掛け合わされる重み係数ｗｒｘj 1（ｊ＝１，２，３，４）を要素とするベクトルである。
【００６８】
ここで式（９）のように表わされたｙ１（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベクトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。
【００６９】
【数４】

【００７０】
ここで、アダプティブアレイが理想的に動作した場合、周知な方法により、ウェイトベクトルＷ1 は次の連立方程式を満たすようにウェイトベクトル制御部１１により逐次制御される。
【００７１】
【数５】

【００７２】
式（１２）および式（１３）を満たすようにウェイトベクトルＷ1 が完全に制御されると、アダプティブアレイ１００からの出力信号ｙ１（ｔ）は、結局以下の式のように表わされる。
【００７３】
【数６】

【００７４】
すなわち、出力信号ｙ１（ｔ）には、２人のユーザのうちの第１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ1 （ｔ）が得られることになる。
【００７５】
［無線装置１０００の動作の概要］
図２は、無線装置１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。
【００７６】
無線装置１０００においては、アダプティブアレイのウェイトベクトル（重み係数ベクトル）が各アンテナ素子における受信応答ベクトルにより一意に表わせることに着目し、受信応答ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウェイトを推定する。
【００７７】
まず、受信部ＳＲ１において、受信信号に基づいて、受信信号の伝搬路の推定を行う（ステップＳ１００）。伝搬路の推定は、式（１）〜（４）において、ユーザから送られる信号のインパルス応答を求めることに相当する。
【００７８】
言い換えると、式（１）〜（４）において、たとえば、受信応答ベクトルＨ₁が推定できれば、ユーザＰＳ１からの信号受信時の伝送路の推定が行なえることになる。
【００７９】
つづいて、送信応答ベクトル推定機３２が、送信時の伝搬路の予測、すなわち、受信時の受信係数ベクトルから送信時点での受信係数ベクトルの予測を行う（ステップＳ１０２）。この予測された受信係数ベクトルが送信時の送信係数ベクトルに相当する。
【００８０】
さらに、送信ウェイトベクトル計算機３０が、予測された送信応答ベクトルに基づいて、送信ウェイトベクトルの計算を行い、乗算器１５−１〜１５−４に出力する（ステップＳ１０４）。
【００８１】
［受信応答ベクトル計算機２２の動作］
つぎに、図１に示した無線装置１０００の受信応答ベクトル計算機２２の動作について説明する。
【００８２】
まず、アンテナ素子数を４本、同時に通信するユーザ数を２人とした場合、各アンテナを経て受信回路から出力される信号は、上述した式（１）〜（４）で表わされる。
【００８３】
このとき、この式（１）〜（４）で表わされるアンテナの受信信号をベクトルで表記した式を再び記すことにすると、以下の式（５）〜（８）のようになる。
【００８４】
【数７】

【００８５】
ここで、アダプティブアレイが良好に動作していると、各ユーザからの信号を分離・抽出しているため、上記信号Ｓｒｘi （ｔ）（ｉ＝１，２）はすべて既知の値となる。
【００８６】
このとき、信号Ｓｒｘi （ｔ）が既知の信号であることを利用して、受信応答ベクトルＨ₁ ＝［ｈ11，ｈ21，ｈ31，ｈ41］およびＨ₂ ＝［ｈ12，ｈ22，ｈ32，ｈ42］を以下に説明するようにして導出することができる。
【００８７】
すなわち、受信信号と既知となったユーザ信号、たとえば第１のユーザからの信号Ｓｒｘ1 （ｔ）を受信信号Ｘ（ｔ）に掛け合って、アンサンブル平均（時間平均）を計算すると以下のようになる。
【００８８】
【数８】

【００８９】
式（１６）において、Ｅ［…］は、時間平均を示し、Ｓ* （ｔ）は、Ｓ（ｔ）の共役複素を示す。この平均をとる時間が十分長い場合、この平均値は以下のようになる。
【００９０】
【数９】

【００９１】
ここで、式（１８）の値が０となるのは、信号Ｓｒｘ1 （ｔ）と信号Ｓｒｘ2 （ｔ）に互いに相関がないためである。また、式（１９）の値が０となるのは、信号Ｓｒｘ1 （ｔ）と雑音信号Ｎ（ｔ）との間に相関がないためである。
【００９２】
したがって、式（１６）のアンサンブル平均は結果として以下に示すように、受信応答ベクトルＨ₁ に等しくなる。
【００９３】
【数１０】

【００９４】
以上のような手続により、第１番目のユーザＰＳ１から送信された信号の受信応答ベクトルＨ₁ を推定することができる。
【００９５】
同様にして、入力信号ベクトルＸ（ｔ）と信号Ｓｒｘ2 （ｔ）のアンサンブル平均操作を行なうことで、２番目のユーザＰＳ２から送信された信号の受信応答ベクトルＨ₂ を推定することが可能である。
【００９６】
上述のようなアンサンブル平均は、たとえば、受信時の１つのタイムスロット内の先頭の所定数のデータシンボル列と最後尾の所定数のデータシンボル列について行われる。
【００９７】
しかし、この応答ベクトルの推定を１スロット区間内で１つ求めて算出すると、フェージングなどによりスロット内の応答ベクトルが変動してしまった場合、正確な復元信号を生成することができなくなってくる。そこで、この発明では、後述するように、１スロット区間内の応答ベクトルを複数点推定し、この複数の応答ベクトルから各サンプルの応答ベクトルを算出するように構成したものである。
【００９８】
なお、本発明は無線受信システムにおいて、受信時の処理を中心としたものであるので、ここでは、送信応答ベクトルの推定等については説明を割愛する。
【００９９】
次に、図４は、本発明の応答ベクトル推定の前提となる応答ベクトルの推定原理を説明するための概念図である。「理想状態」とは、フェージングなどがなく応答ベクトルが変動しない場合である。
【０１００】
図１の受信応答ベクトル計算機２２によって、図２のステップＳ１００において、計算された上り回線の同一スロット内の前縁部で受信応答ベクトルを推定して求める。そして、この受信応答ベクトルに基づいて、外挿を行うことによって受信応答ベクトルを推定してゆく。
【０１０１】
ここで、図３の「理想状態」とは受信応答ベクトルに推定誤差がないことを前提としている。即ち、スロット１内で１つの応答ベクトルを推定し、１スロット内の各シンボルの応答ベクトルとして算出している。推定誤差がないと正しいレプリカ信号が作成できる。
【０１０２】
しかしながら、図３のＢに示すように、フェージングなどにより応答ベクトルに変動が生じてしまった場合、実際の応答ベクトルと理想状態を基準として推定した応答ベクトルとの間に誤差が生じる。このように、ノイズやサンプリング誤差による推定誤差のために、受信応答ベクトルがずれた場合、これらの受信応答ベクトルに基づいて、同様に直線外挿を行えば、正確な応答ベクトルが得られないことになる。
【０１０３】
上述したように、応答ベクトルは、エラーフリーユーザの再変調信号と受信信号（アンテナ入力信号）の相関のアンサンブル平均により推定される。そして、応答ベクトルに誤差が含まれると、干渉除去時に誤った情報を除去することになり、結果として必要な情報を除去してしまったり、ノイズを挿入することになるため、応答ベクトルは精度が要求される。
【０１０４】
そこで、本発明では、受信応答ベクトルの推定を複数の応答ベクトルから算出するものである。図４は、本発明の応答ベクトル推定の推定原理を説明するための概念図である。
【０１０５】
この図４に示す実施形態においては、前縁部（全ての参照（ＵＷ）信号が重なる区間）と中央部（ランプガードを除いた全てのユーザ信号が重なる区間）の２箇所の応答ベクトルを推定し、その情報を用いて内外挿し、１スロット内の各サンプルにおける応答ベクトルを算出している。このように、複数の点から応答ベクトルを推定することでフェージングなどにより、応答ベクトルが変動した場合にも対応することができる。
【０１０６】
以下に、上記前縁部、中央部で推定する応答ベクトルの推定方法につき、４多重された受信信号Ｘからユーザ１の応答ベクトルｈ１を推定する場合を例にとり説明する。
【０１０７】
受信信号Ｘは式（３１）の通り表されるものとする。
【０１０８】
Ｘ＝（ｈ１＊Ｄ１）＋（ｈ２＊Ｄ２）＋（ｈ３＊Ｄ３）＋（ｈ４＊Ｄ４）＋ｎ…（３１）
ここで、Ｄｉおよびｈｉ（ｉ＝１，２，３，４）はユーザｉにおける再変調信号及び応答ベクトル，ｎはノイズである。
【０１０９】
ここで、式（３２）のように、式（３１）の両辺にユーザ１の再変調信号Ｄ１をかけ、信号相関のアンサンブルの平均をとる。
【０１１０】

【０１１１】
ここで、Ｄ^*はベクトルＤの各要素の複素共役をとり、更に転置したものとする。
また、Ｅ[Ｄ１＊Ｄ１^*]＝１，Ｅ[ｎ＊Ｄ１^*]＝０である。
ｉ＝１を除くＥ[Ｓｉ＊Ｓ１^*]の項において、Ｓｉユーザがエラーフリー（既知信号）ではない場合は、Ｅ[Ｓｉ＊Ｓ１^*]＝０と近似する。ただし、エラーユーザ信号も利用する場合には、Ｅ[Ｓｉ＊Ｓ１^*]は実際に計算する。
【０１１２】
上記（３２）式において、相関をとる項が自己相関のみの場合には、式（３２）はＥ[Ｘ＊Ｄ１^*]＝ｈ１となり、容易に求まるが、相互相関をとる場合には、そのユーザに関する式（３２）を同様にたて、連立方程式（行列演算）により、それぞれの応答ベクトルを算出する。
【０１１３】
なお、ユーザ同士の信号相関をとる際には、信号相関を求めるユーザｉのシンボルタイミングを基準とし、全ユーザの情報の時刻をサンプル単位で一致させる必要がある。上記式（３２）の場合は、ユーザ１のシンボル同期位置（サンプル位置）から１シンボル毎にデータを取り出し計算する。
【０１１４】
なお、ランプガード部の応答ベクトルは、電力の立ち上がり／立ち下がり区間となるため上記の方法では推定できない。
【０１１５】
上記のような手法を用いて、前縁部と中央部の２つの応答ベクトルを推定する。この前縁部と中央部の信号相関のアンサンブル平均により推定された応答ベクトルの値はそれぞれのアンサンブル平均区間の中央の値とみなす。
【０１１６】
上記により得られた前縁部、中央部の２点の応答ベクトル値を用いて、当該スロットの各サンプルの応答ベクトルを受信応答ベクトル算出器２２が算出する。この算出に際して、２点間の中にあるサンプル点のものは内挿し、外にあるものは外挿する。上記した推定方法を用いた受信信号処理は図５に示すフロー図に従い行われることになる。
【０１１７】
図５に従い、この動作につき説明する。まず、アレイ処理の必要なユーザ数を判定する（ステップＳ1０１）。次に、受信した信号の同期位置を検出する（ステップＳ１０２）。受信信号から所望信号を抽出し（ステップＳ1０３）、所望信号の位相情報をビット情報に変換する復調処理が行われる（ステップＳ１０４）。
【０１１８】
そして、復調した信号が正しいか否か判定する、即ちエラーか否かを記録する（ステップＳ１０５）。その後、アレイ処理が必要なユーザ数の処理を実施したか否か判断され、実施されていない場合には、ステップＳ1０１に戻り、前述の動作を繰り返す。アレイ処理が必要なユーザ数の処理を実施すると、復調エラー判定結果に基づき、次のステージに遷移できるか否かを判断する（ステップＳ１０７）。
【０１１９】
次ステージに行くか否か判定し（ステップＳ1０８）、次ステージに行かない場合には動作が終了し、次ステージに行く場合には、復調したビット情報を再度位相情報に変換する（ステップＳ1０９）。
【０１２０】
続いて、除去するユーザ（再変調処理したユーザ）の位相振幅情報を推定し、応答ベクトルを推定する（ステップＳ１１０）。この応答ベクトルの推定は、前縁部（全ての参照（ＵＷ）信号が重なる区間）と中央部（ランプガードを除いた全てのユーザ信号が重なる区間）の２箇所の応答ベクトルを推定し、その情報を用いて内外挿し、１スロット内の各サンプルにおける応答ベクトルを算出する。
【０１２１】
続いて、再変調信号と応答ベクトルから除去するユーザ信号のレプリカ信号を生成する（ステップＳ１１１）。そして、受信信号からレプリカ信号を除去し（ステップＳ１１２）、ステップＳ1０１に戻り、前述の動作が繰り返される。
【０１２２】
上記したように、１スロットの中の複数点の応答ベクトルを推定し、その応答ベクトル値を用いて、当該スロットの各サンプルの応答ベクトルを用いることで、周波数オフセットが存在する場合にレプリカ信号の生成精度を向上させることができる。
【０１２３】
ここで、周波数オフセットとは、送信機側の周波数と受信機側の周波数の精度が異なるため、微妙にずれた周波数の差分である。推定した周波数オフセットThetaの単位が、１シンボルの場合は、シンボルが進む毎に、周波数オフセットの差が広がることになる。このように、周波数オフセットが存在し、その推定値に誤差が含まれる場合、上記した方法により応答ベクトルを算出することで、周波数オフセットの影響を減少させることができる。前縁部、中央部の２点の応答ベクトル値を用いた場合、周波数オフセットの影響がより打ち消し合い、レプリカ信号の生成精度の向上が期待できる。
【０１２４】
応答ベクトル時の推定時の影響につき説明する。応答ベクトル推定時において、周波数オフセットが存在する場合、再変調信号に対して、周波数オフセット（ここでは、周波数オフセットはすでに推定されているものとする）の逆補償を施し、基準信号を生成する必要がある。即ち、受信信号Ｘに周波数オフセットが含まれているために逆補償が必要である。
【０１２５】
このとき、周波数オフセットに誤差があると、基準信号に誤差が乗ってしまうことになる。例えば、誤差がΔthetaだとすると、シンボルｉの位置での逆補償では、ｉ×Δthetaの誤差がのることになる。
【０１２６】
上記した本発明の応答ベクトルの推定を用いると、誤差を埋めようとする動作になる。以下、その動作につき説明する。
【０１２７】
「ランプガードを除いた全てのユーザ信号が重なる区間」では、シンボル全てに対して、周波数オフセット逆補償を施し、アンサンブル平均がとられるため、基準信号に対する周波数オフセット誤差は、区間の中心のシンボル位置での誤差（ｍ×Δtheta）が含まれることになる。
【０１２８】
ここで、ユーザ１の真の周波数オフセットがｔheta、ユーザ２から４に関しては、説明を簡単にするために、周波数オフセットがないような受信信号Ｘがあったとすると、式（３１）は式（３３）のようになる。
【０１２９】

【０１３０】
しかし、推定されたユーザ１の周波数オフセットにマイナスの誤差Δthetaが含まれているとすると、式（３２）は（３４）のようになる。
【０１３１】

ここで、Ｓ１はユーザ１における再変調信号に周波数オフセット(theta−Δtheta)を乗算した基準信号である。
【０１３２】
ここで、説明を簡単にするために、ユーザ１とユーザ２から４の相互相関を０とすると、式（３４）は次のようになる。
【０１３３】
Ｅ[Ｘ＊（theta−Δtheta）＊Ｄ１^*]＝ｈ１
【０１３４】
上記のように、推定する応答ベクトルにΔtheta分の誤差がのり、真の応答ベクトルｈ１に対しΔthetaが付加されることになる。即ち、周波数オフセットにマイナスの誤差があるために、基準信号Ｓ１がマイナス方向に誤差を生じることになり、それと真の応答ベクトルの間に差が生じるため、その差を埋めようとして応答ベクトルがプラス方向に位相が進むことになる。従って、前縁部、中央部の２点の応答ベクトル値を用いた場合、周波数オフセットの影響がより打ち消し合い、レプリカ信号の生成精度の向上が期待できる。
【０１３５】
図６は、この発明が適用されるマルチステージの干渉キャンセラとして提案されたＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。この発明の受信システムは、同じ時刻に送信されたｍ（ｍは２以上の整数）人のユーザ１，…，ｋ，…，ｍからの信号Ｓ₁（ｔ），…，Ｓ_k（ｔ），…，Ｓ_m（ｔ）を互いに分離して並列に取出すものである。
【０１３６】
図６において、従来例と同様に、ＰＤＭＡ用基地局の受信システムには、４本のアンテナ３〜６と、周波数変換回路７と、Ａ／Ｄ変換器８とが設けられている。Ａ／Ｄ変換器８から出力された入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）は、第１段目の演算装置１０１と、第１段目のアダプティブアレイＡＡ₁₁，…，ＡＡ_k1，…，ＡＡ_m1と、第１段目のパラメータ推定器ＰＥ₁₁，…，ＰＥ_k1，…，ＰＥ_m1とに与えられる。アダプティブアレイの詳細については後で説明する。
【０１３７】
アダプティブアレイＡＡ₁₁，…，ＡＡ_k1，…，ＡＡ_m1からは、対応するユーザの信号成分を最も強く含む（その他にも他のユーザからの干渉信号成分をも含む）複素信号であるユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ），…，Ｙ_k1（ｔ），…，Ｙ_m1（ｔ）がそれぞれ出力され、第１段目の演算装置１０１に与えられるとともに、それぞれ対応する検波器ＤＥ₁₁，…，ＤＥ_k1，…，ＤＥ_m1で検波される。
【０１３８】
パラメータ推定器ＰＥ₁₁，…，ＰＥ_k1，…，ＰＥ_m1は、それぞれ、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）と、検波器ＤＥ₁₁，…，ＤＥ_k1，…，ＤＥ_m1の対応する検波出力とに基づいて、対応するユーザの受信応答ベクトルＨ₁₁，…，Ｈ_k1，…，Ｈ_m1を推定し、第１段目の演算装置１０１に与える。より具体的に、各パラメータ推定器は、対応するユーザの信号成分が入力信号ベクトルにどの程度含まれているか、対応するユーザの信号成分が入力信号ベクトルに対してどの程度位相回転しているか、などを推定する。
【０１３９】
そして、上記したパラメータ推定器は受信応答ベクトルを例えば、前縁部と中央部の信号相関のアンサンブル平均により推定された２点の応答ベクトルの値を用いて、当該スロットの各サンプルの応答ベクトルとして算出する。
【０１４０】
第１段目の演算装置１０１は、各ユーザｉ（ｉ＝１，２，…，ｍ）ごとに、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）から、当該ユーザｉを除く他のすべてのユーザの信号成分を差し引くことにより、干渉信号成分を除去し、当該ユーザｉのさらなる入力信号ベクトルＸ_i2（ｔ）を算出し出力する。演算装置１０１の動作については、図７を参照して後で詳細に説明する。
【０１４１】
第１段目の演算装置１０１は、ユーザごとに対応して入力信号ベクトルＸ₁₂（ｔ），…，Ｘ_k2（ｔ），…，Ｘ_m2（ｔ）を出力し、対応する第２段目のアダプティブアレイＡＡ₁₂，…，ＡＡ_k2，…，ＡＡ_m2に与える。
【０１４２】
第２段目のアダプティブアレイＡＡ₁₂，…，ＡＡ_k2，…，ＡＡ_m2から出力されるユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ），…，Ｙ_k2（ｔ），…，Ｙ_m2（ｔ）は、第２段目の演算回路１０２に与えられるとともに、それぞれ対応する検波器ＤＥ₁₂，…，ＤＥ_k2，…，ＤＥ_m2で検波される。
【０１４３】
パラメータ推定器ＰＥ₁₂，…，ＰＥ_k2，…，ＰＥ_m2は、それぞれ、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）と、検波器ＤＥ₁₂，…，ＤＥ_k2，…，ＤＥ_m2の対応する検波出力とに基づいて、対応するユーザの受信応答ベクトルＨ₁₂，…，Ｈ_k2，…，Ｈ_m2を推定し、第２段目の演算装置１０２に与える。演算装置１０２は、さらなる入力信号ベクトルＸ₁₃（ｔ），…，Ｘ_k3（ｔ），…，Ｘ_m3（ｔ）を出力し、対応する（図示省略した）第３段目のアダプティブアレイＡＡ₁₃，…，ＡＡ_k3，…，ＡＡ_m3に与える。
【０１４４】
このように、アダプティブアレイとパラメータ推定器と演算装置とからなる干渉キャンセラを直列に複数段（第１段から第Ｌ段まで）設けたことにより、それぞれの段から出力されるユーザ信号に含まれる他のユーザ信号成分の割合を段階的に減少させて、干渉の除去がさらに図られることになる。その結果、通信特性のさらなる向上が図られる。
【０１４５】
図７は、図６に示した複数段の演算装置の一例としての演算装置１０１の具体的なブロック図である。図７において、演算装置１０１は、乗算器ＭＰ₁，…，ＭＰ_k-1，ＭＰ_k+1，…，ＭＰ_mと加算器ＡＤ_kとから構成されている。なお、説明の簡略化のために図示していないが、図示した乗算器および加算器以外にも、乗算器ＭＰ_kおよび加算器ＡＤ₁，…，ＡＤ_k-1，ＡＤ_k+1，…，ＡＤ_mが演算装置１０１に内蔵されているものとする。
【０１４６】
乗算器ＭＰ₁，…，ＭＰ_k-1，ＭＰ_k+1，…，ＭＰ_mにはそれぞれ、アダプティブアレイＡＡ₁₁，…，ＡＡ_k-1，ＡＡ_k+1，…，ＡＡ_mからのユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ），…，Ｙ_(k-1)1（ｔ），Ｙ_(k+1)1（ｔ），…，Ｙ_m1（ｔ）と、パラメータ推定器ＰＥ₁₁，…，ＰＥ_(k-1)1，ＰＥ_(k+1)1，…，ＰＥ_m1からの受信応答ベクトルＨ₁₁，…，Ｈ_(k-1)1，Ｈ_(k+1)1，…，Ｈ_m1とが与えられる。この受信応答ベクトルは、上述したように、前縁部と中央部の信号相関のアンサンブル平均により推定された２点の応答ベクトルの値を用いて、当該スロットの各サンプルの応答ベクトルとして算出したものである。
【０１４７】
乗算器ＭＰ₁，…，ＭＰ_k-1，ＭＰ_k+1，…，ＭＰ_mの出力は加算器ＡＤ_kの負の入力に与えられ、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）は加算器ＡＤ_kの正の入力に与えられる。これにより、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）からユーザｋ以外のユーザに対応する信号成分が減算され、ユーザｋに対応する信号成分Ｘ_k2（ｔ）が加算器ＡＤ_kから出力されることになる。前述のように、これらのアダプティブアレイ、パラメータ推定器および演算装置は全体として、１段の干渉キャンセラを構成しているものとする。
【０１４８】
この結果、かなりの干渉信号成分が除去されることになる。そして、このようにして演算装置１０１により干渉信号成分がかなり除去された新たな入力ベクトル信号Ｘ_k2（ｔ）を第２段目以降の干渉キャンセラに与えることにより、最終的に出力されるユーザ信号Ｓ_k（ｔ）に含まれる他のユーザからの干渉信号成分の割合を十分に低下させることができ、良好な通信特性を実現することができる。
【０１４９】
なお、加算器ＡＤ_k以外の図示しない加算器の各々にも、並行して同様に、乗算器ＭＰ₁，…，ＭＰ_k，…，ＭＰ_mのうちの当該加算器に対応する乗算器以外のものからの出力と、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）とが与えられる。そしてこれらの加算器はそれぞれ、図６に示す新たな入力信号ベクトルを出力して第２段目以降の干渉キャンセラに与えている。
【０１５０】
次に、図６および図７に示した装置のさらに具体的な動作について説明する。アンテナ素子数をｎ本、同時に通話するユーザ数をｍ人とすると、Ａ／Ｄ変換器８から出力される入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）は次式で表わされる。
【０１５１】

上記の第（４１）式および第（４２）式をベクトル表記に直すと次の第（４３）式が得られる。
【０１５２】

【０１５３】
次に，図７の演算装置１０１から新たな入力信号ベクトルＸ_k2（ｔ）が出力される動作についてさらに詳細に説明する。
【０１５４】
パラメータ推定器ＰＥ₁₁，…，ＰＥ_k1，…，ＰＥ_m1でＨ_i（ｉ＝１，２，…，ｍ）が推定できるものとする。また１段目のアダプティブアレイＡＡ₁₁，…，ＡＡ_k1，…，ＡＡ_m1が比較的良好に動作したとすると、Ｙ_i1（ｔ）≒Ｓ_i（ｔ）とみなすことができる。
【０１５５】
この段階で、すべてのユーザ信号とすべてのユーザ信号の受信応答ベクトルとが求まったことになる。ここで、２段目のユーザｋの信号検出に用いる入力信号ベクトルＸ_k2（ｔ）を第（４６）式により求めることができる。
【０１５６】

この第（４６）式に第（４３）式を代入すると、第（４７）式が得られる。
【０１５７】
Ｘ_k2（ｔ）＝Ｈ_kＳ_k（ｔ）＋Ｎ（ｔ） … （４７）
Ｘ₁（ｔ）とＸ_k2（ｔ）を比較すると、Ｘ_k2（ｔ）の方がＳ_k（ｔ）以外の干渉成分Ｓ_i（ｔ）（ｉ＝１，２，…ｍ、ただしｉ≠ｋ）が減少していて、２段目のアダプティブアレイがより動作しやすくなる。
【０１５８】
図６に示すように、干渉キャンセラを複数段接続して構成したマルチステージの干渉キャンセラでは、受信信号をアダプティブアレイによってユーザごとに分離し、当該ユーザ以外のユーザの信号を干渉波として受信信号から除去して得た結果を、当該ユーザの入力信号として次段の干渉キャンセラに与えている。この結果、次段の干渉キャンセラでは、入力されるユーザ信号の干渉波が少ない分、通信特性の良いユーザ信号が得られる。そして、このような干渉波の除去を複数段繰返すことによって干渉波の除去はさらに進み、ＣＩＲ（Car rier to Interference Ratio）はより改善され、所望のユーザ信号をより抽出しやすくなる。
【０１５９】
しかしながら、上述のようなマルチステージ干渉キャンセラを用いれば確かに干渉波の除去は進むものの、次のような問題点が生じる。
【０１６０】
（１） 上述のマルチステージ干渉キャンセラの例では、各アダプティブアレイで抽出されたユーザ信号を、その復調エラーの有無を判定することなく、受信信号から干渉波成分として除去するように構成されている。したがって、もしもアダプティブアレイで抽出されたユーザ信号に復調エラーがあり、何らかの変形した波形、たとえばインパルス状の波形を有する信号となっていれば、このようなエラーを含む信号成分が受信信号から減算された結果得られる各演算装置の出力（次段の干渉キャンセラへの入力信号）には、復調エラーの影響によるインパルス状のノイズが含まれることになるなどの影響が生じることになる。
【０１６１】
（２） 図７に関連して説明したように、加算器ＡＤ_kにより受信信号Ｘ₁（ｔ）から除去される各信号は、各パラメータ推定器で算出される受信応答ベクトルと、各アダプティブアレイで抽出されたユーザ信号との積（以下、レプリカ信号と称する）である。
【０１６２】
ここで、各パラメータ推定器によって算出された受信応答ベクトルは、当該ユーザのユーザ信号と、その他のユーザのユーザ信号との間の相関値については全く考慮せず、そのような相関値を０とおいて算出されている。
【０１６３】
現実には、複数のユーザ信号間には相関があり、したがって上記算出方法は現実の伝播環境にはそぐわないものである。したがって、このように他のユーザのユーザ信号との相関値を０とおく算出方法で求めた受信応答ベクトルを用いて干渉波の除去を行なうと、各演算装置の出力にエラーが含まれてしまう可能性がある。
【０１６４】
以下の実施形態は上述の問題点（１）および（２）を解決しようとするものである。
【０１６５】
［この発明の参考例１］
図８は、この発明の参考例１によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。
【０１６６】
図８において、演算装置１０１′と、複数のユーザごとに設けられた第１のゲート部ＧＡ，干渉除去部ＩＣおよび第２のゲート部ＧＢとが、第１段目の干渉キャンセラの基本構成をなしている。
【０１６７】
なお、図示の簡略化のために省略しているが、演算装置１０２′の後段にも複数のユーザごとに第１段目の干渉キャンセラと全く同じ態様で第１のゲート部ＧＡ，干渉除去部ＩＣおよび第２のゲート部ＧＢが設けられており、演算装置１０２′とこれらの図示しない構成要素ＧＡ，ＩＣ，ＧＢとで第２段目の干渉キャンセラが構成されているものとする。
【０１６８】
さらに図示省略するが、この２段目の干渉キャンセラの後段にも、第１段目の干渉キャンセラと全く同じ態様で構成された（演算装置と、第１および第２のゲート部と、干渉除去部とからなる）干渉キャンセラが複数段続いているものとする。
【０１６９】
したがって、図８の受信システムは、全体としてマルチステージの干渉キャンセラで構成されたことになり、最終段の干渉キャンセラの複数のユーザごとに設けられた第２のゲート部ＧＢ（図示せず）の出力が、当該受信システムの最終出力となる。
【０１７０】
まず、図６の受信システムと同様に、Ａ／Ｄ変換器８からは入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）が出力され、第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′に与えられるとともに、第１段目の干渉キャンセラの前段に複数のユーザごとに対応して設けられた複数の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_k1，…，ＩＣ_m1にも共通に与えられる。
【０１７１】
図８の受信システムにおいて、干渉除去部ＩＣはすべて同じ構成を有しており、その一例として干渉除去部ＩＣ_k1の構成を図９に示す。
【０１７２】
図９において、干渉除去部ＩＣ_k1に入力された入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）からアダプティブアレイＡＡ_k1で抽出されたユーザｋの複素信号は、復調器ＤＭ_k1によってビット情報信号に変換される。このビット情報信号は、エラー判定器ＥＤ_k1に与えられるとともに再変調器ＲＭ_k1にも与えられる。
【０１７３】
エラー判定器ＥＤ_k1は、復調器ＤＭ_k1からのビット情報信号に基づいて、アダプティブアレイＡＡ_k1からの抽出信号の復調エラーの有無を判定する。そして、復調エラー有りと判定すれば、Ｌレベルのエラー判定信号Ｅ_k1を発生して第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′に与える。
【０１７４】
再変調器ＲＭ_k1は、復調器ＤＭ_k1からのビット情報信号を再度、複素信号であるユーザ信号Ｙ_k1（ｔ）に変換し、第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′に与えるとともに、パラメータ推定器ＰＥ_k1に与える。
【０１７５】
パラメータ推定器ＰＥ_k1は、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）と、ユーザ信号Ｙ_k1（ｔ）とに基づいて、対応するユーザの受信応答ベクトルＨ_k1を算出し、第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′に与える。この実施形態においても、受信応答ベクトルは、上述したように、前縁部（全ての参照（ＵＷ）信号が重なる区間）と中央部（ランプガードを除いた全てのユーザ信号が重なる区間）の２箇所の応答ベクトルを推定し、その情報を用いて内外挿し、１スロット内の各サンプルにおける応答ベクトルを算出している。以下の実施形態においても同様である。
【０１７６】
図９示すような、アダプティブアレイ、復調器、エラー判定器、再変調器およびパラメータ推定器からなる配列は、図８のすべての干渉除去部ＩＣに共通であるので、さらなる説明は繰返さない。
【０１７７】
図１０は、図８の受信システムを構成する複数段の干渉キャンセラの一例としての第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′の具体的構成を示すブロック図である。図１０において、演算装置１０１′は、乗算器ＭＰ₁，…，ＭＰ_k-1，ＭＰ_k，ＭＰ_k+1，…，ＭＰ_mと、ＡＮＤゲートＡＮＤ₁，…，ＡＮＤ_k-1，ＡＮＤ_k，ＡＮＤ_k+1，…，ＡＮＤ_mと、加算器ＡＤとから構成されている。
【０１７８】
乗算器ＭＰ₁，…，ＭＰ_k-1，ＭＰ_k，ＭＰ_k+1，…，ＭＰ_mにはそれぞれ、前段の干渉除去部ＩＣ_{1 1}，…，ＩＣ_(k-1)1，ＩＣ_k1，ＩＣ_(k+1)1，…，ＩＣ_m1からのユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ），…，Ｙ_(k-1)1（ｔ），Ｙ_k1（ｔ），Ｙ_(k+1)1（ｔ），…，Ｙ_m1（ｔ）と、受信号応答ベクトルＨ₁₁，…，Ｈ_(k-1)1，Ｈ_k1，Ｈ_(k+1)1，…，Ｈ_m1とが与えられる。
【０１７９】
乗算器ＭＰ₁，…，ＭＰ_k-1，ＭＰ_k，ＭＰ_k+1，…，ＭＰ_mの出力はそれぞれ対応するＡＮＤゲートＡＮＤ₁，…，ＡＮＤ_k-1，ＡＮＤ_k，ＡＮＤ_k+1，…，ＡＮＤ_mの一方入力に与えられ、これらのＡＮＤゲートの他方入力には、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_(k-1)1，ＩＣ_k1，ＩＣ_(k+1)1，…，ＩＣ_m1からの対応のエラー判定信号Ｅ₁₁，…，Ｅ_(k-1)1，Ｅ_k1，Ｅ_(k+1)1，…，Ｅ_m1が入力される。
【０１８０】
ＡＮＤゲートＡＮＤ₁，…，ＡＮＤ_k-1，ＡＮＤ_k，ＡＮＤ_k+1，…，ＡＮＤ_mの出力は加算器ＡＤの負の入力に与えられ、Ａ／Ｄ変換器８からの入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）は加算器ＡＤの正の入力に与えられる。
【０１８１】
加算器ＡＤの出力は入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）として演算装置１０１′から出力され、図８に示すように、複数のユーザにそれぞれ対応する第１のゲート部ＧＡ₁₂，…，ＧＡ_k2，…，ＧＡ_m2に共通に与えられる。
【０１８２】
また、図１０の演算装置１０１′のブロック図では図示省略したが、前段のそれぞれの干渉部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_k1，…，ＩＣ_m1から出力された受信応答ベクトルＨ₁₁，…，Ｈ_k1，…，Ｈ_m1、エラー判定信号Ｅ₁₁，…，Ｅ_k1，…，Ｅ_m1、およびユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ），…，Ｙ_k1（ｔ），…，Ｙ_m1（ｔ）は、演算装置１０１′をそのまま通過し、ユーザごとに第１段目の干渉キャンセラの対応する第１のゲート部ＧＡ₁₂，…，ＧＡ_k2，…，ＧＡ_m2にそのまま与えられる。
【０１８３】
ここで、図１０参照して、上述のように前段の干渉除去部において復調エラー有りと判定されたユーザ信号、たとえばＹ₁₁（ｔ）に対応した干渉除去部ＩＣ₁₁のエラー判定器ＥＤ₁₁からＬレベルのエラー判定信号Ｅ₁₁が演算装置１０１′の対応するＡＮＤゲートＡＮＤ₁の他方入力に与えられる。この結果、当該ＡＮＤゲートは閉じられ、対応する乗算器ＭＰ₁から出力される、受信応答ベクトルＨ₁₁とユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）との積、すなわちレプリカ信号の加算器ＡＤへの入力は阻止される。
【０１８４】
この結果、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）から減算されるべきそれぞれのユーザの干渉波成分（レプリカ信号）から、復調エラーを含むユーザ信号に対応する干渉波成分（レプリカ信号）が除外される。このため、第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′から出力される入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）に、たとえばインパルス状のノイズが含まれることがなくなる。
【０１８５】
第１段目の干渉キャンセラにおいて、各ユーザごとに対応する第１のゲート部ＧＡ、たとえばユーザ１に対応するゲート部ＧＡ₁₂の選択制御入力には、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁から演算装置１０１′を通過したエラー信号Ｅ₁₁が与えられる。
【０１８６】
そして、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁でエラー有りの判定がなされていたときには、第１のゲート部ＧＡ₁₂は、エラー判定信号Ｅ₁₁に応じて、演算装置１０１′で新たに算出された、ノイズを含まない高精度の入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）を選択して干渉除去部ＩＣ₁₂に与える。
【０１８７】
この干渉除去部ＩＣ₁₂は、先に図９のＩＣ_k1に関連して説明したように、この入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）に基づいて、受信応答ベクトルＨ₁₂と、エラー判定信号Ｅ₁₂と、ユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ）とを新たに算出し、第２のゲート部ＧＢ₁₂に与える。
【０１８８】
一方、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁でエラー無しの判定がなされていたときには、第１のゲート部ＧＡ₁₂は、エラー判定信号Ｅ₁₁に応じて、演算装置１０１′を通過してきた、受信応答ベクトルＨ₁₁，エラー判定信号Ｅ₁₁，ユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）を選択して第２のゲート部ＧＢ₁₂へ与える。
【０１８９】
第２のゲート部ＧＢ₁₂の選択制御入力には、第１のゲート部ＧＡ₁₂と共通にエラー判定信号Ｅ₁₁が与えられる。第２のゲート部ＧＢ₁₂は、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁でエラー有りの判定がなされていたときは、エラー判定信号Ｅ₁₁に応じて、干渉除去部ＩＣ₁₂で新たに算出された受信応答ベクトルＨ₁₂，エラー判定信号Ｅ₁₂およびユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ）を選択して出力し、第２段目の干渉キャンセラを構成する演算装置１０２′に与える。
【０１９０】
一方、第２のゲート部ＧＢ₁₂は、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁でエラー無しの判定がなされていたときには、エラー判定信号Ｅ₁₁に応じて、第１のゲート部ＧＡ₁₂から送られてきた、受信応答ベクトルＨ₁₁，エラー判定信号Ｅ₁₁およびユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）をそのまま選択出力して、受信応答ベクトルＨ₁₂，エラー判定信号Ｅ₁₂およびユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ）として、第２段目の干渉キャンセラを構成する演算装置１０２′に与える。
【０１９１】
ユーザ１以外の他のユーザに対応するゲート部ＧＡ，ＧＢ、干渉除去部ＩＣにおいても全く同じ動作がなされるので、その説明を省略する。
【０１９２】
以上の動作を要約すると、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）を受けた前段の干渉除去部ＩＣのうち、エラー無しと判定されたユーザに関しては、当該干渉除去部ＩＣで算出された受信応答ベクトルＨと、エラー判定信号Ｅと、ユーザ信号Ｙ（ｔ）とがそのまま、第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′と、第１のゲート部ＧＡと、第２のゲート部ＧＢとを通過し、第２段目の干渉キャンセラに与えられる。すなわち、一旦干渉除去部ＩＣでエラー無しと判定されたユーザに関しては、もはや後段の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣに与えられることはなく、受信応答ベクトルＨやエラー判定信号Ｅやユーザ信号Ｙ（ｔ）が新たに
算出されることはない。
【０１９３】
一方、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）を受けた前段の干渉除去部ＩＣのうち、エラー有りと判定されたユーザに関しては、第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′でノイズを導入することなく高精度に干渉波除去がなされた入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）に基づいて、第１段目の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣが改めて受信応答ベクトルＨとエラー判定信号Ｅとユーザ信号Ｙ（ｔ）とを算出し、第２段目の干渉キャンセラに与える。
【０１９４】
第２段目の干渉キャンセラの演算装置１０２′は、第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′と全く同じ構成を有しており、図１０に関連して説明した動作と全く同じ動作を実行する。すなわち、初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）から、復調エラーを含まないユーザ信号に対応するレプリカ信号のみが減算され、次の入力信号ベクトルＸ₃（ｔ）が加算器ＡＤ（図１０）から出力されることになる。
【０１９５】
すなわち、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_k1，…，ＩＣ_m1でエラー無しと一旦判定されたユーザに関しては、後段のどの段の干渉キャンセラにおいてもそのレプリカ信号は初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）からの減算の対象となる。
【０１９６】
一方、一旦前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_k1，…，ＩＣ_m1でエラー有りと判定され第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′で初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）からの減算対象から除外されたユーザであっても、第１段目の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣ₁₂，…，ＩＣ_k2，…，ＩＣ_m2のいずれかでエラー無しと判定された場合には、後段のどの段の干渉キャンセラにおいてもそのレプリカ信号は初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）からの減算の対象となる。
【０１９７】
この結果、第２段目の干渉キャンセラの演算装置１０２′では、ノイズを導入することなくさらに高精度で干渉波除去がなされた入力信号ベクトルＸ₃（ｔ）が得られる。
【０１９８】
演算装置１０２′を含む第２段目の干渉キャンセラの動作は、演算装置１０１′、第１のゲート部ＧＡ₁₂，…，ＧＡ_k2，…，ＧＡ_m2、干渉除去部ＩＣ₁₂，…，ＩＣ_k2，…，ＩＣ_m2、第２のゲート部ＧＢ₁₂，…，ＧＢ_k2，…，ＧＢ_m2からなる上述の第１段目の干渉キャンセラの動作と全く同じである。
【０１９９】
このような干渉キャンセラを複数段直列に接続し、各段の干渉キャンセラの演算装置において、初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）から、エラー無しと判定されたユーザのレプリカ信号のみを減算することによって、各段の干渉キャンセラにおいて高精度な干渉波の除去を行なうことができる。
【０２００】
そして、前段を含むいずれかの段における干渉除去部ＩＣでエラー無しと一旦判定されたユーザに関しては、その干渉除去部ＩＣで算出された受信信号ベクトルＨとエラー判定信号Ｅとユーザ信号Ｙ（ｔ）とが最終段の干渉キャンセラの第２のゲート部ＧＢ（図示せず）から出力され、そのうちのユーザ信号Ｙ（ｔ）が最終的なエラーのないユーザ信号として抽出され、当該受信システムから出力されることになる。
【０２０１】
一方、すべての段における干渉除去部ＩＣにおいてエラー有りと判定されたユーザに関しては、最終段の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣで算出された受信信号応答ベクトルＨとエラー判定信号Ｅとユーザ信号Ｙ（ｔ）とが第２のゲート部ＧＢから出力され、そのうちユーザ信号Ｙ（ｔ）が最終的にエラーを伴うユーザ信号として抽出され、当該受信システムから出力されることになる。
【０２０２】
この参考例１の効果についてより具体的に説明する。上述の参考例１においては、マルチステージの干渉キャンセラの各段ごとに、演算装置において初期入力信号Ｘ₁（ｔ）から、それぞれの（エラーのない）ユーザに対応する干渉成分すなわちレプリカ信号を除去するように構成されている。このような実施の形態１の構成により、次のような効果が得られる。
【０２０３】
たとえば、４人のユーザのうち、ユーザ４の受信信号を求める場合において、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁およびＩＣ₂₁でユーザ１および２のみが復調エラー無しと判定された場合、ユーザ１および２のレプリカ信号のみが第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′において初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）から減算されることになる。この結果、第１段目の干渉キャンセラのユーザ４に関する受信信号Ｘ₂（ｔ）は、
初期入力信号−（ユーザ１のレプリカ信号＋ユーザ２のレプリカ信号）
となる。
【０２０４】
次に、第１段目の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣ₃₂において、ユーザ１および２に加えて、ユーザ３についても復調エラー無しと判定された場合、第２段目の干渉キャンセラの演算装置１０２′において、ユーザ１、ユーザ２およびユーザ３のレプリカ信号が初期入力信号Ｘ₁（ｔ）から減算されることになる。この結果、第２段の干渉キャンセラのユーザ４に関する受信信号Ｘ₃（ｔ）は、
初期入力信号−（ユーザ１のレプリカ信号＋ユーザ２のレプリカ信号＋ユーザ３のレプリカ信号）
となる。
【０２０５】
［この発明の参考例２］
図１１は、この発明の参考例２によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。この参考例２による受信システムは、各段の干渉キャンセラの演算装置において初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）からレプリカ信号の減算を行なった図８の参考例１における受信システムと異なり、各段の干渉キャンセラの演算装置で新たに算出された入力信号ベクトルから、それぞれのユーザに対応する干渉成分すなわちレプリカ信号を減算するように構成したものである。
【０２０６】
図１１に示した参考例２による受信システムは、以下の点で図８に示した参考例１による受信システムと異なっている。すなわち、図１１における演算装置１０１′と、ゲート部ＧＡ₁₂，…，ＧＡ_k2，…，ＧＡ_m2と、干渉除去部ＩＣ₁₂，…，ＩＣ_k2，…，ＩＣ_m2とからなる第１段目の干渉キャンセラでは、演算装置１０１から出力された入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）が、図８のＸ₁（ｔ）の代わりに、２段目の干渉キャンセラの演算装置１０２"に与えられている。また、図１１では、図８の第２のゲート部ＧＡが設けられておらず、干渉除去部ＩＣの出力である受信応答ベクトルＨ，エラー信号Ｅおよびユーザ信号Ｙ（ｔ）と、ゲート部ＧＡを介して前段の干渉除去部ＩＣから通過してきた受信応答ベクトルＨ，エラー判定信号Ｅおよびユーザ信号Ｙ（ｔ）とが並列に、２段目の干渉キャンセラの演算装置１０２"に与えられている。
【０２０７】
また、この２段目の干渉キャンセラの演算装置１０２"（および以降の各段の干渉キャンセラの演算装置）は、前述の図１０に示す構成ではなく、図１２に示すような構成を有している。
【０２０８】
図１２に示した演算装置１０２"では、前段の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣ、たとえば干渉除去部ＩＣ₁₂からの受信応答ベクトルＨ₁₂，エラー判定信号Ｅ₁₂，およびユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ）と、さらに前段の干渉除去部ＩＣ₁₁から第１段目の干渉キャンセラを通過してきた受信応答ベクトルＨ₁₁、エラー判定信号Ｅ₁₁、およびユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）とがゲート部ＧＣ₁に与えられる。
【０２０９】
ゲート部ＧＣ₁の選択制御入力には、エラー判定信号Ｅ₁₁が与えられ、エラー判定信号Ｅ₁₁がエラー無しを示す場合には、干渉除去部ＩＣ₁₁からの受信信号応答ベクトルＨ₁₁，エラー判定信号Ｅ₁₁，ユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）を選択して受信信号応答ベクトルＨ₁₂，エラー判定信号Ｅ₁₂，ユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ）として出力し、エラー判定信号Ｅ₁₁がエラー有りを示す場合には、干渉除去部ＩＣ₁₂からの受信信号応答ベクトルＨ₁₂，エラー判定信号Ｅ₁₂，ユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ）を選択して出力する。
【０２１０】
一方、第１段目の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣ₁₂からの受信応答ベクトルＨ₁₂とユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ）とが乗算器ＭＰ₁で乗算され、その出力はＡＮＤゲートＡＮＤ₁の一方入力に与えられる。またＡＮＤゲートＡＮＤ₁の他方入力には、干渉除去部ＩＣ₁₂からのエラー判定信号Ｅ₁₂が与えられる。
【０２１１】
ＡＮＤゲートＡＮＤ₁と加算器ＡＤとの間には、ゲート部ＧＤ₁が設けられており、ゲート部ＧＤ₁の選択制御入力には、エラー判定信号Ｅ₁₁が与えられる。エラー判定信号Ｅ₁₁がエラー無しを示す場合、ゲート部ＧＤ₁は閉じてＡＮＤゲートＡＮＤ₁の出力を加算器ＡＤの負入力に与えない。一方、エラー判定信号Ｅ₁₁がエラー有りを示す場合、ゲート部ＧＤ₁は開いてＡＮＤゲートＡＮＤ₁の出力を加算器ＡＤの負入力に与える。
【０２１２】
加算器ＡＤの正入力には、実施の形態１のように初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）ではなく、前段の干渉キャンセラの演算装置１０１′で算出された入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）が入力される。
【０２１３】
以上は、ユーザ１に対応する構成の説明であるが、演算装置１０２"は、ユーザ１からユーザｍまで同様の構成を含むものとする。
【０２１４】
以上の構成を有する参考例２の受信システムの動作を説明すると、入力信号ベクトルＸ1（ｔ）を受けた前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_k1，…，ＩＣ_m1のうち、エラー無しと判定されたユーザに関しては、当該干渉除去部ＩＣで算出された受信信号ベクトルＨと、エラー判定信号Ｅと、ユーザ信号Ｙ（ｔ）とが、そのまま第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′と、ゲート部ＧＡと、第２段目の干渉キャンセラの演算装置１０２"のゲート部ＧＣとを通過し、第２段目の干渉キャンセラのゲート部ＧＡ（図示せず）に与えられる。
【０２１５】
すなわち、一旦前段の干渉除去部ＩＣでエラー無しと判定されたユーザに関しては、後段の干渉除去部ＩＣに与えられることはない。
【０２１６】
一方、入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）を受けた前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_k1，…，ＩＣ_m1のうちエラー有りと判定されたユーザに関しては、第１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１′でノイズを導入することなく高精度で干渉波除去がなされた入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）に基づいて、第１段目の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣが、改めて受信応答ベクトルＨと、エラー判定信号Ｅと、ユーザ信号Ｙ（ｔ）とを算出し、第２段目の干渉キャンセラの演算装置１０２"（図１２）に与える。
【０２１７】
第２段目の干渉キャンセラの演算装置１０２"では、前段の干渉キャンセラの演算装置１０１′から出力された入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）から、復調エラーを含まないことが前段（第１段目）の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣで判定されたユーザに対応するレプリカ信号のみが、入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）から減算される。
【０２１８】
ここで、既に、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_k1，…，ＩＣ_m1のいずれかで、たとえば干渉除去部ＩＣ₁₁でエラー無しが判定されたユーザ１に関しては、そのレプリカ信号は既に演算装置１０１′で、初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）から減算されてしまっており、演算装置１０２"の加算器ＡＤに与えられる入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）にはもはや含まれてはいない。そのようなエラー無しと判定されたユーザ１に関しては、第１段目の干渉キャンセラのゲート部ＧＡ₁₂で、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁の出力である受信応答ベクトルＨ₁₁、エラー判定
信号Ｅ₁₁、ユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）が選択されて、さらに演算装置１０２"のゲート部ＧＣ₁を通過して後段に出力される。したがって、このユーザ１に対応する第１段の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣ₁₂にはＸ₂（ｔ）は与えられず、受信信号応答ベクトルＨ₁₂、エラー判定信号Ｅ₁₂、ユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ）は出力されない。
【０２１９】
したがって、エラー無しと既に判断されたユーザ１に関しては、乗算器ＭＰ₁、ＡＮＤゲートＡＮＤ₁による演算は行なわれず、加算器ＡＤによる入力信号ベクトルＸ₂（ｔ）からの減算からは除外される。ただし、干渉除去部ＩＣ₁₂への入力Ｘ₂（ｔ）が０であっても、干渉除去部ＩＣ₁₂の動作によって何らかのノイズが発生し、乗算器ＭＰ₁、ＡＮＤゲートＡＮＤ₁を介して加算器ＡＤに入力されることを防止するため、エラー無しが判定されたユーザ１に関してはゲート部ＧＤ₁が閉じ、ＡＮＤゲートＡＮＤ₁から加算器ＡＤへの出力は完全に遮断される。
【０２２０】
この参考例２の効果についてより具体的に説明すると、この参考例２によれば、各段の干渉キャンセラは、自段の演算装置で算出した入力信号ベクトルから、レプリカ信号を次段の演算装置で除去するように構成されている。
【０２２１】
たとえば、４人のユーザのうち、ユーザ４の受信信号を求める場合において、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁およびＩＣ₂₁においてユーザ１および２のみがエラー無しと判定された場合、第１段目の干渉キャンセラのユーザ４に関する受信信号ベクトルＸ₂（ｔ）は、
初期入力信号−（ユーザ１のレプリカ信号＋ユーザ２のレプリカ信号）
となる。
【０２２２】
次に、第２段目の干渉キャンセラでのユーザ４に関する受信信号は、この参考例２では、
Ｘ₂（ｔ）−（ユーザ３のレプリカ信号）
となる。
【０２２３】
すなわち、前述の参考例１では、各段の干渉キャンセラの演算装置において、初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）からのレプリカ信号の減算を行なっているため、一旦エラー無しとして減算したユーザのレプリカ信号も、後続の各段で繰返し入力信号ベクトルから減算し直す必要があるが、この参考例２では、エラー無しとして既に入力信号ベクトルから減算されたユーザについては、後段でもはや入力信号ベクトルから減算をやり直す必要はない。したがって、この参考例２によれば、計算処理量の大幅な軽減を図ることができる。
【０２２４】
［この発明の参考例３］
図１３は、この発明の参考例３によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。この参考例３では、基本的に、縦方向にｋ段目の干渉除去部ＩＣ1kにおいてユーザｋの信号検出に使用した受信信号ベクトルＸ_1k（ｔ）から、検出されたユーザｋの信号Ｙ1k（ｔ）とパラメータ推定器から出力された受信応答ベクトルＨ_1kとを乗算して得た値を減算することにより得られた信号ベクトルを、（ｋ＋１）段目の干渉除去部ＩＣ_1(k+1)のアダプティブアレイの入力信号ベクトルＸ_1(k+1)（ｔ）とすることにより、次段の干渉除去部においてより正確にユーザ信号Ｙ_1(k+1)（ｔ）を抽出するようにしたものである。
【０２２５】
すなわち、Ａ／Ｄ変換器８から出力された入力信号ベクトルＸ₁₁（ｔ）は、第１段目の干渉除去部ＩＣ₁₁に与えられる。図１３において、干渉除去部ＩＣはすべて同じ構成を有しており、その一例として、干渉除去部ＩＣ_1kの構成を図１４に示す。
【０２２６】
図１４を参照して、前段の干渉除去部ＩＣ_1(k-1)から与えられた入力信号ベクトルＸ_1k（ｔ）は、アダプティブアレイＡＡ_1kに入力されるとともに、加算器ＡＤ_1kの正入力とパラメータ推定器ＰＥ_1kとに与えられる。アダプティブアレイＡＡ_1kによって入力信号ベクトルＸ_1k（ｔ）から複素信号であるユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）が抽出され、復調器ＤＭ_1kによってビット情報信号に変換される。このビット情報信号は、エラー判定器ＥＤ_1kに与えられるとともに、再変調器ＲＭ_1kにも与えられる。エラー判定器ＥＤ_1kは、与えられたビット情報信号に基づいて、アダプティブアレイＡＡ_1kからの抽出信号の復調エラーの有無を判定する。そして、エラー有りと判定すれば、Ｌレベルのエラー判定信号Ｅ_1kを発生し、外部へ出力する。再変調器ＲＭ_1kは、与えられたビット情報信号を再度複素信号であるユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）に変換して出力する。このユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）はパラメータ推定器ＰＥ_1kと乗算器ＭＰ_1kとに与えられるとともに外部に出力される。
【０２２７】
パラメータ推定器ＰＥ_1kは、検出されたユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）と入力信号ベクトルＸ_1k（ｔ）とに基づいて受信応答ベクトルＨ_1kを推定する。そして乗算器ＭＰ_1kは、受信応答ベクトルＨ_1kとユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）とを乗算し、その結果を加算器ＡＤ_1kの負入力に与える。なお、乗算器ＭＰ_1kと加算器ＡＤ_1kとの間にはＡＮＤゲートＡＮＤ_1kが設けられており、その一方入力にはエラー判定器ＥＤ_1kからエラー判定信号Ｅ_1kが与えられる。
【０２２８】
図１３を参照すると、ユーザ１〜ｍに対応して縦方向に干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_1mが直列に接続されており、これらのｍ個の干渉除去部が１段目の干渉キャンセラを構成しているものとする。各段の干渉除去部ＩＣは図１４のｋ段目の干渉除去部と同様に構成されるので、その説明は繰返さない。
【０２２９】
次に、図１３および図１４に示した参考例３の基本動作について説明する。図６および図７の本発明の受信システムに関連して説明した第（４１）式〜第（４５）式は、この参考例３においても適用される。
【０２３０】
まず、ｋ段目の干渉除去部ＩＣ_1kの出力ユーザ信号はＹ_1k（ｔ）である。パラメータ推定器ＰＥ_1kは、ユーザｋのユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）と入力信号ベクトルＸ_1k（ｔ）とから、ユーザｋの受信応答ベクトルＨ_1kを出力する。そして、乗算器ＭＰ_1kによりユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）と受信応答ベクトルＨ_1kとを乗算し、その結果を加算器ＡＤ_1kにより入力信号ベクトルＸ_1k（ｔ）から減算する。その結果を、次段の干渉除去部ＩＣ_1(k+1)への入力信号ベクトルＸ_1(k+1)（ｔ）とする。すなわち、次式が得られる。
【０２３１】
Ｘ_1(k+1)（ｔ）＝Ｘ₁（ｔ）−Ｈ_1kＳ_1k（ｔ） … （４９）
この第（４９）式に前述の第（４３）式を代入すると、第（５０）式が得られる。
【０２３２】

【０２３３】
この第（５０）式から理解されるように、入力ベクトル信号Ｘ_1(k+1)（ｔ）は、前段の干渉除去部の入力信号ベクトルＸ_1k（ｔ）からユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）の成分（すなわち、ｋ＋１段目の干渉除去部のアダプティブアレイＡＡ_1(k+1)にとっては干渉信号成分）が除去されたベクトル信号になっている。よって、ｋ＋１段目の干渉キャンセラのアダプティブアレイＡＡ_1(k+1)の入力信号ベクトルとしてはＸ_1k（ｔ）よりもＸ_1(k+1)（ｔ）を用いた方が当該アダプティブアレイがより良好に動作し、その結果、より正確なユーザ（ｋ＋１）の信号Ｙ_1(k+1)（ｔ）を抽出することができる。
【０２３４】
図１３および図１４に示した参考例３による受信システムでは、１段目の干渉キャンセラの各段（たとえばｋ段目）のアダプティブアレイＡＡ_1kで抽出されたユーザ信号が復調エラーを含む場合には、エラー判定器ＥＤ_1kがＬレベルのエラー判定信号Ｅ_1kを発生してＡＮＤゲートＡＮＤ_1kの一方入力に与える。これにより、乗算器ＭＰ_1kから出力される受信応答ベクトルＨ_1kとユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）との積、すなわちレプリカ信号の加算器ＡＤ1kへの入力が阻止される。
【０２３５】
この結果、各段の加算器ＡＤ₁₁，…，ＡＤ_1k，…，ＡＤ_1mで行なわれる干渉波成分の減算処理のうち、エラーを含む抽出されたユーザ信号の減算は除外されることとなり、各段の減算結果にそのようなエラーが反映（たとえばインパルス状ノイズの発生）することはなくなる。したがって、各段から出力されるユーザ信号が復調エラーの影響を受けることを防止することができる。
【０２３６】
以上のように、干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_1mの直列接続からなる１段目の干渉キャンセラにおいて、エラーが判定された干渉除去部においては干渉波の除去は中止されるため、干渉波成分の除去という面からは必ずしも十分ではないと考えられるが、一旦復調エラーを含むユーザ信号の減算を行なってしまえば、以後のすべての段におけるユーザ出力信号はその影響を受けて不正確な出力信号になってしまう。そのような欠点を考えると、若干干渉波成分の除去が不十分になったとしても出力ユーザ信号の有効性の確保という点で、この縦方向のｋ段の干渉除去部からなる干渉キャンセラはそれ自体十分効果があると考えられる。
【０２３７】
しかしながら、この図１３の参考例３では、干渉波成分の除去をさらに促進するために、図１３に示した縦方向のｋ段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_1mの直列接続を１段目の干渉キャンセラとし、これを横方向に複数段接続してマルチステージの干渉キャンセラとして構成している。これにより、後続段における処理のためにより一層の干渉波成分の除去を図ることができる。
【０２３８】
すなわち、複数のユーザ１〜ｍに対応するそれぞれの段、たとえば縦方向に１段目の干渉除去部ＩＣ₁₁から出力されたエラー判定信号Ｅ₁₁は、横方向に隣接する次段の干渉キャンセラの１段目のゲート部ＧＥ₂₁の入力に与えられるとともに、ゲート部ＧＦ₂₁およびＧＧ₂₁の選択制御入力に与えられる。また、干渉除去部ＩＣ₁₁から出力されたユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）もゲート部ＧＥ₂₁の入力に与えられる。
【０２３９】
また、１段目の干渉キャンセラの最終段の干渉除去部ＩＣ_1mからの入力信号ベクトルＸ₂₁（ｔ）もゲート部ＧＥ₂₁の入力に与えられる。
【０２４０】
エラー判定信号Ｅ₁₁が、干渉除去部ＩＣ₁₁において復調エラー無しであったことを示す場合は、ゲート部ＧＥ₂₁は入力されたエラー判定信号Ｅ₁₁に応じて、エラー判定信号Ｅ₁₁そのものとユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）をそのまま通過させ、ゲート部ＧＦ₂₁の入力に与えるとともに、入力信号ベクトルＸ₂₁（ｔ）をゲート部ＧＧ₂₁の入力に与える。
【０２４１】
一方、エラー判定信号Ｅ_{1 1}が、干渉除去部ＩＣ₁₁において復調エラー有りであったことを示す場合は、ゲート部ＧＥ₂₁は入力されたエラー判定信号Ｅ₁₁に応じて、入力信号ベクトルＸ₂₁（ｔ）を干渉除去部ＩＣ₂₁の入力に与える。
【０２４２】
干渉除去部ＩＣ₂₁は、図１４に示す干渉除去部ＩＣ_1kと同じ構成を有し、算出したエラー判定信号Ｅ₂₁およびユーザ信号Ｙ₂₁（ｔ）をゲート部ＧＦ₂₁の入力に与え、入力信号ベクトルＸ₂₂（ｔ）をゲート部ＧＧ₂₁の入力に与える。
【０２４３】
ゲート部ＧＦ₂₁は、エラー判定信号Ｅ₁₁がエラー無しを示す場合には、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁からゲート部ＧＥ₂₁を通過したエラー判定信号Ｅ₁₁およびユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）を選択して、それぞれエラー判定信号Ｅ₂₁およびユーザ信号Ｙ₂₁（ｔ）として出力する。
【０２４４】
一方、ゲート部ＧＦ₂₁は、エラー判定信号Ｅ₁₁がエラー有りを示す場合には、干渉除去部ＩＣ₂₁で新たに算出されたエラー判定信号Ｅ₂₁およびユーザ信号Ｙ₂₁（ｔ）を選択してそのまま出力する。
【０２４５】
ゲート部ＧＧ₂₁は、エラー判定信号Ｅ₁₁がエラー無しを示す場合には、干渉除去部ＩＣ_1mからゲート部ＧＥ₂₁を通過した入力信号ベクトルＸ₂₁（ｔ）を選択して、後段のゲート部ＧＥ₂₂の入力に与える。
【０２４６】
一方、ゲート部ＧＧ₂₁は、エラー判定信号Ｅ₁₁がエラー有りを示す場合には、干渉除去部ＩＣ₂₁で新たに算出された入力信号ベクトルＸ₂₂（ｔ）を選択して、後段のゲート部ＧＥ₂₂の入力に与える。
【０２４７】
すなわち、前段の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣ₁₁で一旦エラー無しを判定されると、干渉除去部ＩＣ₁₁で算出されたエラー判定信号Ｅ₁₁およびユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）が、そのまま横方向に複数段接続された干渉キャンセラをそのまま通過していき、最終段の干渉キャンセラのゲートＧＦ（図示せず）から最終出力として出力される。また、前段からの入力信号ベクトルＸ₂₁（ｔ）が干渉除去部ＩＣ₂₁を介さずそのままゲート部ＧＧ₂₁の入力に与えられる。
【０２４８】
一方、前段の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣ₁₁でエラー有りと判定された場合には、干渉除去部ＩＣ₁₁ではユーザ１に対応するレプリカ信号の入力信号ベクトルからの減算が禁止されているため、干渉除去部ＩＣ₂₁に入力される入力信号ベクトルＸ₂₁（ｔ）にはユーザ１の干渉成分が未だ含まれたままである。そこで、干渉除去部ＩＣ₂₁は、エラー無しのユーザについては干渉波成分が既に除去されている入力信号ベクトルＸ₂₁（ｔ）に基づいて、改めてユーザ１の干渉波成分の除去を行なう。干渉除去部ＩＣ₂₁の動作については図１４を参照して既に説明したとおりである。
【０２４９】
ユーザ１に対応する１段目の干渉除去部ＩＣ₂₁から出力されたユーザ信号Ｙ₂₁（ｔ）および干渉除去部ＩＣ₂₁における復調エラーの有無を示すエラー判定信号Ｅ₂₁はゲート部ＧＦ₂₁を介して次段の干渉キャンセラのゲート部ＧＥ（図示せず）の入力に与えられる。また、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁におけるエラーの有無に応じて、干渉除去部ＩＣ₂₁で新たに算出された入力信号ベクトルＸ₂₂（ｔ）または前段の干渉除去部ＩＣ_1mからゲート部ＧＥ₂₁を介してそのまま出力された入力信号ベクトルＸ₂₁（ｔ）が後段のゲート部ＧＥ₂₂に与えられる。この入力信号ベクトルＸ₂₂（ｔ）は、干渉除去部ＩＣ₁₂におけるエラーの有無に応じて干渉除去部ＩＣ₂₂に与えられるか、または干渉除去部ＩＣ₂₂を通さずにゲート部ＧＧ₂₂を介してさらに次段に通過させられる。
【０２５０】
このユーザ２に対応する２段目の構成および動作は、上述のユーザ１に対応する１段目の構成および動作と同じである。
【０２５１】
以上のようにこの発明の参考例３によれば、縦方向に直列に接続されたユーザ１〜ｍに対応するｍ段の干渉除去部から構成される干渉キャリアを、横方向に複数段設けることにより、より一層の干渉波成分の除去を図ることができる。
【０２５２】
［この発明の実施の形態１］
図１５は、この発明の実施の形態１によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。図１５に示した受信システムの構成は、以下の点を除いて、図８に示した参考例１の受信システムと同じである。
【０２５３】
すなわち、図８の参考例１では、各干渉除去部ＩＣに含まれた再変調器（図９）から出力された複素信号であるユーザ信号は、当該干渉除去部に含まれたパラメータ推定器（図９）に与えられるだけで、他のユーザの干渉除去部のパラメータ推定器には与えられていなかったが、図１５の実施の形態１では、各ユーザの干渉除去部の再変調器から出力されたユーザ信号は、当該ユーザに加えて他のすべてのユーザの干渉除去部のパラメータ推定器にも与えられるように構成されている。
【０２５４】
図６に示した本発明の受信システムに関連して説明したように、当該ユーザのユーザ信号と他のユーザのユーザ信号との間の相関値について全く考慮せずに（相関値を０とおいて）受信応答ベクトルを推定すれば、出力信号に誤差が含まれる原因となる。
【０２５５】
図１５の実施の形態１では、複数のユーザ信号間の相関値をも考慮して各ユーザの受信応答ベクトルを推定しようとするものであり、以下にその算出方法について説明する。
【０２５６】
たとえば、４人のユーザの信号Ｙ₁₁（ｔ），Ｙ₂₁（ｔ），Ｙ₃₁（ｔ），Ｙ₄₁（ｔ）と、受信応答ベクトルＨ₁₁，Ｈ₂₁，Ｈ₃₁，Ｈ₄₁とにより、受信信号Ｘ₁（ｔ）は次のように定義されるものとする。
【０２５７】

ただしｎはノイズ成分である。
【０２５８】
ここで、ユーザ１のユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）と受信信号Ｘ₁（ｔ）とのアンサンブル平均をとれば、第（１１）式は以下のように展開される。なお、上つきの＊は複素共役を表わす。
【０２５９】

ここでＥ［Ｙ₁₁（ｔ）＊Ｙ₁₁ ^*（ｔ）］＝１，［ｎ＊Ｙ₁₁ ^*（ｔ）］＝０であるので、第（５２）式は、次のようになる。
【０２６０】
Ｅ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］
＝Ｈ₁₁＋Ｈ₂₁＊Ｅ［Ｙ₂₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］＋Ｈ₃₁＊Ｅ［Ｙ₃₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］＋Ｈ₄₁＊Ｅ［Ｙ₄₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］ … （５３）
図６および図７の本発明の前提となる受信システムでは、ユーザ信号間の相関値であるＥ［Ｙ₂₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］，Ｅ［Ｙ₃₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］，Ｅ［Ｙ₄₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］を、実際の伝播環境では相関があるにもかかわらず０とおいていたので、結果的に得られるＥ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］＝Ｈ₁₁は誤差を含んでいたが、この実施の形態１では、これらのユーザ間の相関値（アンサンブル平均）を実際に計算した上で受信応答ベクトルＨ₁₁，Ｈ₂₁，Ｈ₃₁，Ｈ₄₁を計算している。以下の計算は、たとえば前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_k1，…，ＩＣ_m1では、パラメータ推定器ＰＥ₁₁，…，ＰＥ_k1，…，ＰＥ_m1によって実行される。
【０２６１】
すなわち、受信応答ベクトルＨ₁₁，Ｈ₂₁，Ｈ₃₁，Ｈ₄₁を未知数とすると、これらを求めるために４つの方程式からなる連立方程式が必要である。そこで、上述のＥ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₁₁ ^*（ｔ）］の値に加えて、３つのアンサンブル平均、すなわちＥ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₂₁ ^*（ｔ）］，Ｅ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₃₁ ^*（ｔ）］，Ｅ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₄₁ ^*（ｔ）］の値をも実際に計算する。
【０２６２】
そしてユーザ信号間の個々の相関値（アンサンブル平均）を実際に計算して、上記３つのアンサンブル平均の展開結果に代入すれば、未知数をＨ₁₁，Ｈ₂₁，Ｈ₃₁，Ｈ₄₁とする連立方程式ができあがり、これを解くことによって、実際の伝播環境に近い受信応答ベクトルＨ₁₁，Ｈ₂₁，Ｈ₃₁，Ｈ₄₁を高い精度で推定することができる。そして、次段の干渉キャンセラにおいても同様にユーザ信号間の相関値を実際に計算して受信応答ベクトルの推定を行なっている。
【０２６３】
なお、各段の干渉キャンセラにおいては、前段の干渉除去部でエラー無と判定され、既に一度レプリカ信号の減算が行なわれている場合であっても、初期入力信号ベクトルからレプリカ信号の再度の減算を行なうため、除去の精度を向上させる目的で、別途パラメータ推定器ＰＥＡ₁₂，…，ＰＥＡ_k2，…，ＰＥＡ_m2が設けられている。
【０２６４】
特に、この実施の形態１では、エラー判定器による抽出信号の復調エラーの判定結果に関係なく、すべてのユーザ間の個々の相関値（アンサンブル平均）を実際に計算して利用している。したがって、いずれかのユーザに関して復調エラーが発生している場合も考えられるが、エラー有りの信号とエラー無しの信号との間の相関値が、実際の信号（エラー無しの信号とエラー無しの信号）の間の相関値に近い場合には、実際の伝播環境に近い受信応答ベクトルを推定することができる。
【０２６５】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、従来は０とみなしていたユーザ信号間の相関値を実際に計算しているため、エラーのない受信応答ベクトルを推定することが可能となる。
【０２６６】
［この発明の実施の形態２］
図１６は、この発明の実施の形態２によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。図１６に示した受信システムの構成は、以下の点を除いて、図１５に示した実施の形態１の受信システムと同じである。
【０２６７】
すなわち、図１５の実施の形態１構成に加えて、図１６では、各ユーザのエラー判定器のエラー判定信号がすべてのユーザの干渉除去部のパラメータ推定器に与えられるように構成されている。この結果、復調エラーの有無によって、信号間の相関値の計算の是非を決定することができる。
【０２６８】
より具体的に、前述の実施の形態１の例を用いて説明する。たとえば４人のユーザのうち、ユーザ１および２の抽出信号に復調エラーはなく、ユーザ３および４の抽出信号に復調エラーがあると判断されたものとする。エラー有りのユーザの信号については、次段の干渉キャンセラで改めてユーザ信号が抽出されることになる。
【０２６９】
したがって、この実施の形態２では、エラーのないユーザ１および２の信号の相関のみを利用し、エラー有りのユーザ３および４の信号との相関は０とみなしている。たとえば、前述の第（１３）式では、相関値のうちＥ［Ｙ₃₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］およびＥ［Ｙ₄₁（ｔ）＊Ｙ₁₁*（ｔ）］は０とみなす。したがって、第（５３）式は、次のようになる。
【０２７０】
Ｅ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₁₁ ^*（ｔ）］＝Ｈ₁₁＋Ｈ₂₁＊Ｅ［Ｙ₂₁（ｔ）＊Ｙ₁₁ ^*（ｔ）］
【０２７１】
この式では、未知数がＨ₁₁，Ｈ₂₁の２つであるため、Ｅ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₁₁ ^*（ｔ）］の値に加えて、Ｅ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₂₁ ^*（ｔ）］の値をも計算する。そして、ユーザ１および２の相関値Ｅ［Ｙ₂₁（ｔ）＊Ｙ₁₁ ^*（ｔ）］を計算し、Ｅ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₁₁ ^*（ｔ）］およびＥ［Ｘ₁（ｔ）＊Ｙ₂₁ ^*（ｔ）］の双方の展開式に代入すれば、未知数をＨ₁₁，Ｈ₂₁とする連立方程式ができあがり、これを解くことによって受信応答ベクトルＨ₁₁，Ｈ₂₁を高い精度で算出することができる。
【０２７２】
特に、この実施の形態４では、エラーのないユーザ信号間の相関値を実際に計算して利用することにより、実際の伝播環境により近い受信応答ベクトルを推定することが可能となる。
【０２７３】
［この発明の実施の形態３］
図１７は、この発明の実施の形態３によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。図１７に示した受信システムの構成は、以下の点を除いて、図１１に示した参考例２の受信システムと同じである。
【０２７４】
すなわち、図１１の参考例２では、各干渉除去部ＩＣに含まれた再変調器から出力された複素信号であるユーザ信号は、当該干渉除去部に含まれたパラメータ推定器に与えられるだけで、他のユーザの干渉除去部のパラメータ推定器には与えられていなかったが、図１７の実施の形態３では、図１５の実施の形態１と同様に、各ユーザの干渉除去部の再変調器から出力されたユーザ信号は、当該ユーザに加えて他のすべてのユーザの干渉除去部のパラメータ推定器にも与えられるように構成されている。
【０２７５】
図１７に示した実施の形態３による受信システムは、図１５に示した実施の形態１による受信システムと、次の点で異なっている。
【０２７６】
まず、図１７の実施の形態３の構成では、初期入力信号ベクトルＸ1（ｔ）ではなく、当該干渉キャンセラの演算装置で算出された入力信号ベクトルから、新たにエラー無しと判定されたユーザのレプリカ信号の減算が行なわれる。すなわち、前段の干渉除去部でエラー無しと既に判定されたユーザに関してはレプリカ信号の減算はやり直さないため、図１５の実施の形態１のようにパラメータ推定部ＰＥ_A12，…，ＰＥ_Ak2，…，ＰＥ_Am2を追加する必要はない。
【０２７７】
その代わりに、前段の干渉除去部のエラーの有無に応じて、当該干渉キャンセラの干渉除去部で新たに算出したユーザ信号または前段の干渉除去部で既に計算済のユーザ信号のいずれかを選択して相関値計算の対象とするためのゲート部ＧＨ₁₂，…，ＧＨ_k2，…，ＧＨ_m2が設けられている。
【０２７８】
以上のように、この発明の実施の形態３によれば、従来は０とみなしていたユーザ信号間の相関値を実際に計算しているため、前述の実施の形態１と同様に、エラーのない受信応答ベクトルを推定することが可能となる。
【０２７９】
［この発明の実施の形態４］
図１８は、この発明の実施の形態４によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。図１８に示した受信システムの構成は、以下の点を除いて、図１７に示した実施の形態３の受信システムと同じである。
【０２８０】
すなわち、図１７の実施の形態３の構成に加えて、図１８では、各ユーザのエラー判定器のエラー判定信号がすべてのユーザの干渉除去部のパラメータ推定器に与えられるように構成されている。この結果、復調エラーの有無によって、信号間の相関値の計算の是非を決定することができる。
【０２８１】
すなわち、この実施の形態４では、前述の実施の形態２と同様に、エラーのないユーザ信号間の相関値を実際に計算して利用することにより、実際の伝播環境により近い受信応答ベクトルを推定することが可能となる。
【０２８２】
［この発明の実施の形態５］
図１９は、この発明の実施の形態５によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。この実施の形態８による受信システムは、基本的に、図１３に示した参考例３による受信システムの構成に、図１５の実施の形態１で説明した技術を適用したものである。
【０２８３】
すなわち、図１３の参考例３では、各干渉除去部に含まれる再変調器（図１４）から出力された複素信号であるユーザ信号は、当該干渉除去部のパラメータ推定器に与えられるだけで他のユーザの干渉除去部のパラメータ推定器には与えられていなかったが、図１９の実施の形態５では、各ユーザの再変調器から出力されたユーザ信号は、当該ユーザに加えて、次段以降のユーザの干渉除去部のパラメータ推定器にも与えられるように構成されている。
【０２８４】
より詳細に説明すると、図１９の実施の形態５では、初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）が、各干渉除去部ＩＣに共通に印加され、後述するように各干渉除去部ＩＣのパラメータ推定器ＰＥおよび加算器ＡＤの正入力に与えられているものとする。そして、前段の干渉除去部から出力された入力信号ベクトルが、当該干渉除去部のアダプティブアレイＡＡに与えられる（第１段目の干渉除去部ＩＣ₁₁では初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）がアダプティブアレイＡＡ₁₁に与えられる）。
【０２８５】
第１段目の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣ₁₁においては、図１４に示すように、当該干渉除去部で発生したユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）をパラメータ推定器ＰＥ_1kに与えることによりパラメータ推定しており、他のユーザのユーザ信号は用いられていない。
【０２８６】
しかし、後段の干渉除去部ＩＣ₁₂においては、当該干渉除去部で発生したユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ）に加えて、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁で発生したユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ）も用いてパラメータ推定している。
【０２８７】
同様に、各段の干渉除去部は、当該干渉除去部で発生したユーザ信号に加えて、当該干渉除去部の前段にあたる干渉除去部からのユーザ信号を用いてパラメータの推定を行なっている。
【０２８８】
たとえば、第１段目の干渉キャンセラの最下段の干渉除去部ＩＣ_1mは、当該干渉除去部で発生したユーザ信号Ｙ_1m（ｔ）に加えて、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_{1(m -1)}で発生したユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ），…，Ｙ_1(m-1)（ｔ）を用いてパラメータの推定をしている。
【０２８９】
図２０、図１９に示す干渉除去部の一例として第１段目の干渉キャンセラのｋ段目の干渉除去部ＩＣ_1kの構成を示すブロック図である。図２０に示した干渉除去部は、図１５に示した干渉除去部と以下の点で異なっている。
【０２９０】
すなわち、前段の干渉除去部から出力された入力信号ベクトルＸ_1k（ｔ）はアダプティブアレイＡＡ_1kに与えられるだけであり、初期入力信号Ｘ₁（ｔ）がパラメータ推定器ＰＥ_1kの入力および加算器ＡＤ_1kの正入力に与えられる。パラメータ推定器ＰＥ_1kには、当該干渉除去部で発生したユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）に加えて、前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_1(k-1)からのユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ），…，Ｙ_1(k-1)（ｔ）も与えられ、これらのユーザ信号の相関値に基づいて、パラメータ推定器ＰＥ_1kは、受信応答ベクトルＨ₁₁，Ｈ₁₂，…，Ｈ_1kを算出する。
【０２９１】
これらのユーザ信号Ｙ₁₁（ｔ），…，Ｙ_1k（ｔ）と、受信応答ベクトルＨ₁₁，…，Ｈ_1kとは、対応する乗算器ＭＰ_1k1，ＭＰ_1k2，…，ＭＰ_1kkによってそれぞれ乗算され、その乗算結果はそれぞれＡＮＤゲートＡＮＤ_1k1，ＡＮＤ_1k2，…，ＡＮＤ_1kkを介して加算器ＡＤ_1kの負入力に与えられる。
【０２９２】
ＡＮＤゲートＡＮＤ_1k1，ＡＮＤ_1k2，…，ＡＮＤ_1kkの他方入力には前段の干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_1(k-1)からのエラー判定信号Ｅ₁₁，…，Ｅ_1(k-1)および当該干渉除去部で発生したエラー判定信号Ｅ_1kがそれぞれ入力され、エラー有りを示すエラー判定信号が入力されたＡＮＤゲートは閉じてエラーを含むレプリカ信号の初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）からの減算は回避される。
【０２９３】
この結果、加算器ＡＤ_1kからは、ノイズ成分を含まない入力信号ベクトルＸ_1(k+1)（ｔ）が算出され、次段の干渉除去部ＩＣ_1(k+1)のアダプティブアレイＡＡ_1(k+1)に与えられる。
【０２９４】
第２段目以降の干渉キャンセラの干渉除去部ＩＣ₂₁，ＩＣ₂₂，…も同様の構成を有しているものとする。
【０２９５】
すなわち、図１９および図２０の例では、干渉除去部ＩＣ₁₁，…，ＩＣ_1mにおける受信応答ベクトルＨ_{1 1}，Ｈ₁₂，…，Ｈ_1k，…，Ｈ_1mは次のように求められる。まず、初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）は次のように表わされる。
【０２９６】
Ｘ₁（ｔ）＝Ｈ₁₁Ｙ₁₁（ｔ）＋…＋Ｈ_1kＹ_1k（ｔ）＋…＋Ｈ_1mＹ_1m（ｔ）
図１９の第１段目の干渉キャンセラの構成では、各段の干渉除去部ＩＣで初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）に基づいてユーザ信号Ｙ_1k（ｔ）が推定できる。したがって、各ユーザ信号と上記初期入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）とのアンサンブル平均をとれば、ユーザ間の相関値（アンサンブル平均）を実際に計算した上で受信応答ベクトルＨ₁₁，Ｈ₁₂，…，Ｈ_1k，…，Ｈ_1mを求めるための連立方程式が得られる。
【０２９７】
さらに、次段の干渉キャンセラの動作は基本的に図１３を参照して説明した動作と同じで有り、異なるのは次の点である。
【０２９８】
すなわち、ゲート部ＧＥ₂₁には、前段の干渉除去部ＩＣ₁₂，…，ＩＣ_1mからユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ），…，Ｙ_1m（ｔ）およびエラー判定信号Ｅ₁₂，…，Ｅ_1mが与えられており、干渉除去部ＩＣ₁₁でエラーが判定されたときには、これらのユーザ信号Ｙ₁₂（ｔ），…，Ｙ_1m（ｔ）およびエラー判定信号Ｅ₁₂，…，Ｅ_1mが干渉除去部ＩＣ₂₁に与えられ、そのうちのユーザ信号がパラメータ推定に用いられる。
【０２９９】
次に、ゲート部ＧＥ₂₂には、前段の干渉除去部ＩＣ₁₃，…，ＩＣ_1mおよびＩＣ₂₁から，ユーザ信号Ｙ₁₃（ｔ），…，Ｙ_1m（ｔ），Ｙ₂₁（ｔ）およびエラー判定信号Ｅ₁₃，…，Ｅ_1m，Ｅ₂₁が与えられており、干渉除去部ＩＣ₁₂でエラーが判定されたときには、これらのユーザ信号Ｙ₁₃（ｔ），…，Ｙ_1m（ｔ），Ｙ₂₁（ｔ）およびエラー判定信号Ｅ₁₃，…，Ｅ_1m，Ｅ₂₁が干渉除去部ＩＣ₂₂に与えられ、そのうちのユーザ信号がパラメータ推定に用いられる。以下、干渉キャンセラの各段の干渉除去部において同様の動作（パラメータ推定）が実行される。
【０３００】
以上のように、図１９の実施の形態５による受信システムは、複数のユーザ信号間の相関値をも考慮して各ユーザの受信応答ベクトルを算出しようとするものである。したがって、この実施の形態５よる受信システムは、前述の実施の形態１による受信システムと同様に、実際の伝播環境で得られるものに近い受信信号応答ベクトルを高い精度で推定することができる。
【０３０１】
［この発明の実施の形態６］
図２１は、この発明の実施の形態６によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムにおける干渉除去部の構成を示すブロック図である。この実施の形態６による受信システムは、基本的に、干渉除去部の構成を除いて図１９に示した受信システムと同じ全体構成を有しており、図１３に示した参考例３による受信システムの構成に、図１７の実施の形態２で説明した技術を適用したものである。図２１に示した干渉除去部は、以下の点を除いて、図２０示した実施の形態５の干渉除去部と同じである。
【０３０２】
すなわち、図２０の実施の形態５の干渉除去部構成に加えて、図２１の実施の形態６では、前段の干渉除去部のエラー判定器のエラー判定信号（たとえばＥ₁₁，…，Ｅ_1(k-1)）を次段の干渉除去部のパラメータ推定器に与えられるように構成されている。
【０３０３】
図２１の実施の形態６による受信システムは、復調エラーの有無によって信号間の相関値の計算の是非を決定するものである。特に、この実施の形態６による受信システムでは、エラーがないユーザ信号間でのみ相関値を計算して、受信信号応答ベクトルの算出に利用することにより、前述の実施の形態２による受信システムと同様に、実際の伝播環境で得られるものに近い受信応答ベクトルを高い精度で推定することができる。
【０３０４】
［他の参考例１］
ところで、図８〜図２１に示された各形態は、ＰＤＭＡ用基地局の受信システムに関するものである。近年、このＰＤＭＡ通信方式に加えて、ＣＤＭＡ通信方式が提案されており、すでに実用化されている。
【０３０５】
このＣＤＭＡ通信方式では、送信側で、送信されるデジタルデータのシンボルに所定の拡散符号を乗算して遥かに高い周波数の信号として送信し、受信側では上記拡散符号を用いて受信信号を逆拡散することによりデータの復調を行なっている。
【０３０６】
ここで、拡散符号として互いに相関のない異なるものを複数種類用いれば、同一周波数の複数のデータ信号が拡散されて送信されている場合であっても、送信時に対応する拡散符号で逆拡散を行なうことにより所望のユーザの信号のみを確実に分離抽出することができる。したがって、このＣＤＭＡ通信方式を用いることにより、さらなる通信容量の増大を図ることが可能となる。このようなＣＤＭＡ通信方式はすでに実用化され、当該技術分野において周知であるので、詳細な説明は省略する。
【０３０７】
以下に説明する他の参考例は、上記無線受信システムを、ＣＤＭＡ通信方式に適用したものである。
【０３０８】
図２２は、この発明の他の参考例１によるＣＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図であり、図２３および図２４は、それぞれ、図２２に示した干渉除去部および演算装置の具体的なブロック図である。
【０３０９】
図２２ないし図２４に示す他の参考例１のＣＤＭＡ受信システムは、以下の点を除いて、図８ないし図１０に示した参考例１のＰＤＭＡ受信システムと同じである。
【０３１０】
すなわち、図８に示す参考例１の受信システムの干渉除去部ＩＣの構成を、図９に示す参考例１の構成から、図２３に示す他の参考例１の構成に変更したものである。図２３示す干渉除去部（一例としての干渉除去部ＩＣ_K1′）では、アダプティブアレイおよびパラメータ推定器の前段に、ＣＤＭＡ通信方式で送信されアンテナ３〜６で受信された信号を逆拡散するための逆拡散器ＩＳ_k1が設けられている。各干渉除去部において逆拡散器でユーザごとに逆拡散された受信信号は、対応するアダプティブアレイおよびパラメータ推定器に与えられ、前述の実施の形態１と同じ動作により、それぞれのユーザ信号が抽出されて、後段の干渉キャンセラの演算装置に与えられる。
【０３１１】
図２４に示す１段目の干渉キャンセラの演算装置１０１ａは、乗算器ＭＰ₁，…，ＭＰ_k-1，ＭＰ_k，ＭＰ_k+1，…，ＭＰ_mの出力をそれぞれ拡散する拡散器Ｓ₁₁，…，Ｓ_(k-1)1，Ｓ_k1，Ｓ_(k+1)1，…，Ｓ_m1が設けられている点を除いて、図１０に示した演算装置１０１′と同じである。
【０３１２】
すなわち、ＣＤＭＡ通信方式により拡散されたままの入力信号ベクトルＸ₁（ｔ）からの減算を行なうために、各乗算器の出力が再度対応する拡散符号により拡散される。
【０３１３】
そして各拡散器の出力、すなわち演算装置１０１ａの出力は、後段の対応する干渉除去部の逆拡散器により再度逆拡散されて、アダプティブアレイおよびパラメータ推定器に与えられる。
【０３１４】
第２段の干渉キャンセラの演算装置１０２ａは、図２４示す演算装置１０１ａと同じ構成を有している。他の動作は、図８ないし図１０に示した参考例１と同じである。
【０３１５】
［この発明の他の参考例２］
次に、図２５は、この発明の他の参考例２によるＣＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。図２５に示す他の参考例２は、以下の点を除いて、図１３に示した参考例３と同じである。すなわち、各段の干渉除去部ごとに、対応するアダプティブアレイおよびパラメータ推定器の前段に、ＣＤＭＡ通信方式で送信された入力信号ベクトルを逆拡散するための逆拡散器（図１４の干渉除去部ＩＣ_1k′では逆拡散器ＩＳ_1k）が設けられている。それぞれの逆拡散器でユーザごとに逆拡散された入力信号ベクトルは、対応するアダプティブアレイおよびパラメータ推定器に与えられ、前述の実施の形態３と同じ動作により、それぞれのユーザ信号が抽出される。なお、各干渉除去部における乗算器の出力は、ＣＤＭＡ方式により拡散されたままの対応する入力信号ベクトルからの減算を行なうために拡散器（図１４では拡散器Ｓ1k）により再度拡散される。その他の動作は図１３に示した参考例３と同じであるので、ここでは繰り返さない。
【０３１６】
なお、図８ないし図１０に示した参考例１および図１３および図１４に示した参考例３にＣＤＭＡ通信方式を適用した例を実施の形態１０および１１として説明したが、その他の実施の形態として開示した受信システムに対しても、図示省略するがこのＣＤＭ通信方式が同様に適用されることはいうまでもない。
【０３１７】
図２６は、上述の各形態の受信システムにおいて用いられるアダプティブアレイの一例を示すブロック図である。
【０３１８】
図２６において、各アダプティブアレイには入力ポート１８１〜１８４が設けられており、それぞれの入力ポートにはＡ／Ｄ変換器８でＡ／Ｄ変換された４本のアンテナ３〜６からの入力信号が入力される。これらの入力信号は、ウェイトベクトル計算器１７６と乗算器１７１〜１７４とに与えられる。
【０３１９】
ウェイトベクトル計算器１７６は、入力ポート１８１〜１８４からの入力信号と、メモリ１７７に予め記憶されている特定のユーザの信号に対応したトレーニング信号または加算器１７５の出力を用いて、所望のユーザ信号が抽出されるようにウェイトベクトルｗ１〜ｗ４を計算する。
【０３２０】
乗算器１７１〜１７４は、入力ポート１８１〜１８４の入力信号とウェイトベクトルｗ１〜ｗ４とをそれぞれ乗算して加算器１７５へ出力する。加算器１７５は、乗算器１７１〜１７４のそれぞれの出力信号を加算してその結果得られる所望のユーザ信号をウェイトベクトル計算器１７６に与えるとともに、出力ポートから出力する。
【０３２１】
なお、上述の実施の形態及び各参考例においては、再変調器によって再変調されたデータを演算装置等に与えるように構成しているが、アダプティブアレイの出力と再変調されたデータとは、もともと同一内容のデータとみなすこともできるので、アダプティブアレイの出力データを演算装置等に入力しても同様の効果が得られる。
【０３２２】
さらに、上述の各実施の形態及び参考例では、干渉キャンセラを複数段接続したハードウェア構成として受信システムを実現した例について説明したが、これらの受信システムはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって全体としてソフトウェアで実現することもできる。
【０３２３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【０３２４】
【発明の効果】
以上のように、この発明は、従来は０とみなしていたユーザ信号間の相関値を実際に計算しているため、エラーのない受信応答ベクトルを推定することが可能となり、移動通信システムなどの無線通信システムにおける通信品質の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明が用いられるＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】 無線装置（無線基地局）１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。
【図３】 本発明の応答ベクトル推定の前提となる応答ベクトルの推定原理を説明するための概念図である。
【図４】 本発明の応答ベクトル推定の推定原理を説明するための概念図である。
【図５】 この発明の動作を示すフロー図である。
【図６】 この発明のＰＤＭＡ用基地局の受信システムのブロック図である。
【図７】 図６示した演算装置の構成を示すブロック図である。
【図８】 この発明の参考例１によるＰＤＭＡ用基地局の受信システム
のブロック図である。
【図９】 図８に示した干渉除去部の構成を示すブロック図である。
【図１０】 図８に示した演算装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】 この発明の参考例２によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムのブロック図である。
【図１２】 図１１に示した演算装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】 この発明の参考例３によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムのブロック図である。
【図１４】 図１３に示した干渉除去部の構成を示すブロック図である。
【図１５】 この発明の実施の形態１によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムのブロック図である。
【図１６】 この発明の実施の形態２によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムのブロック図である。
【図１７】 この発明の実施の形態３によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムのブロック図である。
【図１８】 この発明の実施の形態４によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムのブロック図である。
【図１９】 この発明の実施の形態５および６によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムのブロック図である。
【図２０】 この発明の実施の形態５によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムの干渉除去部の構成を示すブロック図である。
【図２１】 この発明の実施の形態６によるＰＤＭＡ用基地局の受信システムの干渉除去部の構成を示すブロック図である。
【図２２】 この発明の他の参考例１によるＣＤＭＡ用基地局の受信システムのブロック図である。
【図２３】 図１６に示した干渉除去部の構成を示すブロック図である。
【図２４】 図１６に示した演算装置の構成を示すブロック図である。
【図２５】 この発明の他の参考例２によるＣＤＭＡ用基地局の受信システムの干渉除去部の構成を示すブロック図である。
【図２６】 アダプティブアレイの構成を示すブロック図である。
【図２７】 ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡおよびＰＤＭＡの各通信方式におけるユーザ信号のチャネル配置図である。
【図２８】 従来のＰＤＭＡ用基地局の受信システムを示すブロック図である。
【図２９】 アダプティブアレイ無線基地局の構成を示す概略ブロック図である。
【図３０】 携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。
【図３１】 アダプティブアレイ無線基地局とユーザとの間の電波信号の授受をイメージ化した模式図である。
【符号の説明】
３〜６ アンテナ、７ 周波数変換回路、８ Ａ／Ｄ変換器、１０１，１０２，１０Ｌ，１０１′，１０２′，１０Ｌ′ 演算装置、１７６ ウェイトベクトル計算器、１８１〜１８４ 入力ポート、ＩＣ 干渉除去部、ＤＭ 復調器、ＲＭ 再変調器、ＥＤ エラー判定器、ＰＥ パラメータ推定器、ＭＰ 乗算器、ＡＤ 加算器、ＡＮＤ ＡＮＤゲート、ＧＡ，ＧＢ，ＧＣ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＦ，ＧＧ，ＧＨ ゲート部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio reception system, and more particularly to a radio reception system based on a communication method such as PDMA (Path Division Multiple Access), CDMA (Code Division Multiple Access), and the like. The present invention relates to a wireless reception system that can be eliminated.
[0002]
[Prior art]
In recent years, various mobile channel allocation methods have been proposed for effective use of frequencies in mobile communication systems such as mobile phones that are rapidly developing, some of which have been put into practical use.
[0003]
FIG. 27 is an arrangement diagram of channels in various communication systems of frequency division multiple access (FDMA), time division multiple access (TDMA), and PDMA.
[0004]
First, FDMA, TDMA, and PDMA will be briefly described with reference to FIG. FIG. 27 (a) is a diagram showing FDMA, in which analog signals of users 1 to 4 are transmitted after being divided by radio waves of different frequencies f1 to f4, and signals of users 1 to 4 are separated by frequency filters. The
[0005]
In the TDMA shown in FIG. 27 (b), the digitized signal of each user is transmitted in radio waves having different frequencies f1 to f4 and time-divided at fixed time intervals (time slots). The signal is separated by the frequency filter and time synchronization between the base station and each user mobile terminal device.
[0006]
On the other hand, recently, a PDMA system has been proposed in order to increase the frequency use efficiency of radio waves by the spread of mobile phones. In this PDMA system, as shown in FIG. 27C, one time slot at the same frequency is spatially divided to transmit data of a plurality of users. In this PDMA, each user's signal is separated using a frequency filter, time synchronization between the base station and each user mobile terminal device, and a mutual interference canceller such as an adaptive array.
[0007]
The operation principle of such an adaptive array radio base station is described in the following document, for example.
[0008]
B. Widrow, et al .: “Adaptive Antenna Systems,” Proc. IEEE, vol.55, No.12, pp.2143-2159 (Dec. 1967).
S. P. Applebaum: “Adaptive Arrays”, IEEE Trans. Antennas & Propag., Vol. AP-24, No. 5, pp. 585-598 (Sept. 1976).
O. L. Frost, III: “Adaptive Least Squares Optimization Subject to Linear Equality Constraints,” SEL-70-055, Technical Report, No. 6796-2, Information System Lab., Stanford Univ. (Aug. 1970).
B. Widrow and S. D. Stearns: “Adaptive Signal Processing,” Prentice-Hall, Englewood Cliffs (1985).
R. A. Monzingo and T. W. Miller: “Introduction to Adaptive Arrays,” John Wiley & Sons, New York (1980).
J. E. Hudson: “Adaptive Array Principles,” Peter Peregrinus Ltd., London (1981).
R. T. Compton, Jr .: “Adaptive Antennas-Concepts and Performance,” Prentice-Hall, Englewood Cliffs (1988).
E. Nicolau and D. Zaharia: “Adaptive Arrays,” Elsevier, Amsterdam (1989).
[0009]
FIG. 28 is a schematic diagram conceptually showing the operation principle of such an adaptive array radio base station. In FIG. 28, one adaptive array radio base station 201 includes an array antenna 202 including n antennas # 1, # 2, # 3,..., #N. Represented as region 203. On the other hand, a range in which radio waves from other adjacent radio base stations 206 reach is represented as a second area 207.
[0010]
Within area 203, radio signal transmission / reception is performed between mobile phone 204, which is the terminal of user A, and adaptive array radio base station 201 (arrow 205). On the other hand, in the area 207, radio signal transmission / reception is performed between the mobile phone 208, which is the terminal of another user B, and the radio base station 206 (arrow 209).
[0011]
Here, when the frequency of the radio signal of the mobile phone 204 of the user A happens to be equal to the frequency of the radio signal of the mobile phone 208 of the user B, the radio signal from the mobile phone 208 of the user B may depend on the position of the user B. An unnecessary interference signal is generated in the area 203 and mixed into a radio wave signal between the mobile phone 204 of the user A and the adaptive array radio base station 201.
[0012]
As described above, the adaptive array radio base station 201 that has received the mixed radio signals from both of the users A and B outputs a signal in which signals from both of the users A and B are mixed unless any processing is performed. As a result, the call of the user A who should originally call is hindered.
[0013]
[Configuration and operation of conventional adaptive array antenna]
The adaptive array radio base station 201 performs the following processing to remove the signal from the user B from the output signal. FIG. 29 is a schematic block diagram showing the configuration of the adaptive array radio base station 201. As shown in FIG.
[0014]
First, assuming that the signal from user A is A (t) and the signal from user B is B (t), the received signal x1 (t) at first antenna # 1 constituting array antenna 202 in FIG. Is expressed as:
x1 (t) = a1 * A (t) + b1 * B (t) + n1 (t)
Here, a1 and b1 are coefficients that change in real time as described later, and n1 is a noise component.
[0015]
Next, the received signal x2 (t) at the second antenna # 2 is expressed as follows:
x2 (t) = a2 * A (t) + b2 * B (t) + n2 (t)
Here, a2 and b2 are similarly coefficients that change in real time, and n2 is a noise component.
[0016]
Next, the received signal x3 (t) at the third antenna # 3 is expressed as follows:
x3 (t) = a3 * A (t) + b3 * B (t) + n3 (t)
Here, a3 and b3 are similarly coefficients that change in real time, and n3 is a noise component.
[0017]
Similarly, the received signal xn (t) at the nth antenna #n is expressed as follows:
xn (t) = an × A (t) + bn × B (t) + nn (t)
Here, an and bn are similarly coefficients that change in real time, and nn is a noise component.
[0018]
The above-described coefficients a1, a2, a3,..., An differ in the relative positions of the antennas # 1, # 2, # 3,. Therefore (for example, the antennas are arranged at 5 times the wavelength of the radio signal, that is, with an interval of about 1 meter between each other), the difference between the phase and amplitude at each antenna is generated. .
[0019]
Similarly, the above-described coefficients b1, b2, b3,..., Bn also differ in the phase and amplitude at the antennas # 1, # 2, # 3,. Represents that this occurs. Since each user is moving, these coefficients change in real time.
[0020]
Signals x1 (t), x2 (t), x3 (t),..., Xn (t) received by the respective antennas correspond to the corresponding switches 10-1, 10-2, 10-3,. enters the receiving unit 1R constituting the adaptive array radio base station 201 via n and is given to the weight vector control unit 11 and corresponding multipliers 12-1, 12-2, 12-3,..., 12-n Is given to one of the inputs.
[0021]
Weights w1, w2, w3,..., Wn for the received signals at the respective antennas are applied from the weight vector control unit 11 to the other input of these multipliers. These weights are calculated in real time by the weight vector control unit 11, as will be described later.
[0022]
Therefore, the received signal x1 (t) at antenna # 1 passes through multiplier 12-1 and becomes w1 × (a1A (t) + b1B (t)), and the received signal x2 (t) at antenna # 2 is It passes through the multiplier 12-2 and becomes w2 × (a2A (t) + b2B (t)), and the received signal x3 (t) at the antenna # 3 passes through the multiplier 12-3 and becomes w3 × (a3A (t). + B3B (t)), and the received signal xn (t) at the antenna #n passes through the multiplier 12-n and becomes wn × (anA (t) + bnB (t)).
[0023]
The outputs of these multipliers 12-1, 12-2, 12-3,..., 12-n are added by an adder 13, and the output is as follows:
w1 (a1A (t) + b1B (t) + n1 (t)) + w2 (a2A (t) + b2B (t) + n2 (t)) + w3 (a3A (t) + b3B (t) + n3 (t)) + ... + wn (anA (T) + bnB (t) + nn (t))
[0024]
Dividing this into terms for signal A (t) and terms for signal B (t):
(W1a1 + w2a2 + w3a3 + ... + wnan) A (t) + (w1b1 + w2b2 + w3b3 + ... + wnbn) B (t)
[0025]
Here, as will be described later, the adaptive array radio base station 201 identifies the users A and B and calculates the weights w1, w2, w3,..., Wn so that only signals from the desired users can be extracted. . For example, in the example of FIG. 29, the weight vector control unit 11 extracts coefficients A1, a2, a3,..., An, b1, b2, in order to extract only the signal A (t) from the user A who should originally talk. b3,..., bn are regarded as constants, and the weights w1, w2, w3,..., wn are calculated so that the coefficient of the signal A (t) is 1 as a whole and the coefficient of the signal B (t) is 0 as a whole. To do.
[0026]
That is, the weight vector control unit 11 solves the following simultaneous linear equations to obtain the weights w1, w2, w3,..., Wn that the coefficient of the signal A (t) is 1 and the coefficient of the signal B (t) is 0. Calculate in real time:
[0027]
w1a1 + w2a2 + w3a3 + ... + wnan = 1
w1b1 + w2b2 + w3b3 +... + wnbn = 0
[0028]
Although description of the solution method of the simultaneous linear equations is omitted, it is well known as described in the literature listed above, and has already been put into practical use in adaptive array radio base stations.
[0029]
By thus setting the weights w1, w2, w3,..., Wn, the output signal of the adder 13 is as follows:
Output signal = 1 × A (t) + 0 × B (t) = A (t)
[0030]
[User identification, training signal]
The identification of the users A and B is performed as follows.
[0031]
FIG. 30 is a schematic diagram showing a frame configuration of a radio signal of a mobile phone. The radio signal of a mobile phone is mainly composed of a preamble made up of a signal sequence known to the radio base station and data (such as voice) made up of a signal sequence unknown to the radio base station.
[0032]
The preamble signal sequence includes a signal sequence of information for identifying whether or not the user is a desired user to be talked to the radio base station. The weight vector control unit 11 (FIG. 29) of the adaptive array radio base station 201 compares the training signal corresponding to the user A extracted from the memory 14 with the received signal sequence, and includes the signal sequence corresponding to the user A. Weight vector control (determination of weights) is performed so as to extract a signal that seems to be. The signal of the user A thus extracted is the output signal S_RX(T) is output to the reception processing unit of the adaptive array radio base station 201.
[0033]
On the other hand, in FIG. 29, the transmission signal S to be transmitted to the mobile phone._TX(T) enters the transmission unit 1T constituting the adaptive array radio base station, and is given to one input of the multipliers 15-1, 15-2, 15-3, ..., 15-n. The weights w1, w2, w3,..., Wn previously calculated based on the received signal by the weight vector controller 11 are copied and applied to the other inputs of these multipliers.
[0034]
The input signals weighted by these multipliers are connected to corresponding antennas # 1, # 2, # 3,..., Via corresponding switches 10-1, 10-2, 10-3,. #N is transmitted to the area 203 in FIG.
[0035]
Here, since the signal transmitted using the same array antenna 202 as that at the time of reception is weighted targeting the user A in the same manner as the received signal, the transmitted radio wave signal is as if directivity to the user A is considered. Is received by the mobile phone 204 of user A. FIG. 31 is a diagram illustrating the transmission and reception of radio signals between the user A and the adaptive array radio base station 201. Compared with the area 203 in FIG. 28 that shows the actual radio wave reachable range, the adaptive array radio base station 201 sets the directivity to the mobile phone 204 of the user A as a target as shown in the virtual area 3a in FIG. A state in which a radio signal is radiated is imagined.
[0036]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the PDMA scheme requires a technique for removing co-channel interference. In this regard, an adaptive array that adaptively directs nulls to the interference wave is an effective means because it can effectively suppress the interference wave even when the level of the interference wave is higher than the level of the desired wave.
[0037]
However, the PDMA communication system has a problem that interference cannot be sufficiently removed when interference signals are close to each other. Therefore, attempts have been made to improve characteristics by incorporating multistage interference cancellation (hereinafter referred to as MIC).
[0038]
In this MIC, in order to remove the interference signal, it is necessary to accurately restore the signal from which the interference is removed. This restored signal (replica signal) is generated based on the remodulated signal (the signal obtained by modulating the demodulated signal), the response vector (propagation channel coefficient), and the frequency offset information.
[0039]
This response vector is obtained by estimation at one point within one slot interval. For this reason, when the response vector in the slot fluctuates due to fading or the like, an estimation error occurs in the estimated response vector. If an estimation error occurs in the estimated response vector, an accurate replica signal cannot be generated.
[0040]
  Therefore, the main purpose of this invention isBy estimating the received response vector closer to the actual propagation environmentIt is to provide a wireless reception system capable of improving communication quality.
[0041]
[Means for Solving the Problems]
  The present invention receives signals from a plurality of users using a plurality of antennas, creates an input signal vector common to each user based on the received signals from the plurality of users,Multi-stageA radio reception system for removing an interference signal component from the input signal vector using an interference canceller, wherein the interference canceller extracts a user signal component corresponding to a specific user from the input signal vector from the plurality of users. Signal extracting means for extracting, and the input signal vector;A specific user signal component and a correlation value between all user signals and a specific user signal;Parameter estimation means for estimating a reception response vector at a plurality of points in time from a propagation path slot from a specific terminal, and calculating a reception response vector in one slot based on the reception response vectors at the plurality of points An error determination unit that determines whether a user signal component corresponding to a specific user extracted by the signal extraction unit includes a demodulation error, an interference removal unit, and the input signal vector,Respond to a specific userUser signal components,The reception calculated by the parameter estimation means.Computing means for removing an interference signal component based on the transmission response vector and calculating and outputting an input signal vector to the next stage, and based on the determination result of the error determination means, the parameter estimation means The user signal components of all users determined not to contain the user signal are calculated, the correlation value between the specific user and the user signal components of other users is calculated, and a demodulation error is calculated by the error determination means.IncludingThe correlation of the user signal component with the determined user is regarded as 0, and the reception response vector is estimated including these correlation values.
[0042]
  In addition to the above configuration, the present inventionThe arithmetic means removes an interference signal component from an initial input signal vector based on a user signal component determined not to include a demodulation error by the error determination means and a reception response vector estimated by the parameter estimation means. The input signal vector to the next stage may be calculated and output.
[0043]
  The present invention also receives signals from a plurality of users using a plurality of antennas, creates a common input signal vector for each user based on the received signals from the plurality of users, A radio reception system that interference-removes an interference signal component from the input signal vector using an interference canceller, wherein the interference canceller converts a user signal component corresponding to a specific user among the plurality of users to the input signal vector. Signal extracting means for extracting from the above, error determining means for determining whether each of the extracted user signal components includes a demodulation error, the input signal vector,A specific user signal component and a correlation value between all user signals and a specific user signal;Parameter estimation means for estimating a reception response vector at a plurality of points in time from a propagation path slot from a specific terminal, and calculating a reception response vector in one slot based on the reception response vectors at the plurality of points An interference canceling unit, and the input signal vector,Respond to a specific userUser signal components,The reception calculated by the parameter estimation means.An arithmetic means that removes an interference signal component based on the transmission response vector, calculates and outputs an input signal vector to the next stage, and is provided for each of a plurality of users from the previous stage arithmetic means.Input signal vector, user signal component corresponding to a specific user, calculated by the parameter estimation meansA reception response vector and an error determination signal from the error determination means are given.A first gate unit; and a second gate unit to which each signal from the interference canceling unit, each signal from the first gate unit, and an error determination signal from an error determination unit in the previous stage are provided, The first gate unit selects and outputs the signals to the interference removal unit or the second gate unit according to an error determination signal from an error determination unit in the previous stage, and the second gate unit outputs the error For each user who selects and outputs each signal from the interference removal unit or the first gate unit according to an error determination signal of the determination unit and is determined not to include an error by the error determination unit in the previous stage, For a user who passes through the second gate part and is given to the next stage interference canceller and is judged to contain an error by the preceding stage error judging means, the first stage computation Interference removal by means Based on the input signal vector made, based on the determination result of the error determination means, the interference removal unit captures user signal components of all users determined not to include a demodulation error, and the specific user and others The correlation value between the user signal component of the user and the user signal component with the user determined to include a demodulation error is assumed to be 0, and the received response vector is calculated including these correlation values. Estimating, calculating a reception response vector corresponding to a specific user, an error determination signal, and a user signal component,The second gate portion is applied to the next stage interference canceller.
[0045]
  The present invention receives signals from a plurality of users using a plurality of antennas, creates a common input signal vector for each user based on the received signals from the plurality of users, and multi-stage interference cancellers. A radio reception system that removes interference signal components from the input signal vector using the interference signal, wherein the interference canceller extracts a user signal component corresponding to a specific user among the plurality of users from the input signal vector. Signal extracting means, error determining means for determining whether each of the extracted user signal components includes a demodulation error, and the input signal vectorA specific user signal component and a correlation value between all user signals and a specific user signal;Based on the propagation path slot from a specific terminalA reception response vector at a plurality of time points is estimated, and a reception response vector in one slot based on the reception response vectors at the plurality of time pointsCalculateThe first parAn interference canceling unit comprising: a parameter estimating unit; and the input signal vector;specificUser signal components,Calculated by the first parameter meansRemove interference signal components based on received response vectorTo the next levelAn arithmetic means for calculating and outputting an input signal vector, and an arithmetic means provided for each of a plurality of users from the preceding arithmetic meansInput signal vector, user signal component corresponding to a specific user, calculated by the parameter estimation meansA reception response vector and an error determination signal from the error determination means are given.A first gate unit, an initial input signal vector, a specific user signal component from the first gate unit, and a correlation value between all user signals and a specific user signal,Based on the propagation path slot from a specific terminalA reception response vector at a plurality of time points is estimated, and a reception response vector in one slot based on the reception response vectors at the plurality of time pointsSecond parameter estimating means for calculating the interference from the interference removing uniteachSignal and said second parameter estimating meansAnd a second gate to which an error determination signal of the error determination means is provided, wherein the first gate portion is configured to respond to the error determination signal of the previous error determination means, The second parameter unit or the second gate unit selects and outputs the respective signals, and the second gate unit selects the interference canceling unit and the second parameter unit according to an error determination signal of the error determination unit. Alternatively, each signal from the first gate unit is selected and output, and on the basis of the determination result of the error determination unit, the first and second parameter estimation units are all determined to include no demodulation error. The user signal component of the user is captured, the correlation value between the user signal component of the specific user and the other user is calculated, and the user signal component of the user determined not to include a demodulation error Seki considers 0, with estimates a reception response vector including these correlation values,Error in the error judgment means in the previous stageNot includingAs for the determined user, each signal given to the first gate unit is given to the second parameter estimating unit, and each signal from the second parameter unit is passed through the second gate unit. For a user who has been given to the interference canceller at the stage and has been determined to include an error by the error determination means at the previous stage, the interference cancellation unit receives the reception response vector based on the input signal vector from which the interference cancellation has been performed by the calculation means at the previous stage. And an error determination signal and a user signal component are calculated and supplied from the second gate unit to the next-stage interference canceller.
[0048]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 1000 of a PDMA base station to which the present invention is applied.
[0049]
In the configuration shown in FIG. 1, four antennas # 1 to # 4 are provided to identify users PS1 and PS2. However, the number of antennas may be more generally N (N: natural number).
[0050]
In transmission / reception system 1000 shown in FIG. 1, signals from antennas # 1 to # 4 are received, and signals are transmitted to corresponding user, for example, receiving unit SR1 and user PS1 for separating signals from user PS1. A transmission unit ST1 is provided. Connections between antennas # 1 to # 4 and receiving unit SR1 and transmitting unit ST1 are selectively switched by switches 10-1 to 10-4.
[0051]
That is, the received signal RX received by each antenna₁(T), RX₂(T), RX_Three(T), RX_Four(T) enters the reception unit SR1 through the corresponding switches 10-1, 10-2, 10-3, and 10-4, and is given to the reception weight vector calculator 20 and the reception response vector calculator 22 and correspondingly. It is given to one input of multipliers 12-1, 12-2, 12-3, 12-4, respectively.
[0052]
The weighting factors wrx11, wrx21, wrx31, and wrx41 for the reception signals at the respective antennas are applied from the reception weight vector calculator 20 to the other input of these multipliers. These weighting factors are calculated in real time by the reception weight vector calculator 20 as in the conventional example.
[0053]
The transmission unit ST1 receives the reception response vector calculated by the reception response vector calculator 22, and estimates a propagation path at the time of transmission, that is, estimates a virtual reception response vector at the time of transmission, as will be described later. Based on the estimation result of the transmission response vector estimator 32, the memory 34 for transmitting and receiving data between the transmission response vector estimator 32 for obtaining the transmission response vector and the transmission response vector estimator 32 and storing the data. A transmission weight vector calculator 30 for calculating a transmission weight vector, and a multiplier 15 to which a transmission signal is received at one input and weight coefficients wtx11, wtx21, wtx31, and wtx41 from the transmission weight vector calculator 30 are applied to the other input. -1, 15-2, 15-3, and 15-4. Outputs from the multipliers 15-1, 15-2, 15-3, and 15-4 are given to the antennas # 1 to # 4 via the switches 10-1 to 10-4.
[0054]
Although not shown in FIG. 1, the same configuration as that of the reception unit SR1 and the transmission unit ST1 is provided for each user.
[0055]
[Operation principle of adaptive array]
The operation of the receiving unit SR1 will be briefly described as follows.
[0056]
Received signal RX received by antenna₁(T), RX₂(T), RX_Three(T), RX_Four(T) is represented by the following equation.
[0057]
[Expression 1]

[0058]
Here, the signal RXj (t) indicates the received signal of the j-th (j = 1, 2, 3, 4) antenna, and the signal Srxi (t) is determined by the i-th (i = 1, 2) user. Indicates the transmitted signal.
[0059]
Furthermore, the coefficient hji indicates the complex coefficient of the signal from the i-th user received by the j-th antenna, and nj (t) indicates the noise (noise) included in the j-th received signal. .
[0060]
The above equations (1) to (4) are expressed in the vector format as follows.
[0061]
[Expression 2]

[0062]
In formulas (6) to (8), [...]^T Indicates transposition of [...].
Where X (t) is the input signal vector, H_iRepresents the reception response vector of the i-th user, and N (t) represents the noise vector.
[0063]
As shown in FIG. 1, the adaptive array antenna outputs a signal synthesized by multiplying input signals from the respective antennas by weighting factors wrx1i to wrx4i as a received signal SRX (t).
[0064]
With the above preparation, for example, the operation of the adaptive array when extracting the signal Srx1 (t) transmitted by the first user is as follows.
[0065]
The output signal y1 (t) of the adaptive array can be expressed by the following equation by multiplying the input signal vector X (t) and the vector of the weight vector W1.
[0066]
[Equation 3]

[0067]
That is, the weight vector W1 is a vector whose elements are weighting factors wrxj 1 (j = 1, 2, 3, 4) multiplied by the jth input signal RXj (t).
[0068]
Here, when the input signal vector X (t) expressed by the equation (5) is substituted for y1 (t) expressed by the equation (9), the result is as follows.
[0069]
[Expression 4]

[0070]
Here, when the adaptive array operates ideally, the weight vector W1 is sequentially controlled by the weight vector control unit 11 so as to satisfy the following simultaneous equations by a well-known method.
[0071]
[Equation 5]

[0072]
When the weight vector W1 is completely controlled so as to satisfy the equations (12) and (13), the output signal y1 (t) from the adaptive array 100 is eventually expressed as the following equation.
[0073]
[Formula 6]

[0074]
That is, the signal Srx1 (t) transmitted by the first user of the two users is obtained as the output signal y1 (t).
[0075]
[Outline of operation of wireless device 1000]
FIG. 2 is a flowchart for explaining an outline of the operation of the wireless device 1000.
[0076]
In radio apparatus 1000, focusing on the fact that the weight vector (weighting coefficient vector) of the adaptive array can be uniquely represented by the reception response vector in each antenna element, the weight is indirectly determined by estimating the time variation of the reception response vector. presume.
[0077]
First, in the receiving unit SR1, the propagation path of the received signal is estimated based on the received signal (step S100). The estimation of the propagation path corresponds to obtaining the impulse response of the signal sent from the user in the equations (1) to (4).
[0078]
In other words, in the equations (1) to (4), for example, the reception response vector H₁Can be estimated, the transmission path at the time of signal reception from the user PS1 can be estimated.
[0079]
Subsequently, the transmission response vector estimator 32 predicts the propagation path at the time of transmission, that is, predicts the reception coefficient vector at the time of transmission from the reception coefficient vector at the time of reception (step S102). This predicted reception coefficient vector corresponds to the transmission coefficient vector at the time of transmission.
[0080]
Further, the transmission weight vector calculator 30 calculates a transmission weight vector based on the predicted transmission response vector, and outputs it to the multipliers 15-1 to 15-4 (step S104).
[0081]
  [Operation of Reception Response Vector Calculator 22]
  Next, as shown in FIG.Receiving wireless device 1000The operation of the response vector calculator 22 will be described.
[0082]
First, when the number of antenna elements is four and the number of users simultaneously communicating is two, signals output from the receiving circuit via each antenna are expressed by the above-described equations (1) to (4).
[0083]
At this time, if the equations in which the antenna reception signals represented by the equations (1) to (4) are represented by vectors are described again, the following equations (5) to (8) are obtained.
[0084]
[Expression 7]

[0085]
Here, when the adaptive array is operating well, the signals from each user are separated and extracted, so that the signals Srxi (t) (i = 1, 2) are all known values.
[0086]
At this time, using the fact that the signal Srxi (t) is a known signal, the reception response vector H₁= [H11, h21, h31, h41] and H₂= [H12, h22, h32, h42] can be derived as described below.
[0087]
That is, the ensemble average (time average) is calculated by multiplying the received signal and a known user signal, for example, the signal Srx1 (t) from the first user, with the received signal X (t) as follows.
[0088]
[Equation 8]

[0089]
In the equation (16), E [...] represents a time average, and S * (t) represents a conjugate complex of S (t). If the time to take this average is long enough, this average value is:
[0090]
[Equation 9]

[0091]
Here, the value of the equation (18) becomes 0 because the signal Srx1 (t) and the signal Srx2 (t) are not correlated with each other. The value of the equation (19) is 0 because there is no correlation between the signal Srx1 (t) and the noise signal N (t).
[0092]
Therefore, the ensemble average of equation (16) results in a received response vector H as shown below:₁Is equal to
[0093]
[Expression 10]

[0094]
Through the above procedure, the reception response vector H of the signal transmitted from the first user PS1₁Can be estimated.
[0095]
Similarly, by performing an ensemble averaging operation on the input signal vector X (t) and the signal Srx2 (t), the reception response vector H of the signal transmitted from the second user PS2 is obtained.₂Can be estimated.
[0096]
The ensemble averaging as described above is performed, for example, for a predetermined number of data symbol sequences at the beginning and a predetermined number of data symbol sequences at the end in one time slot at the time of reception.
[0097]
However, if one estimate of the response vector is obtained and calculated within one slot interval, an accurate restoration signal cannot be generated if the response vector in the slot fluctuates due to fading or the like. Therefore, in the present invention, as will be described later, a plurality of response vectors in one slot section are estimated, and a response vector of each sample is calculated from the plurality of response vectors.
[0098]
Note that the present invention focuses on processing at the time of reception in a wireless reception system, and therefore, description of transmission response vector estimation and the like is omitted here.
[0099]
Next, FIG. 4 is a conceptual diagram for explaining the principle of response vector estimation, which is a premise of response vector estimation according to the present invention. The “ideal state” is a case where there is no fading and the response vector does not fluctuate.
[0100]
In step S100 of FIG. 2, the reception response vector calculator 22 of FIG. 1 estimates and determines the reception response vector at the leading edge in the same slot of the calculated uplink. Then, the reception response vector is estimated by performing extrapolation based on the reception response vector.
[0101]
Here, the “ideal state” in FIG. 3 is based on the premise that there is no estimation error in the reception response vector. That is, one response vector is estimated in slot 1 and calculated as a response vector for each symbol in one slot. If there is no estimation error, a correct replica signal can be created.
[0102]
However, as shown in FIG. 3B, when the response vector fluctuates due to fading or the like, an error occurs between the actual response vector and the response vector estimated based on the ideal state. In this way, when the reception response vector is shifted due to estimation errors due to noise or sampling error, an accurate response vector cannot be obtained by performing linear extrapolation in the same manner based on these reception response vectors. become.
[0103]
As described above, the response vector is estimated by an ensemble average of the correlation between the error-free user's remodulated signal and the received signal (antenna input signal). If an error is included in the response vector, incorrect information will be removed at the time of interference removal. As a result, necessary information will be removed and noise will be inserted. Required.
[0104]
Therefore, in the present invention, the estimation of the reception response vector is calculated from a plurality of response vectors. FIG. 4 is a conceptual diagram for explaining the estimation principle of response vector estimation according to the present invention.
[0105]
In the embodiment shown in FIG. 4, two response vectors are estimated at the leading edge (section where all reference (UW) signals overlap) and the central section (section where all user signals except for the lamp guard overlap). Then, the information is used for interpolation and extrapolation, and the response vector for each sample in one slot is calculated. Thus, by estimating the response vector from a plurality of points, it is possible to cope with a case where the response vector fluctuates due to fading or the like.
[0106]
The following describes an example of estimating the response vector h1 of the user 1 from the four multiplexed received signals X with respect to the method of estimating the response vector estimated at the leading edge portion and the central portion.
[0107]
It is assumed that the reception signal X is expressed as Equation (31).
[0108]
X = (h1 * D1) + (h2 * D2) + (h3 * D3) + (h4 * D4) + n (31)
Here, Di and hi (i = 1, 2, 3, 4) are remodulated signals and response vectors for user i, and n is noise.
[0109]
Here, as in Expression (32), the remodulation signal D1 of the user 1 is applied to both sides of Expression (31), and the average of the ensemble of signal correlation is obtained.
[0110]

[0111]
Where D^*Is a complex conjugate of each element of the vector D and further transposed.
E [D1 * D1^*] = 1, E [n * D1^*] = 0.
E [Si * S1 excluding i = 1^*], If the Si user is not error free (known signal), E [Si * S1^*] = 0. However, when an error user signal is also used, E [Si * S1^*] Is actually calculated.
[0112]
In the above equation (32), when the term to be correlated is only autocorrelation, the equation (32) is E [X * D1^*] = H1 and can be easily obtained, but when cross-correlation is obtained, the response vector is calculated by simultaneous equations (matrix operation) using the equation (32) relating to the user.
[0113]
Note that when obtaining signal correlation between users, it is necessary to match the time of information of all users on a sample basis with reference to the symbol timing of user i for which signal correlation is obtained. In the case of the above equation (32), data is extracted for each symbol from the symbol synchronization position (sample position) of the user 1 and calculated.
[0114]
It should be noted that the response vector of the lamp guard unit cannot be estimated by the above method because it is the rising / falling interval of the power.
[0115]
Using the method as described above, two response vectors of the leading edge portion and the central portion are estimated. The value of the response vector estimated by the ensemble average of the signal correlation between the leading edge and the center is regarded as the center value of each ensemble average interval.
[0116]
The response vector calculator 22 calculates the response vector of each sample in the slot using the response vector values at the two points of the leading edge and the center obtained as described above. In this calculation, a sample point between two points is interpolated, and a sample point outside is extrapolated. The received signal processing using the above estimation method is performed according to the flowchart shown in FIG.
[0117]
This operation will be described with reference to FIG. First, the number of users required for array processing is determined (step S101). Next, the synchronization position of the received signal is detected (step S102). A desired signal is extracted from the received signal (step S103), and demodulation processing for converting the phase information of the desired signal into bit information is performed (step S104).
[0118]
Then, it is determined whether or not the demodulated signal is correct, that is, whether or not there is an error is recorded (step S105). Thereafter, it is determined whether or not the processing for the number of users requiring the array processing has been performed. If not, the processing returns to step S101 to repeat the above-described operation. When processing for the number of users requiring array processing is performed, it is determined based on the demodulation error determination result whether it is possible to transition to the next stage (step S107).
[0119]
It is determined whether or not to go to the next stage (step S1008), and if it does not go to the next stage, the operation ends, and if it goes to the next stage, the demodulated bit information is converted again into phase information (step S109). .
[0120]
Subsequently, the phase amplitude information of the user to be removed (remodulated user) is estimated, and the response vector is estimated (step S110). This response vector is estimated by estimating two response vectors at the leading edge (a section where all reference (UW) signals overlap) and the central part (a section where all user signals except for the lamp guard overlap). The information is used for extrapolation, and a response vector for each sample in one slot is calculated.
[0121]
Subsequently, a replica signal of the user signal to be removed from the remodulated signal and the response vector is generated (step S111). Then, the replica signal is removed from the received signal (step S112), the process returns to step S101, and the above operation is repeated.
[0122]
As described above, the response vector of a plurality of points in one slot is estimated, and the response vector value is used to use the response vector of each sample of the slot. Generation accuracy can be improved.
[0123]
Here, the frequency offset is a frequency difference that is slightly shifted because the accuracy of the frequency on the transmitter side and the frequency on the receiver side are different. When the unit of the estimated frequency offset Theta is one symbol, the difference in frequency offset increases as the symbol advances. As described above, when the frequency offset exists and the estimated value includes an error, the influence of the frequency offset can be reduced by calculating the response vector by the above-described method. When the response vector values at the two points of the leading edge portion and the central portion are used, the influence of the frequency offset cancels each other, and an improvement in the generation accuracy of the replica signal can be expected.
[0124]
The influence of estimation at the time of response vector will be described. When a response vector is estimated, if a frequency offset exists, the remodulated signal needs to be compensated for the frequency offset (here, the frequency offset has already been estimated) to generate a reference signal. There is. That is, since the received signal X includes a frequency offset, reverse compensation is necessary.
[0125]
At this time, if there is an error in the frequency offset, an error is added to the reference signal. For example, if the error is Δtheta, an error of i × Δtheta will occur in the reverse compensation at the position of the symbol i.
[0126]
When the above-described estimation of the response vector of the present invention is used, an operation for filling an error is performed. The operation will be described below.
[0127]
In “interval where all user signals except ramp guard overlap”, frequency offset reverse compensation is applied to all symbols and ensemble averaging is performed, so the frequency offset error relative to the reference signal is the symbol position at the center of the interval Error (m × Δtheta) is included.
[0128]
Here, for the case where the true frequency offset of the user 1 is heta and the users 2 to 4, for the sake of simplicity, if there is a received signal X having no frequency offset, the equation (31) is expressed by the equation (33). )become that way.
[0129]

[0130]
However, if a negative error Δtheta is included in the estimated frequency offset of the user 1, Expression (32) becomes (34).
[0131]

Here, S1 is a reference signal obtained by multiplying the remodulated signal in user 1 by a frequency offset (theta-Δtheta).
[0132]
Here, in order to simplify the description, assuming that the cross-correlation between the user 1 and the users 2 to 4 is 0, the equation (34) is as follows.
[0133]
E [X * (theta−Δtheta) * D1^*] = H1
[0134]
As described above, an error of Δtheta is added to the estimated response vector, and Δtheta is added to the true response vector h1. That is, since there is a negative error in the frequency offset, the reference signal S1 has an error in the negative direction, and a difference occurs between the reference signal S1 and the true response vector. The phase will advance in the direction. Therefore, when the response vector values at the two points of the leading edge and the center are used, the influence of the frequency offset cancels each other, and improvement of the generation accuracy of the replica signal can be expected.
[0135]
FIG. 6 is a block diagram showing a receiving system for a PDMA base station proposed as a multistage interference canceller to which the present invention is applied. The receiving system according to the present invention has a signal S from m (m is an integer of 2 or more) users 1,..., K,.₁(T), ..., S_k(T), ..., S_m(T) is separated from each other and taken out in parallel.
[0136]
In FIG. 6, similarly to the conventional example, the receiving system of the PDMA base station is provided with four antennas 3 to 6, a frequency conversion circuit 7, and an A / D converter 8. Input signal vector X output from the A / D converter 8₁(T) shows the first stage arithmetic unit 101 and the first stage adaptive array AA.₁₁, ..., AA_k1, ..., AA_m1And the first stage parameter estimator PE₁₁, ..., PE_k1, ..., PE_m1And given to. Details of the adaptive array will be described later.
[0137]
Adaptive array AA₁₁, ..., AA_k1, ..., AA_m1To the user signal Y which is a complex signal that includes the signal component of the corresponding user most strongly (in addition to the interference signal component from other users).₁₁(T), ..., Y_k1(T), ..., Y_m1(T) is output and provided to the first stage arithmetic unit 101, and the corresponding detector DE is also provided.₁₁, ..., DE_k1, ..., DE_m1It is detected at.
[0138]
Parameter estimator PE₁₁, ..., PE_k1, ..., PE_m1Are respectively the input signal vectors X₁(T) and detector DE₁₁, ..., DE_k1, ..., DE_m1And a corresponding response output H of the corresponding user based on the corresponding detection output of₁₁, ..., H_k1, ..., H_m1Is estimated and given to the first stage arithmetic unit 101. More specifically, each parameter estimator includes how much the corresponding user signal component is included in the input signal vector, how much the corresponding user signal component is phase rotated with respect to the input signal vector, Etc.
[0139]
Then, the parameter estimator described above uses the reception response vector as the response vector of each sample in the slot using, for example, the values of two response vectors estimated by the ensemble average of the signal correlation between the leading edge and the center. calculate.
[0140]
The first stage arithmetic unit 101 calculates the input signal vector X for each user i (i = 1, 2,..., M).₁By subtracting the signal components of all other users except the user i from (t), the interference signal component is removed, and the further input signal vector X of the user i_i2(T) is calculated and output. The operation of the arithmetic unit 101 will be described in detail later with reference to FIG.
[0141]
The first-stage arithmetic unit 101 corresponds to each user with the input signal vector X₁₂(T), ..., X_k2(T), ..., X_m2(T) is output and the corresponding second-stage adaptive array AA is output.₁₂, ..., AA_k2, ..., AA_m2To give.
[0142]
Second-tier adaptive array AA₁₂, ..., AA_k2, ..., AA_m2User signal Y output from₁₂(T), ..., Y_k2(T), ..., Y_m2(T) is given to the second stage arithmetic circuit 102 and the corresponding detector DE₁₂, ..., DE_k2, ..., DE_m2It is detected at.
[0143]
Parameter estimator PE₁₂, ..., PE_k2, ..., PE_m2Are respectively the input signal vectors X₁(T) and detector DE₁₂, ..., DE_k2, ..., DE_m2And a corresponding response output H of the corresponding user based on the corresponding detection output of₁₂, ..., H_k2, ..., H_m2Is estimated and given to the second stage arithmetic unit 102. Arithmetic unit 102 may further input signal vector X₁₃(T), ..., X_k3(T), ..., X_m3(T) is output, and the corresponding third-stage adaptive array AA (not shown) is output.₁₃, ..., AA_k3, ..., AA_m3To give.
[0144]
As described above, by providing a plurality of stages (from the first stage to the L-th stage) of interference cancellers composed of an adaptive array, a parameter estimator, and an arithmetic unit, they are included in the user signals output from the respective stages. The ratio of other user signal components is gradually reduced to further eliminate interference. As a result, communication characteristics can be further improved.
[0145]
FIG. 7 is a specific block diagram of the arithmetic device 101 as an example of the multi-stage arithmetic device shown in FIG. In FIG. 7, the arithmetic unit 101 includes a multiplier MP.₁, ..., MP_k-1, MP_{k + 1}, ..., MP_mAnd adder AD_kIt consists of and. Although not shown for simplification of explanation, in addition to the illustrated multiplier and adder, the multiplier MP_kAnd adder AD₁, ..., AD_k-1, AD_{k + 1}, ..., AD_mIs built in the arithmetic unit 101.
[0146]
Multiplier MP₁, ..., MP_k-1, MP_{k + 1}, ..., MP_mEach has an adaptive array AA₁₁, ..., AA_k-1, AA_{k + 1}, ..., AA_mUser signal Y from₁₁(T), ..., Y_{(k-1) 1}(T), Y_{(k + 1) 1}(T), ..., Y_m1(T) and the parameter estimator PE₁₁, ..., PE_{(k-1) 1}, PE_{(k + 1) 1}, ..., PE_m1Received response vector H from₁₁, ..., H_{(k-1) 1}, H_{(k + 1) 1}, ..., H_m1And is given. As described above, this reception response vector is calculated as the response vector of each sample of the slot using the values of the two response vectors estimated by the ensemble average of the signal correlation between the leading edge and the center. It is.
[0147]
Multiplier MP₁, ..., MP_k-1, MP_{k + 1}, ..., MP_mOutput of adder AD_kInput signal vector X₁(T) is the adder AD_kGiven to the positive input. As a result, the input signal vector X₁A signal component corresponding to a user other than the user k is subtracted from (t) to obtain a signal component X corresponding to the user k._k2(T) is the adder AD_kWill be output. As described above, the adaptive array, the parameter estimator, and the arithmetic device as a whole constitute a one-stage interference canceller.
[0148]
As a result, a considerable interference signal component is removed. Then, a new input vector signal X from which the interference signal component is considerably removed by the arithmetic unit 101 in this way._k2By giving (t) to the interference cancellers in the second and subsequent stages, the user signal S that is finally output is displayed._kThe ratio of interference signal components from other users included in (t) can be sufficiently reduced, and good communication characteristics can be realized.
[0149]
Adder AD_kSimilarly to each of the adders (not shown) in parallel, the multiplier MP₁, ..., MP_k, ..., MP_mOutput from the other than the multiplier corresponding to the adder, and the input signal vector X₁(T) is given. Each of these adders outputs a new input signal vector shown in FIG. 6 and gives it to the interference cancellers in the second and subsequent stages.
[0150]
Next, a more specific operation of the apparatus shown in FIGS. 6 and 7 will be described. Assuming that the number of antenna elements is n and the number of users talking simultaneously is m, the input signal vector X output from the A / D converter 8₁(T) is expressed by the following equation.
[0151]

When the above expressions (41) and (42) are converted into vector notation, the following expression (43) is obtained.
[0152]

[0153]
Next, a new input signal vector X from the arithmetic unit 101 in FIG._k2The operation for outputting (t) will be described in more detail.
[0154]
Parameter estimator PE₁₁, ..., PE_k1, ..., PE_m1H_iAssume that (i = 1, 2,..., M) can be estimated. The first stage adaptive array AA₁₁, ..., AA_k1, ..., AA_m1If it works relatively well, Y_i1(T) ≒ S_i(T).
[0155]
At this stage, all user signals and reception response vectors of all user signals are obtained. Here, the input signal vector X used for the signal detection of the user k at the second stage_k2(T) can be obtained from the equation (46).
[0156]

Substituting equation (43) into equation (46) yields equation (47).
[0157]
X_k2(T) = H_kS_k(T) + N (t) (47)
X₁(T) and X_k2When comparing (t), X_k2(T) is S_kInterference component S other than (t)_i(T) (i = 1, 2,..., M, i ≠ k) decreases, and the second-stage adaptive array becomes easier to operate.
[0158]
As shown in FIG. 6, in a multi-stage interference canceller configured by connecting multiple stages of interference cancellers, a received signal is separated for each user by an adaptive array, and a signal of a user other than the user is used as an interference wave from the received signal. The result obtained by the removal is given to the next-stage interference canceller as an input signal of the user. As a result, in the next stage interference canceller, a user signal with good communication characteristics can be obtained because the interference wave of the input user signal is small. Then, by repeating such interference wave removal in a plurality of stages, the interference wave removal further proceeds, the CIR (Carrier to Interference Ratio) is further improved, and it becomes easier to extract a desired user signal.
[0159]
However, if the multistage interference canceller as described above is used, the interference wave will certainly be removed, but the following problems will arise.
[0160]
(1) The example of the multistage interference canceller described above is configured to remove the user signal extracted by each adaptive array as an interference wave component from the received signal without determining the presence or absence of the demodulation error. . Therefore, if there is a demodulation error in the user signal extracted by the adaptive array and the signal has some deformed waveform, for example, an impulse waveform, the signal component including such an error is subtracted from the received signal. As a result, the output of each arithmetic device (input signal to the interference canceller at the next stage) has an influence such as impulsive noise due to the influence of a demodulation error.
[0161]
(2) Adder AD as described in connection with FIG._kReceived signal X₁Each signal removed from (t) is a product (hereinafter referred to as a replica signal) of a reception response vector calculated by each parameter estimator and a user signal extracted by each adaptive array.
[0162]
Here, the reception response vector calculated by each parameter estimator does not consider the correlation value between the user signal of the user and the user signals of other users at all. It is calculated.
[0163]
In reality, there is a correlation between a plurality of user signals, and thus the above calculation method is not suitable for an actual propagation environment. Therefore, if the interference wave is removed using the reception response vector obtained by the calculation method in which the correlation value with the user signal of another user is set to 0, an error is included in the output of each arithmetic device. there is a possibility.
[0164]
The following embodiments are intended to solve the above problems (1) and (2).
[0165]
  [Reference Example 1 of this invention]
  FIG. 8 shows the present invention.Reference example 11 is a block diagram showing a receiving system of a PDMA base station according to FIG.
[0166]
In FIG. 8, the arithmetic unit 101 ′ and the first gate unit GA, the interference removing unit IC, and the second gate unit GB provided for each of a plurality of users constitute the basic configuration of the first stage interference canceller. There is no.
[0167]
Although omitted for simplification of illustration, the first gate unit GA and the interference canceling unit are arranged in the same manner as the first stage interference canceller for each of a plurality of users in the subsequent stage of the arithmetic unit 102 ′. It is assumed that the IC and the second gate portion GB are provided, and the second stage interference canceller is configured by the arithmetic unit 102 ′ and these constituent elements GA, IC, GB (not shown).
[0168]
Although not shown, the second stage interference canceller is configured in exactly the same manner as the first stage interference canceller (computing device, first and second gate units, and interference cancellation). It is assumed that there are multiple stages of interference cancellers consisting of
[0169]
Therefore, the receiving system of FIG. 8 is configured as a multistage interference canceller as a whole, and a second gate unit GB (not shown) provided for each of a plurality of users of the final stage interference canceller. The output becomes the final output of the receiving system.
[0170]
First, as in the receiving system of FIG. 6, the A / D converter 8 receives an input signal vector X₁(T) is output and given to the first stage interference canceller arithmetic unit 101 ′, and a plurality of interference removal units provided corresponding to a plurality of users in the previous stage of the first stage interference canceller IC₁₁, ..., IC_k1, ..., IC_m1Is also given in common.
[0171]
In the reception system of FIG. 8, all of the interference canceling units IC have the same configuration. As an example, the interference canceling unit IC_k1The configuration is shown in FIG.
[0172]
In FIG. 9, the interference removing unit IC_k1Input signal vector X input to₁(T) to adaptive array AA_k1The complex signal of user k extracted in step_k1Is converted into a bit information signal. This bit information signal is supplied from the error determination device ED._k1And the remodulator RM_k1Also given to.
[0173]
Error judgment device ED_k1Is the demodulator DM_k1Based on the bit information signal from the adaptive array AA_k1It is determined whether or not there is a demodulation error in the extracted signal. If it is determined that there is a demodulation error, an L level error determination signal E_k1Is provided to the arithmetic unit 101 ′ of the first stage interference canceller.
[0174]
Remodulator RM_k1Is the demodulator DM_k1The bit information signal from the user signal Y which is a complex signal again._k1(T), and is supplied to the first stage interference canceller arithmetic unit 101 ′, and the parameter estimator PE_k1To give.
[0175]
Parameter estimator PE_k1Is the input signal vector X₁(T) and the user signal Y_k1(T) and the corresponding user reception response vector H_k1Is calculated and given to the first stage interference canceller arithmetic unit 101 '. Also in this embodiment, as described above, the reception response vectors are 2 in the leading edge (a section where all reference (UW) signals overlap) and the central part (a section where all user signals except the lamp guard overlap). The response vectors at the locations are estimated, and the information is used for interpolation / extrapolation to calculate response vectors for each sample in one slot. The same applies to the following embodiments.
[0176]
The arrangement of the adaptive array, demodulator, error determiner, remodulator, and parameter estimator as shown in FIG. 9 is common to all the interference canceller ICs in FIG. 8, and will not be further described.
[0177]
FIG. 10 is a block diagram showing a specific configuration of a computing device 101 ′ of the first-stage interference canceller as an example of the multi-stage interference canceller configuring the reception system of FIG. In FIG. 10, the arithmetic unit 101 ′ includes a multiplier MP.₁, ..., MP_k-1, MP_k, MP_{k + 1}, ..., MP_mAND gate AND₁, ..., AND_k-1, AND_k, AND_{k + 1}, ..., AND_mAnd an adder AD.
[0178]
Multiplier MP₁, ..., MP_k-1, MP_k, MP_{k + 1}, ..., MP_mRespectively, the interference canceling part IC in the previous stage_{1 1}, ..., IC_{(k-1) 1}, IC_k1, IC_{(k + 1) 1}, ..., IC_m1User signal Y from₁₁(T), ..., Y_{(k-1) 1}(T), Y_k1(T), Y_{(k + 1) 1}(T), ..., Y_m1(T) and the received signal response vector H₁₁, ..., H_{(k-1) 1}, H_k1, H_{(k + 1) 1}, ..., H_m1And is given.
[0179]
Multiplier MP₁, ..., MP_k-1, MP_k, MP_{k + 1}, ..., MP_mOutput of the corresponding AND gate AND₁, ..., AND_k-1, AND_k, AND_{k + 1}, ..., AND_mOf the AND gate and the other input of these AND gates is connected to the previous stage interference canceller IC.₁₁, ..., IC_{(k-1) 1}, IC_k1, IC_{(k + 1) 1}, ..., IC_m1Corresponding error judgment signal E from₁₁, ..., E_{(k-1) 1}, E_k1, E_{(k + 1) 1}, ..., E_m1Is entered.
[0180]
AND gate AND₁, ..., AND_k-1, AND_k, AND_{k + 1}, ..., AND_mIs supplied to the negative input of the adder AD, and the input signal vector X from the A / D converter 8 is supplied.₁(T) is given to the positive input of the adder AD.
[0181]
The output of the adder AD is the input signal vector X₂(T) is output from the arithmetic unit 101 ′ and, as shown in FIG. 8, the first gate portion GA corresponding to each of a plurality of users.₁₂, ..., GA_k2, ..., GA_m2Commonly given to.
[0182]
Also, although not shown in the block diagram of the arithmetic unit 101 ′ in FIG.₁₁, ..., IC_k1, ..., IC_m1Received response vector H output from₁₁, ..., H_k1, ..., H_m1, Error judgment signal E₁₁, ..., E_k1, ..., E_m1, And user signal Y₁₁(T), ..., Y_k1(T), ..., Y_m1(T) passes through the arithmetic unit 101 ′ as it is, and the first gate unit GA corresponding to the first stage interference canceller for each user.₁₂, ..., GA_k2, ..., GA_m2Is given as is.
[0183]
Here, referring to FIG. 10, as described above, the user signal determined as having a demodulation error in the previous interference canceling unit, for example, Y₁₁Interference remover IC corresponding to (t)₁₁Error judgment device ED₁₁To L level error determination signal E₁₁Is the corresponding AND gate AND of the arithmetic unit 101 ′.₁To the other input. As a result, the AND gate is closed and the corresponding multiplier MP₁Received response vector H output from₁₁And user signal Y₁₁The product of (t), that is, the input of the replica signal to the adder AD is blocked.
[0184]
As a result, the input signal vector X₁The interference wave component (replica signal) corresponding to the user signal including the demodulation error is excluded from the interference wave component (replica signal) of each user to be subtracted from (t). For this reason, the input signal vector X output from the arithmetic unit 101 ′ of the first stage interference canceller₂For example, impulse noise is not included in (t).
[0185]
In the first stage interference canceller, the first gate unit GA corresponding to each user, for example, the gate unit GA corresponding to the user 1₁₂In the selection control input, the interference canceler IC in the previous stage₁₁Error signal E passed through the arithmetic unit 101 'from₁₁Is given.
[0186]
And the previous stage interference canceling unit IC₁₁When it is determined that there is an error in the first gate portion GA,₁₂Is an error determination signal E₁₁In accordance with the high-accuracy input signal vector X which is newly calculated by the arithmetic unit 101 ′ and does not contain noise.₂(T) is selected and the interference removal unit IC₁₂To give.
[0187]
This interference canceler IC₁₂Is the IC of FIG._k1This input signal vector X₂Based on (t), the reception response vector H₁₂And error determination signal E₁₂And the user signal Y₁₂(T) is newly calculated and the second gate portion GB is calculated.₁₂To give.
[0188]
On the other hand, the previous stage interference canceler IC₁₁When it is determined that there is no error in the first gate portion GA,₁₂Is an error determination signal E₁₁In response to the reception response vector H that has passed through the arithmetic unit 101 ′.₁₁, Error judgment signal E₁₁, User signal Y₁₁(T) is selected and the second gate portion GB₁₂Give to.
[0189]
Second gate part GB₁₂The selection control input of the first gate portion GA₁₂And error determination signal E in common₁₁Is given. Second gate part GB₁₂Is the previous stage interference canceler IC₁₁If it is determined that there is an error, the error determination signal E₁₁Depending on the interference canceling unit IC₁₂The reception response vector H newly calculated by₁₂, Error judgment signal E₁₂And user signal Y₁₂(T) is selected and output, and is provided to the arithmetic unit 102 'constituting the second stage interference canceller.
[0190]
On the other hand, the second gate portion GB₁₂Is the previous stage interference canceler IC₁₁If no error has been determined, the error determination signal E₁₁In accordance with the first gate portion GA₁₂Received response vector H sent from₁₁, Error judgment signal E₁₁And user signal Y₁₁(T) is selected and output as it is, and the reception response vector H₁₂, Error judgment signal E₁₂And user signal Y₁₂(T) is given to the arithmetic unit 102 ′ constituting the second-stage interference canceller.
[0191]
Since the gate units GA and GB and the interference removal unit IC corresponding to other users other than the user 1 perform exactly the same operation, the description thereof is omitted.
[0192]
To summarize the above operation, the input signal vector X₁Regarding the user determined to have no error in the previous stage interference canceller IC that received (t), the reception response vector H calculated by the interference canceler IC, the error determination signal E, and the user signal Y ( t) passes through the first stage interference canceller arithmetic unit 101 ', the first gate part GA, and the second gate part GB, and is applied to the second stage interference canceller. That is, the user once determined to have no error by the interference canceling unit IC is no longer given to the interference canceling unit IC of the subsequent interference canceller, and the reception response vector H, the error determination signal E, and the user signal Y (t ) Is new
It is not calculated.
[0193]
On the other hand, the input signal vector X₁Among the previous stage interference canceller ICs that have received (t), with respect to the user who is determined to have an error, the first stage interference canceller arithmetic unit 101 'eliminates the interference wave with high accuracy without introducing noise. Input signal vector X₂Based on (t), the interference removal unit IC of the first-stage interference canceller recalculates the reception response vector H, the error determination signal E, and the user signal Y (t), and becomes the second-stage interference canceller. give.
[0194]
The second-stage interference canceller arithmetic unit 102 'has the same configuration as the first-stage interference canceller arithmetic unit 101', and performs the same operation as that described with reference to FIG. Execute. That is, the initial input signal vector X₁Only the replica signal corresponding to the user signal not including the demodulation error is subtracted from (t), and the next input signal vector X_Three(T) is output from the adder AD (FIG. 10).
[0195]
That is, the preceding stage interference canceler IC₁₁, ..., IC_k1, ..., IC_m1For any user who has been determined that there is no error in step (b), the replica signal is the initial input signal vector X in any subsequent stage of the interference canceller.₁It is a target of subtraction from (t).
[0196]
On the other hand, the interference removal unit IC in the previous stage₁₁, ..., IC_k1, ..., IC_m1It is determined that there is an error in the first stage interference canceller arithmetic unit 101 ′ and the initial input signal vector X₁Even if the user is excluded from the subtraction target from (t), the interference removal unit IC of the first-stage interference canceller₁₂, ..., IC_k2, ..., IC_m2In any of the interference cancellers in the subsequent stage, the replica signal is the initial input signal vector X₁It is a target of subtraction from (t).
[0197]
As a result, in the second stage interference canceller arithmetic unit 102 ′, the input signal vector X that has been subjected to interference wave removal with higher accuracy without introducing noise._Three(T) is obtained.
[0198]
The operation of the second stage interference canceller including the arithmetic device 102 'is performed by the arithmetic device 101' and the first gate portion GA.₁₂, ..., GA_k2, ..., GA_m2, Interference canceler IC₁₂, ..., IC_k2, ..., IC_m2, Second gate part GB₁₂, ..., GB_k2, ..., GB_m2Is exactly the same as the operation of the first-stage interference canceller.
[0199]
Such interference cancellers are connected in series in a plurality of stages, and the initial input signal vector X₁By subtracting only the replica signal of the user determined as having no error from (t), it is possible to remove the interference wave with high accuracy in the interference canceller at each stage.
[0200]
Then, for a user once determined to have no error by the interference canceling unit IC in any stage including the previous stage, the received signal vector H, the error determination signal E, and the user signal Y (t ) Are output from the second gate section GB (not shown) of the final stage interference canceller, and the user signal Y (t) is extracted as a final error-free user signal and output from the receiving system. Will be.
[0201]
On the other hand, for users determined to have an error in the interference cancellation unit IC in all stages, the received signal response vector H, the error determination signal E, and the user signal Y ( t) is output from the second gate part GB, and the user signal Y (t) is finally extracted as a user signal with an error and output from the receiving system.
[0202]
  thisReference example 1The effect of will be described more specifically. AboveReference example 1In each of the stages of the multistage interference canceller, the initial input signal X₁From (t), an interference component corresponding to each (error-free) user, that is, a replica signal is removed. With the configuration of the first embodiment, the following effects can be obtained.
[0203]
For example, in the case of obtaining the received signal of the user 4 among four users, the interference removal unit IC in the previous stage₁₁And IC_{twenty one}If only the users 1 and 2 are determined to have no demodulation error, only the replica signals of the users 1 and 2 are input to the initial input signal vector X in the arithmetic unit 101 ′ of the first stage interference canceller.₁Subtracted from (t). As a result, the received signal X relating to the user 4 of the first stage interference canceller₂(T)
Initial input signal-(user 1 replica signal + user 2 replica signal)
It becomes.
[0204]
Next, the interference canceller IC of the first stage interference canceller₃₂When it is determined that there is no demodulation error for user 3 in addition to users 1 and 2, the replica signals of user 1, user 2, and user 3 are initially set in the second stage interference canceller computing device 102 ′. Input signal X₁Subtracted from (t). As a result, the received signal X relating to the user 4 of the second stage interference canceller_Three(T)
Initial input signal-(user 1 replica signal + user 2 replica signal + user 3 replica signal)
It becomes.
[0205]
  [Reference Example 2 of the present invention]
  FIG. 11 shows the present invention.Reference example 21 is a block diagram showing a receiving system of a PDMA base station according to FIG. thisReference example 2In the receiving system according to the first embodiment, the initial input signal vector X in the arithmetic unit of the interference canceller at each stage₁FIG. 8 shows the replica signal subtracted from (t).Reference example 1Unlike the receiving system in FIG. 1, an interference component corresponding to each user, that is, a replica signal, is subtracted from an input signal vector newly calculated by an interference canceller arithmetic unit in each stage.
[0206]
  As shown in FIG.Reference example 2The receiving system according to FIG. 8 shows the following points:Reference example 1Is different from the receiving system. That is, the arithmetic unit 101 ′ in FIG.₁₂, ..., GA_k2, ..., GA_m2Interference canceler IC₁₂, ..., IC_k2, ..., IC_m2Are input signal vectors X output from the arithmetic unit 101.₂(T) is X in FIG.₁Instead of (t), it is given to the second stage interference canceller arithmetic unit 102 ". In FIG. 11, the second gate portion GA of FIG. Response signal H, error signal E, and user signal Y (t), and the reception response vector H, error determination signal E, and user signal Y that have passed from the previous stage interference canceller IC through the gate part GA. (T) is provided in parallel to the arithmetic unit 102 ″ of the second stage interference canceller.
[0207]
Further, the second-stage interference canceller computing device 102 ″ (and the subsequent-stage interference canceller computing device) has a configuration as shown in FIG. 12 instead of the configuration shown in FIG. Yes.
[0208]
In the arithmetic device 102 "shown in FIG. 12, the interference canceling unit IC of the preceding stage interference canceller, for example, the interference canceling unit IC₁₂Received response vector H from₁₂, Error judgment signal E₁₂, And user signal Y₁₂(T) and the interference removal unit IC in the previous stage₁₁Received response vector H that has passed through the first stage interference canceller₁₁, Error judgment signal E₁₁, And user signal Y₁₁(T) is the gate part GC₁Given to.
[0209]
Gate part GC₁The error determination signal E is input to the selection control input.₁₁And an error determination signal E₁₁Indicates no error, the interference canceling unit IC₁₁Received signal response vector H from₁₁, Error judgment signal E₁₁, User signal Y₁₁(T) is selected and the received signal response vector H₁₂, Error judgment signal E₁₂, User signal Y₁₂(T) is output as an error determination signal E₁₁Indicates that there is an error, the interference canceling unit IC₁₂Received signal response vector H from₁₂, Error judgment signal E₁₂, User signal Y₁₂Select (t) and output.
[0210]
On the other hand, the interference canceller IC of the first stage interference canceller₁₂Received response vector H from₁₂And user signal Y₁₂(T) and multiplier MP₁And the output is AND gate AND₁To one input. AND gate AND₁The other input is an interference canceler IC₁₂Error judgment signal E from₁₂Is given.
[0211]
AND gate AND₁Between the gate AD and the adder AD₁Is provided, and the gate part GD₁The error determination signal E is input to the selection control input.₁₁Is given. Error judgment signal E₁₁Indicates no error, the gate part GD₁Closed and AND gate AND₁Is not given to the negative input of the adder AD. On the other hand, error determination signal E₁₁Indicates that there is an error, the gate part GD₁Open and AND gate₁Is supplied to the negative input of the adder AD.
[0212]
The positive input of the adder AD has an initial input signal vector X as in the first embodiment.₁Instead of (t), the input signal vector X calculated by the preceding interference canceller arithmetic unit 101 ′ is used.₂(T) is input.
[0213]
The above is the description of the configuration corresponding to the user 1, but the computing device 102 ″ includes the same configuration from the user 1 to the user m.
[0214]
  Having the above configurationReference example 2The operation of the receiving system will be described. When the input signal vector X1 (t) is received, the preceding stage interference canceller IC₁₁, ..., IC_k1, ..., IC_m1Among these, for the user determined as having no error, the received signal vector H, the error determination signal E, and the user signal Y (t) calculated by the interference canceling unit IC are directly used as the first-stage interference. It passes through the canceller arithmetic unit 101 ′, the gate part GA, and the gate part GC of the second stage interference canceller arithmetic unit 102 ″, and the second stage interference canceller gate part GA (not shown). Given to.
[0215]
In other words, a user once determined to have no error by the preceding interference removing unit IC is not given to the subsequent interference removing unit IC.
[0216]
On the other hand, the input signal vector X₁The previous stage interference canceling unit IC receiving (t)₁₁, ..., IC_k1, ..., IC_m1For the user determined to have an error, the input signal vector X that has been subjected to high-precision interference wave removal without introducing noise by the first stage interference canceller arithmetic unit 101 '.₂Based on (t), the interference removal unit IC of the first-stage interference canceller again calculates the reception response vector H, the error determination signal E, and the user signal Y (t), and the second-stage interference canceler IC This is given to the arithmetic unit 102 "(FIG. 12) of the interference canceller.
[0217]
In the second stage interference canceller arithmetic unit 102 ″, the input signal vector X output from the preceding stage interference canceller arithmetic unit 101 ′.₂From (t), only the replica signal corresponding to the user determined by the interference removal unit IC of the interference canceller in the previous stage (first stage) that does not include a demodulation error is input signal vector X₂Subtracted from (t).
[0218]
Here, the interference removal unit IC of the previous stage has already been₁₁, ..., IC_k1, ..., IC_m1For example, the interference canceling unit IC₁₁For the user 1 for which no error has been determined in step 1, the replica signal is already the arithmetic unit 101 'and the initial input signal vector X₁The input signal vector X that has been subtracted from (t) and is given to the adder AD of the arithmetic unit 102 "₂(T) is no longer included. For the user 1 determined not to have such an error, the gate unit GA of the first stage interference canceller₁₂In the previous stage, the interference canceler IC₁₁Received response vector H which is the output of₁₁, Error judgment
Signal E₁₁, User signal Y₁₁(T) is selected, and further, the gate part GC of the arithmetic unit 102 "₁Is output to the subsequent stage. Therefore, the interference removal unit IC of the first stage interference canceller corresponding to the user 1₁₂X₂(T) is not given, and the received signal response vector H₁₂, Error judgment signal E₁₂, User signal Y₁₂(T) is not output.
[0219]
Therefore, for the user 1 that has already been determined to have no error, the multiplier MP₁AND gate AND₁Is not performed, and the input signal vector X by the adder AD₂Excluded from subtraction from (t). However, the interference canceler IC₁₂Input X₂Even if (t) is 0, the interference removing unit IC₁₂Some noise is generated by the operation of the multiplier MP.₁AND gate AND₁In order to prevent an error from being input to the adder AD, the gate unit GD₁Closes, AND gate AND₁To the adder AD is completely cut off.
[0220]
  thisReference example 2This effect will be explained more specifically.Reference example 2According to the above, each stage of the interference canceller is configured to remove the replica signal from the input signal vector calculated by the own stage arithmetic apparatus using the next stage arithmetic apparatus.
[0221]
For example, in the case of obtaining the received signal of the user 4 among four users, the interference removal unit IC in the previous stage₁₁And IC_{twenty one}When it is determined that only users 1 and 2 have no error, the received signal vector X related to user 4 of the first stage interference canceller₂(T)
Initial input signal-(user 1 replica signal + user 2 replica signal)
It becomes.
[0222]
  Next, the received signal for user 4 in the second stage interference canceller isReference example 2Then
  X₂(T)-(Replica signal of user 3)
It becomes.
[0223]
  That is, the aforementionedReference example 1Then, in the arithmetic unit of each stage of the interference canceller, the initial input signal vector X₁Since the replica signal is subtracted from (t), the user replica signal once subtracted as having no error needs to be subtracted from the input signal vector repeatedly at each subsequent stage.Reference example 2Then, for a user who has already been subtracted from the input signal vector as having no error, it is no longer necessary to redo the subtraction from the input signal vector at a later stage. So thisReference example 2According to this, it is possible to greatly reduce the calculation processing amount.
[0224]
  [Reference Example 3 of the present invention]
  FIG. 13 illustrates the present invention.Reference example 31 is a block diagram showing a receiving system of a PDMA base station according to FIG. thisReference example 3Then, basically, the received signal vector X used for the signal detection of the user k in the k-th stage interference canceller IC1k in the vertical direction._1kFrom (t), the signal Y1k (t) of the detected user k and the reception response vector H output from the parameter estimator_1kAnd the signal vector obtained by subtracting the value obtained by multiplying by (k + 1) -th interference canceling unit IC_{1 (k + 1)}Adaptive array input signal vector X_{1 (k + 1)}By using (t), the user signal Y can be more accurately detected in the interference removal unit at the next stage._{1 (k + 1)}(T) is extracted.
[0225]
That is, the input signal vector X output from the A / D converter 8₁₁(T) is the first-stage interference removal unit IC.₁₁Given to. In FIG. 13, all of the interference removal units IC have the same configuration. As an example, the interference removal unit IC_1kThe configuration is shown in FIG.
[0226]
Referring to FIG. 14, the previous stage interference canceling unit IC_{1 (k-1)}Input signal vector X given by_1k(T) is the adaptive array AA_1kAnd the adder AD_1kPositive input and parameter estimator PE_1kAnd given to. Adaptive array AA_1kBy the input signal vector X_1kUser signal Y which is a complex signal from (t)_1k(T) is extracted and demodulator DM_1kIs converted into a bit information signal. This bit information signal is supplied from the error determination device ED._1kAnd the remodulator RM_1kAlso given to. Error judgment device ED_1kThe adaptive array AA is based on the given bit information signal._1kIt is determined whether or not there is a demodulation error in the extracted signal. If it is determined that there is an error, an L level error determination signal E_1kIs generated and output to the outside. Remodulator RM_1kIs a user signal Y which is a complex signal again with a given bit information signal._1kConvert to (t) and output. This user signal Y_1k(T) is a parameter estimator PE._1kAnd multiplier MP_1kAnd output to the outside.
[0227]
Parameter estimator PE_1kIs the detected user signal Y_1k(T) and input signal vector X_1k(T) and the reception response vector H_1kIs estimated. And multiplier MP_1kIs the reception response vector H_1kAnd user signal Y_1k(T) and the result is added to the adder AD_1kIs given to the negative input. The multiplier MP_1kAnd adder AD_1kAND gate AND_1kIs provided with an error determination device ED at one input._1kTo error determination signal E_1kIs given.
[0228]
Referring to FIG. 13, the interference canceling unit IC in the vertical direction corresponding to the users 1 to m.₁₁, ..., IC_1mAre connected in series, and these m interference canceling units constitute a first-stage interference canceller. Since each stage of interference canceller IC is configured in the same manner as the kth stage of interference canceller in FIG. 14, the description thereof will not be repeated.
[0229]
  Next, as shown in FIG. 13 and FIG.Reference example 3The basic operation will be described. The expressions (41) to (45) described in relation to the receiving system of the present invention in FIGS.Reference example 3Also applies.
[0230]
First, the k-th stage interference removal unit IC_1kOutput user signal is Y_1k(T). Parameter estimator PE_1kIs the user signal Y of user k_1k(T) and input signal vector X_1kFrom (t), the reception response vector H of the user k_1kIs output. And the multiplier MP_1kBy the user signal Y_1k(T) and reception response vector H_1kAnd the result is added to the adder AD_1kInput signal vector X_1kSubtract from (t). The result is obtained as the next stage interference canceling unit IC._{1 (k + 1)}Input signal vector X_{1 (k + 1)}(T). That is, the following equation is obtained.
[0231]
X_{1 (k + 1)}(T) = X₁(T) -H_1kS_1k(T) ... (49)
Substituting the aforementioned equation (43) into this equation (49) yields the equation (50).
[0232]

[0233]
As can be understood from the equation (50), the input vector signal X_{1 (k + 1)}(T) is the input signal vector X of the interference removal unit in the previous stage._1kFrom (t) user signal Y_1k(T) component (that is, adaptive array AA of the (k + 1) -th stage interference canceling unit_{1 (k + 1)}Is a vector signal from which interference signal components are removed. Therefore, adaptive array AA of the (k + 1) -th stage interference canceller_{1 (k + 1)}X as the input signal vector_1kX than (t)_{1 (k + 1)}The adaptive array works better with (t), so that the more accurate signal Y of the user (k + 1)_{1 (k + 1)}(T) can be extracted.
[0234]
  As shown in FIG. 13 and FIG.Reference example 3, The adaptive array AA of each stage (for example, k-th stage) of the first stage interference canceller_1kIf the user signal extracted in step 1 contains a demodulation error, the error decision unit ED_1kIs an L level error determination signal E_1kAND gate AND_1kTo one input. As a result, the multiplier MP_1kReceived response vector H output from_1kAnd user signal Y_1kThe product of (t), that is, the input of the replica signal to the adder AD1k is blocked.
[0235]
As a result, each stage adder AD₁₁, ..., AD_1k, ..., AD_1mIn the subtracting process of the interference wave component performed in step 1, subtraction of the extracted user signal including an error is excluded, and such an error is reflected in the subtraction result of each stage (for example, generation of impulse noise). Things will disappear. Therefore, it is possible to prevent the user signal output from each stage from being affected by the demodulation error.
[0236]
As described above, the interference removing unit IC₁₁, ..., IC_1mIn the first-stage interference canceller consisting of a series connection, since the interference wave removal is stopped in the interference removal unit in which the error is determined, it is not necessarily sufficient from the aspect of removing the interference wave component. Once the user signal including the demodulation error is subtracted, the user output signals in all subsequent stages are affected by the influence and become inaccurate output signals. Considering such drawbacks, the interference canceller comprising the k-stage interference removal unit in the vertical direction is effective in ensuring the effectiveness of the output user signal even if the interference wave component removal is slightly insufficient. The effect itself is considered to be sufficient.
[0237]
  However, in FIG.Reference example 3Then, in order to further promote the removal of the interference wave component, the vertical k-stage interference removal unit IC shown in FIG.₁₁, ..., IC_1mAre connected as a first stage interference canceller, and a plurality of stages are connected in the horizontal direction to form a multistage interference canceller. Thereby, it is possible to further remove interference wave components for processing in the subsequent stage.
[0238]
That is, each stage corresponding to a plurality of users 1 to m, for example, the first stage of interference removal unit IC in the vertical direction₁₁Error determination signal E output from₁₁Is the first-stage gate portion GE of the next-stage interference canceller adjacent in the horizontal direction._{twenty one}As well as the gate part GF_{twenty one}And GG_{twenty one}Is given to the selection control input. Also, the interference canceling unit IC₁₁User signal Y output from₁₁(T) is also the gate part GE_{twenty one}Given to the input.
[0239]
In addition, the last stage interference canceler IC of the first stage interference canceller_1mInput signal vector X from_{twenty one}(T) is also the gate part GE_{twenty one}Given to the input.
[0240]
Error judgment signal E₁₁Interference canceler IC₁₁In the case of indicating that there is no demodulation error in FIG._{twenty one}Is the input error judgment signal E₁₁In response to the error determination signal E₁₁Itself and user signal Y₁₁(T) is passed as it is, and the gate part GF_{twenty one}Input signal vector X_{twenty one}(T) the gate part GG_{twenty one}Give to the input.
[0241]
On the other hand, error determination signal E_{1 1}Interference canceler IC₁₁In the case where it is indicated that there is a demodulation error, the gate part GE_{twenty one}Is the input error judgment signal E₁₁Depending on the input signal vector X_{twenty one}(T) Interference remover IC_{twenty one}Give to the input.
[0242]
Interference canceler IC_{twenty one}Is the interference canceler IC shown in FIG._1kAnd the calculated error determination signal E_{twenty one}And user signal Y_{twenty one}(T) the gate part GF_{twenty one}Input signal vector X_{twenty two}(T) the gate part GG_{twenty one}Give to the input.
[0243]
Gate part GF_{twenty one}Is an error determination signal E₁₁Indicates that there is no error, the previous stage interference canceler IC₁₁From gate part GE_{twenty one}Error judgment signal E that passed₁₁And user signal Y₁₁(T) is selected and each error determination signal E_{twenty one}And user signal Y_{twenty one}Output as (t).
[0244]
On the other hand, the gate part GF_{twenty one}Is an error determination signal E₁₁Indicates that there is an error, the interference canceling unit IC_{twenty one}The error determination signal E newly calculated by_{twenty one}And user signal Y_{twenty one}Select (t) and output as it is.
[0245]
Gate part GG_{twenty one}Is an error determination signal E₁₁Indicates no error, the interference canceling unit IC_1mFrom gate part GE_{twenty one}Input signal vector X_{twenty one}(T) is selected, and the subsequent gate portion GE_{twenty two}Give to the input.
[0246]
On the other hand, the gate part GG_{twenty one}Is an error determination signal E₁₁Indicates that there is an error, the interference canceling unit IC_{twenty one}Newly calculated input signal vector X_{twenty two}(T) is selected, and the subsequent gate portion GE_{twenty two}Give to the input.
[0247]
That is, the interference canceling unit IC of the preceding stage interference canceller₁₁Once it is determined that there is no error, the interference canceler IC₁₁Error determination signal E calculated in step₁₁And user signal Y₁₁(T) passes through the interference canceller connected in a plurality of stages in the horizontal direction as it is, and is outputted as a final output from the gate GF (not shown) of the interference canceller at the final stage. Also, the input signal vector X from the previous stage_{twenty one}(T) is the interference removal unit IC._{twenty one}Gate part GG without going through_{twenty one}Given to the input.
[0248]
On the other hand, the interference canceler IC of the interference canceller in the previous stage₁₁If it is determined that there is an error, the interference removal unit IC₁₁Since subtraction of the replica signal corresponding to the user 1 from the input signal vector is prohibited, the interference removing unit IC_{twenty one}Input signal vector X input to_{twenty one}In (t), the interference component of the user 1 is still included. Therefore, the interference removal unit IC_{twenty one}Is the input signal vector X from which the interference wave component has already been removed for the user without error._{twenty one}Based on (t), the interference wave component of the user 1 is removed again. Interference canceler IC_{twenty one}This operation is as already described with reference to FIG.
[0249]
First-stage interference canceller IC corresponding to user 1_{twenty one}User signal Y output from_{twenty one}(T) and interference removal unit IC_{twenty one}Error determination signal E indicating the presence or absence of a demodulation error in_{twenty one}Is the gate part GF_{twenty one}Is provided to the input of the gate section GE (not shown) of the interference canceller at the next stage. Also, the previous stage interference canceler IC₁₁Depending on the presence or absence of errors in the_{twenty one}Newly calculated input signal vector X_{twenty two}(T) or the previous stage interference canceler IC_1mFrom gate part GE_{twenty one}Input signal vector X output as is via_{twenty one}(T) is the gate part GE in the subsequent stage._{twenty two}Given to. This input signal vector X_{twenty two}(T) is an interference removal unit IC.₁₂Interference remover IC depending on the presence or absence of errors in_{twenty two}Or interference canceling unit IC_{twenty two}GG without passing through_{twenty two}Through the next stage.
[0250]
The configuration and operation of the second stage corresponding to the user 2 are the same as the configuration and operation of the first stage corresponding to the user 1 described above.
[0251]
  As described above, the present inventionReference example 3According to the above, by providing a plurality of interference carriers composed of m stages of interference cancellation units corresponding to users 1 to m connected in series in the vertical direction in the horizontal direction, further interference wave components can be removed. Can be achieved.
[0252]
  [Embodiment 1 of the present invention]
  FIG. 15 shows the present invention.Embodiment 11 is a block diagram showing a receiving system of a PDMA base station according to FIG. The configuration of the receiving system shown in FIG. 15 is the same as that shown in FIG. 8 except for the following points.Reference example 1It is the same as the receiving system.
[0253]
  That is, in FIG.Reference example 1Then, the user signal, which is a complex signal output from the remodulator (FIG. 9) included in each interference canceling unit IC, is only given to the parameter estimator (FIG. 9) included in the interference canceling unit. Although not given to the parameter estimator of the interference removal unit of another user,Embodiment 1Then, the user signal output from the remodulator of the interference removal unit of each user is provided to the parameter estimators of the interference removal units of all other users in addition to the user.
[0254]
As described in relation to the receiving system of the present invention shown in FIG. 6, the correlation value between the user signal of the user and the user signal of another user is not considered at all (the correlation value is set to 0). ) If the reception response vector is estimated, an error is included in the output signal.
[0255]
  Of FIG.Embodiment 1Then, it is intended to estimate the reception response vector of each user in consideration of correlation values between a plurality of user signals, and the calculation method will be described below.
[0256]
For example, the signal Y of four users₁₁(T), Y_{twenty one}(T), Y₃₁(T), Y₄₁(T) and the reception response vector H₁₁, H_{twenty one}, H₃₁, H₄₁And the received signal X₁(T) shall be defined as follows.
[0257]

However, n is a noise component.
[0258]
Here, the user signal Y of the user 1₁₁(T) and received signal X₁Taking the ensemble average with (t), equation (11) is developed as follows. The superscript * represents a complex conjugate.
[0259]

Where E [Y₁₁(T) * Y₁₁ ^*(T)] = 1, [n * Y₁₁ ^*Since (t)] = 0, the expression (52) is as follows.
[0260]
  E [X₁(T) * Y₁₁* (T)]
  = H₁₁+ H_{twenty one}* E [Y_{twenty one}(T) * Y₁₁* (T)] + H₃₁* E [Y₃₁(T) * Y₁₁* (T)] + H₄₁* E [Y₄₁(T) * Y₁₁* (T)] ... (53)
  6 and FIG. 7, the reception system as a premise of the present invention is E [Y which is a correlation value between user signals._{twenty one}(T) * Y₁₁* (T)], E [Y₃₁(T) * Y₁₁* (T)], E [Y₄₁(T) * Y₁₁* (T)] is set to 0 even though there is a correlation in the actual propagation environment, the resulting E [X₁(T) * Y₁₁* (T)] = H₁₁Had an error, but thisEmbodiment 1Then, after actually calculating the correlation value (ensemble average) between these users, the reception response vector H₁₁, H_{twenty one}, H₃₁, H₄₁Is calculated. The following calculation is performed by, for example, the previous stage interference canceler IC₁₁, ..., IC_k1, ..., IC_m1Then, the parameter estimator PE₁₁, ..., PE_k1, ..., PE_m1Executed by.
[0261]
That is, the reception response vector H₁₁, H_{twenty one}, H₃₁, H₄₁Assuming that is an unknown, a simultaneous equation consisting of four equations is required to obtain these. Therefore, the above E [X₁(T) * Y₁₁ ^*In addition to the value of (t)], the three ensemble averages, ie E [X₁(T) * Y_{twenty one} ^*(T)], E [X₁(T) * Y₃₁ ^*(T)], E [X₁(T) * Y₄₁ ^*The value of (t)] is also actually calculated.
[0262]
Then, by actually calculating individual correlation values (ensemble averages) between user signals and substituting them into the expansion results of the above three ensemble averages, the unknowns are converted to H₁₁, H_{twenty one}, H₃₁, H₄₁A simultaneous equation is created, and by solving this, a reception response vector H close to the actual propagation environment is obtained.₁₁, H_{twenty one}, H₃₁, H₄₁Can be estimated with high accuracy. Similarly, in the next stage interference canceller, the correlation value between the user signals is actually calculated to estimate the reception response vector.
[0263]
In each stage of the interference canceller, even if it is determined that there is no error in the previous stage of interference canceller and the replica signal has already been subtracted, the replica signal is subtracted again from the initial input signal vector. In order to improve the accuracy of removal, a separate parameter estimator PEA is used.₁₂, ..., PEA_k2, ..., PEA_m2Is provided.
[0264]
  In particular, thisEmbodiment 1However, the correlation values (ensemble averages) between all users are actually calculated and used regardless of the determination result of the demodulation error of the extracted signal by the error determiner. Therefore, there may be a case where a demodulation error has occurred for any user, but the correlation value between the errored signal and the errorless signal is the actual signal (the errorless signal and the errorless signal). ), The reception response vector close to the actual propagation environment can be estimated.
[0265]
  As described above, the present inventionEmbodiment 1According to the above, since the correlation value between user signals, which was conventionally regarded as 0, is actually calculated, it is possible to estimate a reception response vector without error.
[0266]
  [Embodiment 2 of the present invention]
  FIG. 16 shows the present invention.Embodiment 21 is a block diagram showing a receiving system of a PDMA base station according to FIG. The configuration of the receiving system shown in FIG. 16 is the same as that shown in FIG. 15 except for the following points.Embodiment 1It is the same as the receiving system.
[0267]
  That is, in FIG.Embodiment 1In addition to the configuration, FIG. 16 is configured such that the error determination signal of the error determination unit of each user is provided to the parameter estimators of the interference removal units of all users. As a result, whether to calculate the correlation value between signals can be determined depending on the presence or absence of a demodulation error.
[0268]
  More specifically, the aforementionedEmbodiment 1An example will be described. For example, it is assumed that, among four users, it is determined that there is no demodulation error in the extraction signals of users 1 and 2 and there is a demodulation error in the extraction signals of users 3 and 4. For the user signal with an error, the user signal is extracted again by the interference canceller at the next stage.
[0269]
  So thisEmbodiment 2Then, only the correlation between the signals of the users 1 and 2 having no error is used, and the correlation with the signals of the users 3 and 4 having the error is regarded as zero. For example, in the above equation (13), E [Y₃₁(T) * Y₁₁* (T)] and E [Y₄₁(T) * Y₁₁* (T)] is regarded as 0. Therefore, the expression (53) is as follows.
[0270]
E [X₁(T) * Y₁₁ ^*(T)] = H₁₁+ H_{twenty one}* E [Y_{twenty one}(T) * Y₁₁ ^*(T)]
[0271]
In this equation, the unknown is H₁₁, H_{twenty one}E [X₁(T) * Y₁₁ ^*In addition to the value of (t)], E [X₁(T) * Y_{twenty one} ^*The value of (t)] is also calculated. And the correlation value E [Y of users 1 and 2_{twenty one}(T) * Y₁₁ ^*(T)] and E [X₁(T) * Y₁₁ ^*(T)] and E [X₁(T) * Y_{twenty one} ^*(T)] is substituted into both expansion equations, the unknown is converted to H₁₁, H_{twenty one}A simultaneous equation is created, and the received response vector H is obtained by solving this₁₁, H_{twenty one}Can be calculated with high accuracy.
[0272]
  In particular, in the fourth embodiment, it is possible to estimate a reception response vector closer to the actual propagation environment by actually calculating and using a correlation value between user signals without error.
[0273]
  [Embodiment 3 of the invention]
  FIG. 17 illustrates the present invention.Embodiment 31 is a block diagram showing a receiving system of a PDMA base station according to FIG. The configuration of the receiving system shown in FIG. 17 is the same as that shown in FIG. 11 except for the following points.Reference example 2It is the same as the receiving system.
[0274]
  That is, in FIG.Reference example 2Then, the user signal which is a complex signal output from the remodulator included in each interference canceling unit IC is only given to the parameter estimator included in the interference canceling unit, and the interference canceling unit of another user is Although not given to the parameter estimator of FIG.Embodiment 3Then, in FIG.Embodiment 1Similarly, the user signal output from the remodulator of the interference canceller of each user is configured to be supplied to the parameter estimators of the interference cancellers of all other users in addition to the user. .
[0275]
  Shown in FIG.Embodiment 3The receiving system shown in FIG.Embodiment 1It differs from the receiving system by the following points.
[0276]
  First, in FIG.Embodiment 3In this configuration, the replica signal of the user newly determined as having no error is subtracted from the input signal vector calculated by the arithmetic unit of the interference canceller instead of the initial input signal vector X1 (t). That is, since the subtraction of the replica signal is not performed again for the user who has already been determined that there is no error in the previous interference removal unit, FIG.Embodiment 1Parameter estimation unit PE_A12, ..., PE_Ak2, ..., PE_Am2There is no need to add.
[0277]
Instead, depending on whether or not there is an error in the previous interference canceller, either the user signal newly calculated by the interference canceller of the interference canceller or the user signal already calculated by the previous interference canceler is selected. Gate part GH for the object of correlation value calculation₁₂, ..., GH_k2, ..., GH_m2Is provided.
[0278]
  As described above, the present inventionEmbodiment 3According to the above, since the correlation value between user signals, which was conventionally regarded as 0, is actually calculated,Embodiment 1Similarly to the above, it is possible to estimate a reception response vector without error.
[0279]
  [Embodiment 4 of the invention]
  FIG. 18 illustrates the present invention.Embodiment 41 is a block diagram showing a receiving system of a PDMA base station according to FIG. The configuration of the receiving system shown in FIG. 18 is the same as that shown in FIG. 17 except for the following points.Embodiment 3It is the same as the receiving system.
[0280]
  That is, in FIG.Embodiment 3In addition to the above configuration, in FIG. 18, the error determination signal of the error determination unit of each user is configured to be supplied to the parameter estimators of the interference removal units of all users. As a result, whether to calculate the correlation value between signals can be determined depending on the presence or absence of a demodulation error.
[0281]
  That is,Embodiment 4Then,Embodiment 2Similarly to the above, it is possible to estimate a reception response vector closer to the actual propagation environment by actually calculating and using a correlation value between user signals without error.
[0282]
  [Embodiment 5 of the invention]
  FIG. 19 shows the present invention.Embodiment 51 is a block diagram showing a receiving system of a PDMA base station according to FIG. The receiving system according to the eighth embodiment is basically shown in FIG.Reference example 3The configuration of the receiving system according to FIG.Embodiment 1The technology described in (1) is applied.
[0283]
  That is, in FIG.Reference example 3Then, the user signal, which is a complex signal output from the remodulator (FIG. 14) included in each interference canceling unit, is only given to the parameter estimator of the interference canceling unit, and the parameters of the interference canceling units of other users are set. Although not given to the estimator,Embodiment 5Then, the user signal output from the remodulator of each user is configured to be given to the parameter estimator of the interference removal unit of the user after the next stage in addition to the user.
[0284]
  In more detail, FIG.Embodiment 5Then, the initial input signal vector X₁It is assumed that (t) is commonly applied to each interference removal unit IC and is given to the positive inputs of the parameter estimator PE and the adder AD of each interference removal unit IC as will be described later. Then, the input signal vector output from the interference removal unit at the preceding stage is given to the adaptive array AA of the interference removal unit (the first stage interference removal unit IC).₁₁In the initial input signal vector X₁(T) is adaptive array AA₁₁To be given).
[0285]
Interference canceller IC of the first stage interference canceller₁₁As shown in FIG. 14, the user signal Y generated by the interference canceling unit₁₁(T) is the parameter estimator PE_1kThe parameter is estimated by giving to the other, and the user signals of other users are not used.
[0286]
However, the interference removal unit IC in the latter stage₁₂The user signal Y generated by the interference canceling unit₁₂In addition to (t), the previous stage interference canceler IC₁₁User signal Y generated in₁₁(T) is also used for parameter estimation.
[0287]
Similarly, in addition to the user signal generated in the interference removal unit, the interference removal unit at each stage performs parameter estimation using the user signal from the interference removal unit that is the previous stage of the interference removal unit.
[0288]
For example, the lowermost interference canceling unit IC of the first stage interference canceller_1mIs the user signal Y generated by the interference canceller_1mIn addition to (t), the previous stage interference canceler IC₁₁, ..., IC_{1 (m -1)}User signal Y generated in₁₁(T), ..., Y_{1 (m-1)}The parameter is estimated using (t).
[0289]
As an example of the interference canceller shown in FIGS. 20 and 19, the kth-stage interference canceller IC of the first-stage interference canceller_1kIt is a block diagram which shows the structure of these. The interference removal unit shown in FIG. 20 differs from the interference removal unit shown in FIG. 15 in the following points.
[0290]
That is, the input signal vector X output from the preceding stage interference canceller_1k(T) is adaptive array AA._1kThe initial input signal X₁(T) is the parameter estimator PE_1kInput and adder AD_1kIs given to the positive input. Parameter estimator PE_1kIncludes a user signal Y generated by the interference canceling unit._1kIn addition to (t), the previous stage interference canceler IC₁₁, ..., IC_{1 (k-1)}User signal Y from₁₁(T), ..., Y_{1 (k-1)}(T) is also given and based on the correlation values of these user signals, the parameter estimator PE_1kIs the reception response vector H₁₁, H₁₂, ..., H_1kIs calculated.
[0291]
These user signals Y₁₁(T), ..., Y_1k(T) and the reception response vector H₁₁, ..., H_1kIs the corresponding multiplier MP_1k1, MP_1k2, ..., MP_1kkAnd the multiplication results are respectively AND gates AND_1k1, AND_1k2, ..., AND_1kkAdder AD via_1kIs given to the negative input.
[0292]
AND gate AND_1k1, AND_1k2, ..., AND_1kkThe other input is the previous stage interference canceler IC₁₁, ..., IC_{1 (k-1)}Error judgment signal E from₁₁, ..., E_{1 (k-1)}And an error determination signal E generated in the interference canceling unit._1kAre input and an error determination signal indicating that there is an error is input. The AND gate is closed and an initial input signal vector X of a replica signal including an error.₁Subtraction from (t) is avoided.
[0293]
As a result, the adder AD_1kTo the input signal vector X that does not contain noise components._{1 (k + 1)}(T) is calculated, and the next stage interference canceling unit IC_{1 (k + 1)}Adaptive Array AA_{1 (k + 1)}Given to.
[0294]
Interference canceller IC of interference canceller after the second stage_{twenty one}, IC_{twenty two},... Have the same configuration.
[0295]
That is, in the example of FIG. 19 and FIG.₁₁, ..., IC_1mReception response vector H_{1 1}, H₁₂, ..., H_1k, ..., H_1mIs obtained as follows. First, the initial input signal vector X₁(T) is expressed as follows.
[0296]
X₁(T) = H₁₁Y₁₁(T) + ... + H_1kY_1k(T) + ... + H_1mY_1m(T)
In the configuration of the first-stage interference canceller of FIG. 19, the initial input signal vector X₁User signal Y based on (t)_1k(T) can be estimated. Therefore, each user signal and the initial input signal vector X₁If an ensemble average with (t) is taken, a correlation value (ensemble average) between users is actually calculated, and then a reception response vector H₁₁, H₁₂, ..., H_1k, ..., H_1mA simultaneous equation for obtaining is obtained.
[0297]
Further, the operation of the interference canceller at the next stage is basically the same as the operation described with reference to FIG. 13, and the difference is as follows.
[0298]
That is, the gate part GE_{twenty one}In the previous stage, the interference canceler IC₁₂, ..., IC_1mTo user signal Y₁₂(T), ..., Y_1m(T) and error determination signal E₁₂, ..., E_1mIs provided, and the interference canceling unit IC₁₁When an error is determined in the above, these user signals Y₁₂(T), ..., Y_1m(T) and error determination signal E₁₂, ..., E_1mInterference canceler IC_{twenty one}Of which the user signal is used for parameter estimation.
[0299]
Next, the gate part GE_{twenty two}In the previous stage, the interference canceler IC₁₃, ..., IC_1mAnd IC_{twenty one}To user signal Y₁₃(T), ..., Y_1m(T), Y_{twenty one}(T) and error determination signal E₁₃, ..., E_1m, E_{twenty one}Is provided, and the interference canceling unit IC₁₂When an error is determined in the above, these user signals Y₁₃(T), ..., Y_1m(T), Y_{twenty one}(T) and error determination signal E₁₃, ..., E_1m, E_{twenty one}Interference canceler IC_{twenty two}Of which the user signal is used for parameter estimation. Thereafter, the same operation (parameter estimation) is executed in the interference canceller at each stage of the interference canceller.
[0300]
  As described above, FIG.Embodiment 5The receiving system according to (1) attempts to calculate the reception response vector of each user in consideration of correlation values between a plurality of user signals. So thisEmbodiment 5According to the reception system described aboveEmbodiment 1As in the receiving system according to, a received signal response vector close to that obtained in an actual propagation environment can be estimated with high accuracy.
[0301]
  [Embodiment 6 of the invention]
  FIG. 21 illustrates the present invention.Embodiment 62 is a block diagram showing a configuration of an interference canceller in the PDMA base station reception system according to FIG. thisEmbodiment 6The receiving system according to FIG. 11 basically has the same overall configuration as the receiving system shown in FIG. 19 except for the configuration of the interference canceller, and is shown in FIG.Reference example 3The configuration of the receiving system according to FIG.Embodiment 2The technology described in (1) is applied. The interference removing unit shown in FIG. 21 is shown in FIG. 20 except for the following points.Embodiment 5This is the same as the interference removal unit.
[0302]
  That is, in FIG.Embodiment 5In addition to the interference canceler configuration of FIG.Embodiment 6Then, an error determination signal (for example, E₁₁, ..., E_{1 (k-1)}) Is provided to the parameter estimator of the interference removal unit in the next stage.
[0303]
  Of FIG.Embodiment 6The reception system according to 1 determines whether or not to calculate the correlation value between signals depending on the presence or absence of a demodulation error. In particular, thisEmbodiment 6In the receiving system according to the above, the correlation value is calculated only between user signals having no error and used for calculating the received signal response vector.In the second embodimentAs with the receiving system according to the above, it is possible to estimate the reception response vector close to that obtained in the actual propagation environment with high accuracy.
[0304]
  [Other reference examples 1]
  By the way, it was shown in FIGS.Each formRelates to a receiving system of a PDMA base station. In recent years, in addition to this PDMA communication method, a CDMA communication method has been proposed and already put into practical use.
[0305]
In this CDMA communication method, a transmission side multiplies a digital data symbol to be transmitted by a predetermined spreading code and transmits it as a signal having a much higher frequency, and a receiving side despreads the received signal using the above spreading code. By doing so, the data is demodulated.
[0306]
Here, if a plurality of different spreading codes that are not correlated with each other are used, even if a plurality of data signals having the same frequency are spread and transmitted, despreading is performed with a spreading code corresponding to the transmission time. As a result, only the signal of the desired user can be reliably separated and extracted. Therefore, it is possible to further increase the communication capacity by using this CDMA communication system. Since such a CDMA communication system has already been put into practical use and is well known in the art, a detailed description thereof will be omitted.
[0307]
  Explained belowOther reference examples,NoneThe line receiving system is applied to a CDMA communication system.
[0308]
  FIG. 22 illustrates the present invention.Other reference examples 1FIG. 23 and FIG. 24 are specific block diagrams of the interference cancellation unit and the arithmetic unit shown in FIG. 22, respectively.
[0309]
  As shown in FIGS.Other reference examples 1The CDMA receiving system of FIG. 8 is shown in FIGS. 8 to 10 except for the following points.Reference example 1This is the same as the PDMA receiving system in FIG.
[0310]
  That is, as shown in FIG.Reference example 1FIG. 9 shows the configuration of the interference canceller IC of the receiving system of FIG.Reference example 1As shown in FIG.Other reference examples 1The configuration is changed. The interference canceller shown in FIG. 23 (an interference canceler IC as an example_K1′), The despreader IS for despreading the signal transmitted by the CDMA communication system and received by the antennas 3 to 6 is preceded by the adaptive array and the parameter estimator._k1Is provided. The received signal despread for each user by the despreader in each interference canceling unit is given to the corresponding adaptive array and parameter estimator, and each user signal is extracted by the same operation as in the first embodiment. Then, it is given to the arithmetic unit of the interference canceller at the subsequent stage.
[0311]
The first stage interference canceller arithmetic unit 101a shown in FIG.₁, ..., MP_k-1, MP_k, MP_{k + 1}, ..., MP_mDiffuser S for diffusing the output of each₁₁, ..., S_{(k-1) 1}, S_k1, S_{(k + 1) 1}, ..., S_m1Is the same as the arithmetic unit 101 ′ shown in FIG.
[0312]
That is, the input signal vector X that is still spread by the CDMA communication system₁In order to perform subtraction from (t), the output of each multiplier is again spread by the corresponding spreading code.
[0313]
Then, the output of each spreader, that is, the output of the arithmetic unit 101a is despread again by the despreader of the corresponding interference removal unit in the subsequent stage, and is given to the adaptive array and the parameter estimator.
[0314]
  The computing device 102a of the second stage interference canceller has the same configuration as the computing device 101a shown in FIG. Other operations are shown in FIGS.Reference example 1Is the same.
[0315]
  [Other reference example 2 of this invention]
  Next, FIG.Other reference example 2It is a block diagram which shows the receiving system of the base station for CDMA by. As shown in FIG.Other reference example 2Is shown in FIG. 13 except for the following points.Reference example 3Is the same. That is, for each interference canceller at each stage, a despreader for despreading the input signal vector transmitted by the CDMA communication system (the interference canceler IC in FIG. 14) is provided upstream of the corresponding adaptive array and parameter estimator._1kIn ´ despreader IS_1k) Is provided. The input signal vector despread for each user by each despreader is given to the corresponding adaptive array and parameter estimator, and each user signal is extracted by the same operation as in the third embodiment. Note that the output of the multiplier in each interference canceller is again spread by a spreader (spreader S1k in FIG. 14) in order to perform subtraction from the corresponding input signal vector that has been spread by the CDMA method. Other operations are shown in FIG.Reference example 3Are not repeated here.
[0316]
  In addition, it showed in FIG. 8 thru | or FIG.Reference example 1And shown in FIGS. 13 and 14Reference example 3Although the examples in which the CDMA communication method is applied to the above are described as the tenth and eleventh embodiments, the CDM communication method is similarly applied to the receiving systems disclosed as the other embodiments, though not shown. Needless to say.
[0317]
  FIG.Each formIt is a block diagram which shows an example of the adaptive array used in the receiving system of.
[0318]
In FIG. 26, input ports 181 to 184 are provided in each adaptive array, and input signals from four antennas 3 to 6 A / D converted by the A / D converter 8 are respectively input to the input ports. Is entered. These input signals are given to weight vector calculator 176 and multipliers 171 to 174.
[0319]
The weight vector calculator 176 uses the input signal from the input ports 181 to 184 and the training signal corresponding to the signal of a specific user stored in the memory 177 or the output of the adder 175 to generate a desired user signal. Weight vectors w1 to w4 are calculated so that.
[0320]
Multipliers 171 to 174 multiply the input signals of input ports 181 to 184 and weight vectors w1 to w4, respectively, and output the result to adder 175. The adder 175 adds the output signals of the multipliers 171 to 174 and gives a desired user signal obtained as a result to the weight vector calculator 176 and outputs it from the output port.
[0321]
  Note that the above-mentionedEmbodiments and reference examplesIs configured to give the data re-modulated by the re-modulator to the arithmetic unit or the like, but the output of the adaptive array and the re-modulated data can be regarded as the same content data originally. The same effect can be obtained even when the output data of the adaptive array is input to an arithmetic unit or the like.
[0322]
  In addition, the aboveEach embodiment and reference exampleIn the above, an example in which a reception system is realized as a hardware configuration in which a plurality of interference cancellers are connected has been described. However, these reception systems can also be realized as software as a whole by a digital signal processor (DSP).
[0323]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
[0324]
【The invention's effect】
  As aboveIn the present invention, since a correlation value between user signals, which was conventionally regarded as 0, is actually calculated, it is possible to estimate an error-free received response vector.Communication quality in a wireless communication system such as a mobile communication system can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 1000 of a PDMA base station in which the present invention is used.
FIG. 2 is a flowchart for explaining an outline of an operation of a radio apparatus (radio base station) 1000;
FIG. 3 is a conceptual diagram for explaining a response vector estimation principle which is a premise of response vector estimation according to the present invention;
FIG. 4 is a conceptual diagram for explaining an estimation principle of response vector estimation according to the present invention.
FIG. 5 is a flowchart showing the operation of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to the present invention.
7 is a block diagram showing a configuration of the arithmetic device shown in FIG. 6. FIG.
FIG. 8 of the present inventionReference example 1Receiving system for PDMA base station
FIG.
9 is a block diagram showing a configuration of an interference removal unit shown in FIG.
10 is a block diagram showing a configuration of an arithmetic device shown in FIG.
FIG. 11 shows the present invention.Reference example 21 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to FIG.
12 is a block diagram showing a configuration of the arithmetic device shown in FIG.
FIG. 13 shows the present invention.Reference example 31 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to FIG.
14 is a block diagram showing a configuration of an interference removal unit shown in FIG.
FIG. 15 shows the present invention.Embodiment 11 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to FIG.
FIG. 16 shows the present invention.Embodiment 21 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to FIG.
FIG. 17 is a diagram of the present invention.Embodiment 31 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to FIG.
FIG. 18 shows the present invention.Embodiment 41 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to FIG.
FIG. 19 shows the present invention.Embodiments 5 and 61 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to FIG.
FIG. 20 shows the present invention.Embodiment 52 is a block diagram showing a configuration of an interference canceller of a PDMA base station reception system according to FIG.
FIG. 21 shows the present invention.Embodiment 62 is a block diagram showing a configuration of an interference canceller of a PDMA base station reception system according to FIG.
FIG. 22 shows the present invention.Other reference examples 11 is a block diagram of a receiving system for a CDMA base station according to FIG.
23 is a block diagram showing a configuration of an interference removal unit shown in FIG.
24 is a block diagram showing a configuration of the arithmetic device shown in FIG.
FIG. 25 shows the present invention.Other reference example 2It is a block diagram which shows the structure of the interference removal part of the receiving system of the base station for CDMA by.
FIG. 26 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array.
FIG. 27 is a channel allocation diagram of user signals in FDMA, TDMA, and PDMA communication systems.
FIG. 28 is a block diagram showing a conventional PDMA base station reception system.
FIG. 29 is a schematic block diagram showing a configuration of an adaptive array radio base station.
FIG. 30 is a schematic diagram showing a frame configuration of a radio signal of a mobile phone.
FIG. 31 is a schematic diagram illustrating the transmission and reception of radio signals between an adaptive array radio base station and a user.
[Explanation of symbols]
3 to 6 antenna, 7 frequency conversion circuit, 8 A / D converter, 101, 102, 10L, 101 ', 102', 10L 'arithmetic unit, 176 weight vector calculator, 181 to 184 input port, IC interference removal unit , DM demodulator, RM remodulator, ED error determiner, PE parameter estimator, MP multiplier, AD adder, AND AND gate, GA, GB, GC, GD, GE, GF, GG, GH gate unit.

Claims (4)

Receive signals from multiple users using multiple antennas, create a common input signal vector for each user based on the received signals from multiple users, and use a multi-stage interference canceller to A radio reception system for removing an interference signal component from an input signal vector,
The interference canceller is configured to extract a user signal component corresponding to a specific user among the plurality of users from the input signal vector, the input signal vector, the specific user signal component, and all user signals. Based on a correlation value between a user terminal and a specific user signal , a reception response vector at a plurality of points in time is estimated from a slot of a propagation path from a specific terminal. Parameter estimation means for calculating a reception response vector in one slot, and error determination means for determining whether or not a user signal component corresponding to a specific user extracted by the signal extraction means includes a demodulation error. and becomes interference removing unit, the input signal vector, user signal component corresponding to a particular user, received responses calculated by the parameter estimation section And calculating means for calculating and outputting an input signal vector to the next stage based on the result of the error determination, and the parameter estimation means includes a demodulation error. The user signal components of all the users determined not to be taken in, the correlation value between the specific user and the user signal components of other users are calculated, and it is determined that the error determination means includes a demodulation error The radio reception system is characterized in that the correlation of the user signal component with the received user is regarded as 0, and the reception response vector is estimated including these correlation values.   The arithmetic means removes an interference signal component from an initial input signal vector based on a user signal component determined not to include a demodulation error by the error determination means and a reception response vector estimated by the parameter estimation means. 2. The radio reception system according to claim 1, wherein an input signal vector to the next stage is calculated and output. Receive signals from multiple users using multiple antennas, create a common input signal vector for each user based on the received signals from multiple users, and use a multi-stage interference canceller to A radio reception system that removes interference signal components from an input signal vector,
The interference canceller includes: a signal extraction unit that extracts a user signal component corresponding to a specific user among the plurality of users from the input signal vector; and whether the extracted user signal component includes a demodulation error. A slot of a propagation path from a specific terminal based on error determination means for determining the input signal vector, a specific user signal component, and a correlation value between all the user signals and the specific user signal Parameter estimation means for estimating a reception response vector at a plurality of points in time and calculating a reception response vector in one slot based on the reception response vectors at the plurality of points in time, the interference removing unit, and the input signal vector, user signal component corresponding to a specific user, interference signal based on the reception response vector calculated by said parameter estimating means Min was removed, the input signal vector, user signal component corresponding to a particular user of a computing unit, from the preceding operation means provided for each of a plurality of users input signal vector and outputs them to the next stage, the A first gate unit to which a reception response vector calculated by the parameter estimation unit and an error determination signal from the error determination unit are provided ; each signal from the interference cancellation unit; each signal from the first gate unit; A second gate unit to which an error determination signal of the error determination unit is provided, and the first gate unit is configured to receive the interference canceling unit or the second gate according to the error determination signal of the error determination unit of the previous stage. Each signal is selected and output to a gate unit, and the second gate unit selects each signal from the interference removal unit or the first gate unit according to an error determination signal of the error determination unit. With respect to the user who is determined to include no error by the error determination means in the previous stage, each signal given to the first gate part passes through the second gate part and causes interference in the next stage. For a user who is given to the canceller and has been determined to contain an error by the previous error determination means, based on the input signal vector from which interference has been removed by the previous calculation means, based on the determination result of the error determination means, The interference removal unit captures user signal components of all users determined not to include a demodulation error , calculates a correlation value between a specific user and other user's user signal components, and demodulation error The correlation of the user signal component with the user determined to include the user is assumed to be 0, the reception response vector including these correlation values is estimated, and the reception response vector corresponding to the specific user A radio reception system characterized in that an error determination signal and a user signal component are calculated and provided from the second gate unit to an interference canceller at the next stage. Receive signals from multiple users using multiple antennas, create a common input signal vector for each user based on the received signals from multiple users, and use a multi-stage interference canceller to A radio reception system that removes interference signal components from an input signal vector,
The interference canceller includes: a signal extraction unit that extracts a user signal component corresponding to a specific user among the plurality of users from the input signal vector; and whether the extracted user signal component includes a demodulation error. Error determination means for determining a slot of a propagation path from a specific terminal based on the input signal vector, the specific user signal component, and a correlation value between all the user signals and the specific user signal a reception response vector at multiple time points were estimated from in the interference removal unit consisting of a first parameter estimating means you calculating a reception response vector in one slot based on the reception response vector of the plurality of point When the input signal vector, the specific user signal component, an interference signal component is removed based on the reception response vector calculated by the first parameter means, Calculating means which calculates and outputs the input signal vector to the stage, the input signal vector from the previous operation means provided for each of a plurality of users, user signal component corresponding to a specific user, calculated by the parameter estimation section A first gate unit to which a reception response vector and an error determination signal from the error determination unit are provided ; an initial input signal vector; a specific user signal component from the first gate unit; and all user signals Based on the correlation value between the user signal and the user signal , a reception response vector at a plurality of time points is estimated from among the slots of the propagation path from a specific terminal , and 1 based on the reception response vector at the plurality of time points. a second parameter estimating means for calculating a reception response vector in the slots, each signal from each signal and the second parameter estimating means from the interference removing unit and A second gate to which an error determination signal of the error determination means is provided, wherein the first gate portion is configured to respond to the error determination signal of the error determination means of the previous stage, the interference removal unit, the second parameter means, or The respective signals are selected and output to the second gate unit, and the second gate unit selects the interference removal unit, the second parameter unit, or the first gate according to an error determination signal of the error determination unit. The first and second parameter estimation means, based on the determination result of the error determination means, the user signal components of all users determined not to contain demodulation errors The correlation value between the specific user and the user signal component of the other user is calculated, and the correlation of the user signal component with the user determined not to include a demodulation error is regarded as zero. In addition to estimating the reception response vector including these correlation values, for each user determined not to include an error by the error determination means in the previous stage, each signal provided to the first gate unit is the second signal. With respect to a user who is given to the parameter estimation means, and each signal from the second parameter means is given to the next stage interference canceller via the second gate unit, and is determined to contain an error by the previous stage error judgment means. The interference cancellation unit calculates a reception response vector, an error determination signal, and a user signal component based on the input signal vector that has been subjected to interference cancellation by the previous stage calculation means, and the second gate unit calculates the next stage. A radio receiving system characterized by being provided to an interference canceller.

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