JP3909799B2

JP3909799B2 - Semiconductor integrated circuit device

Info

Publication number: JP3909799B2
Application number: JP2000171496A
Authority: JP
Inventors: 哲夫井上
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-06-08
Filing date: 2000-06-08
Publication date: 2007-04-25
Anticipated expiration: 2020-06-08
Also published as: JP2001352040A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばスイッチング電源用チョークコイルやトランスなどの各種高周波部品に使用される平面型磁気素子に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近、マルチメディア時代の到来とともに、各種の携帯用電子機器は、ＬＳＩ技術によるところの電子回路の集積度の向上、部品実装技術の進展、さらにリチウム電池やニッケル水素電池などの高エネルギ電池の登場とあいまって、電子機器の高機能化、小型化、薄型化、軽量化が進められている。
【０００３】
ところで、このような電子機器の電源部には安定化電源部としてスイッチング電源が用いられるが、このようなスイッチング電源は高い電力変換効率を維持しながら小型軽量化することが困難とされており、そのサイズ、重量、コストのいずれについても、機器全体の中でそれの占める割合が上昇の一途を辿っている。そこで、最近この対策として電源のスイッチング周波数を高めて小型のインダクタやトランス、コンデンサなどの電源用部品を使用可能とすることにより、小型軽量化を実現することが考えられるようになってきた。
【０００４】
スイッチング周波数が上昇し、ＧＨｚ帯となると、回路のスペックが変化しないと仮定して、要求されるインダクタンス、キャパシタンスの絶対値は小さくなる。外付け部品によりこれらに対応しようとした場合、外付けであるため、ＩＣ内部とこれらの素子との接続に伴う寄生容量、寄生インダクタンスが外付け部品の容量、インダクタンスに対し無視することが不可能となってきており、そのためＩＣ精度向上のためには、インダクタ、キャパシタをＩＣ内部に設けることが必要になってきている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
インダクタの性能を表す指数としてＱ値（Quality Factor）なるものがある。この指数は、
【０００６】
【数１】

【０００７】
と表されるが、高Ｑ値のインダクタを得るためには、Ｌを大きくするか、あるいはＲを小さくすることが必要である。しかし、Ｒを大きくすることなくＬを大きくするには、大面積のＬを作成する必要があり、ＩＣ自体が大きくなってしまう。また、基板／導体間の寄生容量が大きくなってしまう。従って、Ｒを小さくする必要がある。
【０００８】
本発明はこれを鑑み、コイルの高周波抵抗を小さくし、高いＱ値のインダクタを得ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の一態様の半導体集積回路は、半導体基板と、前記半導体基板上に形成されたインダクタとを備え、前記インダクタのコイル部は、隣接するコイル部と異なる高さで前記半導体基板の表面方向に互いにずれて形成され、かつ前記コイル部には、前記隣接するコイル部に流れる電流と同一方向に電流が流されることを特徴とする。
【００１０】
また本発明の別の態様の半導体集積回路装置は、半導体基板と、前記半導体基板上に形成されたインダクタと、を備え、前記インダクタのコイル部が電流の流れる方向に沿って分割され、前記コイル部の複数に分割されたそれぞれの部分が異なる高さで前記半導体基板の表面方向に互いにずれて形成されるとともに、隣接するコイル部との間においては分割された部分同士が前記半導体基板の表面方向に互いにずれて形成され、かつ隣接する前記コイル部にそれぞれ同一方向の電流が流れることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し詳細に説明する。
【００１５】
（参考例１）図１は本発明のインダクタの参考例１を示す平面図であり、図２はＡ−Ａ´における断面図である。図２に示すように、このインダクタは矩形のコイル断面の中央部分が陥没したような形状になっており、陥没部分の深さはｂである。これはインダクタ断面の矩形の高さＨよりも小さくなっている。この断面形状は配線層の下に形成された層間絶縁膜の表面形状を反映させることにより形成される。あるいは図２の凹凸形状を意図的に形成してもよい。
【００１６】
このインダクタの断面形状による効果を図１６に示した従来のコイル構造と比較して示す。コイルに交流電流を流すときには渦電流効果により抵抗が増大する。表皮効果による導体内部の電界は、導体表面からＺの位置における次の電界強度の式で表すことができる。
【００１７】
【数２】

【００１８】
δ：表皮深さ、 μ：導体の透磁率、 σ：導体の導電率、
ω：電界の周波数
この式で、虚部は電界強度に寄与せず、電界の実効値は実部となる。導体表面（Ｚ＝０）での比抵抗をρとすると、Ｚにおける実効的な比抵抗ρ_Zは、
【００１９】
【数３】

【００２０】
となり、Ｚの増大とともに大きくなる。
【００２１】
さらに、図２において、Ｌ＞Ｈと仮定すると、コイルの比抵抗ρ_case2は、
【００２２】
【数４】

【００２３】
となる。２Ｈ＋２Ｌの項はコイル表面の導体表面長を表している。ここで、アルミニウムを用いた配線で１ＧＨｚの電流を用いた場合、δ≒３μｍとなり、比抵抗は２Ｈ＋２Ｌの項に大きく依存する。図２と図１６のそれぞれの断面のコイルの比抵抗を比較すると、図２の場合、上の式において２Ｈ＋２Ｌの項が２（２ｂ＋Ｌ＋Ｈ）に置き換わるので、
【００２４】
【数５】

【００２５】
だけ比抵抗は小さくなる。ここでρ_case1は通常構造（図１６）、ρ_case2は本提案構造（図２）における比抵抗である。
【００２６】
次に参考例１につき、シミュレーションで求めた効果を図３に示す。図３はコイル導体の材料をＡｌ、導体幅Ｌを１０μｍ、導体厚さＨを１μｍ、凹部の幅ａを６μｍとした場合の凹部の深さ（ｂ）と比抵抗の関係を示している。図３によれば、ｂを大きくするに応じて比抵抗は反比例的に小さくなるため、インダクタのＱ値は大幅に向上する。
【００２７】
（参考例２）図４は本発明の参考例２である、複数に分割されたコイルの平面図であり、図５はＢ−Ｂ´における断面図である。図５においては分割されたコイルがそれぞれ、相対する面において接触しているように描かれているが、実際には分割されたコイルのそれぞれはある程度の距離が置かれている。また、図４、５では１つのコイルを３分割しているが、２分割であってもよいし、また４分割以上であっても構わない。
【００２８】
図6に、コイルに鎖交する磁界のコイル形成面における分布を示す。図6のデータについては、幅１０μｍ、コイル間距離１μｍ、コイル厚さ２μｍ、コイル中心部距離８μｍであるコイルに１アンペアの電流を流すことによって得ている。図に示されているとおり、コイル中心部における磁界が最大値となっており、コイルの外側に向かうに従って磁界が小さくなっていることがわかる。そしてコイルのある部分において磁界が極大値となっていることもわかる。この磁界が渦電流の発生の主な原因となるため、コイル幅を小さくすることにより、効果的に渦電流を抑制できる。
【００２９】
図４のインダクタと図１６のインダクタとのインピーダンスの比較を［表１］に示す。
【００３０】
【表１】

【００３１】
［表１］に示すとおり、Ｒ_totalが２．９６から２．６０へと大きく改善されていることがわかる。以上より、コイルを分割することにより、渦電流を抑制することができる。
【００３２】
（第１の実施の形態）図７は本発明の第１の実施の形態である、隣接したコイルのそれぞれが互いに異なる平面上に形成されたコイルの平面図であり、図８はＣ−Ｃ´における断面図である。図９は渦電流のコイル形成面に対する平行方向成分の分布を示す図である。図１０は図８に示すコイルの磁力線の分布を示す図である。
【００３３】
本実施の形態では、高さの異なる２つの平面に交互にコイル導体を形成することにより、図１０に示すようにコイルに鎖交する磁束分布が変化し、コイル形成面に対し垂直な磁束成分が低減し、面内分布が大きくなる。この結果、渦電流のコイル形成面に対して垂直な成分が増加し平行な成分が減少する。渦電流損失は渦電流の大きさの２乗に比例するため、トータルの渦電流損失は低減する。つまりコイルに鎖交する垂直磁束成分を小さくすることで渦電流を低減できる。
【００３４】
本実施の形態を表す図９には、一例として幅１０μｍ、厚さ２μｍ、コイル間隔が１μｍのＡｌコイルを、高さが２μｍの差がある２つの平面に交互に形成された構造が示されている。この断面構造のインダクタと、従来の断面構造を有するインダクタとのインピーダンスの比較を［表２］に示す。
【００３５】
【表２】

【００３６】
図１０に示すとおり、従来構造と比較し、渦電流のコイル形成面に対し平行な成分の減少が見られる。また、［表２］に示すとおり、Ｒ_totalが２．９４から２．７５へと改善されていることがわかる。これは、前述のとおり、本実施の形態ではそれぞれを互いに異なる平面上に形成することにより、渦電流のコイル形成面に対し垂直な成分が増加し、平行な成分が減少するため、コイル内全体として、渦電流が低減することによるものと考えられる。
【００３７】
（第２の実施の形態）図１１は本発明の第２の実施の形態である、複数に分割され、かつ分割されたコイルのそれぞれが互いに異なる平面上に形成されたコイルの平面図であり、図１２はＤ−Ｄ´における断面図である。図１２においては分割されたコイルがそれぞれ、角部において接触しているように描かれているが、実際には分割されたコイルのそれぞれはある程度の距離が置かれている。また、図１１、１２では１つのコイルを３分割しているが、２分割であってもよいし、また４分割以上であっても構わない。
【００３８】
本実施の形態では、参考例２と同様、導体表面長が長くなるため、参考例２の効果を満たすことが期待される。さらに、高さの異なる２つの平面に交互にコイル導体を形成することにより、コイルに鎖交する磁束分布が変化し、コイル形成面に対し垂直な磁束成分が低減し、面内分布が大きくなる。この結果、渦電流のコイル形成面に対して垂直な成分が増加し平行な成分が減少する。渦電流損失は渦電流の大きさの２乗に比例するため、トータルの渦電流損失は低減する。つまりコイルに鎖交する垂直磁束成分を小さくすることで渦電流を低減できる。
【００３９】
本実施の形態における磁力線の分布図を図１３に示す。磁力線は上下非対称となっており、磁束の垂直成分が小さくなっていることがわかる。従って、渦電流による抵抗値の上昇は小さいものと考えられる。
【００４０】
図１２に示すような、コイル幅９μｍのコイルを３分割し、それぞれを互いに異なる平面上に形成した断面構造のインダクタと、図１６に示すような従来の断面構造を有するインダクタとのインピーダンスの比較を［表３］に、また渦電流のコイル形成面に垂直な方向の成分について従来構造と比較したものを図１４にそれぞれ示す。
【００４１】
【表３】

【００４２】
図１４に示すとおり、第２の実施の形態における渦電流のコイル形成面に平行な方向の成分については、ピーク値が約２／３になり、大きく減少していることがわかる。また、［表３］に示すとおり、Ｒtotalが２．９６から２．４５へと改善されており、参考例２、第１の実施の形態以上に改善されていることがわかる。これは、前述のとおり、本実施の形態では、単にコイルを分割しただけでなく、それぞれを異なる平面上に形成したことによるものと考えられる。
【００４３】
以上より、コイルを分割することにより、導体表面長が大きくなるため、コイルの比抵抗が小さくなる。さらに分割されたコイルをそれぞれ異なる平面上に形成したことにより、渦電流を抑制することができるため、コイルの抵抗を減らすことが可能となり、全体として大幅なコイル抵抗の減少を実現することができる。
【００４４】
第４の実施の形態のインダクタの製造方法を図１５に示す。まず、図１５（ａ）に示すように半導体基板上の絶縁膜（第１の絶縁膜）表面に第１配線層と同一の層をパターニングすることにより第１のコイル１０を形成する。そして、図１５（ｂ）に示すように第１のコイル１０上に第１の層間絶縁膜１１を形成する。
【００４５】
第１の層間絶縁膜１１形成後、第１のコイル端部が露出するようにコンタクトホール１３（貫通孔）を開口する。開口後、図１５（ｃ）に示すように第１の層間絶縁膜１１表面に第２配線層と同一の層をパターニングすることにより第２のコイル１２を形成する。その際、コンタクトホール１３は第２配線層と同一の層により埋め込まれる。
【００４６】
本製造方法では、第１配線層と同一のパターンマスクを用いて第１のコイルをパターニングし、第２配線層と同一のパターンマスクを用いて第２のコイルをパターニングすることになるため、工程数を増やすことなく半導体チップ上にインダクタが搭載された構造の半導体装置を製造することが可能となる。
【００４７】
【発明の効果】
本発明により、コイル抵抗を抑制することが可能となり、高いＱ値のインダクタを得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の参考例１のインダクタの上面図。
【図２】図１のＡ−Ａ´における断面図。
【図３】図１のインダクタの比抵抗を示す図。
【図４】本発明の参考例２のインダクタの上面図。
【図５】図４のＢ−Ｂ´における断面図。
【図６】コイルに鎖交する磁界のコイル形成面における分布図。
【図７】本発明の第１の実施の形態のインダクタの上面図。
【図８】図８のＣ−Ｃ´における断面図。
【図９】図８に示すインダクタ中に発生する渦電流のコイル形成面に平行な方向の成分を示す図。
【図１０】図８に示すインダクタの磁力線の分布を示す図。
【図１１】本発明の第２の実施の形態のインダクタの上面図。
【図１２】図１１のＤ−Ｄ´における断面図。
【図１３】図１１に示すインダクタの磁力線の分布を示す図。
【図１４】図１１に示すインダクタ中に発生する渦電流のコイル形成面に平行な方向の成分を示す図。
【図１５】本発明の第１の実施の形態のインダクタの製造方法を示す図。
【図１６】従来のインダクタの断面図。
【図１７】従来のインダクタの磁力線の分布を示す図。
【符号の説明】
１０第１のコイル
１１第１の層間絶縁膜
１２第２のコイル
１３コンタクトホール[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a planar magnetic element used for various high-frequency components such as a choke coil for a switching power supply and a transformer.
[0002]
[Prior art]
Recently, with the advent of the multimedia era, various portable electronic devices use LSI technology to improve the degree of integration of electronic circuits, progress in component mounting technology, and the advent of high-energy batteries such as lithium batteries and nickel metal hydride batteries. Along with this, electronic devices are becoming more functional, smaller, thinner, and lighter.
[0003]
By the way, a switching power supply is used as a stabilizing power supply unit in the power supply unit of such an electronic device. However, it is difficult to reduce the size and weight of such a switching power supply while maintaining high power conversion efficiency. In terms of size, weight, and cost, the proportion of the total equipment is steadily increasing. Therefore, recently, as a countermeasure, it has become possible to realize a reduction in size and weight by increasing the switching frequency of the power supply so that power supply components such as a small inductor, transformer, and capacitor can be used.
[0004]
When the switching frequency rises and becomes a GHz band, the absolute values of required inductance and capacitance are reduced on the assumption that the circuit specifications do not change. When trying to cope with these by external parts, since it is externally attached, it is impossible to ignore the parasitic capacitance and parasitic inductance associated with the connection between the inside of the IC and these elements. Therefore, in order to improve the IC accuracy, it is necessary to provide an inductor and a capacitor inside the IC.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
There is a Q factor (Quality Factor) as an index representing the performance of an inductor. This index is
[0006]
[Expression 1]

[0007]
In order to obtain an inductor having a high Q value, it is necessary to increase L or decrease R. However, in order to increase L without increasing R, it is necessary to create L with a large area, and the IC itself becomes large. In addition, the parasitic capacitance between the substrate and the conductor increases. Therefore, it is necessary to reduce R.
[0008]
In view of this, it is an object of the present invention to reduce the high-frequency resistance of a coil and obtain an inductor having a high Q value.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a semiconductor integrated circuit of one embodiment of the present invention includes a semiconductor substrate and an inductor formed over the semiconductor substrate, and the coil portion of the inductor has a height different from that of an adjacent coil portion. The semiconductor substrate is formed so as to be shifted from each other in the surface direction of the semiconductor substrate, and a current flows through the coil portion in the same direction as a current flowing through the adjacent coil portion.
[0010]
According to another aspect of the present invention, there is provided a semiconductor integrated circuit device including a semiconductor substrate and an inductor formed on the semiconductor substrate, wherein a coil portion of the inductor is divided along a current flow direction, and the coil The portions divided into a plurality of portions are formed at different heights from each other in the surface direction of the semiconductor substrate, and the divided portions between adjacent coil portions are the surfaces of the semiconductor substrate. Currents in the same direction flow through the adjacent coil portions that are formed to be shifted from each other in the direction.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a detailed description is given with reference to the drawings.
[0015]
Reference Example 1 FIG. 1 is a plan view showing Reference Example 1 of the inductor of the present invention, and FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the line AA ′. As shown in FIG. 2, the inductor has a shape in which a central portion of a rectangular coil cross section is depressed, and the depth of the depressed portion is b. This is smaller than the height H of the rectangular cross section of the inductor. This cross-sectional shape is formed by reflecting the surface shape of the interlayer insulating film formed under the wiring layer. Or you may form the uneven | corrugated shape of FIG. 2 intentionally.
[0016]
The effect of the cross-sectional shape of the inductor is shown in comparison with the conventional coil structure shown in FIG. When an alternating current is passed through the coil, the resistance increases due to the eddy current effect. The electric field inside the conductor due to the skin effect can be expressed by the following electric field intensity formula at the position Z from the conductor surface.
[0017]
[Expression 2]

[0018]
δ: skin depth, μ: permeability of conductor, σ: conductivity of conductor,
ω: Frequency of electric field In this equation, the imaginary part does not contribute to the electric field strength, and the effective value of the electric field is the real part. When the specific resistance on the conductor surface (Z = 0) is ρ, the effective specific resistance ρ _{Z in Z} is
[0019]
[Equation 3]

[0020]
And increases as Z increases.
[0021]
Further, in FIG. 2, assuming that L> H, the specific resistance ρ _{case2 of the} coil is
[0022]
[Expression 4]

[0023]
It becomes. The term 2H + 2L represents the conductor surface length of the coil surface. Here, when a current of 1 GHz is used in a wiring using aluminum, δ≈3 μm, and the specific resistance greatly depends on the term of 2H + 2L. Comparing the specific resistances of the coils in the respective cross sections of FIG. 2 and FIG. 16, in the case of FIG. 2, the term of 2H + 2L is replaced with 2 (2b + L + H) in the above equation.
[0024]
[Equation 5]

[0025]
Only the specific resistance becomes small. Here [rho _case1 the normal structure (FIG. 16), [rho _case2 is the specific resistance in the proposed structure (Figure 2).
[0026]
Next, the effect obtained by simulation for Reference Example 1 is shown in FIG. FIG. 3 shows the relationship between the recess depth (b) and the specific resistance when the coil conductor material is Al, the conductor width L is 10 μm, the conductor thickness H is 1 μm, and the recess width a is 6 μm. According to FIG. 3, since the specific resistance decreases in inverse proportion as b is increased, the Q value of the inductor is greatly improved.
[0027]
Reference Example 2 FIG. 4 is a plan view of a coil divided into a plurality of parts, which is Reference Example 2 of the present invention, and FIG. 5 is a cross-sectional view taken along line BB ′. In FIG. 5, the divided coils are drawn so as to be in contact with each other on the opposite surfaces, but in reality, each of the divided coils is provided with a certain distance. 4 and 5, one coil is divided into three, but it may be divided into two, or may be divided into four or more.
[0028]
FIG. 6 shows the distribution of the magnetic field interlinking with the coil on the coil forming surface. The data in FIG. 6 is obtained by passing a current of 1 ampere through a coil having a width of 10 μm, a distance between coils of 1 μm, a coil thickness of 2 μm, and a coil center distance of 8 μm. As shown in the figure, it can be seen that the magnetic field at the center of the coil has the maximum value, and the magnetic field decreases toward the outside of the coil. It can also be seen that the magnetic field has a maximum value in a certain part of the coil. Since this magnetic field is a main cause of generation of eddy currents, eddy currents can be effectively suppressed by reducing the coil width.
[0029]
[Table 1] shows a comparison of impedances of the inductor of FIG. 4 and the inductor of FIG.
[0030]
[Table 1]

[0031]
As shown in [Table 1], it can be seen that R _total is greatly improved from 2.96 to 2.60. As described above, the eddy current can be suppressed by dividing the coil.
[0032]
(First Embodiment) FIG 7 is a first embodiment of the present invention, is a plan view of a coil is formed on a different plane, each of the adjacent coils, FIG 8 is C-C It is sectional drawing in '. FIG. 9 is a diagram showing a distribution of components in the parallel direction with respect to the coil forming surface of the eddy current. FIG. 10 is a diagram showing a distribution of magnetic lines of force of the coil shown in FIG.
[0033]
In the present embodiment, by alternately forming coil conductors on two planes having different heights, the magnetic flux distribution linked to the coil changes as shown in FIG. 10, and the magnetic flux component perpendicular to the coil forming surface is changed. Decreases and the in-plane distribution increases. As a result, the component perpendicular to the coil formation surface of the eddy current increases and the parallel component decreases. Since the eddy current loss is proportional to the square of the magnitude of the eddy current, the total eddy current loss is reduced. That is, the eddy current can be reduced by reducing the vertical magnetic flux component linked to the coil.
[0034]
FIG. 9 showing this embodiment shows, as an example, a structure in which Al coils having a width of 10 μm, a thickness of 2 μm, and a coil interval of 1 μm are alternately formed on two planes having a height difference of 2 μm. ing. Table 2 shows a comparison of impedance between the inductor having this cross-sectional structure and the inductor having the conventional cross-sectional structure.
[0035]
[Table 2]

[0036]
As shown in FIG. 10, compared to the conventional structure, a decrease in the component parallel to the coil forming surface of the eddy current is observed. Moreover, as shown in [Table 2], it can be seen that R _total is improved from 2.94 to 2.75. As described above, in the present embodiment, by forming each on different planes, the component perpendicular to the coil forming surface of the eddy current increases and the parallel component decreases, so the entire inside of the coil decreases. It is thought that this is due to a reduction in eddy current.
[0037]
(Second Embodiment) FIG. 11 is a second embodiment of the present invention, is divided into a plurality, and be a plan view of a coil is formed on a different plane, each of the divided coils FIG. 12 is a cross-sectional view taken along the line DD ′. In FIG. 12, the divided coils are drawn so as to be in contact with each other at the corners. However, in practice, each of the divided coils is provided with a certain distance. 11 and 12, one coil is divided into three parts, but it may be divided into two parts, or may be divided into four parts or more.
[0038]
In the present embodiment, as in Reference Example 2 , the conductor surface length is increased, so that the effect of Reference Example 2 is expected to be satisfied. Further, by alternately forming coil conductors on two planes having different heights, the magnetic flux distribution interlinked with the coil changes, the magnetic flux component perpendicular to the coil forming surface is reduced, and the in-plane distribution is increased. . As a result, the component perpendicular to the coil formation surface of the eddy current increases and the parallel component decreases. Since the eddy current loss is proportional to the square of the magnitude of the eddy current, the total eddy current loss is reduced. That is, the eddy current can be reduced by reducing the vertical magnetic flux component linked to the coil.
[0039]
FIG. 13 shows a distribution diagram of magnetic lines of force in the present embodiment. It can be seen that the magnetic field lines are asymmetrical in the vertical direction, and the vertical component of the magnetic flux is small. Therefore, the increase in resistance value due to eddy current is considered to be small.
[0040]
Comparison of impedance between an inductor having a cross-sectional structure in which a coil having a coil width of 9 μm as shown in FIG. 12 is divided into three parts and formed on different planes and an inductor having a conventional cross-sectional structure as shown in FIG. [Table 3] and FIG. 14 show the components of the eddy current in the direction perpendicular to the coil forming surface compared with the conventional structure.
[0041]
[Table 3]

[0042]
As shown in FIG. 14, it can be seen that the peak value of the component in the direction parallel to the coil forming surface of the eddy current in the second embodiment is about 2/3, which is greatly reduced. Further, as shown in [Table 3], Rtotal is improved from 2.96 to 2.45, and it can be seen that Reference Example 2 is improved over the first embodiment. As described above, this is considered to be because, in the present embodiment, the coils are not simply divided, but are formed on different planes.
[0043]
As described above, by dividing the coil, the conductor surface length is increased, so that the specific resistance of the coil is reduced. Furthermore, since the divided coils are formed on different planes, the eddy current can be suppressed, so that the resistance of the coil can be reduced, and the overall reduction of the coil resistance can be realized. .
[0044]
FIG. 15 shows a method for manufacturing an inductor according to the fourth embodiment. First, as shown in FIG. 15A, the first coil 10 is formed by patterning the same layer as the first wiring layer on the surface of the insulating film (first insulating film) on the semiconductor substrate. Then, a first interlayer insulating film 11 is formed on the first coil 10 as shown in FIG.
[0045]
After forming the first interlayer insulating film 11, a contact hole 13 (through hole) is opened so that the end of the first coil is exposed. After opening, the second coil 12 is formed by patterning the same layer as the second wiring layer on the surface of the first interlayer insulating film 11 as shown in FIG. At that time, the contact hole 13 is filled with the same layer as the second wiring layer.
[0046]
In the present manufacturing method, the first coil is patterned using the same pattern mask as the first wiring layer, and the second coil is patterned using the same pattern mask as the second wiring layer. A semiconductor device having a structure in which an inductor is mounted on a semiconductor chip can be manufactured without increasing the number.
[0047]
【The invention's effect】
According to the present invention, coil resistance can be suppressed, and an inductor having a high Q value can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a top view of an inductor according to Reference Example 1 of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG.
FIG. 3 is a diagram showing a specific resistance of the inductor of FIG. 1;
FIG. 4 is a top view of an inductor according to Reference Example 2 of the present invention.
FIG. 5 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG.
FIG. 6 is a distribution diagram on a coil forming surface of a magnetic field interlinking with a coil.
FIG. 7 is a top view of the inductor according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of FIG.
9 is a diagram showing a component in a direction parallel to a coil forming surface of eddy current generated in the inductor shown in FIG. 8;
10 is a diagram showing a distribution of magnetic lines of force of the inductor shown in FIG.
FIG. 11 is a top view of an inductor according to a second embodiment of the present invention.
12 is a cross-sectional view taken along the line DD ′ of FIG.
13 is a view showing the distribution of magnetic lines of force of the inductor shown in FIG.
14 is a diagram showing a component in a direction parallel to a coil forming surface of eddy current generated in the inductor shown in FIG. 11;
FIG. 15 is a view showing the inductor manufacturing method according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 16 is a cross-sectional view of a conventional inductor.
FIG. 17 is a diagram showing a distribution of magnetic field lines of a conventional inductor.
[Explanation of symbols]
10 First coil 11 First interlayer insulating film 12 Second coil 13 Contact hole

Claims

A semiconductor substrate;
An inductor formed on the semiconductor substrate;
With
The coil portion of the inductor is formed with a height different from that of the adjacent coil portion and shifted from each other in the surface direction of the semiconductor substrate, and a current is supplied to the coil portion in the same direction as the current flowing in the adjacent coil portion. A semiconductor integrated circuit device, wherein:

The coil unit and adjacent coil units formed at a different height from the coil unit and shifted in the surface direction of the semiconductor substrate are electrically connected through contacts. 2. The semiconductor integrated circuit device according to 1.

A semiconductor substrate;
An inductor formed on the semiconductor substrate;
With
The coil portion of the inductor is divided along the direction of current flow , and each of the divided portions of the coil portion is formed at different heights from each other in the surface direction of the semiconductor substrate and adjacent to each other. The semiconductor integrated circuit device, wherein the divided portions are formed so as to be shifted from each other in the surface direction of the semiconductor substrate and currents in the same direction flow through the adjacent coil portions.

The inductor, a semiconductor integrated circuit device according to claim 1 to 3, wherein the used high-frequency component.