JP3881679B2 - 送信装置、受信装置、送信方法、受信方法 - Google Patents

送信装置、受信装置、送信方法、受信方法 Download PDF

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Description

本発明は搬送波を変調することによりデジタル信号を伝送する伝送装置に関するものである。
近年、デジタル伝送装置は様々な分野での利用が進んでいる。とりわけデジタル映像伝送技術の進展はめざましい。
中でもデジタルＴＶの伝送方式が最近注目されつつある。現在デジタルＴＶ伝送装置は放送局間の中継用として一部実用化されているにすぎない。しかし、近い将来、地上放送と衛星放送への展開が予定され各国で検討が進められている。
高度化する消費者の要望に応えるため、ＨＤＴＶ放送、ＰＣＭ音楽放送や情報提供放送やＦＡＸ放送等の放送サービスの内容の質と量を今後向上させる必要がある。この場合ＴＶ放送の限られた周波数帯域の中で情報量を増大させる必要がある。この帯域で伝送できる情報伝送量はその時代の技術的限界に応じて増大する。このため理想的には時代に応じて受信システムを変更し、情報伝送量を拡張できることが望ましい。
しかし放送の視点からみた場合、公共性が重要であり長期間に至る全ての視聴者の既得権の確保が重要となる。新しい放送サービスを始める場合、既存の受信機もしくは受像機でそのサービスを享受できることが必要条件である。過去と現在、そして現在と将来の新旧の放送サービスの間の受信機もしくは受像機の互換性、放送の両立性が最も重要であるといえる。
今後登場する新しい伝送規格、例えばデジタルＴＶ放送規格には将来の社会の要求と技術進歩に対応できる情報量の拡張性と、既存の受信機器との間の互換性と両立性が求められている。
ここで、これまでに提案されているＴＶ放送の伝送方式を拡張性と両立性の観点から述べる。
まずデジタルＴＶの衛星放送方式としてＮＴＳＣ-ＴＶ信号を約６Ｍｂｐｓに 圧縮した信号を４値ＰＳＫ変調を用いＴＤＭ方式で多重化し１つのトランスポンダーで４〜２０チャンネルＮＴＳＣのＴＶ番組もしくは１チャンネルのＨＤＴＶを放送する方式が提案されている。またＨＤＴＶの地上放送方式として１チャンネルのＨＤＴＶ映像信号を１５Ｍｂｐｓ程度のデータに圧縮し、１６もしくは３２ＱＡＭ変調方式を用い地上放送を行う方式が検討されている。
まず衛星放送方式においては現在提案されている放送方式は、単純に従来の伝送方式で放送するため１チャンネルのＨＤＴＶの番組放送に数チャンネル分のＮＴＳＣの周波数帯域を使用する。このため、ＨＤＴＶ番組の放送時間帯には数チャンネルのＮＴＳＣ番組が受信放送できないという問題点があった。ＮＴＳＣとＨＤＴＶの放送との間の受信機、受像機の互換性、両立性がなかったといえる。また将来の技術進歩に伴い必要となる情報伝送量の拡張性も全く考慮されていなかったといえる。
次に現在検討されている従来方式のＨＤＴＶの地上放送方式はＨＤＴＶ信号を１６ＱＡＭや３２ＱＡＭといった従来の変調方式でそのまま放送しているにすぎない。既存のアナログ放送の場合、放送サービスエリア内においてもビルかげや低地や隣接するＴＶ局の妨害を受けるような受信状態が悪い地域が必ず存在する。このような地域においては、既存のアナログ放送の場合画質が劣化するものの、映像は再生できＴＶ番組は視聴できた。しかし、従来のデジタルＴＶ放送方式では、このような地域においては全く映像が再生できず、ＴＶ番組を全く視聴できないという重大な問題があった。これは、デジタルＴＶ放送の本質的な課題を含むものでデジタルＴＶ放送の普及に致命的となりかねない問題であった。これは従来のＱＡＭ等の変調方式の信号点の位置か等間隔に配置されていることに起因する。信号点の配置を変更もしくは変調する方式は従来なかった。
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、特に衛星放送におけるＮＴＳＣ放送とＨＤＴＶ放送の両立性、また地上放送におけるサービスエリア内の受信不能地域を大巾に減少させる伝送装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明の伝送装置は、信号の入力部と、搬送波を上記入力部からの入力信号により変調し信号ベクトル図上にｍ値の信号点を発生させる変調部と変調信号を送信する送信部からなりデータ送信を行う送信装置と上記送信信号の入力部と、極座標系（ｒ，θ）で表現できるベクトル図上でＰ値の信号点の変形ＰＳＫもしくは変形ＡＰＳＫ変調波を復調する復調器と出力部を有する受信装置の２つの構成を有している。
［作用］
この構成によって入力信号としてｎ値のデータをもつ第１データ列と第２データ列を入力させ、送信装置の変調器によりベクトル図上にｍ値の信号点をもつ変形ｍ値のＱＡＭ方式の変調波を作る。このｍ点の信号点をｎ組の信号点群に分割しこの信号点群を第１データ列のｎケの各データに割りあて、この信号点群の中のm/nケの信号点もしくは副信号点群に第２データ列の各データを割りあてトレ リス符号化して変調し送信装 置により送信信号を送出する。場合によっては第 ３データも送出できる。
次に、ｐ＞ｍなるｐ値の復調器を持つ受信装置においては上記送信信号を受信し信号スペースダイアグラム上のｐ点の信号点に対して、まずｐ点の信号点をｎ組の信号点群に分割し、第１データ列の信号を復調再生する。次に該当する信号点群の中のｐ／ｎ点の信号点にｐ／ｎ値の第２データ列を対応させて復調し第１データと第２データを復調再生する。この時、第１データ列もしくは／かつ第２データ列をトレリス符号化する。ｐ＝ｎの受信機においてはｎ群の信号点群を再生し、各々にｎ値を対応させ第１データ列のみを復調再生する。
以上の動作により送信装置からの同一信号を受信した場合、大型アンテナと多値の復調能力をもつ受信機では第１データ列と第２データ列を復調できる。同時に小型アンテナと少値の復調能力をもつ受信機では第１データ列の受信ができる。こうして両立性のある伝送システムを構築することができる。この場合第１データ列をＮＴＳＣまたはＨＤＴＶの低域成分等の低域ＴＶ信号に、第２データ列をＨＤＴＶの高域成分等の高域ＴＶ信号に割りあてることにより、同一電波に対して少値の復調能力をもつ受信機ではＮＴＳＣ信号、多値の復調能力をもつ受信機ではＨＤＴＶ信号を受信できる。このことによりＮＴＳＣとＨＤＴＶの両立性のあるデジタル放送が可能となる。
この伝送系にＮＴＳＣ信号を第１データ列、ＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差信号を第２データ列として送信することにより、衛星放送においてはＮＴＳＣ放送とＨＤＴＶ放送との両立性があり、情報量の拡張性の高いデジタル放送が可能となり、地上放送においてはサービスエリアの拡大と受信不能地域の解消という顕著な効果がある。
（実施例１）
以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説明する。
本発明の実施例ではデジタルＨＤＴＶ信号等のデジタル信号を送信、送信機と受信する受信機の組み合わせからなる伝送装置と、磁気テープ等の記録媒体に、ＨＤＴＶ信号等のデジタル信号を記録し、再生する記録再生装置の双方を述べる。
しかし本発明のデジタル変複調部と誤り訂正のエンコーダ、デコーダとＨＤＴＶ信号等の画像符号化のエンコーダ、デコーダの構成動作原理は、伝送装置と記録再生装置に共通するもので基本的に同じ技術である。従って、各実施例では効率的に説明するため、伝送装置もしくは記録再生装置のいずれか一方のブロック図を用いて本発明を説明する。又本発明の各々の実施例の構成はＱＡＭ、ＡＳＫ、ＰＳＫのようにＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ上に信号点を配置する多値のデジタル変調方式であれば、どの方式でも適用できるが、一つの変調方式を用いて説明する。
図１は本発明による伝送装置のシステム全体図を示す。入力部２と分離回路部３と変調器４と送信部５をもつ送信機１は複数の多重化された入力信号を分離回路３により第１データ列，Ｄ1、と第２データ列，Ｄ2、と第３データ列，Ｄ3に分離し変調器４により、変調信号として送信部５より出力し、アンテナ６により、この変調信号は伝送路７により人工衛星１０に送られる。この信号は人工衛星１０においてはアンテナ１１で受信され、中継器１２により増幅され、アンテナ１３により再び地球へ送信される。
送信電波は、伝送経路２１、３１、４１により第１受信機２３、第２受信機３３、第３受信機４３に送られる。まず、第１受信機２３ではアンテナ２２を介して入力部２４より入力し、復調器２５により第１データ列のみが復調され、出力部２６より出力される。この場合第２データ列、第３データ列の復調能力はもたない。
第２受信機３３では、アンテナ３２を介して入力部３４より出力した信号は復調機３５により第１データ列と第２データ列が復調され、合成器３７により一つのデータ列に合成され、出力部３６より出力される。
第３受信機４３ではアンテナ４２からの入力は入力部４４に入り復調器４５により第１データ列、第２データ列、第３データ列の３つのデータ列が復調され合成器４７により一つのデータ群となり出力部４６より出力される。
以上のように同じ送信機１からの同一の周波数帯の電波を受けても、上述の３つの受信機の復調器の性能の違いにより受信可能な情報量が異なる。この特長により一つの電波帯で性能の異なる受信機に対してその性能に応じた両立性のある３つの情報を同時に伝送することが可能となる。例えば同一番組のＮＴＳＣとＨＤＴＶと超解像度型ＨＤＴＶの３つのデジタルＴＶ信号を伝送する場合、スーパーＨＤＴＶ信号を低域成分、高域差成分、超高域差成分に分離し、各々を第１データ列、第２データ列、第３データ群に対応させれば、１チャンネルの周波数帯で両立性のある中解像度、高解像度、超高解像度の３種のデジタルＴＶ信号を同時に放送できる。
この場合、小型アンテナを用いた少値復調の受信機ではＮＴＳＣ-ＴＶ信号を 、中型アンテナを用いた中値復調可能なの受信機ではＨＤＴＶ信号を、大型アンテナを用いた多値復調可能なの受信機では超高解像度型ＨＤＴＶを受信できる。図１をさらに説明するとＮＴＳＣのデジタルＴＶ放送を行うデジタル送信機５１は入力部５２より第１データ群と同様のデータのみを入力し、変調器５４により変調し、送信機５５とアンテナ５６により伝送路５７により衛星１０に送り伝送路５８により地球へ再び送信される。
第１受信機２３では、デジタル送信機１からの受信信号を復調器２４により、第１データ列に相当するデータを復調する。同様にして、第２受信機３３と第３受信機４３は、第１データ列と同じ内容のデータ群を復調する。つまり３つの受信機は、デジタル一般ＴＶ放送等のデジタル放送も受信できる。
では、各部の説明をする。
図２は送信機１のブロック図である。
入力信号は入力部２に入り、分離回路３で第１データ列信号と第２データ列信号と第３データ列信号の３つのデジタル信号に分離される。
例えば映像信号が入力された場合、映像信号の低域成分を第１データ列信号、映像信号の高域成分を第２データ列信号、映像信号の超高域成分を第３データ列信号に割り当てることが考えられる。分離された３つの信号は、変調器４の内部の変調入力部６１に入力される。ここでは外部信号に基づき信号点の位置を変調もしくは変更する信号点位置変調／変更回路６７があり外部信号に応じて信号点の位置を変調もしくは変更する。変調器４の中では直交した２つの搬送波の各々に振幅変調を行い、多値のＱＡＭ信号を得る。変調入力部６１からの信号は第１ＡＭ変調器６２と第２ＡＭ変調器６３に送られる。cos(2πfct)なる搬送波発生 器６４からの搬送波のうち一つは第１ＡＭ変調器６２によりＡＭ変調され、合成器６５に送られ、もう一つの搬送波はπ/2移相器６６に送られ９０°移相されて、sin（2πfct）の状態で第２ＡＭ変調器６３に送られ、多値の振幅変調を受け た後、合成器６５で、第２ＡＭ変調波と合成され、送信部５により送信信号しとして出力される。この方式そのものは従来より一般的に実施されているため詳しい動作の説明は省略する。
図３の１６値の一般的なＱＡＭの信号スペースダイアグラムの第１象限を用い動作を説明する。変調器４で発生する全ての信号は、直交した２つの搬送波Acos2πfctのベクトル８１とBsin2πfctのベクトル８２の２つのベクトルの合成ベクトルで表現できる。０点からの合成ベクトルの先端を信号点と定義すると、１６値ＱＡＭの場合ａ1、ａ2、ａ3、ａ4の４値の振幅値とｂ1、ｂ2、ｂ3、ｂ4の４値 の振幅値の組み合わせにより合計１６ケの信号点が設定できる。図３の第１象限では信号点８３のＣ11、信号点８４のＣ12、信号点８５のＣ22、信号点８６のＣ21の４つの信号が存在する。
Ｃ11はベクトル０-ａ1とベクトル０-ｂ1の合成ベクトルであり、Ｃ11＝ａ1cos2πfct−ｂ1sin2πfct＝Ａcos(2πfct＋dπ／2)となる。
ここで図３の直交座標上における０−ａ1間の距離をＡ1、ａ1−ａ2間をＡ2、 ０−ｂ1間をＢ1、ｂ1−ｂ2間をＢ2と定義し、図上に示す。
図４の全体ベクトル図に示すように、合計１６ケの信号点が存在する。このため各点を４ｂｉｔの情報に対応させることにより、４ｂｉｔの情報伝送が１周期つまり１タイムスロット中に可能となる。
図５に２進法で各点を表現した場合のその一般的な割り付け例を示す。
当然、各信号点間の距離が離れている程、受信機の方で区別し易い。従って、一般的には各信号点間の距離を、できるだけ離すような配置にする。もし、特定の信号点間の距離を近付けた場合、受信機ではその２点間の識別が困難となり、エラレートが悪くなる。従って一般的には図５のように等間隔の配置にするのが望ましいといわれている。従って１６ＱＡＭの場合Ａ１＝Ａ２／２なる信号点の配置が一般的に実施されている。
さて、本発明の送信機１の場合、まず、データを第１データ列と第２データ列場合により第３データ列にに分割する。そして図６に示すように、１６ケの信号点もしくは信号点群を４つの信号点群に分割し、第１データ列の４つのデータをまず、各々の信号点群に割り当てる。つまり第１データ列が１１の場合第１データ象限の第１信号点群９１の４つの信号点のうちのいずれか一つを送信し、０１の場合は第２象限の第２信号点群９２、００の場合、第３象限の第３信号点群９３、１０の場合第４象限の第４信号点群９４、の中の各々４つの信号点の中から一つの信号点を第２データ列の値に応じて選択して送信する。次に１６ＱＡＭの場合第２データ列の２ｂｉｔ、４値のデータ、６４値ＱＡＭの場合４ｂｉｔ、１６値のデータを９１、９２、９３、９４の各分割信号点群の中の４つの信号点もしくは副信号点群に図７のように割り当てる。どの象限も対象配置となる。信号点の９１、９２、９３、９４への割り当ては第１データ群の２ｂｉｔデータにより優先的に決められる。こうして第１データ列の２ｂｉｔと第２データ列の２ｂｉｔは全く独立して送信できる。そして第１データ列は受信機のアンテナ感度が一定値以上あれば４ＰＳＫ受信機でも復調できる。アンテナにさらに高い感度があれば本発明の変形１６ＱＡＭ受信機で第１データ群と第２データ群の双方が復調できる。
ここで図８に、第１データ列の２ビットと第２データ列の２ビットの割り当て例を示す。
この場合、ＨＤＴＶ信号を低域成分と高域成分に分け第１データ列に低域映像信号を割り当て、第２データ列に高域映像信号を割り当てることにより、４ＰＳＫの受信システムでは第１データ列のＮＴＳＣ相当の映像を、１６ＱＡＭ又は、６４ＱＡＭの受信システムでは第１データ列と第２データ列の双方が再生でき、これらを加算して、ＨＤＴＶの映像を得ることができる。
ただ図９のように信号点間距離を等距離にした場合、４ＰＳＫ受信機からみて第１象限に斜線で示した部分との間のスレシホルド距離がある。スレシホルド距離をＡTOとするとで４ＰＳＫを送るだけならＡTOの振幅でよい。しかしをＡTOを維持しながら１６ＱＡＭを送ろうとすると３ＡTOつまり３倍の振幅が必要である。つまり、４ＰＳＫを送信する場合に比べて、９倍のエネルギーを必要とする。何も配慮をしないで４ＰＳＫの信号点を１６ＱＡＭモードで送ることは電力利用効率が悪い。また搬送波の再生も難しくなる。衛星伝送の場合使用できる電力は制約される。このような電力利用効率の悪いシステムは、衛星の送信電力が増大するまで現実的でない。将来デジタルＴＶ放送が開始されると４ＰＳＫの受信機が大量に出回ることが予想されている。一旦普及した後にはこれらの受信感度を上げることは受信機の両立性の問題が発生するため不可能といえる。従って、４ＰＳＫモードの送信電力は減らせない。このため１６ＱＡＭモードで疑似４ＰＳＫの信号点を送る場合、送信電力を従来の１６ＱＡＭより下げる方式が必要となることが予想される。そうしないと限られた衛星の電力では送信できなくなる。
本発明の特徴は図１０のように図番９１〜９４の４つの分割信号点群の距離を離すことにより、疑似４ＰＳＫ型１６ＱＡＭ変調の送信電力を下げることができる点にある。
ここで受信感度と送信出力との関係を明らかにするために図１に戻りデジタル送信機５１と第１受信機２３の受信方式について述べる。
まず、デジタル送信機５１と第１受信機２３は一般的な伝送装置で、データ伝送もしくは放送を含む映像伝送を行っている。図７に示すようにデジタル送信機５１は４ＰＳＫ送信機であり、の図２で説明した多値ＱＡＭの送信機１からＡＭ変調機能を除いたものである。入力信号は入力部５２を介して変調器５４に入力される。変調器５４では変調入力部１２１により、入力信号を２つの信号に分けて基準搬送波を位相変調する第１−２相位相変調回路１２２と基準搬送波と９０°位相が異なる搬送波を変調する第２−２相位相変調回路１２３に送り、これらの位相変調波は合成器６５で合成され、送信部５５により送信される。
この時の変調信号スペースダイアグラムを図１８に示す。
４つの信号点を設定し、電力利用効率を上げるために一般的には信号点間距離は等間隔にするのが常識となっている。一つの例として、信号点１２５を（１１）、信号点１２６を（０１）、信号点１２７を（００）、信号点１２８を（１０）と定義した場合を示す。この場合４ＰＳＫの第１受信機２３が満足なデータを受信するためにはデジタル送信機５１の出力に一定以上の振幅値が要求される。図１８で説明すると第１受信機２３がデジタル送信機５１の信号を４ＰＳＫで受信するのに最低必要な送信信号の最低振幅値つまり０−ａ1間の距離をＡTOと定 義すると送信限界の最低振幅ＡTO以上で送信すれば、第１受信機２３が受信可能となる。
次に第１受信機２３について述べる。第１受信機２３は送信機１からの送信信号もしくはデジタル送信機５１からの４ＰＳＫの送信信号を衛星１０の中継器１２を介して、小型のアンテナ２２で受信し、復調器２４により受信信号を４ＰＳＫ信号とみなして復調する。第１受信機２３は本来、デジタル送信機５１の４ＰＳＫまたは２ＰＳＫの信号を受信し、デジタルＴＶ放送やデータ送信等の信号を受信するように設計されている。
図１９は第１受信機の構成ブロック図で衛星１２からの電波をアンテナ２２で受信した、この信号は入力部２４より入力した後、搬送波再生回路１３１とπ／２移相器１３２により搬送波と直交搬送波が再生され、各々第１位相検出回路１３３と第２位相検波回路１３４により、直交している成分が各々独立して検波され、タイミング波抽出回路１３５によりタイムスロット別に各々独立して識別され、第１識別再生回路１３６と第２識別再生回路１３７により２つの独立した復調信号は第１データ列再生部２３２により第１データ列に復調され、出力部２６により出力される。
ここで受信信号を図２０のベクトル図を用いて説明する。デジタル送信機５１の４ＰＳＫの送信電波に基づき第１受信機２３で受信され信号は、もし伝送歪みやノイズが全くない理想的な条件では図２０の１５１〜１５４の４つの信号点で表せる。
しかし、実際は伝送路中のノイズと伝送系の振幅歪みや位相歪みの影響を受け受信された信号点は信号点の周囲のある一定の範囲に分布する。信号点から離れると隣の信号点と判別できなくなるためエラーレートが次第に増え、ある設定範囲を越えるとデータを復元できなくなる。最悪条件の場合でも設定されたエラーレート以内で復調するためには隣接信号点間距離をとればよい。この距離を２ＡROと定義する。４ＰＳＫの限界受信入力の時信号点１５１が図２０の｜０−ａR1｜≧ＡR0、｜０−ｂR1｜≧ＡR0の斜線で示す第１弁別領域１５５に入るように伝送システムを設定すれば、後は搬送波が再生できれば復調できる。アンテナ２２の設定した最低の半径値をｒ0とすると、送信出力をある一定以上にすれば全て のシステムで受信できる。図１８における送信信号の振幅は第１受信機２３の４ＰＳＫ最低受信振幅値、ＡR0になるようにに設定する。この送信最低振幅値をＡT0と定義する。このことによりアンテナ２２の半径がｒ0以上なら受信条件が最 悪であっても第１受信機２３はデジタル送信機５１の信号を復調できる。本発明の変形１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを受信する場合第１受信機２３は搬送波を再生することが、困難となる。このため図２５（ａ）のように送信機１が（π／４＋ｎπ／２）の角度上の位置に８つの信号点を配置し送信すれば、４逓倍方式により搬送波を再生できる。又、図２５（ｂ）のようにｎπ／８の角度の延長線上に１６ケの信号点を配置すれば搬送波再生回路１３１に１６逓倍方式の搬送波再生方式を採用することにより信号点が縮退し疑似４ＰＳＫ型１６ＱＡＭ変調信号の搬送波を容易に再生できる。この場合Ａ1／（Ａ1＋Ａ2）＝ｔａｎ（π／８）とな るように送信機１の信号点を設定し送信すればよい。ここでＱＰＳＫ信号を受信する場合を考えてみる。図２の送信機の信号点位置変調／変更回路６７のように信号点位置は（図１８）のＱＰＳＫ信号の信号点位置をＡＭ等の変調を重畳することもできる。この場合第１受信機２３の信号点位置復調部１３８は信号点の位置変調信号もしくは位置変更信号をＰＭ，ＡＭ等の復調する。そして送信信号から第１データ列と復調信号を出力する。
次に送信機１に戻り図９のベクトル図を用いてここで送信機１の１６ＰＳＫの送信信号を説明すると図９のように信号点８３の水平ベクトル方向の振幅Ａ1を 図１８のデジタル送信機５１の４ＰＳＫ最低送信出力ＡTOより大きくする。すると、図９の第１象限の信号点８３、８４、８５、８６の信号は斜線で示す第１４ＰＳＫ受信可能領域８７に入る。これらの信号を第１受信機２３で受信した場合、この４つの信号点は図２０の受信ベクトル図の第１弁別領域に入る。従って、第１受信機２３は図９の信号点８３、８４、８５、８６のいずれを受信しても図２０の信号点１５１と判断し、（１１）なるデータをこのタイムスロットに復調する。このデータは図８に示したように、送信機１の第１分割信号点群９１の（１１）、つまり第１データ列の（１１）である。第２象限、第３象限、第４象限の場合も同様にして第１データ列は復調される。つまり、第１受信機２３は１６ＱＡＭもしくは３２ＱＡＭもしくは６４ＱＡＭの送信機１からの変調信号の複数のデータ列のうち、第１データ列の２ｂｉｔのデータのみを復調することになる。この場合は第２データ列や第３データ列の信号は全て第１〜第４の分割信号点群９１に包含されるため第１データ列の信号の復調には影響を与えない。しかし搬送波の再生には影響を与えるので後で述べるような対策が必要である。
もし、衛星の中継器の出力に限界がないなら図９のような従来の信号点等距離方式の一般の１６〜６４ＱＡＭで実現できる。しかし、前述のように地上伝送と違い、衛星伝送では衛星の重量が増えると打ち上げコストが大幅に増大する。従って本体の中継器の出力限界と太陽電池の電力の限界から送信出力は制約されている。この状態はロケットの打ち上げコストが技術革新により安くならない限り当分続く。送信出力は通信衛星の場合２０Ｗ、放送衛星でも１００Ｗ〜２００Ｗ程度である。従って、図９のような信号点等距離方式の１６ＱＡＭで４ＰＳＫを伝送しようとした場合１６ＱＡＭの振幅は２Ａ1＝Ａ2であるから３ＡTO必要となり電力で表現すると９倍必要となる。両立性をもたせるために４ＰＳＫの９倍の電力が必要である。かつ４ＰＳＫの第１受信機も小型のアンテナで受信可能にしようとすると、現在、計画されている衛星ではこれだけの出力を得ることは難しい。例えば４０Ｗのシステムでは３６０Ｗ必要となり経済的に実現できなくなる。
ここで、考えてみると確かに全ての受信機が同じ大きさのアンテナの場合、同じ送信電力なら等距離信号点方式外地番効率がよい。しかし大きさの異なるアンテナの受信機群とを組合わせたシステムを考えてみると新たな伝送方式が構成できる。
これを具体的に述べると４ＰＳＫは小型のアンテナを用いた簡単で低コストの受信システムで受信させ受信者数を増やす。次に１６ＱＡＭは中型アンテナを用いた高性能であるが高コストの多値復調受信システムで受信させ投資に見合ったＨＤＴＶ等の高付加価値サービスを行い特定の受信者に対象を限定すればシステムとして成立する。こうすれば送信出力を若干増加させるだけで４ＰＳＫと１６ＱＡＭ、場合により６４ＤＭＡを階層的に送信することができる。
例えば図１０のようにＡ１＝Ａ２となるように信号点間隔をとることにより、全送信出力を下げることができる。この場合４ＰＳＫを送信するための振幅Ａ( ４)はベクトル９５で表現でき、２Ａ1 2の平方根となる。全体の振幅Ａ(１６)は ベクトル９６で表現でき（Ａ1＋Ａ2）2＋（Ｂ1＋Ｂ2）2の平方根となる。
｜Ａ(４)｜2＝Ａ1 2＋Ｂ1 2＝ＡTO 2＋ＡTO 2＝２ＡTO 2
｜Ａ(１６)｜2＝（Ａ1＋Ａ2）2＋（Ｂ1＋Ｂ2）2＝４ＡTO 2＋４ＡTO 2＝２８ＡTO 2
｜Ａ(１６)｜／｜Ａ(４)｜＝２
つまり、４ＰＳＫを送信する場合の２倍の振幅、４倍の送信エネルギーで送信できる。等距離信号点で伝送する一般的な受信機では変形１６値ＱＡＭの復調はできないがＡ1とＡ2の２つの閾値を予め設定することにより第２受信機３３で受信できる。図１０の場合、第１分割信号点群９１の中の信号点の最短距離はＡ1 であり、４ＰＳＫの信号点間距離２Ａ1と比べるとＡ2／２Ａ1なる。Ａ1＝Ａ2よ り１／２の信号点間距離となり、同じエラーレートを得ようとすると２倍の振幅の受信感度、エネルギーでは４倍の受信感度が必要となる。４倍の受信感度を得るには、第２受信機３３のアンテナ３２の半径ｒ2を第１受信機２３のアンテナ ２２の半径半径ｒ1に比べて２倍すなわちｒ2＝２ｒ1にすればよい。例えば第１ 受信機２３のアンテナが直径３０cmなら第２受信機３３のアンテナ直径を６０cmにすれば実現できる。このことにより第２データ列の復調により、これをＨＤＴＶの高域成分に割り当てればＨＤＴＶ等の新たなサービスが同一チャンネルで可能となる。サービス内容が倍増することから受信者はアンテナと受信機の投資に見合った分のサービスを受けることができる。従って第２受信機３３はその分高コストでもよい。ここで、４ＰＳＫのモード受信のために最低送信電力が決まっているため、図１０のＡ1とＡ2の比率により４ＰＳＫの送信電力に対する変形１６ＡＰＳＫの送信電力比ｎ16と第２受信機３３のアンテナ半径ｒ2が決定する。
この最適化を計るため計算してみると、４ＰＳＫの最低必要な送信エネルギーは｛（Ａ1＋Ａ2）／Ａ1｝2倍これをｎ16と定義すると、変形１６値ＱＡＭで受信するときの信号点間距離はＡ2、４ＰＳＫで受信するときの信号点間距離は２Ａ1、信号点間距離の比率はＡ2／２Ａ、であるから受信アンテナの半径をｒ2とすると図１１のような関係となる。曲線１０１は送信エネルギー倍率ｎ16と第２受信機２３のアンテナ２２の半径ｒ2の関係を表す。
点１０２は等距離信号点の場合の１６ＱＡＭを送信する場合で、前述のとおり９倍の送信エネルギーを必要とし実用的ではない。図１１からｎ16を５倍以上増やしても第２受信機２３のアンテナ半径ｒ2はさほど小さくならないことがグラ フからわかる。
衛星の場合、送信電力は限定されており、一定値以上はとれない。このことからｎ１６は５倍以下が望ましいことが明らかになる。この領域を図１１の領域１０３の斜線で示す。例えばこの領域内なら例えば点１０４は送信エネルギー４倍で第２受信機２３のアンテナ半径ｒ2は２倍になる。また、点１０５は送信エネ ルギーが２倍でｒ2は約５倍になる。これらは、実用化可能な範囲にある。
ｎ16が５より小さいことをＡ1とＡ2で表現すると
ｎ16＝((Ａ1＋Ａ2)／Ａ1)2≦５
Ａ2≦１.２３Ａ1
図１０から分割信号点群間の距離を２Ａ(4)，最大振巾を２Ａ(16)とすると、 Ａ(4)とＡ(16)−Ａ(4)はＡ1とＡ2に比例する
従って
｛Ａ(16)｝2≦５｛Ａ(14)｝2とすればよい
次に変形の６４ＡＰＳＫ変調を用いた例を示す。第３受信機４３は、６４値ＱＡＭ復調ができる。
図１２のベクトル図は図１０のベクトル図の分割信号点群を４値から１６値に増加させた場合である。図１２の第１分割信号点群９１の中には信号点１７０を始めとして４×４＝１６値の信号点が等間隔に配置されている。この場合、４ＰＳＫとの両用性をもたせるため送信振巾のＡ1≧ＡTOに設定しなければならない 。第３受信機４３のアンテナの半径をｒ3として、送信、出力信号ｎ６４と定義 した場合のｒ3の値を、同様にして求めると
ｒ3 2＝｛６2／(ｎ−１)｝ｒ1 2
となり、図１３ ６４値ＱＡＭの半径ｒ3−出力倍数ｎのようなグラフとなる。
ただし、図１２のような配置では第２受信機３３で受信した場合４ＰＳＫの２ｂｉｔしか復調できないので第１、第２、第３の３つの両立性を成立させるには、第２受信機３３に変形６４値ＱＡＭ変調波から変形１６値ＱＡＭを復調する機能をもたせることが望ましい。
図１４のように３階層の信号点のグルーピングを行うことにより３つの受信機の両立性が成立する。第１象限だけで説明すると、第１分割分割信号点群９１は第１データ列の２ｂｉｔの（１１）を割りあてたことは述べた。
次に、第１副分割信号点群１８１には第２データ列の２ｂｉｔの（１１）を割りあてる。第２副分割信号点群１８２には（０１）を、第３副分割信号点群１８３には（００）を第４副分割信号点群１８４には（１０）を割りあてる。このことは図７と等価である。
図１５の第１象限のベクトル図を用いて第３データ列の信号点配置を詳しく説明すると例えば信号点２０１，２０５，２０９，２１３を（１１）、信号点２０２，２０６，２１０，２１４を（０１）、信号点２０３，２０７，２１１，２１５を（００）、信号点２０４，２０８，２１２，２１６を（１０）とすれば、第３データ列の２ｂｉｔのデータを第１データ、第２データと独立して、３階層の２ｂｉｔデータが独立して伝送できる。
６ｂｉｔのデータが送るだけでなく本発明の特徴として３つのレベルの性能の異なる受信機で、２ｂｉｔ，４ｂｉｔ，６ｂｉｔの異なる伝送量のデータが伝送できしかも、３つの階層の伝送間の両立性をもたせることができる。
ここで、３階層伝送時の両立性をもたせるために必要な信号点の配置方法を説明する。
図１５にあるように、まず、第１データ列のデータを第１受信機２３で受信させるためには、Ａ1≧ＡTOであることはすでに述べた。
次に第２データ列の信号点、例えば図１０の信号点９１と図１５の副分割信号点群の１８２，１８３，１８４の信号点と区別できるように信号点間距離を確保する必要がある。
図１５では２／３Ａ2だけ離した場合を示す。この場合第１副分割信号点群１ ８１の内部の信号点２０１，２０２の信号点間距離はＡ2／６となる。第３受信 機４３で受信する場合に必要な受信エネルギーを計算する。この場合、アンテナ３２の半径をｒ3として、必要な送信エネルギーを４ＰＳＫ送信エネルギーのｎ64倍であると定義すると、
ｒ3 2＝(１２ｒ1)2／(ｎ−１)となる
このグラフは図１６の曲線２２１で表せる。例えば点２２２，２２３の場合４ＰＳＫ送信エネルギーの６倍の送信エネルギーが得られれば８倍の半径のアンテナで、また９倍の送信エネルギーなら６倍のアンテナで第１、第２、第３のデータ列が復調できることがわかる。この場合、第２データ列の信号点間距離が２／３Ａ2と近づくため
ｒ2 2＝（３ｒ1）2／（ｎ−１）となり
曲線２２３のように若干第２受信機３３のアンテナ３２を大きくする必要がある。
この方法は、現時点のように衛星の送信エネルギーが小さい間は第１データ列と第２データ列を送り、衛星の送信エネルギーが大巾に増加した将来において第１受信機２３や第２受信機３３の受信データを損なうことなく、また改造することなく第３データ列を送ることができるという両立性と発展性の両面の大きな効果が得られる。
受信状態を説明するために、まず第２受信機３３から述べる。前述の第１受信機２３が本来半径ｒ1の小さいアンテナでデジタル送信機５１の４ＰＳＫ変調信 号及び送信機１の第１データ列を復調できるように設定してあるのに対し、第２受信機３３では送信機１の図１０に示した１６値の信号点つまり第２データ列の１６ＱＡＭの２ビットの信号を完全に復調できる。第１データ列と合わせて４ｂｉｔの信号を復調できる。この場合Ａ1，Ａ2の比率が送信機により異なる。このデータを図２１の復調制御部２３１で設定し、復調回路に閾値を送る。これによりＡＭ復調が可能となる。
図２１の第２受信機３３のブロック図と、図１９の第１受信機２３のブロック図はほぼ同じ構成である。違う点は、まずアンテナ３２がアンテナ２２より大きい半径ｒ2をもっている点にある。このため、より信号点間距離の短い信号を弁 別できる。次に、復調器３５の内部に復調制御部２３１と、第１データ列再生部２３２と第２データ列再生部２３３をもつ。第１識別再生回路１３６は変形１６ＱＡＭを復調するためＡＭ復調機能をもっている。この場合、各搬送波は４値の値をもち、零レベルと±各２値の閾値をもつ。本発明の場合、変形１６ＱＡＭ信号のため、図２２の信号ベクトル図のように閾値が送信機の送信出力により異なる。従って、ＴＨ16を基準化したスレシホールド値とすると、図２２から明らかなように
ＴＨ16＝（Ａ1＋Ａ2／２）／（Ａ1＋Ａ2）
となる。
このＡ１，Ａ２もしくはＴＨ16及び、多値変調の値ｍの復調情報は、送信機１より、第１データ列の中に含めて送信される。また復調制御部２３１が受信信号を統計処理し復調情報を求める方法もとれる。
図２６を用いてシフトファクターＡ1／Ａ2の比率を決定していく方法を説明する。Ａ1／Ａ2を変えると閾値が変わる。受信機側で設定したＡ1／Ａ2が送信機側で設定したＡ1／Ａ2の値から離れるに従いエラーは増える。図２６の第２データ列再生部２３３からの復調信号を復調制御回路２３１にフィールドバックしてエラーレートの減る方向にシフトファクターＡ1／Ａ2を制御することにより第３受信機４３はシフトファクターをＡ1／Ａ2を復調しなくても済むため回路が簡単になる。また送信機はＡ1／Ａ2を送る必要がなくなり伝送容量が増えるという効果がある。これを第２受信機３３に用いることもできる。
復調制御回路２３１はメモリー２３１ａを持つ。ＴＶ放送のチャンネル毎に異なるしきい値、つまりシフト比や信号点数や同期ルールを記憶し再びそのチャンネルを受信するとき、この値を呼び出すことにより受信が速く安定するという効果がある。
この復調情報が不明の場合、第２データ列の復調は困難となる。以下、（図２４）のフローチャートを用いて説明する。
復調情報が得られない場合でもステップ３１３の４ＰＳＫの復調及びステップ３０１の第１データ列の復調はできる。そこで、ステップ３０２で第１データ列再生部２３２で得られる復調情報を復調制御部２３１に送る。復調制御部２３１はステップ３０３でｍが４又は２ならステップ３１３の４ＰＳＫもしくは２ＰＳＫの復調を行う。ＮＯならステップ３０４でｍが８又は１６ならステップ３０５へ向う。ＮＯの場合はステップ３１０へ向う。ステップ３０５ではＴＨ８とＴＨ１６の演算を行う。ステップ３０６で復調制御部２３１はＡＭ復調の閾値ＴＨ１６を第１識別再生回路１３６と第２識別再生回路１３７に送り、ステップ３０７、３１５で変形１６ＱＡＭの復調と第２データ列の再生がなされる。ステップ３０８でエラーレートがチェックされ、悪い場合はステップ３１３に戻り、４ＰＳＫ復調を行なう。
またこの場合、図２２の信号点８５．８３はｃｏｓ（ωｔ＋ｎπ／２）の角度上にあるが、信号点８４．８６はこの角度上にない。従って図２１の第２データ列再生部２３３より搬送波再生回路１３１へ第２データ列の搬送波送出情報を送り信号点８４．８６のタイミングの信号からは搬送波を抽出しないように設定してある。
第２データ列が復調不能な場合を想定して送信機１は第１データ列によりを搬送波タイミング信号を間欠的に送っている。この信号により第２データ列が復調できなくても、第１データ列のみでも信号点８３．８５がわかる。このため、搬送波再生回路１３１に搬送波送出情報を送ることにより搬送波が再生できる。
次に送信機１より、図２３に示すような変形６４ＱＡＭの信号が送られてきた場合、図２４のフローチャートに戻るとステップ３０４でｍが１６でないか判断されステップ３１０でｍが６４以下かがチェックされ、ステップ３１１で等距離信号点方式でない場合、ステップ３１２に向かう。ここでは変形６４ＱＡＭ時の信号点間距離ＴＨ64を求めると
ＴＨ64＝（Ａ1＋Ａ2／２）／（Ａ1＋Ａ2）
であり、ＴＨ16と同じである。しかし、信号点間距離が小さくなる。
第１副分割信号点群１８１の中にある信号点間の距離をＡ3とすると、第１副 分割信号点群１８１と第２副分割信号点群１８２の距離は（Ａ2−２Ａ3）、基準化すると（Ａ2−２Ａ3）／（Ａ1＋Ａ2）となる。これをｄ64と定義すると、ｄ64が第２受信機３３の弁別能力Ｔ2以下である場合、弁別できない。この場合、ス テップ３１３で判断し、ｄ64が許容範囲外であればステップ３１３の４ＰＳＫモードに入る。弁別範囲にある場合はステップ３０５へ向い、ステップ３０７の１６ＱＡＭの復調を行う。ステップ３０８でエラーレートが大きい場合は、ステップ３１３の４ＰＳＫモードに入る。
この場合、送信機１が図２５（ａ）に示すような信号点の変形８ＱＡＭ信号を送信すれば、全ての信号点がｃｏｓ（２πｆ＋ｎ・π／４）の角度上にあるため、４逓倍回路により、全ての搬送波が同じ位相に縮退されるため搬送波の再生が簡単になるという効果が生まれる。この場合、配慮をしていない４ＰＳＫ受信機でも第１データ列の２ｂｉｔは復調でき、第２受信機３３では第２データ列の１ｂ 図２５（ａ）と図２５（ｂ）の信号点配置図は極座標方向（ｒ，θ）にシフトした信号点を追加した場合のＣ−ＣＤＭの信号点を示す。さきに述べた直交座標上つまりＸＹ方向に信号点をシフトさせたＣ−ＣＤＭを直交座標系Ｃ−ＣＤＭと呼び、極座標系つまりｒ，θ方向に信号点をシフトさせたＣ−ＣＤＭを極座標系Ｃ−ＣＤＭを極座標系Ｃ−ＣＤＭと呼ぶ。
まず図２５（ａ）の８ＰＳ−ＡＰＳＫの信号点配置図は、ＱＰＳＫの４つの信号点の各々に極座標における半径ｒ方向にシフトした信号点をもう１つずつ追加したものである。こうして、図２５（ａ）に示すようにＱＰＳＫから８つの信号点をもつ極座標Ｃ−ＣＤＭのＡＰＳＫが実現する。これは極座標上において極（Ｐｏｌｅ）をシフトさせた信号点を追加したＡＰＳＫであることからShifted Pole-APSK略してＳＰ−ＡＰＳＫと呼ぶ。この場合、図１３９に示すようにシフト ファクターＳ1を用いることによりＱＰＳＫに追加された信号点８５の座標が定 義できる。８ＰＳ−ＡＰＳＫの信号点は標準のＱＰＳＫの極座標（ｒ0，θ0）の信号点８３を半径ｒ方向にＳ1ｒ0だけシフトさせた位置の信号点（（Ｓ1＋１） ｒ0，θ0）を追加したものである。こうしてＱＰＳＫと同じ２ｂｉｔのサブチャンネル１に１ｂｉｔのサブチャンネル２が追加される。
また、図１４０のコンステレーション図に示すように、座標（ｒ0，θ0）、（ｒ0＋Ｓ1ｒ0、θ0）の８つの信号点に半径ｒ方向にＳ２ｒｏだけシフトさせた信号点を追加することにより新たに（ｒ0＋Ｓ2ｒ0、θ0）と（ｒ0＋Ｓ1ｒ0＋Ｓ2ｒ0、θ0）の１ｂｉｔの信号点が追加される。これは２種類の配置があるため１ｂｉｔのサブチャンネルが得られる。これを１６ＰＳ−ＡＰＳＫと呼び、２ｂｉｔのサブチャンネル１と１ｂｉｔのサブチャンネル２と１ｂｉｔのサブチャンネル３をもつ。１６−ＰＳ−ＡＰＳＫもθ＝１／４（２ｎ＋１）π上に信号点があるため図１９で説明した通常のＱＰＳＫ受信機で搬送波が再生できるため第２サブチャンネルは復調できないが２ｂｉｔの第１サブチャンネルは復調できる。このように極座標方向にシフトするＣ−ＣＤＭ方式はＰＳＫとくに現在の衛星放送において主流であるＱＰＳＫ受信機と互換性を保ちながら伝送情報量を拡張できるという効果がある。このためＰＳＫを使った第一世代の衛星放送の視聴者を失うことなく第２世代のＡＰＳＫを使った多値変調の情報量の多い衛星放送へと互換性を保ちながら拡張できる。
図２５（ｂ）の場合の信号点は極座標における角度＝π／８の上にある。これは１６ＰＳＫの信号点の各象限４ケのつまり計１６ケの信号点のうち各象限３ケつまり１２ケの信号点に限定している。限定することにより、荒く見た場合、この３ケの信号点を一つの信号点とみなし全体で４個のＱＰＳＫの信号点とみなすことができる。こうして前述場合と同様にして、ＱＰＳＫ受信機を用いて第１サブチャンネルを再生できる。
これらの信号点はθ＝π／４、θ＝π／４＋π／８、θ＝π／４−π／８の角度上に配置される。 つまり角度π／４上にあるＱＰＳＫの信号点を極座標の角度方向に±π／８シフトさせた信号点を追加したものである。θ＝π／４±π／８の範囲にあるため、略々θＰＳＫのθ＝π／４上の１つの信号点とみなせる。この場合のエラーレートは若干悪くなるが図１９に示すＱＰＳＫの受信機２３により４つの角度上の信号点とは弁別できるため復調でき２ｂｉｔのデータが再生される。
角度シフトＣ−ＣＤＭの場合、角度がπ／ｎ上にある場合、搬送波再生回路は、他の実施例と同様にｎ逓倍回路により、搬送波は再生できる。またπ／ｎ上にない場合は、他の実施例の場合と同様にキャリア情報を一定期間に数ケ送ることにより、搬送波が再生できる。
また、図１４１に示すようにＱＰＳＫ又は８−ＳＰ−ＡＰＳＫの信号点間の極座標における角度を２θ0、第１次角度シフトファクターをＰ1とすると信号点を２つに分割し角度θ方向に±Ｐ1θ0だけシフトさせることにより、ＱＰＳＫの場合（ｒ0，θ0＋Ｐ1θ0）と（ｒ0，θ0−Ｐ1θ0）の２つの信号点に分割され信号点の数が倍になる。こうして１ｂｉｔのサブチャンネル−３が追加される。これをＰ＝Ｐ1の８−ＳＰ−ＰＳＫと呼ぶ。図１４２に示すようにこの８−ＳＰ−Ｐ ＳＫの信号点を半径ｒ方向にＳ1ｒ0だけシフトさせた信号点を加えたものを１６−ＳＰ−ＡＰＳＫ（Ｐ，Ｓ1型）と呼ぶ。位相が同じである８ＰＳ−ＰＳＫによ りサブチャンネル１．２が再生できる。さて、ここで図２５（ｂ）に戻る。極座標系の角度シフトを用いたＣ−ＣＤＭは図１４１のようにＰＳＫに適用できるため、第一世代の衛星放送にも用いることができる。しかし、第２世代のＡＰＳＫの衛星放送に用いた場合、図１４２に示すように極座標系Ｃ−ＣＤＭはグループ内の信号点の間隔を均一にとることができない。従って電力利用効率が悪い。一方直交座標時のＣ−ＣＤＭはＰＳＫとの互換性がよくない。
図２５（ｂ）の方式は直交座標系と極座標系の双方に互換性をもつ。信号点を１６ＰＳＫの角度上に配置しているので、１６ＰＳＫにより復調できるとともに、信号点をグルーピングしてあるためＱＰＳＫ受信機でも復調できる。また直交座標上にも配置してあるため１６−ＳＲＱＡＭでも復調できる。ＱＰＳＫ、１６ＰＳＫ、１６−ＳＲＱＡＭの３つの間の極座標系と直交座標系Ｃ−ＣＤＭ間の互換性を実現しながら拡張できるという大きな効果がある方式である。
ｉｔが再生でき、合計３ｂｉｔ再生できる。
次に第３受信機４３について述べる。図２６は第３受信機４３のブロック図で、図２１の第２受信機３３とほぼ同じ構成となる。違う点は第３データ列再生部２３４が追加されていることと識別再生回路に８値の識別能力があることにある。アンテナ４２の半径ｒ3がｒ2よりさらに大きくなるため、より信号点間距離の近い信号、例えば３２値ＱＡＭや６４値ＱＡＭも復調できる。このため、６４値ＱＡＭを復調するため、第１識別再生回路１３６は検信号波に対し、８値のレベルを弁別する必要がある。この場合７つの閾値レベルが存在する。このうち１つは０のため１つの象限には３つの閾値が存在する。
図２７の信号スペースダイアグラムに示すように、第１象限では３つの閾値が存在する。
図２７に示すように３つの正規化された閾値、ＴＨ１64とＴＨ２64とＴＨ３64が存在する。
ＴＨ１64＝（Ａ1＋Ａ3／２）／（Ａ1＋Ａ2）
ＴＨ２64＝（Ａ1＋Ａ2／２）／（Ａ1＋Ａ2）
ＴＨ３64＝（Ａ1＋Ａ2−Ａ3／２）／（Ａ1＋Ａ2）
で表わせる。
この閾値により、位相検波した受信信号をＡＭ復調することにより、図２１で説明した第１データ列と第２データ列と同様にして第３データ列のデータが復調される。図２３のように第３データ列は例えば第１副分割信号群１８１の中の４つの信号点２０１、２０２、２０３、２０４の弁別により、４値つまり２ｂｉｔとれる。こうして６ｂｉｔつまり変形６４値ＱＡＭの復調が可能となる。
この時の復調制御部２３１は第１データ列再生部２３２の第１データ列に含まれる復調情報により、ｍ、Ａ1、Ａ2、Ａ3の値がわかるのでその閾値ＴＨ１64と ＴＨ２64とＴＨ３64を計算して第１識別再生回路１３６と第２識別再生回路１３７に送り、変形６４ＱＡＭ復調を確実に行うことができる。この場合復調情報にはスクランブルがかかっているので許可された受信者しか６４ＱＡＭを復調できないようにすることもできる。図２８は変形６４ＱＡＭの復調制御部２３１のフローチャートを示す。（図２４）の１６値ＱＡＭのフローチャートと違う点のみを説明する。図２８のステップ３０４よりステップ３２０になりｍ＝３２ならステップ３２２の３２値ＱＡＭを復調する。NOならステップ３２１でｍ＝６４か判別し、ステップ３２３でＡ3が設定値以下から再生できないため、ステップ３０ ５に向い、図２４と同じフローチャートになり、変形１６ＱＡＭの復調を行なう。ここでステップ３２３に戻ると、Ａ3が設定値以上ならステップ３２４で閾値 の計算を行い、ステップ３２５で第１、第２識別再生回路へ３つの閾値を送りステップ３２６で変形６４ＱＡＭの再生を行い、ステップ３２７で第１、第２、第３データの再生を行い、ステップ３２８でエラーレートが大きければステップ３０５に向い１６ＱＡＭ復調をして小さければ６４ＱＡＭ復調を継続する。
ここで、復調に重要な搬送波再生方式について述べる。本発明は変形１６ＱＡＭや、変形６４ＱＡＭの第１データ列を４ＰＳＫ受信機で再生させるところに特徴の一つがある。この場合、通常の４ＰＳＫ受信機を用いた場合は搬送波の再生が困難となり正常な復調ができない。これを防止するため送信機側と受信機側でいくつかの対策が必要となる。
本発明による方法として２通りの方式がある。第１の方式は一定規則基つき間欠的に（２ｎー１）π／４の角度上の信号点を送る方法である。第２の方式はｎπ／８の角度上に略略、全ての信号点を配置し送信する方法である。
第一の方法は、図３８に示したように４つの角度、π／４、３π／４、５π／４、７π／４の角度上にある信号点例えば信号点８３、８５の信号を送る時、図３８の送信信号のタイムチャート図の中のタイムスロット群４５１のうち斜線で示す間欠的に送られる同期タイムスロット４５２、４５３、４５４、４５５をある一定の規則に基ずき設定する。そして、この期間中に必ず上記角度上の８つの信号点の中のひとつの信号点を送信する。それ以外のタイムスロットでは任意の信号点を送信する。そして送信機１は、このタイムスロットを送る上記の規則を図４１に示すデータの同期タイミング情報部４９９に配置して送信する。
この場合の送信信号の内容を図４１を用いてさらに詳しく説明すると同期タイムスロット４５２、４５３、４５４、４５５を含むタイムスロット群４５１は１つの単位データ列４９１、Ｄｎを構成する。
この信号には同期タイミング情報の規則に基づき間欠的に同期タイムスロットが配置されているので、この配置規則がわかれば、同期タイムスロットにある情報を抽出することにより搬送波再生は容易にできる。
一方データ列４９２のフレームの先頭部分には、Ｓで示す同期領域４９３がありこれは斜線で示す同期タイムスロットだけで構成されている。この構成により上記の搬送波再生用の抽出情報が多くなるので４ＰＳＫ受信機の搬送波再生が確実にしかも早くできるという効果がある。
この同期領域４９３は、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３で示す同期部４９６、４９７、４９８、等を含み、この部分には、同期のためのユニークワードや前述の復調情報が入っている。さらにＩTで示す位相同期信号配置情報部４９９もあり、この中に は、位相同期タイムスロットの配置間隔の情報や配置規則の情報等の情報が入っている。
位相同期タイムスロットの領域の信号点は特定の位相しかもたないため搬送波は４ＰＳＫ受信機でも再生できるため、位相同期部配置情報ＩTの内容は確実に 再生できるため、この情報入手後は搬送波を確実に再生できる。
図４１の同期領域４９３の次に復調情報部５０１があり、変形多値ＱＡＭ信号を復調するときに必要なスレシホルド電圧に関する復調情報が入っている。この情報は多値ＱＡＭの復調に重要なので、図４１の同期領域５０２のように同期領域の中に復調情報５０２を入れると復調情報の入手がより確実になる。
図４２はＴＤＭＡ方式によりバースト状の信号を送る場合の信号配置図である。図４１との違いはデータ列４９２、Ｄｎと他のデータ列との間にガードタイム５２１が設けられ、この期間中、送信信号は送信されない。またデータ列４９２の先頭部には同期をとるための同期部５２２が設けられている。この期間中は前述の（２ｎ−１）π／４の位相の信号点しか送信されない。従って４ＰＳＫの復調器でも搬送波が再生できる。こうしてＴＤＭＡ方式でも同期及び搬送波再生が可能となる。
次に図１９の第１受信機２３の搬送波再生方式について図４３と図４４を用いて詳しく述べる。図４３において入力した受信信号は入力回路２４に入り、同期検波回路５４１で同期検波された復調信号の１つは出力回路５４２に送られ出力され、第１データ列が再生される。抽出タイミング制御回路５４３で図４１の位相同期部配置情報部４９９が再生され、どのタイミングで（２ｎ−１）π／４の位相同期部の信号が入ってくるかわかり、図４４のような間欠的な位相同期制御信号５６１が送られる。復調信号は逓倍回路５４５に送られ、４逓倍されて搬送波再生制御回路５４に送られる。図４４の信号５６２のように真の位相情報５６３の信号とそれ以外の信号を含む。タイミングチャート５６４の中の斜線に示すように（２ｎー１）π／４の位相の信号点からなる位相同期タイムスロット４５２が間欠的に含まれる。これを位相同期制御信号５６４を用いて搬送波再生制御回路５４４により、サンプリングすることにより位相標本信号５６５が得られる。これをサンプリングホールドすることにより、所定の位相信号５６６が得られる。この信号はループフィルタ５４６を通り、ＶＣＯ５４７に送られ搬送波が再生され、同期検波回路５４１に送られる。こうして図３９の斜線に示すような（２ｎー１）π／４の位相の信号点が抽出される。この信号を基に４逓倍方式により正確な搬送波が再生できる。この時、複数の位相が再生されるが図４１の同期部４９６にユニークワードを入れることににより、搬送波の絶対位相を特定できる。
図４０のように変形６４ＱＡＭ信号を送信する場合、略略（２ｎー１）π／４の位相の斜線で示す位相同期領域４７１の中の信号点に対してのみ位相同期タイムスロット４５２、４５２ｂ等を送信機は送る。このため通常の４ＰＳＫ受信機では搬送波は再生できないが、４ＰＳＫの第１受信機２３でも、本発明の搬送波再生回路を装備することのより搬送波が再生できるという効果がある。
以上はコスタス方式の搬送波再生回路を用いた場合である。次に逆変調方式搬送波再生回路に本発明を用いた場合を説明する。
図４５は本発明の逆変調方式搬送波再生回路を示す。入力回路２４からの受信信号は同期検波回路５４１により、復調信号が再生される。一方、第１遅延回路５９１により遅延された入力信号は４相位変調器５９２において上記復調信号により逆復調され搬送波信号となる。搬送波再生制御回路５４４を通過できた上記搬送波信号は、位相比較器５９３に送られる。一方ＶＣＯ５４７からの再生搬送波は第２遅延回路５９４により、遅延され、位相比較器５９３で前述の逆変調搬送波信号と位相比較され、位相差信号はループフィルタ５４６を通してＶＣＯ５４７に供給され、受信搬送波と同位相の搬送波が再生される。この場合、図４３のコスタス形搬送波再生回路と同様にして、抽出タイミング制御回路５４３は図３９の斜線で示した領域の信号点のみの位相情報をサンプリングさせるので１６ＱＡＭでも６４ＱＡＭでも、第１受信機２３の４ＰＳＫの変調器で搬送波を再生できる。
次に、１６逓倍方式により搬送波を再生する方式について述べる。図２の送信機１は、図４６に示すように変形１６ＱＡＭの信号点をｎπ／８の位相に配置して変調および送信を行なう。図１９の第１受信機２３の方では、図４８に示すような１６逓倍回路６６１をもつコスタス型の搬送波再生回路を用いることにより、搬送波が再生できる。１６逓倍回路６６１により、図４６のようなｎπ／８の位相の信号点は第１象現に縮退されるためループフィルタ５４６とＶＣＯ５４１により搬送波が再生できる。ユニークワードを同期領域に配置することにより１６相から絶対位相を抽出することもできる。
次に１６逓倍回路の構成を説明する。復調信号から和回路６６２と差回路６６３により、和信号、差信号を作り、乗算器６６４で掛け合わせてｃｏｓ２θをつくる。また乗算器６６５ではｓｉｎ２θをつくる。これらを乗算器６６６で乗算し、ｓｉｎ４θをつくる。
ｓｉｎ２θとｃｏｓ２θから、同様にして、和回路６６７差回路６６８と乗算器６７０によりｓｉｎ８θをつくる。和回路６７１と差回路６７２と乗算器によりｃｏｎ８θをつくる。そして乗算器６７４によりｓｉｎ１６θをつくることにより１６逓倍ができる。
以上のような１６逓倍方式により、図４６のような信号点配置をした変形１６ＱＡＭ信号の全ての信号点の搬送波を特定の信号点を抽出することなしに再生できるという大きな効果がある。
また図４７のような配置をした変形６４ＱＡＭ信号の搬送波も再生できるが、いくつかの信号点は同期領域４７１より若干ずれているので、復調時エラーレートが増えてしまう。
この対策として２つの方法がある。１つは同期領域をはずれた信号点の信号を送信しないことである情報量は減るが構成は簡単になるという効果がある。もう１つは図３８で説明したように同期タイムスロットを設けることである。タイムスロット群４５１の中の同期タイムスロットの期間中に斜線で示すｎπ／８の位相の同期位相領域４７１、４７１ａ等の信号点を送ることにより、この期間中に正確に同期をとることができるため位相誤差がすくなくなる。
以上のようにして１６逓倍方式により、簡単な受信機の構成で４ＰＳＫ受信機により変形１６ＱＡＭや変形６４ＱＡＭの信号の搬送波を再生できるという大きな効果がある。また、さらに同期タイムスロットを設定した場合、変形６４ＱＡＭの搬送波再生時の位相精度を上げるという効果が得られる。
以上詳しく述べたように本発明の伝送装置を用いることにより、１つの電波帯域で複数のデータを階層構造で同時に伝送することができる。
この場合に、一つの送信機に対し異なる受信感度と復調能力をもつ３つの階層の受信機を設定することにより、受信機の投資に見合ったデータ量を復調できるという特長がある。まず小さなアンテナと低分解能であるが低コストの第１受信機を購入した人受信者は第１データ列を復調再生できる。次に、中型のアンテナと中分解能の高コストの第２受信機を購入した受信者は第１、第２データ列を再生できる。また、大型のアンテナと高分解能の、かなり高コストの第３受信機を購入した人は第１、第２、第３データ列の全て復調再生できる。
もし第１受信機を家庭用デジタル衛星放送受信機にすれば多数の一般消費者に受け容れられるような低い価格で受信機を実現できる。第２受信機は当初は大型のアンテナを必要とする上に高コストのため消費者全般には受け容れられるものではないがＨＤＴＶを視聴したい人々には多少高くても意味がある。第３受信機は衛星出力が増加するまでの間かなり大型の産業用アンテナが必要で家庭用には現実的でなく産業用途に当初は適している。例えば超高解像ＨＤＴＶ信号を送り、衛星により各地の映画館に伝送すれば、映画館をビデオにより電子化できる。このばあい映画館やビデオシアターの運営コストが安くなるという効果もある。
以上のように本発明をＴＶ伝送に応用した場合、３つの画質の映像サービスを１つの電波の周波数帯域で提供でき、しかもお互いに両立するという大きな効果がある。実施例では４ＰＳＫ、変形８ＱＡＭ、変形１６ＱＡＭ、変形６４ＱＡＭの例を示したが、３２ＱＡＭや２５６ＱＡＭでも実現できる。 また、図５８や図６８（ａ）（ｂ）のような４値もしくは８値のＡＳＫ信号に適用することもできる。また，８ＰＳＫ，１６ＰＳＫ、３２ＰＳＫでも実施できる。また実施例では衛星伝送の例を示したが地上伝送や有線伝送でも同様にして実現できることはいうまでもない。
（実施例２）
実施例２は実施例１で説明した物理階層構造をエラー訂正能力の差別化等により論理的にさらに分割し、論理的な階層構造を追加したものである。実施例１の場合それぞれの階層チャンネルは電気信号レベルつまり物理的な復調能力が異なる。これに対し実施例２ではエラー訂正能力等の論理的な再生能力が異なる。具体的には例えばＤ1の階層チャンネルの中のデータを例えばＤ1-1とＤ1-2の２つ に分割し、この分割データの１つ例えばＤ1-1データのエラー訂正能力をＤ1-2データより高め、エラー訂正能力を差別化することより、復調再生時にＤ1-1とＤ1-2のデータのエラー後調能力が異なるため、送信信号のＣ／Ｎ値を低くしていった場合、Ｄ1-2が再生できない信号レベルにおいてもＤ1-1は設定したエラーレート内に収まり原信号を再生できる。これは論理的な階層構造ということができる。
つまり、変調階層チャンネルのデータを分割し、誤り訂正符号と積符号の使用等の誤り訂正の符号間距離の大きさを差別化することによ誤り訂正能力による論理的な階層構造が追加され、さらに細かい階層伝送が可能となる。
これを用いると、Ｄ1チャンネルはＤ1-1，Ｄ1-2の２つのサブチャンネル，Ｄ2チャンネルはＤ2-1，Ｄ2-2の２つのサブチャンネルに増える。
これを入力信号のＣ／Ｎ値と階層チャンネル番号の図８７を用いて説明すると、階層チャンネルＤ1-1は最も低い入力信号で再生できる。このＣＮ値をｄとす ると、ＣＮ＝ｄの時、Ｄ1-1は再生されるがＤ1-2，Ｄ2-1，Ｄ2-2は再生されない。次にＣＮ＝Ｃ以上になるとＤ1-2がさらに再生され、ＣＮ＝ｂの時Ｄ2-1が加わり、ＣＮ＝ａの時Ｄ2-2が加わる。このようにＣＮが上がるにつれて、再生可能 な階層の総数が増えていく。逆をいうとＣＮが下がるにつれて、再生可能な階層の総数が減っていく。これを図８６の伝送距離と再生可能ＣＮ値の図で説明する。一般的に図８６実線８６１に示すように伝送距離が長くなるに従い、受信信号のＣ／Ｎ値は低下する。図８５で説明したＣＮ＝ａとなる地点の送信アンテナからの距離をＬａとし，ＣＮ＝ｂではＬｂ，ＣＮ＝ＣではＬｃ，ＣＮ＝ｄではＬｄ，ＣＮ＝ｅではＬｅとなるとする。送信アンテナよりＬｄの距離より迫い地域は図８５で説明したようにＤ1-1チャンネルのみが再生できる。このＤ1-1の受信可能範囲を斜線の領域８６２で示す。図から明らかなようにＤ1-1チャンネルは一 番広い領域で再生できる。同様にしてＤ1-2チャンネルは送信アンテナより距離 Ｌｃ以内の領域８６３で再生できる。距離Ｌｃ以内の範囲では領域８６２も含まれるためＤ1-1チャンネルも再生できる。同様にして領域８６４ではＤ2-1チャンネルが再生でき、領域８６５ではＤ2-2チャンネルが再生可能となる。このよう にして、ＣＮ値の劣化に伴いない伝送チャンネルが段階的に減少する階層型伝送ができる。データ構造を分離して階層構造にし、本発明の多値伝送を用いることにより、アナログ伝送のようにＣ／Ｎの劣化に伴いデータ量が次第に減少する階層型の伝送が可能となるという効果がある。
次に、具体的な構成を述べる。ここでは物理階層２層、論理階層２層の実施例を述べる。図８７は送信機１のブロック図である。基本的には実施例１で説明した図２の送信機のブロック図と同じなので詳しい説明は省略するが、エラー訂正符号エンコーダが付加されている点が異なる。これをＥＣＣエンコーダと略す。分離回路３は1-1、1-2、2-1、2-2の４つの出力をもち、入力信号をＤ1-1、Ｄ1-2、 Ｄ2-1、Ｄ2-2の４つの信号に分離して出力する。このうち、Ｄ1-1、Ｄ1-2信号は第１ＥＣＣエンコーダ８７１ａに入力され、各々、主ＥＣＣエンコーダ８７２ａと副ＥＣＣエンコーダ８７３ａに送られ、誤り訂正の符号化がなされる。
ここで主ＥＣＣエンコーダ８７２ａは副ＥＣＣエンコーダ８７３ａよりも強力なエラー訂正能力をもっている。このため、図８５のＣＮ−階層チャンネルのグラフで説明したように、復調再生時、Ｄ1-1チャンネルはＤ1-2チャンネルより低いＣ／Ｎ値においてもＤ1-1は基準エラーレート以下で再生できる。Ｄ1-1はＤ1-2よりＣ／Ｎの低下に強い論理的な階層構造となっている。誤り訂正されたＤ1-1、Ｄ1-2信号は合成器８７４ａでＤ1信号に合成され、変調器４に入力される。一方、Ｄ2-1、Ｄ2-2信号は第２ＥＣＣエンコーダ８７１ｂの中の各々主エンコーダ８７２ｂと副ＥＣＣエンコーダ８７３ｂにより誤り訂正符号化され合成器８７４ｂによりＤ2信号に合成され、変調器４により入力される。主ＥＣＣエンコーダ ８７２ｂは副ＥＣＣエンコーダ８７３ｂよりエラー訂正能力が高い。この場合、変調器４はＤ1信号、Ｄ2信号より階層型の変調信号を作り、送信部５より送信される。以上のように図８７の送信機１はまず実施例１で説明した変調によるＤ1 、Ｄ2の２層の物理階層構造をもっている。この説明は既に述べた。次に、エラ ー訂正能力の差別化によりＤ1-1とＤ1-2叉はＤ2-1、Ｄ2-2の各々２層の論理的階層構造をもっている。
次にこの信号を受信する状態を説明する。図８８は受信機のブロック図である。図８７の送信機の送信信号を受信した第２受信機３３の基本構成は、実施例１の図２１で説明した第２受信機３３とほぼ同じ構成である。ＥＣＣデコーダ８７６ａ、８７６ｂを追加した点が異なる。この場合、ＱＡＭ変復調の例を示すが、図５８や図６８（ａ）（ｂ）のような４値もしくは８値のＶＳＢ等のＡＳＫ信号に適用することもできる。また、ＰＳＫ、ＦＳＫ変復調でもよい。
さて、図８８において、受信された信号は復調器３５によりＤ1、Ｄ2信号として再生され分離器３ａ、３ｂにより、各々Ｄ1-1とＤ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2の４つの信号がつくられ、第１ＥＣＣデコーダ８７６ａと第２ＥＣＣデコーダ８７６ｂに入力される。第１ＥＣＣデコーダ８７６ａでは、Ｄ1-1信号が主ＥＣＣデコーダ ８７７ａにより誤り訂正されて合成部３７に送られる。一方、Ｄ1-2信号は副Ｅ ＣＣデコーダ８７８ａにより誤り訂正され合成部３７に送られる。同様にして第２ＥＣＣデコーダ８７６ｂにおいてＤ2-1信号は主ＥＣＣデコーダ８７７ｂにお いて、Ｄ2-2信号は副ＥＣＣデコーダ８７８ｂにおいて誤り訂正され、合成部３
７に入力される。誤り訂正されたＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2信号は合成部３７において１つの信号となり出力部３６より出力される。
この場合、論理階層構造によりＤ1-1はＤ1-2より、またＤ2-1はＤ2-2より誤り訂正能力が高いため図８５で説明したように、入力信号のＣ／Ｎ値がより低い状態においても所定の誤り率が得られ、原信号を再生できる。
具体的にＨｉｇｈ Ｃｏｄｅ Ｇａｉｎの主ＥＣＣデコーダ８７７ａ，８７７ｂとＬｏｗ Ｃｏｄｅ Ｇａｉｎの副ＥＣＣデコーダ８７８ａ，８７８ｂの間に誤り訂正能力の差別化を行う方法を述べる。副ＥＣＣデコーダに図１６５（ｂ）のＥＣＣ Ｄｅｃｏｄｅｒの図に示すようなリードソロモン符号やＢＣＨ符号のような標準的な符号間距離の符号化方式を用いた場合、主ＥＣＣデコーダにリードソロモン符号とリードソロモン符号の両者の積符号や長符号化方式や図１２８（ｄ）（ｅ）（ｆ）に示すTrellis Decoder７４４ｐ、７４４ｑ、７４４ｒを用 いた誤り訂正の符号間距離の大きい符号化方式を用いることにより誤り訂正能力つまりＣｏｄｅ Ｇａｉｎに差をつけることができる。こうして論理的階層構造を実現できる。符号間距離を大きくする方法は様々な方法が知られているため他の方式に関しては省略する。本発明は基本的にはどの方式も適用できる。
また図１６０、図１６７のブロック図に示すように送信部にインターリーバー７４４Ｋを、受信部にデインターリーバー７５９Ｋ、９３６ｂを設け、図１６８（ａ）のInter leave Table９５４により、インターリーブをかけ、デインター リーバー９３６ｂのデインターリーブＲＡＭ９３６×で、デコードすることにより、伝送系のバーストエラーに対して強い伝送が可能となり、画像が安定する。
ここで論理的な階層構造を図８９のＣ／Ｎと誤り訂正後のエラーレートの関係図を用いて説明する。図８９において、直線８８１はＤ1-1チャンネルのＣ／Ｎ とエラーレートの関係を示し、直線８８２はＤ1-2チャンネルのＣ／Ｎと訂正後 のエラーレートの関係を示す。
入力信号のＣ／Ｎ値が小さくなればなる程、訂正後のデータのエラーレートは大きくなる。一定のＣ／Ｎ値以下では誤り訂正後のエラーレートがシステム設計時の基準エラーレートＥｔｈ以下に収まらず原データが正常に再生されない。さて、図８９において徐々にＣ／Ｎを上げてゆくとＤ1-1信号の直線８８１が示す ようにＣ／Ｎがｅ以下の場合Ｄ1チャンネルの復調ができない。ｅ≦Ｃ／Ｎ＜ｄ の場合Ｄ1チャンネルの復調はできるが、Ｄ1-1チャンネルのエラーレートはＥｔｈを上回り、原データを正常に再生できない。
Ｃ／Ｎ＝ｄの時、Ｄ1-1は誤り訂正能力がＤ1-2より高いため、誤り訂正後のエラーレートは点８８５ｄに示すようにＥｔｈ以下になり、データを再生できる。一方、Ｄ1-2の誤り訂正能力はＤ1-1ほど高くないため訂正後のエラーレートがＤ1-1ほど低くないため訂正後のエラーレートがＥ2とＥｔｈを上回るため再生できない。従ってこの場合Ｄ1-1のみが再生できる。
Ｃ／Ｎが向上してＣ／Ｎ＝Ｃになった時、Ｄ1-2の誤り訂正後のエラーレート が点８８５Ｃに示すようにＥｔｈに達するため、再生可能となる。この時点ではＤ2-1、Ｄ2-2つまりＤ2チャンネルの復調は不確実な状況にある。Ｃ／Ｎの向上 に伴い、Ｃ／Ｎ＝ｂ'においてＤ2チャンネルが確実に復調できるようになる。
さらにＣ／Ｎが向上しＣ／Ｎ＝ｂになった時点で、Ｄ2-1のエラーレートが点 ８８５ｂに示すようにＥｔｈまで減少し、Ｄ2-1が再生できるようになる。この 時、Ｄ2-2のエラーレートはＥｔｈより大きいため再生できない。Ｃ／Ｎ＝ａに なって点８８５ａに示すようにＤ2-2のエラーレートがＥｔｈにまで減少しＤ2-2チャンネルが再生できるようになる。
このようにして、誤り訂正能力の差別化を用いることにより物理階層Ｄ1、Ｄ2チャンネルをさらに２層の論理階層を２分割し、計４層の階層伝送ができるという効果が得られる。
この場合、データ構造を高階層のデータが欠落しても原信号の一部が再生できるような階層構造にし、本発明の多値伝送と組み合わせることにより、アナログ伝送のようにＣ／Ｎの劣化に伴いデータ量が次第に減少する階層型伝送が可能となるという効果がある。特に、近年の画像圧縮技術は急速に進歩しているため、画像圧縮データを階層構造とし階層伝送と組み合わせた場合、同一地点間において、アナログ伝送よりはるかに高画質の映像を伝送すると同時に、アナログ伝送のように段階的に受信信号レベルに応じて画質を低くしながら広い地域で受信できる。このように従来のデジタル映像伝送にはなかった階層伝送の効果をデジタルによる高画質を保ちながら得ることができる。
また、画像Ｓｅｇｍｅｎｔデータのアドレスデータや画像圧縮時の基準画像データや、図６６のラスクランブル部に示すスクランブル解除データや、フレーム同期信号等のＨＤＴＶ信号の画像伸長に最も重要なデータをＨｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａ Ｄ1-1として図８８、図１３３、図１７０、図１７２のＨ ｉｇｈ ｃｏｄｅ ＧａｉｎのＥＣＣ Ｅｎｃｏｒｄｅｒ７４３ａで送信し、受信機４３のＨｉｇｈ ｃｏｄｅ ｇａｉｎのＥＣＣ Ｄｅｃｏｄｅｒ７５８で受信する。この方式ではＣ／Ｎが劣化して、信号のエラーレートが増えてもＨｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａ Ｄ1-1のエラーレートはさほど増えないため 、デジタル映像特有の致命的な画質の破壊は防げ、往々に画質が劣化するＧｒａｃｅｆｕｌ Ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎの効果が得られる。図１３３、図１７０の変調部７４９、復調部７６０は前述の１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭでも、後の実施例４で述べる図５７の４ＶＳＢや図６８の８ＶＳＢでも８ＰＳＫでもＧｒａｃｅｆｕｌ Ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎの効果が得られる。
また、図１３３、図１５６に示すように、Ｈｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａを２ｎｄ ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍ ｉｎｐｕｔ７４４の中のＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ａとＴｒｅｌｌｉｓ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ｂでＨｉｇｈ ｃｏｄｅ ｇａｉｎの誤り符号化を行い、Ｌｏｗ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ ｄａｔａをＥＣＣ ｅｎｃｏｄｅｒ７４３ａのみでＬｏｗ ｃｏｄｅ ｇａｉｎの誤り符号化を行うことにより、受信時のＨｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ ｄａｔａとＬｏｗ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ ｄａｔａのエラーレートを大きく差をつけることができる。このため伝送系の大巾なＣ／Ｎの劣化に対しても、Ｈｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａは受信できるため、自動車ＴＶ受信機のように受信条件の悪い受信機のようにＣ／Ｎの劣化が激しい用途においても、Ｌｏｗ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａの劣化に伴い、画質は劣化する。しかしＨｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａは再生されるため画素ブロックの配置情報は再生されるため、画像が破壊されることなく、解像度やノイズが劣化した画像が得られ、視聴者はＴＶ番組をみることが可能となるという著しい効果が得られる。
（実施例３）
以下本発明の第３の実施例について図面を参照しながら説明する。
図２９は実施例３の全体図である。実施例３は本発明の伝送装置をデジタルＴＶ放送システムに用いた例を示し、超高解像度の入力映像４０２は、第１画像エンコーダー４０１の入力部４０３に入力し、分離回路４０４により、第１データ列と第２データ列と第３データ列に分離され、圧縮回路４０５により圧縮され出力される。
他の入力映像４０６，４０７，４０８は各々第１画像エンコーダー４０１と同様の構成の第２画像エンコーダー４０９，４１０，４１１により圧縮され出力される。
これらの４組のデータのうち、第１データ列の４組の信号は、多重器４１２の第１多重器４１３によりＴＤＭ方式等の時間的に多重化されて、第１データ列として、送信機１に送られる。
第２データ列の信号群の全部もしくは１部は多重器４１４により多重化され、第２データ列として送信機１に送られる。また、第３データ列の信号群の全部もしくは１部は多重器４１５により多重化され、第３データ列として送信機１に送られる。
これらを受けて送信機１では３つのデータ列を変調器４により実施例１で述べた変調を行い、送信部５によりアンテナ６と伝送路７により、衛星１０に送り中継器１２により、第１受信機２３等の３種の受信機に送られる。
第１受信機２３では伝送路２１により半径ｒ1の小径のアンテナ２２で受けて 、受信信号の中の第１データ列のみを第１データ列再生部２３２で再生し、第１画像デコーダー４２１によりＮＴＳＣ信号もしくはワイドＮＴＳＣ信号等の低解像度の映像出力４２５と４２６を再生し出力させる。
第２受信機３３では、半径ｒ2の中径のアンテナ３２で受けて、第１データ列 再生部２３２と第２データ列再生部２３３により第１データ列と第２データ列を再生し、第２画像デコーダー４２２により、ＨＤＴＶ信号等の高解像度の映像出力４２７もしくは映像出力４２５、４２６を再生し出力させる。
第３受信機４３では、半径ｒ3の大径のアンテナ３３で受けて、第１データ列 再生部２３２と第２データ列再生部２３３と第３データ列再生部２３４により、第１データ列と第２データ列と第３データ列を再生し、ビデオシアターや映画館用の超高解像度ＨＤＴＶ等の超高解像度の映像出力４２８を出力する。映像出力４２５、４２６６，４２７も出力できる。一般のデジタルＴＶ放送は、デジタル送信機５１から放送され、第１受信機２３で受信した場合、ＮＴＳＣ等の低解像の映像出力４２６として出力される。
では、次に図３０の第１画像エンコーダー４０１のブロック図に基ずき、構成を詳しく述べる。超高解像度の映像信号は入力部４０３に入力され、分離回路４０４に送られる。分離回路４０４ではサブバンドコーディング方式により４つの信号に分離する。ＱＭＦ等の水平ローパスフィルタ４５１と水平ハイパスフィルタ４５２により、水平低域成分と水平高域成分に分離され、サブサンプリング部４５３，４５４により、各々の成分はサンプリングレートを半分にした後、水平低域成分は垂直ローパスフィルタ４５５と垂直ハイパスフィルタ４５６により、各々水平低域垂直低域信号、略してＨLＶL信号と水平低域垂直高域信号、略してＨLＶH信号に分離され、サブサンプリング部４５７と４５８により、サンプリングレートを落として圧縮部４０５に送られる。
水平高域成分は、垂直ローパスフィルタ４５９と垂直ハイパスフィルタ４６０により、水平高域垂直低域信号、略してＨHＶL信号と、水平高域垂直低域信号、略してＨHＬH信号に分離され、サブサンプリング部４６１，４６２によりサンプリングレートを下げて、圧縮部４０５に送られる。
圧縮部４０５ではＨLＶL信号を第１圧縮部４７１でＤＣＴ等の最適の圧縮を行い第１出力部４７２より第１データ列として出力する。
ＨLＶH信号は第２圧縮部４７３で圧縮され第２出力部４６４に送られる。ＨH ＶL信号は第３圧縮部４６３により圧縮され第２出力部４６４へ送られる。ＨHＶH信号は分離回路４６５により高解像度映像記号（ＨHＶH１）と超高解像度映像 信号（ＨHＶH２）に分けられ、ＨHＶH１は第２出力部４６４へ、ＨHＶH２は第３出力部４６８へ送られる。
次に図３１を用いて第１画像デコーダー４２１を説明する。第１画像デコーダー４２１は第１受信機２３からの出力、第１データ列つまりＤ1を入力部５０１ に入力しデスクランブル部５０２によりスクランブルを解いた後伸長部５０３により、前述のＨLＶL信号に伸長した後画面比率変更回路５０４と出力部５０５により画面比率を変更してＮＴＳＣ信号の画像５０６、ＮＴＳＣ信号でストライプ画面の画像５０７、ワイドＴＶのフル画面の画像５０８もしくは、ワイドＴＶのサイドパネル画面の画像５０９を出力する。この場合、ノンインタレースもしくはインタレースの２つの走査線のタイプが選べる。走査線もＮＴＳＣの場合５２５本と二重描画による１０５０本が得られる。また、デジタル送信機５１からの４ＰＳＫの一般のデジタルＴＶ放送を受信した場合は、第１受信機２３と第１画像デコーダ４２１によりＴＶ画像を復調、再生できる。次に図３２の第２画像デコーダーのブロック図を用いて第２画像デコーダーを説明する。まず第２受信機３３からのＤ1信号は第１入力部５２１より入力し、第１伸長部５２２で伸長さ れ、オーバーサンプリング部５２３により２倍のサンプリングレートになり垂直ローパスィルタ５２４により、ＨLＶL信号が再生される。Ｄ2信号は第２入力部 ５３０より入力し、分離回路５３１により３つの信号に分離され、第２伸長部５３２と第３伸長部５３３と、第３伸長部５３４により各々伸長及び、デスクランブルされ、オーバーサンプリング部５３５、５３６、５３７により２倍のサンプリングレートとなり、垂直ハイパスフィルター５３８、垂直ローパスフィルタ５３９、垂直ハイパスフィルタ５４０により送られる。ＨLＶL信号とＨLＶH信号は加算器５２５で加算され、オーバーサンプリング部５４１と水平ローパスフィルター５４２により水平低域映像信号となり、加算器５４３に送られる。ＨHＶL信号とＨHＶH１信号は加算器５２６により加算され、オーバーサンプリング部５４４と水平ハイパスフィルター５４５により水平高域映像信号になり加算器５４３によりＨＤＴＶ等の高解像度映像信号ＨＤ信号となり出力部５４６からＨＤＴＶ等の画像出力５４７が出力される。場合によりＮＴＳＣ信号も出力される。
図３３は第３画像デコーダーのブロック図でＤ1信号は第１入力部５２１から Ｄ2信号は第２入力部５３０から入力し高域画像デコーダー５２７により前述の 手順でＨＤ信号が再生される。Ｄ3信号は第３入力部５５１より入力し超高域部 画像デコーダー５５２により伸長、デスクランブル、および合成されＨHＶH２信号が再生される。この信号はＨＤ信号と合成器５５３で合成され超高解像度ＴＶ信号、Ｓ−ＨＤ信号となり出力部５５４より超高解像度映像信号５５５が出力される。
次に図２９の説明で触れた多重器４０１の具体的な多重化方法について述べる。
図３４はデータ配列図であり、第１データ列、Ｄ1と第２データ列、Ｄ2と第３データ列Ｄ3に６つのＮＴＳＣチャンネルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６ と６つのＨＤＴＶチャンネルＭ１〜Ｍ６と６つのＳ-ＨＤＴＶチャンネルＨ１〜 Ｈ６をＴの期間中に、時間軸上にどう配置するかを描いたものである。図３４はまずＴの期間にＤ1信号にＬ１からＬ６をＴＤＭ方式等で時間多重により配置す るものである。Ｄ1のドメイン６０１に第１チャンネルのＨLＶL信号を送る。次 にＤ2信号のドメイン６０２には第１チャンネルに相当する時間領域に第１チャ ンネルのＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差分情報Ｍ１つまり、前述のＨLＶH信号とＨH ＶL信号とＨHＶH１信号を送る。またＤ3信号のドメイン６０３には第１チャンネルのスーパーＨＤＴＶ差分情報Ｈ１，すなわち図３０で説明したＨHＶHー２Ｈ１を送る。
ここで第１チャンネルのＴＶ局を選択した場合を説明する。まず小型アンテナと第１受信機２３と第１画像デコーダ４２１のシステムをもつ一般の受信者は図３１のＮＴＳＣもしくはワイドＮＴＳＣのＴＶ信号が得られる。次に中型アンテナと第２受付信機３３と第２画像エンコーダ４２２をもつ特定の受信者はチャンネル１を選択した場合第１データ列、Ｄ1のドメイン６０１と第２データ列、Ｄ2のドメイン６０２の信号を合成してチャンネル１のＮＴＳＣ番組と同じ番組内容のＨＤＴＶ信号を得る。
大型アンテナと多値復調できる第３受信機４３と第３画像デコーダー４２３をもつ映画館等の一部の受信者はＤ1のドメイン６０１とＤ2のドメイン６０２とＤ3のドメイン６０３の信号を合成し、チャンネル１のＮＴＳＣと同じ番組内容で 映画館用の画質の超解像度ＨＤＴＶ信号を得る。２から３までの他のチャンネルも同様にして再生される。
図３５は別のドメインの構成である。まずＮＴＳＣの第１チャンネルはＬ１に配置されている。このＬ１はＤ1信号の第１タイムドメインのドメイン６０１の 位置にあり、先頭部にＮＴＳＣ間のデスクランブル情報と実施例１で説明した復調情報を含む情報Ｓ１１が入っている。次にＨＤＴＶの第１チャンネルはＬ１とＭ１に分割されて入っている。Ｍ１はＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差分情報であり、Ｄ2のドメイン６０２とドメイン６１１の両方に入っている。この場合６Ｍｂｐ ｓのＮＴＳＣ圧縮信号を採用しＬ１に収容すると、Ｍ１の帯域は２倍の１２Ｍｂｐｓになる。Ｌ１とＭ１とを合わせると１８Ｍｂｐｓの帯域が第２受信機３３と第２画像デコーダ４２３から復調再生可能である。一方、現在提案されている圧縮方法を用い約１５Ｍｂｐｓの帯域でＨＤＴＶ圧縮信号を実現することができる。従って図３５の配置でチャンネル１でＨＤＴＶとＮＴＳＣを同時に放送できる。この場合チャンネル２ではＨＤＴＶの再生はできない。Ｓ２１はＨＤＴＶのデスクランブル情報である。また、スーパーＨＤＴＶ信号はＬ１とＭ１とＨ１に分割して放送される。スーパーＨＤＴＶの差分情報はＤ3のドメイン６０３，６１ ２，６１３を用い、ＮＴＳＣを６Ｍｂｐｓに設定した場合、合計３６Ｍｂｐｓ送れ、圧縮を高くすれば映画館用画質の走査線約２０００本のスーパーＨＤＴＶ信号も伝送できる。
図３６の配置図はＤ3で６つのタイムドメインを占有させスーパーＨＤＴＶ信 号を伝送した場合を示す。ＮＴＳＣ圧縮信号を６Ｍｂｐｓに設定した場合９倍の５４Ｍｂｐｓが伝送できる。このためより高画質のスーパーＨＤＴＶを伝送できる。
以上は、送信信号の電波の水平もしくは垂直の偏波面の片方を利用する場合である。ここで水平と垂直の２つの偏波面を使うことにより、周波数利用効率は２倍となる。以下に説明をする。
図４９は第１データ列の水平偏波信号ＤV1と垂直偏波信号ＤH1及び第２データ列の同じくＤV2とＤH2、第３データ列のＤV3とＤH3の信号配置図を示す。この場合、第１データ列の垂直偏波信号ＤV1にＮＴＳＣ等の低域ＴＶ信号が入っており第１データ列の水平偏波信号ＤH1に高域ＴＶ信号が入っている。従って、垂直偏波アンテナしかもっていない第１受信機２３は，ＮＴＳＣ等の低域信号を再生できる。一方、垂直、水平の両方向の偏波アンテナをもつ第１受信機２３は、例えば、Ｌ1とＭ1信号を合成しＨＤＴＶ信号を得ることができる。つまり、第１受信機２３を用いた場合、アンテナの能力により、一方ではＮＴＳＣが、他方ではＮＴＳＣとＨＤＴＶが再生できるため２方式が両立するという大きな効果がある。
図５０はＴＤＭＡ方式にした場合で、各データバースト７２１の先頭部に同期部７３１とカード部７４１が設けられている。又、フレームの先頭部には同期情報部７２０が設けられている。この場合は、各タイムスロット群が、各々１つのチャンネルが割りあてられている。例えば、第１タイムスロット７５０で第１チャンネルの全く同じ番組のＮＴＳＣ、ＨＤＴＶ、スーパーＨＤＴＶを送ることができる。各々のタイムスロット７５０〜７５０ｅが完全に独立している。従って特定の放送局が特定のタイムスロットを用いてＴＤＭＡ方式で放送する場合、他局と独立してＮＴＳＣ、ＨＤＴＶ、スーパーＨＤＴＶの放送ができるという効果がある。又、受信側も水平偏波アンテナで第１受信機２３をもつ構成の場合ＮＴＳＣＴＶ信号を両偏波アンテナなら、ＨＤＴＶを再生できる。第２受信機３３にすると低解像度のスーパーＨＤＴＶを再生できる。第３受信機４３にするとスーパーＨＤＴＶ信号を完全に再生できる。以上のように両立性のある放送システムを構築出来る。この場合、図５０のような配置で、バースト状のＴＤＭＡ方式でなく、図４９のような連続信号の時間多重も可能である。また図５１に示すような信号配置にすればより高解度のＨＤＴＶ信号を再生できる。
以上述べたように実施例３により超高解像度型ＨＤＴＶ、ＨＤＴＶとＮＴＳＣ-ＴＶの３つの信号の両立性のあるデジタルＴＶ放送が可能になるという顕著な 効果がある。とくに映画館等に伝送した場合、映像を電子化することができるという新たな効果がある。
ここで、本発明による変形ＱＡＭをＳＲＱＡＭと呼び、具体的なエラーレートについて述べる。
まず、１６ＳＲＱＡＭのエラーレートを計算する。図９９は１６ＳＲＱＡＭの信号点のベクトル図である。第１象限において、１６ＱＡＭの場合、信号点８３ａ、８３ｂ、８４ａ、８５、８３ａ等の各１６ヶの信号点の間隔は等間隔であり、全て２δである。
１６ＱＡＭの信号点８３ａは座標軸のＩ軸、Ｑ軸よりδの距離にある。ここで１６ＳＲＱＡＭにする場合、ｎをシフト値と定義すると、信号点８３ａはシフトして、座標軸からの距離をｎδの位置の信号点８３へ移動させる。この場合ｎは ０＜ｎ＜３
である。また他の信号点８４ａ、８６ａもシフトして信号点８４、８６の位置に移動する。
第１データ列の誤り率をＰｅ１とすると
Figure 0003881679
第２データ列の誤り率をPe２とすると
Figure 0003881679
となる。
次に３６ＳＲＱＡＭもしくは３２ＳＲＱＡＭのエラーレートを計算する。図１００は３６ＳＲＱＡＭの信号ベクトル図である。第１象限において３６ＱＡＭの信号点間距離は２δであると定義する。
３６ＱＡＭの信号点８３ａは座標軸よりδの距離にある。この信号点８３ａは３６ＳＲＱＡＭになると信号点８３の位置にシフトし、座標軸よりｎδの距離となる。各々の信号点はシフトして信号点８３、８４、８５、８６、９７、９８、９９、１００、１０１となる。９ヶの信号点からなる信号点群９０を一つの信号点とみなして、変形４ＰＳＫ受信機で受信し、第１データ列Ｄ1のみー再生した 場合の誤り率をＰｅ１とし、信号点群９０の中の９個の信号点を各々弁別し、第２データ列Ｄ2を再生した場合の誤り率をＰｅ２とすると
Figure 0003881679
となる。
この場合、図１０１のＣ／Ｎ〜エラーレート図はエラーレートＰｅと伝送系のＣ／Ｎとの関係を計算した一例を示す。曲線９００は比較のため従来方式の３２ＱＡＭのエラーレートを示す。直線９０５はエラーレートが１０の−１．５乗の直線を示す。本発明のＳＲＱＡＭのシフト量ｎを１．５とした場合の第１階層Ｄ1のエラーレートは曲線９０１ａとなり、エラーレートが１０-1.5において曲線 ９００の３２ＱＡＭに対してＣ／Ｎ値が５ｄＢ下がってもＤ1は同等のエラーレ ートで再生できるという効果がある。
次にｎ＝１．５の場合の第２階層Ｄ2のエラーレートは曲線９０２ａで示され る。エラーレートが１０-1.5において、曲線９００に示す３２ＱＡＭに比べてＣ／Ｎを２．５ｄＢ上げないと同等のエラーレートで再生できない。曲線９０１ｂ、曲線９０２ｂはｎ＝２．０の場合のＤ1、Ｄ2を示す。曲線９０２ＣはＤ2を示す。これをまとめると、エラーレートが１０の−１．５乗の値において２２ｎ＝ １．５、２．０、２．５の時、３２ＱＡＭに比べて各々Ｄ1は５、８、１０ｄＢ 改善され、Ｄ2は２．５ｄＢ劣化する。
３２ＳＲＱＡＭの場合にシフト量ｎを変化させた場合に所定のエラーレートを得るのに必要な第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2のＣ／Ｎ値を図１０３のシフト量ｎとＣ／Ｎの関係図で示す。図１０３をみると明らかなように、ｎが０．８以上であれば、階層伝送つまり第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2の伝送に必要なＣ／Ｎ値の差が生まれ、本発明の効果が生じることがわかる。従って、３２ＳＲＱＡＭの場合ｎ＞０．８５の条件下で効果がある。１６ＳＲＱＡＭの場合のエラーレートは図１０２のＣ／Ｎとエラーレートの関係図のようになる。
図１０２において曲線９００は１６ＱＡＭのエラーレートを示す。曲線９０１ａ、９０１ｂ、９０１ｃは各々第１データ列Ｄ1のｎ＝１．２、１．５、１．８ の 場合のエラーレートを示す。曲線９０２ａ、９０２ｂ、９０２ｃは各々第２ データ列Ｄ2のｎ＝１．２、１．５、１．８の場合のエラーレートを示す。
図１０４のシフト量ｎとＣ／Ｎの関係図は１６ＳＲＱＡＭの場合にシフト量ｎを変化させた場合に特定のエラーレートを得るのに必要な第１データ列Ｄ1と第 ２データ列Ｄ2のＣ／Ｎの値を示したものである。図１０４から明らかなように １６ＳＲＱＡＭの場合ｎ＞０．９であれば本発明の階層伝送が可能となることがわかる。以上からｎ＞０．９なら階層伝送が成立する。
ここで具体的にデジタルＴＶの地上放送に本発明のＳＲＱＡＭを適用した場合の一例を示す。図１０５は地上放送時の送信アンテナと受信アンテナとの距離と、信号レベルとの関係図を示す。曲線９１１は送信アンテナの高さが１２５０ｆｔの場合の受信アンテナの信号レベルを示す。まず、現在検討が進められているデジタルＴＶ放送方式において要求される伝送系の要求エラーレートを１０の−１．５乗と仮定する。領域９１２はノイズレベルを示し、点９１０はＣ／Ｎ＝15dBになる地点で従来方式の３２ＱＡＭ方式の受信限界点を示す。このＬ＝６０ｍｉｌｅの地点においてデジタルのＨＤＴＶ放送が受信できる。
しかし、天候等の受信条件の悪化により時間的にＣ／Ｎは５ｄＢの巾で変動する。Ｃ／Ｎ位が閾値に近い受信状況においてＣ／Ｎが低下すると急激にＨＤＴＶの受信が不能となる問題を持っている。また地形や建築物の影響により、少なくとも１０ｄＢ程度の変動が見込まれ、６０ｍｉｌｅの半径内の全ての地点で受信できる訳でない。この場合、アナログと違いデジタルの場合完全に映像が伝送できない。従って従来のデジタルＴＶ放送方式のサービスエリアは不確実なものであった。
一方、本発明の３２ＳＲＱＡＭもしくは図６８に示す８−ＶＳＢの場合、前述のように図１３３、図１３７の構成により３層の階層となる。第1−1階層Ｄ1-1でＭＰＥＧレベルの低解像度ＮＴＳＣ信号を送り、第1-2階層Ｄ1-2でＮＴＳＣ等の中解像度ＴＶ成分を送り、第２階層Ｄ2でＨＤＴＶの高域成分を送ることができ る。例えば図１０５において第1-2階層のサービスエリアは点９１０ａのように ７０ｍｉｌｅ地点まで拡大し、第２階層は９１０ｂのように、５５ｍｉｌｅ地点まで後退する。図１０６の３２ＳＲＱＡＭのサービスエリア図はこの場合のサービスエリアの面積の違いを示す。図１０６はコンピュータシミュレーションを行い、図５３のサービスエリア図をより具体的に計算したものである。図１０６において領域７０８、７０３ｃ、７０３ａ、７０３ｂ、７１２は各々従来方式の３２ＱＡＭのサービスエリア、第1-1階層Ｄ1-1のサービスエリア、第1-2階層Ｄ1-2のサービスエリア、第２階層Ｄ2のサービスエリア、隣接アナログ局のサービス エリアを示す。このうち、従来方式の３２ＱＡＭのサービスエリアのデータは従来開示されているデータを用いている。
従来方式の３２ＱＡＭの放送方式では名目上６０マイルのサービスエリアを設定できる。しかし、実際は天候や地形の条件変化により受信限界地近傍においてきわめて受信状態が不安定であった。
しかし、本発明の３６ＳＲＱＡＭを用い、第1-1階層Ｄ1-1でＭＰＥＧ１グレードの低域ＴＶ成分を第1-2階層Ｄ1-2でＮＴＳＣグレードの 中域ＴＶ成分を送信 し、第２階層Ｄ2でＨＤＴＶの高域ＴＶ成分を送信することにより、図１０６の ように高解像度グレードのＨＤＴＶのサービスエリアの半径が５マイル縮小するものの、中解像度グレードのＥＤＴＶのサービスエリアの半径が１０マイル以上拡大し、低解像度のＬＤＴＶのサービスエリアは１８マイル拡大するという効果が生まれる。図１０７はシフトファクターｎもしくはｓ＝１．８の場合のサービスエリアを示し、図１３５は図１０７のサービスエリアを面積で示したものです。
このことにより、一番目に従来方式では、受信条件が悪い地域において存在した受信不能地域においても本発明のＳＲＱＡＭ方式を適用することにより、少なくとも設定したサービスエリア内においては殆んどの受信機で中解像度もしくは低解像度グレードでＴＶ放送を受信できるような送信が可能となる。従って通常のＱＡＭでは発生するビルかげや低地の受信不能領域と隣接アナログ局からの妨害を受けるような地域において本発明を用いることによりこの受信不能地域が大巾に減少し、これに伴い実質的な受信者数を増大できる。
二番目に従来のデジタルＴＶ放送方式では高価なＨＤＴＶ受信機と受像機をもつ受信者しか放送を受信できなかったため、サービスエリア内においても一部の受信者しか視聴できなかった。しかし本発明では従来のＮＴＳＣやPALやSECAM方式の従来型のＴＶ受像機を持っている受信者もデジタル受信機のみを増設することにより、デジタルＨＤＴＶ放送の番組をＮＴＳＣグレードもしくはＬＤＴＶグレードではあるが受信可能になるという効果がある。このため受信者はより少ない経済的負担で番組が視聴できる。
同時に総受信者数が増えるためＴＶ送信者側はより多くの視聴者を得られるためＴＶ事業としての経営がより安定するという社会的効果が生まれる。
三番目に中低解像度グレードの受信地域の面積はｎ＝２．５の場合、３６％従来方式に比して拡大する。拡大に応じて受信者が増える。サービスエリアの拡大と受信者数の増加によりその分ＴＶ事業者の事業収入が増大する。このことによりデジタル放送の事業リスクが減りデジタルＴＶ放送の普及が早まることが期待できる。
さて、図１０７の３２ＳＲＱＡＭのサービスエリア図にみるように、ｎもしくはｓ＝１．８の場合も同様の効果が得られる。シフト値nを変更することにより 、各々の放 送局がＨＤＴＶ受像機とＮＴＳＣＴＶ受像機の分布状況等の地域特 有の条件や事情に応じてｎを変更し、ＳＲＱＡＭのＤ1とＤ2のサービスエリア７０３ａと７０３ｂを最適な条件に設定することにより、受信者は最大の満足を放送局は最大の受信者数を得ることができる。
この場合
ｎ＞１．０
の時、以上のような効果が得られる。
従って、３２ＳＲＱＡＭの場合nは
１＜ｎ＜５
となる。
同様にして１６ＳＲＱＡＭの場合nは
１＜ｎ＜３
となる。
この場合図９９、図１００のようにシフトさせて第１と第２階層を得るＳＲＱＡＭ方式において、１６ＳＲＱＡＭ、３２ＳＲＱＡＭ、６４ＳＲＱＡＭにおいてｎが1.0以上であれば、地上放送において本発明の効果が得られる。
実施例では映像信号を伝送した場合を説明したが音声信号を高域部もしくは高分解能部と低域部もしくは低分解能部にわけ、それぞれ第２データ列、第１データ列として本発明の伝送方式を用いて伝送すると、同様の効果が得られる。
ＰＣＭ放送、ラジオ、携帯電話に用いるとサービスエリアが広がるという効果がある。
また、実施例３では図１３３に示すように時間分割多重（ＴＤＭ）方式と組み合わせてＴＤＭによるサブチャンネルを設け、ＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４３ａ とＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４３ｂに示すように２つのサブチャンネルのエラー訂正のコードゲインを差別化することにより、各サブチャンネルの閾値に差をつけ多値型伝送のサブチャンネルを増やすことができる。この場合、図１３７に示すように４ＶＳＢ、８ＶＳＢ、１６ＶＳＢのＶＳＢ−ＡＳＫ信号の２つのサブチャンネルのTrellis Encoder等のＥＣＣエンコーダーのCode gainsを変えてもよ い。詳しい説明は後述する実施例６の図１３１の説明と同じであるため省略する。
図１３１のブロック図は磁気記録再生装置で図１３７のブロック図は伝送装置である。伝送装置の送信機のＵｐ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；受信機のＤｏｗｎ ｃｏｎｖｅｒｔｏｒを各々、磁気記録再生装置の磁気ヘッド記録信号増巾回路、磁気ヘッド再生信号増巾回路に置き換えることにより両者は全く、同じ構成になることがわかる。従って、変復調部の構成と動作は全く同じである。同様にして図８４の磁気記録再生システムは図１５６の伝送システムと同じ構成であることがわかる。また構成を簡単にしたい場合は、図１５７、更に簡単にしたい場合は図１５８のような構成にすることができる。
図１０６のシミュレーションにおいては第1-1サブチャンネルＤ1-1と第1-2サ ブチャンネルＤ1-2と間に５ｄＢのCoding Gainの差をつけた場合を示している。ＳＲＱＡＭは“Ｃ−ＣＤＭ”とよばれる本発明の信号点符号分割多重方式（Constellation-Code Division Multiplex）をrectangle-QAMに応用したものである。Ｃ−ＣＤＭはＴＤＭやＦＤＭと独立した多重化方式である。コードに対応した信号点コードを分割することにより、サブチャンネルを得る方式である。この信号点の数を増やすことによりＴＤＭやＦＤＭにはない伝送容量の拡張性が得られる。このことは従来機器とほぼ完全な互換性を保ちながら実現する。このようにＣ−ＣＤＭは優れた効果をもつ。
さて、Ｃ−ＣＤＭとＴＤＭを組み合わせた実施例を用いたが周波数分割多重方式（ＦＤＭ）と組み合わせても、同様の閾値の緩和効果が生まれる。例えば、ＴＶ放送に用いた場合、図１０８のＴＶ信号の周波数分布図に示すようになる。従来のアナログ放送例えばＮＴＳＣ方式の信号はスペクトラム７２５のような周波数分布をしている。一番大きな信号は映像のキャリア７２２である。カラーのキャリア７２３や音声のキャリア７２４はそれほど大きくない。お互いの干渉を避けるため、デジタル放送の信号をＦＤＭにより２つの周波数に分ける方法がある。この場合、図に示すように映像のキャリア７２２を避けるように第１キャリア７２６と第２キャリア７２７に分割し各々第１信号７２０と第２信号７２１を送ることにより干渉は軽減できる。第１信号７２０により低解像度ＴＶ信号を大きな出力で送信し、第２信号７２１により高解像度信号を小さな出力で送信することにより、妨害を避けながらＦＤＭによる階層型放送が実現する。
ここで図１３４に従来の方式３２ＱＡＭを用いた場合の図を示す。サブチャンネルＡの方が出力が大きいため、閾値はThreshold1はサブチャンネルＢの閾値Theshold2に比べて４〜５ｄＢ小さくて良い。従って４〜５ｄＢ閾値の差をもつ２ 層の階層型放送が実現する。しかし、この場合、受信信号のレベルがTheshold2 以下になると情報量の大巾を占める第２信号７２１ａの斜線で示す信号の全部が全く受信できなくなり、情報量の少ない第１信号７２０ａしか受信できなくなり、第２階層では画質の著しく悪い画像しか受信できない。
しかし、本発明を用いた場合、図１０８に示すようにまず第１信号７２０にＣ−ＣＤＭにより得られる３２ＳＲＱＡＭを用いてサブチャンネル１ｏｆＡを追加する。この閾値の低いサブチャンネル１ｏｆＡにさらに低解像度の成分をのせる。第２信号７２１を３２ＳＲＱＡＭとし、サブチャンネル１ｏｆＢの閾値を第１信号の閾値Thershold2に合わせる。すると信号レベルがThreshold−２に下がっ ても受信できなくなる。領域は斜線で示す第２信号部７２１ａのみとなり、サブチャンネル１ｏｆＢとサブチャンネルＡが受信できるため伝送量はあまり減らない。従って第２階層においても画質の良い画像がＴｈ−２の信号レベルにおいても受信できるという効果がある。
一方のサブチャンネルに普通解像度の成分を伝送することにより、さらに階層の数が増え、低解像度のサービスエリアが拡がるという効果も生まれる。この閾値の低いサブチャンネルに音声情報叉は同期情報、各データのヘッダー等の重要な情報を入れることにより、この重要な情報は確実に受信できるため安定した受信が可能となる。第２信号７２１に、同様の手法を用いると、サービスエリアの階層が増える。ＨＤＴＶの走査線が１０５０本の場合、５２５本に加えて、Ｃ−ＣＤＭにより７７５本のサービスエリアが加わる。
このようにして、ＦＤＭとＣ−ＣＤＭを組み合わせるとサービスエリアが拡大するという効果が生まれる。この場合ＦＤＭにより２つのサブチャンネルを設けたが３つの周波数に分割し、３つのサブチャンネルを設けてもよい。
次にＴＤＭとＣ−ＣＤＭを組み合わせて妨害を避ける方法を述べる。図１０９に示すようにアナログＴＶ信号には水平帰線部７３２と映像信号部７３１がある。水平帰線部７３２の信号レベルが低いことと、この期間中は妨害を受けても画面に出力されないことを利用する。デジタルＴＶ信号の同期をアナログＴＶ信号と合わせ、水平帰線部７３２の期間の水平帰線同期スロット７３３、７３３ａに重要なデータ、例えば同期信号等を送るか高い出力で多くのデータを送ることができる。このことにより、妨害を増やさないでデータ量を増やしたり出力を上げられるという効果がある。なお垂直帰線部７３５、７３５ａの期間に同期させて垂直帰線同期スロット７３７、７３７ａを設けても同様の効果が得られる。
図１１０はＣ−ＣＤＭの原理図である。叉、図１１１は１６ＱＡＭの拡張版のＣ−ＣＤＭのコード割り当て図を示し、図１１２は３２ＱＡＭ拡張版のコード割り当て図を示す。図１１０、１１１に示すように２５６ＱＡＭは第１、２、３、４層７４０ａ、７４０ｂ、７４０ｃ、７４０ｄの４つの層に分けられ、各々４、１６、６４、２５６ケのセグメントを持つ。第４層７４０ｄの２５６ＱＡＭの信号点コードワード７４２ｄは８ｂｉｔの“１１１１１１１１”である。これを２ｂｉｔずつ４つのコードワード７４１ａ、７４１ｂ、７４１ｃ、７４１ｄに分割し、各第１、２、３、４層７４０ａ、７４０ｂ、７４０ｃ、７４０ｄの信号点領域７４２ａ、７４２ｂ、７４２ｃ、７４２ｄに各々“１１”、“１１”“１１”、“１１”を割り当てる。かくして、２ｂｉｔずつのサブチャンネルすなわち、サブチャンネル１、サブチャンネル２、サブチャンネル３、サブチャンネル４ができる。これを信号点符号分割多重方式という。図１１１は１６ＱＡＭの拡張版の具体的な符号配置を示し、図１１２は３６ＱＡＭの拡張版を示す。Ｃ−ＣＤＭ多重化方式は独立したものである。従って従来の周波数分割多重方式（ＦＤＭ）や時間分割多重方式（ＴＤＭ）と組み合わせることにより、更にサブチャンネルが増やせるという効果がある。こうしてＣ−ＣＤＭ方式により新しい多重化方式を実現できる。Rectangle-QAMを用いてＣ−ＣＤＭを説明したが、信号点をもつ 他の変調方式例えば他の形のＱＡＭやＰＳＫ、ＡＳＫ、そして周波数領域を信号点とみなし、ＦＳＫも同様に多重化できる。
例えば前述の８ＰＳ−ＡＰＳＫのサブチャンネル１のエラーレートは
Figure 0003881679
サブチャンネル２のＰｅ2-8は
Figure 0003881679
１６−ＰＳ−ＡＰＳＫ（ＰＳ型）のサブチャンネル１のエラーレートは
Figure 0003881679
サブチャンネル２のエラーレートは
Figure 0003881679
サブチャンネル３のエラーレートは
Figure 0003881679
で現せる。
（実施例４）
以下本発明の第４の一実施例について図面を参照しながら説明する。
図３７は実施例４の全体のシステム図である。実施例４は実施例３で説明した伝送装置を地上放送に用いたもので、ほぼ同じ構成、動作である。実施例３で説明した図２９との違いは、送信用のアンテナ６ａが地上伝送用アンテナになっている点と各受信機の各々のアンテナ２１ａ，３１ａ，４１ａが地上伝送用アンテナになっている点のみである。その他の動作はまったく同じであるため重復する説明を省略する。衛星放送と違い、地上放送の場合は送信アンテナ６ａと受信機との距離が重要となる。遠距離にある受信機は到達電波が弱くなり、従来の送信機で単に多値ＱＡＭ変調した信号では全く復調できず番組を視聴することはできない。
しかし本発明の伝送装置を用いた場合、図３７のように遠距離にアンテナ２２ａがある第１受信機２３は変形６４ＱＭＡ変調信号もしくは変形１６ＱＡＭ変調信号を受信して４ＰＳＫモードで復調し第１データ列のＤ１信号を再生するのでＮＴＳＣのＴＶ信号が得られる。従って電波が弱くても中解像度でＴＶ番組を視聴できる。
次に中距離にアンテナ３２ａがある第２受信機３３では到達電波が充分強いため変形１６または６４ＱＡＭ信号から第２データ列と第１データ列を復調できＨＤＴＶ信号が得られる。従って同じＴＶ番組をＨＤＴＶで視聴できる。
一方、近距離にあるか超高感度のアンテナ４２ａをもつ第３受信機４３は電波が変形６４ＱＡＭ信号の復調に充分な強度であるため第１、２、３、データ列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を復調し超高解像度ＨＤＴＶ信号が得られる。同じＴＶ番組を大型映画と同じ画質のスーパーＨＤＴＶで視聴できる。
この場合の周波数の配置方法は図３４、図３５、図３６の図を用いて時間多重配置を周波数配置に読み代えることにより説明できる。図３４のように１から６チャンネルまで周波数がわり割当られている場合Ｄ１信号にＮＴＳＣのＬ１を第１チャンネルに、Ｄ２信号の第１チャンネルのＭ１にＨＤＴＶの差分情報を、Ｄ３信号の第１チャンネルのＨ１に超高解像度ＨＤＴＶの差分情報を配置することによりＮＴＳＣとＨＤＴＶと超解像度ＨＤＴＶを同一のチャンネルで送信することができる。また図３５、図３６のように他のチャンネルのＤ２信号やＤ３信号を使用することが許可されれば、より高画質のＨＤＴＶや超高解像度ＨＤＴＶが放送できる。
以上のように互いに両立性のある３つのデジタルＴＶ地上放送を１つのチャンネルもしくは他のチャンネルのＤ２，Ｄ３信号領域を使用して放送できるという効果がある。本発明の場合、同じチャンネルで同じ内容のＴＶ番組を中解像度であれば、より広範囲の地域で受信できるという効果がある。
デジタル地上放送として１６ＱＡＭを用いた６ＭＨｚの帯域のＨＤＴＶ放送等が提案されている。しかしこれらの方式はＮＴＳＣとの両立性がないため同じ番組をＮＴＳＣの別チャンネルで送信するサイマルキャスト方式の採用が前提となっている。また１６ＱＡＭの場合、伝送できるサービスエリアが狭くなることが予想されている。本発明を地上放送に用いることにより別にチャンネルを設ける必要がなくなるだけでなく、遠距離の受信機でも中解像度で番組を視聴できるため放送サービスエリアが広いという効果がある。
図５２は従来提案されている方式のＨＤＴＶのデジタル地上放送時の受信妨害領域図を示すもので、従来提案されている方式を用いたＨＤＴＶのデジタル放送局７０１からＨＤＴＶの受信できる受信可能領域７０２と隣接するアナログ放送局７１１の受信可能領域７１２を示している。両者の重複する重複部７１３においてはアナログ放送局７１１の電波妨害により、少なくともＨＤＴＶを安定して受信することができなくなる。
次に図５３は本発明による階層型の放送方式を用いた場合の受信妨害領域図を示す。本発明は従来方式と同一の送信電力の場合、電力利用効率が低いため、ＨＤＴＶの高解像度受信可能領域７０３は上述の従来方式の受信可能領域７０２より若干狭くなる。しかし、従来方式の受信可能領域７０２より広い範囲のデジタルＮＴＳＣ等の低解像度受信可能領域７０４が存在する。以上の２つの領域から構成される。この場合のデジタル放送局７０１からアナログ放送局７１１への電波妨害は図５２で示した従来方式と同レベルである。
この場合、本発明ではアナログ放送局７１１からのデジタル放送局７０１への妨害は３つの領域が存在する。１つはＨＤＴＶもＮＴＳＣも受信できない第１妨害領域７０５である。第２は妨害を受けるもののＮＴＳＣを妨害前と同様に受信できる第２妨害領域７０６で一重斜線で示す。ここではＮＴＳＣはＣ／Ｎが低くても受信可能な第１データ列を使用しているためアナログ局７１１の電波妨害によりＣ／Ｎが低下しても妨害の影響範囲は狭い。
第３は妨害前はＨＤＴＶが受信できていたが妨害後はＮＴＳＣのみ受信できる第３妨害領域７０７で２重斜線で示す。
以上のようにして従来方式より妨害前のＨＤＴＶの受信領域は若干狭くなるが、ＮＴＳＣを含めた受信範囲は広くなる。さらにアナログ放送局７１１からの妨害により従来方式ではＨＤＴＶが妨害により受信できなかった領域においてもＨＤＴＶと同一の番組をＮＴＳＣで受信可能となる。こうして番組の受信不能領域が大巾に削減するという効果がある。この場合、放送局の送信電力を若干増やすことにより、ＨＤＴＶの受信可能領域は従来方式と同等になる。さらに従来方式では全く番組を視聴できなかった遠方地域や、アナログ局との重複地域において、ＮＴＳＣＴＶの品位で番組が受信できる。
また２階層の伝送方式を用いた例を示したが、図７８の時間配置図のように３階層の伝送方式を用いることもできる。ＨＤＴＶをＨＤＴＶ、ＮＴＳＣ、低解像度ＮＴＳＣの３つのレベルの画像に分離し、送信することにより、図５３の受信可能領域は２層から３層に広がり最外層は広い領域となるとともに２階層伝送では全く受信不可能であった第１妨害領域７０５では低解像度ＮＴＳＣＴＶの品位で番組が受信可能となる。以上はデジタル放送局がアナログ放送に妨害を与える例を示した。
次にデジタル放送がアナログ放送に妨害を与えないという規制条件のもとにおける実施例を示す。現在米国等で検討されている空きチャンネルを利用する方式は、隣接して同じチャンネルを使用する。このため後から放送するデジタル放送は既存のアナログ放送に妨害を与えてはならない。従ってデジタル放送の送信レベルを図５３の条件で送信する場合より下げる必要がある。この場合、従来方式の１６ＱＡＭや４ＡＳＫ変調の場合、図５４の妨害状態図に示すように二重斜線で示した受信不能領域７１３が大きいためＨＤＴＶの受信可能領域７０８は大巾に小さくなってしまう。サービスエリアが狭くなり、その分受信者が減るためスポンサーが減る。従って従来方式では放送事業が経済的に成立しにくいことが予想されている。
次に図５５に本発明の放送方式を用いた場合を示す。ＨＤＴＶの高解像度受信可能領域７０３は、従来方式の受信可能領域７０８より若干狭くなる。しかし、従来方式より広い範囲のＮＴＳＣ等の低解像度受信可能領域７０４が得られる。一重斜線で示す部分は、同一番組をＨＤＴＶレベルでは受信できないが、ＮＴＳＣレベルで受信できる領域を示す。このうち第１妨害領域７０５においてアナログ放送局７１１からの妨害を受け、ＨＤＴＶも、ＮＴＳＣも両方受信できない。
以上のように同じ電波強度の場合、本発明の階層型放送ではＨＤＴＶ品位の受信可能地域は若干狭くなる一方で、同一番組をＮＴＳＣＴＶの品位で受信できる地域が増える。このため放送局のサービスエリアが増えるという効果がある。より多くの受信者に番組を提供できる効果がある。ＨＤＴＶ／ＮＴＳＣＴＶの放送事業を、より経済的に安定して成立させることができる。将来デジタル放送受信機の比率が増えた段階ではアナログ放送への妨害規則は緩和されるため電波強度を強くすることができる。この時点でＨＤＴＶのサービスエリアを大きくすることができる。この場合、第１データ列と第２データ列の信号点の間隔を調整することにより図５５で示したデジタルＨＤＴＶＩＮＴＳＣの受信可能地域とデジタルＮＴＳＣの受信可能地域を調整することができる。この場合、前述のように第１データ列に、この間隔の情報を送信することにより、より安定して受信ができる。
図５６は、将来デジタル放送に切り替えた場合の妨害状況図を示す。この場合、図５２と違い隣接局はデジタル放送を行うデジタル放送局７０１ａとなる。送信電力を増やすことができるため、ＨＤＴＶ等の高解像度受信可能領域７０３はアナログＴＶ放送と同等の受信可能領域７０２まで拡大できる。
そして両方の受信可能領域の競合領域７１４では互いに妨害を受けるため通常の指向性のアンテナでは番組をＨＤＴＶの品位では再生できないが、受信アンテナの指向性の方向にあるデジタル放送局の番組をＮＴＳＣＴＶの品位で受信できる。また非常に高い指向性のアンテナを用いた場合アンテナの指向性方向にある放送局の番組をＨＤＴＶの品位で受信できる。低解像度受信可能領域７０４は、アナログＴＶ放送の標準の受信可能領域７０２より広くなり、隣接の放送局の低解像度受信可能領域７０４ａの競合領域７１５、７１６ではアンテナの指向性の方向にある放送局の番組がＮＴＳＣＴＶの品位で再生できる。
さて、かなり将来のデジタル放送の本格普及時期においては規制条件がさらに緩和され、本発明の階層型の多値放送により広いサービスエリアのＨＤＴＶ放送が可能となる。この時点においても、本発明の階層型の多値放送方式を採用するにより従来方式と同程及の広い範囲のＨＤＴＶ受信範囲を確保するとともに従来方式では受信不可能であった遠方地域や競合地域においてもＮＴＳＣＴＶの品位で番組が受信できるため、サービスエリアの欠損部が大巾に減少するという効果がある。
（実施例５）
実施例５は本発明を振巾変調つまりＡＳＫ方式に用いた場合の実施例である
図５７は実施例５の４値のＶＳＢ−ＡＳＫ信号信号点配置図を示し、４つの信号点７２１、７２２、７２３、７２４をもつ。図６８（ａ）は８値のＶＳＢ信号のＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎを示す。４値の場合２ｂｉｔのデータ、８値の場合４ｂｉｔのデータを１周期で送ることができる。４ＶＳＢの場合、信号点７２１、７２２、７２３、７２４を例えば００、０１、１０、１１に対応させることができる。
本発明による多値型伝送を行うために、図５８の４ｌｅｖｅｌＶＳＢ等の４ｌｅｖｅｌＡＳＫの信号点配置図に示すように、信号点７２１、７２２を１つのグループつまり第１の信号点群７２５として扱い、信号点７２３、７２４を別のグループ、第２の信号点群７２６と定義する。そして２つの信号点群の間の間隔を等間隔の信号点の間隔より広くする。つまり信号点７２１、７２２の間隔をＬとすると信号点７２３、７２４の間隔は同じＬで良いが、信号点７２２と信号点７２３の間隔ＬoはＬより大きく設定する。
つまり Ｌo＞Ｌ
と設定する。これが本発明の階層型の多値伝送システムの特徴である。ただしシステムの設計によっては条件や設定により一時的もしくは恒久的にＬ＝Ｌoに なって も良い。８値のＶＳＢの場合、図６８（ａ）（ｂ）のようなＣｏｎｓｔ ｅｌｌａｔｉｏｎとなる。
そして図５９（ａ）のように２つの信号点群に第１データ列Ｄ1の１ｂｉｔの データを対応させることができる。例えば第１の信号点群７２５を０、第２の信号点群７２６を１と定義すれば、第１データ列の１ｂｉｔの信号が定義できる。次に第２データ列Ｄ2の１ｂｉｔの信号を各信号群の中の２つの信号点群に対応 させる。例えば、図５９（ｂ）のように信号点７２１、７２３をＤ2＝０とし、 信号点７２２、７２４をＤ2＝１とすれば第２データ列Ｄ2のデータを定義できる。この場合も２ｂｉｔ／シンボルとなる。
このように信号点を配置することにより、ＡＳＫ方式で本発明の多値伝送が可能となる。階層型の多値伝送システムは信号対雑音比つまりＣ／Ｎ値が充分高い時は従来の等間隔信号点方式と変わりはない。しかし、Ｃ／Ｎ値が低い場合、従来方式では全くデーターを再生できない条件においても本発明を用いることにより第２データ列Ｄ2は再生できなくなるが、第１データ列Ｄ1は再生できる。これを説明するとＣ／Ｎが悪くなった状態は図６０の４ＶＳＢ−ＡＳＫの信号点配置図のように示せる。つまり受信機で再生した信号点はノイズや伝送歪等により、分散信号点領域７２１ａ７２２ａ、７２３ａ、７２４ａの広い範囲にガウス分布状に分散する。このような場合、４値のスライサーによるスライスレベル２による信号点７２１と信号点７２２の区別や、スライスレベル４による信号点７２３と信号点７２４の区別が難しくなる。つまり第２データ列Ｄ2のエラーレートが 非常に高くなる。しかし図から明らかなよ うに信号点７２１，７２２のグルー プと信号点７２３，７２４のグループとの区別は容易である。つまり第１の信号点群７２５と第２の信号点群７２６との区別ができる。このため、第１データ列Ｄ1は低いエラーレートで再生できることに なる。
こうして２つの階層のデータ列Ｄ1とＤ2が送受信できる。従って伝送システムのＣ／Ｎの良い状態及び地域では第１データ列Ｄ1と第２列Ｄ2の両方がＣ／Ｎの悪い状態及び地域では第１データ列Ｄ1のみが再生される多値型伝送ができると いう効果がある。
図６１は送信機７４１のブロック図で入力部７４２は第１データ列入力部７４３と第２データ列入力部７４４から構成される。搬送波発生器６４からの搬送波は入力部７４２からの信号を処理部７４５でまとめた入力信号により乗算器７４６において振巾変調され、図６２（ａ）のような４値もしくは８値のＡＳＫ信号となる。４ＡＳＫもしくは８ＡＳＫ信号は、さらにバンドパスフィルタ７４７により帯域制限され、図６２（ｂ）のようにＣａｒｒｉｅｒが少し残留したＳｉｄｅ ＢａｎｄをもつVestigial Side BandつまりＶＳＢ信号のＡＳＫ信号となり 出力部７４８から出力される。
ここでフィルタを通過した後の出力波形について述べる。図６２(a)はＡＳＫ 変調信号の周波数分布図である。図のようにキャリアの両側に側波帯がある。この信号をフィルタ７４７のバンドパスフィルタ図６２(b)の送信信号７４９のよ うにキャリア成分を少し残して片側の側波帯を取り去る。これをＶＳＢ信号というが、ｆ0を変調周波数帯域とすると、約ｆ0／２の周波数帯域で送信できるため、周波数利用効率が良いことが知られている。図６０のＡＳＫ信号は元来２ｂｉｔ／シンボルであるがＶＳＢ方式を用いると４ＶＳＢと８ＶＳＢは同一周波数帯域で１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭの４ｂｉｔ／シンボルの５ｂｉｔ／シンボルに相当する情報量が伝送できる。
次に図６３のブロック図で示すＶＳＢ受信機７５１では地上のアンテナ３２ａで受けた信号は入力部７５２を経て、チャンネル選択により可変する可変発振器７５４からの信号と、混合器７５３において混合され、低い中間周波数に変換される。次に検波器７５５において検波され、ＬＰＦ７５６によりベースバンド信号となり４ＶＳＢの場合は４ｌｅｖｅｌのＳｌｉｃｅｒ、８ＶＳＢの場合は８ｌｅｖｅｌのＳｌｉｃｅｒをもつ識別再生器７５７により第１データ列Ｄ1と第２ データ列Ｄ2が再生され第１データ列出力部７５８と第２データ列出力部７５９ から出力される。
次にこの送信機と受信機を用いてＴＶ信号を送る場合を説明する。図６４は映像信号送信機７７４のブロック図である。ＨＤＴＶ信号等の高解像度ＴＶ信号は第１画像エンコーダー４０１の入力部４０３に入力し、サブバンドフィルター等の映像の分離回路４０４により、ＨLＶL，ＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＨH等の高域ＴＶ信号と低域ＴＶ信号に分離される。この内容は実施例３で図３０を用いて説明したので詳しい説明は省略する。分離されたＴＶ信号は圧縮部４０５において、ＭＰＥＧ等で用いられているＤＰＣＭＤＣＴ可変長符号化や等の手法を用いて符号化される。動き補償は入力部４０３において処理される。圧縮された４つの画像データは合成器７７１によって第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2の２つのデータ列となる。この場合ＨLＶL信号つまり低域の画像信号は第１データ列に含まれる。送信機の７４１の第１データ列入力部７４３と第２データ列入力部７４４に入力され振巾変調を受け、ＶＳＢ等のＡＳＫ信号となり、地上アンテナから放送される。
このデジタルＴＶ放送のＴＶ受信機全体のブロック図が図６５である。地上アンテナ３２ａで受信した放送信号はＴＶ受信機７８１の中の受信機７５１の入力部７５２に入力され、検波復調部７６０により受信者が希望する任意のチャンネルの信号が選局され復調され、第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2が再生され第１データ列出力部７５８と第２データ列出力部７５９から出力される。詳しい説明は重なるため省く。Ｄ1，Ｄ2信号は分離部７７６に入力される。Ｄ1信号は分 離器７７７により分離されＨLＶL圧縮成分は第１入力部５２１に入力される。他方は合成器７７８によりＤ2信号と合成され第２入力部５３１に入力される。第 ２画像デコーダにおいて第１入力部５２１に入ったＨLＶL圧縮信号は、第１伸長部５２３によりＨLＶL信号に伸長され画像合成部５４８と画面比率変更回路７７９に送られる。元のＴＶ信号がＨＤＴＶ信号の場合、ＨLＶL信号はワイドのＮＴＳＣ信号になり、元の信号がＮＴＳＣ信号の場合、ＭＰＥＧ１のようなＮＴＳＣより品位が低い低解像度ＴＶ信号になる。
この説明では元の映像信号をＨＤＴＶ信号と設定しているため、ＨLＶL信号はワイドＮＴＳＣのＴＶ信号となる。ＴＶの画面アスペクト比が１６：９であれば１６：９の画面比率のまま出力部７８０を介して映像出力４２６として出力する。もし、ＴＶの画面アスペクト比が４：３であれば、画面比率変更回路７７９により１６：９から４：３の画面アスペクト比のレターボックス形式かサイドパネル形式に変更して出力部７８０を介して映像出力４２５として出力する。
一方、第２データ列出力部７５９からの第２データ列Ｄ2は、分離部７７６の 合成器７７８において分離器７７７の信号と合成され、第２画像デコーダの第２入力部５３１に入力され、分離回路５３１によりＨLＶH、ＨHＶL、ＨHＶHの圧縮信号に分離されて各々第２伸張部５３５、第３伸長部５３６、第４伸長部に送られ、伸長されて元のＨLＶH、ＨHＶL、ＨHＶH信号となる。これらの信号にＨLＶL信号を加え、画像合成部５４８に入力され、合成されて１つのＨＤＴＶ信号となり出力部５４６より出力され、出力部７８０を介してＨＤＴＶの映像信号４２７として出力される。
この出力部７８０は第２データ列出力部７５９の第２データ列の誤まり率を誤まり率検知部７８２で検知し、エラーレートが高い状態が一定時間続いた場合は一定時間自動的にＨLＶL信号の低解像度の映像信号を出力させたり、映像出力を停止させたり、フィルタを作動させたり、同期を回復させたり等のシステムのコントロール命令を出す。
以上のようにして、階層型放送の送信、受信が可能となる。伝送条件が良い場合、例えばＴＶ送信アンテナが近い放送に対しては、第１データ列と第２データ列の両方が再生できるので、ＨＤＴＶの品位で番組を受信できる。また送信アンテナとの距離が遠い放送に対しては、第１データ列を再生し、このＶLＨL信号から低解像度のＴＶ信号を出力する。このことにより、ＨＤＴＶの品位もしくはＮＴＳＣＴＶの品位で同一番組をより広い地域で受信できるという効果がある。
また図６６のＴＶ受信機のブロック図のように第１データ列出力部７６８だけに受信機７５１の機能を縮小すると受信機は第２データ列およびＨＤＴＶ信号を扱わなくてもよくなるため、構成が大巾には簡略化できる。画像デコーダーは図３１で説明した第１画像デコーダ４２１を用いればよい。この場合ＮＴＳＣＴＶの品位の画像が得られる。ＨＤＴＶの品位では番組を受信できないが受信機のコストは大巾に安くなる。従って広く普及する可能性がある。このシステムでは従来のＴＶディスプレイをもつ多くの受信システムを変更しないでアダプターとして追加することにより、デジタルＴＶ放送が受信できるという効果がある。
なお、図６６に示すようにスクランブルをかけた４ＶＳＢ，８ＶＳＢ信号を受信する場合、４ＶＳＢ，８ＶＳＢ信号で送信されるスクランブル解除信号とデスクランブラー５０２の中のＤｅｓｃｒａｍｂｌｅ番号メモリー５０２ｃの番号をＤｅｓｃｒａｍｂｌｅ番号照合器５０２ｂにより照合し、一致している場合のみＤｅｓｃｒａｍｂｌｅを解除することにより特定のスクランブル番組のスクランブルを正当に解除することができる。
図６７のような構成にするとＰＳＫ信号を復調する衛星放送受信機とＶＳＢ信号を復調する地上放送受信機の機能をもつ受信機を簡単に構成できる。この場合、衛星アンテナ３２から受信したＰＳＫ信号は発振器７８７からの信号と混合器７８６において混合され、低い周波数に変換されＴＶ受信機７８１の入力部３４に入力され、図６３で説明した混合器７５３に入力される。衛星ＴＶ放送の特定のチャンネルの低い周波数に変換されたＰＳＫ、もしくはＱＡＭ信号は復調部３５によりデータ列Ｄ1、Ｄ2が復調され、分離部７８８を介して第２画像エンコーダ４２２により、画像信号として再生され、出力部７８０より出力される。一方、地上用のアンテナ３２ａにより受信されたデジタル地上放送とアナログ放送は、入力部７５２に入力され図６３で説明したのと同じプロセスで混合器７５３により特定のチャンネルが選択され、検波され、低域のみのベースバンド信号となる。アナログ衛星ＴＶ放送に混合器７５３に入り復調される。デジタル放送の場合は、識別再生器７５７によりデータ列Ｄ1とＤ2が再生され第２画像デコーダ４２２により映像信号が再生され、出力される。また地上と衛星のアナログＴＶ放送を受信する場合は映像復調部７８８によりＡＭ復調されたアナログＴＶ信号が出力部７８０より出力される。図６７の構成をとると混合器７５３が衛星放送と地上放送で共用できる。また第２画像デコーダ４２２も共用できる。又、デジタル地上放送でＡＳＫ信号を用いた場合、ＡＭ復調のため従来のアナログ放送と同様の検波器７５５とＬＰＦ７５６等の受信回路を兼用できる。以上のように図６７の構成にすると大巾に受信回路を共用化し、回路を削減するという効果がある。
また、実施例では４値のＡＳＫ信号を２つのグループに分け、Ｄ1、Ｄ2の２層の各１ｂｉｔの多値伝送を行った。しかし、図６８（ａ）（ｂ）の８ＶＳＢ信号のＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ図に示す、８値のＡＳＫ信号つまり８ｌｅｖｅｌ−ＶＳＢを用いるとＤ1、Ｄ2、Ｄ3の３層の各１ｂｉｔの合計３ｂｉｔ／ｓｙｍ ｂｏｌの多値伝送を行うことができる 。図６８（ａ）に示すように、まず１ｂ ｉｔ目の符号のつけ方を説明すると、Ｄ3信号の信号点は信号点７２１ａと７２ １ｂ、７２２ａと７２２ ｂ、７２３ａと７２３ｂ、７２４ａと７２４ｂの２値つまり１ｂｉｔである。次に次の１ｂｉｔの符号化を説明すると、Ｄ2の信号点は 信号点群７２１と７２２、信号点群７２３と７２４の２値の１ ｂｉｔである。 Ｄ3のデータは大信号点群７２５と７２６の２値の１ｂｉｔとな る。この場合、図５７の４つの信号点７２１、７２２、７２３、７２４を各２ヶの信号点７２１ａと７２１ｂ、７２２ａと７２２ｂ、７２３ａと７２３ｂ、７２４ａと７２４ｂに分離し、各グループの間の距離を離すことにより最大３層の階層型の多値伝送が可能となる。前述のようにＬ＝Ｌ0にすることもできる。
この３層の多値伝送システムを用いて３層等のデジタルＨＤＴＶの映像伝送を行うことは実施例３と実施例４で説明したもので動作の詳しい説明は省略する。
ここで、図６８の８値のＶＳＢによるＴＶ放送を行うことによる効果について述べる。８ＶＳＢは伝送情報量が多い反面、同じＣ／Ｎ値に対するエラーレートは４ＶＳＢより高い。しかし高画質のＨＤＴＶ放送を行う場合、伝送容量に余裕があるためエラー訂正符号が多く入るため、エラーレートを下げたり、また将来階層型のＴＶ放送が可能となるという効果がある。
ここで４ＶＳＢと８ＶＳＢと１６ＶＳＢの効果について比較しながら述べる。 ＮＴＳＣやＰＡＬの周波数帯を用いて地上放送を行う場合、図１３６に示したようにＮＴＳＣの場合６ＭＨｚの帯域制限があり約５ＭＨｚの実質的な伝送帯域が許される。４ＶＳＢの場合、周波数利用効率は４ｂｉｔ／Ｈｚであるため、実質的に５ＭＨｚ×４＝２０Ｍｂｐｓのデータ伝送容量がある。一方、デジタルＨＤＴＶ信号の伝送には少なくとも１５Ｍｂｐｓ〜１８Ｍｂｐｓ必要である。このため、４−ＶＳＢではデータ容量に余裕がないため、図１６９の比較図に示すように誤り訂正符号のための冗長度をＨＤＴＶの実質伝送量の１０〜２０％しかとれない。
次に８−ＶＳＢの場合、周波数利用効率は６ｂｉｔ／ＨＺであるため５ＭＨｚ×６＝３０Ｍｂｐｓのデータ伝送容量が得られる。上述のようにＨＤＴＶ信号の伝送には１５〜１８ＭＨｚ必要であるが、８ＶＳＢ変調方式の場合、図１６９に示すようにＨＤＴＶ信号の実質伝送量の５０％以上の情報量を誤り訂正の符号に用いることができる。従って、同じデータレートのＨＤＴＶデジタル信号を６ＭＨｚの帯域で地上放送するという条件のもとでは、８ＶＳＢの方がより大容量の誤り訂正符号を付加できるため、図１６１のエラーレートカーブ８０５と８０６に示すように、伝送系の同じＣ／Ｎ値に対して、エラー訂正のＣｏｄｅ Ｇａｉｎを高くしたＴＣＭ−８ＶＳＢの方がエラー訂正後のエラーレートがエラー訂正のＣｏｄｅ Ｇａｉｎの低い４ＶＳＢより低くなる。従って、Ｈｉｇｈ ｃｏｄａ ｇａｉｎでエラー符号化された８ＶＳＢの方が４ＶＳＢより、ＴＶ地上放送におけるサービスエリアが拡がるという効果がある。確かに８ＶＳＢの方が誤り訂正回路の増大により、受信機の回路がより複雑になる欠点がある。しかしＶＳＢ・ＡＳＫ方式は、振巾変調方式のため、位相成分を含むＱＡＭ変調方式に比べて、元々受信機のＥｑｕａｌｉｚｅｒの回路規模が大巾に小さい。このため誤り訂正回路を追加しても、全体の回路規模は８ＶＳＢ方式の方が３２ＱＡＭ方式に比べて大きくならない。従って、８ＶＳＢ方式により、サービスエリアが広く、全体の回路規模の適切なデジタルＨＤＴＶ受信機が実現する。
なお、具体的な誤り訂正方式の例としては、後の実施例５等で説明するが、図８４や実施例６の図１３１、図１３７、図１５６、図１５７の送受信機のブロック図のＥＣＣ７４４ａとＴｒｅｌｌｉｓ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ｂを用い、図６１で説明した４ＶＳＢ、８ＶＳＢ、１６ＶＳＢのＶＳＢの変調部７４９を用いて送信する。受信機側としては、図６３を用いて説明したＶＳＢの復調部７６０を用いて４ＶＳＢもしくは８ＶＳＢもしくは１６ＶＳＢ信号から４、８、１６値のｌｅｖｅｌ ｓｌｉｃｅｒ７５７によりデジタルデータを再生し、同じく後の実施例５等で説明する図８４、実施例６の図１３１、図１３７、図１５６、図１５７のＴｒｅｌｌｉｓ Ｄｅｃｏｄｅｒ７５９ｂとＥＣＣ Ｄｅｃｏｄｅｒ７５９ａにより、誤り訂正をした後、画像デコータ４０２の画像伸長器により、デジタルＨＤＴＶ信号を再生し、出力する。
ＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ａは実施例６で説明する図１６０（ａ）、（ｂ）に示すように、Ｒｅｅｄ ｓｏｌｏｍｏｎ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ｊとＩｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ７４４ｋを用い、ＥＣＣ Ｄｅｃｏｄｅｒ７５９ａにはＤｅＩｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ７５９ｋとＲｅｅｄ ｓｏｌｏｍｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ７５９ｊを用いる。前の実施例で述べたようにＩｎｔｅｒｌｅａｖｅをかけることにより、バーストエラーに強くなる。
図１２８（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）に示すＴｒｅｌｌｉｓ ｅｎｃｏｄｅｒを採用することによりさらにＣｏｄｅ Ｇａｉｎを上げることができ、エラーレートが下がる。８ＶＳＢの場合図１７２に示すようにＲａｔｉｏ２／３のＴｒｅｌｌｉｓ ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ｂ，ｄｅｃｏｄｅｒ７５９ｂが適用できる。
実施例では、主に階層型のデジタルＴＶ信号を伝送する例を用いて説明した。階層型の場合、理想的な放送ができるが、画像圧縮回路や変復調器の回路が複雑になるため、放送開始時にはコストの点で好ましくない。実施例５の冒頭に述べたように４ＶＳＢや８ＶＳＢの信号点間隔Ｌ＝Ｌ0つまり等間隔にして、非階層 型のＴＶ伝送を行い、図１３７を図１５７に示すような、簡単な構成にすることにより、回路の簡単なＴＶの放送システムが実現する。そして、普及した段階で８ＶＳＢの階層型伝送に切り換えればよい。
さて、以上４ＶＳＢと８ＶＳＢについて説明したが、図１５９（ａ）〜（ｄ）では１６ＶＳＢと３２ＶＳＢについて説明する。図１５９（ａ）は１６ＶＳＢのＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎを示す。図１５９（ｂ）は２つの信号点のグループ７２２ａ〜７２２ｈにグループ化し、８つの信号点とみなすことにより、８ＶＳＢとして扱えるため２層の階層型の多値伝送が実現する。この場合Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍａｌｔｉｐｌｅｘで、間欠的に８ＶＳＢ信号を送っても階層型伝送が実現する。但し、この方式では最大データレートが２／３になる。図１５７（ｃ）はさらに４つのグループ７２３ａ〜７２３ｄとし、４ＶＳＢとして扱うためさらに１層階層が増える。この場合も、Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍａｌｔｉｐｌｅｘで間欠的に４ＶＳＢ信号を送っても、最大データレートが下がるが階層型伝送が実現する。以上により、３層の階層型ＶＳＢが実現する。
この方式により、１６ＶＳＢのＣ／Ｎが悪くなった時８ＶＳＢ、もしくは４ＶＳＢのデータが再生できるという階層型伝送が実現する。また図１５９（ｄ）のように１６ＶＳＢの信号点を２倍にすることにより、３２ＶＳＢが伝送できる。将来１６ＶＳＢの容量を拡大したい場合、この方式により、互換性を保ちながら５ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌのデータ容量が得られるという効果がある。
これまで述べたことをまとめると、図１６１のＶＳＢ受信機のブロック図に示す受信機と図１６２のＶＳＢ送信機のブロック図に示す送信機の構成となる。
主に４−ＶＳＢと８−ＶＳＢを用いて説明したが、図１５９（ａ）（ｂ）（ｃ）のような１６ＶＳＢを用いて伝送することもできる。１６ＶＳＢの場合は地上放送を行う場合６ＭＨｚの帯域で、４０Ｍｂｐｓの伝送容量がとれる。しかしＨＤＴＶデジタル圧縮信号のデータレートは、ＭＰＥＧ規格を用いた場合１５〜１８Ｍｂｐｓとなるため、伝送容量の余裕が大きくなりすぎる。図１６９に示すようにＲｅｄｕｎｄａｎｃｙ：Ｒ16＝１００％以上となり、１チャンネルのデジタルＨＤＴＶを伝送するには冗長度が大きくなりすぎて回路が複雑になるだけで、８ＶＳＢに対して効果が少ない。そして２チャンネルのＨＤＴＶの地上放送をするには１６ＶＳＢであると冗長度は４ＶＳＢと同じで１０ｂ程度しかとれないため充分な誤り訂正符号をいれることができないため、サービスエリアが狭くなる。前述のように４−ＶＳＢではＲｅｄｕｎｄａｎｃｙ：Ｒ4＝１０〜２０％で充 分なエラー訂正ができないためサービスエリアを広くとれない。図１６９から明らかなように、８−ＶＳＢのＲｅｄｕｎｄａｎｃｙ：Ｒ8＝５０％で充分なエラ ー訂正符号化ができる。エラー訂正の回路規模もさほど大きくならずにサービスエリアがとれる。従ってデジタルＨＤＴＶ地上放送を６〜８ＭＨｚの帯域制限で行う条件のもとでは、図１６９から明らかなように、８Ｌｅｖｅｌ−ＶＳＢが最も効果があり最適なＶＳＢ変調方式であることがわかる。
さて実施例３では図３０のような画像エンコーダ４０１を説明したが、図３０のブロック図は、図６９のように書き換えることができる。内容は全く同じであるため説明は省略する。このように、画像エンコーダ４０１はサブバンドフィルタ等の映像の分離回路４０４、４０４ａを２つもつ。これらを分離部７９４とすると、図７０の分離部のブロック図に示す。ように１つの分離回路に信号を時分割で２回通すことにより回路を削減できる。これを説明すると、第１サイクルでは入力部４０３からのＨＤＴＶやスーパーＨＤＴＶの映像信号は時間軸圧縮回路７９５により、時間軸を圧縮されて分離回路４０４により、ＨHＶH−Ｈ、ＨHＶL−Ｈ、ＨLＶH−Ｈ、ＨLＶL＋１の４つの成分に分けられる。この場合、スイッチ７６５、７６５ａ、７６５ｂ、７６５ｃは１の位置にあり、圧縮部４０５に、ＨHＶH−Ｈ、ＨHＶL−Ｈ、ＨLＶH−Ｈの３つの信号を出力する。しかし、ＨLＶL−Ｈの信号はスイッチ７６５ｃの出力１から時間軸調整回路７９５の入力２へ入力し、第２サイクルつまり時分割処理の空き時間に分離回路４０４に送られ分離処理されＨHＶH、ＨHＶL、ＨLＶH、ＨLＶLの４つの成分に分けられ出力される。第２サイクルではスイッチ７６５、７６５ａ、７６５ｂ、７６５ｃは出力２の位置に変わるため、４つの成分は圧縮部４０５へ送られる。このようにして図７０の構成をとり時分割処理することにより分離回路が削減できるという効果がある。
次にこのような３層の階層型の画像伝送を行うと受信機側には実施例３の図３３のブロック図で説明したような、画像デコーダが必要となる。これを、書き換えると図７１のようなブロック図となる。処理能力は違うものの同じ構成の合成器５６６が２つ存在することになる。
これは図７２のような構成をとると図７０の分離回路の場合と同様にして１つの合成器で実現できる。図７２を説明すると、５つのスイッチ、７６５ａ，７６５ｂ，７６５ｃ，７６５ｄにより、まず、タイミング１において、スイッチ７６５、７６５ａ，７６５ｂ，７６５ｃの入力が１に切り替わる。すると、第１伸長部５２２、第２伸長部５２２ａ，第３伸長部５２２ｂ，第４伸長部５２２ｃから各々ＨLＶL，ＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶHの信号が、スイッチを介して合成器５５６の対応する入力部に入力され、合成処理されて１つの映像信号となる。この映像信号はスイッチ７６５ｄに送られ出力１より出力し再びスイッチ７６５ｃの入力２に送られる。この映像信号はもともと、高解像度映像信号を分割したＨLＶL−Ｈ成分の信号である。次のタイミング２において、スイッチ７６５、７６５ａ，７６５ｂ，７６５ｃは入力２に切替わる。こうして、今度はＨHＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨLＶH−ＨそしてＨLＶL−Ｈ信号が合成器５５６に送られ、合成処理されて１つの映像信号が得られる。この映像信号はスイッチ７６５ｄの出力２より出力部５５４から出力される。
このようにして、３層の階層型放送を受信する場合時分割処理により２ケの合成器を１ケに削減するという効果がある。
さて、この方式は、まずタイミング１においてＨHＶH，ＨHＶL，ＨLＶH，ＨLＶL信号を入力させ、ＨLＶL−Ｈ信号を合成させる。その後、タイミング１と別の期間タイミング２において、ＨHＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨLＶH−Ｈと上記のＨLＶL−Ｈ信号を入力させ、最終の映像信号を得るという手順をとっている。従って、２つのグループの信号のタイミングをずらす必要がある。
もし、もともと、入力した信号の上記成分のタイミングの順序が違っていたり重複している場合は時間的に分離するためスイッチ７６５、７６５ａ，７６５ｂ，７６５ｃにメモリを設け蓄積し、時間軸を調整することが必要となる。しかし送信機の送信信号を図７３のようにタイミング１とタイミング２に時間的に分離して送信することにより、受信機側に時間軸調整回路が不要となる。従って、受信機の構成が簡単になるという効果がある。
図７３の時間配置図のＤ１は送信信号の第１データ列Ｄ１を示し、タイミング１の期間中にＤチャンネルでＨLＶL，ＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶH信号を送り、タイミング２の期間にＤ２チャンネルでＨLＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈを送る場合の信号の時間配置を示している。このようにして時間的に分離して送信信号を送ることにより、受信機のエコンコーダの回路構成を削除するという効果がある。
次に受信機の伸長部の数が多い。これらの数を削減する方法について述べる。図７４(ｂ)は送信信号のデータ８１０、８１０ａ，８１０ｂ，８１０ｃの時間配置図を示す。この図において、データの間に別データ８１１，８１０ａ，８１１ｂ，８１１ｃを送信する。すると、目的とする送信データは間欠的に送られてくることになる。すると、図７４(ａ)のブロック図に示す第２画像エンコーダ４２２はデータ列Ｄ１を第１入力部５２１とスイッチ８１２を介して次々と伸長部５０３に入力する。例えば、データ８１０の入力完了後は別データ８１１の時間中に伸長処理を行い、データ８１０の処理修了後、次のデータ８１０ａが入力することになる。こうすることにより、合成器の場合と同様の手法で時分割で１つの伸長部５０３を共用することができる。こうして、伸長部の総数を減らすことができる。
図７５はＨＤＴＶを送信する場合の時間配置図である。例えば放送番組の第１チャンネルのＮＴＳＣ成分に相当するＨLＶL信号をＨLＶL（１）とすると、これをＤ１信号の太線で示すデータ８２１の位置に時間配置する。第１チャンネルのＨＤＴＶ付加成分に相当するＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶH信号はＤ２信号のデータ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃの位置に配置する。すると第１チャンネルの全てのデータの間には別のＴＶ番組の情報である別データ８２２，８２２ａ，８２２ｂ，８２２ｃが存在するため、この期間中に伸長部の伸長処理が可能となる。こうして１つの伸長部で全ての成分を処理できる。この方式は伸長器の処理が速い場合に適用できる。
また、図７６のようにＤ１信号に、データ８２１，８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃを配置しても同様の効果が得られる。通常の４ＰＳＫや４ＡＳＫのように階層がない伝送を用いて送受信する場合に有効である。
図７７は、例えばＮＴＳＣとＨＤＴＶと高解像度ＨＤＴＶもしくは、低解像度ＮＴＳＣとＮＴＳＣとＨＤＴＶのような３層の映像を物理的に２層の階層伝送方式を用いて階層型の多値放送を行う場合の時間配置図を示す。例えば、低解像度ＮＴＳＣとＮＴＳＣとＨＤＴＶの３層の映像を放送する場合Ｄ１信号には低解像ＮＴＳＣ信号に相当するＨLＶL信号がデータ８２１に配置されている。又、ＮＴＳＣの分離信号であるＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶHの各成分の信号はデータ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃの位置に配置されている。ＨＤＴＶの分離信号であるＨL ＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈ信号はデータ８２３，８２３ａ，８２３ｂに 配置されている。
ここでは、図１５６や図１７０のブロック図に示すように、実施例２で説明したエラー訂正能力の差別化による論理的な階層伝送を４ＶＳＢや８ＶＳＢや１６ＶＳＢに追加している。具体的にはＨLＤLはＤ1信号の中のＤ1-1チャンネルを用いている。Ｄ1-1チャンネルは実施例２で述べたようにＤ1-2チャンネルより大巾に訂正能力の高い誤り訂正方式を採用している。Ｄ1-1チャンネルはＤ1-2チャンネルに比べて冗長度は高いが再生後のエラーレートは低いため、他のデータ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃよりＣ／Ｎ値の低い条件においても再生できる。このためアンテナから遠い地域や自動車の車内等の受信条件の悪い場合においても低解像度のＮＴＳＣＴＶの品位で番組を再生することができる。実施例２で述べたようにエラーレートの観点でみた場合、Ｄ1信号の中のＤ1-1チャンネルにあるデ ータ ８２１はＤ1-2チャンネルにある他のデータ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃより受信妨害に強く、差別化されており論理的な階層が異なる。実施例２で述 べたようにＤ1，Ｄ2の階層は物理的階層といえ、このエラー訂正符号間距離の差別化による階層構造は論理的な階層構造といえる。
さて、Ｄ2信号の復調には物理的にＤ1信号より高いＣ／Ｎ値を必要とする。従って、遠隔地等のＣ／Ｎ値の一番低い受信条件では，ＨLＶL信号つまり、低解像度ＮＴＳＣ信号が再生される。そして、Ｃ／Ｎ値が次に低い受信条件では加えてＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶHが再生され、ＮＴＳＣ信号が再生できる。さらにＣ／Ｎ値の高い受信条件ではＨLＶLに加えてＨLＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈも再生されるためＨＤＴＶ信号が再生される。こうして３つの階層の放送ができる。この方式を用いることにより図５３で説明した受信可能領域は図９０の受信妨害領域図に示すように２層から３層に拡大し、より番組受信可能領域が拡がる。
ここで図７８は図７７の時間配置の場合の第３画像デコーダのブロック図を示す。基本的には図７２のブロック図からＤ３信号の第３入力部５５１を省いた構成に図７４（ａ）のブロック図の構成を加えた構成になっている。
動作を説明するとタイミング１において入力部５２１よりＤ１信号が、入力部５３０よりＤ２信号が入力される。ＨLＶH等の各成分は時間的に分離されているためこれらはスイッチ８１２により伸長部５０３に順次、独立して送られる。この順序を図７７の時間配置図を用いて説明する。まず、第１チャンネルのＨLＶLの圧縮信号が伸長部５０３に入り、伸長処理される。次に第１チャンネルのＨL ＶH，ＨHＶL，ＨHＶHが伸長処理され、スイッチ８１２ａを介して、合成器５５ ６の所定の入力部に入力され、合成処理され、まずＨLＶL−Ｈ信号が合成される。この信号はスイッチ７６５ａの出力１からスイッチ７６５の入力２に入力され、合成器５５６のＨLＶL入力部に入力される。
次にタイミング２において、図７７の時間配置図に示すようにＤ２信号のＨL ＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈ信号が入力され伸長部５０３により伸長され 、スイッチ８１２ａを介して各信号が合成器５５６の所定の入力に入力され、合成処理されＨＤＴＶ信号が出力される。このＨＤＴＶ信号はスイッチ７６５ａの出力２より出力部５２１を介してＨＤＴＶ信号が出力される。上述のように図７７の時間配置により送信することにより受信機の伸長部と合成器の数を大巾に削減するという効果がある。なお、図７７は時間配置図ではＤ１，Ｄ２信号の２つの段階を用いたが、前述のＤ３信号を用いると、高解像度ＨＤＴＶを加え４つの階層のＴＶ放送ができる。
図７９はＤ１，Ｄ２，Ｄ３の３層の物理階層を用いた３つの階層の映像を放送する階層型放送の時間配置図である。図から明かなように同一ＴＶチャンネルの各成分は時間的に重複しないように配置してある。又、図８０は図７８のブロック図で説明した受信機に第３入力部５２１ａを加えた受信機である。図７９の時間配置により放送することにより、図８０のブロック図で示すような簡単な構成で受信機が構成できるという効果がある。
動作は、図７７の時間配置図、図７８のブロック図とほぼ同じである。このため説明は省略する。又、図８１の時間配置図のようにＤ１信号に全ての信号を時間多重することもできる。この場合、データ８２１と別データ８２２の２つのデータはデータ８２１ａ，８１２ｂ，８２１ｃに比べてエラー訂正能力を高めてある。このため、他のデータに比べて階層が高くなっている。前述のように物理的には一層であるが論理的には２層の階層伝送となっている。又、番組チャンネル１のデータの間に別の番組チャンネル２の別データが括入されている。このため、受信機側でシリアル処理が可能となり、図７９の時間配置図と同じ効果が得られる。
図８１の時間配置図の場合、論理的な階層となっているが、データ８２１，別データ８２２の伝送ビットレートを１／２や１／３に落とすことにより、このデータの伝送時のエラーレートが下がるため、物理的な階層伝送をすることもできる。この場合、物理階層は３層となる。
図８２は、図８１の時間配置図のような、データ列Ｄ１信号のみを伝送する場合の画像デコーダ４２３のブロック図で、図８０のブロック図に示す画像デコーダに比べて、より簡単な構成となる。動作は図８０で説明した画像デコーダと同じため説明を省略する。
以上のように、図８１の時間配置図のような送信信号を送信すると図８２のブロック図のように伸長部５０３合成器５５６の数を大巾に削減できるという効果がある。又、４つの成分が時間的に分離されて入力されるため、合成器５５６つまり図３２の画像合成部５４８の内部の回路ブロックを入力する画像成分に応じて接続変更により、いくつかのブロックを時分割で共用し回路を省略することもできる。
以上のようにして簡単な構成で受信機が構成できるという効果がある。
なお、実施例５では、ＡＳＫ変調を用いて動作を説明したが、実施例５で説明した多くの手法は実施例１，２，３で説明したＰＳＫやＱＡＭ変調にも使える。
又、これまでの実施例はＦＳＫ変調にも使える。
例えば、図８３のようにｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４の多値のＦＳＫ変調を行う場合、実施例５の図５８の信号点配置図のようにグループ化を行い、各グループの信号点位置を離すことにより、階層型伝送ができる。
図８３において周波数ｆ１，ｆ２の周波数群８４１をＤ1＝０と定義し、周波 数ｆ３，ｆ４の周波数群８４２をＤ1＝１と定義する。そして、ｆ１，ｆ３をＤ2＝０，ｆ２，ｆ４をＤ2＝１と定義すると、図に示すように、Ｄ1，Ｄ2の各１ｂ ｉｔ、計２ｂｉｔの階層型伝送が可能となる。例えば、Ｃ／Ｎの高い場合はｔ＝ｔ３において、Ｄ1＝０，Ｄ2＝１が再生でき、ｔ＝ｔ４においてＤ1＝１，Ｄ2＝０が再生できる。次にＣ／Ｎが低い場合はｔ＝ｔ３においてＤ1＝０のみが，ｔ ＝ｔ４においてＤ＝１のみが再生できる。こうしてＦＳＫの階層型伝送ができる。実施例３，４，５で説明した映像信号の階層型の放送にこのＦＳＫの階層型の多値伝送方式を用いることもできる。
又、図８４のような、ブロック図に示す磁気記録再生装置に本発明の実施例５を用いることもできる。実施例５はＡＳＫのため磁気記録再生ができる。
図８４は記録装置（Ｒｅｃｏｄｅｒ）／送信機（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）と再生装置（Ｐｌａｙｅｒ）／受信機（Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）のブロック図を示す。
図８４のブロック図において、送信機１、受信機４３の実施例５のＶＳＢ−ＡＳＫ変調方式が送信機１の送信回路５ａを記録装置磁気記録信号アンプ８５７ａにおきかえ、受信機４３の受信回路２４ａを磁気再生信号アンプ８５７ｂに置きかえることにより、全く同じ構成になる。本文では伝送装置においてはＡＳＫ信号は全てＶＳＢ−ＡＳＫであるため、ＶＳＢ−ＡＳＫ信号をＡＳＫ信号と省略して説明する。
図８４の動作を説明すると、ＨＤＴＶ信号はＶｉｄｅｏ ｅｎｃｏｄｅｒ４０１で圧縮された後２つのデータに分けられ、第１データ列はＥＣＣエンコーダ７４３ａで誤り符号化され、第２データ列はＥＣＣ７４４ａで誤り符号化された後、Ｔｒｅｌｌｉｓ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ｂにより、トレリス符号化されて、ＶＳＢ−ＡＳＫのＭｏｄｕｌａｔｏｒ７４９に入る。Ｒｅｃｏｄｅｒの場合はＯｆｆｓｅｔ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ８５６により、Ｏｆｆｓｅｔ信号を加えた上で記録回路８５３により、磁気テープ８５５上に記録される。伝送装置のＴｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ１の場合はＯｆｆｓｅｔ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ８５６によりＤＣオフセット電圧をＡＳＫ信号に重畳させてＵｐ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ５ａにより送信される。ＤＣオフセットさせることにより受信機４３にキャリア再生が容易になる。送信された前述の４ＶＳＢ，８ＶＳＢ，１６ＶＳＢのＶＳＢ−ＡＳＫ信号はアンテナ３２ｂにより受信され受信回路２４ａを経て、復調器８５２ａに入力される。
一方、記録装置で記録された記録信号は再生ヘッド８５４ａで再生されて再生回路８５８を経て同じく復調器８５２ｂへ送られる。
復調器８５２ｂへ入力された信号は復調器８５２ｂのフィルタ８５８ａを経て、前述のＶＳＢ等のＡＳＫ復調機８５２ｂにより、復調される。復調信号の第１データ列はＥＣＣデコーダ７５８ａにより、エラー訂正され、第２データ列はＴｒｅｌｌｉｓデコーダ７５９ｂとＥＣＣデコーダ７５９ａによりエラー訂正される。そしてビデオデコーダ４０２により、映像信号に伸長されＨＤＴＶ、ＴＶ信号もしくはＳＤＴＶの信号が出力される。
Ｔｒｅｌｌｉｓ符号化器の追加により回路は複雑になるが、エラーレートが下がり、伝送装置の伝送距離が拡大し、記録再生装置の画質が改善される。この場合、受信機４３のＦｉｌｔｅｒ８５８ａは、図１３４に示すようなアナログＴＶ信号のメインキャリアや映像キャリアや音声キャリアを排除するようなフィルタ特性をもった、くし型のＦｉｌｔｅｒ７６０ａを用いることにより、アナログＴＶ信号の妨害を排除でき、エラーレートが下がる。この場合、妨害がない時も常にフィルタを入れておくと受信信号が劣化する。これを避けるため図６５に示すように、エラーレート検知部７８２により、アナログＴＶの妨害により、信号が劣化した場合のみ、アナログＴＶフィルタ７６０ａをＯＮし、妨害がない時、ＯＦＦすることにより、Ｆｉｌｔｅｒによる信号劣化を防ぐことができる。
また、図８４の場合第１データ列と第２データ列のち、第２データ列の方がエラーレートが少ない。従って、第２データ列に図６６のデ・スクランブル情報や各画像ブロックのイメージデータのヘッダ情報のような重要なＨｉｇｈ ｐｒｉｏｒｉｔｙ（ＨＰ）情報を伝送／記録することにより、デ・スクランブルや、各画像ブロックの画像信号再生を安定させることができる。
また図１３７、図１７２に示すように８ＶＳＢや１６ＶＳＢの伝送装置において、時間分割された各サブチャンネルのデータ列を、トレリスデコーダーやＥＣＣデコーダーの誤り訂正のコードゲインを各サブチャンネルで変え、ＨｉｇｈＰｒｉｏｒｉｔｙ（ＨＰ）情報をこのコードゲインの高い方のサブチャンネルで送る。ＨＰ情報のエラーレートは低くなるため伝送路においてある程度ノイズが発生し信号が劣化しＬｏｗＰｒｉｏｒｉｔｙ情報（ＬＰ）情報が破壊されても、ＨＰ情報のデータは破壊されないという効果が得られる。ＨＰ情報として前述のデ・スクランブル情報や画像ブロック単位のデータパケットのアドレス等のヘッダー情報を伝送することによりスクランブルの解除が長時間安定し視聴者は安定してスクランブル解除された番組を視聴できる。また各画像ブロックの壊滅的な破壊が防止されるため受信信号が劣化しても全体の画質が劣化するだけで視聴者は、ＴＶ番組をある程度の画質で視聴することができるという効果がある。
（実施例６）
第６の実施例により本発明の伝送記録方式を磁気記録再生装置に応用した例を説明する。実施例５では多値伝送のＡＳＫ伝送方式に本発明を適用した場合を示したが、同じ原理で図１７３のブロック図に示すような多値のＡＳＫ記録方式の磁気記録再生装置にも本発明を応用することができる。ＡＳＫの他，ＰＳＫ，ＦＣＫ，ＱＡＭに本発明のＣ−ＣＤＭ方式を適用することにより階層型および非階層型の多値の磁気記録が可能となる。前述のように本発明は記録装置、伝送装置の双方に適用できるが、記録装置の例を用いて説明する。
まず、１６ＱＡＭや３２ＱＡＭの磁気記録再生装置に本発明のＣ−ＣＤＭ方式を適用した例を用いて階層化および多値化する方法を説明する。図８４は実施例５で多値のＶＳＢ等９ＡＳＫを用いた伝送・記録装置について説明したが、この図８４のＡＳＫをＱＡＭに変えても同じ効果が得られる。図８４、図１７３ではＱＡＭにＣ−ＣＤＭを適用した場合を説明する。以下ＱＡＭをＣ−ＣＤＭ多重化したものをＳＲＱＡＭと呼ぶ。なお図１３７と図１５４では、本発明を伝送システムに応用した場合を説明する。
図８４、図１７３を説明すると、磁気記録再生装置８５１は、入力したＨＤＴＶ等の映像信号を画像エンコーダ４０１の第１画像エンコーダ４０１ａと第２画像エンコーダ４０１ｂにより高域信号と低域信号に分離し圧縮し、入力部７４２の中の第１データ列入力部７４３にＨLＶL成分等の低域映像信号を、第２データ列入力部７４４にＨHＶH成分等を含む高域映像信号を入力し、変復調器８５２ の中の変調部７４９に入力する。第１データ列入力部７４３では、エラー訂正コードがＥＣＣ部７３ａにおいて低域信号に付加される。一方、第２データ列入力部７４４に入力された第２データ列は１６ＳＲＱＡＭ、３６ＳＲＱＡＭ、６４ＳＲＱＡＭの場合、２ｂｉｔ、３ｂｉｔ、４ｂｉｔ、になる。この信号はＥＣＣ７４４ａにより誤り符号化された後Trellisエンコーダ部７４４ｂにより１６ＳＲ ＱＡＭ、３２ＳＲＱＡＭ、６４ＳＲＱＡＭの場合、図１２８（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すTrellis Encoder７４４ｂにより、各々１／２，２／３，３／４の比率のTrellis符号化される。例えば６４ＳＲＱＡＭの場合、第１データ列は２ｂｉｔで第２データ列は４ｂｉｔとなる。このため図１２８（ｃ）に示すようなTrellis Encoder７４４ｂを用い、３ｂｉｔデータを４ｂｉｔとしたRatio３／４のTrellis Encodeを行う。４ＡＳＫ、８ＡＳＫ、１６ＡＳＫの場合、単独で１／２、２／３、３／４のトレリスエンコードする。こうして冗長度は上がり、データレートは下がる一方でエラー訂正能力が上がるため同一のデーターレートのエラーレートを下げることができる。このため実質的な記録再生系もしくは伝送系の情報伝送量は増える。実施例５で説明した８ＶＳＢの伝送システムの場合、３ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌであるため、図１２８（ｂ）（ｅ）に示すＲａｔｉｏ２／３のTrellis Encoder７４４ｇ、Trellis Decoder７４４ｑを使用でき、全体のブロック図は図１７１のようになる。但し、Trellis Encodeは回路が複雑になるため、実施例６の図８４のブロック図ではエラーレートの元々低い第１データ列には使用していない。第１データ列より第２データ列の方が符号間距離が小さく、エラーレートが悪いが、第２データ列をTrellis符号化することにより、エラーレート が改善される。第１データ列のＴｒｅｌｌｉｓ符号化回路を省略する構成により、全体の回路がよりシンプルになるという効果がある。変調の動作は実施例５の図６４の送信機とほぼ同じであるため詳しい説明は省略する。変調部７４９で変調された信号は記録再生回路８５３において、バイアス発生器８５６によりＡＣバイアスされ増巾器８５７ａにより増巾され磁気へッド８５４により磁気テープ８５５上に記録される。
記録信号のフォーマットは図１１３の記録信号周波数配置図に示すように周波数ｆｃなる搬送波をもつ例えば１６ＳＲＱＡＭの主信号８５９に情報が記録されるとともに、ｆcの２倍の２ｆcの周波数をもつパイロットｆp信号８５９ａが同 時に記録される。周波数ｆBIASなるバイアス信号８５９ｂにより、ＡＣバイアスを加えて磁気記録されるため記録時の歪が少なくなる。図１１３に示す３層のうち２層の階層型の多値記録がされているため、記録再生できる閾値はＴｈ−1-2 ，Ｔｈ−２の２つが存在する。記録再生のＣ／Ｎレベルにより信号８５９なら２層全てが信号８５９ＣならＤ1のみが記録再生される。
主信号に１６ＳＲＱＡＭを用いた場合、信号点配置は図１０のようになる。又３６ＳＲＱＡＭを用いた場合、図１００のようになる。４ＡＳＫ、８ＡＳＫを用いた場合、図５８、図６８（ａ）（ｂ）のような配置となる。この信号を再生する場合、磁気ヘッド８５４からは、主信号８５９とパイロット信号８５９ａが再生され、増巾器８５７ｂにより増巾される。この信号より搬送波再生回路８５８のフィルタ８５８ａにより２ｆoなるパイロット信号ｆpが周波数分離され、１／２分周器８５８ｂによりｆoの搬送波が再生され復調部７６０に送られる。この
再生された搬送波を用いて復調部７６０において主信号は復調される。この時、ＨＤＴＶ用等の高Ｃ／Ｎ値の高い磁気記録テープ８５５を用いた場合、１６点の各信号点の弁別しやすくなるため復調部７６０においてＤ１とＤ２の双方が復調される。そして画像デコーダ４２２により全信号が再生される。ＨＤＴＶＶＴＲの場合例えば１５ＭｂｐｓのＨＤＴＶの高ビットレートのＴＶ信号が再生される。Ｃ／Ｎ値が低いビデオテープ程、コストは安い。現時点で市販のＶＨＳテープと放送用の高Ｃ／Ｎ型テープとは１０ｄＢ以上Ｃ／Ｎの差がある。安価なＣ／Ｎ値の低いビデオテープ８５５を用いた場合はＣ／Ｎ値が低いため１６値や３６値の信号点を全て弁別することは難しくなる。このため第１データ列Ｄ１は再生できるが第２データ列Ｄ２の２ｂｉｔもしくは３ｂｉｔもしくは４ｂｉｔのデータ列は再生できず、第１データ列の２ｂｉｔのデータ列のみが再生される。２層の階層型のＨＤＴＶ画像信号を記録再生した場合、低Ｃ／Ｎテープでは高域画像信号は再生されないため第１データ列の低レートの低域画像信号、具体的には例えば７ＭｂｐｓのワイドＮＴＳＣのＴＶ信号が出力される。
また図１１４のブロック図に示すように第２データ列出力部７５９と第２データ列入力部７４４と第２画像デコーダ４２２ａを省略し、第１データ列Ｄ1のみ を変復調する変形ＱＰＳＫ等の変調器をもつ低ビットレート専用の記録再生装置８５１も一つの製品形態として設定できる。この装置は第１データ列のみの記録再生が行える。つまりワイドＮＴＳＣグレードの画像信号を記録再生できる。上述のＨＤＴＶ信号等の高ビットレートの信号が記録された高いＣ／Ｎ値を出力するビデオテープ８５５をこの低ビットレート専用の磁気記録再生装置で再生した場合、第１データ列のＤ１信号のみが再生され、ワイドＮＴＳＣ信号が出力され、第２データ列は再生されない。つまり同じ階層型のＨＤＴＶ信号が記録されたビデオテープ８５５を再生した場合、一方の複雑な構成の記録再生装置ではＨＤＴＶ信号、一方の簡単な構成の記録再生装置ではワイドＮＴＳＣＴＶ信号が再生できる。つまり２層の階層の場合異なるＣ／Ｎ値をもつテープと異なる記録再生データレートをもつ機種の間で４つの組み合わせの完全互換性が実現するという大きな効果がある。この場合、ＨＤＴＶ専用機に比べてＮＴＳＣ専用機は著しく簡単な構成になる。具体的には例えばＥＤＴＶのデコーダの回路規模はＨＤＴＶのデコーダ比べて１／６になる。従って低機能機は大巾に低いコストで実現できる。このようにＨＤＴＶとＥＤＴＶの画質の記録再生能力が異なる２つのタイプの記録再生装置を実現できるため巾広い価格帯の機種が設定できるという効果がある。また使用者も高価格のＣ／Ｎの高いテープから低価格の低Ｃ／Ｎのテープまで、要求画質に応じてその都度自由にテープを選択できる。このように互換性を完全に保ちながら拡張性が得られるとともに将来との互換性も確保できる。従って将来も陳腐化しない記録再生装置の規格が実現することも可能となる。この他の記録方法としては実施例１、３で説明した位相変調による階層記録もできる。
実施例５で説明したＡＳＫによる記録もできる。現在２値の記録を多値にして図５９（ｃ）（ｄ）や図６８（ａ）（ｂ）に示すように４値のＡＳＫや８値のＡＳＫの信号点を２つのグループに分け、２層と３層の階層化できる。
ＡＳＫの場合のブロック図は図８４と同じである。図１７３のようになる。ＴｒｅｌｌｉｓとＡＳＫの組み合わせによりエラーレートが下がる。実施例で説明した以外に磁気テープ上の多トラックによる階層型等の多値記録もできる。又、エラー訂正能力を変えて、データを差別化することによる論理的な階層記録もできる。
ここで将来規格との互換性について述べる。通常、ＶＴＲ等の記録再生装置の規格を設定する場合、現実に入手できる最も高いＣ／Ｎのテープを用いて規格が定められる。テープの記録特性は日進月歩で向上する。例えば１０年前のテープに比べて、現在Ｃ／Ｎ値は１０ｄＢ以上向上している。この場合、現在から１０年〜２０年後の将来においてテープ性能が向上した時点で新しい規格を設定する場合、従来方式では旧い規格との互換性をとることは非常に難しい。このため新旧規格は片互換もしくは非互換である場合が多かった。
しかし、本発明の場合、まず、現行テープで第１データ列もしくは第２データ列を記録再生する規格をつくる。次に将来テープのＣ／Ｎが大巾に向上した時点で本発明を予め採用しておけば上位のデータ階層のデータ例えば第３データ列のデータを追加し、例えば３階層の６４ＳＲＱＡＭや８ＡＳＫを記録再生するスーパーＨＤＴＶＶＴＲが従来規格と完全互換を保ちながら実現する。この将来規格が実現した理時点で本発明、新規格で第３データ列まで３層記録された磁気テープを、第１データ列、第２データ列しか記録再生できない旧規格の２層の磁気記録再生装置で再生した場合、第３データ列は再生できないが第１、第２データ列は完全に再生できる。このためＨＤＴＶ信号は再生される。このため新旧規格間の互換性を保ちながら将来、記録データ量を拡張できるという効果がある。
ここで図８４の再生動作の説明に戻る。再生する時は磁気テープ８５５を磁気ヘッド８５４と磁気再生回路８５３により再生信号を再生し変復調器８５２に送る。復調部は実施例１，３，４とほぼ同様な動作をするため説明を省略する。復調部７６０により第１データ列Ｄ１と第２データ列Ｄ２を再生し、第２データ列はVitabiデコーダ等のTrellis-Decoder７５９ｂにより、code gainの高いエラー訂正をされ、エラーレートは低くなる。Ｄ１、Ｄ２信号は画像デコーダー４２２により復調されＨＤＴＶの映像信号が出力される。
以上は２つの階層をもつ磁気記録再生装置の実施例であるが、次に２層の物理階層に１層の論理階層を加えた３層の階層の磁気記録再生装置の実施例を図１３１のブロック図を用いて説明する。基本的には、図８４と同じ構成であるが第１データ列をＴＤＭにより、さらに２つのサブチャンネルに分割し３層構造にしている。図１３１に示すように、まずＨＤＴＶ信号は第１画像エンコーダ４０１ａの中の第１―１画像エンコーダ４０１ｃと第１―２画像エンコーダ４０１ｄにより、中域と低域の映像信号の２つのデータ、Ｄ1-1とＤ1-2に分離され入力部７４２の第１データ列入力部に入力される。ＭＰＥＧグレードの画質のデータ列Ｄ1-1はECC coder７４３ａにおいてCode gainの高い誤り訂正符号化をされ、Ｄ1-2はECC Coder７４３ｂにおいて通常のCode gainをもつ誤り訂正符号化をされる。Ｄ1-1とＤ1-2はＴＤＭ部７４３ｃにより時間多重化され、一つのデータ列Ｄ1とな る。Ｄ1とＤ2はＣ−ＣＤＭ変調部７４９で変調され磁気ヘッド８５４により磁気テープ８５５上に、２層で階層記録される。
再生時には、磁気ヘッド８５４により再生された記録信号は、図８４で説明したのと同様の動作により、Ｃ−ＣＤＭ復調部７６０によりＤ1とＤ2に復調される。第１データ列Ｄ1は第１データ出力部７５８の中のＴＤＭ部７５８ｃにおいて 、２つのサブチャンネルＤ1-1とＤ1-2に復調される。Ｄ1-1はCode gainの高いECC Decoder７５８ａにおいて、誤り訂正されるため、Ｄ1-2に比べてＤ1-1は低い Ｃ／Ｎ値においても復調され第1-1画像デコーダ４０２ａによりＬＤＴＶがDecodeされ出力される。一方Ｄ1-2はCode gainの通常のECC Decoder７５８ｂにおいて誤り訂正されるため、Ｄ1-1に比べると高いＣ／Ｎのスレシホルド値をもつため 信号レベルが大きくないと再生できない。そして、第１―２画像エンコーダ４０２dにおいて復調され、Ｄ1-1と合成されて、ワイドＮＴＳＣグレードのＥＤＴＶが出力される。
第２データ列Ｄ2はTrellis Decoder７５９ｂによりVitabi復号され、ＥＣＣ７５９ａによりエラー訂正され、第２画像エンコーダ４０２ｂにより高域画像信号となり、Ｄ1-1、Ｄ1-2と合成されてＨＤＴＶが出力される。この場合のＤ2のＣ ／Ｎの閾値はＤ1-2より大きく設定する。従ってテープ８５５のＣ／Ｎ値が小さ い場合、Ｄ1-1つまりＬＤＴＶが再生され、通常のＣ／Ｎ値のテープ８５５の場 合Ｄ1-1、Ｄ1-2つまりＥＤＴＶが再生され、Ｃ／Ｎ値の高いテープ８５５を用いるとＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2つまりＨＤＴＶ信号が再生される。
こうして３層の階層の磁気記録再生装置が実現する。前述のようにテープ８５５のＣ／Ｎ値とコストとは相関関係にある。本発明の場合使用者は３つのタイプのテープコストに応じた３つのグレードの画質の画像信号を記録再生できるため、使用者が記録したいＴＶ番組の内容に応じてテープのグレードを選択する巾が拡がるという効果がある。
次に早送り再生時の階層記録の効果を述べる図１３２の記録トラック図に示すように磁気テープ８５５上にはアジマス角Ａの記録トラック８５５ａと逆のアジマス角のＢの記録トラック８５５ｂが記録されている。図示するように記録トラック８５５ａの中央部にこのまま記録領域８５５ｃを設け、他の領域をＤ1-2記 録領域８５５ｄとする。これを各々の記録トラック数ヶにつき少なくとも１ヶ所設ける。この中にはＬＤＴＶ１フレーム分が記録されている。高域信号のＤ2信 号は記録トラック８５５ａの全領域のＤ2記録領域８５５ｅに記録する。通常速 度の記録再生時には、この記録フォーマットは新たな効果は生まない。さて順方向と逆方向のテープ早送り再生時にはアジマス角Ａの磁気ヘッドトレース８５５ｆは図に示すように磁気トラックと一致しなくなる。図１３２に示す本発明においてはテープ中央部の狭い領域に設定されたＤ1-1記録領域８５５ｃを設けてあ る。このためある一定の確率ではあるが、この領域は確実に再生される。再生されたＤ1-1信号からはＭＰＥＧ１並みのＬＤＴＶの画質ではあるが同一時間の画 面全体の画像を復調できる。こうして早送り再生時には１秒間に数枚から数十枚のＬＤＴＶの完全な画像が再生されると使用者は早送り中の画画面を確認できるいう大きな効果がある。
また逆送り再生時にはヘッドトレース８５ｇ示すように磁気トラックの一部の領域しかトレースしない。しかし、この場合においても図１３２で示す記録再生フォーマットを用いた場合、Ｄ1-1記録領域が再生できるためＬＤＴＶグレード の画質の動画が間欠的に出力される。
こうして、本発明では記録トラックの一部の狭い領域にＬＤＴＶグレードの画像を記録するため使用者は正逆両方向の早送り時にＬＤＴＶグレードの画質で早送りの間欠的にほぼ完全な静止画を再生できるため、高速検索時に画面の確認が容易になるという効果がある。
次に、さらに高速の早送り再生に対応する方法を述べる。図１３２の右下に示すようにＤ1-1記録領域８５５Ｃを設け、ＬＤＴＶの１フレームを記録するとと もにＤ1-1記録領域８５５Ｃの一部にさらに狭い領域のＤ1-1・Ｄ2記録領域８５ ５ｈを設ける。この領域におけるサブチャンネルＤ1-1にはＬＤＴＶの１フレー ムの一部の情報が記録されている。ＬＤＴＶの残りの情報をＤ1-1・Ｄ2記録領域８５５ｈのＤ2記録領域８５５ｊに重複して記録する。サブチャンネルＤ2はサブチャンネルＤ1-1の３〜５倍のデータ記録量をもつ。従ってＤ1-1とＤ2で１／３ 〜１／５の面積のテープ上のＬＤＴＶの１フレームの情報を記録できる。ヘッドレースがさらに狭い領域である領域８５５ｈ，８５５ｊに記録できるため、ヘッドのトレース時間Ｔs1に比べて時間も面積も１／３〜１／５になる。従って早送り速度を早めてヘッドのトレースがさらに傾いても、この領域全体をトレースする確率が高くなる。このためＤ1-1のみの場合に比べてさらに３〜５倍速い早送 り時にも完全なＬＤＴＶの画像を間欠的に再生する。
この方式は２階層のＶＴＲの場合、Ｄ2記録領域８５５ｊを再生する機能がな いため、高速の早送り時には再生できない。一方３階層の高機能型ＶＴＲにおいては２階層に比べて３〜５倍速い早送り時にも画像が確認できる。つまり、階層の数つまりコストに応じた画質だけでなく、コストに応じて再生可能な最大早送り速度が異なるＶＴＲが実現する。
なお実施例では階層型変調方式を用いたが１６ＱＡＭ等の通常の変調方式でも、階層型の画像符号化を行えば本発明による早送り再生が実現する。ことはいうまでもない。
従来の高度に画像を圧縮する方式の非階層型のデジタルＶＴＲの記録方式では画像データが均一に分散しているため、早送り再生時に各フレームの同一時間の画面の画像の全部を再生することはできない。このため画面の各ブロックの時間軸のずれた画像しか再生できない。しかし、本発明の階層型のＨＤＴＶＶＴＲではＬＤＴＶグレードではあるが、画面の各ブロックの時間軸のずれていない画像を早送り再生時に再生できるという効果がある。
本発明のＨＤＴＶの３層の階層記録を行った場合記録再生系のＣ／Ｎが高いときはＨＤＴＶ等の高解像度ＴＶ信号を再生できる。そして記録再生系のＣ／Ｎが低い場合や機能の低い磁気再生装置で再生した場合、ワイドＮＴＳＣ等のＥＤＴＶグレードのＴＶ信号もしくは低解像度ＮＴＳＣ等のＬＤＴＶグレードのＴＶ信号が出力される。
以上のように本発明を用いた磁気再生装置においては、Ｃ／Ｎが低くなった場合や、エラーレートが高くなった場合においても同一内容の映像を低い解像度、もしくは低い画質で再生できるという効果が得られる。
（実施例７）
実施例７は本発明を４階層の映像階層伝送に用いたものである。実施例２で説明した４階層の伝送方式と４階層の映像データ構造を組み合わせることにより図９１の受信妨害領域図に示すように４層の受信領域ができる。図に示すように最内側に第１受信領域８９０ａ、その外側に第２受信領域８９０ｂ、第３受信領域８９０ｃ、第４受信領域８９０ｄができる。この４階層を実現する方式について述べる。
４階層を実現するには変調による４層の物理階層やエラー訂正能力の差別化による４層の論理階層があるが、前者は階層間のＣ／Ｎ差が大きいため４層では大きなＣ／Ｎが必要となる。後者は、復調可能なことが前提であるため、階層間のＣ／Ｎ差を大きくとれない。現実的であるのは、２層の物理階層と２層の論理階層を用いて、４層の階層伝送を行うことである。では、まず映像信号を４層に分離する方法を述べる。
図９３は分離回路３のブロック図である分離回路３は映像分離回路８９５と４つの圧縮回路から構成される。分離回路４０４ａ、４０４ｂ、４０４ｃの内部の基本的な構成は、図３０の第１画像エンコーダ４０１の中の分離回路４０４のブロック図と同じなので説明は省略する。分離回路４０４ａ等は映像信号を低域成分ＨLＶLと高域成分ＨHＶHと中間成分ＨHＶL、ＨLＶHの４つの信号に分離する。この場合、ＨLＶLは解像度が元の映像信号の半分になる。
さて入力した映像信号は映像分離回路４０４ａにより高域成分と低域成分に２分割される。水平と垂直方向に分割されるため４つの成分が出力される。高域と低域の分割点はこの実施例では中間点にある。従って、入力信号が垂直１０００本のＨＤＴＶ信号の場合ＨLＶL信号は垂直５００本の、水平解像度も半分のＴＶ信号となる。
低域成分のＨLＶL信号は分離回路４０４ｃにより、さらに水平、垂直方向の周波数成分が各々２分割される。従ってＨLＶL出力は例えば垂直２５０本、水平解像度は１／４となる。これをＬＬ信号と定義するとＬＬ成分は圧縮部４０５ａにより圧縮され、Ｄ1-1信号として出力される。
一方、ＨLＶLの高域成分の３成分は合成器７７２ｃにより１つのＬＨ信号に合成され、圧縮部４０５ｂにより圧縮されＤ1-2信号として出力される。この場合 、分離回路４０４ｃと合成器７７２ｃの間に圧縮部を３つ設けてもよい。
高域成分のＨHＶH、ＨLＶH、ＨHＶLの３成分は合成器７７２ａにより一つのＨHＶH−Ｈ信号となる。圧縮信号が垂直水平とも１０００本の場合、この信号は水平、垂直方向に５００本〜１０００本の成分をもつ。そして分離回路４０４ｂにより４つの成分に分離される。
従ってＨLＶL出力として水平、垂直方向の５００本〜７５０本の成分が分離される。これをＨＨ信号とよぶ。そしてＨHＶH、ＨLＶH、ＨHＶLの３成分は７５０本〜１０００本の成分をもち、合成器７７２ｂで合成され、ＨＨ信号となり圧縮部４０５ｄで圧縮され、Ｄ2-2信号として出力される。一方ＨＬ信号はＤ2-1信号として出力される。従ってＬＬ、つまりＤ1-1信号は例えば０本〜２５０本以下 の成分、ＬＨつまりＤ1-2信号は２５０本以上５００本以下の周波数成分ＨＬつ まりＤ2-1信号は５００本以上７５０本以下の成分、ＨＨつまりＤ2-2信号は７５０本以上１０００本以下の周波数成分をもつ。この分離回路３により階層型のデータ構造ができるという効果がある。この図９３の分離回路３を用いて実施例２で説明した図８７の送信機１の中の分離回路３の部分を置きかえることにより、４層の階層型伝送ができる。
こうして階層型データ構造と階層型伝送を組み合わせることにより、Ｃ／Ｎの劣下に伴い段階的に画質が劣下する画像伝送が実現できる。これは放送においてはサービスエリアの拡大という大きな効果がある。次にこの信号を復調再生する受信機は実施例２で説明した図８８の第２受信機と同じ構成と動作である。従って全体の動作は省略する。ただ映像信号を扱うため合成部３７の構成がデータ送信と異なる。ここでは合成部３７を詳しく説明する。
実施例２において図８８の受信機のブロック図を用いて説明したように、受信した信号は復調され、エラー訂正され、Ｄ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2の４つの信号となり、合成部３７に入力される。
ここで図９４は合成部３３のブロック図である。入力されたＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2信号は伸長部５２３ａ、５２３ｂ、５２３ｃ、５２３ｄにおいて伸長され、図９３の分離回路において説明したＬＬ、ＬＨ、ＨＬ、ＨＨ信号となる。この信号は、元の映像信号の水平、垂直方向の帯域を１とするとＬＬは１／４、ＬＬ＋ＬＨは１／２、ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬは３／４、ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬ＋ＨＨは１の帯域となる。ＬＨ信号は分離器５３１ａにより分離され画像合成部５４８ａにおいてＬＬ信号と合成されて画像合成部５４８ｃのＨLＶL端子に入力される。画像合成部５３１ａの例の説明に関しては図３２の画像デコーダ５２７で説明したので省略する。一方、ＨＨ信号は分離器５３１ｂにより分離され、画像合成部５４８ｂに入力される。ＨＬ信号は画像合成部５４８ｂにおいてＨＨ信号と合成され、ＨHＶH−Ｈ信号となり分離器５３１ｃにより分離され、画像合成部５４８ｃにおいてＬＨとＬＬの合成信号と合成され、映像信号となり合成部３３から出力される。そして図８８の第２受信機の出力部３６でＴＶ信号となり出力される。この場合、原信号が垂直１０５０本、約１０００本のＨＤＴＶ信号ならば図９１の受信妨害図に示した４つの受信条件により４つの画質のＴＶ信号が受信される。
ＴＶ信号の画質を詳しく説明する。図９１と図８６を一つにまとめたのが図９２の伝送階層構造図である。このようにＣ／Ｎの向上とともに受信領域８６２ｄ、８６２ｃ、８６２ｂ、８６２ａにおいてＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2と次々と再生できる階層チャンネルが追加されデータ量が増える。
映像信号の階層伝送の場合図９５伝送階層構造図のようにＣ／Ｎの向上とともにＬＬ、ＬＨ、ＨＬ、ＨＨ信号の階層チャンネルが再生されるようになる。従って送信アンテナからの距離が近づくにつれ、画質が向上する。Ｌ＝Ｌｄの時ＬＬ信号、Ｌ＝Ｌｃの時ＬＬ＋ＬＨ信号、Ｌ＝Ｌｂの時ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬ信号、Ｌ＝Ｌａの時ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬ＋ＨＨ信号が再生される。従って、原信号の帯域を１とすると１／４、１／２、３／４、１の帯域の画質が各々の受信地域で得られる。原信号が垂直走査線１０００本のＨＤＴＶの場合、２５０本、５００本、７５０本、１０００本のＴＶ信号が得られる。このようにして段階的に画質が劣化する階層型映像伝送が可能となる。図９６は従来のデジタルＨＤＴＶ放送の場合の受信妨害図である。図から明らかなように従来方式ではＣＮがＶO以下でＴＶ信 号の再生は全く不可能となる。従ってサービスエリア距離Ｒの内側においても他局との競合地域、ビルかげ等では×印で示すように受信できない。図９７は本発明を用いたＨＤＴＶの階層放送の受信状態図を示す。図９７に示すように、距離ＬａでＣ／Ｎ＝ａ、ＬｂでＣ／Ｎ＝ｂ、ＬｃでＣ／Ｎ＝ｃ、ＬｄでＣ／Ｎ＝ｄとなり各々の受信地域で２５０本、５００本、７５０本、１０００本の画質が得られる。距離Ｌａ以内でもＣ／Ｎが劣下し、ＨＤＴＶの画質そのものでは再生できない地域が存在する。しかし、その場合でも画質が落ちるものの再生はできる。例えばビルかげのＢ地点では７５０本、電車内のＤ地点では２５０本、ゴーストを受けるＦ地点では７５０本、自動車内のＧ地点では２５０本、他局との競合地域であるＬ地点でも２５０本の画質で再生できる。以上のようにして本発明の階層伝送を用いることにより従来提案されている方式では受信再生できなかった地域でも受信できるようになり、ＴＶ局のサービスエリアが大巾に拡大するという著しい効果がある。また、図９８の階層伝送図に示すようにＤ1-1チャンネルで その地域のアナログ放送と同じ番組の番組Ｄを放送し、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2チ ャンネルで他の番組Ｃ、Ｂ、Ａを放送することにより、番組Ｄのサイマルキャストを全地域で確実に放送し、サイマルキャストの役割を果たしながら他の３つの番組をサービスするという多番組化の効果も得られる。
（実施例８）
以下、第７の実施例を図面に基づき説明する。実施例８は本発明の階層型伝送方式をセルラー電話システムの送受信機に応用したものである。図１１５の携帯電話機の送受信機のブロック図においてマイク７６２から入力された通話者の音声は圧縮部４０５により前述した階層構造のデータＤ1，Ｄ2，Ｄ3に圧縮符号化 され、時分割部７６５においてタイミングに基づき所定のタイムスロットに時間分割され、変調器４において前述のＳＲＱＡＭ等の階層型の変調を受け１つの搬送波にのり、アンテナ共用器７６４を経てアンテナ２２より送信され、後述する基地局で受信され、他の基地局もしくは電話局に送信され、他の電話と交信できる。
一方、他の電話からの交信信号は基地局からの送信電波としてアンテナ２２により受信される。この受信信号はＳＲＱＡＭ等の階層型の復調器４５において、Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3のデータとして復調される。復調信号からはタイミング回路７６ ７においてタイミング信号が検出され、このタイミング信号は時分割部７６５に送られる。復調信号Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3は伸長部５０３において伸長され音声信号に なり、スピーカ６５に送られ、音声となる。
次に図１１６の基地局のブロック図にあるように６角形もしくは円形の３つの受信セル７６８，７６９，７７０，の各中心部にある基地局７７１，７７２，７７３は図１１５と同様の送受信機７６１ａ〜７６１ｊを複数個もち、送受信機の数と同じチャンネル数のデータを送受信する。各基地局に接続された基地局制御部７７４は各基地局の通信のトラフィック量を常に監視し、これに応じて各基地局へのチャンネル周波数の割り当てや各基地局の受信セルの大きさの制御等の全体システムのコントロールを行う。
図１１７の従来方式の通信容量トラフィック分布図に示すようにＱＰＳＫ等の従来方式のデジタル通信方式では受信セル７６８，７７０のＡｃｈの伝送容量はｄ＝Ａの図に示すように同波数利用効率２ｂｉｔ／Ｈｚのデータ７７４ｄ、７７４ｂとｄ＝Ｂの図のデータ７７４ｃを合わせたデータ７７４ｄなり、どの地点においても２ｂｉｔ／Ｈｚの一様な周波数利用効率である。一方、実際の都市部は密集地７７５ａ，７７５ｂ，７７５ｃのようにビルの集中したところは人口密度が高く、交信トラフィック量もデータ７７４ｅに示すようにピークを示す。周辺のそれ以外の地域では交信量は少ない。実際のトラフィック量ＴＦのデータ７７４ｅに対して従来のセルラー電話の容量はデータ７７４ｄに示すように全地域、同じ２ｂｉｔ／Ｈｚの周波数効率であった。つまりトラフィック量の少ないところにも多いところと同じ周波数効率を適用しているという効率の悪さがあった。従来方式ではトラフィック量の多い地域には周波数割り当てを多くしチャンネル数を増やしたり、受信セルの大きさを小さくして対応していた。しかし、チャンネル数を増やすには周波数スペクトルの制約があった。また従来方式の１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ等の多値化は送信電力を増加させた。受信セルの大きさを小さくし、セル数を増やすことは基地局の数の増加を招き、設置コストを増大させる。以上の問題点がある。
理想的にはトラフィック量の多い地域には周波数効率を高くし、トラフィック量の少ない地域には周波数効率を高くし、トラフィック量の少ない地域には低くすることがシステム全体の効率を高められる。本発明の階層型伝送方式の採用により以上のことを実現できる。このことを図１１８の本発明の実施例８における通信容量・トラフィック分布図を用いて説明する。図１１８の分布図は上から順に受信セル７７０Ｂ，７６８，７６９，７７０，７７０ａのＡ−Ａ’線上の通信容量を示す。受信セル７６８，７７０はチャンネル群Ａ受信セル７７０ｂ，７６９，７７０ａはチャンネル群Ａと重複しないチャンネル群Ｂの周波数を利用している。これらのチャンネルは各受信セルのトラフィック量に応じて図１１６の基地局制御器７７４により、チャンネル数が増減させられる。さて図１１８においてｄ＝ＡはＡチャンネルの通信容量の分布を示す。ｄ＝ＢはＢチャンネルの通信容量、ｄ＝Ａ＋Ｂは全チャンネルを加算した通信容量、ＴＦは通信トラフィック量、Ｐは建物と人口の分布を示す。受信セル７６８，７６９，７７０では前の実施例で説明したＳＲＱＡＭ等の多層の階層型伝送方式を用いているためデータ７７６ａ，７７６ｂ，７７６ｃに示すように、ＱＰＳＫの周波数利用効率２ｂｉｔ／Ｈｚの３倍の６ｂｉｔ／Ｈｚを基地局周辺部では得られる。周辺部にいくに従い４ｂｉｔ／Ｈｚ，２ｂｉｔ／Ｈｚと減少する。送信パワーを増やさないと点線７７７ａ，ｂ，ｃに示すＱＰＳＫの受信セルの大きさに比べて２ｂｉｔ／Ｈｚの領域が狭くなるが、基地局の送信パワーを若干上げることにより同等の受信セルの大きさが得られる。６４ＳＲＱＡＭ対応の子局は基地局から遠いところではＳＲＱＡＭのシフト量をＳ＝１にした変形ＱＰＳＫで送受信し、近いところでは１６ＳＲＱＡＭ、さらに近傍では６４ＳＲＱＡＭで送受信する。従ってＱＰＳＫに比べて最大送信パワーが増加することはない。また、回路を簡単にした図１２１のブロック図に示すような４ＳＲＱＡＭの送受信機も互換性を保ちながら他の電話と交信できる。図１２２のブロック図に示す１６ＳＲＱＡＭの場合も同様である。従って３つの変調方式の子機が存在する。携帯電話の場合小型計量性が重要である。４ＳＲＱＡＭの場合周波数利用効率が下がるため通話料金は高くなるが、回路が簡単になるため小型軽量化が要求されるユーザーには適している。こうして本方式は巾広い用途に対応できる。
以上のようにして図１１８のｄ＝Ａ＋Ｂのような容量の異なる分布をもつ伝送システムができる。ＴＦのトラフィック量に合わせて基地局を設置することにより、総合的な周波数利用効率が向上するという大きな効果がある。特にセルの小さいマイクロセル方式は多くのサブ基地局を設置できるためサブ基地局をトラフィックの多い個所に設置しやすいため本発明の効果が高い。
次に図１１９のデータの時間配置図を用いて各タイムスロットのデータ配置を説明する。図１１９（ａ）は従来方式のタイムスロット、図１１９（ｂ）は実施例８のタイムスロットを示す。図１１９（ａ）に示すように従来方式の送受信別周波数方式はＤｏｗｎつまり基地局から子局への送信の時に周波数Ａで時間のスロット７８０ａで同期信号Ｓを送り、スロット７８０ｂ，７８０ｃ，７８０ｄで各々Ａ，Ｂ，Ｃチャンネルの子機への送信信号を送る。次にＵｐ側つまり子機から基地局へ送る場合、周波数Ｂで時間スロット７８１ａ，７８１ｂ，７８１ｃ，７８１ｄに各々同期信号、ａ，ｂ，ｃチャンネルを送信信号する。
本発明の場合、図１１９（ｂ）に示すように前述の６４ＳＲＱＡＭ等の階層型伝送方式を用いているためＤ1，Ｄ2，Ｄ3の各々の２ｂｉｔ／Ｈｚの３つの階層 データをもつ。Ａ1，Ａ2データは１６ＳＲＱＡＭで送るためスロット７８２ｂ，７８２ｃとスロット７８３ｂ，７８３ｃに示すように約２倍のデータレートとなる。同一音質で送る場合半分の時間で送れる。従ってタイムスロット７８２ｂ，７８２ｃは半分の時間になる。こうして２倍の伝送容量が図１１８の７７６ｃの第２階層の地域つまり基地局の近傍で得られる。同様にして、タイムスロット７８２ｇ，７８３ｇではＥ1データの送受信が６４ＳＲＱＡＭで行われる。約３倍 の伝送容量をもつため、同一タイムスロットで３倍のＥ1，Ｅ2，Ｅ3の３チャン ネルが確保できる。この場合基地局のさらに近傍地域で送受信することが要求される。このようにして最大約３倍の通話が同一周波数帯で得られるという効果がある。但し、この場合は基地局の近傍でこのままの通話が行われた場合で、実際はこの数字より低い。また実際の伝送効率は９０％程度に落ちる。本発明の効果を上げるためには、トラフィック量の地域分布と本発明による伝送容量分布が一致することが望ましい。しかし、図１１８のＴＦの図に示すように実際の都市においてはビル街を中心として緑地帯が周辺に配置されている。郊外においても住宅地の周辺に田畑や森が配置されている。従ってＴＦの図に近い分布をしている。従って本発明を適用する効果が高い。
図１２０のＴＤＭＡ方式タイムスロット図で（ａ）は従来方式（ｂ）は本発明の方式を示す。図１２０（ａ）に示すように、同一周波数帯でタイムスロット７８６ａ，７８６ｂで各々Ａ，Ｂチャンネルの子機への送信を行い、タイムスロット７８７ａ，７８７ｂで各々Ａ，Ｂチャンネルの子機からの送信を行う。図１２０（ｂ）に示すように、本発明の場合１６ＳＲＱＡＭの場合スロット７８８ａでＡ1チャンネルの受信を行い、スロット７８８ｃでＡ1チャンネルの送信を行う。タイムスロット巾は約１／２になる。６４ＳＲＱＡＭの場合スロット７８８ｉでＤ1チャンネルの受信を行い、スロット７８８ｌでＤ1チャンネルの送信を行う。タイムスロット巾は約１／３になる。
特に消費電力を下げるためにスロット７８８ｐにおいて１／２のタイムスロットで１６ＳＲＱＡＭのＥ1の受信を行うが、送信はスロット７８８ｒで通常のタ イムスロット４ＳＲＱＡＭで行う。１６ＳＲＱＡＭより４ＳＲＱＡＭの方が消費電力が少ないため、送信時の電力消費が少なくなるという効果がある。ただし、占有時間が長い分だけ通信料金は高くなる。バッテリの小さい小型軽量型の携帯電話やバッテリ残量が少ない時に効果が高い。
以上のようにして実際のトラフィック分布に合わせて伝送容量分布を設定できるため実質的な伝送容量が高めることができるという効果がある。また３つのもしくは２つの伝送容量の伝送容量を基地局、子局が選択できるため周波数効率を下げて消費電力を下げたり逆に効率を上げて通話料金を下げたり自由度が高く、様々な効果が得られる。また、伝送容量の低い４ＳＲＱＡＭ等の方式により、回路を簡単にして小型化、低コスト化をした子機も設定できる。この場合、前の実施例で説明したように全ての機種間の伝送互換性がとれる点が本発明の特徴の一つである。こうして伝送容量の増大とともに超小型機から高機能機までの巾広い機種展開が計れる。
（実施例９）
以下第９の実施例を図面に基づき説明する。実施例９は本発明をＯＦＤＭ伝送方式に適用したものである。図１２３のＯＦＤＭ送受信機のブロック図と図１２４のＯＦＤＭの動作原理図を示す。ＦＤＭの一種であるＯＦＤＭは隣接するキャリアを直交させることにより、一般のＦＤＭより周波数帯の利用効率が良い。またゴースト等のマルチパス妨害に強いためデジタル音楽放送用やデジタルＴＶ放送用に検討されている。図１２４のＯＦＤＭの原理図に示すようにＯＦＤＭの場合入力信号を直列並列変換部７９１で周波数軸７９３上にデータを１／ｔｓの間隔で配置し、サブチャンネル７９４ａ〜ｅを作成する。この信号を逆ＦＦＴ器４０をもつ変調器４で時間軸７９９へ逆ＦＦＴ変換し、送信信号７９５を作る。ｔｓの有効シンボル期間７９６の期間の間、この逆ＦＦＴされた信号は送信され、各シンボルの間にはｔｇのガード期間７９７が設けられる。
図１２３のＯＦＤＭ−ＣＣＤＭハイブリッド方式のブロック図を用いてＨＤＴＶ信号を送受信する場合の実施例９の動作を説明する。入力されたＨＤＴＶ信号は画像エンコーダ４０１により低域Ｄ1-1と（中域−低域）Ｄ1-2と（高域−中域−低域）Ｄ2の３層の階層構造の画像信号に分離され、入力部７４２に入力され る。第１データ列入力部７４３において、Ｄ1-1信号はCode gainの高いＥＣＣ符号化をされ、Ｄ1-2信号は通常のコードゲインのＥＣＣの符号化をされる。Ｄ1-1とＤ2-2はＴＤＭ部７４３により、時間分割多重化され、Ｄ1信号になり、変調器８５２ａのＤ1直列並列変換器７９１ａに入力される。Ｄ1信号はｎ個の並列データとなり、ｎヶのＣ−ＣＤＭ変調器４ａ，４ｂ・・・の第１入力部に入力される。
一方、高域成分信号のＤ2は入力部７４２の第２データ列入力部７４４におい てＥＣＣ部７４４ａにおいてＥＣＣ（Error Correction Code）符号化されトレ リスエンコーダ７４４ｂにおいてトレリス符号化され、変調器８５２ａのＤ2直 列並列器７９１ｂに入力され、ｎヶの並列データとなり、Ｃ−ＣＤＭ変調器４ａ，４ｂ・・・の第２入力部に入力される。第１入力部のＤ1データと第２入力部のＤ2データにより各々のＣ−ＣＤＭ変調器４ａ，４ｂ，４ｃ・・・において１６ＳＲＱＡＭ等にＣ−ＣＤＭ変調される。このｎヶのＣ−ＣＤＭ変調器は各々の異なる周波数のキャリアをもつとともに隣接するキャリアは図１２４の７９４ａ，７９４ｂ，７９４ｃ・・・に示すように直交しながら周波数軸上７９３上にある。こうし て、Ｃ−ＣＤＭ変調されたｎヶの変調信号は、逆ＦＦＴ回路４０により、周波数軸ディメンジョン７９３から時間軸のディメンジョン７９０に写像され、ｔｓの実効シンボル長の時間信号７９６ａ，７９６ｂ等になる。実効シンボル時間帯７９６ａと７９６ｂの間にはマルチパス妨害を減らすためＴｇ秒のガード時間帯７９７ａが設けられている。これを時間軸と信号レベルで表現したものが、図１２９の時間軸ー信号レベル図であり、ガード時間帯７９７ａのＴｇはマルチパスの影響時間から用途に応じて決定される。ＴＶゴースト等のマルチパスの影響時間より長くＴｇを設定することにより受信時に逆ＦＦＴ回路４０からの変調信号は並列直列コンバータ４０ｂにより、一つの信号となり送信部５により、ＲＦ信号となり送信される。
次に、受信機４３の動作を述べる。図１２４の時間軸シンボル信号７９６ｅに示す。受信信号は図１２３の入力部２４に入力され、変調部８５２ｂに入力され、デジタル化され、ＦＦＴ部４０ａにより、フーリェ係数に展開され、図１２４に示すように時間軸７９９から周波数軸７９３ａに写像される。図１２４の時間軸シンボル信号から、周波数軸の信号のキャリア７９４ａ，７９４ｂ等に変換される。これらのキャリアは互いに直交しているため、各々の変調信号が分離できる。図１２５（ｂ）に示す１６ＳＲＱＡＭ等が復調され、各々のＣ−ＣＤＭ復調器４５ａ、４５ｂ等に送られる。そして、Ｃ−ＣＤＭ復調器４５の各々のＣ−ＣＤＭ復調部４５ａ、ｂ等において、階層型に復調されＤ1、Ｄ2のサブ信号が復調され、Ｄ1並列直列コンバーター８５２ａとＤ2並列直列コンバーター８５２ｂにより、直列信号となり元のＤ1、Ｄ2信号が復調される。この場合、図１２５（ｂ）に示すようなＣ−ＣＤＭを用いた階層伝送方式を用いているため、Ｃ／Ｎ値の悪い受信条件では、Ｄ1信号のみが復調され、よい受信条件では、Ｄ1とＤ2信号 の両方が復調される。復調されたＤ1信号は出力部７５７において復調される。 Ｄ1-2信号に比べてＤ1-1信号エラー訂正のコードケインが高いため、Ｄ1-1信号 のエラー信号がより受信条件の悪い条件でも再生される。Ｄ1-1信号は第１ー１ 画像デコーダ４０２ｃによりＬＤＴＶの低域信号となり、Ｄ1-2信号は第１ー２ 画像デコーダ４０２ｄによりＥＤＴＶの中域成分の信号となり、出力される。
Ｄ2信号はトレリス復号され、第２画像デコーダ４０２ｂにより、ＨＤＴＶの 高域成分となり出力される。上記の低域信号のみではＬＤＴＶが出力され、上記中域成分を加えることにより、ワイドＮＴＳＣグレードのＥＤＴＶ信号が出力され、さらに上記高域成分を加えることによりＨＤＴＶ信号が合成される。前の実施例と同様、受信Ｃ／Ｎに応じた画質のＴＶ信号が受信できる。実施例９の場合はＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭを組み合わせて用いることにより、ＯＦＤＭそのものでは、実現できない階層型伝送を実現できる。図１３０のエラーレートＣ／Ｎに示すように従来のＯＦＤＭ−ＴＣＭ変調信号の曲線８０５に対して、本発明のＣ−ＣＤＭ−ＯＦＤＭ方式はサブチャンネル１ ８０７ａはエラーレートが下がりサブチャンネル２ ８０７ｂはエラーレートが上がる。こうして階層型が実現する。
ＯＦＤＭは確かにガード期間Ｔｇ中にマルチパスの干渉信号を収めているためＴＶゴースト等のマルチパスに強い。従って、自動車のＴＶ受信機用のデジタルＴＶ放送用に用いることができる。しかし、階層型伝送ではないため、ある一定のＣ／Ｎのスレシホルド以下では受信できない。本発明のＣ−ＣＤＭと組み合わせることにより、マルチパスに強くかつＣ／Ｎの劣化に応じた画像受信（Graditional Degradation）の２つが実現できる。自動車内でＴＶ受信をする時、単に マルチパスだけでなくＣ／Ｎ値も劣化する。従ってマルチパス対策だけではＴＶ放送局のサービスエリアはさほど広がらない。しかし、階層型伝送のＣ−ＣＤＭと組み合わせることにより、Ｃ／Ｎがかなり劣化してもＬＤＴＶグレードで受信できる。一方、自動車用ＴＶの場合、画面サイズは通常１００寸以下であるため、ＬＤＴＶグレードで充分な画質が得られる。自動車ＴＶのＬＤＴＶグレードのサービスエリアが大巾に拡大するという効果がある。ＯＦＤＭをＨＤＴＶの全帯域に使うと現時点の半導体技術ではＤＳＰの回路規模が大きくなる。そこで低域ＴＶ信号のＤ1-1のみをＯＦＤＭで送る方法を示す。図１３８のブロック図に示 すように、ＨＤＴＶの中域成分と高域成分のＤ1-2とＤ2信号の２つを本発明のＣ−ＣＤＭ多重化し、ＦＤＭ４０Ｄにより周波数帯Ａで送信する。一方受信機側で受信した信号はＦＤＭ４ｏｅにより周波数分離され、本発明のＣ−ＣＤＭ復調器４ｂで復調され、図１２３と同様にしてＨＤＴＶの中域成分と高域成分が再生される。この場合の画像デコーダーの動作は実施例１，２，３と同じであるため省略する。
次にＨＤＴＶのＭＰＥＧ１グレードの低域信号であるＤ1-1信号は直列並列コ ンバーター７９１により並列信号となりＯＦＤＭ変換器８５２Ｃの中でＱＰＳＫや１６ＱＡＭの変調を受け、逆ＦＦＴ器４０により時間軸の信号に変換されＦＤＭ４０ｄにより周波数帯Ｂで送信される。
一方、受信機４３で受信された信号はＦＤＭ部４０ｅにおいて周波数分離され、ＯＦＤＭ復調部８５２ｄにおいてＦＦＴ４０ａにより多くの周波数軸の信号となり、各々の復調器４５ａ，４５ｂ等により復調され、並列直列コンバータ８５２ａによりＤ1-1信号が復調され、図１２３と同様にして、ＬＤＴＶグレードの Ｄ1-1信号が受信機４３から出力される。
こうして、ＬＤＴＶ信号のみがＯＦＤＭされた階層伝送が実現する。図１３８の方法を用いることにより、ＯＦＤＭの複雑な回路はＬＤＴＶ信号のみでよい。ＨＤＴＶ信号に比べてＬＤＴＶ信号は１／２０のビットレートである。従ってＯＦＤＭの回路規模は１／２０になり、全体の回路規模は大巾に小さくなる。
ＯＦＤＭはマルチパスに強い伝送方式で携帯ＴＶや自動車ＴＶの受信時や自動車のデジタル音楽放送受信時のような移動局でマルチパス妨害が大きく、かつ変動する用途を主目的として応用されようとしている。このような用途においては４インチから８インチの１０インチ以下の小さい画面サイズが主流である。従ってＨＤＴＶやＥＤＴＶのような高解像度ＴＶ信号全てをＯＦＤＭ変調する方式はかける費用の割には効果が低く、自動車ＴＶ用にはＬＤＴＶグレードのＴＶ信号の受信で充分である。一方、家庭用ＴＶのような固定局においてはマルチパスが常に一定であるため、マルチパス対策がとりやすい。このため強ゴースト地域以外はＯＦＤＭの効果は高くない。ＨＤＴＶの中高域成分にＯＦＤＭを用いることはＯＦＤＭの回路規模が大きい現状では得策でない。従って本発明の図１３８に示すＯＦＤＭを低域ＴＶ信号のみに使用する方法は、自動車等の移動局において受信されるＬＤＴＶのマルチパス妨害を大巾に軽減するというＯＦＤＭの効果を失なわないで、ＯＦＤＭの回路規模を１／１０以下に大巾に削減できるという大きな効果がある。
なお、図１３８ではＤ1-1のみをＯＦＤＭ変調しているがＤ1-1とＤ1-2をＯＦ ＤＭ変調することもできる。この場合、Ｄ1-1とＤ1-2はＣ−ＣＤＭの２階層伝送ができるため、自動車等の移動体においてもマルチパルスに強い階層型放送が実現し、移動体において、ＬＤＴＶとＳＤＴＶが受信レベルやアンテナ感度に応じた画質の画像が受信できるというGraditional Degradationの効果が生まれる。
こうして本発明の階層伝送が可能となり、前述した様々な効果が得られる。ＯＦＤＭの場合特にマルチパスに強いため本発明の階層伝送と組み合わせることによりマルチパスに強くかつ受信レベルの劣化に応じたデータ伝送グレードの劣化が得られるという効果が得られる。
階層構造型伝送方式を実現する方法として、図１２６（ａ）に示すように、おＦＤＭの各サブチャンネル７９４ａ〜ｃを第１層８０１ａとしサブチャンネル７９４ｄ〜ｆを第２層８０１ｂとし中間にｆｇなる周波数ガード帯８０２ａを設け、図１２６（ｂ）に示すようにＰｇなる電力差８０２ｂを設けることにより、第１層８０１ａと第２層８０１ｂの送信電力を差別化できる。
これを利用すると、前に説明した図１０８（ｄ）に示すようにアナログＴＶ放送に妨害を与えない範囲で第１層８０１ａの電力を増やすことができる。この場合図１０８（ｅ）に示すように第１層８０１ａの受信可能なＣ／Ｎ値のスレシホルド値は第２層８０１ｂに比べて低くなる。従って信号レベルの低い地域やノイズの多い地域においても第１層８０１ａの受信が可能となるという効果が得られる。図１４７に示すように二層の階層伝送が実現する。これをＰower-Weighted-OFDM方式(PW-OFDM)と本文では呼ぶ。この本実施例のPW-OFDMに前述の本発明のＣ−ＣＤＭ方式を組み合わせることにより、図１０８（ｅ）に示すように階層は増え３層になり、より受信可能地域が拡がるという効果がある。
具体的な回路は、図１４４に示すように第１層データは第１データ列回路７９１ａを介して振幅の大きい変調器４ａ〜４ｃでキャリアｆ1〜ｆ3で逆ＦＦＴ４０によりＯＦＤＭ変調し、第２層データは第２データ列回路７９１ｂを介して通常の振幅の変調器４ｄ〜４ｆでキャリアｆ6〜ｆ8で逆ＦＦＴ４０によりＯＦＤＭ変調し送信する。
受信信号は受信機４３のＦＦＴ４０ａによりｆ1〜ｆnのキャリアをもつ信号に分離され、キャリアｆ1〜ｆ3は復調器４５ａ〜４５ｃにより第１データ列Ｄ1つ まり第１層８０１ａが復調され、キャリアｆ6〜ｆ8からは第２データ列Ｄ2つま り第２層８０１ｂが復調される。
第１層８０１ａの電力は大きいため信号の弱い地域においても受信できる。こうしてPW-OFDMにより、２層の階層型伝送が実現する。PW-OFDMをＣ−ＣＤＭと組み合わせると３〜４層の階層が実現する。なお図１４４の他の動作は図１２３のブロック図の場合と動作が同じであるため説明を省略する。
さて、次に本発明のＴime-Weighted-OFDM(TW-OFDM)方式の階層化方式について述べる。ＯＦＤＭ方式は前に述べたように、ガード時間帯ｔｇがあるため、ゴーストつまりマルチパス信号の遅延時間ｔMがｔM＜ｔｇの条件式を満たせばゴーストの影響をなくすことができる。一般家庭のＴＶ受信機のような固定局ではｔM は数μｓと小さく、また、一定であるためキャンセルし易い。しかし、車載ＴＶ受信機のように移動局の場合は反射波が多いため、ｔMは大きく数十μｓ近くに なるだけなく、移動に伴い変化するためキャンセルが難しい。従ってマルチパスに対する階層化が必要になることが予想される。
本実施例の階層化の方法を述べると、図１４６に示すように第Ａ層のガード時間ｔｇａを第Ｂ層のガード時間ｔｇｂに比べて大きくとることによりＡ層のサブチャンネルのシンボルはゴーストに対して強くなる。こうしてガード時間のWeightingによりマルチパスに対する階層型伝送が実現する。この方式をGuard-Time-Weighted-OFDM(GTW-OFDM)と呼ぶ。
さらに第Ａ層と第Ｂ層のシンボル時間Ｔｓのシンボル数を同じ数に設定した場合、Ａのシンボル時間ｔｓａをＢのシンボル時間ｔｓｂより大きくとる。するとこれにより周波数軸上においてＡ，Ｂのキャリヤの間隔をそれぞれ△ｆａ、△ｆｂとすると△ｆａ＞△ｆｂである。このためＢのシンボルに比べて、Ａののシンボルを復調した場合のエラーレートは低くなる。こうしてシンボル時間ＴｓのWeightingの差別化により第Ａ層と第Ｂ層のマルチパスに対する２層の階層化が実 現する。この方式をCarrier−Spacing-Weighted-OFDM(CSW-OFDM)と呼ぶ。GTW-0FDMを用いて２層の階層伝送を実現し、第Ａ層にて低解像度のＴＶ信号を、第Ｂ層で高域成分を送信することにより、車載ＴＶ受信機のようにゴーストの多い条件の受信でも低解像度ＴＶの安定した受信が可能となる。またCSW-OFDMを用いたシンボル時間ｔｓの差別化により第Ａ層と第Ｂ層のＣ／Ｎに対する階層化をGTW-OFDMとを組み合わせることにより受信信号レベルの低い車載ＴＶにおいてさらに安定した受信ができるという大きな効果が実現する。車載用途や携帯用途のＴＶにおいては高い解像度は要求されない。低解像度ＴＶ信号を含むシンボル時間の時間比率は小さいため、このガード時間のみを長くすことは全体の伝送効率をあまり下げない。従って本実施例のＧＴＷ−OFDMを用いて低解像度ＴＶ信号に重点を置いてマルチパス対策をすることにより伝送効率に殆ど影響を与えないで携帯ＴＶや車載ＴＶのような移動局と、家庭のＴＶのような固定局とを両立させた階層型ＴＶ放送を実現するという大きな効果がある。この場合前述のようにCSW-OFDMやC-CDMと組み合わせることによりＣ／Ｎにたいする階層化が加わりさらに安定 した移動局の受信が可能となる。
具体的にマルチパスの影響を説明すると、図１４５（ａ）に示すように遅延時間が短いマルチパス８１０ａ〜ｄの場合は第１送と第２層の信号が受信でき、ＨＤＴＶの信号が復調できる。しかし、図１４５（ｂ）に示すように長いマルチパス８１１ａ〜ｄの場合は、第２層のＢ信号のガード時間、Ｔｇｂが短いため復調できなくなる。この場合、第１層のＡ信号はガード時間Ｔｇａが長いため、遅延時間の長いマルチパスの影響を受けない。前述のようにＢ信号にはＴＶの高域成分が含まれており、Ａ信号にはＴＶの低域成分が含まれているため、例えば車載用ＴＶではＬＤＴＶが再生できる。さらに第１層のシンボル時間ＴｓａをＴｓｂより大きくとっているためＣ／Ｎの劣化にも第１層は強い。
こうしてガード時間とシンボル時間の差別化をすることにより、ＯＦＤＭの二次元の階層化が簡単な構成で可能となる。図１２３のような構成でガード時間差別化とＣ−ＣＤＭと組み合わせることにより、マルチパスとＣ／Ｎ値劣化の双方の階層化が計れる。
ここで具体的な例を用いて詳しく述べる。
マルチパス遅延時間ＴMは、Ｄ／Ｕ比が小さい程、直接波より反射波が多くな り、大きくなる。例えば図１４８に示すようにＤ／Ｕ＜３０ｄＢでは反射波の影響が大きくなり３０μｓ以上になる。図１４８に示すように５０μｓ以上のＴｇをとることにより、一番悪い条件でも受信できる。従って図１４９（ａ）に具体的に示すようにＴＶ信号１ｓｅｃに対して図１４９（b）に示す２ｍｓの周期の うち、各シンボルを第１層８０１ａ，第２層８０１ｂ，第３層８０１ｃの３つの階層のグループに分け、図１４９（ｃ）に示す。各々のグループのガード時間７９７ａ，７９７ｂ，７９７ｃつまりＴｇａ，Ｔｇｂ，Ｔｇｃを例えば５０μｓ，５μｓ，１μｓと重みづけをして設定することにより図１５０に示すような階層８０１ａ，８０１ｂ，８０１ｃの３つの階層のマルチパスに関する階層型放送が実現する。全ての画質に対してＧＴＷ−ＯＦＤＭを適用すると当然伝送効率は落ちてしまう。しかし、情報量の少ないＬＤＴＶの画質信号のみにＧＴＷ−ＯＦＤＭのマルチパス対策をすることにより全体の伝送効率があまり落ちないいう効果がある。特に第１層８０１ａではガード時間Ｔｇを３０μｓ以上の５０μｓにとっているため、車載用ＴＶ受信機でも受信できる。回路は図１２７のブロック図に示したものを用いる。特に車載用ＴＶはＬＤＴＶグレードの画質で良いためＭＰＥＧ１クラスの１Ｍｂｐｓ程度の伝送容量でよい。従って図１４９に示したようにシンボル時間７９６ａＴｓａを２ｍｓの周期に対して２００μｓとれば２Ｍｂｐｓとれるため良く、さらにシンボルレートを半分に下げても１Ｍｂｐｓ近くになり、ＬＤＴＶグレードの画質が得られるため本発明のＣＳＷ−ＯＦＤＭ に より伝送効率は若干落ちるがエラーレートが低くなる。特に本発明のＣ−ＣＤＭをＧＴＷ−ＯＦＤＭと組み合わせた場合、伝送効率が低下しないため効果がさらに高い。図１４９では同じシンボル数に対してシンボル時間７９６ａ，７９６ｂ，７９６ｃを２００μｓ，１５０μｓ，１００μｓに差別化している。従って第１層，第２層，第３層の順にエラーレートが高くなってゆく階層型伝送となっている。
同時にＣ／Ｎに対しても階層型伝送が実現する。図１５１に示すようにＣＳＷ−ＯＦＤＭとＣＳＷ−ＯＦＤＭの組み合わせにより、マルチパスとＣ／Ｎの２次元の階層型伝送が実現する。前述のようにＣＳＷ−ＯＦＤＭと本発明のC−CＤＭを組み合わせても実現でき、この場合全体の伝送効率の低下が少ないという効果がある。第１層８０１ａおよび第１−２層８５１ａ，第１−３層８５１ａではマルチパスＴMが大きくかつＣ／Ｎが低い用途例えば車載用ＴＶＲｅｃｅｉｖｅｒ においてもＬＤＴＶグレードの安定した受信ができる。第２層８０１ｂと第２−３層８５１ｂではサービスエリアのフリンジエリアのようにＣ／Ｎが低く、ゴーストの多い受信地域の固定局において標準解像度のＳＤＴＶグレードの受信ができる。サービスエリアの半分以上を占める第３層８０１ｃではＣ／Ｎが高く、直接波が大きくゴーストが少ないためＨＤＴＶグレードの画質で受信できる。こうしてＣ／Ｎとマルチパスの２次元の階層型放送が実現する。このように大きな効果が本発明のＧＴＷ−ＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭの組み合わせまたは、ＧＴＷ−ＯＦＤＭとＣＳＷ−Ｃ−ＣＤＭの組み合わせにより得られる。従来はＣ／Ｎに対する階層型放送方式が提案されているが、本発明により、Ｃ／Ｎとマルチパスの２次元のマトリクス型の階層型放送が実現する。
Ｃ／Ｎの３層とマルチパスの３層の２次元の階層型放送の具体的なＨＤＴＶ、ＳＤＴＶ、ＬＤＴＶの３階層のＴＶ信号の時間配置図を図１５２に示す。図に示すように１番マルチパスに強いＡ層の第１階層のスロット７９６ａ１にはＬＤＴＶを配置し、次にマルチパスに強いスロット７９６ａ２やＣ／Ｎ劣化に強いスロット７９６ｂ１にはＳＤＴＶの同期信号やアドレス信号等の重要なＨＰ信号を配置する。Ｂ層の第２層、３層にはＳＤＴＶの一般信号つまりＬＰ信号や、ＨＤＴＶのＨＰ信号を配置する。Ｃ層には１、２、３層にＳＤＴＶ，ＥＤＴＶ，ＨＤＴＶ等の高域成分ＴＶ信号を配置する。
この場合ＣＮ劣化やマルチパスに強くすればするほど伝送レートが落ちるためＴＶ信号の解像度が減少し、図１５３に示すように３次元のＧｒａｃｅｆｕｌ Ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎが実現するという従来にない効果が本発明により得られる。図１５３はＣＮＲ、マルチパス遅延時間、伝送レートの３つのパラメーターにより本発明の３次元構造の階層型放送を表現したものである。
本発明のＧＴＷ−ＯＦＤＭと前述の本発明のＣ−ＣＤＭの組み合わせまたは、ＧＴＷ−ＯＦＤＭとＣＳＷ−Ｃ−ＣＤＭの組み合わせにより２次元の階層構造が得られる例を用いて実施例を説明したがＧＴＷ−ＯＦＤＭとＰｏｗｅｒ−Ｗｅｉｇｈｔｅｄ−ＯＦＤＭの組み合わせや、ＧＴＷ−ＯＦＤＭと他のＣＮＲの階層伝送方式と組み合わせても２次元の階層型放送は実現する。
図１５４はキャリア７９４ａ、７９４ｃ，７９４ｅの電力をキャリア７９４ｂ，７９４ｄ，７９４ｆに比べて小さく重みずけして送信したもので、２階層のＰｏｗｅｒ−Ｗｅｉｇｈｔｅｄ−ＯＦＤＭが実現する。キャリア７９４ａに直交するキャリア７９５ａ，７９５ｃの電力も同様にしてキャリア７９５ｂ，７９５ｄに対して電力重みずけすることにより２階層がえられる。あわせると４層の階層が得られるが、図１５４では２層の場合の実施例をしめしている。図に示すようにキャリアの周波数分布が分散するため同一周波数帯にある他のアナログ放送等への妨害が分散されるため影響が小さくなるという効果がある。
また、図１５５のように１つのシンボル７９６ａ，７９６ｂ，７９６ｃ毎にガード時間７９７ａ，７９７ｂ，７９７ｃの時間幅を変化させた時間配置をとることにより３層のマルチパスに対する階層型の多値伝送が実現する。図１５５の時間配置にするとＡ層、Ｂ層、Ｃ層のデータが時間軸上に分散する。このため特定時間に発生するバーストノイズが発生しても各層のデータにインターリーブをかけることによりデータの破壊が防止されＴＶ信号が安定して復調できるという効果がある。特にＡ層のデータを分散させインターリーブをかけることにより車載ＴＶ受信時に発生する他の自動車の点火装置から発生するバーストノイズの妨害を大幅に低減できる。
この場合の具体的なＥＣＣエンコーダー７４４ｊとＥＣＣデコーダー７４９ｊのブロック図を図１６０（ａ）（ｂ）にそれぞれ示す。また図１６７にデ・インターリーブ部９３６ｂのブロック図を示す。デ・インターリーブ部９３６ｂのデ・インターリーブＲＡＭ９３６ａの中で処理されるインターリーブテーブル９５４を図１６８（ａ）で示し、インターリーブ距離Ｌ１を図１６８（ｂ）に示す。
こうしてデータをインターリーブすることによりバーストノイズの妨害を軽減することができる。図１６１のＶＳＢ受信機のブロック図と図１６２のＶＳＢ送信機のブロック図に示すように実施例４、５、６等で説明した４ＶＳＢや８ＶＳＢや１６ＶＳＢの伝送装置や実施例１、２等で説明したＱＡＭやＰＳＫ伝送装置に用いることにより、バーストノイズの妨害を軽減できるため、地上放送においてノイズの少ないＴＶ受信ができるという効果がある。
図１５５の方式により３階層の階層放送を行うことによりＡ層は前述のマルチパス、Ｃ／Ｎ劣化に加えてバーストノイズの妨害を低減できるため車載ＴＶ受信機やポケットＴＶ等の移動局によるＬＤＴＶグレードのＴＶ受信を安定させるという効果がある。
本発明はＡＳＫ，ＱＡＭ，ＰＳＫ、ＯＦＤＭの変調方式を用いて実施例を説明したが他の変調方式でも同様の効果がえられる。またパーシャルレスポンスを用いることにより記録系のみならず伝送系でもエラーレートを下げることができる。
本発明の多値伝送方式の一つの特徴は周波数利用効率を向上させるものであるが一部の受信機にとっては電力利用効率がかなり低下する。従って全ての伝送システムに適用できるものではない。例えば特定受信者間の衛星通信システムならその時期に得られる最高の周波数利用効率と最高の電力利用効率の機器にとりかえるのが最も経済性が高い方法である。このような場合必ずしも本発明を使う必要はない。
しかし、衛星放送方式や地上放送方式の場合は本発明のような階層型伝送方式が必要である。なぜなら衛星放送の規格の場合５０年以上の永続性が求められる。この期間、放送規格は変更されないが技術革新に伴い衛星の送信電力は飛躍的に向上する。放送局は数十年後の将来において現時点においても製造された受信機がＴＶ番組を受信視聴できるように互換性のある放送を行わなければならない。本発明を用いると既存のＮＴＳＣ放送とＨＤＴＶ放送との互換性と将来の情報伝送量の拡張性という効果が得られる。
本発明は電力効率よりも周波数効率を重視したものであるが、受信機側に各伝送段階に応じて設計受信感度を設けた各々、何種類かの受信機を設定することにより送信機の電力をさほど増やす必要はなくなる。このため現在の電力の小さい衛星でも充分送信可能である。また将来、送信電力が増大した場合でも同一の規格で伝送できるため将来の拡張性と、新旧の受信機との間の互換性が得られる。以上述べたように本発明は衛星放送規格に用いた場合、顕著な効果がえられる。
また本発明の多値伝送方式を地上放送に用いた場合、電力利用効率を全く考慮する必要がないため衛星放送より本発明は実施しやすい。前述のように従来のデジタルＨＤＴＶ放送方式では存在したサービスエリア内の受信不能地域を大巾に減少させるという顕著な効果と前述のＮＴＳＣとＨＤＴＶ受信機もしくは受像機の両立性の効果がある。またＴＶ番組のスポンサーからみた場合のサービスエリアが実質的に拡大するという効果もある。なお、実施例ではＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭと４ＶＳＢ、８ＶＳＢ、１６ＶＳＢの変調方式を用いた例を用いて説明したが、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭや３２ＶＳＢ、６４ＶＳＢ等に適用できることはいうまでもない。また、図を用いて説明したように多値のＰＳＫやＡＳＫやＦＳＫに適用できることもいうまでもない。本発明とＴＤＭを組み合わせて伝送する実施例を説明したが、ＦＤＭ，ＣＤＭＡや拡散通信方式を組み合わせて伝送することもできる。
本発明の多値伝送方式の一つの特徴は周波数利用効率を向上させるものであるが一部の受信機にとっては電力利用効率がかなり低下する。従って全ての伝送システムに適用できるものではない。例えば特定受信者間の衛星通信システムならその時期に得られる最高の周波数利用効率と最高の電力利用効率の機器にとりかえるのが最も経済性が高い方法である。このような場合必ずしも本発明を使う必要はない。
しかし、衛星放送方式や地上放送方式の場合は本発明のような多値伝送方式が必要である。なぜなら衛星放送の規格の場合５０年以上の永続性が求められる。この期間、放送規格は変更されないが技術革新に伴い衛星の送信電力は飛躍的に向上する。放送局は数十年後の将来において現時点においても製造された受信機がＴＶ番組を受信視聴できるように互換性のある放送を行わなければならない。本発明を用いると既存のＮＴＳＣ放送とＨＤＴＶ放送との互換性と将来の情報伝送量の拡張性という効果が得られる。
本発明は電力効率よりも周波数効率を重視したものであるが、受信機側に各伝送段階に応じて設計受信感度を設けた各々、何種類かの受信機を設定することにより送信機の電力をさほど増やす必要はなくなる。このため現在の電力の小さい衛星でも充分送信可能である。また将来、送信電力が増大した場合でも同一の規格で伝送できるため将来の拡張性と、新旧の受信機との間の互換性が得られる。以上述べたように本発明は衛星放送規格に用いた場合、顕著な効果がえられる。
また本発明の多値伝送方式を地上放送に用いた場合、電力利用効率を全く考慮する必要がないため衛星放送より本発明は実施しやすい。前述のように従来のデジタルＨＤＴＶ放送方式では存在したサービスエリア内の受信不能地域を大巾に減少させるという顕著な効果と前述のＮＴＳＣとＨＤＴＶ受信機もしくは受像機の両立性の効果がある。またＴＶ番組のスポンサーからみた場合のサービスエリアが実質的に拡大するという効果もある。なお、実施例では１６ＱＡＭと３２ＱＡＭの変調方式を用いた例を用いて説明したが、６４ＱＡＭや１２８ＱＡＭや２５６ＱＡＭ等に適用できることはいうまでもない。また、図を用いて説明したように多値のＰＳＫやＡＳＫやＦＳＫに適用できることもいうまでもない。
以上のように本発明は、信号入力部と、位相の異なる複数の搬送波を上記入力部からの入力信号により変調し信号ベクトル図上になるｍ値の信号点を発生させる変調部と、変調信号を送信する送信部からなりデータ伝送を行う伝送装置においてｎ値の第１データ列と第２データ列を入力し、上記信号をｎ個の信号点群に分割し、該信号点群の各々第１データ列のデータに割りあて上記信号点群の中の各信号点に第２データ群の各データを割りあて、送信する送信機により信号を送信し、該送信信号の入力部と、信号スペースダイヤグラム上でｐ値の信号点のＱＡＭ変調波を復調する復調器と出力部を有する受信装置において上記信号点をｎ値の信号点群に分割し、各信号点群ｎ値の第１データ列を対応させて復調し、信号点群の中の略々ｐ/n値の信号点にｐ/n値の第２データ列のデータを復調再生し、受信装置を用いてデータを伝送することにより、例えば送信機１の変調器４により、ｎ値の第１データ列と第２データ列と第３データ列を信号点群にデータを割りあてて変形ｍ値のＱＡＭ変調信号を送信し、第１受信機２３では、復調器２５によりｎ値の第１データ列を、第２受信機３３では第１データ列と第２データ列を、第３受信機４３では第１データ列、第２データ列、第３データ列を復調することにより、効果として最大ｍ値のデータを変調した多値変調波をｎ＜ｍなるｎ値の復調能力しかない受信機でもｎ値のデータを復調可能とした両立性と発展性のある伝送装置が得られる。さらに、ＱＡＭ方式の信号点のうち最も原点に近い信号点とＩ軸もしくはＱ軸との距離をｆとした場合、この距離がｎ＞１なるｎｆとなるように上記信号点をシフトさせることにより、階層型の伝送が可能となる。
この伝送系にＮＴＳＣ信号を第１データ列、ＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差信号を第２データ列として送信することにより、衛星放送においてはＮＴＳＣ放送とＨＤＴＶ放送との両立性があり、情報量の拡張性の高いデジタル放送が可能となり、地上放送においてはサービスエリアの拡大と受信不能地域の解消という顕著な効果がある。
本発明の第１の実施例における伝送装置のシステム全体を示す構成図 本発明の実施例１の送信機１のブロック図 本発明の実施例１の送信信号のベクトル図 本発明の実施例１の送信信号のベクトル図 本発明の実施例１の信号点へのコードの割り当て図 本発明の実施例１の信号点群へのコーディング図 本発明の実施例１の信号点群の中の信号点へのコーディング図 本発明の実施例１の信号点群と信号点へのコーディング図 本発明の実施例１の送信信号の信号点群の閾値状態図 本発明の実施例１の変形１６値ＱＡＭのベクトル図 本発明の実施例１のアンテナ半径ｒ2と送信電力比ｎとの関係図 本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号点の図 本発明の実施例１のアンテナ半径ｒ3と送信電力比ｎとの関係図 本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号群と副信号点群のベクトル図 本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの比率Ａ1，Ａ2の説明図 本発明の実施例１のアンテナ半径ｒ2，ｒ3と送信電力比ｎ16，ｎ64の関係図 本発明の実施例１のデジタル送信機のブロック図 本発明の実施例１の４ＰＳＫ変調の信号スペースダイアグラム図 本発明の実施例１の第１受信機のブロック図 本発明の実施例１の４ＰＳＫ変調信の信号スペースダイアグラム図 本発明の実施例１の第２受信機のブロック図 本発明の実施例１の変形１６値ＱＡＭの信号ベクトル図 本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号ベクトル図 本発明の実施例１のフローチャート （ａ）は本発明の実施例１の８値ＱＡＭの信号ベクトル図、 （ｂ）は本発明の実施例１の１６値ＱＡＭの信号ベクトル図 本発明の実施例１の第３受信機のブロック図 本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号点の図 本発明の実施例１のフローチャート 本発明の実施例３における伝送システムの全体の構成図 本発明の実施例３の第１画像エンコーダーのブロック図 本発明の実施例３の第１画像デコーダのブロック図 本発明の実施例３の第２画像デコーダのブロック図 本発明の実施例３の第３画像デコーダのブロック図 本発明の実施例３のＤ1，Ｄ2，Ｄ3信号の時間多重化の説明図 本発明の実施例３のＤ1，Ｄ2，Ｄ3信号の時間多重化の説明図 本発明の実施例３のＤ1，Ｄ2，Ｄ3信号の時間多重化の説明図 本発明の実施例４における伝送装置のシステム全体の構成図 本発明の実施例３における変形１６ＱＡＭの信号点のベクトル図 本発明の実施例３における変形１６ＱＡＭの信号点のベクトル図 本発明の実施例３における変形６４ＱＡＭの信号点のベクトル図 本発明の実施例３の時間軸上の信号配置図 本発明の実施例３のＴＤＭＡ方式の時間軸上の信号配置図 本発明の実施例３の搬送波再生回路のブロック図 本発明の実施例３の搬送波再生の原理図 本発明の実施例３の逆変調方式の搬送波再生回路のブロック図 本発明の実施例３の１６ＱＡＭ信号の信号点配置図 本発明の実施例３の６４ＱＡＭ信号の信号点配置図 本発明の実施例３の１６逓倍方式の搬送波再生回路のブロック図 本発明の実施例３のＤV1，ＤH1，ＤV2、ＤH2，ＤV3，ＤH3信号の時間多重化の説明図 本発明の実施例３のＤV1，ＤH1，ＤV2、ＤH2，ＤV3，ＤH3信号のＴＤＭＡ方式の時間多重化の説明図 本発明の実施例３のＤV1，ＤH1，ＤV2、ＤH2，ＤV3，ＤH3信号のＴＤＭＡ方式の時間多重化の説明図 本発明の実施例４における従来方式の受信妨害領域図 本発明の実施例４における階層型放送方式の場合の受信妨害領域図 本発明の実施例４における従来方式の受信妨害領域図 本発明の実施例４における階層型放送方式の場合の受信妨害領域図 本発明の実施例４におけるデジタル放送局２局の受信妨害領域図 本発明の実施例５における変形４ＡＳＫ信号の信号点配置図 本発明の実施例５における変形４ＡＳＫの信号点配置図 （ａ）は本発明の実施例５における変形４ＡＳＫの信号点配置図、（ｂ）は本発明の実施例５における変形４ＡＳＫの信号点配置図 本発明の実施例５における低いＣ／Ｎ値の場合の変形４ＡＳＫ信号の信号点配置図 実施例５における４ＶＳＢ、８ＶＳＢの送信機 （ａ）は本発明の実施例５におけるＡＳＫ信号つまりフィルタリングの多値ＶＳＢ信号のスペクトル図、（ｂ）は本発明の実施例５におけるＶＳＢ信号の周波数分布図 実施例５における４ＶＳＢ、８ＶＳＢ、１６ＶＳＢのＲｅｃｅｉｖｅｒのブロック図 本発明の実施例５における映像信号送信機のブロック図 本発明の実施例５におけるＴＶ受信機全体のブロック図 本発明の実施例５における別のＴＶ受信機のブロック図 本発明の実施例５における衛星・地上ＴＶ受信機のブロック図 （ａ）は実施例５、６における８ＶＳＢのＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ図、（ｂ）は実施例５、６における８ＶＳＢのＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ図、（ｃ）は実施例５、６における８ＶＳＢの信号−時間波形図 本発明の実施例５における画像エンコーダの別のブロック図 本発明の実施例５における分離回路１つの画像エンコーダのブロック図 本発明の実施例５における画像デコーダのブロック図 本発明の実施例５における合成器１つの画像デコーダのブロック図 本発明による実施例５の送信信号の時間配置図 （ａ）は本発明による実施例５の画像デコーダのブロック図、 （ｂ）は本発明による実施例５の送信信号の時間配置図 本発明による実施例５の送信信号の時間配置図 本発明による実施例５の送信信号の時間配置図 本発明による実施例５の送信信号の時間配置図 本発明による実施例５の画像デコーダのブロック図 本発明による実施例５の３階層の送信信号の時間配置図 本発明による実施例５の画像デコーダーのブロック図 本発明による実施例５の送信信号の時間配置図 本発明による実施例５のＤ１の画像デコーダーのブロック図 本発明による実施例５の周波数変調信号の周波数−時間図 本発明による実施例５の磁気記録再生装置のブロック図 本発明による実施例２のＣ／Ｎと階層番号の関係図 本発明による実施例２の伝送距離とＣ／Ｎの関係図 本発明による実施例２の送信機のブロック図 本発明による実施例２の受信機のブロック図 本発明によ実施例２のＣ／Ｎ−エラーレートの関係図 本発明による実施例５の３階層の受信妨害領域図 本発明による実施例６の４階層の受信妨害領域図 本発明による実施例６の階層伝送図 本発明による実施例６の分離回路のブロック図 本発明による実施例６の合成部のブロック図 本発明による実施例６の伝送階層構造図 従来方式のデジタルＴＶ放送の受信状態図 本発明による実施例６のデジタルＴＶ階層放送の受信状態図 本発明による実施例６の伝送階層構造図 本発明による実施例３の１６ＳＲＱＡＭのベクトル図 本発明による実施例３の３２ＳＲＱＡＭのベクトル図 本発明による実施例３のＣ／Ｎ−エラーレートの関係図 本発明による実施例３のＣ／Ｎ−エラーレートの関係図 本発明による実施例３のシフト量ｎと伝送に必要なＣ／Ｎの関係図 本発明による実施例３のシフト量ｎと伝送に必要なＣ／Ｎの関係図 本発明による実施例３の地上放送時の送信アンテナからの距離と信号レベルと 本発明による実施例３の３２ＳＲＱＡＭのサービスエリア図 本発明による実施例３の３２ＳＲＱＡＭのサービスエリア図 （ａ）は従来のＴＶ信号の周波数分布図、（ｂ）は従来の二階層のＴＶ信号の周波数分布図、（ｃ）は本発明の実施例３のスレシホルド値を現す図、（ｄ）は実施例９の２階層のOFDMのキャリヤ群の周波数分布図、（ｅ）は実施例９の３改装のOFDMの３つのスレシホルド値を示す図 本発明による実施例３のＴＶ信号時間配置図 本発明による実施例３のＣ−ＣＤＭの原理図 本発明による実施例３の符号割り当て図 本発明による実施例３の３６ＱＡＭを拡張した場合の符号割り当て図 本発明による実施例５の変調信号周波数配置図 本発明による実施例５の磁気記録再生装置のブロック図 本発明による実施例７の携帯電話の送受信機のブロック図 本発明による実施例７の基地局のブロック図 従来方式の通信容量とトラフィックの分布図 本発明による実施例７の通信容量とトラフィックの分布図 （ａ）は従来方式のタイムスロット配置図、（ｂ）は本発明による実施例７のタイムスロット配置図 （ａ）は従来方式のＴＤＭＡ方式タイムスロット配置図、（ｂ）は本発明による実施例７のＴＤＭＡ方式タイムスロット配置図 本発明による実施例７の１階層の送受信機のブロック図 本発明による実施例７の２階層の送受信機のブロック図 本発明による実施例８のＯＦＤＭ方式送受信機のブロック図 本発明による実施例８のＯＦＤＭ方式の動作原理図 （ａ）は従来方式の変調信号の周波数配置図、（ｂ）は本発明による実施例８の変調信号の周波数配置図 （ａ）は実施例９におけるＯＦＤＭのWeightingしない状態を示す図、（ｂ）は実施例９における送信電力によりWeightingした２階層のOFDMの２つ のサブチャンネルを示す図、（ｃ）は実施例９におけるキャリヤ間隔を二倍にWeightingしたOFDMの周波数分布図、（ｅ）は実施例９におけるWeightingしないキャリヤ間隔のOFDMの周波数分布図 本発明による実施例９の送受信機のブロック図 （ａ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｅｎｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ１／２）のブロック図、（ｂ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｅｎｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ２／３）のブロック図、（ｃ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｅｎｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ３／４）のブロック図、（ｄ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｄｅｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ１／２）のブロック図、（ｅ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｄｅｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ２／３）のブロック図、（ｆ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｄｅｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ３／４）のブロック図 実施例９の実効シンボル期間とガード期間の時間配置図 従来例と実施例９のＣ／Ｎ対エラーレートの関係図 実施例５の磁気記録再生装置のブロック図 実施例５の磁気テープ上のトラックの記録フォーマットとヘッドの走行図 実施例３の送受信機のブロック図 従来例の放送方式の周波数配置図 実施例３の３層の階層型伝送方式を用いた場合のサービスエリアと画質の関係図 実施例３の階層型伝送方式とＦＤＭを組み合わせた場合の周波数配置図 実施例３におけるトレリス符号化を用いた場合の送受信機のブロック図 実施例９における１部の低域信号をＯＦＤＭで伝送する場合の送受信機のブロック図 実施例１における８−ＰＳ−ＡＰＳＫの信号点配置図 実施例１における１６−ＰＳ−ＡＰＳＫの信号点配置図 実施例１における８−ＰＳ−ＰＳＫの信号点配置図 実施例１における１６−ＰＳ−ＰＳＫ（ＰＳ型）の信号点配置図 実施例１における衛星アンテナの半径と伝送容量との関係図 実施例９におけるＷｅｉｇｈｔｅｄ ＯＦＤＭ送受信機のブロック図 （ａ）は実施例９におけるマルチパスの短い場合のガード時間、シンボル時間階層型ＯＦＤＭの波形図、（ｂ）は実施例９におけるマルチパスの長い場合のガード時間、シンボル時間階層型ＯＦＤＭの波形図 （ａ）は実施例９におけるガード時間、シンボル時間階層型ＯＦＤＭの原理図 実施例９のおける電力重み付けによる２階層伝送方式のサブチャンネル配置図 実施例９におけるＤ／Ｖ化とマルチパス遅延時間とガード時間の関係図 （ａ）は実施例９における、各階層のタイムスロット図、（ｂ）は実施例９における、各階層のガード時間の時間分布図、（ｃ）は実施例９における、各階層のガード時間の時間分布図図 実施例９のマルチパス遅延時間と伝送レート図の関係図におけるマルチパスに対する３階層の階層型放送方式の説明図 実施例９のＧＴＷ−ＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭ（又はＣＳＷ−ＯＦＤＭ）を組み合わせた場合の、遅延時間とＣＮ値の関係図における２次元マトリクス構造の階層型放送方式の説明図 実施例９のＧＴＷ−ＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭ（又はＣＳＷ−ＯＦＤＭ）を組み合わせた場合の、各タイムスロットにおける３階層のＴＶ信号の時間配置図 実施例９のＧＴＷ−ＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭ（又はＣＳＷ−ＯＦＤＭ）を組み合わせた場合の、マルチパス信号遅延時間とＣＮ値と伝送レートの関係図における３次元マトリクス構造の階層型放送方式の説明図 実施例９のＰｏｗｅｒ−Ｗｅｉｇｈｔｅｄ−ＯＦＤＭの周波数分布図 実施例９のＧｕａｒｄ−Ｔｉｍｅ−ＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭを組み合わせた場合の各タイムスロットにおける３階層のＴＶ信号の時間軸上の配置図 実施例４、５における送信機と受信機のブロック図 実施例４、５における送信機と受信機のブロック図 実施例４、５における送信機と受信機のブロック図 （ａ）は実施例５における１６ＶＳＢの信号点配置図、（ｂ）は実施例５における１６ＶＳＢの信号点配置図（８ＶＳＢ）、（ｃ）は実施例５における１６ＶＳＢの信号点配置図（４ＶＳＢ）、（ｄ）は実施例５における１６ＶＳＢの信号点配置図（１６ＶＳＢ） （ａ）は実施例５、６におけるＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒのブロック図、（ｂ）は実施例５、６におけるＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒのブロック図 実施例５におけるＶＳＢ受信機の全体ブロック図 実施例５における送信機を示す図 実施例４ＶＳＢとＴＣ−８ＶＳＢのエラーレート／Ｃ／Ｎ値曲線 実施例４ＶＳＢとＴＣ−８ＶＳＢのサブチャンネル１とサブチャンネル２のエラーレートカーブ （ａ）は実施例２、４、５におけるＲｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ Ｅｎｃｏｄｅｒのブロック図、（ｂ）は実施例２、５、６におけるＲｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒのブロック図 実施例２、４、５のＲｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ誤り訂正、演算のフローチャート図 実施例２、３、４、５、６におけるデインターリーブ部のブロック図 （ａ）は実施例２、３、４、５におけるインターリーブ、デインターリーブテーブルの図、（ｂ）は実施例２、３、４、５におけるインターリーブ距離を示す図 実施例５における４−ＶＳＢ，８−ＶＳＢ，１６−ＶＳＢのＲｅｄｕｎｄａｎｃｙの比較図 実施例２、３、４、５におけるＨｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ信号を受信するＴＶ Ｒｅｃｅｉｖｅｒのブロック図 実施例２、３、４、５における送信機と受信機のブロック図 実施例２、３、４、５における送信機と受信機のブロック図 実施例６のＡＳＫ方式の磁気記録再生装置のブロック図
符号の説明
１ 送信機
４ 変調器
６ アンテナ
６ａ 地上アンテナ
１０ 衛星
１２ 中継器
２３ 第１受信機
２５ 復調器
３３ 第２受信機
３５ 復調器
４３ 第３受信機
５１ デジタル送信機
８５ 信号点
９１ 第１分割信号点群
４０１ 第１画像エンコーダー
７０３ ＳＲＱＡＭの受信可能地域

Claims (24)

  1. 少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を送信する送信装置であって、
    前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理を施すスクランブル部と、
    前記スクランブル部の出力に対して、第１のエラー訂正符号化処理を施す第１のエラー訂正符号化部と、
    前記第１のエラー訂正符号化部の出力に対して、インターリーブ処理を施すインターリーブ部と、
    前記インターリーブ部の出力に対して、第２のエラー訂正符号化処理を施す第２のエラー訂正符号化部と、
    前記第１のデータ列をｍ値のデジタル変調して第１の変調信号を生成し、前記第２のエラー訂正符号化部の出力をｎ値のデジタル変調して第２の変調信号を生成する変調部と、
    前記変調部の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
    前記逆フーリエ変換部の出力を送信する送信部とを備え、
    前記逆フーリエ変換部の出力は、シンボル信号とガード信号から成り、
    前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から１つ選択する送信装置。
  2. 少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を送信する送信装置であって、
    前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理を施すスクランブル部と、
    前記スクランブル部の出力に対して、第１のエラー訂正符号化処理を施す第１のエラー訂正符号化部と、
    前記第１のエラー訂正符号化部の出力に対して、インターリーブ処理を施すインターリーブ部と、
    前記インターリーブ部の出力に対して、第２のエラー訂正符号化処理を施す第２のエラー訂正符号化部と、
    前記第１のデータ列をｍ値のＰＳＫ変調又はｍ値のＱＡＭ変調して第１の変調信号を生成し、前記第２のエラー訂正符号化部の出力をｎ値のＰＳＫ変調又はｎ値のＱＡＭ変調して第２の変調信号を生成する変調部と、
    前記変調部の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
    前記逆フーリエ変換部の出力を送信する送信部とを備え、
    前記逆フーリエ変換部の出力は、シンボル信号とガード信号から成り、
    前記第１のデータ列は前記第２の変調信号を復調するための復調情報を有し、
    前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から１つ選択する送信装置。
  3. 前記ｍの値は４以下である請求項２記載の送信装置。
  4. 前記ｍ値のＰＳＫ変調はＱＰＳＫ変調である請求項２記載の送信装置。
  5. 前記ｎの値は４以上である請求項２乃至請求項４のいずれかに記載の送信装置。
  6. 前記復調情報は前記ｎの値に関する情報を含む請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の送信装置。
  7. 入力信号を受信する受信装置であって、
    前記入力信号は、少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を含み、
    前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理が施されており、
    前記第１のデータ列はｍ値のデジタル変調されており、前記第２のデータ列はｎ値のデジタル変調されており、
    前記入力信号は、逆フーリエ変換されており、
    さらに前記入力信号は、シンボル信号とガード信号から成り、
    前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から１つ選択され、
    前記入力信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
    前記第１のデータ列に対応する前記フーリエ変換部の出力をｍ値のデジタル復調し、前記第２のデータ列に対応する前記フーリエ変換部の出力をｎ値のデジタル復調する復調部と、
    前記第２のデータ列に対応する前記復調部の出力に対して、第１の誤り訂正復号化処理を施す第１の誤り訂正復号化部と、
    前記第１の誤り訂正復号化部の出力に対して、デインターリーブ処理を施すデインターリーブ部と、
    前記デインターリーブ部の出力に対して、第２の誤り訂正復号化処理を施す第２の誤り訂正復号化部と、
    前記第２の誤り訂正復号化部の出力に対して、デスクランブル処理を施すデスクランブル部とを備える受信装置。
  8. 入力信号を受信する受信装置であって、
    前記入力信号は、少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を含み、
    前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理が施されており、
    前記第１のデータ列はｍ値のＰＳＫ変調又はｍ値のＱＡＭ変調されており、前記第２のデータ列はｎ値のＰＳＫ変調又はｎ値のＱＡＭ変調されており、
    前記入力信号は、逆フーリエ変換されており、
    さらに前記入力信号は、シンボル信号とガード信号から成り、
    前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から１つ選択され、
    前記第１のデータ列は前記第２のデータ列に対応する変調信号を復調するための復調情報を有し、
    前記入力信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
    前記第１のデータ列に対応する前記フーリエ変換部の出力をｍ値のＰＳＫ復調又はｍ値のＱＡＭ復調し、前記第２のデータ列に対応する前記フーリエ変換部の出力をｎ値のＰＳＫ復調又はｎ値のＱＡＭ復調する復調部と、
    前記第２のデータ列に対応する前記復調部の出力に対して、第１の誤り訂正復号化処理を施す第１の誤り訂正復号化部と、
    前記第１の誤り訂正復号化部の出力に対して、デインターリーブ処理を施すデインターリーブ部と、
    前記デインターリーブ部の出力に対して、第２の誤り訂正復号化処理を施す第２の誤り訂正復号化部と、
    前記第２の誤り訂正復号化部の出力に対して、デスクランブル処理を施すデスクランブル部とを備え、
    前記復調部は、前記復調情報に基づいて前記第２のデータ列に対応する前記フーリエ変換部の出力を復調する受信装置。
  9. 前記ｍの値は４以下である請求項８記載の受信装置。
  10. 前記ｍ値のＰＳＫ変調はＱＰＳＫ変調である請求項８記載の受信装置。
  11. 前記ｎの値は４以上である請求項８乃至請求項１０のいずれかに記載の受信装置。
  12. 前記復調情報は前記ｎの値に関する情報を含む請求項８乃至請求項１１のいずれかに記載の受信装置。
  13. 少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を送信する送信方法であって、
    前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理を施し、
    前記スクランブル処理の結果に対して、第１のエラー訂正符号化処理を施し、
    前記第１のエラー訂正符号化処理の結果に対して、インターリーブ処理を施し、
    前記インターリーブ処理の結果に対して、第２のエラー訂正符号化処理を施し、
    前記第１のデータ列をｍ値のデジタル変調して第１の変調信号を生成し、前記第２のエラー訂正符号化部の出力をｎ値のデジタル変調して第２の変調信号を生成し、
    前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを逆フーリエ変換し、
    前記逆フーリエ変換処理の結果を送信し、
    前記逆フーリエ変換処理の結果は、シンボル信号とガード信号から成り、
    前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から１つ選択する送信方法。
  14. 少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を送信する送信方法であって、
    前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理を施し、
    前記スクランブル処理の結果に対して、第１のエラー訂正符号化処理を施し、
    前記第１のエラー訂正符号化処理の結果に対して、インターリーブ処理を施し、
    前記インターリーブ処理の結果に対して、第２のエラー訂正符号化処理を施し、
    前記第１のデータ列をｍ値のＰＳＫ変調又はｍ値のＱＡＭ変調して第１の変調信号を生成し、前記第２のエラー訂正符号化処理の結果をｎ値のＰＳＫ変調又はｎ値のＱＡＭ変調して第２の変調信号を生成し、
    前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを逆フーリエ変換し、
    前記逆フーリエ変換処理の結果を送信し、
    前記逆フーリエ変換処理の結果は、シンボル信号とガード信号から成り、
    前記第１のデータ列は前記第２の変調信号を復調するための復調情報を有し、
    前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から１つ選択する送信方法。
  15. 前記ｍの値は４以下である請求項１４記載の送信方法。
  16. 前記ｍ値のＰＳＫ変調はＱＰＳＫ変調である請求項１４記載の送信方法。
  17. 前記ｎの値は４以上である請求項１４乃至請求項１６のいずれかに記載の送信方法。
  18. 前記復調情報は前記ｎの値に関する情報を含む請求項１４乃至請求項１７のいずれかに記載の送信方法。
  19. 入力信号を受信する受信方法であって、
    前記入力信号は、少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を含み、
    前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理が施されており、
    前記第１のデータ列はｍ値のデジタル変調されており、前記第２のデータ列はｎ値のデジタル変調されており、
    前記入力信号は、逆フーリエ変換されており、
    さらに前記入力信号は、シンボル信号とガード信号から成り、
    前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から１つ選択され、
    前記入力信号をフーリエ変換し、
    前記第１のデータ列に対応する前記フーリエ変換処理の結果をｍ値のデジタル復調し、前記第２のデータ列に対応する前記フーリエ変換処理の結果をｎ値のデジタル復調し、
    前記第２のデータ列に対応する前記復調処理の結果に対して、第１の誤り訂正復号化処理を施し、
    前記第１の誤り訂正復号化処理の結果に対して、デインターリーブ処理を施し、
    前記デインターリーブ部の出力に対して、第２の誤り訂正復号化処理を施し、
    前記第２の誤り訂正復号化処理の結果に対して、デスクランブル処理を施す受信方法。
  20. 入力信号を受信する受信方法であって、
    前記入力信号は、少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を含み、
    前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理が施されており、
    前記第１のデータ列はｍ値のＰＳＫ変調又はｍ値のＱＡＭ変調されており、前記第２のデータ列はｎ値のＰＳＫ変調又はｎ値のＱＡＭ変調されており、
    前記入力信号は、逆フーリエ変換されており、
    さらに前記入力信号は、シンボル信号とガード信号から成り、
    前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から１つ選択され、
    前記第１のデータ列は前記第２のデータ列に対応する変調信号を復調するための復調情報を有し、
    前記入力信号をフーリエ変換し、
    前記第１のデータ列に対応する前記フーリエ変換処理の結果をｍ値のＰＳＫ復調又はｍ値のＱＡＭ復調し、前記第２のデータ列に対応する前記フーリエ変換処理の結果をｎ値のＰＳＫ復調又はｎ値のＱＡＭ復調し、
    前記第２のデータ列に対応する前記復調処理の結果に対して、第１の誤り訂正復号化処理を施し、
    前記第１の誤り訂正復号化処理の結果に対して、デインターリーブ処理を施し、
    前記デインターリーブ処理の結果に対して、第２の誤り訂正復号化処理を施し、
    前記第２の誤り訂正復号化処理の結果に対して、デスクランブル処理を施し、
    前記復調処理では、前記復調情報に基づいて前記第２のデータ列に対応する前記フーリエ変換処理の結果を復調する受信方法。
  21. 前記ｍの値は４以下である請求項２０記載の受信方法。
  22. 前記ｍ値のＰＳＫ変調はＱＰＳＫ変調である請求項２０記載の受信方法。
  23. 前記ｎの値は４以上である請求項２０乃至請求項２２のいずれかに記載の受信方法。
  24. 前記復調情報は前記ｎの値に関する情報を含む請求項２０乃至請求項２３のいずれかに記載の受信方法。
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