JP4068500B2 - Array antenna communication device - Google Patents

Description

これを信号Ａ（ｔ）に関する項と信号Ｂ（ｔ）に関する項とに分けると、当該出力は、
【数６】

となる。
【００２２】
ここで、アダプティブ・アレイ無線基地局１は、ユーザＡ，Ｂを識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎを計算する。たとえば、図５の例では、ウェイトベクトル制御部１１は、本来通話すべきユーザＡからの信号Ａ（ｔ）のみを抽出するために、係数ａ１，ａ２，ａ３，・・・，ａｎ，ｂ１，ｂ２，ｂ３，・・・，ｂｎを定数とみなし、信号Ａ（ｔ）の係数が全体として１、信号Ｂ（ｔ）の係数が全体として０となるように、重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎを計算する。
【００２３】
すなわち、ウェイトベクトル制御部１１は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号Ａ（ｔ）の係数が１、信号Ｂ（ｔ）の係数が０となる重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎをリアルタイムで算出する。
【数７】
ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋・・・，＋ｗｎａｎ＝１
ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋・・・，＋ｗｎｂｎ＝０
この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した文献に記載されているとおり周知であり、現にアダプティブ・アレイ無線基地局において既に実用化されているものである。
【００２４】
このように、重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎを設定することにより、加算器１３の出力信号は
【数８】
（出力信号）＝１×Ａ（ｔ）＋０×Ｂ（ｔ）＝Ａ（ｔ）
となる。
【００２５】
＜１．ユーザの識別、トレーニング信号＞
前記のユーザＡ，Ｂの識別は次のように行なわれる。図６は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は、大別して、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とからなる。
【００２６】
プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでいる。アダプティブ・アレイ無線基地局１のウェイトベクトル制御部１１（図５）は、メモリ１４から取出したユーザＡに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザＡに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウェイトベクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザＡの信号は、出力信号Ｓ_ＲＸ（ｔ）としてアダプティブ・アレイ無線基地局１から外部出力される。
【００２７】
一方、図５において、外部からの入力信号Ｓ_ＴＸ（ｔ）は、アダプティブ・アレイ無線基地局１を構成する送信部１Ｔに入り、乗算器１５−１，１５−２，１５−３，・・・，１５−ｎの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウェイトベクトル制御部１１により先に受信信号に基づいて算出された重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎがコピーされて印加される。
【００２８】
これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，・・・，１０−ｎを介して、対応するアンテナ＃１，＃２，＃３，・・・，＃ｎに送られ、図４の領域３内に送信される。
【００２９】
ここで、受信時と同じアレイ・アンテナ２を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザＡをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザＡに対する指向性を有するかのようにユーザＡの携帯電話機４により受信される。図７は、このようなユーザＡとアダプティブ・アレイ無線基地局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。現実に電波が届く範囲を示す図４の領域３に対比して、図７の仮想上の領域３ａに示すようにアダプティブ・アレイ無線基地局１からはユーザＡの携帯電話機４をターゲットとして指向性を伴って電波信号が放射されている状態がイメージされる。
【００３０】
上述の通り、ＰＤＭＡ方式では、同一チャネル干渉を除去する技術が必要である。この点で、干渉波に適応的にヌルを向けるアダプティブ・アレイは、希望波のレベルより干渉波のレベルが高い場合でも効果的に干渉波を抑制できるため、有効な手段である。
【００３１】
ところで、基地局にアダプティブ・アレイを用いた場合には、受信時の干渉除去だけではなく、送信時に不要な放射を低減することも可能である。このとき、送信時のアレイパターンは、受信時のアレイパターンを用いるか、到来方向推定などの結果から新たに生成する手法が考えられる。後者はＦＤＤ（Frequency Division Duplex）、ＴＤＤ（Time Division Duplex）を問わず適用することができるが、複雑な処理が必要となる。一方、前者をＦＤＤで用いる場合、送受信のアレイパターンが異なるため、アレイ配置やウエイトなどの補正が必要となる。このため、一般には、ＴＤＤでの適用が前提となり、外部スロットが連続した環境では良好な特性が得られている。
【００３２】
以上説明したように、基地局にアダプティブ・アレイを用いたＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式では、上り回線で得られたアレイパターン（ウェイトベクトルパターン）を下り回線で使用する際に、角度広がりのある動的なレイリー伝搬度を想定した場合には、上下回線間の時間差により下り回線で誤り率が劣化する場合がある。すなわち、上り回線（アップリンク）でユーザ端末から基地局に電波が送信されてから、逆に基地局から下り回線（ダウンリンク）によりユーザ端末に電波を射出するまでに時間間隔があるため、ユーザ端末の移動速度が無視できない場合には、基地局からの電波の射出方向と実際のユーザ端末の存在する方向との誤差により誤り率が劣化してしまうのである。
【００３３】
このような伝搬路の変動を考慮した下り回線用ウエイトの推定法として、上り回線で得られたウェイトベクトル値を用いて一次外挿を行なう手法が非特許文献１や非特許文献２中に提案されている。
【００３４】
しかしながら、実際にウエイトの時間変化を観測すると、直線的ではないため従来のウェイトベクトルの一次外挿による方法では誤差が大きいという問題があった。
【００３５】
そこで、かかる問題点を解決するために、アダプティブ・アレイのウエイトが各アンテナ素子における応答ベクトルにより一意に表わせることに注目し、応答ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトを推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することを可能とする技術が既に提案されている。
【００３６】
＜２．上下回線間の時間差による下り回線での誤り率が劣化を抑制する無線装置＞
図８は、従来の形態１にかかるＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。図８の構成においては、ユーザＰＳ１とＰＳ２とを識別するために、４本のアンテナ＃１〜＃４が設けられている。もちろん、アンテナの本数としては、より一般的にＮ本（Ｎ：自然数）としてもよい。
【００３７】
図８の送受信システム１０００では、アンテナ＃１〜＃４からの信号を受けて、対応するユーザ、たとえば、ユーザＰＳ１からの信号を分離するための受信部ＳＲ１およびユーザＰＳ１への信号を送信するための送信部ＳＴ１が設けられている。アンテナ＃１〜＃４と受信部ＳＲ１および送信部ＳＴ１との接続は、スイッチ１０−１〜１０−４により、選択的に切換えられる。つまり、各アンテナで受信された受信信号ＲＸ_１（ｔ），ＲＸ_２（ｔ），ＲＸ_３（ｔ），ＲＸ_４（ｔ）は、それぞれ対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，１０−４を介して受信部ＳＲ１に入り、受信ウェイトベクトル計算機２０、受信係数ベクトル計算機２２に与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，１２−４の一方入力にそれぞれ与えられる。
【００３８】
これらの乗算器の他方入力には、受信ウェイトベクトル計算機２０からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み係数ｗｒｘ１１，ｗｒｘ２１，ｗｒｘ３１，ｗｒｘ４１が印加される。これらの重み係数は、従来例と同様に、受信ウェイトベクトル計算機２０により、リアルタイムで算出される。
【００３９】
送信部ＳＴ１は、受信係数ベクトル計算機２２において算出された受信係数ベクトルを受けて、後に説明するように、送信時での伝搬路を推定、すなわち、送信時点での仮想的な受信係数ベクトルを推定することで送信係数ベクトルを求める送信係数ベクトル推定機３２と、送信係数ベクトル推定機３２との間でデータを授受し、データを記憶保持するメモリ３４と、送信係数ベクトル推定機３２の推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを算出する送信ウェイトベクトル計算機３０と、それぞれ一方入力に送信信号を受け、他方入力に送信ウェイトベクトル計算機３０からの重み係数ｗｔｘ１１，ｗｔｘ２１，ｗｔｘ３１，ｗｔｘ４１が印加される乗算器１５−１，１５−２，１５−３，１５−４とを含む。乗算器１５−１，１５−２，１５−３，１５−４からの出力は、スイッチ１０−１〜１０−４を介して、アンテナ＃１〜＃４に与えられる。なお、図８には図示していないが、受信部ＳＲ１および送信部ＳＴ１と同様の構成が、各ユーザに対しても設けられている。
【００４０】
＜３．アダプティブ・アレイの動作原理＞
受信部ＳＲ１の動作を簡単に説明すると以下のとおりである。
【００４１】
アンテナで受信された受信信号ＲＸ_１（ｔ），ＲＸ_２（ｔ），ＲＸ_３（ｔ），ＲＸ_４（ｔ）は、以下の式で表される。
【数９】

ここで、信号ＲＸ_ｊ（ｔ）は、ｊ番目（ｊ＝１，２，３，４）のアンテナの受信信号を示し、信号Ｓｒｘ_ｉ（ｔ）は、ｉ番目（ｉ＝１，２）のユーザが送信した信号を示す。また、係数ｈ_ｊｉは、ｊ番目のアンテナに受信された、ｉ番目のユーザからの信号の複素係数を示し、ｎ_ｊ（ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれる雑音を示している。
【００４２】
式（１）〜（４）をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。
【数１０】

ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号ベクトル、Ｈ_ｉはｉ番目のユーザの受信係数ベクトル、Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。また、［・・・］Ｔは、［・・・］の転置を示す。
【００４３】
アダプティブアレイ・アンテナは、図８に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数ｗｒｘ１ｉ〜ｗｒｘ４ｉを掛けて合成した信号を受信信号ＳＲ_ｘ（ｔ）として出力する。
【００４４】
さて、以上のような準備の下に、たとえば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ_１（ｔ）を抽出する場合のアダプティブ・アレイの動作は以下のようになる。
【００４５】
アダプティブ・アレイ１００の出力信号ｙ１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウェイトベクトルＷ１のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。
【数１１】

すなわち、ウェイトベクトルＷ１は、ｊ番目の入力信号ＲＸ_ｊ（ｔ）に掛け合わされる重み係数ｗｒｘｊ１（ｊ＝１，２，３，４）を要素とするベクトルである。
【００４６】
ここで式（９）のように表わされたｙ１（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベクトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。
【数１２】

ここで、アダプティブ・アレイ１００が理想的に動作した場合、周知な方法により、ウェイトベクトルＷ_１は次の連立方程式を満たすようにウェイトベクトル制御部１１により逐次制御される。
【数１３】

式（１２）および式（１３）を満たすようにウェイトベクトルＷ_１が完全に制御されると、アダプティブ・アレイ１００からの出力信号ｙ１（ｔ）は、結局以下の式のように表わされる。
【数１４】

すなわち、出力信号ｙ１（ｔ）には、２人のユーザのうちの第１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ１（ｔ）が得られることになる。
【００４７】
＜４．無線装置１０００の動作の概要＞
図９は、従来の無線装置１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。無線装置１０００においては、アダプティブ・アレイのウェイトベクトル（重み係数ベクトル）が各アンテナ素子における受信係数ベクトルにより一意に表わせることに着目し、受信係数ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトを推定する。
【００４８】
まず、受信部ＳＲ１において、受信信号に基づいて、受信信号の伝搬路の推定を行なう（ステップＳ１００）。伝搬路の推定は、式（１）〜（４）において、ユーザから送られる信号のインパルス応答を求めることに相当する。言い換えると、式（１）〜（４）において、たとえば、受信係数ベクトルＨ_１が推定できれば、ユーザＰＳ１からの信号受信時の伝送路の推定が行なえることになる。
【００４９】
続いて、送信係数ベクトル推定機３２が、送信時の伝搬路の予測、すなわち、受信時の受信係数ベクトルから送信時点での受信係数ベクトルの予測を行なう（ステップＳ１０２）。この予測された受信係数ベクトルが送信時の送信係数ベクトルに相当する。
【００５０】
さらに、送信ウェイトベクトル計算機３０が、予測された送信係数ベクトルに基づいて、送信ウェイトベクトルの計算を行い、乗算器１５−１〜１５−４に出力する（ステップＳ１０４）。
【００５１】
＜５．受信係数ベクトル計算機２２の動作＞
次に、図８に示した従来の形態１における受信係数ベクトル計算機２２の動作について説明する。まず、アンテナ素子数を４本、同時に通信するユーザ数を２人とした場合、各アンテナを経て受信回路から出力される信号は、上述した式（１）〜（４）で表わされる。
【００５２】
このとき、この式（１）〜（４）で表わされるアンテナの受信信号をベクトルで表記した式を再び記すことにすると、以下の式（５）〜（８）のようになる。
【数１５】

ここで、アダプティブ・アレイが良好に動作していると、各ユーザからの信号を分離・抽出しているため、上記信号Ｓｒｘ_ｉ（ｔ）（ｉ＝１，２）はすべて既知の値となる。
【００５３】
このとき、信号Ｓｒｘ_ｉ（ｔ）が既知の信号であることを利用して、受信係数ベクトルＨ_１＝［ｈ_１１，ｈ_２１，ｈ_３１，ｈ_４１］およびＨ_２＝［ｈ_１２，ｈ_２２，ｈ_３２，ｈ_４２］を以下に説明するようにして導出することができる。すなわち、受信信号と既知となったユーザ信号、たとえば第１のユーザからの信号Ｓｒｘ_１（ｔ）を掛け合わせて、アンサンブル平均（時間平均）を計算すると以下のようになる。
【数１６】

式（１６）において、Ｅ［・・・］は、時間平均を示し、Ｓ^＊（ｔ）は、Ｓ（ｔ）の共役複素を示す。
【００５４】
この平均をとる時間が十分長い場合、平均値は以下のようになる。
【数１７】

ここで、式（１８）の値が０となるのは、信号Ｓｒｘ_１（ｔ）と信号Ｓｒｘ_２（ｔ）に互いに相関がないためである。また、式（１９）の値が０となるのは、信号Ｓｒｘ_１（ｔ）と雑音信号Ｎ（ｔ）との間に相関がないためである。
【００５５】
したがって、式（１６）のアンサンブル平均は結果として以下に示すように、受信係数ベクトルＨ_１に等しくなる。
【数１８】

以上のような手続により、第１番目のユーザＰＳ１から送信された信号の受信係数ベクトルＨ_１を推定することができる。
【００５６】
同様にして、入力信号ベクトルＸ（ｔ）と信号Ｓｒｘ_２（ｔ）のアンサンブル平均操作を行なうことで、２番目のユーザＰＳ２から送信された信号の受信係数ベクトルＨ_２を推定することが可能である。
【００５７】
上述のようなアンサンブル平均は、たとえば、受信時の１つのタイムスロット内の先頭の所定数のデータシンボル列と最後尾の所定数のデータシンボル列について行われる。
【００５８】
＜６．送信係数ベクトルの推定＞
図１０は、送信係数ベクトル推定機３２の動作を説明するための概念図である。ＰＤＭＡバーストとして上下回線にそれぞれ４ユーザずつ割当てた８スロット構成を考える。スロットの構成は、たとえば、先頭の３１シンボルを第１のトレーニングシンボル列、後続の６８シンボルをデータシンボル列、さらに最後尾の３１シンボルを第２のトレーニングシンボル列とする。
【００５９】
上述のとおり、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列を設け、上述の受信係数ベクトル計算機２２のアルゴリズムを用いて両方の受信係数ベクトルを算出する。
【００６０】
そして、直線外挿により下り回線用の受信係数ベクトルを推定する。すなわち、受信係数ベクトルの要素の任意の１つの時刻ｔにおける値をｆ（ｔ）とすると、上り回線スロットの先頭トレーニングシンボル列の時刻ｔ０での値ｆ（ｔ０）と、上り回線スロットの最後尾トレーニングシンボル列の時刻ｔ１での値ｆ（ｔ１）とに基づいて、下り回線スロットの時刻ｔにおける値ｆ（ｔ）は、以下のように予測できる。
【数１９】

なお、以上の説明では、上り回線スロットの先頭と最後尾にトレーニングシンボル列を設け、一次外挿することとしたが、さらに、上り回線スロットの中央部にもトレーニングシンボル列を設け、受信係数ベクトルの上り回線スロット中の３点の値から、時刻ｔの値ｆ（ｔ）を２次外挿で推定する構成としてもよい。もしくは、上り回線スロット中のトレーニングシンボル列を設ける位置を増やせば、さらに高次の外挿を行なうことも可能である。
【００６１】
＜７．送信ウェイトベクトルの決定＞
以上のようにして送信時点での受信係数ベクトルの推定値が求まると、以下の３通りのいずれかの方法で、送信ウェイトベクトルを求めることができる。
【００６２】
ｉ）直交化による方法：
ユーザＰＳ１の時刻ｔ＝ｉＴ（ｉ：自然数、Ｔ：単位時間間隔）におけるウェイトベクトルＷ^（１）（ｉ）＝［ｗｔｘ_１１、ｗｔｘ_１２、ｗｔｘ_１３、ｗｔｘ_１４］を考える。ユーザＰＳ２にヌルを向けるためには、以下の条件が満たされればよい。
【００６３】
ユーザＰＳ２に対して予測した伝搬路（受信係数ベクトル）をＶ^（２）（ｉ）＝［ｈ１´^（２）（ｉ）、ｈ２´^（２）（ｉ）、ｈ３´^（２）（ｉ）、ｈ４´^（２）（ｉ）］とする。ここで、ｈｐ´^（ｑ）（ｉ）はｑ番目のユーザの、ｐ番目のアンテナに対する受信係数ベクトルの時刻ｉに対する予測値である。同様にして、ユーザＰＳ１に対しても伝搬路Ｖ^（１）（ｉ）を予測してあるものとする。
【００６４】
このとき、Ｗ^（１）（ｉ）ＴＶ^（２）（ｉ）＝０となるように、Ｗ^（１）（ｉ）を決定する。拘束条件として、以下の条件ｃ１）、ｃ２）を課す。
ｃ１） Ｗ（１）（ｉ）ＴＶ（１）（ｉ）＝ｇ（一定値）
ｃ２） ‖Ｗ（１）（ｉ）‖を最小とする。
条件ｃ２）は、送信電力を最小化することに相当する。
【００６５】
ｉｉ）擬似相関行列を用いる方法：
ここで、上述の通り、アダプティブ・アレイはいくつかのアンテナ素子と各素子ウエイト値を制御する部分とからなる。一般に、アンテナの入力ベクトルをＸ（ｔ）、ウェイトベクトルをＷと表わすと、出力Ｙ（ｔ）＝Ｗ^ＴＸ（ｔ）と参照信号ｄ（ｔ）との平均二乗差を最小にするようにウエイトベクトルを制御した場合（ＭＭＳＥ基準：最小２乗誤差法基準）、最適ウエイトＷ_ｏｐｔは次式（Wiener解）で与えられる。すなわち、
【数２０】

ただし、
【数２１】

を満たす必要がある。ここで、Ｙ^ＴはＹの転置を、Ｙ^＊はＹの複素領域を、Ｅ［Ｙ］はアンサンブル平均を表わす。このウエイト値によりアダプティブ・アレイは不要な干渉波を抑圧するようにアレイパターンを生成することになる。
【００６６】
ところで、擬似相関行列を用いる方法では、上記式（２１）を以下に説明する擬似相関行列により計算する。すなわち、推定された複素受信信号係数ｈ′^（ｋ） _ｎ（ｉ）を用いて、ユーザｋのためのウェイトベクトルＷ^（ｋ）（ｉ）を計算する。第ｋ番目のユーザのアレイ応答ベクトルをＶ^（ｋ）（ｉ）とおくと、以下のように求めることができる。
【数２２】

このとき、ｔ＝ｉＴにおける仮想受信信号の自己相関行列Ｒ_ｘｘ（ｉ）はＶ^（ｋ）（ｉ）を用いて次式で表わされる。
【数２３】

ただし、ＮはＲ_ｘｘ（ｉ）が整数となるために付加する仮想雑音項であり、この計算では、たとえば、Ｎ＝１．０×１０^−５とした。
【００６７】
受信信号と参照信号との相関ベクトルｒ_ｘｄ（ｉ）は次式で表わされる。
【数２４】

したがって式（２１），（２５），（２６）により、時刻ｔ＝ｉＴにおける下り回線用ウエイトを求めることができる。なお、式（２５）の逆行列演算は逆行列の補助定理により、ユーザｋに対して最適に計算できる。特に２ユーザの場合には次のような簡単な式でウエイトが算出される。
【数２５】

このように自己相関行列が与えられた時、ウェイトベクトルを計算する方法については、たとえば、非特許文献３に記載されている。
【００６８】
ｉｉｉ）ビームをユーザＰＳ１に向ける方法：
ビームをユーザＰＳ１に向けると言う点のみに着目すると、次の式
【数２６】
Ｗ（１）^（ｉ）＝Ｖ^（１）（ｉ）^＊
を満たせばよい。
【００６９】
以上説明したようないずれかの方法で、送信時のウェイトベクトルを決定して送信すれば、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率の劣化を抑制することが可能である。
【００７０】
＜８．従来の形態１の変形例＞
従来の形態１では、伝搬路の推定を式（２０）のアンサンブル平均を用いることにより行なった。図１１は、従来の形態１の変形例の、受信係数ベクトル計算機２２の他の構成を示す図である。図１１に示すとおり、第ｉ番目のアンテナからの信号に、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）の複素共役の信号Ｓｒｘ_１（ｔ）^＊を乗算器４０で乗算した後に、狭帯域フィルタ４２を通過させると、狭帯域フィルタ４２からの出力は、ｈ_ｉ１（ｔ）となる。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求めることができる。
【００７１】
同様に、第ｉ番目のアンテナからの信号に、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される２番目のユーザＰＳ２からの信号Ｓｒｘ_２（ｔ）の複素共役の信号Ｓｒｘ_２（ｔ）^＊を乗算した後に、狭帯域フィルタ（図示せず）を通過させると、狭帯域フィルタからの出力は、ｈ_ｉ２（ｔ）となる。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求めることができる。
【００７２】
この後の伝搬路の予測および送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００７３】
＜９．従来の形態２＞
従来の形態１では、伝搬路の推定を式（２０）のアンサンブル平均を用いることにより行なった。これに対し、従来の形態２では、アダプティブ・アレイにおける相関ベクトルを用いて、伝搬路の推定を行なう。
【００７４】
すなわち、上記の式（２１）〜（２３）に示したように、アダプティブ・アレイがＭＭＳＥ基準で動作している場合、最適ウェイトベクトルＷ_ｏｐｔは、参照信号ｄ（ｔ）、自己相関行列Ｒ_ｘｘ、および相関ベクトルｒ_ｘｄを用いて以下のように表現される。
【数２７】

ここで、相関ベクトルｒ_ｘｄの各成分は、１番目のユーザＰＳ１に対するウェイトベクトルを求めている場合、以下のように書き下せる。
【数２８】
ｒ_ｘｄ＝［Ｅ［Ｒ_ｘ１（ｔ）ｄ（ｔ）^＊］，・・・，Ｅ［Ｒ_Ｘ４（ｔ）ｄ（ｔ）^＊］］^Ｔ
〜［ｈ_１１、ｈ_２１、ｈ_３１、ｈ_４１］
つまり、１番目のユーザＰＳ１に対するウェイトベクトルを受信ウェイトベクトル計算機２０が求める過程で、導出される相関ベクトルｒ_ｘｄの値を用いることで、ユーザＰＳ１の受信係数ベクトルを求めることができる。
【００７５】
したがって、たとえば、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列が含まれていれば、図１０と同様にして、ユーザＰＳ１の伝搬路の推定が、時刻ｔ０およびｔ１で可能となり、送信時の時刻ｔでの伝搬路を予測できる。他のユーザについても同様である。この後の伝搬路の予測および送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような手続きでも従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００７６】
＜１０．従来の形態３＞
従来の形態２では、伝搬路の推定を相関ベクトルを用いることにより行なった。ここでは、従来の形態３として、受信係数ベクトル計算機２２の他の算出方法について以下に説明する。
【００７７】
第１番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）の値から、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´_ｉ１（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
【数２９】
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）―ｈ´_ｉ１（ｔ）・Ｓｒｘ１（ｔ）
従来の形態３の受信係数ベクトル計算機２２では、Ｅ［｜ＲＸｉ´（ｔ）｜^２］を最小にするｈ´_ｉ１（ｔ）を以下の逐次的な方法で求める。ここで、１つの上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。
【００７８】
真の受信係数ベクトルをｈ^ｉ１（ｔ）とするとき、Ｅ［｜ＲＸｉ´（ｔ）｜^２］が最小になるのは、以下の条件を満たすときである。
【数３０】
ｈ´_ｉ１（ｔ）＝ｈ_ｉ１（ｔ）
最急降下法を用いると、ｈ´_ｉ１（ｋ）（時刻ｔ＝ｋＴのときの値、ｋ：自然数）に対する以下の漸化式が得られる。
【数３１】
ｈ´_ｉ１（ｋ＋１）＝ｈ´_ｉ１（ｋ）
＋μ｛ＲＸｉ（ｋ）―ｈ´_ｉ１（ｋ）・Ｓｒｘ１（ｋ）｝・Ｓｒｘ１^＊（ｋ）
ここで、定数μは、ステップサイズである。また、特に限定されないが、ｈ´_ｉ１（ｋ）の初期値としては、ｈ´_ｉ１（０）＝０とすればよい。
【００７９】
図１２は、逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。図１２は、図１０と対比される図である。漸化式でｈ´_ｉ１（ｋ）を求めるのに対応して、上り回線スロットにおいて、時刻ｔ０はプリアンブルの終了時点とし、時刻ｔ１は上り回線線スロットの終了時点とする。したがって、トレーニングシンボル列は、上り回線スロットの先頭にのみ存在すればよい。
【００８０】
これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。同様の処理をユーザＰＳ２について行なえば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００８１】
なお、以下に説明する他の漸化式による方法でも、同様にして伝搬路の推定を行なうことができる。さらに、図１２においては、時刻ｔ０は、プリアンブルの終了時点としたが、時刻ｔ０は、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。時刻ｔ０は、トレーニングシンボル列中に存在しても構わないし、また、データシンボル列中に存在しても構わない。また、時刻ｔ１は、上り回線スロットの終了時点としたが、時刻ｔ１も、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。
【００８２】
＜１１．従来の形態４＞
従来の形態３では、各ユーザごとに受信係数ベクトルを逐次的に求めた。従来の形態４として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法を以下に説明する。
【００８３】
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´_ｉ１（ｔ）を乗算した結果ならびに２番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ２（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´_ｉ２（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
【数３２】

従来の形態４の受信係数ベクトル計算機２２では、Ｅ［｜ＲＸｉ´（ｔ）｜^２］を最小にするｈ´_ｉ１（ｔ）およびｈ´_ｉ２（ｔ）を以下のようにして一括して求める。すなわち、
【数３３】

とすると、Ｅ［｜ＲＸｉ´（ｔ）｜２］のベクトルＨ´_ｉ（ｔ）に関する勾配が０であると言う条件から、真の受信係数ベクトルをＨ_ｉＯＰＴ（ｔ）とするとき、以下の式が導かれる。
【数３４】

このようにして、伝搬路の推定を行なう場合の概念は、たとえば、図１０に示した概念図と同様に行なえばよい。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１およびユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００８４】
＜１２．従来の形態５＞
従来の形態５として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について説明する。以下に説明するのは、いわゆる再帰的最小２乗法（ＲＬＳアルゴリズム：Recursive Least-Squares algorithm）と等価である。
【００８５】
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される出力信号ベクトルＳＲｘ（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルＨ´_ｉ ^Ｔ（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
【数３５】
Ｒｘｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）―Ｈ´_ｉ ^Ｔ（ｔ）ＳＲＸ（ｔ）
ＲＬＳアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。
【数３６】

ここでも、１つの上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。ここで、定数λ（０＜λ≦１）は、忘却係数である。Ｈ´_ｉ（ｔ）の各要素の初期値も、特に限定されないが、０とすれば良い。
【００８６】
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図１２に示される概念図と同様にすればよい。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。同様の処理をユーザＰＳ２について行なえば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００８７】
＜１３．従来の形態５の変形例＞
従来の形態５では、図１２に示した概念にしたがって、伝搬路の予測を時刻ｔ０と時刻ｔ１の２点のデータから行なった。従来の形態５の変形例では、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンボル数＋１個のインパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外挿する。
【００８８】
図１３は、上り回線スロット区間で逐次求めたインパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路（インパルス応答）を推定する概念を示す概念図である。２点のみの外挿と比較してデータ数の大幅な増加により推定誤差を小さく抑えることが可能である。
【００８９】
なお、回帰曲線による外挿方法としては、上述のような一次外挿に限定されることなく、より高次の外挿曲線を用いることや、サイン・コサイン関数等の周期関数による回帰をし外挿を行なうことも可能である。
【００９０】
＜１４．従来の形態６＞
従来の形態６として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆる最急降下法（ＬＭＳアルゴリズム）と等価である。
【００９１】
従来の形態５と同様にして、第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される出力信号ベクトルＳＲＸ（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルＨ´_ｉ ^Ｔ（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
【数３７】
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）―Ｈ´_ｉＴ（ｔ）ＳＲＸ（ｔ）
ＬＭＳアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。
【数３８】
Ｈ´_ｉ（ｋ＋１）＝Ｈ´_ｉ（ｋ）＋μＳＲＸ^＊（ｋ）ＲＸｉ´（ｋ）
ここでも、１つの上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。
【００９２】
ここで、定数μは、ステップサイズであり、収束条件から以下の関係を満たす必要がある。
【数３９】
０＜μ＜１／λｍａｘ
ここで、λｍａｘは、相関行列Ｒ_ｘｘの最大固有値である。また、Ｈ´_ｉ（ｔ）の各要素の初期値も、特に限定されないが、０とすれば良い。
【００９３】
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図１２に示される概念図と同様にすればよい。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。同様の処理をユーザＰＳ２について行なえば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００９４】
なお、従来の形態６でも従来の形態５の変形例と同様に、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンボル数＋１個のインパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外挿する構成とすることも可能である。さらに、伝搬路の推定方法としては、以上説明したような従来の形態１〜従来の形態６の方法に限定されず、例えば、直接解法（ＳＭＩ：sample matrix inversion）等を用いることも可能である。ＳＭＩ方式の場合は、図１０に示した概念にしたがって、伝搬路の予測を行なうことができる。
【００９５】
＜１５．従来の形態７＞
従来の形態７として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆるＡＲモデル（Autoregressive model）と等価である。
【００９６】
以下では、受信係数ベクトルの要素の一つを代表的にｆ（ｔ）で表わすことにする。すなわち、図１４は、従来の形態７のＡＲモデルを示す第１の概念図である。図１４に示すように、要素ｆ（ｔ）の時間変化をＡＲモデルとみなす。ここで、ｖ（ｔ）は、予測誤差（白色ガウス雑音）である。
【００９７】
図１５は、従来の形態７のＡＲモデルを示す第２の概念図である。さらに、図１５に示すように、フィルタＡ（ｚ）の逆特性をもつフィルタによりＡＲモデルを作ることができる。ＡＲモデルの入力に上記ｖ（ｔ）を入力すれば、要素ｆ（ｔ）が再生でき、さらに、未知の白色雑音を入力すれば、要素ｆ（ｔ）の未来を予測することができる。
【００９８】
図１６は、図１４に示したフィルタＡ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。図１６において、乗算係数ａ_０〜ａ_Ｍは、Ｅ［｜ｖ（ｋ）｜^２］を最小にするように決定される。｛ｆ（ｋ）｝がＭ次のＡＲモデルであれば、｛ｖ（ｋ）｝は、白色ガウス過程となる。図１７は、ＡＲモデルにおけるフィルタＡ（ｚ）の逆フィルタＷ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。ｋが観測区間内のときは、上記図１６の誤差フィルタ出力ｖ（ｋ）を図１７の入力とする。観測区間を超えた時は、入力としては白色ガウス雑音を与える。このよう算出方法でも、他の方法と同様に、従来の形態１と同様の効果が奏される。
【００９９】
＜１６．従来の形態８＞
図１８は、従来の形態８のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）２０００の構成を示す概略ブロック図である。図８に示した従来の形態１の無線装置（無線基地局）１０００の構成と異なる点は、受信係数ベクトル計算機２２からの出力を受けて、ユーザ端末の移動速度を判定する移動速度判定器５２と、受信ウェイトベクトル計算機２０の出力と送信ウェイトベクトル計算機３０の出力とを受けて、移動速度判定器５２の判定結果に応じて選択的に乗算器１５−１〜１５−４に与える切替スイッチ５４とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、従来の形態１〜７のいずれかの無線装置（無線基地局）の構成と同様である。
【０１００】
すなわち、上述のとおり、ユーザ端末の移動速度が小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図５の従来の構成のように受信ウェイトベクトルをそのまま送信ウェイトベクトルとして用いた方が良い可能性がある。
【０１０１】
そこで、従来の形態８の無線装置２０００では、予め定めておいた移動速度よりも、端末が低速で移動していると移動速度判定器５２が判断した場合には、切替スイッチ５４により、受信ウェイトベクトルがそのまま乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。端末が予め定めておいた移動速度よりも速く移動していると移動速度判定器５２が判断した場合には、切替スイッチ５４により、送信ウェイトベクトル計算機３０の出力が乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。以上のような構成とすることで、端末の広い移動速度範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
【０１０２】
＜１７．従来の形態９＞
図１９は、従来の形態９のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）３０００の構成を示す概略ブロック図である。図８に示した従来の形態１の無線装置１０００の構成と異なる点は、アレイアンテ＃１〜＃４からの信号を受けて受信信号のレベルを計算する受信レベル計算機５６と、受信レベル計算機５６からの出力を受けて、ユーザ端末の受信レベルを判定する受信レベル判定器５８と、受信ウェイトベクトル計算機２０の出力と送信ウェイトベクトル計算機３０の出力とを受けて、受信レベル判定器５６の判定結果に応じて選択的に乗算器１５−１〜１５−４に与える切替スイッチ５４とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、従来の形態１〜７のいずれかの無線装置の構成と同様である。
【０１０３】
すなわち、ユーザ端末からの受信信号のレベルが小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図５の従来の構成のように受信ウェイトベクトルをそのまま送信ウェイトベクトルとして用いた方が良い可能性がある。
【０１０４】
そこで、従来の形態９の無線装置３０００では、予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが低いと受信レベル判定器５８が判断した場合には、切替スイッチ５４により、受信ウェイトベクトルがそのまま乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが高いと受信レベル判定器５８が判断した場合には、切替スイッチ５４により、送信ウェイトベクトル計算機３０の出力が乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。
【０１０５】
以上のような構成とすることで、広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。なお、たとえば、ユーザＰＳ１からの信号の受信信号レベルは、受信係数ベクトルから以下の式により求められる。
【数４０】

他のユーザからの受信信号レベルについても同様である。
【０１０６】
＜１８．従来の形態１０＞
図２０は、従来の形態１０のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）４０００の構成を示す概略ブロック図である。図１９に示した従来の形態９の無線装置（無線基地局）３０００の構成と異なる点は、受信レベル判定器５８が、受信レベルの判定機能に加えて、従来の形態８の移動速度判定器５２と同様の移動速度判定機能を有する、端末移動速度判定／受信レベル判定器６０となっていることである。その他の構成は、従来の形態９の無線装置（無線基地局）３０００の構成と同様である。
【０１０７】
以上のような構成とすることで、移動端末の広い移動速度の範囲と広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
【０１０８】
上記従来技術によれば、アダプティブ・アレイの受信係数ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトの変動を推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路においても、上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能である。
【０１０９】
さらに、上記従来例によれば、移動端末の広い移動速度の範囲または／および広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
【０１１０】
【非特許文献１】
加藤、大鐘、小川、伊藤、信学論（Ｂ−ＩＩ）、１９９８年１月、ｖｏｌ．Ｊ８１−Ｂ−ＩＩ、ｎｏ．１、ｐ．１−９
【非特許文献２】
土居、大鐘、唐沢、信学技報、１９９７年１月、ｖｏｌ．ＲＣＳ９７−６８、ｐ．２７−３２
【非特許文献３】
田中、大鐘、小川、伊藤、１９９８年１０月、信学技報、ｖｏｌ．ＲＣＳ９８−１１７，ｐ．１０３−１０８
【０１１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例の場合、伝搬路の推定が送信アダプティブ・アレイ・アンテナの性能を決める主要要因であることは間違いない。ここで、伝搬路の推定には、先頭のトレーニングシンボルおよび最後尾のトレーニングシンボルを基にした外挿を用いている。ここで、トレーニングシンボル長が長く充分なサンプル点があれば雑音に対する平均化が図られ、一次関数以上の高次の回帰曲線に基づく推定が可能である。しかしながら、一般にこのトレーニングシンボル長は充分長いとは言えず、特に先頭のトレーニングシンボルおよび最後尾のトレーニングシンボルから伝搬路推定するとなれば、回帰直線による伝搬路推定が一般的となり、ノイズの含まれる信号から回帰直線を求める操作が煩雑となると言う問題があった。
【０１１２】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、アダプティブ・アレイのウエイトが各アンテナ素子における応答ベクトルにより一意に表わせることに注目し、応答ベクトルの時間変動を推定時間差分信号を平均化することによって間接的にウエイトを推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能な無線装置を提供することをその目的とする。
【０１１３】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるアレイアンテナ通信装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、ＩＱ平面上に示される信号点の位置が所定のシンボル時間間隔で遷移する変調信号の送信を、当該変調信号を受信する時間帯とは異なる時間帯に行い、当該変調信号の送受信を複数の端末との間で行うアレイアンテナ通信装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に前記複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、前記受信回路は、前記複数の端末との間で送受信される信号の周波数誤差が前記アンテナ指向性の決定に対して及ぼす影響、を抑制する平均化信号を、前記複数のアンテナでそれぞれ受信された信号に基づいてそれぞれ生成する受信伝搬路平均回路と、前記複数の端末のうちの特定の端末からの信号を、前記複数のアンテナが形成するアンテナ指向性を決定して前記平均化信号から分離する受信信号分離回路と、を含み、前記受信伝搬路平均回路は、前記複数のアンテナでそれぞれ受信された信号を、所定の遅延時間だけそれぞれ遅延させて出力する遅延回路と、前記複数のアンテナでそれぞれ受信された信号と、前記複数のアンテナでそれぞれ受信され前記遅延回路によってそれぞれ遅延処理が施され出力された信号との間の差をそれぞれ演算し、当該演算によって得られた信号を平均化信号としてそれぞれ出力する差分信号出力部と、を含み、前記受信信号分離回路は、前記特定の端末に割り当てられた参照信号と、当該参照信号を前記遅延回路における遅延時間と同一の遅延時間を以て遅延させた信号と、の間の差である平均化参照信号を、前記平均化信号とは別に取得し、当該平均化参照信号に基づいて前記複数のアンテナが形成するアンテナ指向性を決定し、前記送信回路は、前記受信伝搬路平均回路が生成した前記平均化信号に基づいて、送信信号の伝搬路の設定を行う送信伝搬路設定回路と、前記送信伝搬路設定回路の設定結果に基づいて、前記送信信号の送信時における前記複数のアンテナが形成するアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路と、を含む。
【０１１４】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記特定の端末から送信される信号の上り回線スロットはトレーニングデータ領域を含み、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域に基づいて前記平均化信号を生成し、前記送信伝搬路設定回路は、前記トレーニングデータ領域に基づいて生成された前記平均化信号により前記送信信号の伝搬路を設定するのが好適である。
【０１１５】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域に基づいて生成された前記平均化信号に基づいて、前記特定の端末から前記アレイアンテナ通信装置に至る伝搬路についての受信係数ベクトルを導出し、前記受信信号分離回路は、前記複数のアンテナが形成するアンテナ指向性を前記受信係数ベクトルに基づいて決定するのが好適である。
【０１１６】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信信号分離回路によって前記平均化信号から分離された信号と、前記受信信号分離回路に処理が施される前の前記平均化信号とのアンサンブル平均により、前記受信係数ベクトルを導出するのが好適である。
【０１１７】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記特定の端末から送信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットに設けられ所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、前記特定の端末からの情報をそれぞれが表現する複数のデータを有するデータ領域と、を含み、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域に基づいて前記平均化信号を生成し、当該生成した前記平均化信号からその信号値を平均化値として取得し、前記送信伝搬路設定回路は、前記平均化値により前記送信信号の伝搬路を設定するのが好適である。
【０１１８】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信伝搬路平均回路は、前記特定の端末から前記アレイアンテナ通信装置に至る伝搬路についての複数の受信係数ベクトルを、前記平均化値に基づいて逐次的に導出するのが好適である。
【０１１９】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は最急降下法によるのが好適である。
【０１２０】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は再帰的最小２乗法によるのが好適である。
【０１２１】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記特定の端末から送信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットに設けられ所定数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、前記特定の端末からの情報をそれぞれが表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域に基づいて前記平均化信号を生成し、当該生成した前記平均化信号からその信号値を平均化値として取得し、前記送信伝搬路設定回路は、複数の前記平均化値を回帰し、回帰結果に基づいて外挿することで、前記送信信号の伝搬路を設定するのが好適である。
【０１２２】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信伝搬路平均回路は、前記特定の端末から前記アレイアンテナ通信装置に至る伝搬路についての複数の受信係数ベクトルを、前記平均化値に基づいて逐次的に導出するのが好適である。
【０１２３】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は最急降下法によるのが好適である。
【０１２４】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は再帰的最小２乗法によるのが好適である。
【０１２５】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信信号分離回路は、前記複数の端末のうち特定の端末からの信号を前記平均化信号から分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、前記複数のアンテナのそれぞれに対応する前記平均化信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ前記受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、前記複数の乗算器からの信号を加算する加算器とを含み、前記送信指向性制御回路は、前記平均化信号に基づいて送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、前記複数のアンテナのそれぞれに対応する送信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にそれぞれ前記送信ウェイトベクトルの対応する要素を受けて前記複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含むのが好適である。また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記遅延回路は、前記複数のアンテナでそれぞれ受信された信号を、前記シンボル時間間隔以下の長さの遅延時間だけそれぞれ遅延させて出力するのが好適である。また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記遅延時間は、前記シンボル時間間隔の、２以上の自然数分の１であるとするのが好適である。また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信信号分離回路は、前記参照信号を前記平均化信号とは別に取得する参照信号取得部と、前記参照信号取得部が取得した前記参照信号を、前記遅延回路における遅延時間と同一の遅延時間を以て遅延させて出力する参照信号遅延回路と、前記参照信号と前記参照信号遅延回路が出力する信号との間の差を演算し、当該演算によって得られた信号を平均化参照信号として出力する差分参照信号出力部と、を含み、前記平均化参照信号に基づいて、前記特定の端末からの信号を前記平均化信号から分離するのが好適である。また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記平均化参照信号を記憶する記憶部を含み、前記受信信号分離回路は、前記記憶部に記憶された前記平均化参照信号に基づいて、前記複数のアンテナが形成するアンテナ指向性を決定するのが好適である。
【０１２６】
【発明の実施の形態】
従来の技術の説明中、＜５．受信係数ベクトル計算機２２の動作＞に示したように、式（５）〜式（８）における信号Ｓｒｘｉ（ｔ）（ｉ＝１，２）は既知の値としてＳｒｘｉ（ｔ）を受信信号Ｘ（ｔ）に掛け合わせ、アンサンブル平均を計算する式（１６）により受信係数ベクトルＨ_１を求めている。ここで、受信信号Ｘ（ｔ）は式（５）で表現されている。Ｕｓｅｒ１に対する受信係数ベクトルＨ_１の内訳について調べた場合、伝搬路に起因するベクトルに加えて、マルチパスを構成する素波に着目すれば、それぞれの素波はＵｓｅｒ１の移動に伴うドプラー周波数偏移による位相変化、Ｕｓｅｒ１と基地局の基準クロックの差に基づく送受周波数差による位相変化により構成されている。
【０１２７】
定量的に調べるために、一例として、ＰＨＳシステムにおいて、送受信時間間隔を２．５ｍｓｅｃ、送受信周波数を２ＧＨｚとし、第１のトレーニングシンボルと第２のトレーニングシンボル間が最大０．６２５ｍｓｅｃ離れていると仮定し、Ｕｓｅｒ１が時速１００ｋｍで移動している場合を想定する。すると、送受信時間間隔：２．５ｍｓｅｃでＵｓｅｒ１が移動する距離は、６．９ｃｍに過ぎない。たとえ基地局から１０ｍの地点をＵｓｅｒ１が移動していたとしても、その角度変化は最大０．４°に過ぎず、したがって、アダプティブ・アレイ・アンテナの指向性パターンの送受信時間間隔での変更はほぼ零に近い値である。
【０１２８】
一方、マルチパスの素波のドプラー周波数偏移量は基地局方向の移動のときに最大となり、そのときのドプラー周波数偏移量は１８５Ｈｚで、第１のトレーニングシンボルと第２のトレーニングシンボル間の最大時間差０．６２５ｍｓｅｃの間で位相において４１．６°変化する。さらに、ＰＨＳの場合、Ｕｓｅｒ１と基地局の基準クロックの差に基づく送受周波数差は、基地局、移動局それぞれ±３ｐｐｍが想定されるため、移動局からの信号は基地局で復調される際、最大±６ｐｐｍとなり、周波数差にして±１２ｋＨｚ、第１のトレーニングシンボルと第２のトレーニングシンボル間の最大時間差０．６２５ｍｓｅｃの間での位相変化量は±２７００°となる。以上の点を考慮すると、受信係数ベクトルＨ_１を求める際の困難さは、伝搬路の変化に伴う指向性の変化と言うより、むしろ伝搬路推定を行うための受信データに問題があることがわかる。
【０１２９】
一般にこれらの基地局で観測される周波数偏移をキャンセルする方法としてＡＦＣ（自動周波数制御）があり、受信信号からキャリア周波数を推定して局部周波数発信器の周波数を調整する方法が一般的にとられている。しかし、ＡＦＣは受信信号からキャリア周波数を推定するため、この収束には時間を要し、その収束時間以内においては正確な受信係数ベクトルＨ１を推定できないという問題があった。
【０１３５】
図１は本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置１０のブロック図である。Ｂ−１はアンテナ、Ｂ−２は送受切替器、Ｂ−３は受信信号差動化器で、受信信号差動化器Ｂ−３内のＢ−３−１は遅延素子である。Ｂ−４は受信重み付け器、Ｂ−５は加算器、Ｂ−６は参照信号差動化器、Ｂ−７は受信アダプティブ処理部、Ｂ−８は送信アダプティブ処理部、Ｂ−９は送信重み付け器である。
【０１３６】
アンテナＢ−１から入力された受信信号は、送受切替器Ｂ−２を通って、受信信号差動化器Ｂ−３に入力される。ここで、遅延素子Ｂ−３−１にて単位時間の遅延を与えられた信号との差をとり出力される。この出力信号は受信重み付け器Ｂ−４にて各アンテナからの信号各々に対して重み付けが行われて加算器Ｂ−５にて加算され受信信号として出力される。ここで、加算器Ｂ−５の出力と、各アンテナ受信重み付け器Ｂ−４の前段の信号を受信アダプティブ処理部に取り込み、受信出力信号と参照信号を参照信号差動化器Ｂ−６にて差動化した信号と比較する等して、受信信号に含まれる希望信号の差動化信号を参照信号の差動化信号と比較することにより、複数のアンテナからの信号に適切な重み付けをＢ−４で行うことにより、希望信号の差動化信号を加算重畳するように合成し、かつ干渉信号に対してはその差動化信号の和が零となるように合成することにより、受信信号に含まれる希望信号の差動信号を加算混合し、干渉信号もしくは雑音を取り除くアダプティブ処理を行う。
【０１３７】
さらに詳しくは、差動信号を求める時間差をΔｔ、時刻ｔのアンテナｉからの入力される希望信号（複素表現）をＸｉ（ｔ）、時刻ｔのアンテナｉからの入力される干渉信号（複素表現）をＹｉ（ｔ）、アンテナｉの重み付け値をＷｉとしたとき、複数のアンテナで受信される希望波信号の差動化信号の和ＳＤ（ｔ）の振幅が最大となるＷｉ（すなわち｜ＳＤ（ｔ）｜が最大となるＷｉ）であって、かつ、アンテナで受信される干渉信号の差動化信号の和ＳＡ（ｔ）の振幅が最小となるＷｉ（すなわち、｜ＳＡ（ｔ）｜が最小となるＷｉ）を求めればよい。ここに、
【数４１】
ＳＤ（ｔ）＝Σ｛ＷｉＸｉ（ｔ）−ＷｉＸｉ（ｔ−Δｔ）｝
ＳＡ（ｔ）＝Σ｛ＷｉＹｉ（ｔ）−ＷｉＹｉ（ｔ−Δｔ）｝
である。
【０１３８】
ここで、伝搬環境が時不変、または伝搬環境の変化率が差動化時間差Δｔに対して充分遅い場合においては、ΣＷｉＸｉ（ｔ）の振幅が最大、ΣＷｉＹｉ（ｔ）の振幅が最小となるときに、ＳＤ（ｔ）の振幅は最大、ＳＡ（ｔ）の振幅は最小となる。逆に、任意のＸｉ（ｔ）、Ｙｉ（ｔ）に対してＳＤ（ｔ）の振幅が最大、ＳＡ（ｔ）の振幅が最小となるのは、ΣＷｉＸｉ（ｔ）の振幅が最大、ΣＷｉＹｉ（ｔ）の振幅が最小となる場合に限られる。このため、差動化信号に基づく最適重み付け値Ｗｉは、差動化しない信号に基づく最適重み付け値Ｗｉと一致する。
【０１３９】
以上の性質から、図１の実施例での最適重み付け値は、図２１の差動化しない構成での重み付け値と一致する。この最適化された重み付け値Ｗｉをもとにして、送信側重み付け値を決定し、送信信号を送信重み付け器Ｂ−９で重み付けて各アンテナから送信することにより、送受アダプティブ・アレイ・アンテナが実現される。以上の関係は、平均２乗誤差を最小とするＬＭＳアルゴリズムや、従来値を回帰的に利用するＲＬＳアルゴリズムにおいても同様の結果をもたらす。
【０１４０】
このような構成とすることにより、従来例と比較して以下の効果が得られる。図２（ａ）は受信信号がＱＰＳＫで変調されている場合のＩＱ平面での信号点を白丸で示し、またＩ軸上の信号点一つから次の信号点への遷移を矢印で示す。ＩＱ平面上の遷移ルートは最小位相推移の変調か、あるいは信号のロールオフ率等で決まる。ここで、受信信号と参照信号の間にキャリア周波数の差がない場合においては、受信信号に含まれる希望信号の信号点と参照信号の信号点は一致し（振幅が等しい場合）、これら２信号の相関値は最大となる。一方、伝搬路におけるドプラー周波数偏移、もしくは基地局移動局間の基準クロックの周波数差がある場合においては、図２（ｂ）に示すように、白丸の信号点はハッチングを施した丸印の信号点に推移する。ここでシンボル・レートをｆｓ、周波数差をΔｆとしたとき、１シンボルの間で位相点の回転する量θは、２πΔｆ／ｆｓラジアンで表現される。ここで、第１のトレーニングデータ区間がＮ１シンボルであった場合、Ｎ１・θが２πラジアンと比べて無視できない数値の場合、従来方法においては、第１のトレーニングデータ区間での伝搬路推定値では、参照信号との位相誤差が最大Ｎ１・θとなり、相互相関値は自己相関値と一致せず、伝搬路推定値に誤差を含む結果となったのと比較して、本発明に関わる方式においては、差動化時間Δｔをシンボル時間幅と等しくとってもθの変化のみで、第１のトレーニング区間においても全て一定値θの位相差が生じるのみで、シンボルの経過にしたがって位相誤差がθの整数倍となることはない。ここでは、差動時間差をシンボル時間としたが、それ以下（例えば１／Ｍとする）とすることにより、各差動化信号の位相誤差はθ／Ｍとなり、より正確に伝搬路の設定を行うことができる。
【０１４１】
ここで、周波数誤差をキャンセルする公知の方法として、自動周波数制御（ＡＦＣ）を用いる方法がある。すなわち、周波数差に基づく信号点の回転を調べ、この信号点の回転が零となるように基地局局部発信器の周波数を変化させ、信号点の回転をキャンセルする方法である。しかし、このＡＦＣは周波数差を正確に求めるために周波数差補正の収束時間が長く、その間は精度の高いアダプティブ・アンテナ動作ができないという問題点がある。これに対し、本発明による方法によれば、特にＡＦＣを動作させることなくアダプティブ処理が可能で、データ復調に伴う信号点の推移推定という、アダプティブ・アレイ・アンテナ回路の後段の信号を用いずとも、データ復調の前段処理が可能となり、信号・干渉波比を改善した後、データ復調を可能とする利点がある。
【０１４２】
特に、ＡＦＣを用いて参照信号を同期させて処理する同期検波と同様の方式と比べると、本発明による方式は、伝搬路が定常状態である場合、即ち固定伝搬路の場合には、同期方式に比べて若干の劣化を伴うことになる。しかしながら、移動通信の場合、伝搬路が時間的に変化し、キャリアの同期が容易でない場合においては、本発明による方法が有効である。
【０１４３】
なお、上記受信信号差動化器Ｂ−３、受信信号差動化器Ｂ−３内の遅延素子Ｂ−３−１、受信重み付け器Ｂ−４、加算器Ｂ−５、参照信号差動化器Ｂ−６、受信アダプティブ処理部Ｂ−７、送信アダプティブ処理部Ｂ−８、送信重み付け器Ｂ−９等については、それぞれ独立した素子によって構成してもよいが、ＤＳＰ等でソフトウェアで処理する場合や、ＦＰＧＡ等の汎用論理素子によって構成する場合においても、これらが同様に機能する場合には同様の効果が得られるのは言うまでもない。また、図１では参照信号を入力信号として参照信号差動化器Ｂ−６で差動化したが、事前に参照信号を差動化した信号をメモリ等に蓄積して利用してもよいことは言うまでもない。
【０１４４】
なお、図１の構成に関しては、送信部、受信部等の本来の目的である周波数変換を行うブロック等は当然必要となるが、本発明の趣旨を説明する上で直接関係しないため図示および説明を省略した。
【０１４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、移動通信におけるドプラー周波数偏移、もしくは基地局、移動局間の基準クロックの周波数差に伴うアダプティブ・アレイ・アンテナの動作を回帰直線による外挿という方法ではなく、平均化等の極めて簡易な方法により簡単に伝搬路を設定回路に設定できるという、顕著な効果が得られる。また、その誤差が少なく、ＡＦＣによる周波数差の補正を行う事前にアダプティブ・アレイ動作が可能になるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置の要部概略を示すブロック図である。
【図２】 本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置における信号点の推移の一例を示す図である。
【図３】 周波数分割多重接続，時分割多重接続および経路分割多重接続（ＰＤＭＡ：Path Division Multiple Access）の各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
【図４】 アダプティブアレイ無線基地局の基本動作を概念的に示す模式図である。
【図５】 アダプティブアレイ無線基地局の構成を示す概略ブロック図である。
【図６】 携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。
【図７】 アダプティブアレイ無線基地局とユーザとの間の電波信号の授受をイメージ化した模式図である。
【図８】 従来の形態１のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図９】 無線装置（無線基地局）１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。
【図１０】 送信係数ベクトル推定機３２の動作を説明するための概念図である。
【図１１】 従来の形態１の変形例の、受信係数ベクトル計算機２２の他の構成を示す図である。
【図１２】 逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。
【図１３】 上り回線スロット区間で逐次求めたインパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路を推定する概念を示す概念図である。
【図１４】 従来の形態７のＡＲモデルを示す第１の概念図である。
【図１５】 従来の形態７のＡＲモデルを示す第２の概念図である。
【図１６】 図１４に示したフィルタＡ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
【図１７】 ＡＲモデルにおけるフィルタＡ（ｚ）の逆フィルタＷ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
【図１８】 従来の形態８のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）２０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図１９】 従来の形態９のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）３０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２０】 従来の形態１０のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）４０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２１】 差動化を行わないアレイアンテナ通信装置の要部概略を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０ アレイアンテナ通信装置、Ｂ−１ アンテナ、Ｂ−２ 送受切替器、Ｂ−３ 受信信号差動化器、Ｂ−３−１ 遅延素子、Ｂ−４ 受信重み付け器、Ｂ−５ 加算器、Ｂ−６ 参照信号差動化器、Ｂ−７ 受信アダプティブ処理部、Ｂ−８ 送信アダプティブ処理部、Ｂ−９ 送信重み付け器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a configuration of a radio apparatus capable of changing antenna directivity in real time, and more particularly to a configuration of a radio apparatus used in an adaptive array radio base station.
[0002]
[Prior art]
In recent years, various transmission channel allocation methods have been proposed in mobile communication systems in order to effectively use frequencies, and some of them have already been put into practical use.
[0003]
FIG. 3 is a layout diagram of channels in various communication systems of frequency division multiple access (FDMA), time division multiple access (TDMA), and PDMA.
[0004]
First, FDMA, TDMA, and PDMA will be briefly described with reference to FIG. FIG. 3A is a diagram showing FDMA, in which analog signals of users 1 to 4 are transmitted by being divided by radio waves of different frequencies f1 to f4, and signals of users 1 to 4 are separated by frequency filters. The
[0005]
In the TDMA shown in FIG. 3 (b), the digitized signal of each user is transmitted with radio waves having different frequencies f1 to f4 and time-divided at fixed time intervals (time slots). The signal is separated by the frequency filter and time synchronization between the base station and each user mobile terminal device.
[0006]
On the other hand, recently, a PDMA system has been proposed in order to increase the frequency use efficiency of radio waves due to the spread of mobile phones. In this PDMA system, as shown in FIG. 3C, one time slot at the same frequency is spatially divided to transmit data of a plurality of users. In this PDMA, each user's signal is separated using a frequency filter, time synchronization between the base station and each user mobile terminal device, and a mutual interference canceller such as an adaptive array.
[0007]
FIG. 4 is a schematic diagram conceptually showing the operation principle of the adaptive array radio base station. In FIG. 4, one adaptive array radio base station 1 includes an array antenna 2 including n antennas # 1, # 2, # 3,. Is represented as a first hatched region 3. On the other hand, a range in which radio waves from other adjacent radio base stations 6 reach is represented as a second shaded area 7.
[0008]
Within the area 3, radio signal transmission / reception is performed between the mobile phone 4 which is the terminal of the user A and the adaptive array radio base station 1 (arrow 5). On the other hand, in the area 7, radio signal transmission / reception is performed between the mobile phone 8 which is the terminal of another user B and the radio base station 6 (arrow 9).
[0009]
Here, when the frequency of the radio signal of the mobile phone 4 of the user A happens to be equal to the frequency of the radio signal of the mobile phone 8 of the user B, depending on the position of the user B, the radio signal from the mobile phone 8 of the user B It becomes an unnecessary interference signal in the area 3 and is mixed into a radio wave signal between the mobile phone 4 of the user A and the adaptive array radio base station 1.
[0010]
As described above, the adaptive array radio base station 1 that has received the mixed radio signals from both the users A and B outputs a signal in which the signals from both the users A and B are mixed unless any processing is performed. As a result, the user A's phone call, which should originally be called, is hindered.
[0011]
Therefore, the adaptive array radio base station 1 performs the following processing in order to remove the signal from the user B from the output signal. FIG. 5 is a schematic block diagram showing the configuration of the adaptive array radio base station 1.
[0012]
First, assuming that the signal from the user A is A (t) and the signal from the user B is B (t), the received signal x1 (t) at the first antenna # 1 constituting the array antenna 2 in FIG. Is expressed as:
[Expression 1]
x1 (t) = a1 * A (t) + b1 * B (t)
Here, a1 and b1 are coefficients that change in real time as will be described later.
[0013]
The reception signal x2 (t) at the second antenna # 2 is expressed as follows:
[Expression 2]
x2 (t) = a2 * A (t) + b2 * B (t)
Here, a2 and b2 are coefficients that change in real time as well.
[0014]
The reception signal x3 (t) at the third antenna # 3 is expressed as the following equation.
[Equation 3]
x3 (t) = a3 * A (t) + b3 * B (t)
Here, a3 and b3 are similarly coefficients that change in real time.
[0015]
Similarly, the received signal xn (t) at the nth antenna #n is expressed as the following equation.
[Expression 4]
xn (t) = an × A (t) + bn × B (t)
Here, an and bn are also coefficients that change in real time.
[0016]
The above-mentioned coefficients a1, a2, a3,..., An are the respective antennas # 1, # 2, # 3,. The relative position is different (for example, each antenna is 5 times the wavelength of the radio signal, that is, with an interval of about 1 meter), the reception intensity at each antenna is different. Represents.
[0017]
Similarly, the above-described coefficients b1, b2, b3,..., Bn are also received in the antennas # 1, # 2, # 3,. This shows that there is a difference. Since each user is moving, these coefficients change in real time.
[0018]
The signals x1 (t), x2 (t), x3 (t),..., Xn (t) received by the respective antennas correspond to the corresponding switches 10-1, 10-2, 10-3,. .., 10-n are entered into the receiving unit 1R constituting the adaptive array radio base station 1 and given to the weight vector control unit 11, and corresponding multipliers 12-1, 12-2, 12-3, .., 12-n are given to one input respectively.
[0019]
Weights w1, w2, w3,..., Wn for the received signals at the respective antennas are applied from the weight vector control unit 11 to the other inputs of these multipliers. These weights are calculated in real time by the weight vector control unit 11, as will be described later.
[0020]
Therefore, the received signal x1 (t) at antenna # 1 passes through multiplier 12-1 and becomes w1 × (a1A (t) + b1B (t)), and the received signal x2 (t) at antenna # 2 is It passes through the multiplier 12-2 and becomes w2 × (a2A (t) + b2B (t)), and the received signal x3 (t) at the antenna # 3 passes through the multiplier 12-3 and becomes w3 × (a3A (t). + B3B (t)), and the received signal xn (t) at the antenna #n passes through the multiplier 12-n and becomes wn × (anA (t) + bnB (t)).
[0021]
The outputs of these multipliers 12-1, 12-2, 12-3,..., 12-n are added by an adder 13, and the output is as follows.
[Equation 5]

When this is divided into a term relating to the signal A (t) and a term relating to the signal B (t), the output is
[Formula 6]

It becomes.
[0022]
Here, the adaptive array radio base station 1 identifies the users A and B, and calculates the weights w1, w2, w3,..., Wn so that only signals from the desired users can be extracted. For example, in the example of FIG. 5, the weight vector control unit 11 extracts coefficients A1, a2, a3,..., An, b1, in order to extract only the signal A (t) from the user A who should be talking. b2, b3,..., bn are regarded as constants, and the weights w1, w2, w3,. .., wn is calculated.
[0023]
That is, the weight vector control unit 11 solves the following simultaneous linear equations to obtain the weights w1, w2, w3,... With which the coefficient of the signal A (t) is 1 and the coefficient of the signal B (t) is 0. , Wn are calculated in real time.
[Expression 7]
w1a1 + w2a2 + w3a3 +..., + wnan = 1
w1b1 + w2b2 + w3b3 +..., + wnbn = 0
Although description of the solution method of the simultaneous linear equations is omitted, it is well known as described in the literature listed above, and has already been put into practical use in an adaptive array radio base station.
[0024]
Thus, by setting the weights w1, w2, w3,..., Wn, the output signal of the adder 13 is
[Equation 8]
(Output signal) = 1 × A (t) + 0 × B (t) = A (t)
It becomes.
[0025]
<1. User identification, training signal>
The identification of the users A and B is performed as follows. FIG. 6 is a schematic diagram showing a frame structure of a radio signal of a mobile phone. A radio signal of a cellular phone is roughly divided into a preamble made up of a signal sequence known to the radio base station and data (such as voice) made up of a signal sequence unknown to the radio base station.
[0026]
The preamble signal sequence includes a signal sequence of information for identifying whether or not the user is a desired user to be talked to the radio base station. The weight vector control unit 11 (FIG. 5) of the adaptive array radio base station 1 compares the training signal corresponding to the user A extracted from the memory 14 with the received signal sequence, and determines the signal sequence corresponding to the user A. Weight vector control (determination of weights) is performed so as to extract signals that are considered to be included. The signal of the user A thus extracted is the output signal S_RX(T) is externally output from the adaptive array radio base station 1.
[0027]
On the other hand, in FIG._TX(T) enters the transmission unit 1T constituting the adaptive array radio base station 1 and is given to one input of the multipliers 15-1, 15-2, 15-3, ..., 15-n. The weights w1, w2, w3,..., Wn previously calculated based on the received signal by the weight vector control unit 11 are copied and applied to the other inputs of these multipliers.
[0028]
The input signals weighted by these multipliers are connected to the corresponding antennas # 1, # 2, # 3, via the corresponding switches 10-1, 10-2, 10-3,. .., #N, and sent in the area 3 of FIG.
[0029]
Here, the signal transmitted using the same array antenna 2 as at the time of reception is weighted targeting the user A in the same manner as the received signal, so the transmitted radio wave signal is directed to the user A. It is received by the mobile phone 4 of the user A as if having the characteristics. FIG. 7 is a diagram illustrating the transmission and reception of radio signals between the user A and the adaptive array radio base station 1. Compared with the area 3 in FIG. 4 which shows the actual radio wave reachable range, the adaptive array radio base station 1 directs the mobile phone 4 of the user A as a target as shown in the virtual area 3a in FIG. A state in which a radio wave signal is radiated is accompanied with an image.
[0030]
As described above, the PDMA scheme requires a technique for removing co-channel interference. In this respect, an adaptive array that adaptively directs nulls to the interference wave is an effective means because it can effectively suppress the interference wave even when the level of the interference wave is higher than the level of the desired wave.
[0031]
By the way, when an adaptive array is used for a base station, it is possible not only to eliminate interference during reception but also to reduce unnecessary radiation during transmission. At this time, as an array pattern at the time of transmission, a method of generating an array pattern at the time of reception or newly generating from the result of arrival direction estimation or the like can be considered. The latter can be applied regardless of FDD (Frequency Division Duplex) or TDD (Time Division Duplex), but complicated processing is required. On the other hand, when the former is used in FDD, the array pattern for transmission and reception is different, and correction of the array arrangement, weight, etc. is required. For this reason, in general, application in TDD is premised, and good characteristics are obtained in an environment where external slots are continuous.
[0032]
As described above, in the TDD / PDMA system using an adaptive array for a base station, when an array pattern (weight vector pattern) obtained on the uplink is used on the downlink, a dynamic with a wide angle is used. Assuming Rayleigh propagation, the error rate may deteriorate in the downlink due to the time difference between the uplink and downlink. In other words, there is a time interval from when a radio wave is transmitted from the user terminal to the base station on the uplink (uplink) to when the radio wave is emitted from the base station to the user terminal via the downlink (downlink). When the moving speed of the terminal cannot be ignored, the error rate deteriorates due to an error between the radio wave emission direction from the base station and the actual user terminal direction.
[0033]
Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2 propose a method of performing primary extrapolation using a weight vector value obtained on an uplink as a downlink weight estimation method considering such propagation path fluctuations. Has been.
[0034]
However, when the time change of the weight is actually observed, there is a problem that the error is large in the conventional method of weight vector extrapolation because it is not linear.
[0035]
Therefore, in order to solve such a problem, it is noted that the weight of the adaptive array can be uniquely expressed by the response vector in each antenna element, and the weight is estimated indirectly by estimating the time variation of the response vector. Thus, when a dynamic Rayleigh propagation path such as an angular spread is assumed, there is already a technology that can suppress deterioration of the error rate in the downlink generated by the time difference between the uplink and downlink even in the TDD / PDMA scheme. Proposed.
[0036]
<2. Wireless device that suppresses deterioration of error rate in downlink due to time difference between uplink and downlink>
FIG. 8 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 1000 for a PDMA base station according to conventional form 1. In the configuration of FIG. 8, four antennas # 1 to # 4 are provided to identify the users PS1 and PS2. Of course, the number of antennas may be more generally N (N: natural number).
[0037]
In the transmission / reception system 1000 of FIG. 8, in order to receive signals from the antennas # 1 to # 4 and transmit signals to the corresponding user, for example, the reception unit SR1 for separating signals from the user PS1 and the user PS1 The transmission unit ST1 is provided. Connections between the antennas # 1 to # 4 and the reception units SR1 and transmission units ST1 are selectively switched by switches 10-1 to 10-4. That is, the received signal RX received by each antenna₁(T), RX₂(T), RX₃(T), RX₄(T) enters the reception unit SR1 through the corresponding switches 10-1, 10-2, 10-3, and 10-4, and is given to the reception weight vector calculator 20 and the reception coefficient vector calculator 22, and To the respective inputs of the multipliers 12-1, 12-2, 12-3, and 12-4.
[0038]
The weighting factors wrx11, wrx21, wrx31, and wrx41 for the reception signals at the respective antennas are applied from the reception weight vector calculator 20 to the other input of these multipliers. These weighting factors are calculated in real time by the reception weight vector calculator 20 as in the conventional example.
[0039]
The transmission unit ST1 receives the reception coefficient vector calculated by the reception coefficient vector calculator 22, and estimates a propagation path at the time of transmission, that is, estimates a virtual reception coefficient vector at the time of transmission, as will be described later. Thus, the transmission coefficient vector estimator 32 for obtaining the transmission coefficient vector and the transmission coefficient vector estimator 32 exchange data, the memory 34 for storing and holding the data, and the estimation result of the transmission coefficient vector estimator 32. Based on the transmission weight vector calculator 30 for calculating the transmission weight vector, and a multiplier that receives the transmission signal at one input and the weight coefficients wtx11, wtx21, wtx31, and wtx41 from the transmission weight vector calculator 30 at the other input. 15-1, 15-2, 15-3, and 15-4. Outputs from the multipliers 15-1, 15-2, 15-3, and 15-4 are given to the antennas # 1 to # 4 via the switches 10-1 to 10-4. Although not shown in FIG. 8, the same configuration as that of the reception unit SR1 and the transmission unit ST1 is provided for each user.
[0040]
<3. Operating principle of adaptive array>
The operation of the receiving unit SR1 will be briefly described as follows.
[0041]
Received signal RX received by antenna₁(T), RX₂(T), RX₃(T), RX₄(T) is represented by the following equation.
[Equation 9]

Where signal RX_j(T) indicates the received signal of the j-th (j = 1, 2, 3, 4) antenna, and the signal Srx_i(T) indicates a signal transmitted by the i-th (i = 1, 2) user. The coefficient h_jiDenotes the complex coefficient of the signal from the i th user received by the j th antenna, n_j(T) indicates noise included in the j-th received signal.
[0042]
Expressions (1) to (4) are expressed in vector format as follows.
[Expression 10]

Where X (t) is the input signal vector, H_iRepresents the reception coefficient vector of the i-th user, and N (t) represents the noise vector. [...] T indicates transposition of [...].
[0043]
As shown in FIG. 8, the adaptive array antenna has received signals SR obtained by combining signals input from the respective antennas by weighting factors wrx1i to wrx4i._xOutput as (t).
[0044]
With the above preparation, for example, the signal Srx transmitted by the first user₁The operation of the adaptive array when extracting (t) is as follows.
[0045]
The output signal y1 (t) of the adaptive array 100 can be expressed by the following equation by multiplying the input signal vector X (t) and the vector of the weight vector W1.
## EQU11 ##

That is, the weight vector W1 is the j-th input signal RX._jThis is a vector whose elements are weighting factors wrxj1 (j = 1, 2, 3, 4) multiplied by (t).
[0046]
Here, when the input signal vector X (t) expressed by the equation (5) is substituted for y1 (t) expressed by the equation (9), the result is as follows.
[Expression 12]

Here, when the adaptive array 100 operates ideally, the weight vector W is determined by a well-known method.₁Are sequentially controlled by the weight vector control unit 11 so as to satisfy the following simultaneous equations.
[Formula 13]

Weight vector W so as to satisfy Expression (12) and Expression (13)₁Is completely controlled, the output signal y1 (t) from the adaptive array 100 is eventually expressed as:
[Expression 14]

That is, the signal Srx1 (t) transmitted by the first user of the two users is obtained as the output signal y1 (t).
[0047]
<4. Overview of Operation of Wireless Device 1000>
FIG. 9 is a flowchart for explaining an outline of the operation of the conventional radio apparatus 1000. In radio apparatus 1000, attention is paid to the fact that the weight vector (weight coefficient vector) of the adaptive array can be uniquely represented by the reception coefficient vector in each antenna element, and the weight is indirectly estimated by estimating the time variation of the reception coefficient vector. Is estimated.
[0048]
First, reception section SR1 estimates the propagation path of the received signal based on the received signal (step S100). The estimation of the propagation path corresponds to obtaining the impulse response of the signal sent from the user in the equations (1) to (4). In other words, in the equations (1) to (4), for example, the reception coefficient vector H₁Can be estimated, the transmission path at the time of signal reception from the user PS1 can be estimated.
[0049]
Subsequently, the transmission coefficient vector estimator 32 predicts a propagation path at the time of transmission, that is, predicts a reception coefficient vector at the time of transmission from the reception coefficient vector at the time of reception (step S102). This predicted reception coefficient vector corresponds to the transmission coefficient vector at the time of transmission.
[0050]
Further, the transmission weight vector calculator 30 calculates a transmission weight vector based on the predicted transmission coefficient vector, and outputs it to the multipliers 15-1 to 15-4 (step S104).
[0051]
<5. Operation of Reception Coefficient Vector Calculator 22>
Next, the operation of the reception coefficient vector calculator 22 in the conventional form 1 shown in FIG. 8 will be described. First, when the number of antenna elements is four and the number of users communicating simultaneously is two, signals output from the receiving circuit via each antenna are expressed by the above-described equations (1) to (4).
[0052]
At this time, if the equations in which the antenna reception signals represented by the equations (1) to (4) are represented by vectors are described again, the following equations (5) to (8) are obtained.
[Expression 15]

Here, when the adaptive array is operating well, the signal from each user is separated and extracted, so that the signal Srx_i(T) (i = 1, 2) are all known values.
[0053]
At this time, the signal Srx_iUsing the fact that (t) is a known signal, the reception coefficient vector H₁= [H₁₁, H₂₁, H₃₁, H₄₁] And H₂= [H₁₂, H₂₂, H₃₂, H₄₂] Can be derived as described below. That is, the received signal and the known user signal, for example, the signal Srx from the first user₁Multiplying (t) to calculate the ensemble average (time average) is as follows.
[Expression 16]

In the equation (16), E [...] represents a time average, and S^*(T) represents the conjugate complex of S (t).
[0054]
When the time for taking this average is sufficiently long, the average value is as follows.
[Expression 17]

Here, the value of equation (18) becomes 0 when the signal Srx₁(T) and signal Srx₂This is because (t) has no correlation with each other. Further, the value of the equation (19) becomes 0 because the signal Srx₁This is because there is no correlation between (t) and the noise signal N (t).
[0055]
Therefore, the ensemble average of equation (16) results in a reception coefficient vector H as shown below:₁Is equal to
[Formula 18]

Through the above procedure, the reception coefficient vector H of the signal transmitted from the first user PS1₁Can be estimated.
[0056]
Similarly, the input signal vector X (t) and the signal Srx₂By performing the ensemble averaging operation of (t), the reception coefficient vector H of the signal transmitted from the second user PS2₂Can be estimated.
[0057]
The ensemble averaging as described above is performed, for example, for a predetermined number of data symbol sequences at the beginning and a predetermined number of data symbol sequences at the end in one time slot at the time of reception.
[0058]
<6. Estimation of transmission coefficient vector>
FIG. 10 is a conceptual diagram for explaining the operation of the transmission coefficient vector estimator 32. Consider an eight-slot configuration in which four users are assigned to the uplink and downlink as PDMA bursts. For example, the first 31 symbols are the first training symbol sequence, the subsequent 68 symbols are the data symbol sequence, and the last 31 symbols are the second training symbol sequence.
[0059]
As described above, training symbol sequences are provided at the beginning and end of the uplink slot, and both reception coefficient vectors are calculated using the algorithm of the reception coefficient vector calculator 22 described above.
[0060]
Then, a downlink reception coefficient vector is estimated by linear extrapolation. That is, if the value of any one of the elements of the reception coefficient vector at time t is f (t), the value f (t0) at time t0 of the first training symbol sequence in the uplink slot and the end of the uplink slot Based on the value f (t1) at time t1 of the training symbol string, the value f (t) at time t of the downlink slot can be predicted as follows.
[Equation 19]

In the above description, the training symbol sequence is provided at the head and the tail of the uplink slot and primary extrapolation is performed. However, the training symbol sequence is also provided at the center of the uplink slot, and the reception coefficient vector The value f (t) at time t may be estimated by quadratic extrapolation from the values of three points in the uplink slot. Alternatively, higher order extrapolation can be performed by increasing the positions where the training symbol sequences are provided in the uplink slot.
[0061]
<7. Determination of transmission weight vector>
When the estimated value of the reception coefficient vector at the time of transmission is obtained as described above, the transmission weight vector can be obtained by any one of the following three methods.
[0062]
i) Method by orthogonalization:
Weight vector W of user PS1 at time t = iT (i: natural number, T: unit time interval)⁽¹⁾(I) = [wtx₁₁, Wtx₁₂, Wtx₁₃, Wtx₁₄]think of. In order to direct null to the user PS2, the following conditions should be satisfied.
[0063]
The propagation path (reception coefficient vector) predicted for the user PS2 is V⁽²⁾(I) = [h1 ′⁽²⁾(I), h2 ′⁽²⁾(I), h3 ′⁽²⁾(I), h4 '⁽²⁾(I)]. Where hp '^(Q)(I) is a predicted value for the time i of the reception coefficient vector for the p-th antenna of the q-th user. Similarly, for the user PS1, the propagation path V⁽¹⁾Assume that (i) has been predicted.
[0064]
At this time, W⁽¹⁾(I) TV⁽²⁾(I) W so that = 0⁽¹⁾Determine (i). The following conditions c1) and c2) are imposed as constraint conditions.
c1) W (1) (i) TV (1) (i) = g (constant value)
c2) Minimize ‖W (1) (i) ‖.
Condition c2) corresponds to minimizing the transmission power.
[0065]
ii) Method using pseudo correlation matrix:
Here, as described above, the adaptive array includes several antenna elements and a part for controlling each element weight value. In general, when the antenna input vector is represented by X (t) and the weight vector is represented by W, the output Y (t) = W^TWhen the weight vector is controlled so as to minimize the mean square difference between X (t) and the reference signal d (t) (MMSE standard: least square error method standard), the optimum weight W_optIs given by the following equation (Wiener solution). That is,
[Expression 20]

However,
[Expression 21]

It is necessary to satisfy. Where Y^TIs the transpose of Y, Y^*Represents the complex region of Y, and E [Y] represents the ensemble average. With this weight value, the adaptive array generates an array pattern so as to suppress unnecessary interference waves.
[0066]
By the way, in the method using the pseudo correlation matrix, the above equation (21) is calculated by the pseudo correlation matrix described below. That is, the estimated complex received signal coefficient h ′^(K) _nUsing (i), the weight vector W for user k^(K)(I) is calculated. The array response vector of the kth user is V^(K)If it is set as (i), it can obtain | require as follows.
[Expression 22]

At this time, the autocorrelation matrix R of the virtual received signal at t = iT_xx(I) is V^(K)It is expressed by the following formula using (i).
[Expression 23]

Where N is R_xx(I) is a virtual noise term added because it becomes an integer. In this calculation, for example, N = 1.0 × 10^-5It was.
[0067]
Correlation vector r between received signal and reference signal_xd(I) is expressed by the following equation.
[Expression 24]

Therefore, the downlink weight at time t = iT can be obtained from the equations (21), (25), and (26). Note that the inverse matrix operation of Equation (25) can be calculated optimally for user k by the inverse matrix theorem. Particularly in the case of two users, the weight is calculated by the following simple formula.
[Expression 25]

For example, Non-Patent Document 3 describes a method of calculating a weight vector when an autocorrelation matrix is given.
[0068]
iii) Method of directing beam to user PS1:
Focusing only on the point of directing the beam to the user PS1,
[Equation 26]
W (1)^(I)= V⁽¹⁾(I)^*
Should be satisfied.
[0069]
If a weight vector at the time of transmission is determined and transmitted by any of the methods described above, when a dynamic Rayleigh propagation path such as an angular spread is assumed, even in the TDD / PDMA scheme, due to the time difference between the upper and lower lines. It is possible to suppress the deterioration of the error rate in the generated downlink.
[0070]
<8. Modification of Conventional Form 1>
In the conventional mode 1, the propagation path is estimated by using the ensemble average of Expression (20). FIG. 11 is a diagram showing another configuration of the reception coefficient vector calculator 22 according to a modification of the conventional form 1. As shown in FIG. 11, the signal Srx of the complex conjugate of the signal Srx1 (t) from the first user PS1 output from the adaptive array antenna to the signal from the i-th antenna.₁(T)^*Is multiplied by the multiplier 40 and then passed through the narrow band filter 42, the output from the narrow band filter 42 becomes h._i1(T). If this is performed for all antennas, a reception coefficient vector for the user PS1 can be obtained.
[0071]
Similarly, the signal Srx from the second user PS2 output from the adaptive array antenna is added to the signal from the i-th antenna.₂Complex conjugate signal Srx of (t)₂(T)^*After passing through a narrowband filter (not shown), the output from the narrowband filter is h_i2(T). If this is performed for all antennas, a reception coefficient vector for the user PS2 can be obtained.
[0072]
Subsequent channel prediction and transmission weight vector determination procedures can be performed in the same manner as in the first embodiment. Therefore, with this configuration, it is possible to achieve the same effect as in the conventional form 1.
[0073]
<9. Conventional Form 2>
In the conventional mode 1, the propagation path is estimated by using the ensemble average of Expression (20). On the other hand, in the conventional form 2, the propagation path is estimated using the correlation vector in the adaptive array.
[0074]
That is, as shown in the above equations (21) to (23), when the adaptive array is operated based on the MMSE standard, the optimum weight vector W_optIs the reference signal d (t), autocorrelation matrix R_xx, And the correlation vector r_xdIs expressed as follows.
[Expression 27]

Where the correlation vector r_xdWhen the weight vector for the first user PS1 is obtained, the following components can be written as follows.
[Expression 28]
r_xd= [E [R_x1(T) d (t)^*], ..., E [R_X4(T) d (t)^*]]^T
~ [H₁₁, H₂₁, H₃₁, H₄₁]
That is, the correlation vector r derived in the process in which the received weight vector calculator 20 obtains the weight vector for the first user PS1._xdBy using this value, the reception coefficient vector of the user PS1 can be obtained.
[0075]
Therefore, for example, if a training symbol sequence is included at the beginning and end of the uplink slot, the propagation path of the user PS1 can be estimated at times t0 and t1 in the same manner as in FIG. A propagation path at time t can be predicted. The same applies to other users. Subsequent channel prediction and transmission weight vector determination procedures can be performed in the same manner as in the first embodiment. Therefore, even with such a procedure, it is possible to achieve the same effect as that of the conventional mode 1.
[0076]
<10. Conventional Form 3>
In the conventional form 2, the propagation path is estimated by using the correlation vector. Here, as a conventional mode 3, another calculation method of the reception coefficient vector calculator 22 will be described below.
[0077]
From the value of the signal RXi (t) from the first antenna, the signal Srx1 (t) from the first user PS1 output from the adaptive array antenna and the virtual reception coefficient vector h ′_i1A value obtained by subtracting the result obtained by multiplying (t) is referred to as RXi ′ (t). That is,
[Expression 29]
RXi ′ (t) = RXi (t) −h ′_i1(T) · Srx1 (t)
In the reception coefficient vector calculator 22 of the conventional form 3, E [| RXi ′ (t) |²] H to minimize_i1(T) is obtained by the following sequential method. Here, it is assumed that data from k = 0 to k = M (for example, 119) is included in one uplink slot.
[0078]
The true reception coefficient vector is hⁱ¹(T), E [| RXi ′ (t) |²] Is minimized when the following conditions are satisfied.
[30]
h '_i1(T) = h_i1(T)
Using the steepest descent method, h '_i1The following recurrence formula for (k) (value at time t = kT, k: natural number) is obtained.
[31]
h '_i1(K + 1) = h ′_i1(K)
+ Μ {RXi (k) −h ′_i1(K) · Srx1 (k)} · Srx1^*(K)
Here, the constant μ is a step size. Although not particularly limited, h ′_i1As an initial value of (k), h ′_i1(0) = 0 may be set.
[0079]
FIG. 12 is a conceptual diagram showing a concept of estimating a propagation path when performing estimation sequentially. FIG. 12 is a diagram contrasted with FIG. H ′ with recurrence formula_i1Corresponding to obtaining (k), in the uplink slot, time t0 is the end point of the preamble, and time t1 is the end point of the uplink line slot. Therefore, the training symbol string only needs to exist at the head of the uplink slot.
[0080]
If this is performed for all antennas, a reception coefficient vector for the user PS1 can be obtained and a propagation path can be predicted. If the same processing is performed for the user PS2, a reception coefficient vector for the user PS2 can be obtained and a propagation path can be predicted. The subsequent procedure for determining the transmission weight vector can be performed in the same manner as in the conventional mode 1. Therefore, with this configuration, it is possible to achieve the same effect as in the conventional form 1.
[0081]
Note that the propagation path can be estimated in the same manner by other recurrence methods described below. Furthermore, in FIG. 12, the time t0 is the end point of the preamble, but the time t0 is not necessarily limited to this position. The time t0 may exist in the training symbol string or may exist in the data symbol string. Further, although time t1 is the end time of the uplink slot, time t1 is not necessarily limited to this position.
[0082]
<11. Conventional Form 4>
In the conventional mode 3, the reception coefficient vector is sequentially obtained for each user. As a conventional mode 4, another calculation method of the reception coefficient vector calculator 22 will be described below.
[0083]
From the signal RXi (t) from the i-th antenna, the signal Srx1 (t) from the first user PS1 output from the adaptive array antenna and the virtual reception coefficient vector h ′_i1The result of multiplying (t) and the signal Srx2 (t) from the second user PS1 and the virtual reception coefficient vector h ′_i2A value obtained by subtracting the result obtained by multiplying (t) is referred to as RXi ′ (t). That is,
[Expression 32]

In the reception coefficient vector calculator 22 of the conventional form 4, E [| RXi ′ (t) |²] H to minimize_i1(T) and h ′_i2(T) is obtained collectively as follows. That is,
[Expression 33]

Then, the vector H ′ of E [| RXi ′ (t) | 2]_iFrom the condition that the gradient for (t) is 0, the true reception coefficient vector is H_iOPTWhen (t), the following equation is derived.
[Expression 34]

Thus, the concept for estimating the propagation path may be performed in the same manner as the conceptual diagram shown in FIG. 10, for example. If this is performed for all antennas, the reception coefficient vectors for the user PS1 and the user PS2 can be obtained, and the propagation path can be predicted. The subsequent procedure for determining the transmission weight vector can be performed in the same manner as in the conventional mode 1. Therefore, with this configuration, it is possible to achieve the same effect as in the conventional form 1.
[0084]
<12. Conventional Form 5>
As the conventional form 5, another calculation method of the reception coefficient vector calculator 22 will be described. The following description is equivalent to a so-called recursive least square method (RLS algorithm: Recursive Least-Squares algorithm).
[0085]
From the signal RXi (t) from the i-th antenna, the output signal vector SRx (t) output from the adaptive array antenna and the virtual reception coefficient vector H ′_i ^TA value obtained by subtracting the result obtained by multiplying (t) is referred to as RXi ′ (t). That is,
[Expression 35]
Rxi ′ (t) = RXi (t) −H ′_i ^T(T) SRX (t)
According to the RLS algorithm, the following equation holds.
[Expression 36]

Again, it is assumed that data from k = 0 to k = M (for example, 119) is included in one uplink slot. Here, the constant λ (0 <λ ≦ 1) is a forgetting factor. H '_iThe initial value of each element of (t) is not particularly limited, but may be 0.
[0086]
In this way, the propagation path may be estimated in the same manner as the conceptual diagram shown in FIG. If this is performed for all antennas, a reception coefficient vector for the user PS1 can be obtained and a propagation path can be predicted. If the same processing is performed for the user PS2, a reception coefficient vector for the user PS2 can be obtained and a propagation path can be predicted. The subsequent procedure for determining the transmission weight vector can be performed in the same manner as in the conventional mode 1. Therefore, with this configuration, it is possible to achieve the same effect as in the conventional form 1.
[0087]
<13. Modification of Conventional Mode 5>
In the conventional form 5, according to the concept shown in FIG. 12, the propagation path is predicted from data at two points of time t0 and time t1. In the modified example of the conventional form 5, the regression curve is calculated from the impulse response of the number of data symbols + 1 obtained sequentially in the uplink slot section and first-order extrapolated.
[0088]
FIG. 13 is a conceptual diagram showing a concept of calculating a regression curve from impulse responses sequentially obtained in an uplink slot section and estimating a propagation path (impulse response). Compared with extrapolation of only two points, the estimation error can be suppressed to be small by a large increase in the number of data.
[0089]
The extrapolation method based on the regression curve is not limited to the linear extrapolation as described above, but a higher-order extrapolation curve or a regression function such as a sine / cosine function is used for extrapolation. It is also possible to insert.
[0090]
<14. Conventional Form 6>
As conventional mode 6, another calculation method of the reception coefficient vector calculator 22 will be described below. The following explanation is equivalent to the so-called steepest descent method (LMS algorithm).
[0091]
Similarly to the conventional form 5, from the signal RXi (t) from the i-th antenna, the output signal vector SRX (t) output from the adaptive array antenna and the virtual reception coefficient vector H ′_i ^TA value obtained by subtracting the result obtained by multiplying (t) is referred to as RXi ′ (t). That is,
[Expression 37]
RXi ′ (t) = RXi (t) −H ′_iT (t) SRX (t)
According to the LMS algorithm, the following equation holds.
[Formula 38]
H '_i(K + 1) = H ′_i(K) + μSRX^*(K) RXi ′ (k)
Again, it is assumed that data from k = 0 to k = M (for example, 119) is included in one uplink slot.
[0092]
Here, the constant μ is a step size, and it is necessary to satisfy the following relationship from the convergence condition.
[39]
0 <μ <1 / λmax
Where λmax is the correlation matrix R_xxIs the largest eigenvalue of. H '_iThe initial value of each element of (t) is not particularly limited, but may be 0.
[0093]
In this way, the propagation path may be estimated in the same manner as the conceptual diagram shown in FIG. If this is performed for all antennas, a reception coefficient vector for the user PS1 can be obtained and a propagation path can be predicted. If the same processing is performed for the user PS2, a reception coefficient vector for the user PS2 can be obtained and a propagation path can be predicted. The subsequent procedure for determining the transmission weight vector can be performed in the same manner as in the conventional mode 1. Therefore, with this configuration, it is possible to achieve the same effect as in the conventional form 1.
[0094]
Note that, similarly to the modification of the conventional form 5, the conventional form 6 may also be configured to calculate a regression curve from the impulse response of the number of data symbols sequentially obtained in the uplink slot section plus one and extrapolate it first. Is possible. Further, the propagation path estimation method is not limited to the conventional method 1 to the conventional method 6 as described above, and for example, a direct solution method (SMI: sample matrix inversion) or the like can be used. . In the case of the SMI method, the propagation path can be predicted according to the concept shown in FIG.
[0095]
<15. Conventional Form 7>
As a conventional form 7, another calculation method of the reception coefficient vector calculator 22 will be described below. The following description is equivalent to a so-called AR model (Autoregressive model).
[0096]
In the following, one of the elements of the reception coefficient vector is representatively represented by f (t). That is, FIG. 14 is a first conceptual diagram showing the AR model of the conventional form 7. As shown in FIG. 14, the temporal change of the element f (t) is regarded as an AR model. Here, v (t) is a prediction error (white Gaussian noise).
[0097]
FIG. 15 is a second conceptual diagram showing the AR model of the conventional form 7. Furthermore, as shown in FIG. 15, an AR model can be created by a filter having the inverse characteristic of the filter A (z). If the above v (t) is input to the input of the AR model, the element f (t) can be reproduced, and if unknown white noise is input, the future of the element f (t) can be predicted.
[0098]
FIG. 16 is a schematic block diagram showing the configuration of the filter A (z) shown in FIG. In FIG. 16, the multiplication coefficient a₀~ A_MIs E [| v (k) |²] Is minimized. If {f (k)} is an M-order AR model, {v (k)} is a white Gaussian process. FIG. 17 is a schematic block diagram illustrating the configuration of the inverse filter W (z) of the filter A (z) in the AR model. When k is within the observation interval, the error filter output v (k) in FIG. 16 is used as the input in FIG. When the observation interval is exceeded, white Gaussian noise is given as input. In this way, the same effects as those of the conventional form 1 can be obtained in the same manner as other methods.
[0099]
<16. Conventional Form 8>
FIG. 18 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 2000 of a conventional PDMA base station according to Embodiment 8. The difference from the configuration of radio apparatus (radio base station) 1000 in the conventional form 1 shown in FIG. 8 is that a moving speed determiner 52 that receives the output from reception coefficient vector calculator 22 and determines the moving speed of the user terminal. And a selector switch 54 which receives the output of the reception weight vector calculator 20 and the output of the transmission weight vector calculator 30 and selectively supplies the multipliers 15-1 to 15-4 with the determination result of the moving speed determination unit 52. It is the structure further equipped with. The other configuration is the same as the configuration of the radio apparatus (radio base station) of any one of the conventional modes 1 to 7.
[0100]
That is, as described above, in a region where the moving speed of the user terminal is low, the prediction error in the process of propagation path estimation and propagation path prediction is rather not performed. It may be better to use the reception weight vector as it is as the transmission weight vector as in the configuration.
[0101]
Therefore, in the wireless device 2000 according to the conventional mode 8, when the moving speed determination unit 52 determines that the terminal is moving at a lower speed than the predetermined moving speed, the reception weight is received by the changeover switch 54. The vectors are supplied as they are to the multipliers 15-1 to 15-4. When the moving speed determination unit 52 determines that the terminal is moving faster than a predetermined moving speed, the output of the transmission weight vector calculator 30 is multiplied by the multipliers 15-1 to 15-by the changeover switch 54. 4 is given. With the configuration as described above, data transmission with a low error rate can be performed over a wide moving speed range of the terminal.
[0102]
<17. Conventional Form 9>
FIG. 19 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 3000 of a conventional PDMA base station according to Embodiment 9. 8 differs from the configuration of the wireless device 1000 of the conventional form 1 shown in FIG. 8 in that a reception level calculator 56 that receives signals from the array antennas # 1 to # 4 and calculates a level of a reception signal, and a reception level calculator 56 The reception level determination unit 58 for determining the reception level of the user terminal, the output of the reception weight vector calculator 20 and the output of the transmission weight vector calculator 30 and the determination result of the reception level determination unit 56 Accordingly, a changeover switch 54 that selectively supplies the multipliers 15-1 to 15-4 to the multipliers 15-1 to 15-4 is further provided. The other configuration is the same as the configuration of any one of the conventional wireless devices according to the first to seventh embodiments.
[0103]
That is, in the region where the level of the received signal from the user terminal is small, the conventional configuration of FIG. 5 is not performed because of a prediction error in the process of channel estimation and channel prediction. Thus, there is a possibility that it is better to use the reception weight vector as it is as the transmission weight vector.
[0104]
Therefore, in the wireless device 3000 of the conventional form 9, when the reception level determination unit 58 determines that the level of the reception signal from the terminal is lower than the predetermined reception level, The weight vector is supplied as it is to the multipliers 15-1 to 15-4. When the reception level determination unit 58 determines that the level of the reception signal from the terminal is higher than the predetermined reception level, the output of the transmission weight vector calculator 30 is changed by the changeover switch 54 to the multiplier 15-1. ~ 15-4.
[0105]
With the above configuration, data transmission with a low error rate is possible over a wide range of received signal levels. For example, the reception signal level of the signal from the user PS1 is obtained from the reception coefficient vector by the following equation.
[Formula 40]

The same applies to the received signal levels from other users.
[0106]
<18. Conventional Form 10>
FIG. 20 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 4000 of a conventional PDMA base station according to Embodiment 10. 19 is different from the configuration of the radio apparatus (radio base station) 3000 according to the conventional mode 9 shown in FIG. 19 in that the reception level determination unit 58 has a moving speed determination unit according to the conventional mode 8 in addition to the reception level determination function. This is a terminal movement speed determination / reception level determination unit 60 having the same movement speed determination function as 52. Other configurations are the same as those of the conventional wireless device (radio base station) 3000 according to the ninth embodiment.
[0107]
With the above configuration, data transmission with a low error rate is possible over a wide range of moving speeds of mobile terminals and a wide range of received signal levels.
[0108]
According to the above prior art, by estimating the variation in weight indirectly by estimating the time variation of the reception coefficient vector of the adaptive array, even in a dynamic Rayleigh propagation path such as angular spread, It is possible to suppress degradation of the error rate in the downlink generated by the time difference.
[0109]
Furthermore, according to the conventional example, data transmission with a low error rate is possible over a wide range of moving speeds of mobile terminals and / or a wide range of received signal levels.
[0110]
[Non-Patent Document 1]
Kato, Ogane, Ogawa, Ito, Theory of Science (B-II), January 1998, vol. J81-B-II, no. 1, p. 1-9
[Non-Patent Document 2]
Doi, Daigane, Karasawa, IEICE Technical Report, January 1997, vol. RCS97-68, p. 27-32
[Non-Patent Document 3]
Tanaka, Ogane, Ogawa, Ito, October 1998, IEICE Technical Report, vol. RCS 98-117, p. 103-108
[0111]
[Problems to be solved by the invention]
In the case of the above conventional example, there is no doubt that the estimation of the propagation path is the main factor that determines the performance of the transmission adaptive array antenna. Here, for the estimation of the propagation path, extrapolation based on the first training symbol and the last training symbol is used. Here, if the training symbol length is long and there are sufficient sample points, the noise is averaged, and estimation based on a higher-order regression curve higher than a linear function is possible. However, in general, this training symbol length is not sufficiently long. In particular, if the propagation path is estimated from the first training symbol and the last training symbol, propagation path estimation based on a regression line is common, and a signal containing noise Therefore, there is a problem that the operation for obtaining the regression line becomes complicated.
[0112]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and pays attention to the fact that the weight of the adaptive array can be uniquely expressed by the response vector in each antenna element. When a dynamic Rayleigh propagation path such as an angular spread is assumed by indirectly estimating the weight by averaging the estimated time difference signal, the downlink generated due to the time difference between the uplink and downlink in the TDD / PDMA system An object of the present invention is to provide a radio apparatus capable of suppressing deterioration of the error rate in the network.
[0113]
[Means for Solving the Problems]
  The array antenna communication apparatus according to the present invention changes the antenna directivity in real time,A modulation signal in which the position of a signal point shown on the IQ plane changes at a predetermined symbol time interval is transmitted in a time zone different from the time zone in which the modulation signal is received, and the modulation signal is transmitted and received by a plurality of terminals. To do withAn array antenna communication apparatus, comprising: a plurality of discretely arranged antennas; and a transmission circuit and a reception circuit that share the plurality of antennas during signal transmission / reception, wherein the reception circuit is connected to the plurality of terminals. A reception channel average that generates an averaged signal based on signals received by the plurality of antennas, respectively, that suppresses the influence of frequency errors of signals transmitted and received between the antennas on the determination of antenna directivity. Circuit,Of the plurality of terminalsA signal from a specific deviceDetermining antenna directivity formed by the plurality of antennas;A reception signal separation circuit that separates the averaged signal, and the reception propagation path average circuit delays the signals received by the plurality of antennas by a predetermined delay time and outputs the delayed signals. Calculating the difference between the signals respectively received by the plurality of antennas and the signals respectively received by the plurality of antennas and subjected to delay processing by the delay circuit, and obtained by the calculation. A difference signal output unit that outputs each of the received signals as an averaged signal, wherein the received signal separation circuit has the same reference signal assigned to the specific terminal as the delay time in the delay circuit. The averaged reference signal, which is the difference between the signal delayed by the delay time of, and the averaged signal is obtained separately from the averaged signal. On the basisThe antenna directivity formed by the plurality of antennas is determined.The transmission circuit transmits a transmission signal based on the averaged signal generated by the reception propagation path averaging circuit.BiographyA transmission propagation path setting circuit for setting a carrying path, and a transmission signal transmission time based on a setting result of the transmission propagation path setting circuitThe plurality of antennas inA transmission directivity control circuit for updating the antenna directivity.
[0114]
  In the array antenna communication apparatus according to the present invention, an uplink slot of a signal transmitted from the specific terminalHThe reception propagation path averaging circuit generates the averaged signal based on the training data area, and the transmission propagation path setting circuit includes the averaging generated based on the training data area. Said transmission signal by signalThe legend ofIt is preferable to set a carrying path.
[0115]
  In the array antenna communication apparatus according to the present invention, the reception propagation path averaging circuit is connected to the specific terminal based on the averaged signal generated based on the training data area.To the array antenna communication devicePropagation pathaboutDeriving reception coefficient vectorThe reception signal separation circuit determines antenna directivity formed by the plurality of antennas based on the reception coefficient vector.It is preferable to do this.
[0116]
  In the array antenna communication apparatus according to the present invention,The signal separated from the averaged signal by the reception signal separation circuit and the averaged signal before the reception signal separation circuit is processedIt is preferable to derive the reception coefficient vector based on an ensemble average.
[0117]
  In the array antenna communication apparatus according to the present invention, an uplink slot of a signal transmitted from the specific terminal includes a training data area provided in the uplink slot and having a predetermined number of training data, and the specific Information from each deviceButA data region having a plurality of data to be expressed, and the reception propagation path averaging circuit generates the averaged signal based on the training data region and the data region, and generates the averaged signal from the generated averaged signal.The signal value as an average valueObtaining the transmission channel setting circuit,The average valueBy the transmission signalThe legend ofIt is preferable to set a carrying path.
[0118]
  In the array antenna communication apparatus according to the present invention,The reception propagation path average circuit is:From the specific terminalAbout the propagation path to the array antenna communication deviceMultiple receive coefficient vectors, Based on the averaged valueIt is preferable to derive sequentially.
[0119]
In the array antenna communication apparatus according to the present invention, it is preferable that the plurality of reception coefficient vectors are sequentially derived by a steepest descent method.
[0120]
In the array antenna communication apparatus according to the present invention, it is preferable that the sequential derivation of the plurality of reception coefficient vectors is performed by a recursive least square method.
[0121]
  In the array antenna communication apparatus according to the present invention, an uplink slot of a signal transmitted from the specific terminal includes a training data area provided in the uplink slot and having a predetermined number of training data, and the specific slot Information from the terminalButThe reception propagation path average circuit generates the average signal based on the training data area and the data area, and generates the average signal from the generated average signal.The signal value as an average valueObtaining the transmission channel setting circuit,Multiple saidaverageConversionThe transmitted signal is regressed and extrapolated based on the regression result.The legend ofIt is preferable to set a carrying path.
[0122]
  In the array antenna communication apparatus according to the present invention, the reception propagation path averaging circuit is,in frontFrom a specific terminalTo the array antenna communication devicePropagation pathaboutMultiple receive coefficient vectors, Based on the averaged valueIt is preferable to derive sequentially.
[0123]
In the array antenna communication apparatus according to the present invention, it is preferable that the plurality of reception coefficient vectors are sequentially derived by a steepest descent method.
[0124]
In the array antenna communication apparatus according to the present invention, it is preferable that the sequential derivation of the plurality of reception coefficient vectors is performed by a recursive least square method.
[0125]
  In the array antenna communication apparatus according to the present invention,SaidA reception signal separation circuit is provided for each of the plurality of antennas, a reception weight vector calculation unit that derives in real time a reception weight vector for separating a signal from a specific terminal from the averaged signal among the plurality of terminals. A plurality of first multipliers each receiving the corresponding averaged signal at one input and each receiving a corresponding element of the reception weight vector at the other input; and an adder for adding signals from the plurality of multipliers The transmission directivity control circuit receives a transmission weight vector calculation unit for deriving a transmission weight vector based on the averaged signal and a transmission signal corresponding to each of the plurality of antennas at one input, The other input receives the corresponding element of the transmission weight vector, and gives it to the plurality of antennas. It is preferred to include a second multiplier number. In the array antenna communication apparatus according to the present invention, the delay circuit delays and outputs the signals received by the plurality of antennas by a delay time not longer than the symbol time interval. Is preferred. In the array antenna communication apparatus according to the present invention, the delay time is a natural fraction of 2 or more of the symbol time interval.ToIs preferred. In the array antenna communication apparatus according to the present invention, the reception signal separation circuit includes a reference signal acquisition unit that acquires the reference signal separately from the averaged signal, and the reference signal acquired by the reference signal acquisition unit. And calculating a difference between a reference signal delay circuit that outputs a delay signal having the same delay time as the delay time in the delay circuit, and a signal output from the reference signal and the reference signal delay circuit. A differential reference signal output unit that outputs the obtained signal as an averaged reference signal, and preferably separates the signal from the specific terminal from the averaged signal based on the averaged reference signal is there. The array antenna communication apparatus according to the present invention includes a storage unit that stores the averaged reference signal, and the reception signal separation circuit is based on the averaged reference signal stored in the storage unit,Determine the antenna directivity formed by the multiple antennasIt is preferable to do this.
[0126]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In the description of the prior art, <5. As shown in the operation of the reception coefficient vector calculator 22, the signal Srxi (t) (i = 1, 2) in the equations (5) to (8) is assumed to be a known value, and the received signal X ( t) and the reception coefficient vector H by the equation (16) for calculating the ensemble average.₁Seeking. Here, the received signal X (t) is expressed by Equation (5). Receive coefficient vector H for User1₁If we look at the elementary waves that make up the multipath in addition to the vectors resulting from the propagation path, each elementary wave will change in phase due to the Doppler frequency shift accompanying the movement of User1, User1 and base It is constituted by a phase change due to a transmission / reception frequency difference based on a difference between reference clocks of stations.
[0127]
In order to examine quantitatively, as an example, in the PHS system, it is assumed that the transmission / reception time interval is 2.5 msec, the transmission / reception frequency is 2 GHz, and the maximum distance between the first training symbol and the second training symbol is 0.625 msec. Assume that User 1 is moving at a speed of 100 km / h. Then, the distance that User 1 moves at the transmission / reception time interval: 2.5 msec is only 6.9 cm. Even if User 1 is moving 10 m from the base station, the angle change is only 0.4 ° at the maximum. Therefore, the change of the directivity pattern of the adaptive array antenna at the transmission / reception time interval is almost the same. The value is close to zero.
[0128]
On the other hand, the Doppler frequency deviation amount of the multipath elementary wave becomes maximum when moving in the direction of the base station, and the Doppler frequency deviation amount at that time is 185 Hz, which is between the first training symbol and the second training symbol. There is a 41.6 ° change in phase between a maximum time difference of 0.625 msec. Furthermore, in the case of PHS, since the transmission / reception frequency difference based on the difference between the reference clock of User1 and the base station is assumed to be ± 3 ppm for each of the base station and the mobile station, when the signal from the mobile station is demodulated by the base station, The maximum amount is ± 6 ppm, the frequency difference is ± 12 kHz, and the phase change amount is ± 2700 ° between the maximum time difference of 0.625 msec between the first training symbol and the second training symbol. Considering the above points, the reception coefficient vector H₁It can be seen that the difficulty in obtaining the value is that there is a problem in the received data for estimating the propagation path rather than the change in directivity accompanying the change in the propagation path.
[0129]
In general, there is AFC (automatic frequency control) as a method of canceling the frequency shift observed in these base stations, and a method of adjusting the frequency of the local frequency transmitter by estimating the carrier frequency from the received signal is generally used. It has been. However, since AFC estimates the carrier frequency from the received signal, this convergence takes time, and there is a problem that the accurate reception coefficient vector H1 cannot be estimated within the convergence time.
[0135]
FIG. 1 is a block diagram of an array antenna communication apparatus 10 according to an embodiment of the present invention. B-1 is an antenna, B-2 is a transmission / reception switch, B-3 is a reception signal differential, and B-3-1 in the reception signal differential B-3 is a delay element. B-4 is a reception weighting unit, B-5 is an adder, B-6 is a reference signal differentiator, B-7 is a reception adaptive processing unit, B-8 is a transmission adaptive processing unit, and B-9 is transmission weighting. It is a vessel.
[0136]
The reception signal input from the antenna B-1 passes through the transmission / reception switch B-2 and is input to the reception signal differential B-3. Here, the delay element B-3-1 takes the difference from the signal given the unit time delay and outputs the difference. This output signal is weighted with respect to each signal from each antenna by the reception weighter B-4, added by the adder B-5, and output as a reception signal. Here, the output of the adder B-5 and the preceding signal of each antenna reception weighting unit B-4 are taken into the reception adaptive processing unit, and the reception output signal and the reference signal are received by the reference signal differentiator B-6. By comparing the differentiated signal of the desired signal included in the received signal with the differentiated signal of the reference signal, for example, by comparing with the differentiated signal, B appropriately weights the signals from the plurality of antennas. -4 is combined so that the differential signal of the desired signal is added and superimposed, and the interference signal is combined so that the sum of the differential signals becomes zero, thereby receiving the received signal. The differential signal of the desired signal contained in the signal is added and mixed to perform an adaptive process for removing the interference signal or noise.
[0137]
More specifically, the time difference for obtaining the differential signal is Δt, the desired signal (complex expression) input from antenna i at time t is Xi (t), and the interference signal input from antenna i at time t (complex expression). ) Is Yi (t) and the weight value of antenna i is Wi, Wi (ie, | SD) that maximizes the amplitude of the sum SD (t) of the differentiated signals of the desired signal received by the plurality of antennas. Wi (in which (t) | becomes the maximum) and the amplitude of the sum SA (t) of the differential signals of the interference signals received by the antenna becomes the minimum (ie, | SA (t) | It is sufficient to obtain Wi) that minimizes. here,
[Expression 41]
SD (t) = Σ {WiXi (t) −WiXi (t−Δt)}
SA (t) = Σ {WiYi (t) −WiYi (t−Δt)}
It is.
[0138]
Here, when the propagation environment is time-invariant or when the rate of change of the propagation environment is sufficiently slow with respect to the differential time difference Δt, the amplitude of ΣWiXi (t) is maximum and the amplitude of ΣWiYi (t) is minimum. In addition, the amplitude of SD (t) is maximum, and the amplitude of SA (t) is minimum. Conversely, the amplitude of SD (t) is the maximum and the amplitude of SA (t) is the minimum for any Xi (t) and Yi (t). The amplitude of ΣWiXi (t) is the maximum, ΣWiYi ( Only when the amplitude of t) is minimized. For this reason, the optimum weight value Wi based on the differentiated signal matches the optimum weight value Wi based on the signal that is not differentiated.
[0139]
Due to the above characteristics, the optimum weighting value in the embodiment of FIG. 1 matches the weighting value in the configuration of FIG. A transmission / reception adaptive array antenna is realized by determining a transmission-side weighting value based on the optimized weighting value Wi and transmitting the transmission signal from each antenna after being weighted by the transmission weighter B-9. Is done. The above relationship brings about the same result in the LMS algorithm that minimizes the mean square error and the RLS algorithm that recursively uses the conventional value.
[0140]
  By adopting such a configuration, the following effects can be obtained as compared with the conventional example. FIG. 2A shows a signal point on the IQ plane with a white circle when the received signal is modulated by QPSK, and shows a transition from one signal point on the I axis to the next signal point with an arrow. The transition route on the IQ plane is determined by the modulation of the minimum phase transition or the signal roll-off rate. Here, when there is no carrier frequency difference between the received signal and the reference signal, the signal point of the desired signal and the signal point of the reference signal included in the received signal match (when the amplitudes are equal), and these two signals The correlation value of becomes the maximum. On the other hand, when there is a Doppler frequency shift in the propagation path, or when there is a frequency difference of the reference clock between the base station mobile stations, as shown in FIG. 2B, the white circle signal points are hatched circles. Transition to signal point. Here, when the symbol rate is fs and the frequency difference is Δf, the amount θ of rotation of the phase point between one symbol is expressed by 2πΔf / fs radians. Here, when the first training data section is an N1 symbol and N1 · θ is a numerical value that cannot be ignored compared to 2π radians, in the conventional method, in the propagation path estimation value in the first training data section, In the method according to the present invention, the phase error with the reference signal is N1 · θ at the maximum, the cross-correlation value does not match the autocorrelation value, and the propagation path estimation value includes an error. Even if the differential time Δt is equal to the symbol time width, only a change in θ occurs, and only a phase difference of a constant value θ occurs in the first training section, and the phase error is an integer of θ as the symbol progresses. Never double. ThisHere, the differential time difference is the symbol time, but if it is less than that (for example, 1 / M), the phase error of each differential signal becomes θ / M, and the propagation path is set more accurately. It can be carried out.
[0141]
Here, as a known method for canceling the frequency error, there is a method using automatic frequency control (AFC). That is, the rotation of the signal point based on the frequency difference is examined, the frequency of the base station local oscillator is changed so that the rotation of the signal point becomes zero, and the rotation of the signal point is cancelled. However, this AFC has a problem that the convergence time of frequency difference correction is long in order to accurately determine the frequency difference, and high-precision adaptive antenna operation cannot be performed during that time. On the other hand, according to the method of the present invention, adaptive processing is possible without particularly operating the AFC, and it is possible to estimate transition of signal points accompanying data demodulation without using a signal subsequent to the adaptive array antenna circuit. This makes it possible to perform pre-processing of data demodulation, and has the advantage of enabling data demodulation after improving the signal / interference wave ratio.
[0142]
  In particular, the method according to the present invention is compared with the method similar to the synchronous detection in which the reference signal is processed in synchronization with AFC., LegendWhen the carrying path is in a steady state, that is, in the case of a fixed propagation path, there is a slight deterioration as compared with the synchronous system. However, in the case of mobile communication, the method according to the present invention is effective when the propagation path changes with time and carrier synchronization is not easy.
[0143]
The reception signal differentiator B-3, the delay element B-3-1 in the reception signal differentiator B-3, the reception weighter B-4, the adder B-5, and the reference signal differentiation. The device B-6, the reception adaptive processing unit B-7, the transmission adaptive processing unit B-8, the transmission weighting unit B-9, etc. may be configured by independent elements, but are processed by software using a DSP or the like. Needless to say, the same effect can be obtained even in the case of using a general-purpose logic element such as an FPGA or the like if they function similarly. In FIG. 1, the reference signal is differentiated by the reference signal differentiator B-6 using the reference signal as an input signal, but a signal obtained by differentiating the reference signal in advance may be stored in a memory or the like. Needless to say.
[0144]
Note that the block of FIG. 1 that performs frequency conversion, which is the original purpose, such as a transmission unit and a reception unit is naturally necessary, but is not directly related to explaining the gist of the present invention, and is illustrated and described. Was omitted.
[0145]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the Doppler frequency shift in mobile communication or the operation of the adaptive array antenna associated with the frequency difference of the reference clock between the base station and the mobile station is called extrapolation using a regression line. Instead, a remarkable effect is obtained that the propagation path can be easily set in the setting circuit by an extremely simple method such as averaging. In addition, there is an advantage that an adaptive array operation can be performed in advance so that the error is small and the frequency difference is corrected by AFC.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an outline of a main part of an array antenna communication apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an example of transition of signal points in the array antenna communication apparatus according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an arrangement diagram of channels in various communication systems of frequency division multiple access, time division multiple access, and path division multiple access (PDMA).
FIG. 4 is a schematic diagram conceptually showing the basic operation of an adaptive array radio base station.
FIG. 5 is a schematic block diagram showing a configuration of an adaptive array radio base station.
FIG. 6 is a schematic diagram showing a frame configuration of a radio signal of a mobile phone.
FIG. 7 is a schematic diagram showing an image of transmission / reception of radio signals between an adaptive array radio base station and a user.
FIG. 8 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 1000 of a conventional PDMA base station according to Embodiment 1.
FIG. 9 is a flowchart for explaining an outline of the operation of the radio apparatus (radio base station) 1000;
FIG. 10 is a conceptual diagram for explaining the operation of a transmission coefficient vector estimator 32;
11 is a diagram showing another configuration of the reception coefficient vector calculator 22 according to a modification of the conventional form 1. FIG.
FIG. 12 is a conceptual diagram illustrating a concept of estimating a propagation path when performing estimation sequentially.
FIG. 13 is a conceptual diagram showing a concept of estimating a propagation path by calculating a regression curve from impulse responses sequentially obtained in an uplink slot section.
FIG. 14 is a first conceptual diagram showing an AR model of a conventional form 7.
FIG. 15 is a second conceptual diagram showing an AR model of a conventional form 7.
16 is a schematic block diagram showing a configuration of a filter A (z) shown in FIG.
FIG. 17 is a schematic block diagram illustrating a configuration of an inverse filter W (z) of a filter A (z) in an AR model.
18 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 2000 of a conventional PDMA base station according to Embodiment 8. FIG.
FIG. 19 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 3000 of a conventional PDMA base station according to Embodiment 9.
FIG. 20 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio apparatus (radio base station) 4000 of a conventional PDMA base station according to Embodiment 10.
FIG. 21 is a block diagram showing an outline of a main part of an array antenna communication apparatus that does not perform differentiation.
[Explanation of symbols]
10 array antenna communication device, B-1 antenna, B-2 transmission / reception switch, B-3 received signal differential, B-3-1 delay element, B-4 reception weighting unit, B-5 adder, B -6 Reference signal differentiator, B-7 reception adaptive processing unit, B-8 transmission adaptive processing unit, B-9 transmission weighting unit.

Claims (17)

The antenna directivity is changed in real time, and the modulation signal in which the position of the signal point indicated on the IQ plane changes at a predetermined symbol time interval is transmitted in a time zone different from the time zone in which the modulation signal is received, An array antenna communication apparatus that performs transmission and reception of the modulated signal with a plurality of terminals ,
A plurality of discretely arranged antennas;
A transmission circuit and a reception circuit that share the plurality of antennas when transmitting and receiving signals;
The receiving circuit is
Averaged signals for suppressing the influence of the frequency error of signals transmitted and received between the plurality of terminals on the determination of the antenna directivity are respectively determined based on the signals respectively received by the plurality of antennas. A reception propagation path average circuit to be generated;
A received signal separation circuit that determines an antenna directivity formed by the plurality of antennas and separates a signal from a specific terminal of the plurality of terminals from the averaged signal;
Including
The reception propagation path average circuit is:
A delay circuit that outputs the signals respectively received by the plurality of antennas after being delayed by a predetermined delay time;
The difference between the signal received by each of the plurality of antennas and the signal received by each of the plurality of antennas and subjected to delay processing by the delay circuit is respectively calculated, and obtained by the calculation. A differential signal output unit for outputting signals as averaged signals,
Including
The received signal separating circuit is:
An averaged reference signal that is a difference between a reference signal assigned to the specific terminal and a signal obtained by delaying the reference signal by the same delay time as the delay time in the delay circuit is used as the averaged signal. Obtained separately , and determining the antenna directivity formed by the plurality of antennas based on the averaged reference signal,
The transmission circuit includes:
Based on the averaged signal to the reception channel averaging circuit is generated, a transmission channel setting circuit for setting the transfer搬路of No. transmission signal,
A transmission directivity control circuit that updates antenna directivity formed by the plurality of antennas when transmitting the transmission signal based on a setting result of the transmission propagation path setting circuit;
Array antenna communication device. Uplink slot of the signal transmitted from the specific terminal includes a preparative rate training data area,
The reception propagation path averaging circuit generates the averaged signal based on the training data region,
The transmission channel setting circuit array antenna communication apparatus according to claim 1, characterized in that setting the transfer搬路of the transmission signal by the averaged signal generated based on the training data region. The reception propagation channel averaging circuit derives a reception coefficient vector for a propagation channel from the specific terminal to the array antenna communication device based on the averaged signal generated based on the training data region ,
The received signal separating circuit is:
The array antenna communication apparatus according to claim 2, wherein antenna directivity formed by the plurality of antennas is determined based on the reception coefficient vector .   The reception coefficient vector is derived by ensemble averaging of the signal separated from the averaged signal by the reception signal separation circuit and the averaged signal before the reception signal separation circuit is processed. The array antenna communication apparatus according to claim 3. Uplink slot of the signal transmitted from the specific terminal includes a training data area having a predetermined number of training data provided on the upstream line slot, a plurality of data, each information is represented from the specific terminal And a data area having
The reception propagation path averaging circuit generates the averaged signal based on the training data region and the data region, acquires the signal value from the generated averaged signal as an averaged value ,
The transmission channel setting circuit array antenna communication apparatus according to claim 1, characterized in that setting the transfer搬路of the transmission signal by the averaging value. The reception propagation path averaging circuit sequentially derives a plurality of reception coefficient vectors for a propagation path from the specific terminal to the array antenna communication apparatus based on the averaged value. 5. The array antenna communication device according to 5.   The array antenna communication apparatus according to claim 6, wherein the sequential derivation of the plurality of reception coefficient vectors is performed by a steepest descent method.   The array antenna communication apparatus according to claim 6, wherein the sequential derivation of the plurality of reception coefficient vectors is performed by a recursive least square method. Uplink slot of the signal transmitted from the specific terminal includes a training data area having a predetermined number of training data provided on the upstream line slot, a plurality of data, each information from the specific terminal to express Including a data area having
The reception propagation path averaging circuit generates the averaged signal based on the training data region and the data region, acquires the signal value from the generated averaged signal as an averaged value ,
The transmission channel setting circuit is configured to return a plurality of said averaged value by extrapolating on the basis of the regression results array according to claim 1, wherein setting the transfer搬路of the transmission signal Antenna communication device. The reception propagation path averaging circuit includes a plurality of reception coefficient vector for propagation path from the previous SL specific terminal through to the array antenna communication apparatus, characterized by sequentially derived based on the average value according Item 10. The array antenna communication device according to Item 9.   The array antenna communication apparatus according to claim 10, wherein the sequential derivation of the plurality of reception coefficient vectors is performed by a steepest descent method.   The array antenna communication apparatus according to claim 10, wherein the sequential derivation of the plurality of reception coefficient vectors is performed by a recursive least square method. The received signal separation circuit includes a received weight vector calculation unit that derives in real time a received weight vector for separating a signal from a specific terminal from the averaged signal among the plurality of terminals, and each of the plurality of antennas. A plurality of first multipliers each receiving one of the averaged signals corresponding to, and receiving the corresponding element of the reception weight vector on the other input, and an addition for adding signals from the plurality of multipliers Including
The transmission directivity control circuit receives a transmission weight vector calculation unit for deriving a transmission weight vector based on the averaged signal, a transmission signal corresponding to each of the plurality of antennas at one input, and receives at each other input 2. The array antenna communication apparatus according to claim 1, further comprising: a plurality of second multipliers that receive corresponding elements of the transmission weight vector and give the elements to the plurality of antennas, respectively. The array antenna communication device according to any one of claims 1 to 13,
The array antenna communication apparatus, wherein the delay circuit delays and outputs signals respectively received by the plurality of antennas by a delay time not longer than the symbol time interval. The array antenna communication device according to claim 14,
The array antenna communication apparatus according to claim 1, wherein the delay time is a natural fraction of two or more of the symbol time interval. The array antenna communication apparatus according to any one of claims 1 to 15,
The received signal separating circuit is:
A reference signal acquisition unit for acquiring the reference signal separately from the averaged signal;
A reference signal delay circuit that outputs the reference signal acquired by the reference signal acquisition unit with a delay time equal to a delay time in the delay circuit;
A difference reference signal output unit that calculates a difference between the reference signal and the signal output from the reference signal delay circuit, and outputs a signal obtained by the calculation as an averaged reference signal;
Including
An array antenna communication apparatus, wherein a signal from the specific terminal is separated from the averaged signal based on the averaged reference signal. The array antenna communication apparatus according to any one of claims 1 to 15,
A storage unit for storing the averaged reference signal;
The received signal separating circuit is:
An array antenna communication apparatus, wherein antenna directivity formed by the plurality of antennas is determined based on the averaged reference signal stored in the storage unit.

Images