JP3653457B2 - Wireless reception system - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は無線受信システムに関し、特に、PDMA(Path Division Multiple Access)、CDMA(Code Division Multiple Access)などの通信方式による無線受信システムであって、受信信号から、他のユーザによる干渉信号成分を除去することができる無線受信システムに関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、急速に発達しつつある携帯型電話機のような移動通信システムにおいて、周波数の有効利用を図るべく種々の伝送チャネル割当方法が提案されており、その一部のものは実用化されている。
【0003】
図12は、FDMA(Frequency Division Multiple Access)、TDMA(Time Division Multiple Access)及びPDMAの各種通信システムにおけるチャネルの配置図である。まず、図12を参照して、FDMA、TDMA及びPDMAについて簡単に説明する。
【0004】
図12(a)はFDMAのチャネル配置を示す図であって、異なる周波数f1〜f4の電波でユーザ1〜4のアナログ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ1〜4の信号は周波数フィルタによって分離される。
【0005】
図12(b)はTDMAのチャネル配置を示す図であって、各ユーザのデジタル化された信号は、異なる周波数f1〜f4の電波でかつ一定の時間(タイムスロット)ごとに時分割されて伝送され、各ユーザ1〜8の信号は、周波数フィルタと、基地局及び各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。
【0006】
一方、最近では、携帯型電話機の普及により電波の周波数利用効率を高めるために、PDMA方式が提案されている。このPDMA方式は、図12(c)に示すように、同じ周波数における1つのタイムスロットを空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するものである。このPDMAでは各ユーザの信号は、周波数フィルタと、基地局及び各ユーザ移動端末装置間の時間同期と、アダプティブアレイなどの信号抽出装置とを用いて分離される。
【0007】
図13は従来のPDMA用基地局の受信システムを示す図である。この例では、ユーザ1と2とを識別するために、4本のアンテナ3〜6が設けられていて、それぞれのアンテナの出力は周波数変換回路7に与えられて、それぞれ対応する局部発振信号Loによって周波数変換され、A/D変換器8によってデジタル信号に変換されてデジタル信号プロセッサ(DSP)10Dに与えられる。
【0008】
DSP10Dには、アダプティブアレイ11,12と、受信信号ベクトル計算機13と、メモリ14と、相関値計算機15と、チャネル割当装置16とが内蔵されている。アダプティブアレイ11,12は、A/D変換器8から出力される受信信号から特定のユーザ信号のみを抽出する。各アダプティブアレイはたとえば、タイムスロットに含まれるプリアンブルを用いる方法、変調信号の包絡線が一定となる性質を用いる方法などのウェイトベクトル計算方法に依拠して、後述するチャネル割当装置16で指定されたユーザ信号を抽出する。
【0009】
受信信号ベクトル計算機13はA/D変換器8からの受信信号とアダプティブアレイ11,12の出力信号とを入力し、すべてのユーザに対応した受信信号ベクトルを計算してメモリ14に記憶させる。チャネル割当装置16はメモリ14と相関値計算機15とに対して二人のユーザを指定する。相関値計算機15はメモリ14に記憶した受信信号ベクトルのうち、指定された二人のユーザの受信信号ベクトルの相互相関値を計算する。チャネル割当装置16は二人のユーザの受信信号ベクトルの算出された相互相関値を受取る。そして、その相互相関値がある一定値以下であれば、その二人のユーザを同一時刻のタイムスロットにパス多重接続させる。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
図13に示したアダプティブアレイ11,12はそれぞれ対応のユーザ1及び2の信号を抽出するが、ユーザ1及び2に加えてたとえばユーザ3がユーザ1と同じ方向から信号を送信してきた場合、アダプティブアレイ11からユーザ1及びユーザ3の信号が混ざり合って出力されることになる。しかしながら、従来のアダプティブアレイ11ではユーザ1及び3の信号を分離できず、ユーザ1の信号のみを抽出することができなかった。
【0011】
それゆえに、この発明の主たる目的は、干渉キャンセラを用いて不要なユーザの信号をキャンセルすることにより通信品質を向上できるような無線受信システムを少ないハード構成で提供することである。
【0012】
更に、この発明は、干渉キャンセラ等をDSPで構成した場合に、1つのハード構成で自己ループにより処理を行う、このような処理においても効率的の処理を行い、信号処理時間を短縮することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】
請求項1に記載の発明によれば、複数のアンテナを用いて複数のユーザからの信号を受信することができる無線受信システムであって、前記複数のアンテナで受信された信号に所定の信号処理を施す信号処理手段と、前記複数のアンテナで受信された前フレームの信号に基づいて、優先的に処理するユーザを選択する選択手段と、前記信号処理手段から出力される信号に基づいて、前記選択されたユーザに対応する信号成分を抽出する第1の信号抽出手段と、前記信号処理手段から出力される信号に対する前記第1の信号抽出手段で抽出された信号成分の関係に関するパラメータ情報を推定する第1の推定手段と、前記信号処理手段から出力される信号を、前記選択されたユーザに対応する前記パラメータ情報を考慮した信号で減算する第1の演算手段と、を備える。
【0014】
請求項2に記載の発明によれば、前記各手段は、アンテナの数より少ない数で構成される。
【0015】
請求項3に記載の発明によれば、前記選択手段は、前のフレームでの受信電力が高かったユーザの信号、又は、前のフレームでエラーフリーになったユーザの信号、又は、前のフレームでフェージングが小さかったユーザの信号、又は、前のフレームでアレイ処理の誤差が小さかったユーザの信号、又は、前のフレームで応答ベクトルの推定精度が高かったユーザの信号のいずれかに基づいてユーザを選択することを特徴とする。
【0016】
請求項4に記載の発明によれば、上記の請求項1乃至3のいずれかに記載の無線受信システムにおいて、前記第1の信号抽出手段で抽出された複数のユーザに対応する信号成分がそれぞれ復調エラーを含むか否かを判定する複数の第1のエラー判定手段と、を更に備え、前記信号処理手段から出力される信号から前記第1のエラー判定手段により復調エラーを含まないと判定された前記抽出された信号成分を、対応する前記パラメータ情報を考慮して減算する第1の演算手段とを備えたことを特徴とする。
【0017】
請求項5に記載の発明によれば、請求項1から4のいずれかに記載の無線受信システムにおいて、複数のユーザからの信号はPDMA通信方式によって伝送された信号である。
【0018】
請求項6に記載の発明によれば、請求項1から4のいずれかに記載の無線受信システムにおいて、複数のユーザからの信号はCDMA通信方式によって伝送された信号である。
【0019】
【発明の実施の形態】
図1は、この発明の前提となるマルチステージの干渉キャンセラとして提案されたPDMA用基地局の受信システムを示すブロック図である。この発明の前提となる提案された受信システムは、同じ時刻に送信されたm(mは2以上の整数)人のユーザ1,…,k,…,mからの信号S1(t),…,Sk(t),…,Sm(t)を互いに分離して並列に取出すものである。
【0020】
図1において、図13の従来例と同様に、PDMA用基地局の受信システムには、4本のアンテナ3〜6と、周波数変換回路7と、A/D変換器8とが設けられている。A/D変換器8から出力された入力信号ベクトルX1(t)は、第1段目の演算装置101と、第1段目のアダプティブアレイAA11,…,AAk1,…,AAm1と、第1段目のパラメータ推定器PE11,…,PEk1,…,PEm1とに与えられる。アダプティブアレイの詳細については後で説明する。
【0021】
アダプティブアレイAA11,…,AAk1,…,AAm1からは、対応するユーザの信号成分を最も強く含む(その他にも他のユーザからの干渉信号成分をも含む)複素信号であるユーザ信号Y11(t),…,Yk1(t),…,Ym1(t)がそれぞれ出力され、第1段目の演算装置101に与えられるとともに、それぞれ対応する検波器DE11,…,DEk1,…,DEm1で検波される。
【0022】
パラメータ推定器PE11,…,PEk1,…,PEm1は、それぞれ、入力信号ベクトルX1(t)と、検波器DE11,…,DEk1,…,DEm1の対応する検波出力とに基づいて、対応するユーザの受信応答ベクトルH11,…,Hk1,…,Hm1を推定し、第1段目の演算装置101に与える。より具体的に、各パラメータ推定器は、対応するユーザの信号成分が入力信号ベクトルにどの程度含まれているか、対応するユーザの信号成分が入力信号ベクトルに対してどの程度位相回転しているか、などを推定する。
【0023】
第1段目の演算装置101は、各ユーザi(i=1,2,…,m)ごとに、入力信号ベクトルX1(t)から、当該ユーザiを除く他のすべてのユーザの信号成分を差し引くことにより、干渉信号成分を除去し、当該ユーザiのさらなる入力信号ベクトルXi2(t)を算出し出力する。演算装置101の動作については、図2を参照して後で詳細に説明する。
【0024】
第1段目の演算装置101は、ユーザごとに対応して入力信号ベクトルX12(t),…,Xk2(t),…,Xm2(t)を出力し、対応する第2段目のアダプティブアレイAA12,…,AAk2,…,AAm2に与える。
【0025】
第2段目のアダプティブアレイAA12,…,AAk2,…,AAm2から出力されるユーザ信号Y12(t),…,Yk2(t),…,Ym2(t)は、第2段目の演算回路102に与えられるとともに、それぞれ対応する検波器DE12,…,DEk2,…,DEm2で検波される。
【0026】
パラメータ推定器PE12,…,PEk2,…,PEm2は、それぞれ、入力信号ベクトルX1(t)と、検波器DE12,…,DEk2,…,DEm2の対応する検波出力とに基づいて、対応するユーザの受信応答ベクトルH12,…,Hk2,…,Hm2を推定し、第2段目の演算装置102に与える。演算装置102は、さらなる入力信号ベクトルX13(t),…,Xk3(t),…,Xm3(t)を出力し、対応する(図示省略した)第3段目のアダプティブアレイAA13,…,AAk3,…,AAm3に与える。
【0027】
このように、アダプティブアレイとパラメータ推定器と演算装置とからなる干渉キャンセラを直列に複数段(第1段から第L段まで)設けたことにより、それぞれの段から出力されるユーザ信号に含まれる他のユーザ信号成分の割合を段階的に減少させて、干渉の除去がさらに図られることになる。その結果、通信特性のさらなる向上が図られる。
【0028】
図2は、図1に示した複数段の演算装置の一例としての演算装置101の具体的なブロック図である。図2において、演算装置101は、乗算器MP1,…,MPk-1,MPk+1,…,MPmと加算器ADkとから構成されている。なお、説明の簡略化のために図示していないが、図示した乗算器及び加算器以外にも、乗算器MPk及び加算器AD1,…,ADk-1,ADk+1,…,ADmが演算装置101に内蔵されているものとする。
【0029】
乗算器MP1,…,MPk-1,MPk+1,…,MPmにはそれぞれ、アダプティブアレイAA11,…,AAk-1,AAk+1,…,AAmからのユーザ信号Y11(t),…,Y(k-1)1(t),Y(k+1)1(t),…,Ym1(t)と、パラメータ推定器PE11,…,PE(k-1)1,PE(k+1)1,…,PEm1からの受信応答ベクトルH11,…,H(k-1)1,H(k+1)1,…,Hm1とが与えられる。
【0030】
乗算器MP1,…,MPk-1,MPk+1,…,MPmの出力は加算器ADkの負の入力に与えられ、入力信号ベクトルX1(t)は加算器ADkの正の入力に与えられる。これにより、入力信号ベクトルX1(t)からユーザk以外のユーザに対応する信号成分が減算され、ユーザkに対応する信号成分Xk2(t)が加算器ADkから出力されることになる。前述のように、これらのアダプティブアレイ、パラメータ推定器及び演算装置は全体として、1段の干渉キャンセラを構成しているものとする。
【0031】
この結果、かなりの干渉信号成分が除去されることになる。そして、このようにして演算装置101により干渉信号成分がかなり除去された新たな入力ベクトル信号Xk2(t)を第2段目以降の干渉キャンセラに与えることにより、最終的に出力されるユーザ信号Sk(t)に含まれる他のユーザからの干渉信号成分の割合を十分に低下させることができ、良好な通信特性を実現することができる。
【0032】
なお、加算器ADk以外の図示しない加算器の各々にも、並行して同様に、乗算器MP1,…,MPk,…,MPmのうちの当該加算器に対応する乗算器以外のものからの出力と、入力信号ベクトルX1(t)とが与えられる。そしてこれらの加算器はそれぞれ、図1に示す新たな入力信号ベクトルを出力して第2段目以降の干渉キャンセラに与えている。
【0033】
次に、図1及び図2に示した装置のさらに具体的な動作について説明する。
アンテナ素子数をn本、同時に通話するユーザ数をm人とすると、A/D変換器8から出力される入力信号ベクトルX1(t)は次式で表わされる。
【0034】
X1(t)=[x1(t),x2(t),…xn(t)]T … (1)
xj(t)=hj1S1(t)+hj2S2(t)+…+hjiSi(t)+…+hjmSm(t)+nj(t),(j=1,2,…,n) … (2)
上記の第(1)式及び第(2)式をベクトル表記に直すと次の第(3)式が得られる。
【0035】
X1(t)=H1S1(t)+H2S2(t)+…+HiSi(t)+…+HmSm(t)+N(t) … (3)
Hi=[h1i,h2i,…,hni]T,(i=1,2,…,m) … (4)
N(t)=[n1(t),n2(t),…,nn(t)]T … (5)
【0036】
次に,図2の演算装置101から新たな入力信号ベクトルXk2(t)が出力される動作についてさらに詳細に説明する。
【0037】
パラメータ推定器PE11,…,PEk1,…,PEm1でHi(i=1,2,…,m)が推定できるものとする。また1段目のアダプティブアレイAA11,…,AAk1,…,AAm1が比較的良好に動作したとすると、Yi1(t)≒Si(t)とみなすことができる。
【0038】
この段階で、すべてのユーザ信号とすべてのユーザ信号の受信応答ベクトルとが求まったことになる。ここで、2段目のユーザkの信号検出に用いる入力信号ベクトルXk2(t)を第(6)式により求めることができる。
【0039】
Xk2(t)=X1(t)−H1S1(t)−…−Hk-1Sk-1(t)−Hk+1Sk+1(t)−…−HmSm(t) … (6)
この第(6)式に第(3)式を代入すると、第(7)式が得られる。
【0040】
Xk2(t)=HkSk(t)+N(t) … (7)
X1(t)とXk2(t)を比較すると、Xk2(t)の方がSk(t)以外の干渉成分Si(t)(i=1,2,…m、ただしi≠k)が減少していて、2段目のアダプティブアレイがより動作しやすくなる。
【0041】
図1に示すように、干渉キャンセラを複数段接続して構成したマルチステージの干渉キャンセラでは、受信信号をアダプティブアレイによってユーザごとに分離し、当該ユーザ以外のユーザの信号を干渉波として受信信号から除去して得た結果を、当該ユーザの入力信号として次段の干渉キャンセラに与えている。この結果、次段の干渉キャンセラでは、入力されるユーザ信号の干渉波が少ない分、通信特性の良いユーザ信号が得られる。そして、このような干渉波の除去を複数段繰返すことによって干渉波の除去はさらに進み、CIR(Carrier to Inte rference Ratio)はより改善され、所望のユーザ信号をより抽出しやすくなる。
【0042】
しかしながら、上述のようなマルチステージ干渉キャンセラを用いれば確かに干渉波の除去は進むものの、次のような問題点が生じる。
【0043】
(1)上述のマルチステージ干渉キャンセラ(以下、MICと記す。)の例では、各アダプティブアレイで抽出されたユーザ信号を、その復調エラーの有無を判定することなく、受信信号から干渉波成分として除去するように構成されている。したがって、もしもアダプティブアレイで抽出されたユーザ信号に復調エラーがあり、何らかの変形した波形、たとえばインパルス状の波形を有する信号となっていれば、このようなエラーを含む信号成分が受信信号から減算された結果得られる各演算装置の出力(次段の干渉キャンセラへの入力信号)には、復調エラーの影響によるインパルス状のノイズが含まれることになるなどの影響が生じることになる。
【0044】
(2)上記したMIC処理は処理量が多いという問題がある。そのため、ハード的にパフォーマンスの高いハードを必要とし、コストパフォーマンスが低下してしまう。
【0045】
(3)ハードなどの要因などで、例えば、1ステージで処理できるユーザが1ユーザ分しかないシステムだとすると、次のステージに行くためには、必ずエラーフリーユーザにならなければならない。
【0046】
(4)また、例えば、1ステージで処理できるユーザが2ユーザ分であったとしても最初に処理するユーザがエラーフリーになりやすい、即ち、処理したユーザの復元信号で干渉除去できる方がよい。このようにすると、次ステージでは、まだエラーフリーになっていないユーザの信号対干渉比(SIR)が確保されエラーフリーになりやすくすることができる。
【0047】
この発明は、上述の(1)から(4)の課題を解決しようとするものである。この発明では、最初に処理するユーザの選択条件をエラーフリーになりやすいユーザを選択するものである。エラーフリーになりやすい目安として、「▲1▼受信電力(SNR)の高いユーザ、▲2▼前のフレームでエラーフリーになったユーザ、▲3▼フェージング(FD)の小さいユーザ、▲4▼アレイ処理におけるMSE(Mean Square Error)の小さいユーザ、▲5▼応答ベクトル推定精度の高いユーザ」が挙げられる。
【0048】
ユーザの受信電力が高い、即ち、信号対雑音比(SNR)が高いということは、所望信号が抽出し易いため、エラーフリーになりやすい。前のフレームでエラーがないということは、当該フレームでもエラーにならない確率が高い。FDが小さいいうことは、所望信号が抽出し易いため、エラーフリーになりやすい。
【0049】
また、MSEは、アレイ処理により出力されるものであり、以下の通りである。即ち、アダプティブアレイにおけるアレイ処理は、アレイ出力y(t)をできるだけ参照信号d(t)に近づけるよう最適ウェイトを決定する。どの程度参照信号と近いかを評価する基準として、アレイ出力と参照信号との平均二乗誤差が次式により定義される。
【0050】
MSE=E[│d(t)−y(t)│2]
ここで、d(t)は時刻tにおける参照信号を表し、y(t)は時刻tにおけるアレイ出力信号を表すとする。また、E[]はアンサンブル平均操作を表す。
【0051】
以上のことから、MSEが小さいほど所望信号の抽出が良いため、エラーフリーになりやすい。
【0052】
更に、応答ベクトル推定精度がよいということは、所望信号の抽出ができていることであり、エラーフリーになりやすい。また、干渉除去において、精度良く除去が行えるため、次ステージに移行しても効率的に所望信号が抽出できる。
【0053】
[実施の形態1]
図3は、この発明の実施の形態1によるPDMA用基地局の受信システムを示すブロック図である。この実施の形態1においては、エラーフリーになりやすい目安として、上記した「▲1▼受信電力の高いユーザ」を用い、1ステージで処理できるユーザが1ユーザ分しかないシステムである。
【0054】
図3に示すように、この実施の形態の例では、4本のアンテナ3〜6が設けられていて、それぞれのアンテナの出力は周波数変換回路7に与えられて、それぞれ対応する局部発振信号Loによって周波数変換され、A/D変換器8によってデジタル信号に変換されて受信電力検出部9に与えられる。
【0055】
受信電力検出部9はA/D変換器8から与えら4本のアンテナのからのデジタル出力により、当該ユーザの受信電力の大きさを求め、優先ユーザ選択器10に与える。この優先ユーザ選択器10は、後述するように、干渉除去部ICで算出された各ユーザの前のフレームにおける受信応答ベクトルHが与えられ、SNRを推定する。
【0056】
なお、エラーフリーになりやすい目安として「▲2▼前のフレームでエラーフリーになったユーザ」、「▲3▼フェージング(FD)の小さいユーザ」、「▲4▼アレイ処理におけるMSE(Mean Square Error)の小さいユーザ」、「▲5▼応答ベクトル推定精度の高いユーザ」を用いる場合は、この優先ユーザ選択器10は、干渉除去部IC等よりデータを受け取り、後述するようにデータを算出し、このデータに基づき優先するユーザを選択する。例えば、FDは、算出された受信応答ベクトルHに基づき求める。また、MSEは上述した式に基づいて干渉除去部ICのアダプティアレイで算出したデータに基づき求める。前のフレームでエラーフリーになったユーザを格納しておき、前のフレームでエラーフリーになったユーザを用いる場合には、この格納したデータの中からエラーフリーユーザを選択する。更に、応答ベクトルの推定精度の高いユーザを優先的に処理する場合は、前のフレームのFD、SNR、干渉信号の度合(SIR:信号対干渉波比)の基づいて推定し、ユーザを選択する。
【0057】
図3に示すように、エラーフリーになりやすいユーザを選択するために、受信電力検出部9からの出力と干渉除去部ICより与えられる前フレームの応答ベクトルH、エラー情報等のデータにより、優先ユーザ選択器10は優先するユーザを選択し、干渉除去部IC内のアダプティブアレイ部に優先するユーザの信号を選択するように指示する。なお、干渉除去部ICと演算装置101′で干渉キャンセラの基本構成をなしている。
【0058】
干渉除去部IC1では、優先ユーザ選択器10からの指示に従い、所望信号Y1(指示されたユーザの信号)、応答ベクトルH1及びエラー判定信号E1を出力する。応答ベクトルH1及びエラー判定信号E1は、次回の優先ユーザ選択のため優先ユーザ選択器10へ出力する。エラー判定信号E1の優先ユーザ選択器10への出力は必ずしも必要ではないが、例えば、ユーザ1が第1ステージで選択されたにもかかわらず、その処理の結果エラーだったとする。第2ステージでは、ユーザ1を選択せずに、次に電力の高いユーザが選択されたとする。その結果、エラーフリーになったとする。このような場合、第3ステージでの選択ユーザは、次に電力の高いユーザか、今までに選択されたが、エラーだったユーザかを選択することが考えられる。後者の処理を行う場合、以前のステージで処理されたユーザのエラー判定結果が必要になる。このような処理を行うために、エラー判定信号E1が優先ユーザ選択器10へ出力されている。
【0059】
なお、図示の簡略化のために省略しているが、演算装置102′の後段にも第2段目の干渉キャンセラと全く同じ態様で干渉キャンセラが構成されているものとする。
【0060】
したがって、図3の受信システムは、全体としてマルチステージの干渉キャンセラで構成されたことになり、最終段の干渉キャンセラからの出力が当該受信システムの最終出力となる。
【0061】
図3の受信システムにおいて、干渉除去部ICはすべて同じ構成を有しており、その一例として干渉除去部ICkの構成を図4に示す。
【0062】
図4において、干渉除去部ICkに入力された入力信号ベクトルX1(t)からアダプティブアレイAAkで抽出されたユーザkの複素信号は、復調器DMkによってビット情報信号に変換される。このビット情報信号は、エラー判定器EDkに与えられるとともに再変調器RMkにも与えられる。アダプティブアレイAAkには、優先ユーザ選択器10から選択するユーザを選ぶための指示信号が与えられる。なお、後述するが、MSEはアダプティブアレイAAkで算出され、このMSEをエラーフリーになりやすい目安として用いる場合には、アダプティブアレイAAkからMSEが優先ユーザ選択器10へ送出される。
【0063】
エラー判定器EDkは、復調器DMkからのビット情報信号に基づいて、アダプティブアレイAAkからの抽出信号の復調エラーの有無を判定する。そして、復調エラー有りと判定すれば、Lレベルのエラー判定信号Ekを発生して第1段目の干渉キャンセラの演算装置101′に与える。
【0064】
再変調器RMkは、復調器DMkからのビット情報信号を再度、複素信号であるユーザ信号Yk(t)に変換し、第1段目の干渉キャンセラの演算装置101′に与えるとともに、パラメータ推定器PEkに与える。
【0065】
パラメータ推定器PEkは、入力信号ベクトルX1(t)と、ユーザ信号Yk(t)とに基づいて、対応するユーザの受信応答ベクトルHkを算出し、第1段目の干渉キャンセラの演算装置101′に与える。
【0066】
図4に示すような、アダプティブアレイ、復調器、エラー判定器、再変調器、パラメータ推定器及び干渉信号除去選択器からなる配列は、図3のすべての干渉除去部ICに共通であるので、さらなる説明は繰り返さない。
【0067】
次に、この受信システムを動作に基づき説明する。まず、図1の受信システムと同様に、A/D変換器8からは入力信号ベクトルX1(t)が出力され、干渉除去ICと受信電力検出部9に与えられる。
【0068】
この実施の形態の例では、4本のアンテナ3〜6が設けられていて、それぞれのアンテナの出力は周波数変換回路7に与えられて、それぞれ対応する局部発振信号Loによって周波数変換され、A/D変換器8によってデジタル信号に変換されて受信電力検出部9に与えられる。
【0069】
受信電力検出部9はA/D変換器8から与えられる4本のアンテナからのデジタル出力により、受信した電力を優先ユーザ選択器10に与える。優先ユーザ選択器10は、どのユーザの受信電力が大きいか判断し、干渉除去部ICにて受信電力が最大のものを選択するように、選択信号を与える。干渉除去部ICは与えられた選択信号に応じて、干渉除去の処理を行う。優先するユーザの信号が与えられた干渉除去部ICでは、所望信号Y1(指示されたユーザの信号)、応答ベクトルH1及びエラー判定信号E1を出力する。この所望信号Y1(指示されたユーザの信号)、応答ベクトルH1及びエラー判定信号E1は演算部101’に入力され、干渉除去の判定に基づき処理される。
【0070】
また、最後出力としてユーザ情報を通知するために、ここで処理したユーザが何であるかを示すU1と共に、所望信号Y1(指示されたユーザの信号)、応答ベクトルH1及びエラー判定信号E1が通知される。なお、上記で示したように、エラー判定の結果エラーであったが、再度優先ユーザとしてアダプティブアレイ処理された場合は、複数の最終データが出力されることになるが、最後に出力されたものが優先となる。
【0071】
次に、この優先ユーザ選択器10において、最もエラーフリーになりやすいユーザを上記した▲1▼から▲5▼の中の条件を用いて選択する。まず、受信電力の高いユーザに従い選択する方法について説明する。
【0072】
ユーザの受信電力の大きさ(SNR:信号対雑音比)の算出につき説明する。受信電力検出部9からの信号は全ユーザの合成信号であるため、ユーザ毎の受信電力に変換しなければならない。そのためには、算出した受信応答ベクトルHkを必要とする。
【0073】
基本的には、各ユーザの応答ベクトル(複素数)のI成分とQ成分の2乗和がそれぞれのユーザの電力となるが、応答ベクトルの大きさからは絶対的な大きさは分からない。そのために。受信電力検出部9からの受信電力を基準にして、それぞれのユーザの受信電力に分配する。以下のようにして分配される。
【0074】
ユーザiの受信電力=(受信電力×ユーザiの応答ベクトルの大きさ(2乗和)/(全ユーザの応答ベクトルの大きさ(2乗和)の総和)
【0075】
例えば、2多重時において、受信電力検出部9からの電力が50[dBμV]であり、ユーザ2の応答ベクトルの大きさが30,ユーザ1の応答ベクトルの大きさが70、全てのユーザの応答ベクトルの大きさが100(=30+70)であれば、ユーザ1の受信電力は35[dBμV],ユーザ2の受信電力は15[dBμV]となる。
【0076】
受信電力検出部9からの信号にノイズが含まれないとすると、上記値はS(所望波)信号の値である。従って、SNRに換算するためにはノイズとの比を取らなければならない。ノイズは基地局ごと若干異なるが事前に測定されているものとすると、
SNR=10・log10(所望波電力/ノイズ電力)
で計算される。
【0077】
上記の方法により、優先ユーザ選択器10は、各ユーザの受信電力の大きさを求める。そして、優先ユーザ選択器10は、求めた各ユーザにおける受信電力の大きさの順序をメモリに格納し、格納した順序の中で一番大きな受信電力のユーザをまず最初に干渉除去の処理を行わせるように、干渉除去ICに選択信号を与える。なお、メモリに各ユーザの受信電力の大きさの順序を格納するのは、次ステージ以降の処理において、どのユーザの信号を用いて干渉除去を行うか選択するために用いるためである。
【0078】
なお、優先ユーザ選択器10は、受信電力の最大のものを選ばすに、エラーフリーになりやすいことが分かっている電力以上のものの中からユーザ番号順にその信号を選択するように構成してもよい。
【0079】
図5は、図3の受信システムを構成する複数段の干渉キャンセラの一例としての第1段目の干渉キャンセラの演算装置101′の具体的構成を示すブロック図である。図5において、演算装置101′は、乗算器MP1と、ANDゲートAND1と、加算器ADとから構成されている。
【0080】
乗算器MP1にはそれぞれ、前段の干渉除去部IC1からのユーザ信号Y1(t)と、応答ベクトルH1とが与えられる。
【0081】
乗算器MP1の出力はANDゲートAND1の第1入力に与えられ、これらのANDゲートの第2入力には、前段の干渉除去部IC1からの対応のエラー判定信号E1が入力される。
【0082】
ANDゲートAND1の出力は加算器ADの負の入力に与えられ、A/D変換器8からの入力信号ベクトルX1(t)は加算器ADの正の入力に与えられる。
【0083】
加算器ADの出力は入力信号ベクトルX2(t)として演算装置101′から出力され、図3に示すように、次のユーザに対応した干渉除去IC2に与えられる。
【0084】
また、図5の演算装置101′のブロック図では図示省略したが、前段の干渉部IC1から出力された受信応答ベクトルH1、エラー判定信号E1、及びユーザ信号Y1(t)、演算装置101′をそのまま通過し、例えば、送信ウェイトを求めるための処理部に与えられる。
【0085】
ここで、図5を参照して、上述のように干渉除去部において復調エラー有りと判定された場合につき説明する。判定されたユーザ信号、たとえばY1(t)に対応した干渉除去部IC1のエラー判定器ED1からLレベルのエラー判定信号E1が演算装置101′のANDゲートAND1の他方入力に与えられる。この結果、当該ANDゲートは閉じられ、対応する乗算器MP1から出力される、受信応答ベクトルH1とユーザ信号Y1(t)との積、すなわちレプリカ信号の加算器ADへの入力は阻止される。
【0086】
この結果、入力信号ベクトルX1(t)から復調エラーを含むユーザ信号に対応する干渉波成分(レプリカ信号)は減算されない。
【0087】
前段の干渉除去部IC1でエラー有りとの判定がなされていたときには、この実施形態では、優先ユーザ選択器10が2番目にエラーフリーとなりやすいユーザを選択し、その選択信号Uを次段の干渉除去部IC2に与える。干渉除去部IC2は、与えられた選択信号Uに基づいて、選択されたユーザ信号(Y)を抽出する。
【0088】
この干渉除去部IC2は、先に図4のICkに関連して説明したように、この入力信号ベクトルX2(t)と(なお、前段でエラーありと判定されている場合には、入力信号ベクトルX1(t)の信号が与えられることになる)と前段で選択されなかったユーザの入力信号に基づいて、受信応答ベクトルH2と、エラー判定信号E2と、ユーザ信号Y2(t)とを新たに算出し、演算装置102’に与え、前述した動作が行われる。
【0089】
一方、前段の干渉除去部IC1でエラー無しとの判定がなされていたときには、エラー判定信号E1に応じて、演算装置101′にて入力信号ベクトルから対応するユーザのレプリカ信号が減算された入力信号X2(t)が干渉除去部IC2に与えられる。この干渉除去部IC2にて、次に選択されたユーザの入力信号と演算装置101′からの入力信号X2(t)により、受信応答ベクトルH2,エラー判定信号E2,ユーザ信号Y2とを新たに算出し、演算装置102’に与え、前述した動作が行われる。
【0090】
以上の動作を要約すると、入力信号ベクトルX1(t)を受けた前段の干渉除去部ICのうち、エラー無しのユーザに関しては、当該干渉除去部ICで算出された受信応答ベクトルHと、エラー判定信号Eと、ユーザ信号Y(t)とがそのまま次の信号処理部へ送出される。次段の干渉除去部ICには、入力信号ベクトルX1(t)からエラーを含まないユーザ信号に対応する干渉波成分(レプリカ信号)を減算した信号が与えられる。
【0091】
一方、入力信号ベクトルX1(t)を受けた前段の干渉除去部ICのうち、エラー有りと判定されたユーザに関しては、入力信号ベクトルX1(t)から復調エラーを含むユーザ信号に対応する干渉波成分(レプリカ信号)は減算されない。
【0092】
第2段目の干渉キャンセラの演算装置102′は、第1段目の干渉キャンセラの演算装置101′と全く同じ構成を有しており、図5に関連して説明した動作と全く同じ動作を実行する。すなわち、入力信号ベクトルX2(t)から、復調エラーを含まないユーザ信号に対応するレプリカ信号のみが減算され、次の入力信号ベクトルX3(t)が加算器AD(図5)から出力されることになる。
【0093】
この結果、第2段目の干渉キャンセラの演算装置102′では、ノイズを導入することなくさらに高精度で干渉波除去がなされた入力信号ベクトルX3(t)が得られる。
【0094】
演算装置102′を含む第2段目の干渉キャンセラの動作は、演算装置101′の第1段目の干渉キャンセラの動作と全く同じである。
【0095】
このような干渉キャンセラを複数段直列に接続し、各段の干渉キャンセラの演算装置において、入力信号ベクトルXn(t)から、エラー無しと判定されたユーザのレプリカ信号のみを減算することによって、各段の干渉キャンセラにおいて高精度な干渉波の除去を行うことができる。
【0096】
そして、前段を含むいずれかの段における干渉除去部ICでエラー無しと一旦判定されたユーザに関しては、その干渉除去部ICで算出された受信信号ベクトルHと、エラー判定信号Eと、ユーザ信号Y(t)と、優先選択信号Uとが、それぞれの段の干渉除去部ICからそれぞれ最終出力まで与えられることになる。
【0097】
なお、上記した例では、優先ユーザ選択回路10は受信電力の大きさで優先ユーザを選択しているが、上記した▲2▼から▲5▼の条件につき優先ユーザを求める場合には以下のように行えばよい。
【0098】
「▲2▼前のフレームでエラーフリーになったユーザ」の場合には、前のフレームのエラー判定Eに基づいて優先ユーザを選択するように構成すればよい。
【0099】
「▲3▼フェージング(FD)の小さいユーザ」の場合には、優先ユーザ選択器10に入力される前後のフレームの応答ベクトルからFDを推定し、FDに基づいて優先ユーザを選択すればよい。
【0100】
「▲4▼アレイ処理におけるMSE(Mean Square Error)の小さいユーザ」の場合には、干渉除去ICのアダプティブアレイ部からMSEを優先ユーザ選択器10に入力し、MSEに基づいて優先ユーザを選択すればよい。
【0101】
「▲5▼応答ベクトル推定精度の高いユーザ」の場合には、優先ユーザ選択器10で応答ベクトル推定精度を判断し、この推定精度で優先ユーザを選択すればよい。
【0102】
上記した動作を図6のフロー図に従い説明する。まず、優先ユーザの判定を行う(ステップS101)。受信電力の高いユーザなどの判定条件に基づき1つのユーザを選択する。そして、選択したユーザ信号に従って、同期処理を行う(ステップS102)。
【0103】
続いて、アレイ処理を行い受信信号から所望の信号を抽出する(ステップS103)。そして、復調処理が行われ、所望の位相情報をビット情報に変更する(ステップS104)。
【0104】
その後、復調エラー判定を行う(ステップS105)。即ち、復調した信号が正しいか否かを判定して、エラーか否かを記録する。
【0105】
次に、次ステージへの遷移判定を行う。即ち、復調エラー判定結果に基づき、次のステージに遷移できるか否かを判定する(ステップS106)。そして、次ステージに行くか否か判断され(ステップS107)、次ステージに行く場合には、ステップS108へ進み、次ステージに行かない場合には、動作を終了する。
【0106】
ステップS108では、再変調処理を行い、復調したビット情報を再度位相情報に変調する。そして、応答ベクトルを推定し、除去するユーザ(再変調処理したユーザ)の位相振幅情報を推定する(ステップS109)。
【0107】
続いて、レプリカ信号を生成する。即ち、再変調信号と応答ベクトルから除去するユーザのレプリカ信号を生成する(ステップS110)。
【0108】
この後、受信信号からレプリカ信号を除去する(ステップS111)。そして、ステップS101に戻り、前述の動作を繰り返す。
【0109】
この実施の形態1の効果についてより具体的に説明する。上述の実施の形態1においては、マルチステージの干渉キャンセラの各段ごとに、演算装置において入力信号Xn(t)から、エラーのないユーザに対応する干渉成分すなわちレプリカ信号を除去するように構成されている。このような実施の形態1の構成により、次のような効果が得られる。
【0110】
たとえば、4人のユーザのうち、ユーザ4の受信信号を求める場合において、エラーフリーとなる確率が極めて高いユーザ1の受信信号が選択され、前段の干渉除去部IC1でユーザ1が復調エラー無しと判定された場合、ユーザ1のレプリカ信号が第1段目の干渉キャンセラの演算装置101′において初期入力信号ベクトルX1(t)から減算されることになる。この結果、第1段目の干渉キャンセラのユーザ4に関する受信信号X2(t)は、
初期入力信号−(ユーザ1のレプリカ信号)
となる。
【0111】
次に、エラーフリーとなる確率が次に高いユーザ2の受信信号が選択され、前段の干渉除去部IC2でユーザ2が復調エラー無しと判定された場合、ユーザ2のレプリカ信号が第2段目の干渉キャンセラの演算装置102′において、次の入力信号ベクトルX2(t)から減算されることになる。この結果、第2段目の干渉キャンセラのユーザ4に関する受信信号X3(t)は、
受信信号X2(t)−(ユーザ2のレプリカ信号)
となる。
【0112】
そして、エラーフリーとなる確率が次に高いユーザ3の受信信号が選択され、前段の干渉除去部IC3でユーザ3が復調エラー無しと判定された場合、ユーザ3のレプリカ信号が第3段目の干渉キャンセラの演算装置103′において、次の入力信号ベクトルX3(t)から減算されることになる。この結果、第3段目の干渉キャンセラのユーザ4に関する受信信号X4(t)は、
受信信号X3(t)−(ユーザ3のレプリカ信号)
となる。
【0113】
このようにして、1つの干渉除去のハード構成であっても確実に干渉除去が行える。また、エラーフリーのユーザから優先的に処理することで、無駄なく干渉除去が行え、DSPで構成した場合、処理ステップを少なく、即ち、処理時間が短縮できる。
【0114】
[実施の形態2]
図7は、この発明の実施の形態2によるPDMA用基地局の受信システムを示すブロック図である。上述した実施の形態1においては、エラーフリーになりやすい目安として、「受信電力の高いユーザ」を用い、1ステージで処理できるユーザが1ユーザ分しかないシステムである。この実施の形態2においては、最初に処理するユーザの選択条件をエラーフリーになりやすいユーザの内2つのユーザを選択するものである。エラーフリーになりやすい目安として、「受信電力の高いユーザ、前のフレームでエラーフリーになったユーザ、フェージング(FD)の遅いユーザ、アレイ処理におけるMSE(Mean Square Error)の小さいユーザ、応答ベクトル推定精度の高いユーザ」などの複数の条件に基づいて判断する。そして、1ステージで処理できるユーザは2ユーザ分のシステムである。
【0115】
図7において、演算装置101′と、2つのユーザごとに設けられた干渉除去部ICとが、第1段目の干渉キャンセラの基本構成をなしている。
【0116】
なお、図示の簡略化のために省略しているが、演算装置102”の後段にも複数のユーザごとに第1段目の干渉キャンセラと全く同じ態様で干渉キャンセラが複数段続いているものとする。
【0117】
したがって、図7の受信システムは、全体としてマルチステージの干渉キャンセラで構成されたことになり、最終段の干渉キャンセラからの出力が、当該受信システムの最終出力となる。
【0118】
まず、図3の受信システムと同様に、A/D変換器8からは入力信号ベクトルX1(t)が出力され、第1段目の干渉キャンセラの演算装置101′に与えられるとともに、第1段目の干渉キャンセラに対応して設けられた複数の干渉除去部IC11、IC12にも共通に与えられる。
【0119】
図7の受信システムにおいて、干渉除去部ICは上述した図4に示すものと同じ構成を有している。
【0120】
この実施の形態の例では、4本のアンテナ3〜6が設けられていて、それぞれのアンテナの出力は周波数変換回路7に与えられて、それぞれ対応する局部発振信号Loによって周波数変換され、A/D変換器8によってデジタル信号に変換されて受信電力検出部9に与えられる。
【0121】
受信電力検出部9はA/D変換器8から与えらた4本のアンテナからのデジタル出力により、受信した電力を優先ユーザ選択器10に与える。優先ユーザ選択器10は、エラーフリーになりやすい2つのユーザを選択し、干渉除去部ICにそれぞれ選択信号を与える。干渉除去部ICはそれぞれ与えられた選択信号に応じて、干渉除去の処理を行う。
【0122】
この実施形態においては、エラーフリーになりやすい目安として「▲1▼受信電力の大きい」、以外に「▲2▼前のフレームでエラーフリーになったユーザ」、「▲3▼フェージング(FD)の小さいユーザ」、「▲4▼アレイ処理におけるMSE(Mean Square Error)の小さいユーザ」、「▲5▼応答ベクトル推定精度の高いユーザ」を用いて、これらのデータから2つのエラーフリーになりやすいユーザを選択するように構成している。
【0123】
図8は、この発明の実施の形態による優先ユーザ選択器の構成を示すブロック図である。図8を参照してこの発明の実施の形態による優先ユーザ選択器10の動作につき説明する。
【0124】
この優先ユーザ選択器10は、受信電力と算出した受信応答ベクトルHに基づき、どのユーザがエラーフリーになりやすいか判断し、エラーフリーになりやすいユーザの復元信号のみ当該ステージでの干渉除去を行うように制御信号を出力する。
【0125】
この優先ユーザ選択器10において、当該ユーザのSNR、FD、MSE、前のフレームでエラーフリーになったユーザの情報に基づいて、エラーフリーユーザになりやすいユーザを選ぶか、或いは、応答ベクトル推定精度のよいユーザに基づきエラーフリーユーザなりやすいかを選ぶ。
【0126】
なお、応答ベクトル推定精度の良いユーザを選ぶためには、予めシミュレーションを実施し、SNR、FD、干渉信号の度合(SIR:信号対干渉波比)の各条件に応じた応答ベクトル推定精度を取得しておき、それをランキングし、テーブルに保持しておく。そして、算出した応答ベクトルHに基づきFD及びSIRを検出し、また、受信電力検出部9からの信号に基づき、SNRを推定し、当該ステージでの優先ユーザを選択する。応答ベクトルの推定精度が高いと干渉除去するレプリカ信号の精度が向上するため、次ステージに入力される信号の精度が高くなる。その結果、次ステージでのエラーフリーとなる確率が高くなる。
【0127】
上記したように、テーブルには、当該ユーザの受信電力の大きさ(SNR:信号対雑音比)、フェージング速度(FD)、MSE、干渉信号の度合(SIR:信号対干渉波比)等の各条件を全て保持してこれらのランキングに基づいて、当該ステージでの優先ユーザを選択するように構成してもよいが、処理速度等を考慮して、いずれかの条件により判定を行うようにしても良い。
【0128】
干渉除去ICkにて、算出されたフレームのスロットにおける受信応答ベクトルHが優先ユーザ選択器10の相関演算および各条件推定回路101及びメモリ102に与える。
【0129】
相関演算および各条件推定回路101は、現在のフレームのスロットにおける受信応答ベクトルと、メモリ102に格納されている前フレームの対応するスロットにおける受信応答ベクトルとの相関値を演算する。
【0130】
なお、時間的に前後する2フレームの受信応答ベクトルの相関値αは次式により定義される。
【0131】
α=│h1h2 H│/│h1││h2│
ここで、h2 Hはh2の各成分の複素共役をとり、さらに転置したものを表す。
【0132】
また、hi(i=1,2)は、フレームiにおけるアンテナ素子ごとの位相振幅情報を要素とする受信応答ベクトル(h11,h12,h13,h14)を表している。
【0133】
このようにして算出される相関値と、ドップラー周波数(フェージング速度)との正確な対応関係を求めることは困難であるが、実験によりおおよその対応関係を経験的に求めることができる。例えば、相関値が1から0.95の範囲内にあれば、ドップラー周波数FDはFD=0Hzであると推定する。また、相関値が0.95から0.80の範囲内にあれば、FD=10Hzであると推定する、等である。
【0134】
このように経験的に得られたと受信応答ベクトル相関値とドップラー周波数FDとのおおよその対応関係が相関演算および各条件推定回路101に予め格納されており、上述の計算式により算出されたベクトル同士の相関値から、該当するドップラー周波数FDが優先ユーザ判定器104に出力される。
【0135】
ユーザの受信電力の大きさ(SNR:信号対雑音比)の算出につき説明する。受信電力検出部9からの信号は全ユーザの合成信号であるため、ユーザ毎の受信電力に変換しなければならない。そのためには、受信応答ベクトルHを必要とする。
【0136】
基本的には、各ユーザの応答ベクトル(複素数)のI成分とQ成分の2乗和がそれぞれのユーザの電力となるが、応答ベクトルの大きさからは絶対的な大きさは分からない。そのために。受信電力検出部9からの受信電力を基準にして、それぞれのユーザの受信電力に分配する。
【0137】
ユーザの干渉信号の度合(SIR:信号対干渉波比)の算出について説明する。SIRはSNRとは異なり、受信電力検出部9からの絶対的な受信電力は必要とせず、ユーザごとの受信電力の比で計算される。従って、上記した方法により、各ユーザの応答ベクトルから各ユーザの受信電力を計算し、それらの比を取ればよく、同様に
SIR=10・log10(所望波電力/干渉波電力)
で計算される。
【0138】
このようにして、相関演算及び各条件推定回路101は、受信応答ベクトルや受信応答ベクトル相関値とユーザの受信電力の大きさ(SNR:信号対雑音比)、干渉信号の度合(SIR:信号対干渉波比)を得、その値が優先ユーザ判定器104に出力される。
【0139】
予めシミュレーションを実施し、当該ユーザの受信電力の大きさ(SNR:信号対雑音比)、フェージング速度(FD)、干渉信号の度合(SIR:信号対干渉波比)の各条件に応じた応答ベクトル推定精度を取得しておき、それをランキングしたものがテーブルメモリ103に格納されている。
【0140】
また、このメモリ102には前のフレームでエラーフリーとなったユーザデータを格納する。
【0141】
優先ユーザ判定器104が応答ベクトル推定精度で優先ユーザを選択する場合には、相関演算および各条件推定回路101から与えられたSNR、SIR、FDを引数として、テーブルメモリ103を参照し、これらのランキングに基づいて、どのユーザを優先するかを選択し、その結果を出力する。
【0142】
また、優先ユーザ判定器104が受信電力の大きい順で優先ユーザを選択する場合には、相関演算および各条件推定回路101から与えられたSNRを引数として、テーブルメモリ103を参照し、これらのランキングに基づいて、どのユーザを優先するかを選択し、その結果を出力する。
【0143】
優先ユーザ判定器104が前のフレームでエラーフリーになったユーザで優先ユーザを選択する場合には、メモリ102に格納された前のフレームの情報に基づき相関演算および各条件推定回路101をへてどのユーザを優先するかを選択し、その結果を出力する。
【0144】
また、優先ユーザ判定器104がMSEで優先ユーザを選択する場合には、アダプティブアレイから与えられたMSEを引数として、テーブルメモリ103を参照し、これらのランキングに基づいて、どのユーザを優先するかを選択し、その結果を出力する。
【0145】
上記のように、上記した▲1▼から▲5▼の条件により優先ユーザを選択するが、これら複数の条件を考慮して優先ユーザを選択してもよい。▲1▼から▲5▼により、エラーフリーになりやすい目安になる理由につき以下に簡単にまとめる。
【0146】
SNRが高いということは、所望信号が抽出し易いために、干渉除去部でエラーフリーになりやすい。SNRの算出は上述した方法により行える。
【0147】
前のフレームでエラーが少ないということは、当該フレームでもエラーにならない確率が高い。そのため、前のフレームのエラー状況を記憶しておき、干渉除去部での処理前に、エラー状況を確認すればよい。
【0148】
FDが小さいということは、所望信号が抽出しやすく、干渉除去部でエラーフリーになりやすい。
【0149】
MSEが小さいほど所望信号の抽出がよいので、干渉除去部でエラーフリーになりやすい。
【0150】
応答ベクトルの推定精度がよいということは、所望信号の抽出ができていることであり、エラーフリーになりやすい。また干渉除去において精度良く除去が行えるため、次ステージに移行しても効率的に所望信号が抽出できる。
【0151】
上述したように、優先ユーザ選択器10が応答ベクトル推定精度で優先ユーザを選択する場合には、相関演算及び各条件推定回路101から与えられたSNR、SIR、FDを引数として、テーブルメモリ103を参照し、これらのランキングに基づいて、優先ユーザを決定し、その結果を干渉除去ICに出力する。
【0152】
図7に示した実施の形態2による受信システムは、上記したように、1つのステージで2つのユーザが処理できる点が図3に示した実施の形態1による受信システムと異なっている。
【0153】
また、この1段目の干渉キャンセラの演算装置101’(及び以降の各段の干渉キャンセラの演算装置)は、前述の図5に示す構成ではなく、図9に示すような構成を有している。
【0154】
図9に示した演算装置101’では、前段の干渉キャンセラの干渉除去部IC、たとえば干渉除去部IC11からの受信応答ベクトルH11,エラー判定信号E11,及びユーザ信号Y11(t)と、さらに干渉除去部IC12からの受信応答ベクトルH12、エラー判定信号E12及びユーザ信号Y12(t)とが与えられる。
【0155】
第1段目の干渉キャンセラの干渉除去部IC11からの受信応答ベクトルH11とユーザ信号Y11(t)とが乗算器MP1で乗算され、その出力はANDゲートAND1の第1の入力に与えられる。またANDゲートAND1の第2の入力には、干渉除去部IC11からのエラー判定信号E11が与えられる。
【0156】
また、第1段目の干渉キャンセラの干渉除去部IC12からの受信応答ベクトルH12とユーザ信号Y12(t)とが乗算器MP2で乗算され、その出力はANDゲートAND2の第1の入力に与えられる。またANDゲートAND2第2の入力には、干渉除去部IC12からのエラー判定信号E12が与えられる。
【0157】
ANDゲートAND1とANDゲートAND2の出力は加算器ADの負入力に与える。
【0158】
加算器ADの正入力には、実施の形態1のように入力信号ベクトルX1(t)が入力される。
【0159】
以上は、優先ユーザ選択器10で選択された第1番目の優先ユーザに対応する構成の説明であるが、演算装置101’は、第1番目の優先ユーザから第2番目の優先ユーザまで同様の構成を含むものとする。
【0160】
以上の構成を有する実施の形態2の受信システムの動作を説明すると、入力信号ベクトルX1(t)を受けた前段の干渉除去部IC11 、IC21のうち、エラー無しと判定されたユーザに関しては、当該干渉除去部ICで算出された受信信号ベクトルHと、エラー判定信号Eと、ユーザ信号Y(t)とが、そのまま第1段目の干渉キャンセラの演算装置101′に与えられる。また、干渉除去部ICで算出された受信信号ベクトルHと、エラー判定信号Eと、ユーザ信号Y(t)と、優先信号Uは最終出力まで与えられる。
【0161】
すなわち、一旦前段の干渉除去部ICでエラー無しと判定されたユーザに関しては、後段の干渉除去部ICに与えられることはない。
【0162】
一方、入力信号ベクトルX1(t)を受けた前段の干渉除去部IC11 、IC21のうちエラー有りと判定されたユーザに関しては、第1段目の干渉キャンセラの演算装置101′では干渉除去されない。
【0163】
第2段目の干渉キャンセラの演算装置102’では、前段の干渉キャンセラの演算装置101′から出力された入力信号ベクトルX2(t)から、復調エラーを含まないことが前段(第1段目)の干渉キャンセラの干渉除去部ICで判定されたユーザに対応するレプリカ信号のみが、入力信号ベクトルX2(t)から減算される。
【0164】
ここで、既に、前段の干渉除去部IC11,IC21のいずれかで、たとえば干渉除去部IC11でエラー無しが判定されたユーザ1に関しては、そのレプリカ信号は既に演算装置101′で、初期入力信号ベクトルX1(t)から減算されてしまっており、演算装置102’の加算器ADに与えられる入力信号ベクトルX2(t)にはもはや含まれてはいない。
【0165】
そして、第2段目の干渉除去ICには、一段目で選択されなかったユーザの信号が優先ユーザ選択器10で選択されて与えられる。
【0166】
この実施の形態2の効果についてより具体的に説明すると、たとえば、4人のユーザのうち、ユーザ3の受信信号を求める場合において、前段の干渉除去部IC11及びIC21においてユーザ1及び2がエラー無しと判定された場合、第1段目の干渉キャンセラのユーザ3に関する受信信号ベクトルX2(t)は、
初期入力信号−(ユーザ1のレプリカ信号+ユーザ2のレプリカ信号)
となる。
【0167】
すなわち、この実施の形態2では、エラー無しとして既に入力信号ベクトルから減算されたユーザについては、後段でもはや入力信号ベクトルから減算をやり直す必要はない。したがって、この実施の形態2によれば、計算処理量の大幅な軽減を図ることができる。
【0168】
[実施の形態3]
ところで、図3〜図9に示された実施の形態は、PDMA用基地局の受信システムに関するものである。近年、このPDMA通信方式に加えて、CDMA通信方式が提案されており、すでに実用化されている。
【0169】
このCDMA通信方式では、送信側で、送信されるデジタルデータのシンボルに所定の拡散符号を乗算して遥かに高い周波数の信号として送信し、受信側では上記拡散符号を用いて受信信号を逆拡散することによりデータの復調を行っている。
【0170】
ここで、拡散符号として互いに相関のない異なるものを複数種類用いれば、同一周波数の複数のデータ信号が拡散されて送信されている場合であっても、送信時に対応する拡散符号で逆拡散を行うことにより所望のユーザの信号のみを確実に分離抽出することができる。したがって、このCDMA通信方式を用いることにより、さらなる通信容量の増大を図ることが可能となる。このようなCDMA通信方式はすでに実用化され、当該技術分野において周知であるので、詳細な説明は省略する。
【0171】
以下に説明する実施の形態は、この発明による無線受信システムを、CDMA通信方式に適用したものである。
【0172】
図10は、この発明の実施の形態3によるCDMA用基地局の受信システムの要部を示すブロック図であり、図11は、演算装置の具体的なブロック図である。
【0173】
図10及びし図11示す実施の形態3のCDMA受信システムは、以下の点を除いて、図7ないし図9に示した実施の形態2のPDMA受信システムと同じである。
【0174】
すなわち、図7に示す実施の形態2の受信システムの干渉除去部ICの構成を、図10に示す実施の形態3の構成に変更したものである。図10に示す干渉除去部(一例としての干渉除去部ICK1′)では、アダプティブアレイ及びパラメータ推定器の前段に、CDMA通信方式で送信されアンテナ3〜6で受信された信号を逆拡散するための逆拡散器ISk1が設けられている。各干渉除去部において逆拡散器でユーザごとに逆拡散された受信信号は、対応するアダプティブアレイ及びパラメータ推定器に与えられ、前述の実施の形態2と同じ動作により、それぞれのユーザ信号が抽出されて、後段の干渉キャンセラの演算装置に与えられる。
【0175】
1段目の干渉キャンセラの演算装置は、乗算器MP1,MPk-1の出力をそれぞれ拡散する拡散器S11,S12が設けられている点を除いて、図7に示した演算装置101′と同じである。
【0176】
すなわち、CDMA通信方式により拡散されたままの入力信号ベクトルX1(t)からの減算を行うために、各乗算器の出力が再度対応する拡散符号により拡散される。
【0177】
そして各拡散器の出力、すなわち演算装置の出力は、後段の対応する干渉除去部の逆拡散器により再度逆拡散されて、アダプティブアレイ及びパラメータ推定器に与えられる。
【0178】
第2段の干渉キャンセラの演算装置は、第1段の演算装置と同じ構成を有している。他の動作は、図7ないし図9に示した実施の形態2と同じである。
【0179】
なお、上記した実施形態においては、干渉除去ICでエラー判定を行っているが、エラーフリーになる確率が極めて高いユーザを優先的に選択できるので、エラー判定を省略してもある程度の精度は得られる。
【0180】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【0181】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、最初に処理するユーザがエラーフリーになりやすいユーザを選択して、効率的に干渉除去させることができるため、処理速度が向上でき、処理速度の速いハードを必要とせずに、ユーザに対応する信号抽出手段で抽出された干渉ユーザ信号成分を入力信号ベクトルから干渉除去手段で取除くことができ、移動通信システムなどの無線通信システムにおける通信品質の向上を図ることができる。しかも、規模を小型化できるのでコストパフォーマンスに優れる。
【0182】
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の前提となるPDMA用基地局の受信システムのブロック図である。
【図2】図1に示した演算装置の構成を示すブロック図である。
【図3】この発明の実施の形態1によるPDMA用基地局の受信システムのブロック図である。
【図4】この発明の実施の形態1による干渉除去部の構成を示すブロック図である。
【図5】図3に示した演算装置の構成を示すブロック図である。
【図6】この発明の実施の形態1の動作を説明するフロー図である。
【図7】この発明の実施の形態2によるPDMA用基地局の受信システムのブロック図である。
【図8】この発明の実施の形態による優先ユーザ選択器の構成を示すブロック図である。
【図9】図7に示した演算装置の構成を示すブロック図である。
【図10】この発明の実施の形態3によるCDMA用基地局の受信システムの干渉除去部の構成を示すブロック図である。
【図11】この発明の実施の形態3によるCDMA用基地局の受信システムの演算装置の構成を示すブロック図である。
【図12】FDMA,TDMA及びPDMAの各通信方式におけるユーザ信号のチャネル配置図である。
【図13】従来のPDMA用基地局の受信システムを示すブロック図である。
【符号の説明】
1,2 ユーザ、3〜6 アンテナ、7 周波数変換回路、8 A/D変換器、10 優先ユーザ選択器 AA アダプティブアレイ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio reception system, and more particularly to a radio reception system based on a communication method such as PDMA (Path Division Multiple Access), CDMA (Code Division Multiple Access), etc., and removing interference signal components from other users from a received signal The present invention relates to a wireless reception system capable of performing the above.
[0002]
[Prior art]
In recent years, various mobile channel allocation methods have been proposed for effective use of frequencies in mobile communication systems such as mobile phones that are rapidly developing, some of which have been put into practical use.
[0003]
FIG. 12 is an arrangement diagram of channels in various communication systems of FDMA (Frequency Division Multiple Access), TDMA (Time Division Multiple Access), and PDMA. First, FDMA, TDMA, and PDMA will be briefly described with reference to FIG.
[0004]
FIG. 12A is a diagram showing a channel arrangement of FDMA, in which analog signals of
[0005]
FIG. 12 (b) is a diagram showing a TDMA channel arrangement, and each user's digitized signal is a radio wave having a different frequency f1 to f4 and is time-divisionally transmitted every certain time (time slot). The signals of the
[0006]
On the other hand, recently, a PDMA system has been proposed in order to increase the frequency use efficiency of radio waves by the spread of mobile phones. In this PDMA system, as shown in FIG. 12C, one time slot at the same frequency is spatially divided to transmit data of a plurality of users. In this PDMA, each user's signal is separated using a frequency filter, time synchronization between the base station and each user mobile terminal device, and a signal extraction device such as an adaptive array.
[0007]
FIG. 13 is a diagram showing a conventional receiving system for a PDMA base station. In this example, four antennas 3 to 6 are provided in order to distinguish between
[0008]
The DSP 10D includes
[0009]
The received signal vector calculator 13 receives the received signal from the A /
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
The
[0011]
Therefore, a main object of the present invention is to provide a radio reception system capable of improving communication quality by canceling unnecessary user signals using an interference canceller with a small hardware configuration.
[0012]
Furthermore, the present invention performs processing by a self-loop with one hardware configuration when an interference canceller or the like is configured by a DSP, and performs efficient processing even in such processing to shorten the signal processing time. Objective.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, there is provided a wireless reception system capable of receiving signals from a plurality of users using a plurality of antennas, and performing predetermined signal processing on the signals received by the plurality of antennas. And signal processing means for receiving the signals received by the plurality of antennasOf the previous frameSelection means for selecting a user to be preferentially processed based on a signal, and first signal extraction means for extracting a signal component corresponding to the selected user based on a signal output from the signal processing means First estimation means for estimating parameter information relating to the relationship of the signal components extracted by the first signal extraction means with respect to the signal output from the signal processing means, and the signal output from the signal processing means First calculating means for subtracting with a signal considering the parameter information corresponding to the selected user.
[0014]
According to a second aspect of the present invention, each means is configured by a number smaller than the number of antennas.
[0015]
According to a third aspect of the present invention, the selecting means isUser signal with high received power in previous frame, user signal error free in previous frame, user signal with less fading in previous frame, or array in previous frame Either the user's signal with a small processing error, or the user's signal with high accuracy of response vector estimation in the previous frameA user is selected based on the selection.
[0016]
According to a fourth aspect of the present invention, in the wireless reception system according to any one of the first to third aspects, signal components corresponding to a plurality of users extracted by the first signal extraction unit are respectively provided. A plurality of first error determination means for determining whether or not a demodulation error is included, and a signal output from the signal processing means is determined not to include a demodulation error by the first error determination means. And a first calculation means for subtracting the extracted signal component in consideration of the corresponding parameter information.
[0017]
According to the fifth aspect of the present invention, in the wireless reception system according to any one of the first to fourth aspects, the signals from the plurality of users are signals transmitted by the PDMA communication method.
[0018]
According to a sixth aspect of the present invention, in the radio reception system according to any one of the first to fourth aspects, signals from a plurality of users are signals transmitted by a CDMA communication method.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a receiving system for a PDMA base station proposed as a multistage interference canceller which is a premise of the present invention. The proposed receiving system which is the premise of the present invention is a signal S from m (m is an integer of 2 or more)
[0020]
In FIG. 1, as in the conventional example of FIG. 13, the receiving system of the PDMA base station is provided with four antennas 3 to 6, a frequency conversion circuit 7, and an A /
[0021]
Adaptive array AA11, ..., AAk1, ..., AAm1To the user signal Y which is a complex signal that includes the signal component of the corresponding user most strongly (in addition to the interference signal component from other users).11(T), ..., Yk1(T), ..., Ym1(T) is output and provided to the first stage
[0022]
Parameter estimator PE11, ..., PEk1, ..., PEm1Are respectively the input signal vectors X1(T) and detector DE11, ..., DEk1, ..., DEm1And a corresponding response output H of the corresponding user based on the corresponding detection output of11, ..., Hk1, ..., Hm1Is estimated and given to the first stage
[0023]
The first stage
[0024]
The first-
[0025]
Second-tier adaptive array AA12, ..., AAk2, ..., AAm2User signal Y output from12(T), ..., Yk2(T), ..., Ym2(T) is given to the second stage
[0026]
Parameter estimator PE12, ..., PEk2, ..., PEm2Are respectively the input signal vectors X1(T) and detector DE12, ..., DEk2, ..., DEm2And a corresponding response output H of the corresponding user based on the corresponding detection output of12, ..., Hk2, ..., Hm2Is estimated and given to the second stage
[0027]
As described above, by providing a plurality of stages (from the first stage to the L-th stage) of interference cancellers including the adaptive array, the parameter estimator, and the arithmetic unit in series, the interference signals are included in the user signals output from the respective stages. The ratio of other user signal components is gradually reduced to further eliminate interference. As a result, communication characteristics can be further improved.
[0028]
FIG. 2 is a specific block diagram of the
[0029]
Multiplier MP1, ..., MPk-1, MPk + 1, ..., MPmEach has an adaptive array AA11, ..., AAk-1, AAk + 1, ..., AAmUser signal Y from11(T), ..., Y(k-1) 1(T), Y(k + 1) 1(T), ..., Ym1(T) and the parameter estimator PE11, ..., PE(k-1) 1, PE(k + 1) 1, ..., PEm1Received response vector H from11, ..., H(k-1) 1, H(k + 1) 1, ..., Hm1And is given.
[0030]
Multiplier MP1, ..., MPk-1, MPk + 1, ..., MPmOutput of adder ADkInput signal vector X1(T) is the adder ADkGiven to the positive input. As a result, the input signal vector X1A signal component corresponding to a user other than the user k is subtracted from (t) to obtain a signal component X corresponding to the user k.k2(T) is the adder ADkWill be output. As described above, the adaptive array, the parameter estimator, and the arithmetic unit as a whole constitute a one-stage interference canceller.
[0031]
As a result, a considerable interference signal component is removed. Then, a new input vector signal X from which the interference signal component is considerably removed by the
[0032]
Adder ADkSimilarly to each of the adders (not shown) in parallel, the multiplier MP1, ..., MPk, ..., MPmOutput from the other than the multiplier corresponding to the adder, and the input signal vector X1(T) is given. Each of these adders outputs a new input signal vector shown in FIG. 1 and gives it to the second and subsequent interference cancellers.
[0033]
Next, a more specific operation of the apparatus shown in FIGS. 1 and 2 will be described.
Assuming that the number of antenna elements is n and the number of users who are talking simultaneously is m, the input signal vector X output from the A / D converter 81(T) is expressed by the following equation.
[0034]
X1(T) = [x1(T), x2(T), ... xn(T)]T (1)
xj(T) = hj1S1(T) + hj2S2(T) + ... + hjiSi(T) + ... + hjmSm(T) + nj(T), (j = 1, 2,..., N) (2)
When the above expressions (1) and (2) are converted into vector notation, the following expression (3) is obtained.
[0035]
X1(T) = H1S1(T) + H2S2(T) + ... + HiSi(T) + ... + HmSm(T) + N (t) (3)
Hi= [H1i, H2i, ..., hni]T, (I = 1, 2,..., M) (4)
N (t) = [n1(T), n2(T), ..., nn(T)]T (5)
[0036]
Next, a new input signal vector X from the
[0037]
Parameter estimator PE11, ..., PEk1, ..., PEm1HiIt is assumed that (i = 1, 2,..., M) can be estimated. The first stage adaptive array AA11, ..., AAk1, ..., AAm1If it works relatively well, Yi1(T) ≒ Si(T).
[0038]
At this stage, all user signals and reception response vectors of all user signals are obtained. Here, the input signal vector X used for the signal detection of the user k at the second stagek2(T) can be obtained from the expression (6).
[0039]
Xk2(T) = X1(T) -H1S1(T) -...- Hk-1Sk-1(T) -Hk + 1Sk + 1(T) -...- HmSm(T) ... (6)
Substituting equation (3) into equation (6) yields equation (7).
[0040]
Xk2(T) = HkSk(T) + N (t) (7)
X1(T) and Xk2When comparing (t), Xk2(T) is SkInterference component S other than (t)i(T) (i = 1, 2,..., M, i ≠ k) decreases, and the second-stage adaptive array becomes easier to operate.
[0041]
As shown in FIG. 1, in a multistage interference canceller configured by connecting multiple stages of interference cancellers, a received signal is separated for each user by an adaptive array, and a signal of a user other than the user is used as an interference wave from the received signal. The result obtained by the removal is given to the next-stage interference canceller as an input signal of the user. As a result, in the next stage interference canceller, a user signal with good communication characteristics can be obtained as much as the interference wave of the input user signal is small. Then, by repeating such interference wave removal in a plurality of stages, the interference wave removal further proceeds, the CIR (Carrier to Inference Ratio) is further improved, and it becomes easier to extract a desired user signal.
[0042]
However, if the multistage interference canceller as described above is used, the removal of the interference wave certainly proceeds, but the following problems arise.
[0043]
(1) In the example of the above-described multistage interference canceller (hereinafter referred to as MIC), the user signal extracted by each adaptive array is used as an interference wave component from the received signal without determining the presence or absence of the demodulation error. Configured to remove. Therefore, if there is a demodulation error in the user signal extracted by the adaptive array and the signal has some deformed waveform, for example, an impulse waveform, the signal component including such an error is subtracted from the received signal. As a result, the output of each arithmetic device (input signal to the interference canceller at the next stage) has an influence such as impulsive noise due to the influence of a demodulation error.
[0044]
(2) The MIC process described above has a problem that the processing amount is large. Therefore, hardware with high performance in terms of hardware is required, and cost performance is reduced.
[0045]
(3) If the system has only one user that can be processed in one stage due to factors such as hardware, in order to go to the next stage, the user must be an error-free user.
[0046]
(4) For example, even if there are two users that can be processed in one stage, the user who processes first tends to be error-free, that is, it is better that interference can be removed with the restored signal of the processed user. In this way, in the next stage, the signal-to-interference ratio (SIR) of the user who has not yet become error-free can be ensured, and error-free can be facilitated.
[0047]
The present invention is intended to solve the above problems (1) to (4). In this invention, the user who is likely to be error-free is selected as the selection condition of the user to be processed first. As a guideline that is likely to be error-free, “(1) users with high received power (SNR), (2) users who became error-free in the previous frame, (3) users with low fading (FD), and (4) arrays User with small MSE (Mean Square Error) in processing, and (5) user with high response vector estimation accuracy ”.
[0048]
When the user's received power is high, that is, the signal-to-noise ratio (SNR) is high, the desired signal can be easily extracted, and therefore error-free. If there is no error in the previous frame, there is a high probability that no error will occur in that frame. When the FD is small, the desired signal can be easily extracted, and therefore error free.
[0049]
The MSE is output by array processing and is as follows. That is, in the array processing in the adaptive array, the optimum weight is determined so that the array output y (t) is as close as possible to the reference signal d (t). As a criterion for evaluating how close to the reference signal, the mean square error between the array output and the reference signal is defined by the following equation.
[0050]
MSE = E [│d (t) -y (t) │2]
Here, d (t) represents a reference signal at time t, and y (t) represents an array output signal at time t. E [] represents an ensemble averaging operation.
[0051]
From the above, the smaller the MSE, the better the extraction of the desired signal, and the more likely it is error free.
[0052]
Furthermore, the fact that the response vector estimation accuracy is good means that a desired signal has been extracted, and it is likely to be error-free. In addition, since interference can be removed with high accuracy, a desired signal can be efficiently extracted even when the next stage is entered.
[0053]
[Embodiment 1]
FIG. 3 is a block diagram showing a receiving system for a PDMA base station according to
[0054]
As shown in FIG. 3, in the example of this embodiment, four antennas 3 to 6 are provided, and the outputs of the respective antennas are given to the frequency conversion circuit 7, and the corresponding local oscillation signals Lo are respectively provided. Is converted into a digital signal by the A /
[0055]
The received
[0056]
In addition, “(2) user who became error-free in the previous frame”, “(3) user with small fading (FD)”, “(4) MSE (Mean Square Error in array processing) ) “Small user” and “(5) user with high response vector estimation accuracy”, the
[0057]
As shown in FIG. 3, in order to select a user who is likely to be error-free, priority is given by the output from the received
[0058]
The interference removal unit IC1 outputs a desired signal Y1 (instructed user signal), a response vector H1, and an error determination signal E1 in accordance with an instruction from the
[0059]
Although omitted for simplification of illustration, it is assumed that the interference canceller is configured in exactly the same manner as the second-stage interference canceller at the subsequent stage of the
[0060]
Therefore, the receiving system of FIG. 3 is configured as a multistage interference canceller as a whole, and the output from the final stage interference canceller becomes the final output of the receiving system.
[0061]
In the receiving system of FIG. 3, all of the interference canceling units IC have the same configuration. As an example, the interference canceling unit ICkThe configuration is shown in FIG.
[0062]
In FIG. 4, the interference removing unit ICkInput signal vector X input to1(T) to adaptive array AAkThe complex signal of user k extracted in stepkIs converted into a bit information signal. This bit information signal is supplied from the error determination device ED.kAnd the remodulator RMkAlso given to. Adaptive array AAkIs given an instruction signal for selecting a user to be selected from the
[0063]
Error judgment device EDkIs the demodulator DMkBased on the bit information signal from the adaptive array AAkIt is determined whether or not there is a demodulation error in the extracted signal. If it is determined that there is a demodulation error, an L level error determination signal EkIs provided to the
[0064]
Remodulator RMkIs the demodulator DMkThe bit information signal from the user signal Y which is a complex signal again.k(T), and is supplied to the first stage interference canceller
[0065]
Parameter estimator PEkIs the input signal vector X1(T) and the user signal Yk(T) and the corresponding user reception response vector HkIs calculated and given to the first stage interference canceller arithmetic unit 101 '.
[0066]
As shown in FIG. 4, an array including an adaptive array, a demodulator, an error determiner, a remodulator, a parameter estimator, and an interference signal cancellation selector is common to all the interference cancellation units IC in FIG. 3. Further explanation will not be repeated.
[0067]
Next, this receiving system will be described based on the operation. First, as in the receiving system of FIG. 1, the A /
[0068]
In the example of this embodiment, four antennas 3 to 6 are provided, and the outputs of the respective antennas are given to the frequency conversion circuit 7 and are frequency-converted by the corresponding local oscillation signals Lo, respectively. It is converted into a digital signal by the
[0069]
The received
[0070]
Further, in order to notify the user information as the final output, the desired signal Y1 (instructed user signal), the response vector H1 and the error determination signal E1 are notified together with U1 indicating what the user has processed here. The In addition, as shown above, an error was determined as an error. However, when adaptive array processing is performed again as a priority user, a plurality of final data will be output. Takes precedence.
[0071]
Next, in the
[0072]
The calculation of the received power level (SNR: signal-to-noise ratio) of the user will be described. Since the signal from the reception
[0073]
Basically, the sum of the squares of the I component and Q component of the response vector (complex number) of each user is the power of each user, but the absolute magnitude is not known from the magnitude of the response vector. for that reason. Based on the received power from the received
[0074]
User i received power = (received power × user i response vector magnitude (sum of squares) / (sum of response vectors of all users (sum of squares)))
[0075]
For example, at the time of 2 multiplexing, the power from the received
[0076]
Assuming that the signal from the received
SNR = 10 · logTen(Desired wave power / noise power)
Calculated by
[0077]
With the above method, the
[0078]
Note that the
[0079]
FIG. 5 is a block diagram showing a specific configuration of the
[0080]
Multiplier MP1Respectively, the interference canceling part IC in the previous stage1User signal Y from1(T) and response vector H1And is given.
[0081]
Multiplier MP1Output of AND gate AND1The second input of these AND gates is connected to the previous stage interference canceller IC.1Corresponding error judgment signal E from1Is entered.
[0082]
AND gate AND1Is supplied to the negative input of the adder AD, and the input signal vector X from the A /
[0083]
The output of the adder AD is the input signal vector X2(T) is output from the
[0084]
Although not shown in the block diagram of the
[0085]
Here, with reference to FIG. 5, the case where it is determined that there is a demodulation error in the interference removing unit as described above will be described. Determined user signal, eg Y1Interference remover IC corresponding to (t)1Error judgment device ED1To L level error determination signal E1AND gate AND of the
[0086]
As a result, the input signal vector X1The interference wave component (replica signal) corresponding to the user signal including the demodulation error is not subtracted from (t).
[0087]
Previous stage interference canceler IC1In this embodiment, when it is determined that there is an error, the
[0088]
This interference canceler IC2Is the IC of FIG.kThis input signal vector X2(T) and (If it is determined that there is an error in the previous stage, the input signal vector X1(T) is received) based on the user input signal not selected in the previous stage, the reception response vector H2And error determination signal E2And the user signal Y2(T) is newly calculated and given to the arithmetic unit 102 ', and the above-described operation is performed.
[0089]
On the other hand, the previous stage interference canceler IC1When it is determined that there is no error, the error determination signal E1In response to the input signal X obtained by subtracting the corresponding user replica signal from the input signal vector in the
[0090]
To summarize the above operation, the input signal vector X1Among the previous stage interference canceller ICs that have received (t), for users without errors, the reception response vector H calculated by the interference canceler IC, the error determination signal E, and the user signal Y (t) Is sent to the next signal processor as it is. In the next stage interference canceller IC, the input signal vector X1A signal obtained by subtracting an interference wave component (replica signal) corresponding to a user signal not including an error from (t) is given.
[0091]
On the other hand, the input signal vector X1Regarding the user determined to have an error in the preceding stage interference canceller IC receiving (t), the input signal vector X1The interference wave component (replica signal) corresponding to the user signal including the demodulation error is not subtracted from (t).
[0092]
The second-stage interference canceller arithmetic unit 102 'has the same configuration as the first-stage interference canceller arithmetic unit 101', and performs the same operation as that described with reference to FIG. Execute. That is, the input signal vector X2Only the replica signal corresponding to the user signal not including the demodulation error is subtracted from (t), and the next input signal vector XThree(T) is output from the adder AD (FIG. 5).
[0093]
As a result, in the second stage interference canceller
[0094]
The operation of the second-stage interference canceller including the
[0095]
Such interference cancellers are connected in a plurality of stages in series, and the input signal vector XnBy subtracting only the replica signal of the user determined as having no error from (t), it is possible to remove the interference wave with high accuracy in the interference canceller at each stage.
[0096]
For a user once determined to have no error by the interference removal unit IC in any stage including the previous stage, the received signal vector H calculated by the interference removal unit IC, the error determination signal E, and the user signal Y (T) and the priority selection signal U are given from the interference removal unit IC of each stage to the final output.
[0097]
In the above-described example, the priority
[0098]
In the case of “(2) user who becomes error free in the previous frame”, the priority user may be selected based on the error determination E of the previous frame.
[0099]
In the case of “(3) user with small fading (FD)”, the FD may be estimated from the response vectors of the frames before and after being input to the
[0100]
In the case of “(4) user with small MSE (Mean Square Error) in array processing”, the MSE is input to the
[0101]
In the case of “(5) user with high response vector estimation accuracy”, the
[0102]
The above operation will be described with reference to the flowchart of FIG. First, a priority user is determined (step S101). One user is selected based on a determination condition such as a user with high received power. Then, synchronization processing is performed according to the selected user signal (step S102).
[0103]
Subsequently, array processing is performed to extract a desired signal from the received signal (step S103). Then, demodulation processing is performed, and desired phase information is changed to bit information (step S104).
[0104]
Thereafter, demodulation error determination is performed (step S105). That is, it is determined whether the demodulated signal is correct, and whether it is an error is recorded.
[0105]
Next, a transition determination to the next stage is performed. That is, based on the demodulation error determination result, it is determined whether or not it is possible to transit to the next stage (step S106). Then, it is determined whether or not to go to the next stage (step S107). When going to the next stage, the process proceeds to step S108, and when not going to the next stage, the operation is finished.
[0106]
In step S108, remodulation processing is performed, and the demodulated bit information is modulated again to phase information. Then, the response vector is estimated, and the phase amplitude information of the user to be removed (remodulated user) is estimated (step S109).
[0107]
Subsequently, a replica signal is generated. That is, a user replica signal to be removed from the remodulated signal and the response vector is generated (step S110).
[0108]
Thereafter, the replica signal is removed from the received signal (step S111). And it returns to step S101 and repeats the above-mentioned operation | movement.
[0109]
The effect of the first embodiment will be described more specifically. In the first embodiment described above, the input signal X is input to the arithmetic unit for each stage of the multistage interference canceller.nFrom (t), an interference component corresponding to an error-free user, that is, a replica signal is removed. With the configuration of the first embodiment, the following effects can be obtained.
[0110]
For example, when obtaining the received signal of the user 4 out of four users, the received signal of the
Initial input signal-(
It becomes.
[0111]
Next, the reception signal of the
Receive signal X2(T)-(Replica signal of user 2)
It becomes.
[0112]
Then, the reception signal of the user 3 with the next highest probability of error-free is selected, and the previous interference removal unit ICThreeWhen the user 3 is determined not to have a demodulation error, the replica signal of the user 3 is transmitted to the next input signal vector X in the third stage interference canceller
Receive signal XThree(T)-(Replica signal of user 3)
It becomes.
[0113]
In this way, even with a single interference removal hardware configuration, interference removal can be reliably performed. Further, by preferentially processing from an error-free user, interference can be removed without waste, and when configured with a DSP, processing steps can be reduced, that is, processing time can be shortened.
[0114]
[Embodiment 2]
FIG. 7 is a block diagram showing a receiving system for a PDMA base station according to
[0115]
In FIG. 7, the
[0116]
Although omitted for simplification of illustration, it is assumed that a plurality of stages of interference cancellers continue in the same manner as the first stage interference canceller for each of a plurality of users at the subsequent stage of the
[0117]
Therefore, the receiving system of FIG. 7 is configured as a multistage interference canceller as a whole, and the output from the final stage interference canceller becomes the final output of the receiving system.
[0118]
First, as in the receiving system of FIG. 3, the A /
[0119]
In the reception system of FIG. 7, the interference removal unit IC has the same configuration as that shown in FIG.
[0120]
In the example of this embodiment, four antennas 3 to 6 are provided, and the outputs of the respective antennas are given to the frequency conversion circuit 7 and are frequency-converted by the corresponding local oscillation signals Lo, respectively. It is converted into a digital signal by the
[0121]
The received
[0122]
In this embodiment, as an indication that error-free is likely to occur, in addition to “(1) large received power”, “(2) user who became error-free in the previous frame” and “(3) fading (FD)” Using “small user”, “(4) user with small MSE (Mean Square Error) in array processing”, and “(5) user with high response vector estimation accuracy”, users who are likely to be free of two errors from these data Is configured to select.
[0123]
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the priority user selector according to the embodiment of the present invention. The operation of the
[0124]
The
[0125]
In the
[0126]
In order to select a user with good response vector estimation accuracy, a simulation is performed in advance to obtain response vector estimation accuracy corresponding to each condition of SNR, FD, and the degree of interference signal (SIR: signal to interference wave ratio). Then, rank it and keep it in the table. Then, the FD and SIR are detected based on the calculated response vector H, and the SNR is estimated based on the signal from the received
[0127]
As described above, the table includes each of the received power of the user (SNR: signal to noise ratio), fading speed (FD), MSE, degree of interference signal (SIR: signal to interference wave ratio), etc. It may be configured to hold all the conditions and select the priority user at the stage based on these rankings. However, in consideration of the processing speed, etc., the determination is made according to any of the conditions. Also good.
[0128]
Interference cancellation ICkThen, the reception response vector H in the calculated frame slot is supplied to the correlation calculation and
[0129]
The correlation calculation and each
[0130]
Note that the correlation value α of the reception response vectors of two frames preceding and following in time is defined by the following equation.
[0131]
α = │h1h2 H│ / │h1││h2│
Where h2 HIs h2The complex conjugate of each component is taken and further transposed.
[0132]
Hi(I = 1, 2) is a reception response vector (h) having phase amplitude information for each antenna element in frame i as an element.11, H12, H13, H14).
[0133]
Although it is difficult to obtain an exact correspondence between the correlation value calculated in this way and the Doppler frequency (fading speed), an approximate correspondence can be empirically obtained through experiments. For example, if the correlation value is in the range of 1 to 0.95, the Doppler frequency FD is estimated to be FD = 0 Hz. If the correlation value is in the range of 0.95 to 0.80, it is estimated that FD = 10 Hz.
[0134]
Thus, the approximate correspondence between the received response vector correlation value and the Doppler frequency FD obtained empirically is stored in advance in the correlation calculation and each
[0135]
The calculation of the received power level (SNR: signal-to-noise ratio) of the user will be described. Since the signal from the reception
[0136]
Basically, the sum of the squares of the I component and Q component of the response vector (complex number) of each user is the power of each user, but the absolute magnitude is not known from the magnitude of the response vector. for that reason. Based on the received power from the received
[0137]
Calculation of the degree of user interference signal (SIR: signal-to-interference wave ratio) will be described. Unlike SNR, SIR does not require absolute received power from received
SIR = 10 · logTen(Desired wave power / interference wave power)
Calculated by
[0138]
In this way, the correlation calculation and each
[0139]
A simulation is performed in advance, and a response vector corresponding to each condition of the received power of the user (SNR: signal to noise ratio), fading speed (FD), and degree of interference signal (SIR: signal to interference wave ratio) The estimated accuracy is obtained and the ranking is stored in the
[0140]
The
[0141]
When the priority
[0142]
When the priority
[0143]
When the priority
[0144]
In addition, when the priority
[0145]
As described above, the priority user is selected according to the above conditions (1) to (5). However, the priority user may be selected in consideration of the plurality of conditions. From (1) to (5), the reasons that are likely to be error-free are summarized below.
[0146]
When the SNR is high, the desired signal can be easily extracted, so that it is likely to be error free in the interference removing unit. The SNR can be calculated by the method described above.
[0147]
If there are few errors in the previous frame, there is a high probability that no error will occur even in that frame. Therefore, the error status of the previous frame is stored, and the error status may be confirmed before processing by the interference removal unit.
[0148]
The fact that the FD is small means that a desired signal can be easily extracted and error free at the interference removal unit.
[0149]
The smaller the MSE, the better the extraction of the desired signal.
[0150]
That the estimation accuracy of the response vector is good means that a desired signal has been extracted, and error-free is likely to occur. Also, since interference can be removed with high accuracy, a desired signal can be efficiently extracted even when the next stage is entered.
[0151]
As described above, when the
[0152]
As described above, the receiving system according to the second embodiment shown in FIG. 7 is different from the receiving system according to the first embodiment shown in FIG. 3 in that two users can perform processing in one stage.
[0153]
Further, the first stage interference canceller
[0154]
In the
[0155]
Interference canceller IC of the first stage interference canceller11Received response vector H from11And user signal Y11(T) and multiplier MP1And the output is AND gate AND1To the first input. AND gate AND1In the second input, the interference canceller IC11Error judgment signal E from11Is given.
[0156]
Also, the interference removal unit IC of the first stage interference canceller12Received response vector H from12And user signal Y12(T) and multiplier MP2And the output is AND gate AND2To the first input. AND gate AND2The second input includes an interference canceler IC12Error judgment signal E from12Is given.
[0157]
AND gate AND1AND gate AND2Is supplied to the negative input of the adder AD.
[0158]
The positive input of the adder AD has an input signal vector X as in the first embodiment.1(T) is input.
[0159]
The above is the description of the configuration corresponding to the first priority user selected by the
[0160]
The operation of the receiving system of the second embodiment having the above configuration will be described. Input signal vector X1The previous stage interference canceling unit IC receiving (t)11 ,ICtwenty oneAmong these, for the user determined as having no error, the received signal vector H, the error determination signal E, and the user signal Y (t) calculated by the interference canceling unit IC are directly used in the first stage interference. It is given to the arithmetic unit 101 'of the canceller. Further, the received signal vector H, the error determination signal E, the user signal Y (t), and the priority signal U calculated by the interference removing unit IC are given to the final output.
[0161]
In other words, a user once determined to have no error by the preceding interference removing unit IC is not given to the subsequent interference removing unit IC.
[0162]
On the other hand, the input signal vector X1The previous stage interference canceling unit IC receiving (t)11 ,ICtwenty oneAmong these, the user who is determined to have an error is not subjected to interference removal in the first stage interference canceller
[0163]
In the second stage interference canceller
[0164]
Here, the interference removal unit IC of the previous stage has already been11, ICtwenty oneFor example, the interference canceling unit IC11For the
[0165]
Then, the user signal that was not selected in the first stage is selected and given to the second stage interference cancellation IC by the
[0166]
The effect of the second embodiment will be described more specifically. For example, in the case of obtaining the reception signal of the user 3 among the four users, the interference removal unit IC in the previous stage11And ICtwenty oneWhen it is determined that there is no error in
Initial input signal-(
It becomes.
[0167]
That is, in the second embodiment, for a user who has already been subtracted from the input signal vector as having no error, it is no longer necessary to redo the subtraction from the input signal vector at a later stage. Therefore, according to the second embodiment, it is possible to greatly reduce the amount of calculation processing.
[0168]
[Embodiment 3]
Incidentally, the embodiment shown in FIGS. 3 to 9 relates to a receiving system of a PDMA base station. In recent years, in addition to this PDMA communication method, a CDMA communication method has been proposed and already put into practical use.
[0169]
In this CDMA communication system, a transmitting side multiplies a digital data symbol to be transmitted by a predetermined spreading code and transmits it as a signal having a much higher frequency, and a receiving side despreads the received signal using the above spreading code. By doing so, data is demodulated.
[0170]
Here, if a plurality of different spreading codes that are not correlated with each other are used, even if a plurality of data signals having the same frequency are spread and transmitted, despreading is performed with the spreading code corresponding to the transmission time. As a result, only the signal of the desired user can be reliably separated and extracted. Therefore, it is possible to further increase the communication capacity by using this CDMA communication system. Since such a CDMA communication system has already been put into practical use and is well known in the art, a detailed description thereof will be omitted.
[0171]
In the embodiment described below, the radio reception system according to the present invention is applied to a CDMA communication system.
[0172]
FIG. 10 is a block diagram showing a main part of a receiving system for a CDMA base station according to Embodiment 3 of the present invention, and FIG. 11 is a specific block diagram of an arithmetic unit.
[0173]
The CDMA receiving system of the third embodiment shown in FIGS. 10 and 11 is the same as the PDMA receiving system of the second embodiment shown in FIGS. 7 to 9 except for the following points.
[0174]
That is, the configuration of the interference removing unit IC of the receiving system of the second embodiment shown in FIG. 7 is changed to the configuration of the third embodiment shown in FIG. The interference canceller shown in FIG. 10 (interference canceler IC as an exampleK1′), The despreader IS for despreading the signal transmitted by the CDMA communication method and received by the antennas 3 to 6 is placed before the adaptive array and the parameter estimator.k1Is provided. The received signal despread for each user by the despreader in each interference canceling unit is given to the corresponding adaptive array and parameter estimator, and each user signal is extracted by the same operation as in the second embodiment. Then, it is given to the arithmetic unit of the interference canceller at the subsequent stage.
[0175]
The computing device of the first stage interference canceller is a multiplier MP.1, MPk-1Diffuser S11, S12Is the same as the
[0176]
That is, the input signal vector X that has been spread by the CDMA communication system.1In order to perform subtraction from (t), the output of each multiplier is again spread by the corresponding spreading code.
[0177]
Then, the output of each spreader, that is, the output of the arithmetic unit is despread again by the despreader of the corresponding interference removal unit in the subsequent stage, and is provided to the adaptive array and the parameter estimator.
[0178]
The computing device of the second stage interference canceller has the same configuration as the computing device of the first stage. Other operations are the same as those of the second embodiment shown in FIGS.
[0179]
In the above-described embodiment, the error determination is performed by the interference removal IC. However, since a user with a very high probability of being error-free can be preferentially selected, a certain degree of accuracy can be obtained even if the error determination is omitted. It is done.
[0180]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
[0181]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to select a user who is likely to be error-free for the first user and efficiently eliminate interference, so that the processing speed can be improved and the hardware having a high processing speed can be obtained. The interference user signal component extracted by the signal extraction means corresponding to the user can be removed from the input signal vector by the interference removal means without improving the communication quality in a radio communication system such as a mobile communication system. Can be planned. Moreover, since the scale can be reduced, the cost performance is excellent.
[0182]
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station as a premise of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the arithmetic device shown in FIG.
FIG. 3 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an interference canceller according to
5 is a block diagram showing a configuration of the arithmetic device shown in FIG. 3. FIG.
FIG. 6 is a flowchart for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram of a receiving system for a PDMA base station according to
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a priority user selector according to the embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the arithmetic device shown in FIG. 7;
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an interference canceller of a CDMA base station reception system according to Embodiment 3 of the present invention;
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an arithmetic unit of a receiving system of a CDMA base station according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 12 is a channel arrangement diagram of user signals in FDMA, TDMA, and PDMA communication systems.
FIG. 13 is a block diagram showing a conventional PDMA base station reception system.
[Explanation of symbols]
1, 2 users, 3 to 6 antennas, 7 frequency conversion circuit, 8 A / D converter, 10 priority user selector AA adaptive array.
Claims (6)
前記複数のアンテナで受信された信号に所定の信号処理を施す信号処理手段と、
前記複数のアンテナで受信された前フレームの信号に基づいて、優先的に処理するユーザを選択する選択手段と、
前記信号処理手段から出力される信号に基づいて、前記選択されたユーザに対応する信号成分を抽出する第1の信号抽出手段と、
前記信号処理手段から出力される信号に対する前記第1の信号抽出手段で抽出された信号成分の関係に関するパラメータ情報を推定する第1の推定手段と、
前記信号処理手段から出力される信号を、前記選択されたユーザに対応する前記パラメータ情報を考慮した信号で減算する第1の演算手段とを備えたことを特徴とする無線受信システム。A wireless reception system capable of receiving signals from a plurality of users using a plurality of antennas,
Signal processing means for performing predetermined signal processing on signals received by the plurality of antennas;
Selection means for selecting a user to be preferentially processed based on a signal of a previous frame received by the plurality of antennas;
First signal extraction means for extracting a signal component corresponding to the selected user based on a signal output from the signal processing means;
First estimation means for estimating parameter information related to the relationship of the signal components extracted by the first signal extraction means with respect to the signal output from the signal processing means;
A wireless reception system comprising: first calculation means for subtracting a signal output from the signal processing means by a signal considering the parameter information corresponding to the selected user.
を更に備え、
前記信号処理手段から出力される信号から前記第1のエラー判定手段により復調エラーを含まないと判定された前記抽出された信号成分を、対応する前記パラメータ情報を考慮して減算する第1の演算手段とを備えたことを特徴とする請求項1ないし3のいずれかに記載の無線受信システム。A plurality of first error determination means for determining whether or not signal components corresponding to a plurality of users extracted by the first signal extraction means each include a demodulation error;
Further comprising
A first calculation for subtracting the extracted signal component determined not to include a demodulation error by the first error determination unit from the signal output from the signal processing unit in consideration of the corresponding parameter information The wireless receiving system according to claim 1, further comprising: means.
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