JPH07264148A - 伝送装置 - Google Patents

伝送装置

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JPH07264148A
JPH07264148A JP7966894A JP7966894A JPH07264148A JP H07264148 A JPH07264148 A JP H07264148A JP 7966894 A JP7966894 A JP 7966894A JP 7966894 A JP7966894 A JP 7966894A JP H07264148 A JPH07264148 A JP H07264148A
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JP
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signal
transmission
data
data string
receiver
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Mitsuaki Oshima
光昭 大嶋
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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  • Television Systems (AREA)
  • Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 デジタル信号を伝送する伝送装置において周
波数帯が制限されている場合に伝送情報量を増大できな
いことを解決し同一周波数帯でより多くの情報を伝送す
る送受信システムを提供することを目的とする。 【構成】 送信機１ではｍ値のＱＡＭ変調を行なう変調
器４によりｎ値の第１データ列と、ｐ値の第２データ列
と第３データ列を信号スペースダイアグラム上の信号点
をグループ化した信号点群に第１データ列のｎ値のデー
タを割りあてて変形ｍ値のＱＡＭ変調信号を送信する。
第１受信機２３では復調器２５によりｎ値の第１データ
列を第２受信機３３では第１データ列と第２データ列を
第３受信機４３では第１データ列，第２データ列，第３
データ列を復調することにより、ｍ値の変形多値変調波
を受信した場合ｎ＜ｍなるｎ値の復調能力しかない受信
機でもｎ値の第１データ列のデータを復調する伝送装置
が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は搬送波を変調することに
よりデジタル信号を伝送する伝送装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル伝送装置は様々な分野で
の利用が進んでいる。とりわけデジタル映像伝送技術の
進展はめざましい。
【０００３】中でもデジタルＴＶの伝送方式が最近注目
されつつある。現在デジタルＴＶ伝送装置は放送局間の
中継用として一部実用化されているにすぎない。しか
し、近い将来、地上放送と衛星放送への展開が予定され
各国で検討が進められている。
【０００４】高度化する消費者の要望に応えるため、Ｈ
ＤＴＶ放送、ＰＣＭ音楽放送や情報提供放送やＦＡＸ放
送等の放送サービスの内容の質と量を今後向上させる必
要がある。この場合ＴＶ放送の限られた周波数帯域の中
で情報量を増大させる必要がある。この帯域で伝送でき
る情報伝送量はその時代の技術的限界に応じて増大す
る。このため理想的には時代に応じて受信システムを変
更し、情報伝送量を拡張できることが望ましい。
【０００５】しかし放送の視点からみた場合、公共性が
重要であり長期間に至る全ての視聴者の既得権の確保が
重要となる。新しい放送サービスを始める場合、既存の
受信機もしくは受像機でそのサービスを享受できること
が必要条件である。過去と現在、そして現在と将来の新
旧の放送サービスの間の受信機もしくは受像機の互換
性、放送の両立性が最も重要であるといえる。
【０００６】今後登場する新しい伝送規格、例えばデジ
タルＴＶ放送規格には将来の社会の要求と技術進歩に対
応できる情報量の拡張性と、既存の受信機器との間の互
換性と両立性が求められている。
【０００７】ここで、これまでに提案されているＴＶ放
送の伝送方式を拡張性と両立性の観点から述べる。
【０００８】まずデジタルＴＶの衛星放送方式としてＮ
ＴＳＣ-ＴＶ信号を約６Ｍｂｐｓに圧縮した信号を４値
ＰＳＫ変調を用いＴＤＭ方式で多重化し１つのトランス
ポンダーで４〜２０チャンネルＮＴＳＣのＴＶ番組もし
くは１チャンネルのＨＤＴＶを放送する方式が提案され
ている。またＨＤＴＶの地上放送方式として１チャンネ
ルのＨＤＴＶ映像信号を１５Ｍｂｐｓ程度のデータに圧
縮し、１６もしくは３２ＱＡＭ変調方式を用い地上放送
を行う方式が検討されている。
【０００９】まず衛星放送方式においては現在提案され
ている放送方式は、単純に従来の伝送方式で放送するた
め１チャンネルのＨＤＴＶの番組放送に数チャンネル分
のＮＴＳＣの周波数帯域を使用する。このため、ＨＤＴ
Ｖ番組の放送時間帯には数チャンネルのＮＴＳＣ番組が
受信放送できないという問題点があった。ＮＴＳＣとＨ
ＤＴＶの放送との間の受信機、受像機の互換性、両立性
がなかったといえる。また将来の技術進歩に伴い必要と
なる情報伝送量の拡張性も全く考慮されていなかったと
いえる。
【００１０】次に現在検討されている従来方式のＨＤＴ
Ｖの地上放送方式はＨＤＴＶ信号を１６ＱＡＭや３２Ｑ
ＡＭといった従来の変調方式でそのまま放送しているに
すぎない。既存のアナログ放送の場合、放送サービスエ
リア内においてもビルかげや低地や隣接するＴＶ局の妨
害を受けるような受信状態が悪い地域が必ず存在する。
このような地域においては、既存のアナログ放送の場合
画質が劣化するものの、映像は再生できＴＶ番組は視聴
できた。しかし、従来のデジタルＴＶ放送方式では、こ
のような地域においては全く映像が再生できず、ＴＶ番
組を全く視聴できないという重大な問題があった。これ
は、デジタルＴＶ放送の本質的な課題を含むものでデジ
タルＴＶ放送の普及に致命的となりかねない問題であっ
た。これは従来のＱＡＭ等の変調方式の信号点の位置か
等間隔に配置されていることに起因する。信号点の配置
を変更もしくは変調する方式は従来なかった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記従来の問
題点を解決するもので、特に衛星放送におけるＮＴＳＣ
放送とＨＤＴＶ放送の両立性、また地上放送におけるサ
ービスエリア内の受信不能地域を大巾に減少させる伝送
装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の伝送装置は、信号の入力部と、搬送波を上記
入力部からの入力信号により変調し信号ベクトル図上に
ｍ値の信号点を発生させる変調部と変調信号を送信する
送信部からなりデータ送信を行う送信装置と上記送信信
号の入力部と、極座標系（ｒ，θ）で表現できるベクト
ル図上でＰ値の信号点の変形ＰＳＫもしくは変形ＡＰＳ
Ｋ変調波を復調する復調器と出力部を有する受信装置の
２つの構成を有している。
【００１３】
【作用】この構成によって入力信号としてｎ値のデータ
をもつ第１データ列と第２データ列を入力させ、送信装
置の変調器によりベクトル図上にｍ値の信号点をもつ変
形ｍ値のＱＡＭ方式の変調波を作る。このｍ点の信号点
をｎ組の信号点群に分割しこの信号点群を第１データ列
のｎケの各データに割りあて、この信号点群の中のm/n
ケの信号点もしくは副信号点群に第２データ列の各デー
タを割りあてトレリス符号化して変調し送信装 置によ
り送信信号を送出する。場合によっては第３データも送
出できる。
【００１４】次に、ｐ＞ｍなるｐ値の復調器を持つ受信
装置においては上記送信信号を受信し信号スペースダイ
アグラム上のｐ点の信号点に対して、まずｐ点の信号点
をｎ組の信号点群に分割し、第１データ列の信号を復調
再生する。次に該当する信号点群の中のｐ／ｎ点の信号
点にｐ／ｎ値の第２データ列を対応させて復調し第１デ
ータと第２データを復調再生する。この時、第１データ
列もしくは／かつ第２データ列をトレリス符号化する。
ｐ＝ｎの受信機においてはｎ群の信号点群を再生し、各
々にｎ値を対応させ第１データ列のみを復調再生する。
【００１５】以上の動作により送信装置からの同一信号
を受信した場合、大型アンテナと多値の復調能力をもつ
受信機では第１データ列と第２データ列を復調できる。
同時に小型アンテナと少値の復調能力をもつ受信機では
第１データ列の受信ができる。こうして両立性のある伝
送システムを構築することができる。この場合第１デー
タ列をＮＴＳＣまたはＨＤＴＶの低域成分等の低域ＴＶ
信号に、第２データ列をＨＤＴＶの高域成分等の高域Ｔ
Ｖ信号に割りあてることにより、同一電波に対して少値
の復調能力をもつ受信機ではＮＴＳＣ信号、多値の復調
能力をもつ受信機ではＨＤＴＶ信号を受信できる。この
ことによりＮＴＳＣとＨＤＴＶの両立性のあるデジタル
放送が可能となる。
【００１６】
【実施例】
（実施例１）以下本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。
【００１７】本発明の実施例ではデジタルＨＤＴＶ信号
等のデジタル信号を送信、送信機と受信する受信機の組
み合わせからなる伝送装置と、磁気テープ等の記録媒体
に、ＨＤＴＶ信号等のデジタル信号を記録し、再生する
記録再生装置の双方を述べる。
【００１８】しかし本発明のデジタル変複調部と誤り訂
正のエンコーダ、デコーダとＨＤＴＶ信号等の画像符号
化のエンコーダ、デコーダの構成動作原理は、伝送装置
と記録再生装置に共通するもので基本的に同じ技術であ
る。従って、各実施例では効率的に説明するため、伝送
装置もしくは記録再生装置のいずれか一方のブロック図
を用いて本発明を説明する。又本発明の各々の実施例の
構成はＱＡＭ、ＡＳＫ、ＰＳＫのようにＣｏｎｓｔｅｌ
ｌａｔｉｏｎ上に信号点を配置する多値のデジタル変調
方式であれば、どの方式でも適用できるが、一つの変調
方式を用いて説明する。
【００１９】図１は本発明による伝送装置のシステム全
体図を示す。入力部２と分離回路部３と変調器４と送信
部５をもつ送信機１は複数の多重化された入力信号を分
離回路３により第１データ列，Ｄ1、と第２データ列，Ｄ
2、と第３データ列，Ｄ3に分離し変調器４により、変調
信号として送信部５より出力し、アンテナ６により、こ
の変調信号は伝送路７により人工衛星１０に送られる。
この信号は人工衛星１０においてはアンテナ１１で受信
され、中継器１２により増幅され、アンテナ１３により
再び地球へ送信される。
【００２０】送信電波は、伝送経路２１、３１、４１に
より第１受信機２３、第２受信機３３、第３受信機４３
に送られる。まず、第１受信機２３ではアンテナ２２を
介して入力部２４より入力し、復調器２５により第１デ
ータ列のみが復調され、出力部２６より出力される。こ
の場合第２データ列、第３データ列の復調能力はもたな
い。
【００２１】第２受信機３３では、アンテナ３２を介し
て入力部３４より出力した信号は復調機３５により第１
データ列と第２データ列が復調され、合成器３７により
一つのデータ列に合成され、出力部３６より出力され
る。
【００２２】第３受信機４３ではアンテナ４２からの入
力は入力部４４に入り復調器４５により第１データ列、
第２データ列、第３データ列の３つのデータ列が復調さ
れ合成器４７により一つのデータ群となり出力部４６よ
り出力される。
【００２３】以上のように同じ送信機１からの同一の周
波数帯の電波を受けても、上述の３つの受信機の復調器
の性能の違いにより受信可能な情報量が異なる。この特
長により一つの電波帯で性能の異なる受信機に対してそ
の性能に応じた両立性のある３つの情報を同時に伝送す
ることが可能となる。例えば同一番組のＮＴＳＣとＨＤ
ＴＶと超解像度型ＨＤＴＶの３つのデジタルＴＶ信号を
伝送する場合、スーパーＨＤＴＶ信号を低域成分、高域
差成分、超高域差成分に分離し、各々を第１データ列、
第２データ列、第３データ群に対応させれば、１チャン
ネルの周波数帯で両立性のある中解像度、高解像度、超
高解像度の３種のデジタルＴＶ信号を同時に放送でき
る。
【００２４】この場合、小型アンテナを用いた少値復調
の受信機ではＮＴＳＣ-ＴＶ信号を、中型アンテナを用
いた中値復調可能なの受信機ではＨＤＴＶ信号を、大型
アンテナを用いた多値復調可能なの受信機では超高解像
度型ＨＤＴＶを受信できる。図１をさらに説明するとＮ
ＴＳＣのデジタルＴＶ放送を行うデジタル送信機５１は
入力部５２より第１データ群と同様のデータのみを入力
し、変調器５４により変調し、送信機５５とアンテナ５
６により伝送路５７により衛星１０に送り伝送路５８に
より地球へ再び送信される。
【００２５】第１受信機２３では、デジタル送信機１か
らの受信信号を復調器２４により、第１データ列に相当
するデータを復調する。同様にして、第２受信機３３と
第３受信機４３は、第１データ列と同じ内容のデータ群
を復調する。つまり３つの受信機は、デジタル一般ＴＶ
放送等のデジタル放送も受信できる。
【００２６】では、各部の説明をする。図２は送信機１
のブロック図である。
【００２７】入力信号は入力部２に入り、分離回路３で
第１データ列信号と第２データ列信号と第３データ列信
号の３つのデジタル信号に分離される。
【００２８】例えば映像信号が入力された場合、映像信
号の低域成分を第１データ列信号、映像信号の高域成分
を第２データ列信号、映像信号の超高域成分を第３デー
タ列信号に割り当てることが考えられる。分離された３
つの信号は、変調器４の内部の変調入力部６１に入力さ
れる。ここでは外部信号に基づき信号点の位置を変調も
しくは変更する信号点位置変調／変更回路６７があり外
部信号に応じて信号点の位置を変調もしくは変更する。
変調器４の中では直交した２つの搬送波の各々に振幅変
調を行い、多値のＱＡＭ信号を得る。変調入力部６１か
らの信号は第１ＡＭ変調器６２と第２ＡＭ変調器６３に
送られる。cos(2πfct)なる搬送波発生器６４からの搬
送波のうち一つは第１ＡＭ変調器６２によりＡＭ変調さ
れ、合成器６５に送られ、もう一つの搬送波はπ/2移相
器６６に送られ９０°移相されて、sin（2πfct）の状
態で第２ＡＭ変調器６３に送られ、多値の振幅変調を受
けた後、合成器６５で、第２ＡＭ変調波と合成され、送
信部５により送信信号しとして出力される。この方式そ
のものは従来より一般的に実施されているため詳しい動
作の説明は省略する。
【００２９】図３の１６値の一般的なＱＡＭの信号スペ
ースダイアグラムの第１象限を用い動作を説明する。変
調器４で発生する全ての信号は、直交した２つの搬送波
Acos2πfctのベクトル８１とBsin2πfctのベクトル８２
の２つのベクトルの合成ベクトルで表現できる。０点か
らの合成ベクトルの先端を信号点と定義すると、１６値
ＱＡＭの場合ａ1、ａ2、ａ3、ａ4の４値の振幅値とｂ1、
ｂ2、ｂ3、ｂ4の４値の振幅値の組み合わせにより合計
１６ケの信号点が設定できる。図３の第１象限では信号
点８３のＣ11、信号点８４のＣ12、信号点８５のＣ22、
信号点８６のＣ21の４つの信号が存在する。
【００３０】Ｃ11はベクトル０-ａ1とベクトル０-ｂ1の
合成ベクトルであり、Ｃ11＝ａ1cos2πfct−ｂ1sin2πf
ct＝Ａcos(2πfct＋dπ／2)となる。
【００３１】ここで図３の直交座標上における０−ａ1
間の距離をＡ1、ａ1−ａ2間をＡ2、０−ｂ1間をＢ1、ｂ
1−ｂ2間をＢ2と定義し、図上に示す。
【００３２】図４の全体ベクトル図に示すように、合計
１６ケの信号点が存在する。このため各点を４ｂｉｔの
情報に対応させることにより、４ｂｉｔの情報伝送が１
周期つまり１タイムスロット中に可能となる。
【００３３】図５に２進法で各点を表現した場合のその
一般的な割り付け例を示す。当然、各信号点間の距離が
離れている程、受信機の方で区別し易い。従って、一般
的には各信号点間の距離を、できるだけ離すような配置
にする。もし、特定の信号点間の距離を近付けた場合、
受信機ではその２点間の識別が困難となり、エラレート
が悪くなる。従って一般的には図５のように等間隔の配
置にするのが望ましいといわれている。従って１６ＱＡ
Ｍの場合Ａ１＝Ａ２／２なる信号点の配置が一般的に実
施されている。
【００３４】さて、本発明の送信機１の場合、まず、デ
ータを第１データ列と第２データ列場合により第３デー
タ列にに分割する。そして図６に示すように、１６ケの
信号点もしくは信号点群を４つの信号点群に分割し、第
１データ列の４つのデータをまず、各々の信号点群に割
り当てる。つまり第１データ列が１１の場合第１データ
象限の第１信号点群９１の４つの信号点のうちのいずれ
か一つを送信し、０１の場合は第２象限の第２信号点群
９２、００の場合、第３象限の第３信号点群９３、１０
の場合第４象限の第４信号点群９４、の中の各々４つの
信号点の中から一つの信号点を第２データ列の値に応じ
て選択して送信する。次に１６ＱＡＭの場合第２データ
列の２ｂｉｔ、４値のデータ、６４値ＱＡＭの場合４ｂ
ｉｔ、１６値のデータを９１、９２、９３、９４の各分
割信号点群の中の４つの信号点もしくは副信号点群に図
７のように割り当てる。どの象限も対象配置となる。信
号点の９１、９２、９３、９４への割り当ては第１デー
タ群の２ｂｉｔデータにより優先的に決められる。こう
して第１データ列の２ｂｉｔと第２データ列の２ｂｉｔ
は全く独立して送信できる。そして第１データ列は受信
機のアンテナ感度が一定値以上あれば４ＰＳＫ受信機で
も復調できる。アンテナにさらに高い感度があれば本発
明の変形１６ＱＡＭ受信機で第１データ群と第２データ
群の双方が復調できる。
【００３５】ここで図８に、第１データ列の２ビットと
第２データ列の２ビットの割り当て例を示す。
【００３６】この場合、ＨＤＴＶ信号を低域成分と高域
成分に分け第１データ列に低域映像信号を割り当て、第
２データ列に高域映像信号を割り当てることにより、４
ＰＳＫの受信システムでは第１データ列のＮＴＳＣ相当
の映像を、１６ＱＡＭ又は、６４ＱＡＭの受信システム
では第１データ列と第２データ列の双方が再生でき、こ
れらを加算して、ＨＤＴＶの映像を得ることができる。
【００３７】ただ図９のように信号点間距離を等距離に
した場合、４ＰＳＫ受信機からみて第１象限に斜線で示
した部分との間のスレシホルド距離がある。スレシホル
ド距離をＡTOとするとで４ＰＳＫを送るだけならＡTOの
振幅でよい。しかしをＡTOを維持しながら１６ＱＡＭを
送ろうとすると３ＡTOつまり３倍の振幅が必要である。
つまり、４ＰＳＫを送信する場合に比べて、９倍のエネ
ルギーを必要とする。何も配慮をしないで４ＰＳＫの信
号点を１６ＱＡＭモードで送ることは電力利用効率が悪
い。また搬送波の再生も難しくなる。衛星伝送の場合使
用できる電力は制約される。このような電力利用効率の
悪いシステムは、衛星の送信電力が増大するまで現実的
でない。将来デジタルＴＶ放送が開始されると４ＰＳＫ
の受信機が大量に出回ることが予想されている。一旦普
及した後にはこれらの受信感度を上げることは受信機の
両立性の問題が発生するため不可能といえる。従って、
４ＰＳＫモードの送信電力は減らせない。このため１６
ＱＡＭモードで疑似４ＰＳＫの信号点を送る場合、送信
電力を従来の１６ＱＡＭより下げる方式が必要となるこ
とが予想される。そうしないと限られた衛星の電力では
送信できなくなる。
【００３８】本発明の特徴は図１０のように図番９１〜
９４の４つの分割信号点群の距離を離すことにより、疑
似４ＰＳＫ型１６ＱＡＭ変調の送信電力を下げることが
できる点にある。
【００３９】ここで受信感度と送信出力との関係を明ら
かにするために図１に戻りデジタル送信機５１と第１受
信機２３の受信方式について述べる。
【００４０】まず、デジタル送信機５１と第１受信機２
３は一般的な伝送装置で、データ伝送もしくは放送を含
む映像伝送を行っている。図７に示すようにデジタル送
信機５１は４ＰＳＫ送信機であり、の図２で説明した多
値ＱＡＭの送信機１からＡＭ変調機能を除いたものであ
る。入力信号は入力部５２を介して変調器５４に入力さ
れる。変調器５４では変調入力部１２１により、入力信
号を２つの信号に分けて基準搬送波を位相変調する第１
−２相位相変調回路１２２と基準搬送波と９０°位相が
異なる搬送波を変調する第２−２相位相変調回路１２３
に送り、これらの位相変調波は合成器６５で合成され、
送信部５５により送信される。
【００４１】この時の変調信号スペースダイアグラムを
図１８に示す。４つの信号点を設定し、電力利用効率を
上げるために一般的には信号点間距離は等間隔にするの
が常識となっている。一つの例として、信号点１２５を
（１１）、信号点１２６を（０１）、信号点１２７を
（００）、信号点１２８を（１０）と定義した場合を示
す。この場合４ＰＳＫの第１受信機２３が満足なデータ
を受信するためにはデジタル送信機５１の出力に一定以
上の振幅値が要求される。図１８で説明すると第１受信
機２３がデジタル送信機５１の信号を４ＰＳＫで受信す
るのに最低必要な送信信号の最低振幅値つまり０−ａ1
間の距離をＡTOと定義すると送信限界の最低振幅ＡTO以
上で送信すれば、第１受信機２３が受信可能となる。
【００４２】次に第１受信機２３について述べる。第１
受信機２３は送信機１からの送信信号もしくはデジタル
送信機５１からの４ＰＳＫの送信信号を衛星１０の中継
器１２を介して、小型のアンテナ２２で受信し、復調器
２４により受信信号を４ＰＳＫ信号とみなして復調す
る。第１受信機２３は本来、デジタル送信機５１の４Ｐ
ＳＫまたは２ＰＳＫの信号を受信し、デジタルＴＶ放送
やデータ送信等の信号を受信するように設計されてい
る。
【００４３】図１９は第１受信機の構成ブロック図で衛
星１２からの電波をアンテナ２２で受信した、この信号
は入力部２４より入力した後、搬送波再生回路１３１と
π／２移相器１３２により搬送波と直交搬送波が再生さ
れ、各々第１位相検出回路１３３と第２位相検波回路１
３４により、直交している成分が各々独立して検波さ
れ、タイミング波抽出回路１３５によりタイムスロット
別に各々独立して識別され、第１識別再生回路１３６と
第２識別再生回路１３７により２つの独立した復調信号
は第１データ列再生部２３２により第１データ列に復調
され、出力部２６により出力される。
【００４４】ここで受信信号を図２０のベクトル図を用
いて説明する。デジタル送信機５１の４ＰＳＫの送信電
波に基づき第１受信機２３で受信され信号は、もし伝送
歪みやノイズが全くない理想的な条件では図２０の１５
１〜１５４の４つの信号点で表せる。
【００４５】しかし、実際は伝送路中のノイズと伝送系
の振幅歪みや位相歪みの影響を受け受信された信号点は
信号点の周囲のある一定の範囲に分布する。信号点から
離れると隣の信号点と判別できなくなるためエラーレー
トが次第に増え、ある設定範囲を越えるとデータを復元
できなくなる。最悪条件の場合でも設定されたエラーレ
ート以内で復調するためには隣接信号点間距離をとれば
よい。この距離を２ＡROと定義する。４ＰＳＫの限界受
信入力の時信号点１５１が図２０の｜０−ａR1｜≧
ＡR0、｜０−ｂR1｜≧ＡR0の斜線で示す第１弁別領域１
５５に入るように伝送システムを設定すれば、後は搬送
波が再生できれば復調できる。アンテナ２２の設定した
最低の半径値をｒ0とすると、送信出力をある一定以上
にすれば全てのシステムで受信できる。図１８における
送信信号の振幅は第１受信機２３の４ＰＳＫ最低受信振
幅値、ＡR0になるようにに設定する。この送信最低振幅
値をＡT0と定義する。このことによりアンテナ２２の半
径がｒ0以上なら受信条件が最悪であっても第１受信機
２３はデジタル送信機５１の信号を復調できる。本発明
の変形１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを受信する場合第１受信
機２３は搬送波を再生することが、困難となる。このた
め図２５（ａ）のように送信機１が（π／４＋ｎπ／
２）の角度上の位置に８つの信号点を配置し送信すれ
ば、４逓倍方式により搬送波を再生できる。又、図２５
（ｂ）のようにｎπ／８の角度の延長線上に１６ケの信
号点を配置すれば搬送波再生回路１３１に１６逓倍方式
の搬送波再生方式を採用することにより信号点が縮退し
疑似４ＰＳＫ型１６ＱＡＭ変調信号の搬送波を容易に再
生できる。この場合Ａ1／（Ａ1＋Ａ2）＝ｔａｎ（π／
８）となるように送信機１の信号点を設定し送信すれば
よい。ここでＱＰＳＫ信号を受信する場合を考えてみ
る。図２の送信機の信号点位置変調／変更回路６７のよ
うに信号点位置は（図１８）のＱＰＳＫ信号の信号点位
置をＡＭ等の変調を重畳することもできる。この場合第
１受信機２３の信号点位置復調部１３８は信号点の位置
変調信号もしくは位置変更信号をＰＭ，ＡＭ等の復調す
る。そして送信信号から第１データ列と復調信号を出力
する。
【００４６】次に送信機１に戻り図９のベクトル図を用
いてここで送信機１の１６ＰＳＫの送信信号を説明する
と図９のように信号点８３の水平ベクトル方向の振幅Ａ
1を図１８のデジタル送信機５１の４ＰＳＫ最低送信出
力ＡTOより大きくする。すると、図９の第１象限の信号
点８３、８４、８５、８６の信号は斜線で示す第１４Ｐ
ＳＫ受信可能領域８７に入る。これらの信号を第１受信
機２３で受信した場合、この４つの信号点は図２０の受
信ベクトル図の第１弁別領域に入る。従って、第１受信
機２３は図９の信号点８３、８４、８５、８６のいずれ
を受信しても図２０の信号点１５１と判断し、（１１）
なるデータをこのタイムスロットに復調する。このデー
タは図８に示したように、送信機１の第１分割信号点群
９１の（１１）、つまり第１データ列の（１１）であ
る。第２象限、第３象限、第４象限の場合も同様にして
第１データ列は復調される。つまり、第１受信機２３は
１６ＱＡＭもしくは３２ＱＡＭもしくは６４ＱＡＭの送
信機１からの変調信号の複数のデータ列のうち、第１デ
ータ列の２ｂｉｔのデータのみを復調することになる。
この場合は第２データ列や第３データ列の信号は全て第
１〜第４の分割信号点群９１に包含されるため第１デー
タ列の信号の復調には影響を与えない。しかし搬送波の
再生には影響を与えるので後で述べるような対策が必要
である。
【００４７】もし、衛星の中継器の出力に限界がないな
ら図９のような従来の信号点等距離方式の一般の１６〜
６４ＱＡＭで実現できる。しかし、前述のように地上伝
送と違い、衛星伝送では衛星の重量が増えると打ち上げ
コストが大幅に増大する。従って本体の中継器の出力限
界と太陽電池の電力の限界から送信出力は制約されてい
る。この状態はロケットの打ち上げコストが技術革新に
より安くならない限り当分続く。送信出力は通信衛星の
場合２０Ｗ、放送衛星でも１００Ｗ〜２００Ｗ程度であ
る。従って、図９のような信号点等距離方式の１６ＱＡ
Ｍで４ＰＳＫを伝送しようとした場合１６ＱＡＭの振幅
は２Ａ1＝Ａ2であるから３ＡTO必要となり電力で表現す
ると９倍必要となる。両立性をもたせるために４ＰＳＫ
の９倍の電力が必要である。かつ４ＰＳＫの第１受信機
も小型のアンテナで受信可能にしようとすると、現在、
計画されている衛星ではこれだけの出力を得ることは難
しい。例えば４０Ｗのシステムでは３６０Ｗ必要となり
経済的に実現できなくなる。
【００４８】ここで、考えてみると確かに全ての受信機
が同じ大きさのアンテナの場合、同じ送信電力なら等距
離信号点方式外地番効率がよい。しかし大きさの異なる
アンテナの受信機群とを組合わせたシステムを考えてみ
ると新たな伝送方式が構成できる。
【００４９】これを具体的に述べると４ＰＳＫは小型の
アンテナを用いた簡単で低コストの受信システムで受信
させ受信者数を増やす。次に１６ＱＡＭは中型アンテナ
を用いた高性能であるが高コストの多値復調受信システ
ムで受信させ投資に見合ったＨＤＴＶ等の高付加価値サ
ービスを行い特定の受信者に対象を限定すればシステム
として成立する。こうすれば送信出力を若干増加させる
だけで４ＰＳＫと１６ＱＡＭ、場合により６４ＤＭＡを
階層的に送信することができる。
【００５０】例えば図１０のようにＡ１＝Ａ２となるよ
うに信号点間隔をとることにより、全送信出力を下げる
ことができる。この場合４ＰＳＫを送信するための振幅
Ａ(４)はベクトル９５で表現でき、２Ａ1 2の平方根とな
る。全体の振幅Ａ(１６)はベクトル９６で表現でき（Ａ
1＋Ａ2）2＋（Ｂ1＋Ｂ2）2の平方根となる。
【００５１】 ｜Ａ(４)｜2＝Ａ1 2＋Ｂ1 2＝ＡTO 2＋ＡTO 2＝２ＡTO 2 ｜Ａ(１６)｜2＝（Ａ1＋Ａ2）2＋（Ｂ1＋Ｂ2）2＝４Ａ
TO 2＋４ＡTO 2＝２８ＡTO 2 ｜Ａ(１６)｜／｜Ａ(４)｜＝２ つまり、４ＰＳＫを送信する場合の２倍の振幅、４倍の
送信エネルギーで送信できる。等距離信号点で伝送する
一般的な受信機では変形１６値ＱＡＭの復調はできない
がＡ1とＡ2の２つの閾値を予め設定することにより第２
受信機３３で受信できる。図１０の場合、第１分割信号
点群９１の中の信号点の最短距離はＡ1であり、４ＰＳ
Ｋの信号点間距離２Ａ1と比べるとＡ2／２Ａ1なる。Ａ1
＝Ａ2より１／２の信号点間距離となり、同じエラーレ
ートを得ようとすると２倍の振幅の受信感度、エネルギ
ーでは４倍の受信感度が必要となる。４倍の受信感度を
得るには、第２受信機３３のアンテナ３２の半径ｒ2を
第１受信機２３のアンテナ２２の半径半径ｒ1に比べて
２倍すなわちｒ2＝２ｒ1にすればよい。例えば第１受信
機２３のアンテナが直径３０cmなら第２受信機３３のア
ンテナ直径を６０cmにすれば実現できる。このことによ
り第２データ列の復調により、これをＨＤＴＶの高域成
分に割り当てればＨＤＴＶ等の新たなサービスが同一チ
ャンネルで可能となる。サービス内容が倍増することか
ら受信者はアンテナと受信機の投資に見合った分のサー
ビスを受けることができる。従って第２受信機３３はそ
の分高コストでもよい。ここで、４ＰＳＫのモード受信
のために最低送信電力が決まっているため、図１０のＡ
1とＡ2の比率により４ＰＳＫの送信電力に対する変形１
６ＡＰＳＫの送信電力比ｎ16と第２受信機３３のアンテ
ナ半径ｒ2が決定する。
【００５２】この最適化を計るため計算してみると、４
ＰＳＫの最低必要な送信エネルギーは{（Ａ1＋Ａ2）／
Ａ1}2倍これをｎ16と定義すると、変形１６値ＱＡＭで
受信するときの信号点間距離はＡ2、４ＰＳＫで受信す
るときの信号点間距離は２Ａ1、信号点間距離の比率は
Ａ2／２Ａ、であるから受信アンテナの半径をｒ2とする
と図１１のような関係となる。曲線１０１は送信エネル
ギー倍率ｎ16と第２受信機２３のアンテナ２２の半径ｒ
2の関係を表す。
【００５３】点１０２は等距離信号点の場合の１６ＱＡ
Ｍを送信する場合で、前述のとおり９倍の送信エネルギ
ーを必要とし実用的ではない。図１１からｎ16を５倍以
上増やしても第２受信機２３のアンテナ半径ｒ2はさほ
ど小さくならないことがグラフからわかる。
【００５４】衛星の場合、送信電力は限定されており、
一定値以上はとれない。このことからｎ１６は５倍以下
が望ましいことが明らかになる。この領域を図１１の領
域１０３の斜線で示す。例えばこの領域内なら例えば点
１０４は送信エネルギー４倍で第２受信機２３のアンテ
ナ半径ｒ2は２倍になる。また、点１０５は送信エネル
ギーが２倍でｒ2は約５倍になる。これらは、実用化可
能な範囲にある。
【００５５】ｎ16が５より小さいことをＡ1とＡ2で表現
すると ｎ16＝((Ａ1＋Ａ2)／Ａ1)2≦５ Ａ2≦１.２３Ａ1 図１０から分割信号点群間の距離を２Ａ(4)，最大振巾
を２Ａ(16)とすると、Ａ(4)とＡ(16)−Ａ(4)はＡ1とＡ2
に比例する 従って{Ａ(16)}2≦５{Ａ(14)}2とすればよい。
【００５６】次に変形の６４ＡＰＳＫ変調を用いた例を
示す。第３受信機４３は、６４値ＱＡＭ復調ができる。
【００５７】図１２のベクトル図は図１０のベクトル図
の分割信号点群を４値から１６値に増加させた場合であ
る。図１２の第１分割信号点群９１の中には信号点１７
０を始めとして４×４＝１６値の信号点が等間隔に配置
されている。この場合、４ＰＳＫとの両用性をもたせる
ため送信振巾のＡ1≧ＡTOに設定しなければならない。
第３受信機４３のアンテナの半径をｒ3として、送信、
出力信号ｎ６４と定義した場合のｒ3の値を、同様にし
て求めると ｒ3 2＝{６2／(ｎ−１)}ｒ1 2 となり、図１３ ６４値ＱＡＭの半径ｒ3−出力倍数ｎの
ようなグラフとなる。
【００５８】ただし、図１２のような配置では第２受信
機３３で受信した場合４ＰＳＫの２ｂｉｔしか復調でき
ないので第１、第２、第３の３つの両立性を成立させる
には、第２受信機３３に変形６４値ＱＡＭ変調波から変
形１６値ＱＡＭを復調する機能をもたせることが望まし
い。
【００５９】図１４のように３階層の信号点のグルーピ
ングを行うことにより３つの受信機の両立性が成立す
る。第１象限だけで説明すると、第１分割分割信号点群
９１は第１データ列の２ｂｉｔの（１１）を割りあてた
ことは述べた。
【００６０】次に、第１副分割信号点群１８１には第２
データ列の２ｂｉｔの（１１）を割りあてる。第２副分
割信号点群１８２には（０１）を、第３副分割信号点群
１８３には（００）を第４副分割信号点群１８４には
（１０）を割りあてる。このことは図７と等価である。
【００６１】図１５の第１象限のベクトル図を用いて第
３データ列の信号点配置を詳しく説明すると例えば信号
点２０１，２０５，２０９，２１３を（１１）、信号点
２０２，２０６，２１０，２１４を（０１）、信号点２
０３，２０７，２１１，２１５を（００）、信号点２０
４，２０８，２１２，２１６を（１０）とすれば、第３
データ列の２ｂｉｔのデータを第１データ、第２データ
と独立して、３階層の２ｂｉｔデータが独立して伝送で
きる。
【００６２】６ｂｉｔのデータが送るだけでなく本発明
の特徴として３つのレベルの性能の異なる受信機で、２
ｂｉｔ，４ｂｉｔ，６ｂｉｔの異なる伝送量のデータが
伝送できしかも、３つの階層の伝送間の両立性をもたせ
ることができる。
【００６３】ここで、３階層伝送時の両立性をもたせる
ために必要な信号点の配置方法を説明する。
【００６４】図１５にあるように、まず、第１データ列
のデータを第１受信機２３で受信させるためには、Ａ1
≧ＡTOであることはすでに述べた。
【００６５】次に第２データ列の信号点、例えば図１０
の信号点９１と図１５の副分割信号点群の１８２，１８
３，１８４の信号点と区別できるように信号点間距離を
確保する必要がある。
【００６６】図１５では２／３Ａ2だけ離した場合を示
す。この場合第１副分割信号点群１８１の内部の信号点
２０１，２０２の信号点間距離はＡ2／６となる。第３
受信機４３で受信する場合に必要な受信エネルギーを計
算する。この場合、アンテナ３２の半径をｒ3として、
必要な送信エネルギーを４ＰＳＫ送信エネルギーのｎ64
倍であると定義すると、ｒ3 2＝(１２ｒ1)2／(ｎ−１)と
なる このグラフは図１６の曲線２２１で表せる。例えば点２
２２，２２３の場合４ＰＳＫ送信エネルギーの６倍の送
信エネルギーが得られれば８倍の半径のアンテナで、ま
た９倍の送信エネルギーなら６倍のアンテナで第１、第
２、第３のデータ列が復調できることがわかる。この場
合、第２データ列の信号点間距離が２／３Ａ2と近づく
ためｒ2 2＝（３ｒ1）2／（ｎ−１）となり曲線２２３の
ように若干第２受信機３３のアンテナ３２を大きくする
必要がある。
【００６７】この方法は、現時点のように衛星の送信エ
ネルギーが小さい間は第１データ列と第２データ列を送
り、衛星の送信エネルギーが大巾に増加した将来におい
て第１受信機２３や第２受信機３３の受信データを損な
うことなく、また改造することなく第３データ列を送る
ことができるという両立性と発展性の両面の大きな効果
が得られる。
【００６８】受信状態を説明するために、まず第２受信
機３３から述べる。前述の第１受信機２３が本来半径ｒ
1の小さいアンテナでデジタル送信機５１の４ＰＳＫ変
調信号及び送信機１の第１データ列を復調できるように
設定してあるのに対し、第２受信機３３では送信機１の
図１０に示した１６値の信号点つまり第２データ列の１
６ＱＡＭの２ビットの信号を完全に復調できる。第１デ
ータ列と合わせて４ｂｉｔの信号を復調できる。この場
合Ａ1，Ａ2の比率が送信機により異なる。このデータを
図２１の復調制御部２３１で設定し、復調回路に閾値を
送る。これによりＡＭ復調が可能となる。
【００６９】図２１の第２受信機３３のブロック図と、
図１９の第１受信機２３のブロック図はほぼ同じ構成で
ある。違う点は、まずアンテナ３２がアンテナ２２より
大きい半径ｒ2をもっている点にある。このため、より
信号点間距離の短い信号を弁別できる。次に、復調器３
５の内部に復調制御部２３１と、第１データ列再生部２
３２と第２データ列再生部２３３をもつ。第１識別再生
回路１３６は変形１６ＱＡＭを復調するためＡＭ復調機
能をもっている。この場合、各搬送波は４値の値をも
ち、零レベルと±各２値の閾値をもつ。本発明の場合、
変形１６ＱＡＭ信号のため、図２２の信号ベクトル図の
ように閾値が送信機の送信出力により異なる。従って、
ＴＨ16を基準化したスレシホールド値とすると、図２２
から明らかなように ＴＨ16＝（Ａ1＋Ａ2／２）／（Ａ1＋Ａ2） となる。
【００７０】このＡ１，Ａ２もしくはＴＨ16及び、多値
変調の値ｍの復調情報は、送信機１より、第１データ列
の中に含めて送信される。また復調制御部２３１が受信
信号を統計処理し復調情報を求める方法もとれる。
【００７１】図２６を用いてシフトファクターＡ1／Ａ2
の比率を決定していく方法を説明する。Ａ1／Ａ2を変え
ると閾値が変わる。受信機側で設定したＡ1／Ａ2が送信
機側で設定したＡ1／Ａ2の値から離れるに従いエラーは
増える。図２６の第２データ列再生部２３３からの復調
信号を復調制御回路２３１にフィールドバックしてエラ
ーレートの減る方向にシフトファクターＡ1／Ａ2を制御
することにより第３受信機４３はシフトファクターをＡ
1／Ａ2を復調しなくても済むため回路が簡単になる。ま
た送信機はＡ1／Ａ2を送る必要がなくなり伝送容量が増
えるという効果がある。これを第２受信機３３に用いる
こともできる。
【００７２】復調制御回路２３１はメモリー２３１ａを
持つ。ＴＶ放送のチャンネル毎に異なるしきい値、つま
りシフト比や信号点数や同期ルールを記憶し再びそのチ
ャンネルを受信するとき、この値を呼び出すことにより
受信が速く安定するという効果がある。
【００７３】この復調情報が不明の場合、第２データ列
の復調は困難となる。以下、（図２４）のフローチャー
トを用いて説明する。
【００７４】復調情報が得られない場合でもステップ３
１３の４ＰＳＫの復調及びステップ３０１の第１データ
列の復調はできる。そこで、ステップ３０２で第１デー
タ列再生部２３２で得られる復調情報を復調制御部２３
１に送る。復調制御部２３１はステップ３０３でｍが４
又は２ならステップ３１３の４ＰＳＫもしくは２ＰＳＫ
の復調を行う。ＮＯならステップ３０４でｍが８又は１
６ならステップ３０５へ向う。ＮＯの場合はステップ３
１０へ向う。ステップ３０５ではＴＨ８とＴＨ１６の演
算を行う。ステップ３０６で復調制御部２３１はＡＭ復
調の閾値ＴＨ１６を第１識別再生回路１３６と第２識別
再生回路１３７に送り、ステップ３０７、３１５で変形
１６ＱＡＭの復調と第２データ列の再生がなされる。ス
テップ３０８でエラーレートがチェックされ、悪い場合
はステップ３１３に戻り、４ＰＳＫ復調を行なう。
【００７５】またこの場合、図２２の信号点８５．８３
はｃｏｓ（ωｔ＋ｎπ／２）の角度上にあるが、信号点
８４．８６はこの角度上にない。従って図２１の第２デ
ータ列再生部２３３より搬送波再生回路１３１へ第２デ
ータ列の搬送波送出情報を送り信号点８４．８６のタイ
ミングの信号からは搬送波を抽出しないように設定して
ある。
【００７６】第２データ列が復調不能な場合を想定して
送信機１は第１データ列によりを搬送波タイミング信号
を間欠的に送っている。この信号により第２データ列が
復調できなくても、第１データ列のみでも信号点８３．
８５がわかる。このため、搬送波再生回路１３１に搬送
波送出情報を送ることにより搬送波が再生できる。
【００７７】次に送信機１より、図２３に示すような変
形６４ＱＡＭの信号が送られてきた場合、図２４のフロ
ーチャートに戻るとステップ３０４でｍが１６でないか
判断されステップ３１０でｍが６４以下かがチェックさ
れ、ステップ３１１で等距離信号点方式でない場合、ス
テップ３１２に向かう。ここでは変形６４ＱＡＭ時の信
号点間距離ＴＨ64を求めると ＴＨ64＝（Ａ1＋Ａ2／２）／（Ａ1＋Ａ2） であり、ＴＨ16と同じである。しかし、信号点間距離が
小さくなる。
【００７８】第１副分割信号点群１８１の中にある信号
点間の距離をＡ3とすると、第１副分割信号点群１８１
と第２副分割信号点群１８２の距離は（Ａ2−２Ａ3）、
基準化すると（Ａ2−２Ａ3）／（Ａ1＋Ａ2）となる。こ
れをｄ64と定義すると、ｄ64が第２受信機３３の弁別能
力Ｔ2以下である場合、弁別できない。この場合、ステ
ップ３１３で判断し、ｄ64が許容範囲外であればステッ
プ３１３の４ＰＳＫモードに入る。弁別範囲にある場合
はステップ３０５へ向い、ステップ３０７の１６ＱＡＭ
の復調を行う。ステップ３０８でエラーレートが大きい
場合は、ステップ３１３の４ＰＳＫモードに入る。
【００７９】この場合、送信機１が図２５（ａ）に示す
ような信号点の変形８ＱＡＭ信号を送信すれば、全ての
信号点がｃｏｓ（２πｆ＋ｎ・π／４）の角度上にある
ため、４逓倍回路により、全ての搬送波が同じ位相に縮
退されるため搬送波の再生が簡単になるという効果が生
まれる。この場合、配慮をしていない４ＰＳＫ受信機で
も第１データ列の２ｂｉｔは復調でき、第２受信機３３
では第２データ列の１ｂ 図２５（ａ）と図２５（ｂ）
の信号点配置図は極座標方向（ｒ，θ）にシフトした信
号点を追加した場合のＣ−ＣＤＭの信号点を示す。さき
に述べた直交座標上つまりＸＹ方向に信号点をシフトさ
せたＣ−ＣＤＭを直交座標系Ｃ−ＣＤＭと呼び、極座標
系つまりｒ，θ方向に信号点をシフトさせたＣ−ＣＤＭ
を極座標系Ｃ−ＣＤＭを極座標系Ｃ−ＣＤＭと呼ぶ。
【００８０】まず図２５（ａ）の８ＰＳ−ＡＰＳＫの信
号点配置図は、ＱＰＳＫの４つの信号点の各々に極座標
における半径ｒ方向にシフトした信号点をもう１つずつ
追加したものである。こうして、図２５（ａ）に示すよ
うにＱＰＳＫから８つの信号点をもつ極座標Ｃ−ＣＤＭ
のＡＰＳＫが実現する。これは極座標上において極（Ｐ
ｏｌｅ）をシフトさせた信号点を追加したＡＰＳＫであ
ることからShifted Pole-APSK略してＳＰ−ＡＰＳＫと
呼ぶ。この場合、図１３９に示すようにシフトファクタ
ーＳ1を用いることによりＱＰＳＫに追加された信号点
８５の座標が定義できる。８ＰＳ−ＡＰＳＫの信号点は
標準のＱＰＳＫの極座標（ｒ0，θ0）の信号点８３を半
径ｒ方向にＳ1ｒ0だけシフトさせた位置の信号点（（Ｓ
1＋１）ｒ0，θ0）を追加したものである。こうしてＱ
ＰＳＫと同じ２ｂｉｔのサブチャンネル１に１ｂｉｔの
サブチャンネル２が追加される。
【００８１】また、図１４０のコンステレーション図に
示すように、座標（ｒ0，θ0）、（ｒ0＋Ｓ1ｒ0、θ0）
の８つの信号点に半径ｒ方向にＳ２ｒｏだけシフトさせ
た信号点を追加することにより新たに（ｒ0＋Ｓ2ｒ0、
θ0）と（ｒ0＋Ｓ1ｒ0＋Ｓ2ｒ0、θ0）の１ｂｉｔの信
号点が追加される。これは２種類の配置があるため１ｂ
ｉｔのサブチャンネルが得られる。これを１６ＰＳ−Ａ
ＰＳＫと呼び、２ｂｉｔのサブチャンネル１と１ｂｉｔ
のサブチャンネル２と１ｂｉｔのサブチャンネル３をも
つ。１６−ＰＳ−ＡＰＳＫもθ＝１／４（２ｎ＋１）π
上に信号点があるため図１９で説明した通常のＱＰＳＫ
受信機で搬送波が再生できるため第２サブチャンネルは
復調できないが２ｂｉｔの第１サブチャンネルは復調で
きる。このように極座標方向にシフトするＣ−ＣＤＭ方
式はＰＳＫとくに現在の衛星放送において主流であるＱ
ＰＳＫ受信機と互換性を保ちながら伝送情報量を拡張で
きるという効果がある。このためＰＳＫを使った第一世
代の衛星放送の視聴者を失うことなく第２世代のＡＰＳ
Ｋを使った多値変調の情報量の多い衛星放送へと互換性
を保ちながら拡張できる。
【００８２】図２５（ｂ）の場合の信号点は極座標にお
ける角度＝π／８の上にある。これは１６ＰＳＫの信号
点の各象限４ケのつまり計１６ケの信号点のうち各象限
３ケつまり１２ケの信号点に限定している。限定するこ
とにより、荒く見た場合、この３ケの信号点を一つの信
号点とみなし全体で４個のＱＰＳＫの信号点とみなすこ
とができる。こうして前述場合と同様にして、ＱＰＳＫ
受信機を用いて第１サブチャンネルを再生できる。
【００８３】これらの信号点はθ＝π／４、θ＝π／４
＋π／８、θ＝π／４−π／８の角度上に配置される。
つまり角度π／４上にあるＱＰＳＫの信号点を極座標
の角度方向に±π／８シフトさせた信号点を追加したも
のである。θ＝π／４±π／８の範囲にあるため、略々
θＰＳＫのθ＝π／４上の１つの信号点とみなせる。こ
の場合のエラーレートは若干悪くなるが図１９に示すＱ
ＰＳＫの受信機２３により４つの角度上の信号点とは弁
別できるため復調でき２ｂｉｔのデータが再生される。
【００８４】角度シフトＣ−ＣＤＭの場合、角度がπ／
ｎ上にある場合、搬送波再生回路は、他の実施例と同様
にｎ逓倍回路により、搬送波は再生できる。またπ／ｎ
上にない場合は、他の実施例の場合と同様にキャリア情
報を一定期間に数ケ送ることにより、搬送波が再生でき
る。
【００８５】また、図１４１に示すようにＱＰＳＫ又は
８−ＳＰ−ＡＰＳＫの信号点間の極座標における角度を
２θ0、第１次角度シフトファクターをＰ1とすると信号
点を２つに分割し角度θ方向に±Ｐ1θ0だけシフトさせ
ることにより、ＱＰＳＫの場合（ｒ0，θ0＋Ｐ1θ0）と
（ｒ0，θ0−Ｐ1θ0）の２つの信号点に分割され信号点
の数が倍になる。こうして１ｂｉｔのサブチャンネル−
３が追加される。これをＰ＝Ｐ1の８−ＳＰ−ＰＳＫと
呼ぶ。図１４２に示すようにこの８−ＳＰ−ＰＳＫの信
号点を半径ｒ方向にＳ1ｒ0だけシフトさせた信号点を加
えたものを１６−ＳＰ−ＡＰＳＫ（Ｐ，Ｓ1型）と呼
ぶ。位相が同じである８ＰＳ−ＰＳＫによりサブチャン
ネル１．２が再生できる。さて、ここで図２５（ｂ）に
戻る。極座標系の角度シフトを用いたＣ−ＣＤＭは図１
４１のようにＰＳＫに適用できるため、第一世代の衛星
放送にも用いることができる。しかし、第２世代のＡＰ
ＳＫの衛星放送に用いた場合、図１４２に示すように極
座標系Ｃ−ＣＤＭはグループ内の信号点の間隔を均一に
とることができない。従って電力利用効率が悪い。一方
直交座標時のＣ−ＣＤＭはＰＳＫとの互換性がよくな
い。
【００８６】図２５（ｂ）の方式は直交座標系と極座標
系の双方に互換性をもつ。信号点を１６ＰＳＫの角度上
に配置しているので、１６ＰＳＫにより復調できるとと
もに、信号点をグルーピングしてあるためＱＰＳＫ受信
機でも復調できる。また直交座標上にも配置してあるた
め１６−ＳＲＱＡＭでも復調できる。ＱＰＳＫ、１６Ｐ
ＳＫ、１６−ＳＲＱＡＭの３つの間の極座標系と直交座
標系Ｃ−ＣＤＭ間の互換性を実現しながら拡張できると
いう大きな効果がある方式である。ｉｔが再生でき、合
計３ｂｉｔ再生できる。
【００８７】次に第３受信機４３について述べる。図２
６は第３受信機４３のブロック図で、図２１の第２受信
機３３とほぼ同じ構成となる。違う点は第３データ列再
生部２３４が追加されていることと識別再生回路に８値
の識別能力があることにある。アンテナ４２の半径ｒ3
がｒ2よりさらに大きくなるため、より信号点間距離の
近い信号、例えば３２値ＱＡＭや６４値ＱＡＭも復調で
きる。このため、６４値ＱＡＭを復調するため、第１識
別再生回路１３６は検信号波に対し、８値のレベルを弁
別する必要がある。この場合７つの閾値レベルが存在す
る。このうち１つは０のため１つの象限には３つの閾値
が存在する。
【００８８】図２７の信号スペースダイアグラムに示す
ように、第１象限では３つの閾値が存在する。
【００８９】図２７に示すように３つの正規化された閾
値、ＴＨ１64とＴＨ２64とＴＨ３64が存在する。
【００９０】 ＴＨ１64＝（Ａ1＋Ａ3／２）／（Ａ1＋Ａ2） ＴＨ２64＝（Ａ1＋Ａ2／２）／（Ａ1＋Ａ2） ＴＨ３64＝（Ａ1＋Ａ2−Ａ3／２）／（Ａ1＋Ａ2） で表わせる。
【００９１】この閾値により、位相検波した受信信号を
ＡＭ復調することにより、図２１で説明した第１データ
列と第２データ列と同様にして第３データ列のデータが
復調される。図２３のように第３データ列は例えば第１
副分割信号群１８１の中の４つの信号点２０１、２０
２、２０３、２０４の弁別により、４値つまり２ｂｉｔ
とれる。こうして６ｂｉｔつまり変形６４値ＱＡＭの復
調が可能となる。
【００９２】この時の復調制御部２３１は第１データ列
再生部２３２の第１データ列に含まれる復調情報によ
り、ｍ、Ａ1、Ａ2、Ａ3の値がわかるのでその閾値ＴＨ
１64とＴＨ２64とＴＨ３64を計算して第１識別再生回路
１３６と第２識別再生回路１３７に送り、変形６４ＱＡ
Ｍ復調を確実に行うことができる。この場合復調情報に
はスクランブルがかかっているので許可された受信者し
か６４ＱＡＭを復調できないようにすることもできる。
図２８は変形６４ＱＡＭの復調制御部２３１のフローチ
ャートを示す。（図２４）の１６値ＱＡＭのフローチャ
ートと違う点のみを説明する。図２８のステップ３０４
よりステップ３２０になりｍ＝３２ならステップ３２２
の３２値ＱＡＭを復調する。NOならステップ３２１でｍ
＝６４か判別し、ステップ３２３でＡ3が設定値以下か
ら再生できないため、ステップ３０５に向い、図２４と
同じフローチャートになり、変形１６ＱＡＭの復調を行
なう。ここでステップ３２３に戻ると、Ａ3が設定値以
上ならステップ３２４で閾値の計算を行い、ステップ３
２５で第１、第２識別再生回路へ３つの閾値を送りステ
ップ３２６で変形６４ＱＡＭの再生を行い、ステップ３
２７で第１、第２、第３データの再生を行い、ステップ
３２８でエラーレートが大きければステップ３０５に向
い１６ＱＡＭ復調をして小さければ６４ＱＡＭ復調を継
続する。
【００９３】ここで、復調に重要な搬送波再生方式につ
いて述べる。本発明は変形１６ＱＡＭや、変形６４ＱＡ
Ｍの第１データ列を４ＰＳＫ受信機で再生させるところ
に特徴の一つがある。この場合、通常の４ＰＳＫ受信機
を用いた場合は搬送波の再生が困難となり正常な復調が
できない。これを防止するため送信機側と受信機側でい
くつかの対策が必要となる。
【００９４】本発明による方法として２通りの方式があ
る。第１の方式は一定規則基つき間欠的に（２ｎー１）
π／４の角度上の信号点を送る方法である。第２の方式
はｎπ／８の角度上に略略、全ての信号点を配置し送信
する方法である。
【００９５】第一の方法は、図３８に示したように４つ
の角度、π／４、３π／４、５π／４、７π／４の角度
上にある信号点例えば信号点８３、８５の信号を送る
時、図３８の送信信号のタイムチャート図の中のタイム
スロット群４５１のうち斜線で示す間欠的に送られる同
期タイムスロット４５２、４５３、４５４、４５５をあ
る一定の規則に基ずき設定する。そして、この期間中に
必ず上記角度上の８つの信号点の中のひとつの信号点を
送信する。それ以外のタイムスロットでは任意の信号点
を送信する。そして送信機１は、このタイムスロットを
送る上記の規則を図４１に示すデータの同期タイミング
情報部４９９に配置して送信する。
【００９６】この場合の送信信号の内容を図４１を用い
てさらに詳しく説明すると同期タイムスロット４５２、
４５３、４５４、４５５を含むタイムスロット群４５１
は１つの単位データ列４９１、Ｄｎを構成する。
【００９７】この信号には同期タイミング情報の規則に
基づき間欠的に同期タイムスロットが配置されているの
で、この配置規則がわかれば、同期タイムスロットにあ
る情報を抽出することにより搬送波再生は容易にでき
る。
【００９８】一方データ列４９２のフレームの先頭部分
には、Ｓで示す同期領域４９３がありこれは斜線で示す
同期タイムスロットだけで構成されている。この構成に
より上記の搬送波再生用の抽出情報が多くなるので４Ｐ
ＳＫ受信機の搬送波再生が確実にしかも早くできるとい
う効果がある。
【００９９】この同期領域４９３は、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３
で示す同期部４９６、４９７、４９８、等を含み、この
部分には、同期のためのユニークワードや前述の復調情
報が入っている。さらにＩTで示す位相同期信号配置情
報部４９９もあり、この中には、位相同期タイムスロッ
トの配置間隔の情報や配置規則の情報等の情報が入って
いる。
【０１００】位相同期タイムスロットの領域の信号点は
特定の位相しかもたないため搬送波は４ＰＳＫ受信機で
も再生できるため、位相同期部配置情報ＩTの内容は確
実に再生できるため、この情報入手後は搬送波を確実に
再生できる。
【０１０１】図４１の同期領域４９３の次に復調情報部
５０１があり、変形多値ＱＡＭ信号を復調するときに必
要なスレシホルド電圧に関する復調情報が入っている。
この情報は多値ＱＡＭの復調に重要なので、図４１の同
期領域５０２のように同期領域の中に復調情報５０２を
入れると復調情報の入手がより確実になる。
【０１０２】図４２はＴＤＭＡ方式によりバースト状の
信号を送る場合の信号配置図である。図４１との違いは
データ列４９２、Ｄｎと他のデータ列との間にガードタ
イム５２１が設けられ、この期間中、送信信号は送信さ
れない。またデータ列４９２の先頭部には同期をとるた
めの同期部５２２が設けられている。この期間中は前述
の（２ｎ−１）π／４の位相の信号点しか送信されな
い。従って４ＰＳＫの復調器でも搬送波が再生できる。
こうしてＴＤＭＡ方式でも同期及び搬送波再生が可能と
なる。
【０１０３】次に図１９の第１受信機２３の搬送波再生
方式について図４３と図４４を用いて詳しく述べる。図
４３において入力した受信信号は入力回路２４に入り、
同期検波回路５４１で同期検波された復調信号の１つは
出力回路５４２に送られ出力され、第１データ列が再生
される。抽出タイミング制御回路５４３で図４１の位相
同期部配置情報部４９９が再生され、どのタイミングで
（２ｎ−１）π／４の位相同期部の信号が入ってくるか
わかり、図４４のような間欠的な位相同期制御信号５６
１が送られる。復調信号は逓倍回路５４５に送られ、４
逓倍されて搬送波再生制御回路５４に送られる。図４４
の信号５６２のように真の位相情報５６３の信号とそれ
以外の信号を含む。タイミングチャート５６４の中の斜
線に示すように（２ｎー１）π／４の位相の信号点から
なる位相同期タイムスロット４５２が間欠的に含まれ
る。これを位相同期制御信号５６４を用いて搬送波再生
制御回路５４４により、サンプリングすることにより位
相標本信号５６５が得られる。これをサンプリングホー
ルドすることにより、所定の位相信号５６６が得られ
る。この信号はループフィルタ５４６を通り、ＶＣＯ５
４７に送られ搬送波が再生され、同期検波回路５４１に
送られる。こうして図３９の斜線に示すような（２ｎー
１）π／４の位相の信号点が抽出される。この信号を基
に４逓倍方式により正確な搬送波が再生できる。この
時、複数の位相が再生されるが図４１の同期部４９６に
ユニークワードを入れることににより、搬送波の絶対位
相を特定できる。
【０１０４】図４０のように変形６４ＱＡＭ信号を送信
する場合、略略（２ｎー１）π／４の位相の斜線で示す
位相同期領域４７１の中の信号点に対してのみ位相同期
タイムスロット４５２、４５２ｂ等を送信機は送る。こ
のため通常の４ＰＳＫ受信機では搬送波は再生できない
が、４ＰＳＫの第１受信機２３でも、本発明の搬送波再
生回路を装備することのより搬送波が再生できるという
効果がある。
【０１０５】以上はコスタス方式の搬送波再生回路を用
いた場合である。次に逆変調方式搬送波再生回路に本発
明を用いた場合を説明する。
【０１０６】図４５は本発明の逆変調方式搬送波再生回
路を示す。入力回路２４からの受信信号は同期検波回路
５４１により、復調信号が再生される。一方、第１遅延
回路５９１により遅延された入力信号は４相位変調器５
９２において上記復調信号により逆復調され搬送波信号
となる。搬送波再生制御回路５４４を通過できた上記搬
送波信号は、位相比較器５９３に送られる。一方ＶＣＯ
５４７からの再生搬送波は第２遅延回路５９４により、
遅延され、位相比較器５９３で前述の逆変調搬送波信号
と位相比較され、位相差信号はループフィルタ５４６を
通してＶＣＯ５４７に供給され、受信搬送波と同位相の
搬送波が再生される。この場合、図４３のコスタス形搬
送波再生回路と同様にして、抽出タイミング制御回路５
４３は図３９の斜線で示した領域の信号点のみの位相情
報をサンプリングさせるので１６ＱＡＭでも６４ＱＡＭ
でも、第１受信機２３の４ＰＳＫの変調器で搬送波を再
生できる。
【０１０７】次に、１６逓倍方式により搬送波を再生す
る方式について述べる。図２の送信機１は、図４６に示
すように変形１６ＱＡＭの信号点をｎπ／８の位相に配
置して変調および送信を行なう。図１９の第１受信機２
３の方では、図４８に示すような１６逓倍回路６６１を
もつコスタス型の搬送波再生回路を用いることにより、
搬送波が再生できる。１６逓倍回路６６１により、図４
６のようなｎπ／８の位相の信号点は第１象現に縮退さ
れるためループフィルタ５４６とＶＣＯ５４１により搬
送波が再生できる。ユニークワードを同期領域に配置す
ることにより１６相から絶対位相を抽出することもでき
る。
【０１０８】次に１６逓倍回路の構成を説明する。復調
信号から和回路６６２と差回路６６３により、和信号、
差信号を作り、乗算器６６４で掛け合わせてｃｏｓ２θ
をつくる。また乗算器６６５ではｓｉｎ２θをつくる。
これらを乗算器６６６で乗算し、ｓｉｎ４θをつくる。
【０１０９】ｓｉｎ２θとｃｏｓ２θから、同様にし
て、和回路６６７差回路６６８と乗算器６７０によりｓ
ｉｎ８θをつくる。和回路６７１と差回路６７２と乗算
器によりｃｏｎ８θをつくる。そして乗算器６７４によ
りｓｉｎ１６θをつくることにより１６逓倍ができる。
【０１１０】以上のような１６逓倍方式により、図４６
のような信号点配置をした変形１６ＱＡＭ信号の全ての
信号点の搬送波を特定の信号点を抽出することなしに再
生できるという大きな効果がある。
【０１１１】また図４７のような配置をした変形６４Ｑ
ＡＭ信号の搬送波も再生できるが、いくつかの信号点は
同期領域４７１より若干ずれているので、復調時エラー
レートが増えてしまう。
【０１１２】この対策として２つの方法がある。１つは
同期領域をはずれた信号点の信号を送信しないことであ
る情報量は減るが構成は簡単になるという効果がある。
もう１つは図３８で説明したように同期タイムスロット
を設けることである。タイムスロット群４５１の中の同
期タイムスロットの期間中に斜線で示すｎπ／８の位相
の同期位相領域４７１、４７１ａ等の信号点を送ること
により、この期間中に正確に同期をとることができるた
め位相誤差がすくなくなる。
【０１１３】以上のようにして１６逓倍方式により、簡
単な受信機の構成で４ＰＳＫ受信機により変形１６ＱＡ
Ｍや変形６４ＱＡＭの信号の搬送波を再生できるという
大きな効果がある。また、さらに同期タイムスロットを
設定した場合、変形６４ＱＡＭの搬送波再生時の位相精
度を上げるという効果が得られる。
【０１１４】以上詳しく述べたように本発明の伝送装置
を用いることにより、１つの電波帯域で複数のデータを
階層構造で同時に伝送することができる。
【０１１５】この場合に、一つの送信機に対し異なる受
信感度と復調能力をもつ３つの階層の受信機を設定する
ことにより、受信機の投資に見合ったデータ量を復調で
きるという特長がある。まず小さなアンテナと低分解能
であるが低コストの第１受信機を購入した人受信者は第
１データ列を復調再生できる。次に、中型のアンテナと
中分解能の高コストの第２受信機を購入した受信者は第
１、第２データ列を再生できる。また、大型のアンテナ
と高分解能の、かなり高コストの第３受信機を購入した
人は第１、第２、第３データ列の全て復調再生できる。
【０１１６】もし第１受信機を家庭用デジタル衛星放送
受信機にすれば多数の一般消費者に受け容れられるよう
な低い価格で受信機を実現できる。第２受信機は当初は
大型のアンテナを必要とする上に高コストのため消費者
全般には受け容れられるものではないがＨＤＴＶを視聴
したい人々には多少高くても意味がある。第３受信機は
衛星出力が増加するまでの間かなり大型の産業用アンテ
ナが必要で家庭用には現実的でなく産業用途に当初は適
している。例えば超高解像ＨＤＴＶ信号を送り、衛星に
より各地の映画館に伝送すれば、映画館をビデオにより
電子化できる。このばあい映画館やビデオシアターの運
営コストが安くなるという効果もある。
【０１１７】以上のように本発明をＴＶ伝送に応用した
場合、３つの画質の映像サービスを１つの電波の周波数
帯域で提供でき、しかもお互いに両立するという大きな
効果がある。実施例では４ＰＳＫ、変形８ＱＡＭ、変形
１６ＱＡＭ、変形６４ＱＡＭの例を示したが、３２ＱＡ
Ｍや２５６ＱＡＭでも実現できる。 また、図５８や図
６８（ａ）（ｂ）のような４値もしくは８値のＡＳＫ信
号に適用することもできる。また，８ＰＳＫ，１６ＰＳ
Ｋ、３２ＰＳＫでも実施できる。また実施例では衛星伝
送の例を示したが地上伝送や有線伝送でも同様にして実
現できることはいうまでもない。
【０１１８】（実施例２）実施例２は実施例１で説明し
た物理階層構造をエラー訂正能力の差別化等により論理
的にさらに分割し、論理的な階層構造を追加したもので
ある。実施例１の場合それぞれの階層チャンネルは電気
信号レベルつまり物理的な復調能力が異なる。これに対
し実施例２ではエラー訂正能力等の論理的な再生能力が
異なる。具体的には例えばＤ1の階層チャンネルの中の
データを例えばＤ1-1とＤ1-2の２つに分割し、この分割
データの１つ例えばＤ1-1データのエラー訂正能力をＤ
1-2データより高め、エラー訂正能力を差別化すること
より、復調再生時にＤ1-1とＤ1-2のデータのエラー後調
能力が異なるため、送信信号のＣ／Ｎ値を低くしていっ
た場合、Ｄ1-2が再生できない信号レベルにおいてもＤ
1-1は設定したエラーレート内に収まり原信号を再生で
きる。これは論理的な階層構造ということができる。
【０１１９】つまり、変調階層チャンネルのデータを分
割し、誤り訂正符号と積符号の使用等の誤り訂正の符号
間距離の大きさを差別化することによ誤り訂正能力によ
る論理的な階層構造が追加され、さらに細かい階層伝送
が可能となる。
【０１２０】これを用いると、Ｄ1チャンネルはＤ1-1，
Ｄ1-2の２つのサブチャンネル，Ｄ2チャンネルは
Ｄ2-1，Ｄ2-2の２つのサブチャンネルに増える。
【０１２１】これを入力信号のＣ／Ｎ値と階層チャンネ
ル番号の図８７を用いて説明すると、階層チャンネルＤ
1-1は最も低い入力信号で再生できる。このＣＮ値をｄ
とすると、ＣＮ＝ｄの時、Ｄ1-1は再生されるがＤ1-2，
Ｄ2-1，Ｄ2-2は再生されない。次にＣＮ＝Ｃ以上になる
とＤ1-2がさらに再生され、ＣＮ＝ｂの時Ｄ2-1が加わ
り、ＣＮ＝ａの時Ｄ2-2が加わる。このようにＣＮが上
がるにつれて、再生可能な階層の総数が増えていく。逆
をいうとＣＮが下がるにつれて、再生可能な階層の総数
が減っていく。これを図８６の伝送距離と再生可能ＣＮ
値の図で説明する。一般的に図８６実線８６１に示すよ
うに伝送距離が長くなるに従い、受信信号のＣ／Ｎ値は
低下する。図８５で説明したＣＮ＝ａとなる地点の送信
アンテナからの距離をＬａとし，ＣＮ＝ｂではＬｂ，Ｃ
Ｎ＝ＣではＬｃ，ＣＮ＝ｄではＬｄ，ＣＮ＝ｅではＬｅ
となるとする。送信アンテナよりＬｄの距離より迫い地
域は図８５で説明したようにＤ1-1チャンネルのみが再
生できる。このＤ1-1の受信可能範囲を斜線の領域８６
２で示す。図から明らかなようにＤ1-1チャンネルは一
番広い領域で再生できる。同様にしてＤ1-2チャンネル
は送信アンテナより距離Ｌｃ以内の領域８６３で再生で
きる。距離Ｌｃ以内の範囲では領域８６２も含まれるた
めＤ1-1チャンネルも再生できる。同様にして領域８６
４ではＤ2-1チャンネルが再生でき、領域８６５ではＤ
2-2チャンネルが再生可能となる。このようにして、Ｃ
Ｎ値の劣化に伴いない伝送チャンネルが段階的に減少す
る階層型伝送ができる。データ構造を分離して階層構造
にし、本発明の多値伝送を用いることにより、アナログ
伝送のようにＣ／Ｎの劣化に伴いデータ量が次第に減少
する階層型の伝送が可能となるという効果がある。
【０１２２】次に、具体的な構成を述べる。ここでは物
理階層２層、論理階層２層の実施例を述べる。図８７は
送信機１のブロック図である。基本的には実施例１で説
明した図２の送信機のブロック図と同じなので詳しい説
明は省略するが、エラー訂正符号エンコーダが付加され
ている点が異なる。これをＥＣＣエンコーダと略す。分
離回路３は1-1、1-2、2-1、2-2の４つの出力をもち、入力
信号をＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2の４つの信号に分離
して出力する。このうち、Ｄ1-1、Ｄ1-2信号は第１ＥＣ
Ｃエンコーダ８７１ａに入力され、各々、主ＥＣＣエン
コーダ８７２ａと副ＥＣＣエンコーダ８７３ａに送ら
れ、誤り訂正の符号化がなされる。
【０１２３】ここで主ＥＣＣエンコーダ８７２ａは副Ｅ
ＣＣエンコーダ８７３ａよりも強力なエラー訂正能力を
もっている。このため、図８５のＣＮ−階層チャンネル
のグラフで説明したように、復調再生時、Ｄ1-1チャン
ネルはＤ1-2チャンネルより低いＣ／Ｎ値においてもＤ
1-1は基準エラーレート以下で再生できる。Ｄ1-1はＤ
1-2よりＣ／Ｎの低下に強い論理的な階層構造となって
いる。誤り訂正されたＤ1-1、Ｄ1-2信号は合成器８７４
ａでＤ1信号に合成され、変調器４に入力される。一
方、Ｄ2-1、Ｄ2-2信号は第２ＥＣＣエンコーダ８７１ｂ
の中の各々主エンコーダ８７２ｂと副ＥＣＣエンコーダ
８７３ｂにより誤り訂正符号化され合成器８７４ｂによ
りＤ2信号に合成され、変調器４により入力される。主
ＥＣＣエンコーダ８７２ｂは副ＥＣＣエンコーダ８７３
ｂよりエラー訂正能力が高い。この場合、変調器４はＤ
1信号、Ｄ2信号より階層型の変調信号を作り、送信部５
より送信される。以上のように図８７の送信機１はまず
実施例１で説明した変調によるＤ1、Ｄ2の２層の物理階
層構造をもっている。この説明は既に述べた。次に、エ
ラー訂正能力の差別化によりＤ1-1とＤ1-2叉はＤ2-1、
Ｄ2-2の各々２層の論理的階層構造をもっている。
【０１２４】次にこの信号を受信する状態を説明する。
図８８は受信機のブロック図である。図８７の送信機の
送信信号を受信した第２受信機３３の基本構成は、実施
例１の図２１で説明した第２受信機３３とほぼ同じ構成
である。ＥＣＣデコーダ８７６ａ、８７６ｂを追加した
点が異なる。この場合、ＱＡＭ変復調の例を示すが、図
５８や図６８（ａ）（ｂ）のような４値もしくは８値の
ＶＳＢ等のＡＳＫ信号に適用することもできる。また、
ＰＳＫ、ＦＳＫ変復調でもよい。
【０１２５】さて、図８８において、受信された信号は
復調器３５によりＤ1、Ｄ2信号として再生され分離器３
ａ、３ｂにより、各々Ｄ1-1とＤ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2の４
つの信号がつくられ、第１ＥＣＣデコーダ８７６ａと第
２ＥＣＣデコーダ８７６ｂに入力される。第１ＥＣＣデ
コーダ８７６ａでは、Ｄ1-1信号が主ＥＣＣデコーダ８
７７ａにより誤り訂正されて合成部３７に送られる。一
方、Ｄ1-2信号は副ＥＣＣデコーダ８７８ａにより誤り
訂正され合成部３７に送られる。同様にして第２ＥＣＣ
デコーダ８７６ｂにおいてＤ2-1信号は主ＥＣＣデコー
ダ８７７ｂにおいて、Ｄ2-2信号は副ＥＣＣデコーダ８
７８ｂにおいて誤り訂正され、合成部３７に入力され
る。誤り訂正されたＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2信号は
合成部３７において１つの信号となり出力部３６より出
力される。
【０１２６】この場合、論理階層構造によりＤ1-1はＤ
1-2より、またＤ2-1はＤ2-2より誤り訂正能力が高いた
め図８５で説明したように、入力信号のＣ／Ｎ値がより
低い状態においても所定の誤り率が得られ、原信号を再
生できる。
【０１２７】具体的にＨｉｇｈ Ｃｏｄｅ Ｇａｉｎの
主ＥＣＣデコーダ８７７ａ，８７７ｂとＬｏｗ Ｃｏｄ
ｅ Ｇａｉｎの副ＥＣＣデコーダ８７８ａ，８７８ｂの
間に誤り訂正能力の差別化を行う方法を述べる。副ＥＣ
Ｃデコーダに図１６５（ｂ）のＥＣＣ Ｄｅｃｏｄｅｒ
の図に示すようなリードソロモン符号やＢＣＨ符号のよ
うな標準的な符号間距離の符号化方式を用いた場合、主
ＥＣＣデコーダにリードソロモン符号とリードソロモン
符号の両者の積符号や長符号化方式や図１２８（ｄ）
（ｅ）（ｆ）に示すTrellis Decoder７４４ｐ、７４４
ｑ、７４４ｒを用いた誤り訂正の符号間距離の大きい符
号化方式を用いることにより誤り訂正能力つまりＣｏｄ
ｅ Ｇａｉｎに差をつけることができる。こうして論理
的階層構造を実現できる。符号間距離を大きくする方法
は様々な方法が知られているため他の方式に関しては省
略する。本発明は基本的にはどの方式も適用できる。
【０１２８】また図１６０、図１６７のブロック図に示
すように送信部にインターリーバー７４４Ｋを、受信部
にデインターリーバー７５９Ｋ、９３６ｂを設け、図１
６８（ａ）のInter leave Table９５４により、インタ
ーリーブをかけ、デインターリーバー９３６ｂのデイン
ターリーブＲＡＭ９３６×で、デコードすることによ
り、伝送系のバーストエラーに対して強い伝送が可能と
なり、画像が安定する。
【０１２９】ここで論理的な階層構造を図８９のＣ／Ｎ
と誤り訂正後のエラーレートの関係図を用いて説明す
る。図８９において、直線８８１はＤ1-1チャンネルの
Ｃ／Ｎとエラーレートの関係を示し、直線８８２はＤ
1-2チャンネルのＣ／Ｎと訂正後のエラーレートの関係
を示す。
【０１３０】入力信号のＣ／Ｎ値が小さくなればなる
程、訂正後のデータのエラーレートは大きくなる。一定
のＣ／Ｎ値以下では誤り訂正後のエラーレートがシステ
ム設計時の基準エラーレートＥｔｈ以下に収まらず原デ
ータが正常に再生されない。さて、図８９において徐々
にＣ／Ｎを上げてゆくとＤ1-1信号の直線８８１が示す
ようにＣ／Ｎがｅ以下の場合Ｄ1チャンネルの復調がで
きない。ｅ≦Ｃ／Ｎ＜ｄの場合Ｄ1チャンネルの復調は
できるが、Ｄ1-1チャンネルのエラーレートはＥｔｈを
上回り、原データを正常に再生できない。
【０１３１】Ｃ／Ｎ＝ｄの時、Ｄ1-1は誤り訂正能力が
Ｄ1-2より高いため、誤り訂正後のエラーレートは点８
８５ｄに示すようにＥｔｈ以下になり、データを再生で
きる。一方、Ｄ1-2の誤り訂正能力はＤ1-1ほど高くない
ため訂正後のエラーレートがＤ1-1ほど低くないため訂
正後のエラーレートがＥ2とＥｔｈを上回るため再生で
きない。従ってこの場合Ｄ1-1のみが再生できる。
【０１３２】Ｃ／Ｎが向上してＣ／Ｎ＝Ｃになった時、
Ｄ1-2の誤り訂正後のエラーレートが点８８５Ｃに示す
ようにＥｔｈに達するため、再生可能となる。この時点
ではＤ2-1、Ｄ2-2つまりＤ2チャンネルの復調は不確実
な状況にある。Ｃ／Ｎの向上に伴い、Ｃ／Ｎ＝ｂ'にお
いてＤ2チャンネルが確実に復調できるようになる。
【０１３３】さらにＣ／Ｎが向上しＣ／Ｎ＝ｂになった
時点で、Ｄ2-1のエラーレートが点８８５ｂに示すよう
にＥｔｈまで減少し、Ｄ2-1が再生できるようになる。
この時、Ｄ2-2のエラーレートはＥｔｈより大きいため
再生できない。Ｃ／Ｎ＝ａになって点８８５ａに示すよ
うにＤ2-2のエラーレートがＥｔｈにまで減少しＤ2-2チ
ャンネルが再生できるようになる。
【０１３４】このようにして、誤り訂正能力の差別化を
用いることにより物理階層Ｄ1、Ｄ2チャンネルをさらに
２層の論理階層を２分割し、計４層の階層伝送ができる
という効果が得られる。
【０１３５】この場合、データ構造を高階層のデータが
欠落しても原信号の一部が再生できるような階層構造に
し、本発明の多値伝送方式と組み合わせることにより、
アナログ伝送のようにＣ／Ｎの劣化に伴いデータ量が次
第に減少する階層型伝送が可能となるという効果があ
る。特に、近年の画像圧縮技術は急速に進歩しているた
め、画像圧縮データを階層構造とし階層伝送と組み合わ
せた場合、同一地点間において、アナログ伝送よりはる
かに高画質の映像を伝送すると同時に、アナログ伝送の
ように段階的に受信信号レベルに応じて画質を低くしな
がら広い地域で受信できる。このように従来のデジタル
映像伝送にはなかった階層伝送の効果をデジタルによる
高画質を保ちながら得ることができる。
【０１３６】また、画像Ｓｅｇｍｅｎｔデータのアドレ
スデータや画像圧縮時の基準画像データや、図６６のラ
スクランブル部に示すスクランブル解除データや、フレ
ーム同期信号等のＨＤＴＶ信号の画像伸長に最も重要な
データをＨｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａ Ｄ
1-1として図８８、図１３３、図１７０、図１７２のＨ
ｉｇｈ ｃｏｄｅ ＧａｉｎのＥＣＣ Ｅｎｃｏｒｄｅ
ｒ７４３ａで送信し、受信機４３のＨｉｇｈ ｃｏｄｅ
ｇａｉｎのＥＣＣ Ｄｅｃｏｄｅｒ７５８で受信す
る。この方式ではＣ／Ｎが劣化して、信号のエラーレー
トが増えてもＨｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａ
Ｄ1-1のエラーレートはさほど増えないため、デジタル
映像特有の致命的な画質の破壊は防げ、往々に画質が劣
化するＧｒａｃｅｆｕｌ Ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎの効
果が得られる。図１３３、図１７０の変調部７４９、復
調部７６０は前述の１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭでも、後の
実施例４で述べる図５７の４ＶＳＢや図６８の８ＶＳＢ
でも８ＰＳＫでもＧｒａｃｅｆｕｌ Ｄｅｇｒａｄａｔ
ｉｏｎの効果が得られる。
【０１３７】また、図１３３、図１５６に示すように、
Ｈｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａを２ｎｄ ｄａ
ｔａ ｓｔｒｅａｍ ｉｎｐｕｔ７４４の中のＥＣＣ
Ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ａとＴｒｅｌｌｉｓ Ｅｎｃｏｄ
ｅｒ７４４ｂでＨｉｇｈ ｃｏｄｅ ｇａｉｎの誤り符
号化を行い、Ｌｏｗ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ ｄａｔａをＥ
ＣＣ ｅｎｃｏｄｅｒ７４３ａのみでＬｏｗ ｃｏｄｅ
ｇａｉｎの誤り符号化を行うことにより、受信時のＨ
ｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ ｄａｔａとＬｏｗＰｒｉｏ
ｒｉｔｙ ｄａｔａのエラーレートを大きく差をつける
ことができる。このため伝送系の大巾なＣ／Ｎの劣化に
対しても、Ｈｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ Ｄａｔａは受
信できるため、自動車ＴＶ受信機のように受信条件の悪
い受信機のようにＣ／Ｎの劣化が激しい用途において
も、Ｌｏｗ ＰｒｉｏｒｉｔｙＤａｔａの劣化に伴い、
画質は劣化する。しかしＨｉｇｈ ＰｒｉｏｒｉｔｙＤ
ａｔａは再生されるため画素ブロックの配置情報は再生
されるため、画像が破壊されることなく、解像度やノイ
ズが劣化した画像が得られ、視聴者はＴＶ番組をみるこ
とが可能となるという著しい効果が得られる。
【０１３８】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。
【０１３９】図２９は実施例３の全体図である。実施例
３は本発明の伝送装置をデジタルＴＶ放送システムに用
いた例を示し、超高解像度の入力映像４０２は、第１画
像エンコーダー４０１の入力部４０３に入力し、分離回
路４０４により、第１データ列と第２データ列と第３デ
ータ列に分離され、圧縮回路４０５により圧縮され出力
される。
【０１４０】他の入力映像４０６，４０７，４０８は各
々第１画像エンコーダー４０１と同様の構成の第２画像
エンコーダー４０９，４１０，４１１により圧縮され出
力される。
【０１４１】これらの４組のデータのうち、第１データ
列の４組の信号は、多重器４１２の第１多重器４１３に
よりＴＤＭ方式等の時間的に多重化されて、第１データ
列として、送信機１に送られる。
【０１４２】第２データ列の信号群の全部もしくは１部
は多重器４１４により多重化され、第２データ列として
送信機１に送られる。また、第３データ列の信号群の全
部もしくは１部は多重器４１５により多重化され、第３
データ列として送信機１に送られる。
【０１４３】これらを受けて送信機１では３つのデータ
列を変調器４により実施例１で述べた変調を行い、送信
部５によりアンテナ６と伝送路７により、衛星１０に送
り中継器１２により、第１受信機２３等の３種の受信機
に送られる。
【０１４４】第１受信機２３では伝送路２１により半径
ｒ1の小径のアンテナ２２で受けて、受信信号の中の第
１データ列のみを第１データ列再生部２３２で再生し、
第１画像デコーダー４２１によりＮＴＳＣ信号もしくは
ワイドＮＴＳＣ信号等の低解像度の映像出力４２５と４
２６を再生し出力させる。
【０１４５】第２受信機３３では、半径ｒ2の中径のア
ンテナ３２で受けて、第１データ列再生部２３２と第２
データ列再生部２３３により第１データ列と第２データ
列を再生し、第２画像デコーダー４２２により、ＨＤＴ
Ｖ信号等の高解像度の映像出力４２７もしくは映像出力
４２５、４２６を再生し出力させる。
【０１４６】第３受信機４３では、半径ｒ3の大径のア
ンテナ３３で受けて、第１データ列再生部２３２と第２
データ列再生部２３３と第３データ列再生部２３４によ
り、第１データ列と第２データ列と第３データ列を再生
し、ビデオシアターや映画館用の超高解像度ＨＤＴＶ等
の超高解像度の映像出力４２８を出力する。映像出力４
２５、４２６６，４２７も出力できる。一般のデジタル
ＴＶ放送は、デジタル送信機５１から放送され、第１受
信機２３で受信した場合、ＮＴＳＣ等の低解像の映像出
力４２６として出力される。
【０１４７】では、次に図３０の第１画像エンコーダー
４０１のブロック図に基ずき、構成を詳しく述べる。超
高解像度の映像信号は入力部４０３に入力され、分離回
路４０４に送られる。分離回路４０４ではサブバンドコ
ーディング方式により４つの信号に分離する。ＱＭＦ等
の水平ローパスフィルタ４５１と水平ハイパスフィルタ
４５２により、水平低域成分と水平高域成分に分離さ
れ、サブサンプリング部４５３，４５４により、各々の
成分はサンプリングレートを半分にした後、水平低域成
分は垂直ローパスフィルタ４５５と垂直ハイパスフィル
タ４５６により、各々水平低域垂直低域信号、略してＨ
LＶL信号と水平低域垂直高域信号、略してＨLＶH信号に
分離され、サブサンプリング部４５７と４５８により、
サンプリングレートを落として圧縮部４０５に送られ
る。
【０１４８】水平高域成分は、垂直ローパスフィルタ４
５９と垂直ハイパスフィルタ４６０により、水平高域垂
直低域信号、略してＨHＶL信号と、水平高域垂直低域信
号、略してＨHＬH信号に分離され、サブサンプリング部
４６１，４６２によりサンプリングレートを下げて、圧
縮部４０５に送られる。
【０１４９】圧縮部４０５ではＨLＶL信号を第１圧縮部
４７１でＤＣＴ等の最適の圧縮を行い第１出力部４７２
より第１データ列として出力する。
【０１５０】ＨLＶH信号は第２圧縮部４７３で圧縮され
第２出力部４６４に送られる。ＨHＶL信号は第３圧縮部
４６３により圧縮され第２出力部４６４へ送られる。Ｈ
HＶH信号は分離回路４６５により高解像度映像記号（Ｈ
HＶH１）と超高解像度映像信号（ＨHＶH２）に分けら
れ、ＨHＶH１は第２出力部４６４へ、ＨHＶH２は第３出
力部４６８へ送られる。
【０１５１】次に図３１を用いて第１画像デコーダー４
２１を説明する。第１画像デコーダー４２１は第１受信
機２３からの出力、第１データ列つまりＤ1を入力部５
０１に入力しデスクランブル部５０２によりスクランブ
ルを解いた後伸長部５０３により、前述のＨLＶL信号に
伸長した後画面比率変更回路５０４と出力部５０５によ
り画面比率を変更してＮＴＳＣ信号の画像５０６、ＮＴ
ＳＣ信号でストライプ画面の画像５０７、ワイドＴＶの
フル画面の画像５０８もしくは、ワイドＴＶのサイドパ
ネル画面の画像５０９を出力する。この場合、ノンイン
タレースもしくはインタレースの２つの走査線のタイプ
が選べる。走査線もＮＴＳＣの場合５２５本と二重描画
による１０５０本が得られる。また、デジタル送信機５
１からの４ＰＳＫの一般のデジタルＴＶ放送を受信した
場合は、第１受信機２３と第１画像デコーダ４２１によ
りＴＶ画像を復調、再生できる。次に図３２の第２画像
デコーダーのブロック図を用いて第２画像デコーダーを
説明する。まず第２受信機３３からのＤ1信号は第１入
力部５２１より入力し、第１伸長部５２２で伸長され、
オーバーサンプリング部５２３により２倍のサンプリン
グレートになり垂直ローパスィルタ５２４により、ＨL
ＶL信号が再生される。Ｄ2信号は第２入力部５３０より
入力し、分離回路５３１により３つの信号に分離され、
第２伸長部５３２と第３伸長部５３３と、第３伸長部５
３４により各々伸長及び、デスクランブルされ、オーバ
ーサンプリング部５３５、５３６、５３７により２倍の
サンプリングレートとなり、垂直ハイパスフィルター５
３８、垂直ローパスフィルタ５３９、垂直ハイパスフィ
ルタ５４０により送られる。ＨLＶL信号とＨLＶH信号は
加算器５２５で加算され、オーバーサンプリング部５４
１と水平ローパスフィルター５４２により水平低域映像
信号となり、加算器５４３に送られる。ＨHＶL信号とＨ
HＶH１信号は加算器５２６により加算され、オーバーサ
ンプリング部５４４と水平ハイパスフィルター５４５に
より水平高域映像信号になり加算器５４３によりＨＤＴ
Ｖ等の高解像度映像信号ＨＤ信号となり出力部５４６か
らＨＤＴＶ等の画像出力５４７が出力される。場合によ
りＮＴＳＣ信号も出力される。
【０１５２】図３３は第３画像デコーダーのブロック図
でＤ1信号は第１入力部５２１からＤ2信号は第２入力部
５３０から入力し高域画像デコーダー５２７により前述
の手順でＨＤ信号が再生される。Ｄ3信号は第３入力部
５５１より入力し超高域部画像デコーダー５５２により
伸長、デスクランブル、および合成されＨHＶH２信号が
再生される。この信号はＨＤ信号と合成器５５３で合成
され超高解像度ＴＶ信号、Ｓ−ＨＤ信号となり出力部５
５４より超高解像度映像信号５５５が出力される。
【０１５３】次に図２９の説明で触れた多重器４０１の
具体的な多重化方法について述べる。
【０１５４】図３４はデータ配列図であり、第１データ
列、Ｄ1と第２データ列、Ｄ2と第３データ列Ｄ3に６つ
のＮＴＳＣチャンネルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、
Ｌ６と６つのＨＤＴＶチャンネルＭ１〜Ｍ６と６つのＳ
-ＨＤＴＶチャンネルＨ１〜Ｈ６をＴの期間中に、時間
軸上にどう配置するかを描いたものである。図３４はま
ずＴの期間にＤ1信号にＬ１からＬ６をＴＤＭ方式等で
時間多重により配置するものである。Ｄ1のドメイン６
０１に第１チャンネルのＨLＶL信号を送る。次にＤ2信
号のドメイン６０２には第１チャンネルに相当する時間
領域に第１チャンネルのＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差分情
報Ｍ１つまり、前述のＨLＶH信号とＨHＶL信号とＨHＶH
１信号を送る。またＤ3信号のドメイン６０３には第１
チャンネルのスーパーＨＤＴＶ差分情報Ｈ１，すなわち
図３０で説明したＨHＶHー２Ｈ１を送る。
【０１５５】ここで第１チャンネルのＴＶ局を選択した
場合を説明する。まず小型アンテナと第１受信機２３と
第１画像デコーダ４２１のシステムをもつ一般の受信者
は図３１のＮＴＳＣもしくはワイドＮＴＳＣのＴＶ信号
が得られる。次に中型アンテナと第２受付信機３３と第
２画像エンコーダ４２２をもつ特定の受信者はチャンネ
ル１を選択した場合第１データ列、Ｄ1のドメイン６０
１と第２データ列、Ｄ2のドメイン６０２の信号を合成
してチャンネル１のＮＴＳＣ番組と同じ番組内容のＨＤ
ＴＶ信号を得る。
【０１５６】大型アンテナと多値復調できる第３受信機
４３と第３画像デコーダー４２３をもつ映画館等の一部
の受信者はＤ1のドメイン６０１とＤ2のドメイン６０２
とＤ3のドメイン６０３の信号を合成し、チャンネル１
のＮＴＳＣと同じ番組内容で映画館用の画質の超解像度
ＨＤＴＶ信号を得る。２から３までの他のチャンネルも
同様にして再生される。
【０１５７】図３５は別のドメインの構成である。まず
ＮＴＳＣの第１チャンネルはＬ１に配置されている。こ
のＬ１はＤ1信号の第１タイムドメインのドメイン６０
１の位置にあり、先頭部にＮＴＳＣ間のデスクランブル
情報と実施例１で説明した復調情報を含む情報Ｓ１１が
入っている。次にＨＤＴＶの第１チャンネルはＬ１とＭ
１に分割されて入っている。Ｍ１はＨＤＴＶとＮＴＳＣ
との差分情報であり、Ｄ2のドメイン６０２とドメイン
６１１の両方に入っている。この場合６ＭｂｐｓのＮＴ
ＳＣ圧縮信号を採用しＬ１に収容すると、Ｍ１の帯域は
２倍の１２Ｍｂｐｓになる。Ｌ１とＭ１とを合わせると
１８Ｍｂｐｓの帯域が第２受信機３３と第２画像デコー
ダ４２３から復調再生可能である。一方、現在提案され
ている圧縮方法を用い約１５Ｍｂｐｓの帯域でＨＤＴＶ
圧縮信号を実現することができる。従って図３５の配置
でチャンネル１でＨＤＴＶとＮＴＳＣを同時に放送でき
る。この場合チャンネル２ではＨＤＴＶの再生はできな
い。Ｓ２１はＨＤＴＶのデスクランブル情報である。ま
た、スーパーＨＤＴＶ信号はＬ１とＭ１とＨ１に分割し
て放送される。スーパーＨＤＴＶの差分情報はＤ3のド
メイン６０３，６１２，６１３を用い、ＮＴＳＣを６Ｍ
ｂｐｓに設定した場合、合計３６Ｍｂｐｓ送れ、圧縮を
高くすれば映画館用画質の走査線約２０００本のスーパ
ーＨＤＴＶ信号も伝送できる。
【０１５８】図３６の配置図はＤ3で６つのタイムドメ
インを占有させスーパーＨＤＴＶ信号を伝送した場合を
示す。ＮＴＳＣ圧縮信号を６Ｍｂｐｓに設定した場合９
倍の５４Ｍｂｐｓが伝送できる。このためより高画質の
スーパーＨＤＴＶを伝送できる。
【０１５９】以上は、送信信号の電波の水平もしくは垂
直の偏波面の片方を利用する場合である。ここで水平と
垂直の２つの偏波面を使うことにより、周波数利用効率
は２倍となる。以下に説明をする。
【０１６０】図４９は第１データ列の水平偏波信号ＤV1
と垂直偏波信号ＤH1及び第２データ列の同じくＤV2とＤ
H2、第３データ列のＤV3とＤH3の信号配置図を示す。こ
の場合、第１データ列の垂直偏波信号ＤV1にＮＴＳＣ等
の低域ＴＶ信号が入っており第１データ列の水平偏波信
号ＤH1に高域ＴＶ信号が入っている。従って、垂直偏波
アンテナしかもっていない第１受信機２３は，ＮＴＳＣ
等の低域信号を再生できる。一方、垂直、水平の両方向
の偏波アンテナをもつ第１受信機２３は、例えば、Ｌ1
とＭ1信号を合成しＨＤＴＶ信号を得ることができる。
つまり、第１受信機２３を用いた場合、アンテナの能力
により、一方ではＮＴＳＣが、他方ではＮＴＳＣとＨＤ
ＴＶが再生できるため２方式が両立するという大きな効
果がある。
【０１６１】図５０はＴＤＭＡ方式にした場合で、各デ
ータバースト７２１の先頭部に同期部７３１とカード部
７４１が設けられている。又、フレームの先頭部には同
期情報部７２０が設けられている。この場合は、各タイ
ムスロット群が、各々１つのチャンネルが割りあてられ
ている。例えば、第１タイムスロット７５０で第１チャ
ンネルの全く同じ番組のＮＴＳＣ、ＨＤＴＶ、スーパー
ＨＤＴＶを送ることができる。各々のタイムスロット７
５０〜７５０ｅが完全に独立している。従って特定の放
送局が特定のタイムスロットを用いてＴＤＭＡ方式で放
送する場合、他局と独立してＮＴＳＣ、ＨＤＴＶ、スー
パーＨＤＴＶの放送ができるという効果がある。又、受
信側も水平偏波アンテナで第１受信機２３をもつ構成の
場合ＮＴＳＣＴＶ信号を両偏波アンテナなら、ＨＤＴＶ
を再生できる。第２受信機３３にすると低解像度のスー
パーＨＤＴＶを再生できる。第３受信機４３にするとス
ーパーＨＤＴＶ信号を完全に再生できる。以上のように
両立性のある放送システムを構築出来る。この場合、図
５０のような配置で、バースト状のＴＤＭＡ方式でな
く、図４９のような連続信号の時間多重も可能である。
また図５１に示すような信号配置にすればより高解度の
ＨＤＴＶ信号を再生できる。
【０１６２】以上述べたように実施例３により超高解像
度型ＨＤＴＶ、ＨＤＴＶとＮＴＳＣ-ＴＶの３つの信号
の両立性のあるデジタルＴＶ放送が可能になるという顕
著な効果がある。とくに映画館等に伝送した場合、映像
を電子化することができるという新たな効果がある。
【０１６３】ここで、本発明による変形ＱＡＭをＳＲＱ
ＡＭと呼び、具体的なエラーレートについて述べる。
【０１６４】まず、１６ＳＲＱＡＭのエラーレートを計
算する。図９９は１６ＳＲＱＡＭの信号点のベクトル図
である。第１象限において、１６ＱＡＭの場合、信号点
８３ａ、８３ｂ、８４ａ、８５、８３ａ等の各１６ヶの
信号点の間隔は等間隔であり、全て２δである。
【０１６５】１６ＱＡＭの信号点８３ａは座標軸のＩ
軸、Ｑ軸よりδの距離にある。ここで１６ＳＲＱＡＭに
する場合、ｎをシフト値と定義すると、信号点８３ａは
シフトして、座標軸からの距離をｎδの位置の信号点８
３へ移動させる。この場合ｎは ０＜ｎ＜３ である。また他の信号点８４ａ、８６ａもシフトして信
号点８４、８６の位置に移動する。
【０１６６】第１データ列の誤り率をＰｅ１とすると
【０１６７】
【数１】
【０１６８】第２データ列の誤り率をPe２とすると
【０１６９】
【数２】
【０１７０】となる。次に３６ＳＲＱＡＭもしくは３２
ＳＲＱＡＭのエラーレートを計算する。図１００は３６
ＳＲＱＡＭの信号ベクトル図である。第１象限において
３６ＱＡＭの信号点間距離は２δであると定義する。
【０１７１】３６ＱＡＭの信号点８３ａは座標軸よりδ
の距離にある。この信号点８３ａは３６ＳＲＱＡＭにな
ると信号点８３の位置にシフトし、座標軸よりｎδの距
離となる。各々の信号点はシフトして信号点８３、８
４、８５、８６、９７、９８、９９、１００、１０１と
なる。９ヶの信号点からなる信号点群９０を一つの信号
点とみなして、変形４ＰＳＫ受信機で受信し、第１デー
タ列Ｄ1のみー再生した場合の誤り率をＰｅ１とし、信
号点群９０の中の９個の信号点を各々弁別し、第２デー
タ列Ｄ2を再生した場合の誤り率をＰｅ２とすると
【０１７２】
【数３】
【０１７３】となる。この場合、図１０１のＣ／Ｎ〜エ
ラーレート図はエラーレートＰｅと伝送系のＣ／Ｎとの
関係を計算した一例を示す。曲線９００は比較のため従
来方式の３２ＱＡＭのエラーレートを示す。直線９０５
はエラーレートが１０の−１．５乗の直線を示す。本発
明のＳＲＱＡＭのシフト量ｎを１．５とした場合の第１
階層Ｄ1のエラーレートは曲線９０１ａとなり、エラー
レートが１０-1.5において曲線９００の３２ＱＡＭに対
してＣ／Ｎ値が５ｄＢ下がってもＤ1は同等のエラーレ
ートで再生できるという効果がある。
【０１７４】次にｎ＝１．５の場合の第２階層Ｄ2のエ
ラーレートは曲線９０２ａで示される。エラーレートが
１０-1.5において、曲線９００に示す３２ＱＡＭに比べ
てＣ／Ｎを２．５ｄＢ上げないと同等のエラーレートで
再生できない。曲線９０１ｂ、曲線９０２ｂはｎ＝２．
０の場合のＤ1、Ｄ2を示す。曲線９０２ＣはＤ2を示
す。これをまとめると、エラーレートが１０の−１．５
乗の値において２２ｎ＝１．５、２．０、２．５の時、
３２ＱＡＭに比べて各々Ｄ1は５、８、１０ｄＢ改善さ
れ、Ｄ2は２．５ｄＢ劣化する。
【０１７５】３２ＳＲＱＡＭの場合にシフト量ｎを変化
させた場合に所定のエラーレートを得るのに必要な第１
データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2のＣ／Ｎ値を図１０３の
シフト量ｎとＣ／Ｎの関係図で示す。図１０３をみると
明らかなように、ｎが０．８以上であれば、階層伝送つ
まり第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2の伝送に必要な
Ｃ／Ｎ値の差が生まれ、本発明の効果が生じることがわ
かる。従って、３２ＳＲＱＡＭの場合ｎ＞０．８５の条
件下で効果がある。１６ＳＲＱＡＭの場合のエラーレー
トは図１０２のＣ／Ｎとエラーレートの関係図のように
なる。
【０１７６】図１０２において曲線９００は１６ＱＡＭ
のエラーレートを示す。曲線９０１ａ、９０１ｂ、９０
１ｃは各々第１データ列Ｄ1のｎ＝１．２、１．５、
１．８の 場合のエラーレートを示す。曲線９０２ａ、
９０２ｂ、９０２ｃは各々第２データ列Ｄ2のｎ＝１．
２、１．５、１．８の場合のエラーレートを示す。
【０１７７】図１０４のシフト量ｎとＣ／Ｎの関係図は
１６ＳＲＱＡＭの場合にシフト量ｎを変化させた場合に
特定のエラーレートを得るのに必要な第１データ列Ｄ1
と第２データ列Ｄ2のＣ／Ｎの値を示したものである。
図１０４から明らかなように１６ＳＲＱＡＭの場合ｎ＞
０．９であれば本発明の階層伝送が可能となることがわ
かる。以上からｎ＞０．９なら階層伝送が成立する。
【０１７８】ここで具体的にデジタルＴＶの地上放送に
本発明のＳＲＱＡＭを適用した場合の一例を示す。図１
０５は地上放送時の送信アンテナと受信アンテナとの距
離と、信号レベルとの関係図を示す。曲線９１１は送信
アンテナの高さが１２５０ｆｔの場合の受信アンテナの
信号レベルを示す。まず、現在検討が進められているデ
ジタルＴＶ放送方式において要求される伝送系の要求エ
ラーレートを１０の−１．５乗と仮定する。領域９１２
はノイズレベルを示し、点９１０はＣ／Ｎ＝15dBになる
地点で従来方式の３２ＱＡＭ方式の受信限界点を示す。
このＬ＝６０ｍｉｌｅの地点においてデジタルのＨＤＴ
Ｖ放送が受信できる。
【０１７９】しかし、天候等の受信条件の悪化により時
間的にＣ／Ｎは５ｄＢの巾で変動する。Ｃ／Ｎ位が閾値
に近い受信状況においてＣ／Ｎが低下すると急激にＨＤ
ＴＶの受信が不能となる問題を持っている。また地形や
建築物の影響により、少なくとも１０ｄＢ程度の変動が
見込まれ、６０ｍｉｌｅの半径内の全ての地点で受信で
きる訳でない。この場合、アナログと違いデジタルの場
合完全に映像が伝送できない。従って従来のデジタルＴ
Ｖ放送方式のサービスエリアは不確実なものであった。
【０１８０】一方、本発明の３２ＳＲＱＡＭもしくは図
６８に示す８−ＶＳＢの場合、前述のように図１３３、
図１３７の構成により３層の階層となる。第1ー1階層Ｄ
1-1でＭＰＥＧレベルの低解像度ＮＴＳＣ信号を送り、
第1-2階層Ｄ1-2でＮＴＳＣ等の中解像度ＴＶ成分を送
り、第２階層Ｄ2でＨＤＴＶの高域成分を送ることがで
きる。例えば図１０５において第1-2階層のサービスエ
リアは点９１０ａのように７０ｍｉｌｅ地点まで拡大
し、第２階層は９１０ｂのように、５５ｍｉｌｅ地点ま
で後退する。図１０６の３２ＳＲＱＡＭのサービスエリ
ア図はこの場合のサービスエリアの面積の違いを示す。
図１０６はコンピュータシミュレーションを行い、図５
３のサービスエリア図をより具体的に計算したものであ
る。図１０６において領域７０８、７０３ｃ、７０３
ａ、７０３ｂ、７１２は各々従来方式の３２ＱＡＭのサ
ービスエリア、第1-1階層Ｄ1-1のサービスエリア、第1-
2階層Ｄ1-2のサービスエリア、第２階層Ｄ2のサービス
エリア、隣接アナログ局のサービスエリアを示す。この
うち、従来方式の３２ＱＡＭのサービスエリアのデータ
は従来開示されているデータを用いている。
【０１８１】従来方式の３２ＱＡＭの放送方式では名目
上６０マイルのサービスエリアを設定できる。しかし、
実際は天候や地形の条件変化により受信限界地近傍にお
いてきわめて受信状態が不安定であった。
【０１８２】しかし、本発明の３６ＳＲＱＡＭを用い、
第1-1階層Ｄ1-1でＭＰＥＧ１グレードの低域ＴＶ成分を
第1-2階層Ｄ1-2でＮＴＳＣグレードの 中域ＴＶ成分を
送信し、第２階層Ｄ2でＨＤＴＶの高域ＴＶ成分を送信
することにより、図１０６のように高解像度グレードの
ＨＤＴＶのサービスエリアの半径が５マイル縮小するも
のの、中解像度グレードのＥＤＴＶのサービスエリアの
半径が１０マイル以上拡大し、低解像度のＬＤＴＶのサ
ービスエリアは１８マイル拡大するという効果が生まれ
る。図１０７はシフトファクターｎもしくはｓ＝１．８
の場合のサービスエリアを示し、図１３５は図１０７の
サービスエリアを面積で示したものです。
【０１８３】このことにより、一番目に従来方式では、
受信条件が悪い地域において存在した受信不能地域にお
いても本発明のＳＲＱＡＭ方式を適用することにより、
少なくとも設定したサービスエリア内においては殆んど
の受信機で中解像度もしくは低解像度グレードでＴＶ放
送を受信できるような送信が可能となる。従って通常の
ＱＡＭでは発生するビルかげや低地の受信不能領域と隣
接アナログ局からの妨害を受けるような地域において本
発明を用いることによりこの受信不能地域が大巾に減少
し、これに伴い実質的な受信者数を増大できる。
【０１８４】二番目に従来のデジタルＴＶ放送方式では
高価なＨＤＴＶ受信機と受像機をもつ受信者しか放送を
受信できなかったため、サービスエリア内においても一
部の受信者しか視聴できなかった。しかし本発明では従
来のＮＴＳＣやPALやSECAM方式の従来型のＴＶ受像機を
持っている受信者もデジタル受信機のみを増設すること
により、デジタルＨＤＴＶ放送の番組をＮＴＳＣグレー
ドもしくはＬＤＴＶグレードではあるが受信可能になる
という効果がある。このため受信者はより少ない経済的
負担で番組が視聴できる。
【０１８５】同時に総受信者数が増えるためＴＶ送信者
側はより多くの視聴者を得られるためＴＶ事業としての
経営がより安定するという社会的効果が生まれる。
【０１８６】三番目に中低解像度グレードの受信地域の
面積はｎ＝２．５の場合、３６％従来方式に比して拡大
する。拡大に応じて受信者が増える。サービスエリアの
拡大と受信者数の増加によりその分ＴＶ事業者の事業収
入が増大する。このことによりデジタル放送の事業リス
クが減りデジタルＴＶ放送の普及が早まることが期待で
きる。
【０１８７】さて、図１０７の３２ＳＲＱＡＭのサービ
スエリア図にみるように、ｎもしくはｓ＝１．８の場合
も同様の効果が得られる。シフト値nを変更することに
より、各々の放 送局がＨＤＴＶ受像機とＮＴＳＣＴＶ
受像機の分布状況等の地域特有の条件や事情に応じてｎ
を変更し、ＳＲＱＡＭのＤ1とＤ2のサービスエリア７０
３ａと７０３ｂを最適な条件に設定することにより、受
信者は最大の満足を放送局は最大の受信者数を得ること
ができる。
【０１８８】この場合 ｎ＞１．０ の時、以上のような効果が得られる。従って、３２ＳＲ
ＱＡＭの場合nは １＜ｎ＜５ となる。同様にして１６ＳＲＱＡＭの場合nは １＜ｎ＜３ となる。
【０１８９】この場合図９９、図１００のようにシフト
させて第１と第２階層を得るＳＲＱＡＭ方式において、
１６ＳＲＱＡＭ、３２ＳＲＱＡＭ、６４ＳＲＱＡＭにお
いてｎが1.0以上であれば、地上放送において本発明の
効果が得られる。
【０１９０】実施例では映像信号を伝送した場合を説明
したが音声信号を高域部もしくは高分解能部と低域部も
しくは低分解能部にわけ、それぞれ第２データ列、第１
データ列として本発明の伝送方式を用いて伝送すると、
同様の効果が得られる。ＰＣＭ放送、ラジオ、携帯電話
に用いるとサービスエリアが広がるという効果がある。
【０１９１】また、実施例３では図１３３に示すように
時間分割多重（ＴＤＭ）方式と組み合わせてＴＤＭによ
るサブチャンネルを設け、ＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４
３ａとＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４３ｂに示すように２
つのサブチャンネルのエラー訂正のコードゲインを差別
化することにより、各サブチャンネルの閾値に差をつけ
多値伝送のサブチャンネルを増やすことができる。この
場合、図１３７に示すように４ＶＳＢ、８ＶＳＢ、１６
ＶＳＢのＶＳＢ−ＡＳＫ信号の２つのサブチャンネルの
Trellis Encoder等のＥＣＣエンコーダーのCode gains
を変えてもよい。詳しい説明は後述する実施例６の図１
３１の説明と同じであるため省略する。
【０１９２】図１３１のブロック図は磁気記録再生装置
で図１３７のブロック図は伝送装置である。伝送装置の
送信機のＵｐ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；受信機のＤｏｗｎ
ｃｏｎｖｅｒｔｏｒを各々、磁気記録再生装置の磁気
ヘッド記録信号増巾回路、磁気ヘッド再生信号増巾回路
に置き換えることにより両者は全く、同じ構成になるこ
とがわかる。従って、変復調部の構成と動作は全く同じ
である。同様にして図８４の磁気記録再生システムは図
１５６の伝送システムと同じ構成であることがわかる。
また構成を簡単にしたい場合は、図１５７、更に簡単に
したい場合は図１５８のような構成にすることができ
る。
【０１９３】図１０６のシミュレーションにおいては第
1-1サブチャンネルＤ1-1と第1-2サブチャンネルＤ1-2と
間に５ｄＢのCoding Gainの差をつけた場合を示してい
る。ＳＲＱＡＭは“Ｃ−ＣＤＭ”とよばれる本発明の信
号点符号分割多重方式（Constellation-Code Division
Multiplex）をrectangle-QAMに応用したものである。Ｃ
−ＣＤＭはＴＤＭやＦＤＭと独立した多重化方式であ
る。コードに対応した信号点コードを分割することによ
り、サブチャンネルを得る方式である。この信号点の数
を増やすことによりＴＤＭやＦＤＭにはない伝送容量の
拡張性が得られる。このことは従来機器とほぼ完全な互
換性を保ちながら実現する。このようにＣ−ＣＤＭは優
れた効果をもつ。
【０１９４】さて、Ｃ−ＣＤＭとＴＤＭを組み合わせた
実施例を用いたが周波数分割多重方式（ＦＤＭ）と組み
合わせても、同様の閾値の緩和効果が生まれる。例え
ば、ＴＶ放送に用いた場合、図１０８のＴＶ信号の周波
数分布図に示すようになる。従来のアナログ放送例えば
ＮＴＳＣ方式の信号はスペクトラム７２５のような周波
数分布をしている。一番大きな信号は映像のキャリア７
２２である。カラーのキャリア７２３や音声のキャリア
７２４はそれほど大きくない。お互いの干渉を避けるた
め、デジタル放送の信号をＦＤＭにより２つの周波数に
分ける方法がある。この場合、図に示すように映像のキ
ャリア７２２を避けるように第１キャリア７２６と第２
キャリア７２７に分割し各々第１信号７２０と第２信号
７２１を送ることにより干渉は軽減できる。第１信号７
２０により低解像度ＴＶ信号を大きな出力で送信し、第
２信号７２１により高解像度信号を小さな出力で送信す
ることにより、妨害を避けながらＦＤＭによる階層型放
送が実現する。
【０１９５】ここで図１３４に従来の方式３２ＱＡＭを
用いた場合の図を示す。サブチャンネルＡの方が出力が
大きいため、閾値はThreshold1はサブチャンネルＢの閾
値Theshold2に比べて４〜５ｄＢ小さくて良い。従って
４〜５ｄＢ閾値の差をもつ２層の階層型放送が実現す
る。しかし、この場合、受信信号のレベルがTheshold2
以下になると情報量の大巾を占める第２信号７２１ａの
斜線で示す信号の全部が全く受信できなくなり、情報量
の少ない第１信号７２０ａしか受信できなくなり、第２
階層では画質の著しく悪い画像しか受信できない。
【０１９６】しかし、本発明を用いた場合、図１０８に
示すようにまず第１信号７２０にＣ−ＣＤＭにより得ら
れる３２ＳＲＱＡＭを用いてサブチャンネル１ｏｆＡを
追加する。この閾値の低いサブチャンネル１ｏｆＡにさ
らに低解像度の成分をのせる。第２信号７２１を３２Ｓ
ＲＱＡＭとし、サブチャンネル１ｏｆＢの閾値を第１信
号の閾値Thershold2に合わせる。すると信号レベルがTh
reshold−２に下がっても受信できなくなる。領域は斜
線で示す第２信号部７２１ａのみとなり、サブチャンネ
ル１ｏｆＢとサブチャンネルＡが受信できるため伝送量
はあまり減らない。従って第２階層においても画質の良
い画像がＴｈ−２の信号レベルにおいても受信できると
いう効果がある。
【０１９７】一方のサブチャンネルに普通解像度の成分
を伝送することにより、さらに階層の数が増え、低解像
度のサービスエリアが拡がるという効果も生まれる。こ
の閾値の低いサブチャンネルに音声情報叉は同期情報、
各データのヘッダー等の重要な情報を入れることによ
り、この重要な情報は確実に受信できるため安定した受
信が可能となる。第２信号７２１に、同様の手法を用い
ると、サービスエリアの階層が増える。ＨＤＴＶの走査
線が１０５０本の場合、５２５本に加えて、Ｃ−ＣＤＭ
により７７５本のサービスエリアが加わる。
【０１９８】このようにして、ＦＤＭとＣ−ＣＤＭを組
み合わせるとサービスエリアが拡大するという効果が生
まれる。この場合ＦＤＭにより２つのサブチャンネルを
設けたが３つの周波数に分割し、３つのサブチャンネル
を設けてもよい。
【０１９９】次にＴＤＭとＣ−ＣＤＭを組み合わせて妨
害を避ける方法を述べる。図１０９に示すようにアナロ
グＴＶ信号には水平帰線部７３２と映像信号部７３１が
ある。水平帰線部７３２の信号レベルが低いことと、こ
の期間中は妨害を受けても画面に出力されないことを利
用する。デジタルＴＶ信号の同期をアナログＴＶ信号と
合わせ、水平帰線部７３２の期間の水平帰線同期スロッ
ト７３３、７３３ａに重要なデータ、例えば同期信号等
を送るか高い出力で多くのデータを送ることができる。
このことにより、妨害を増やさないでデータ量を増やし
たり出力を上げられるという効果がある。なお垂直帰線
部７３５、７３５ａの期間に同期させて垂直帰線同期ス
ロット７３７、７３７ａを設けても同様の効果が得られ
る。
【０２００】図１１０はＣ−ＣＤＭの原理図である。
叉、図１１１は１６ＱＡＭの拡張版のＣ−ＣＤＭのコー
ド割り当て図を示し、図１１２は３２ＱＡＭ拡張版のコ
ード割り当て図を示す。図１１０、１１１に示すように
２５６ＱＡＭは第１、２、３、４層７４０ａ、７４０
ｂ、７４０ｃ、７４０ｄの４つの層に分けられ、各々
４、１６、６４、２５６ケのセグメントを持つ。第４層
７４０ｄの２５６ＱＡＭの信号点コードワード７４２ｄ
は８ｂｉｔの“１１１１１１１１”である。これを２ｂ
ｉｔずつ４つのコードワード７４１ａ、７４１ｂ、７４
１ｃ、７４１ｄに分割し、各第１、２、３、４層７４０
ａ、７４０ｂ、７４０ｃ、７４０ｄの信号点領域７４２
ａ、７４２ｂ、７４２ｃ、７４２ｄに各々“１１”、
“１１”“１１”、“１１”を割り当てる。かくして、
２ｂｉｔずつのサブチャンネルすなわち、サブチャンネ
ル１、サブチャンネル２、サブチャンネル３、サブチャ
ンネル４ができる。これを信号点符号分割多重方式とい
う。図１１１は１６ＱＡＭの拡張版の具体的な符号配置
を示し、図１１２は３６ＱＡＭの拡張版を示す。Ｃ−Ｃ
ＤＭ多重化方式は独立したものである。従って従来の周
波数分割多重方式（ＦＤＭ）や時間分割多重方式（ＴＤ
Ｍ）と組み合わせることにより、更にサブチャンネルが
増やせるという効果がある。こうしてＣ−ＣＤＭ方式に
より新しい多重化方式を実現できる。Rectangle-QAMを
用いてＣ−ＣＤＭを説明したが、信号点をもつ他の変調
方式例えば他の形のＱＡＭやＰＳＫ、ＡＳＫ、そして周
波数領域を信号点とみなし、ＦＳＫも同様に多重化でき
る。
【０２０１】例えば前述の８ＰＳ−ＡＰＳＫのサブチャ
ンネル１のエラーレートは
【０２０２】
【数４】
【０２０３】サブチャンネル２のＰｅ2-8は
【０２０４】
【数５】
【０２０５】１６−ＰＳ−ＡＰＳＫ（ＰＳ型）のサブチ
ャンネル１のエラーレートは
【０２０６】
【数６】
【０２０７】サブチャンネル２のエラーレートは
【０２０８】
【数７】
【０２０９】サブチャンネル３のエラーレートは
【０２１０】
【数８】
【０２１１】で現せる。 （実施例４）以下本発明の第４の一実施例について図面
を参照しながら説明する。
【０２１２】図３７は実施例４の全体のシステム図であ
る。実施例４は実施例３で説明した伝送装置を地上放送
に用いたもので、ほぼ同じ構成、動作である。実施例３
で説明した図２９との違いは、送信用のアンテナ６ａが
地上伝送用アンテナになっている点と各受信機の各々の
アンテナ２１ａ，３１ａ，４１ａが地上伝送用アンテナ
になっている点のみである。その他の動作はまったく同
じであるため重復する説明を省略する。衛星放送と違
い、地上放送の場合は送信アンテナ６ａと受信機との距
離が重要となる。遠距離にある受信機は到達電波が弱く
なり、従来の送信機で単に多値ＱＡＭ変調した信号では
全く復調できず番組を視聴することはできない。
【０２１３】しかし本発明の伝送装置を用いた場合、図
３７のように遠距離にアンテナ２２ａがある第１受信機
２３は変形６４ＱＭＡ変調信号もしくは変形１６ＱＡＭ
変調信号を受信して４ＰＳＫモードで復調し第１データ
列のＤ１信号を再生するのでＮＴＳＣのＴＶ信号が得ら
れる。従って電波が弱くても中解像度でＴＶ番組を視聴
できる。
【０２１４】次に中距離にアンテナ３２ａがある第２受
信機３３では到達電波が充分強いため変形１６または６
４ＱＡＭ信号から第２データ列と第１データ列を復調で
きＨＤＴＶ信号が得られる。従って同じＴＶ番組をＨＤ
ＴＶで視聴できる。
【０２１５】一方、近距離にあるか超高感度のアンテナ
４２ａをもつ第３受信機４３は電波が変形６４ＱＡＭ信
号の復調に充分な強度であるため第１、２、３、データ
列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を復調し超高解像度ＨＤＴＶ信号が
得られる。同じＴＶ番組を大型映画と同じ画質のスーパ
ーＨＤＴＶで視聴できる。
【０２１６】この場合の周波数の配置方法は図３４、図
３５、図３６の図を用いて時間多重配置を周波数配置に
読み代えることにより説明できる。図３４のように１か
ら６チャンネルまで周波数がわり割当られている場合Ｄ
１信号にＮＴＳＣのＬ１を第１チャンネルに、Ｄ２信号
の第１チャンネルのＭ１にＨＤＴＶの差分情報を、Ｄ３
信号の第１チャンネルのＨ１に超高解像度ＨＤＴＶの差
分情報を配置することによりＮＴＳＣとＨＤＴＶと超解
像度ＨＤＴＶを同一のチャンネルで送信することができ
る。また図３５、図３６のように他のチャンネルのＤ２
信号やＤ３信号を使用することが許可されれば、より高
画質のＨＤＴＶや超高解像度ＨＤＴＶが放送できる。
【０２１７】以上のように互いに両立性のある３つのデ
ジタルＴＶ地上放送を１つのチャンネルもしくは他のチ
ャンネルのＤ２，Ｄ３信号領域を使用して放送できると
いう効果がある。本発明の場合、同じチャンネルで同じ
内容のＴＶ番組を中解像度であれば、より広範囲の地域
で受信できるという効果がある。
【０２１８】デジタル地上放送として１６ＱＡＭを用い
た６ＭＨｚの帯域のＨＤＴＶ放送等が提案されている。
しかしこれらの方式はＮＴＳＣとの両立性がないため同
じ番組をＮＴＳＣの別チャンネルで送信するサイマルキ
ャスト方式の採用が前提となっている。また１６ＱＡＭ
の場合、伝送できるサービスエリアが狭くなることが予
想されている。本発明を地上放送に用いることにより別
にチャンネルを設ける必要がなくなるだけでなく、遠距
離の受信機でも中解像度で番組を視聴できるため放送サ
ービスエリアが広いという効果がある。
【０２１９】図５２は従来提案されている方式のＨＤＴ
Ｖのデジタル地上放送時の受信妨害領域図を示すもの
で、従来提案されている方式を用いたＨＤＴＶのデジタ
ル放送局７０１からＨＤＴＶの受信できる受信可能領域
７０２と隣接するアナログ放送局７１１の受信可能領域
７１２を示している。両者の重複する重複部７１３にお
いてはアナログ放送局７１１の電波妨害により、少なく
ともＨＤＴＶを安定して受信することができなくなる。
【０２２０】次に図５３は本発明による階層型の放送方
式を用いた場合の受信妨害領域図を示す。本発明は従来
方式と同一の送信電力の場合、電力利用効率が低いた
め、ＨＤＴＶの高解像度受信可能領域７０３は上述の従
来方式の受信可能領域７０２より若干狭くなる。しか
し、従来方式の受信可能領域７０２より広い範囲のデジ
タルＮＴＳＣ等の低解像度受信可能領域７０４が存在す
る。以上の２つの領域から構成される。この場合のデジ
タル放送局７０１からアナログ放送局７１１への電波妨
害は図５２で示した従来方式と同レベルである。
【０２２１】この場合、本発明ではアナログ放送局７１
１からのデジタル放送局７０１への妨害は３つの領域が
存在する。１つはＨＤＴＶもＮＴＳＣも受信できない第
１妨害領域７０５である。第２は妨害を受けるもののＮ
ＴＳＣを妨害前と同様に受信できる第２妨害領域７０６
で一重斜線で示す。ここではＮＴＳＣはＣ／Ｎが低くて
も受信可能な第１データ列を使用しているためアナログ
局７１１の電波妨害によりＣ／Ｎが低下しても妨害の影
響範囲は狭い。
【０２２２】第３は妨害前はＨＤＴＶが受信できていた
が妨害後はＮＴＳＣのみ受信できる第３妨害領域７０７
で２重斜線で示す。
【０２２３】以上のようにして従来方式より妨害前のＨ
ＤＴＶの受信領域は若干狭くなるが、ＮＴＳＣを含めた
受信範囲は広くなる。さらにアナログ放送局７１１から
の妨害により従来方式ではＨＤＴＶが妨害により受信で
きなかった領域においてもＨＤＴＶと同一の番組をＮＴ
ＳＣで受信可能となる。こうして番組の受信不能領域が
大巾に削減するという効果がある。この場合、放送局の
送信電力を若干増やすことにより、ＨＤＴＶの受信可能
領域は従来方式と同等になる。さらに従来方式では全く
番組を視聴できなかった遠方地域や、アナログ局との重
複地域において、ＮＴＳＣＴＶの品位で番組が受信でき
る。
【０２２４】また２階層の伝送方式を用いた例を示した
が、図７８の時間配置図のように３階層の伝送方式を用
いることもできる。ＨＤＴＶをＨＤＴＶ、ＮＴＳＣ、低
解像度ＮＴＳＣの３つのレベルの画像に分離し、送信す
ることにより、図５３の受信可能領域は２層から３層に
広がり最外層は広い領域となるとともに２階層伝送では
全く受信不可能であった第１妨害領域７０５では低解像
度ＮＴＳＣＴＶの品位で番組が受信可能となる。以上は
デジタル放送局がアナログ放送に妨害を与える例を示し
た。
【０２２５】次にデジタル放送がアナログ放送に妨害を
与えないという規制条件のもとにおける実施例を示す。
現在米国等で検討されている空きチャンネルを利用する
方式は、隣接して同じチャンネルを使用する。このため
後から放送するデジタル放送は既存のアナログ放送に妨
害を与えてはならない。従ってデジタル放送の送信レベ
ルを図５３の条件で送信する場合より下げる必要があ
る。この場合、従来方式の１６ＱＡＭや４ＡＳＫ変調の
場合、図５４の妨害状態図に示すように二重斜線で示し
た受信不能領域７１３が大きいためＨＤＴＶの受信可能
領域７０８は大巾に小さくなってしまう。サービスエリ
アが狭くなり、その分受信者が減るためスポンサーが減
る。従って従来方式では放送事業が経済的に成立しにく
いことが予想されている。
【０２２６】次に図５５に本発明の放送方式を用いた場
合を示す。ＨＤＴＶの高解像度受信可能領域７０３は、
従来方式の受信可能領域７０８より若干狭くなる。しか
し、従来方式より広い範囲のＮＴＳＣ等の低解像度受信
可能領域７０４が得られる。一重斜線で示す部分は、同
一番組をＨＤＴＶレベルでは受信できないが、ＮＴＳＣ
レベルで受信できる領域を示す。このうち第１妨害領域
７０５においてアナログ放送局７１１からの妨害を受
け、ＨＤＴＶも、ＮＴＳＣも両方受信できない。
【０２２７】以上のように同じ電波強度の場合、本発明
の階層型放送ではＨＤＴＶ品位の受信可能地域は若干狭
くなる一方で、同一番組をＮＴＳＣＴＶの品位で受信で
きる地域が増える。このため放送局のサービスエリアが
増えるという効果がある。より多くの受信者に番組を提
供できる効果がある。ＨＤＴＶ／ＮＴＳＣＴＶの放送事
業を、より経済的に安定して成立させることができる。
将来デジタル放送受信機の比率が増えた段階ではアナロ
グ放送への妨害規則は緩和されるため電波強度を強くす
ることができる。この時点でＨＤＴＶのサービスエリア
を大きくすることができる。この場合、第１データ列と
第２データ列の信号点の間隔を調整することにより図５
５で示したデジタルＨＤＴＶＩＮＴＳＣの受信可能地域
とデジタルＮＴＳＣの受信可能地域を調整することがで
きる。この場合、前述のように第１データ列に、この間
隔の情報を送信することにより、より安定して受信がで
きる。
【０２２８】図５６は、将来デジタル放送に切り替えた
場合の妨害状況図を示す。この場合、図５２と違い隣接
局はデジタル放送を行うデジタル放送局７０１ａとな
る。送信電力を増やすことができるため、ＨＤＴＶ等の
高解像度受信可能領域７０３はアナログＴＶ放送と同等
の受信可能領域７０２まで拡大できる。
【０２２９】そして両方の受信可能領域の競合領域７１
４では互いに妨害を受けるため通常の指向性のアンテナ
では番組をＨＤＴＶの品位では再生できないが、受信ア
ンテナの指向性の方向にあるデジタル放送局の番組をＮ
ＴＳＣＴＶの品位で受信できる。また非常に高い指向性
のアンテナを用いた場合アンテナの指向性方向にある放
送局の番組をＨＤＴＶの品位で受信できる。低解像度受
信可能領域７０４は、アナログＴＶ放送の標準の受信可
能領域７０２より広くなり、隣接の放送局の低解像度受
信可能領域７０４ａの競合領域７１５、７１６ではアン
テナの指向性の方向にある放送局の番組がＮＴＳＣＴＶ
の品位で再生できる。
【０２３０】さて、かなり将来のデジタル放送の本格普
及時期においては規制条件がさらに緩和され、本発明の
多値伝送型の放送により広いサービスエリアのＨＤＴＶ
放送が可能となる。この時点においても、本発明の多値
伝送型の放送方式を採用するにより従来方式と同程及の
広い範囲のＨＤＴＶ受信範囲を確保するとともに従来方
式では受信不可能であった遠方地域や競合地域において
もＮＴＳＣＴＶの品位で番組が受信できるため、サービ
スエリアの欠損部が大巾に減少するという効果がある。
【０２３１】（実施例５）実施例５は本発明を振巾変調
つまりＡＳＫ方式に用いた場合の実施例である図５７は
実施例５の４値のＶＳＢ−ＡＳＫ信号信号点配置図を示
し、４つの信号点７２１、７２２、７２３、７２４をも
つ。図６８（ａ）は８値のＶＳＢ信号のＣｏｎｓｔｅｌ
ｌａｔｉｏｎを示す。４値の場合２ｂｉｔのデータ、８
値の場合４ｂｉｔのデータを１周期で送ることができ
る。４ＶＳＢの場合、信号点７２１、７２２、７２３、
７２４を例えば００、０１、１０、１１に対応させるこ
とができる。
【０２３２】本発明による多値伝送を行うために、図５
８の４ｌｅｖｅｌＶＳＢ等の４ｌｅｖｅｌＡＳＫの信号
点配置図に示すように、信号点７２１、７２２を１つの
グループつまり第１の信号点群７２５として扱い、信号
点７２３、７２４を別のグループ、第２の信号点群７２
６と定義する。そして２つの信号点群の間の間隔を等間
隔の信号点の間隔より広くする。つまり信号点７２１、
７２２の間隔をＬとすると信号点７２３、７２４の間隔
は同じＬで良いが、信号点７２２と信号点７２３の間隔
ＬoはＬより大きく設定する。
【０２３３】つまり Ｌo＞Ｌ と設定する。これが本発明の多値伝送システムの特徴で
ある。ただしシステムの設計によっては条件や設定によ
り一時的もしくは恒久的にＬ＝Ｌoになって も良い。８
値のＶＳＢの場合、図６８（ａ）（ｂ）のようなＣｏｎ
ｓｔｅｌｌａｔｉｏｎとなる。
【０２３４】そして図５９（ａ）のように２つの信号点
群に第１データ列Ｄ1の１ｂｉｔのデータを対応させる
ことができる。例えば第１の信号点群７２５を０、第２
の信号点群７２６を１と定義すれば、第１データ列の１
ｂｉｔの信号が定義できる。次に第２データ列Ｄ2の１
ｂｉｔの信号を各信号群の中の２つの信号点群に対応さ
せる。例えば、図５９（ｂ）のように信号点７２１、７
２３をＤ2＝０とし、信号点７２２、７２４をＤ2＝１と
すれば第２データ列Ｄ2のデータを定義できる。この場
合も２ｂｉｔ／シンボルとなる。
【０２３５】このように信号点を配置することにより、
ＡＳＫ方式で本発明の多値伝送が可能となる。多値型伝
送システムは信号対雑音比つまりＣ／Ｎ値が充分高い時
は従来の等間隔信号点方式と変わりはない。しかし、Ｃ
／Ｎ値が低い場合、従来方式では全くデーターを再生で
きない条件においても本発明を用いることにより第２デ
ータ列Ｄ2は再生できなくなるが、第１データ列Ｄ1は再
生できる。これを説明するとＣ／Ｎが悪くなった状態は
図６０の４ＶＳＢ−ＡＳＫの信号点配置図のように示せ
る。つまり受信機で再生した信号点はノイズや伝送歪等
により、分散信号点領域７２１ａ７２２ａ、７２３ａ、
７２４ａの広い範囲にガウス分布状に分散する。このよ
うな場合、４値のスライサーによるスライスレベル２に
よる信号点７２１と信号点７２２の区別や、スライスレ
ベル４による信号点７２３と信号点７２４の区別が難し
くなる。つまり第２データ列Ｄ2のエラーレートが非常
に高くなる。しかし図から明らかなよ うに信号点７２
１，７２２のグループと信号点７２３，７２４のグルー
プとの区別は容易である。つまり第１の信号点群７２５
と第２の信号点群７２６との区別ができる。このため、
第１データ列Ｄ1は低いエラーレートで再生できること
に なる。
【０２３６】こうして２つの階層のデータ列Ｄ1とＤ2が
送受信できる。従って伝送システムのＣ／Ｎの良い状態
及び地域では第１データ列Ｄ1と第２列Ｄ2の両方がＣ／
Ｎの悪い状態及び地域では第１データ列Ｄ1のみが再生
される多値型伝送ができるという効果がある。
【０２３７】図６１は送信機７４１のブロック図で入力
部７４２は第１データ列入力部７４３と第２データ列入
力部７４４から構成される。搬送波発生器６４からの搬
送波は入力部７４２からの信号を処理部７４５でまとめ
た入力信号により乗算器７４６において振巾変調され、
図６２（ａ）のような４値もしくは８値のＡＳＫ信号と
なる。４ＡＳＫもしくは８ＡＳＫ信号は、さらにバンド
パスフィルタ７４７により帯域制限され、図６２（ｂ）
のようにＣａｒｒｉｅｒが少し残留したＳｉｄｅ Ｂａ
ｎｄをもつVestigial Side BandつまりＶＳＢ信号のＡ
ＳＫ信号となり出力部７４８から出力される。
【０２３８】ここでフィルタを通過した後の出力波形に
ついて述べる。図６２(a)はＡＳＫ変調信号の周波数分
布図である。図のようにキャリアの両側に側波帯があ
る。この信号をフィルタ７４７のバンドパスフィルタ図
６２(b)の送信信号７４９のようにキャリア成分を少し
残して片側の側波帯を取り去る。これをＶＳＢ信号とい
うが、ｆ0を変調周波数帯域とすると、約ｆ0／２の周波
数帯域で送信できるため、周波数利用効率が良いことが
知られている。図６０のＡＳＫ信号は元来２ｂｉｔ／シ
ンボルであるがＶＳＢ方式を用いると４ＶＳＢと８ＶＳ
Ｂは同一周波数帯域で１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭの４ｂｉ
ｔ／シンボルの５ｂｉｔ／シンボルに相当する情報量が
伝送できる。
【０２３９】次に図６３のブロック図で示すＶＳＢ受信
機７５１では地上のアンテナ３２ａで受けた信号は入力
部７５２を経て、チャンネル選択により可変する可変発
振器７５４からの信号と、混合器７５３において混合さ
れ、低い中間周波数に変換される。次に検波器７５５に
おいて検波され、ＬＰＦ７５６によりベースバンド信号
となり４ＶＳＢの場合は４ｌｅｖｅｌのＳｌｉｃｅｒ、
８ＶＳＢの場合は８ｌｅｖｅｌのＳｌｉｃｅｒをもつ識
別再生器７５７により第１データ列Ｄ1と第２データ列
Ｄ2が再生され第１データ列出力部７５８と第２データ
列出力部７５９から出力される。
【０２４０】次にこの送信機と受信機を用いてＴＶ信号
を送る場合を説明する。図６４は映像信号送信機７７４
のブロック図である。ＨＤＴＶ信号等の高解像度ＴＶ信
号は第１画像エンコーダー４０１の入力部４０３に入力
し、サブバンドフィルター等の映像の分離回路４０４に
より、ＨLＶL，ＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＨH等の高域ＴＶ信
号と低域ＴＶ信号に分離される。この内容は実施例３で
図３０を用いて説明したので詳しい説明は省略する。分
離されたＴＶ信号は圧縮部４０５において、ＭＰＥＧ等
で用いられているＤＰＣＭＤＣＴ可変長符号化や等の手
法を用いて符号化される。動き補償は入力部４０３にお
いて処理される。圧縮された４つの画像データは合成器
７７１によって第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2の２
つのデータ列となる。この場合ＨLＶL信号つまり低域の
画像信号は第１データ列に含まれる。送信機の７４１の
第１データ列入力部７４３と第２データ列入力部７４４
に入力され振巾変調を受け、ＶＳＢ等のＡＳＫ信号とな
り、地上アンテナから放送される。
【０２４１】このデジタルＴＶ放送のＴＶ受信機全体の
ブロック図が図６５である。地上アンテナ３２ａで受信
した放送信号はＴＶ受信機７８１の中の受信機７５１の
入力部７５２に入力され、検波復調部７６０により受信
者が希望する任意のチャンネルの信号が選局され復調さ
れ、第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2が再生され第１
データ列出力部７５８と第２データ列出力部７５９から
出力される。詳しい説明は重なるため省く。Ｄ1，Ｄ2信
号は分離部７７６に入力される。Ｄ1信号は分離器７７
７により分離されＨLＶL圧縮成分は第１入力部５２１に
入力される。他方は合成器７７８によりＤ2信号と合成
され第２入力部５３１に入力される。第２画像デコーダ
において第１入力部５２１に入ったＨLＶL圧縮信号は、
第１伸長部５２３によりＨLＶL信号に伸長され画像合成
部５４８と画面比率変更回路７７９に送られる。元のＴ
Ｖ信号がＨＤＴＶ信号の場合、ＨLＶL信号はワイドのＮ
ＴＳＣ信号になり、元の信号がＮＴＳＣ信号の場合、Ｍ
ＰＥＧ１のようなＮＴＳＣより品位が低い低解像度ＴＶ
信号になる。
【０２４２】この説明では元の映像信号をＨＤＴＶ信号
と設定しているため、ＨLＶL信号はワイドＮＴＳＣのＴ
Ｖ信号となる。ＴＶの画面アスペクト比が１６：９であ
れば１６：９の画面比率のまま出力部７８０を介して映
像出力４２６として出力する。もし、ＴＶの画面アスペ
クト比が４：３であれば、画面比率変更回路７７９によ
り１６：９から４：３の画面アスペクト比のレターボッ
クス形式かサイドパネル形式に変更して出力部７８０を
介して映像出力４２５として出力する。
【０２４３】一方、第２データ列出力部７５９からの第
２データ列Ｄ2は、分離部７７６の合成器７７８におい
て分離器７７７の信号と合成され、第２画像デコーダの
第２入力部５３１に入力され、分離回路５３１によりＨ
LＶH、ＨHＶL、ＨHＶHの圧縮信号に分離されて各々第２
伸張部５３５、第３伸長部５３６、第４伸長部に送ら
れ、伸長されて元のＨLＶH、ＨHＶL、ＨHＶH信号とな
る。これらの信号にＨLＶL信号を加え、画像合成部５４
８に入力され、合成されて１つのＨＤＴＶ信号となり出
力部５４６より出力され、出力部７８０を介してＨＤＴ
Ｖの映像信号４２７として出力される。
【０２４４】この出力部７８０は第２データ列出力部７
５９の第２データ列の誤まり率を誤まり率検知部７８２
で検知し、エラーレートが高い状態が一定時間続いた場
合は一定時間自動的にＨLＶL信号の低解像度の映像信号
を出力させたり、映像出力を停止させたり、フィルタを
作動させたり、同期を回復させたり等のシステムのコン
トロール命令を出す。
【０２４５】以上のようにして、階層型放送の送信、受
信が可能となる。伝送条件が良い場合、例えばＴＶ送信
アンテナが近い放送に対しては、第１データ列と第２デ
ータ列の両方が再生できるので、ＨＤＴＶの品位で番組
を受信できる。また送信アンテナとの距離が遠い放送に
対しては、第１データ列を再生し、このＶLＨL信号から
低解像度のＴＶ信号を出力する。このことにより、ＨＤ
ＴＶの品位もしくはＮＴＳＣＴＶの品位で同一番組をよ
り広い地域で受信できるという効果がある。
【０２４６】また図６６のＴＶ受信機のブロック図のよ
うに第１データ列出力部７６８だけに受信機７５１の機
能を縮小すると受信機は第２データ列およびＨＤＴＶ信
号を扱わなくてもよくなるため、構成が大巾には簡略化
できる。画像デコーダーは 図３１で説明した第１画像
デコーダ４２１を用いればよい。この場合ＮＴＳＣＴＶ
の品位の画像が得られる。ＨＤＴＶの品位では番組を受
信できないが受信機のコストは大巾に安くなる。従って
広く普及する可能性がある。このシステムでは従来のＴ
Ｖディスプレイをもつ多くの受信システムを変更しない
でアダプターとして追加することにより、デジタルＴＶ
放送が受信できるという効果がある。
【０２４７】なお、図６６に示すようにスクランブルを
かけた４ＶＳＢ，８ＶＳＢ信号を受信する場合、４ＶＳ
Ｂ，８ＶＳＢ信号で送信されるスクランブル解除信号と
デスクランブラー５０２の中のＤｅｓｃｒａｍｂｌｅ番
号メモリー５０２ｃの番号をＤｅｓｃｒａｍｂｌｅ番号
照合器５０２ｂにより照合し、一致している場合のみＤ
ｅｓｃｒａｍｂｌｅを解除することにより特定のスクラ
ンブル番組のスクランブルを正当に解除することができ
る。
【０２４８】図６７のような構成にするとＰＳＫ信号を
復調する衛星放送受信機とＶＳＢ信号を復調する地上放
送受信機の機能をもつ受信機を簡単に構成できる。この
場合、衛星アンテナ３２から受信したＰＳＫ信号は発振
器７８７からの信号と混合器７８６において混合され、
低い周波数に変換されＴＶ受信機７８１の入力部３４に
入力され、図６３で説明した混合器７５３に入力され
る。衛星ＴＶ放送の特定のチャンネルの低い周波数に変
換されたＰＳＫ、もしくはＱＡＭ信号は復調部３５によ
りデータ列Ｄ1、Ｄ2が復調され、分離部７８８を介して
第２画像エンコーダ４２２により、画像信号として再生
され、出力部７８０より出力される。一方、地上用のア
ンテナ３２ａにより受信されたデジタル地上放送とアナ
ログ放送は、入力部７５２に入力され図６３で説明した
のと同じプロセスで混合器７５３により特定のチャンネ
ルが選択され、検波され、低域のみのベースバンド信号
となる。アナログ衛星ＴＶ放送に混合器７５３に入り復
調される。デジタル放送の場合は、識別再生器７５７に
よりデータ列Ｄ1とＤ2が再生され第２画像デコーダ４２
２により映像信号が再生され、出力される。また地上と
衛星のアナログＴＶ放送を受信する場合は映像復調部７
８８によりＡＭ復調されたアナログＴＶ信号が出力部７
８０より出力される。図６７の構成をとると混合器７５
３が衛星放送と地上放送で共用できる。また第２画像デ
コーダ４２２も共用できる。又、デジタル地上放送でＡ
ＳＫ信号を用いた場合、ＡＭ復調のため従来のアナログ
放送と同様の検波器７５５とＬＰＦ７５６等の受信回路
を兼用できる。以上のように図６７の構成にすると大巾
に受信回路を共用化し、回路を削減するという効果があ
る。
【０２４９】また、実施例では４値のＡＳＫ信号を２つ
のグループに分け、Ｄ1、Ｄ2の２層の各１ｂｉｔの多値
伝送を行った。しかし、図６８（ａ）（ｂ）の８ＶＳＢ
信号のＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ図に示す、８値のＡ
ＳＫ信号つまり８ｌｅｖｅｌ−ＶＳＢを用いるとＤ1、
Ｄ2、Ｄ3の３層の各１ｂｉｔの合計３ｂｉｔ／ｓｙｍｂ
ｏｌの多値伝送を行うことができる 。図６８（ａ）に
示すように、まず１ｂｉｔ目の符号のつけ方を説明する
と、Ｄ3信号の信号点は信号点７２１ａと７２１ｂ、７
２２ａと７２２ ｂ、７２３ａと７２３ｂ、７２４ａと７
２４ｂの２値つまり１ｂｉｔである。次に次の１ｂｉｔ
の符号化を説明すると、Ｄ2の信号点は信号点群７２１
と７２２、信号点群７２３と７２４の２値の１ ｂｉｔ
である。Ｄ3のデータは大信号点群７２５と７２６の２
値の１ｂｉｔとな る。この場合、図５７の４つの信号
点７２１、７２２、７２３、７２４を各２ヶの信号点７
２１ａと７２１ｂ、７２２ａと７２２ｂ、７２３ａと７
２３ｂ、７２４ａと７２４ｂに分離し、各グループの間
の距離を離すことにより最大３層の多値伝送が可能とな
る。前述のようにＬ＝Ｌ0にすることもできる。
【０２５０】この３層の多値型伝送システムを用いて３
層等のデジタルＨＤＴＶの映像伝送を行うことは実施例
３と実施例４で説明したもので動作の詳しい説明は省略
する。
【０２５１】ここで、図６８値のＶＳＢによるＴＶ放送
を行うことによる効果について述べる。８ＶＳＢは伝送
情報量が多い反面、同じＣ／Ｎ値に対するエラーレート
は４ＶＳＢより高い。しかし高画質のＨＤＴＶ放送を行
う場合、伝送容量に余裕があるためエラー訂正符号が多
く入るため、エラーレートを下げたり、また将来階層型
のＴＶ放送が可能となるという効果がある。
【０２５２】ここで４ＶＳＢと８ＶＳＢと１６ＶＳＢの
効果について比較しながら述べる。ＮＴＳＣやＰＡＬの
周波数帯を用いて地上放送を行う場合、図１３６に示し
たようにＮＴＳＣの場合６ＭＨｚの帯域制限があり約５
ＭＨｚの実質的な伝送帯域が許される。４ＶＳＢの場
合、周波数利用効率は４ｂｉｔ／Ｈｚであるため、実質
的に５ＭＨｚ×４＝２０Ｍｂｐｓのデータ伝送容量があ
る。一方、デジタルＨＤＴＶ信号の伝送には少なくとも
１５Ｍｂｐｓ〜１８Ｍｂｐｓ必要である。このため、４
−ＶＳＢではデータ容量に余裕がないため、図１６９の
比較図に示すように誤り訂正符号のための冗長度をＨＤ
ＴＶの実質伝送量の１０〜２０％しかとれない。
【０２５３】次に８−ＶＳＢの場合、周波数利用効率は
６ｂｉｔ／ＨＺであるため５ＭＨｚ×６＝３０Ｍｂｐｓ
のデータ伝送容量が得られる。上述のようにＨＤＴＶ信
号の伝送には１５〜１８ＭＨｚ必要であるが、８ＶＳＢ
変調方式の場合、図１６９に示すようにＨＤＴＶ信号の
実質伝送量の５０％以上の情報量を誤り訂正の符号に用
いることができる。従って、同じデータレートのＨＤＴ
Ｖデジタル信号を６ＭＨｚの帯域で地上放送するという
条件のもとでは、８ＶＳＢの方がより大容量の誤り訂正
符号を付加できるため、図１６１のエラーレートカーブ
８０５と８０６に示すように、伝送系の同じＣ／Ｎ値に
対して、エラー訂正のＣｏｄｅ Ｇａｉｎを高くしたＴ
ＣＭ−８ＶＳＢの方がエラー訂正後のエラーレートがエ
ラー訂正のＣｏｄｅ Ｇａｉｎの低い４ＶＳＢより低く
なる。従って、Ｈｉｇｈ ｃｏｄａ ｇａｉｎでエラー
符号化された８ＶＳＢの方が４ＶＳＢより、ＴＶ地上放
送におけるサービスエリアが拡がるという効果がある。
確かに８ＶＳＢの方が誤り訂正回路の増大により、受信
機の回路がより複雑になる欠点がある。しかしＶＳＢ・
ＡＳＫ方式は、振巾変調方式のため、位相成分を含むＱ
ＡＭ変調方式に比べて、元々受信機のＥｑｕａｌｉｚｅ
ｒの回路規模が大巾に小さい。このため誤り訂正回路を
追加しても、全体の回路規模は８ＶＳＢ方式の方が３２
ＱＡＭ方式に比べて大きくならない。従って、８ＶＳＢ
方式により、サービスエリアが広く、全体の回路規模の
適切なデジタルＨＤＴＶ受信機が実現する。
【０２５４】なお、具体的な誤り訂正方式の例として
は、後の実施例５等で説明するが、図８４や実施例６の
図１３１、図１３７、図１５６、図１５７の送受信機の
ブロック図のＥＣＣ７４４ａとＴｒｅｌｌｉｓ Ｅｎｃ
ｏｄｅｒ７４４ｂを用い、図６１で説明した４ＶＳＢ、
８ＶＳＢ、１６ＶＳＢのＶＳＢの変調部７４９を用いて
送信する。受信機側としては、図６３を用いて説明した
ＶＳＢの復調部７６０を用いて４ＶＳＢもしくは８ＶＳ
Ｂもしくは１６ＶＳＢ信号から４、８、１６値のｌｅｖ
ｅｌ ｓｌｉｃｅｒ７５７によりデジタルデータを再生
し、同じく後の実施例５等で説明する図８４、実施例６
の図１３１、図１３７、図１５６、図１５７のＴｒｅｌ
ｌｉｓ Ｄｅｃｏｄｅｒ７５９ｂとＥＣＣ Ｄｅｃｏｄ
ｅｒ７５９ａにより、誤り訂正をした後、画像デコータ
４０２の画像伸長器により、デジタルＨＤＴＶ信号を再
生し、出力する。
【０２５５】ＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ａは実施例
６で説明する図１６０（ａ）、（ｂ）に示すように、Ｒ
ｅｅｄ ｓｏｌｏｍｏｎ Ｅｎｃｏｄｅｒ７４４ｊとＩ
ｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ７４４ｋを用い、ＥＣＣ Ｄｅｃ
ｏｄｅｒ７５９ａにはＤｅＩｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ７５
９ｋとＲｅｅｄ ｓｏｌｏｍｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ７５
９ｊを用いる。前の実施例で述べたようにＩｎｔｅｒｌ
ｅａｖｅをかけることにより、バーストエラーに強くな
る。
【０２５６】図１２８（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）
（ｆ）に示すＴｒｅｌｌｉｓ ｅｎｃｏｄｅｒを採用す
ることによりさらにＣｏｄｅ Ｇａｉｎを上げることが
でき、エラーレートが下がる。８ＶＳＢの場合図１７２
に示すようにＲａｔｉｏ２／３のＴｒｅｌｌｉｓ ｅｎ
ｃｏｄｅｒ７４４ｂ，ｄｅｃｏｄｅｒ７５９ｂが適用で
きる。
【０２５７】実施例では、主に階層型のデジタルＴＶ信
号を伝送する例を用いて説明した。階層型の場合、理想
的な放送ができるが、画像圧縮回路や変復調器の回路が
複雑になるため、放送開始時にはコストの点で好ましく
ない。実施例５の冒頭に述べたように４ＶＳＢや８ＶＳ
Ｂの信号点間隔Ｌ＝Ｌ0つまり等間隔にして、非階層型
のＴＶ伝送を行い、図１３７を図１５７に示すような、
簡単な構成にすることにより、回路の簡単なＴＶの放送
システムが実現する。そして、普及した段階で８ＶＳＢ
の階層型伝送に切り換えればよい。
【０２５８】さて、以上４ＶＳＢと８ＶＳＢについて説
明したが、図１５９（ａ）〜（ｄ）では１６ＶＳＢと３
２ＶＳＢについて説明する。図１５９（ａ）は１６ＶＳ
ＢのＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎを示す。図１５９
（ｂ）は２つの信号点のグループ７２２ａ〜７２２ｈに
グループ化し、８つの信号点とみなすことにより、８Ｖ
ＳＢとして扱えるため２層の階層型伝送が実現する。こ
の場合Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍａｌｔｉｐｌｅ
ｘで、間欠的に８ＶＳＢ信号を送っても階層型伝送が実
現する。但し、この方式では最大データレートが２／３
になる。図１５７（ｃ）はさらに４つのグループ７２３
ａ〜７２３ｄとし、４ＶＳＢとして扱うためさらに１層
階層が増える。この場合も、Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏ
ｎ Ｍａｌｔｉｐｌｅｘで間欠的に４ＶＳＢ信号を送っ
ても、最大データレートが下がるが階層型伝送が実現す
る。以上により、３層の階層型ＶＳＢが実現する。
【０２５９】この方式により、１６ＶＳＢのＣ／Ｎが悪
くなった時８ＶＳＢ、もしくは４ＶＳＢのデータが再生
できるという階層型伝送が実現する。また図１５９
（ｄ）のように１６ＶＳＢの信号点を２倍にすることに
より、３２ＶＳＢが伝送できる。将来１６ＶＳＢの容量
を拡大したい場合、この方式により、互換性を保ちなが
ら５ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌのデータ容量が得られるとい
う効果がある。
【０２６０】これまで述べたことをまとめると、図１６
１のＶＳＢ受信機のブロック図に示す受信機と図１６２
のＶＳＢ送信機のブロック図に示す送信機の構成とな
る。
【０２６１】主に４−ＶＳＢと８−ＶＳＢを用いて説明
したが、図１５９（ａ）（ｂ）（ｃ）のような１６ＶＳ
Ｂを用いて伝送することもできる。１６ＶＳＢの場合は
地上放送を行う場合６ＭＨｚの帯域で、４０Ｍｂｐｓの
伝送容量がとれる。しかしＨＤＴＶデジタル圧縮信号の
データレートは、ＭＰＥＧ規格を用いた場合１５〜１８
Ｍｂｐｓとなるため、伝送容量の余裕が大きくなりすぎ
る。図１６９に示すようにＲｅｄｕｎｄａｎｃｙ：Ｒ16
＝１００％以上となり、１チャンネルのデジタルＨＤＴ
Ｖを伝送するには冗長度が大きくなりすぎて回路が複雑
になるだけで、８ＶＳＢに対して効果が少ない。そして
２チャンネルのＨＤＴＶの地上放送をするには１６ＶＳ
Ｂであると冗長度は４ＶＳＢと同じで１０ｂ程度しかと
れないため充分な誤り訂正符号をいれることができない
ため、サービスエリアが狭くなる。前述のように４−Ｖ
ＳＢではＲｅｄｕｎｄａｎｃｙ：Ｒ4＝１０〜２０％で
充分なエラー訂正ができないためサービスエリアを広く
とれない。図１６９から明らかなように、８−ＶＳＢの
Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ：Ｒ8＝５０％で充分なエラー訂
正符号化ができる。エラー訂正の回路規模もさほど大き
くならずにサービスエリアがとれる。従ってデジタルＨ
ＤＴＶ地上放送を６〜８ＭＨｚの帯域制限で行う条件の
もとでは、図１６９から明らかなように、８Ｌｅｖｅｌ
−ＶＳＢが最も効果があり最適なＶＳＢ変調方式である
ことがわかる。
【０２６２】さて実施例３では図３０のような画像エン
コーダ４０１を説明したが、図３０のブロック図は、図
６９のように書き換えることができる。内容は全く同じ
であるため説明は省略する。このように、画像エンコー
ダ４０１はサブバンドフィルタ等の映像の分離回路４０
４、４０４ａを２つもつ。これらを分離部７９４とする
と、図７０の分離部のブロック図に示す。ように１つの
分離回路に信号を時分割で２回通すことにより回路を削
減できる。これを説明すると、第１サイクルでは入力部
４０３からのＨＤＴＶやスーパーＨＤＴＶの映像信号は
時間軸圧縮回路７９５により、時間軸を圧縮されて分離
回路４０４により、ＨHＶH−Ｈ、ＨHＶL−Ｈ、ＨLＶH−
Ｈ、ＨLＶL＋１の４つの成分に分けられる。この場合、
スイッチ７６５、７６５ａ、７６５ｂ、７６５ｃは１の
位置にあり、圧縮部４０５に、ＨHＶH−Ｈ、ＨHＶL−
Ｈ、ＨLＶH−Ｈの３つの信号を出力する。しかし、ＨL
ＶL−Ｈの信号はスイッチ７６５ｃの出力１から時間軸
調整回路７９５の入力２へ入力し、第２サイクルつまり
時分割処理の空き時間に分離回路４０４に送られ分離処
理されＨHＶH、ＨHＶL、ＨLＶH、ＨLＶLの４つの成分に
分けられ出力される。第２サイクルではスイッチ７６
５、７６５ａ、７６５ｂ、７６５ｃは出力２の位置に変
わるため、４つの成分は圧縮部４０５へ送られる。この
ようにして図７０の構成をとり時分割処理することによ
り分離回路が削減できるという効果がある。
【０２６３】次にこのような３層の階層型の画像伝送を
行うと受信機側には実施例３の図３３のブロック図で説
明したような、画像デコーダが必要となる。これを、書
き換えると図７１のようなブロック図となる。処理能力
は違うものの同じ構成の合成器５６６が２つ存在するこ
とになる。
【０２６４】これは図７２のような構成をとると図７０
の分離回路の場合と同様にして１つの合成器で実現でき
る。図７２を説明すると、５つのスイッチ、７６５ａ，
７６５ｂ，７６５ｃ，７６５ｄにより、まず、タイミン
グ１において、スイッチ７６５、７６５ａ，７６５ｂ，
７６５ｃの入力が１に切り替わる。すると、第１伸長部
５２２、第２伸長部５２２ａ，第３伸長部５２２ｂ，第
４伸長部５２２ｃから各々ＨLＶL，ＨLＶH，ＨHＶL，Ｈ
HＶHの信号が、スイッチを介して合成器５５６の対応す
る入力部に入力され、合成処理されて１つの映像信号と
なる。この映像信号はスイッチ７６５ｄに送られ出力１
より出力し再びスイッチ７６５ｃの入力２に送られる。
この映像信号はもともと、高解像度映像信号を分割した
ＨLＶL−Ｈ成分の信号である。次のタイミング２におい
て、スイッチ７６５、７６５ａ，７６５ｂ，７６５ｃは
入力２に切替わる。こうして、今度はＨHＶH−Ｈ，ＨH
ＶL−Ｈ，ＨLＶH−ＨそしてＨLＶL−Ｈ信号が合成器５
５６に送られ、合成処理されて１つの映像信号が得られ
る。この映像信号はスイッチ７６５ｄの出力２より出力
部５５４から出力される。
【０２６５】このようにして、３層の階層型放送を受信
する場合時分割処理により２ケの合成器を１ケに削減す
るという効果がある。
【０２６６】さて、この方式は、まずタイミング１におい
てＨHＶH，ＨHＶL，ＨLＶH，ＨLＶL信号を入力させ、Ｈ
LＶL−Ｈ信号を合成させる。その後、タイミング１と別
の期間タイミング２において、ＨHＶH−Ｈ，ＨHＶL−
Ｈ，ＨLＶH−Ｈと上記のＨLＶL−Ｈ信号を入力させ、最
終の映像信号を得るという手順をとっている。従って、
２つのグループの信号のタイミングをずらす必要があ
る。
【０２６７】もし、もともと、入力した信号の上記成分
のタイミングの順序が違っていたり重複している場合は
時間的に分離するためスイッチ７６５、７６５ａ，７６
５ｂ，７６５ｃにメモリを設け蓄積し、時間軸を調整す
ることが必要となる。しかし送信機の送信信号を図７３
のようにタイミング１とタイミング２に時間的に分離し
て送信することにより、受信機側に時間軸調整回路が不
要となる。従って、受信機の構成が簡単になるという効
果がある。
【０２６８】図７３の時間配置図のＤ１は送信信号の第
１データ列Ｄ１を示し、タイミング１の期間中にＤチャ
ンネルでＨLＶL，ＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶH信号を送り、
タイミング２の期間にＤ２チャンネルでＨLＶH−Ｈ，Ｈ
HＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈを送る場合の信号の時間配置を示
している。このようにして時間的に分離して送信信号を
送ることにより、受信機のエコンコーダの回路構成を削
除するという効果がある。
【０２６９】次に受信機の伸長部の数が多い。これらの
数を削減する方法について述べる。図７４(ｂ)は送信信
号のデータ８１０、８１０ａ，８１０ｂ，８１０ｃの時
間配置図を示す。この図において、データの間に別デー
タ８１１，８１０ａ，８１１ｂ，８１１ｃを送信する。
すると、目的とする送信データは間欠的に送られてくる
ことになる。すると、図７４(ａ)のブロック図に示す第
２画像エンコーダ４２２はデータ列Ｄ１を第１入力部５
２１とスイッチ８１２を介して次々と伸長部５０３に入
力する。例えば、データ８１０の入力完了後は別データ
８１１の時間中に伸長処理を行い、データ８１０の処理
修了後、次のデータ８１０ａが入力することになる。こ
うすることにより、合成器の場合と同様の手法で時分割
で１つの伸長部５０３を共用することができる。こうし
て、伸長部の総数を減らすことができる。
【０２７０】図７５はＨＤＴＶを送信する場合の時間配
置図である。例えば放送番組の第１チャンネルのＮＴＳ
Ｃ成分に相当するＨLＶL信号をＨLＶL（１）とすると、
これをＤ１信号の太線で示すデータ８２１の位置に時間
配置する。第１チャンネルのＨＤＴＶ付加成分に相当す
るＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶH信号はＤ２信号のデータ８２
１ａ，８２１ｂ，８２１ｃの位置に配置する。すると第
１チャンネルの全てのデータの間には別のＴＶ番組の情
報である別データ８２２，８２２ａ，８２２ｂ，８２２
ｃが存在するため、この期間中に伸長部の伸長処理が可
能となる。こうして１つの伸長部で全ての成分を処理で
きる。この方式は伸長器の処理が速い場合に適用でき
る。
【０２７１】また、図７６のようにＤ１信号に、データ
８２１，８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃを配置しても同
様の効果が得られる。通常の４ＰＳＫや４ＡＳＫのよう
に階層がない伝送を用いて送受信する場合に有効であ
る。
【０２７２】図７７は、例えばＮＴＳＣとＨＤＴＶと高
解像度ＨＤＴＶもしくは、低解像度ＮＴＳＣとＮＴＳＣ
とＨＤＴＶのような３層の映像を物理的に２層の階層伝
送方式を用いて階層放送を行う場合の時間配置図を示
す。例えば、低解像度ＮＴＳＣとＮＴＳＣとＨＤＴＶの
３層の映像を放送する場合Ｄ１信号には低解像ＮＴＳＣ
信号に相当するＨLＶL信号がデータ８２１に配置されて
いる。又、ＮＴＳＣの分離信号であるＨLＶH，ＨHＶL，
ＨHＶHの各成分の信号はデータ８２１ａ，８２１ｂ，８
２１ｃの位置に配置されている。ＨＤＴＶの分離信号で
あるＨLＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈ信号はデータ
８２３，８２３ａ，８２３ｂに配置されている。
【０２７３】ここでは、図１５６や図１７０のブロック
図に示すように、実施例２で説明したエラー訂正能力の
差別化による論理的な階層伝送を４ＶＳＢや８ＶＳＢや
１６ＶＳＢに追加している。具体的にはＨLＤLはＤ1信
号の中のＤ1-1チャンネルを用いている。Ｄ1-1チャンネ
ルは実施例２で述べたようにＤ1-2チャンネルより大巾
に訂正能力の高い誤り訂正方式を採用している。Ｄ1-1
チャンネルはＤ1-2チャンネルに比べて冗長度は高いが
再生後のエラーレートは低いため、他のデータ８２１
ａ，８２１ｂ，８２１ｃよりＣ／Ｎ値の低い条件におい
ても再生できる。このためアンテナから遠い地域や自動
車の車内等の受信条件の悪い場合においても低解像度の
ＮＴＳＣＴＶの品位で番組を再生することができる。実
施例２で述べたようにエラーレートの観点でみた場合、
Ｄ1信号の中のＤ1-1チャンネルにあるデータ ８２１は
Ｄ1-2チャンネルにある他のデータ８２１ａ，８２１
ｂ，８２１ｃより 受信妨害に強く、差別化されており
論理的な階層が異なる。実施例２で述べたようにＤ1，
Ｄ2の階層は物理的階層といえ、このエラー訂正符号間
距離の差別化による階層構造は論理的な階層構造といえ
る。
【０２７４】さて、Ｄ2信号の復調には物理的にＤ1信号
より高いＣ／Ｎ値を必要とする。従って、遠隔地等のＣ
／Ｎ値の一番低い受信条件では，ＨLＶL信号つまり、低
解像度ＮＴＳＣ信号が再生される。そして、Ｃ／Ｎ値が
次に低い受信条件では加えてＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶHが
再生され、ＮＴＳＣ信号が再生できる。さらにＣ／Ｎ値
の高い受信条件ではＨLＶLに加えてＨLＶH−Ｈ，ＨHＶL
−Ｈ，ＨHＶH−Ｈも再生されるためＨＤＴＶ信号が再生
される。こうして３つの階層の放送ができる。この方式
を用いることにより図５３で説明した受信可能領域は図
９０の受信妨害領域図に示すように２層から３層に拡大
し、より番組受信可能領域が拡がる。
【０２７５】ここで図７８は図７７の時間配置の場合の
第３画像デコーダのブロック図を示す。基本的には図７
２のブロック図からＤ３信号の第３入力部５５１を省い
た構成に図７４（ａ）のブロック図の構成を加えた構成
になっている。
【０２７６】動作を説明するとタイミング１において入
力部５２１よりＤ１信号が、入力部５３０よりＤ２信号
が入力される。ＨLＶH等の各成分は時間的に分離されて
いるためこれらはスイッチ８１２により伸長部５０３に
順次、独立して送られる。この順序を図７７の時間配置
図を用いて説明する。まず、第１チャンネルのＨLＶLの
圧縮信号が伸長部５０３に入り、伸長処理される。次に
第１チャンネルのＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶHが伸長処理さ
れ、スイッチ８１２ａを介して、合成器５５６の所定の
入力部に入力され、合成処理され、まずＨLＶL−Ｈ信号
が合成される。この信号はスイッチ７６５ａの出力１か
らスイッチ７６５の入力２に入力され、合成器５５６の
ＨLＶL入力部に入力される。
【０２７７】次にタイミング２において、図７７の時間
配置図に示すようにＤ２信号のＨLＶH−Ｈ，ＨHＶL−
Ｈ，ＨHＶH−Ｈ信号が入力され伸長部５０３により伸長
され、スイッチ８１２ａを介して各信号が合成器５５６
の所定の入力に入力され、合成処理されＨＤＴＶ信号が
出力される。このＨＤＴＶ信号はスイッチ７６５ａの出
力２より出力部５２１を介してＨＤＴＶ信号が出力され
る。上述のように図７７の時間配置により送信すること
により受信機の伸長部と合成器の数を大巾に削減すると
いう効果がある。なお、図７７は時間配置図ではＤ１，
Ｄ２信号の２つの段階を用いたが、前述のＤ３信号を用
いると、高解像度ＨＤＴＶを加え４つの階層のＴＶ放送
ができる。
【０２７８】図７９はＤ１，Ｄ２，Ｄ３の３層の物理階
層を用いた３つの階層の映像を放送する階層型放送の時
間配置図である。図から明かなように同一ＴＶチャンネ
ルの各成分は時間的に重複しないように配置してある。
又、図８０は図７８のブロック図で説明した受信機に第
３入力部５２１ａを加えた受信機である。図７９の時間
配置により放送することにより、図８０のブロック図で
示すような簡単な構成で受信機が構成できるという効果
がある。
【０２７９】動作は、図７７の時間配置図、図７８のブ
ロック図とほぼ同じである。このため説明は省略する。
又、図８１の時間配置図のようにＤ１信号に全ての信号
を時間多重することもできる。この場合、データ８２１
と別データ８２２の２つのデータはデータ８２１ａ，８
１２ｂ，８２１ｃに比べてエラー訂正能力を高めてあ
る。このため、他のデータに比べて階層が高くなってい
る。前述のように物理的には一層であるが論理的には２
層の階層伝送となっている。又、番組チャンネル１のデ
ータの間に別の番組チャンネル２の別データが括入され
ている。このため、受信機側でシリアル処理が可能とな
り、図７９の時間配置図と同じ効果が得られる。
【０２８０】図８１の時間配置図の場合、論理的な階層
となっているが、データ８２１，別データ８２２の伝送
ビットレートを１／２や１／３に落とすことにより、こ
のデータの伝送時のエラーレートが下がるため、物理的
な階層伝送をすることもできる。この場合、物理階層は
３層となる。
【０２８１】図８２は、図８１の時間配置図のような、
データ列Ｄ１信号のみを伝送する場合の画像デコーダ４
２３のブロック図で、図８０のブロック図に示す画像デ
コーダに比べて、より簡単な構成となる。動作は図８０
で説明した画像デコーダと同じため説明を省略する。
【０２８２】以上のように、図８１の時間配置図のよう
な送信信号を送信すると図８２のブロック図のように伸
長部５０３合成器５５６の数を大巾に削減できるという
効果がある。又、４つの成分が時間的に分離されて入力
されるため、合成器５５６つまり図３２の画像合成部５
４８の内部の回路ブロックを入力する画像成分に応じて
接続変更により、いくつかのブロックを時分割で共用し
回路を省略することもできる。
【０２８３】以上のようにして簡単な構成で受信機が構
成できるという効果がある。なお、実施例５では、ＡＳ
Ｋ変調を用いて動作を説明したが、実施例５で説明した
多くの手法は実施例１，２，３で説明したＰＳＫやＱＡ
Ｍ変調にも使える。
【０２８４】又、これまでの実施例はＦＳＫ変調にも使
える。例えば、図８３のようにｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４
の多値のＦＳＫ変調を行う場合、実施例５の図５８の信
号点配置図のようにグループ化を行い、各グループの信
号点位置を離すことにより、階層型伝送ができる。
【０２８５】図８３において周波数ｆ１，ｆ２の周波数
群８４１をＤ1＝０と定義し、周波数ｆ３，ｆ４の周波
数群８４２をＤ1＝１と定義する。そして、ｆ１，ｆ３
をＤ2＝０，ｆ２，ｆ４をＤ2＝１と定義すると、図に示
すように、Ｄ1，Ｄ2の各１ｂｉｔ、計２ｂｉｔの階層型
伝送が可能となる。例えば、Ｃ／Ｎの高い場合はｔ＝ｔ
３において、Ｄ1＝０，Ｄ2＝１が再生でき、ｔ＝ｔ４に
おいてＤ1＝１，Ｄ2＝０が再生できる。次にＣ／Ｎが低
い場合はｔ＝ｔ３においてＤ1＝０のみが，ｔ＝ｔ４に
おいてＤ＝１のみが再生できる。こうしてＦＳＫの階層
型伝送ができる。実施例３，４，５で説明した映像信号
の階層型の放送にこのＦＳＫの多値型伝送方式を用いる
こともできる。
【０２８６】又、図８４のような、ブロック図に示す磁
気記録再生装置に本発明の実施例５を用いることもでき
る。実施例５はＡＳＫのため磁気記録再生ができる。
【０２８７】図８４は記録装置（Ｒｅｃｏｄｅｒ）／送
信機（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）と再生装置（Ｐｌａｙ
ｅｒ）／受信機（Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）のブロック図を示
す。
【０２８８】図８４のブロック図において、送信機１、
受信機４３の実施例５のＶＳＢ−ＡＳＫ変調方式が送信
機１の送信回路５ａを記録装置磁気記録信号アンプ８５
７ａにおきかえ、受信機４３の受信回路２４ａを磁気再
生信号アンプ８５７ｂに置きかえることにより、全く同
じ構成になる。本文では伝送装置においてはＡＳＫ信号
は全てＶＳＢ−ＡＳＫであるため、ＶＳＢ−ＡＳＫ信号
をＡＳＫ信号と省略して説明する。
【０２８９】図８４の動作を説明すると、ＨＤＴＶ信号
はＶｉｄｅｏ ｅｎｃｏｄｅｒ４０１で圧縮された後２
つのデータに分けられ、第１データ列はＥＣＣエンコー
ダ７４３ａで誤り符号化され、第２データ列はＥＣＣ７
４４ａで誤り符号化された後、Ｔｒｅｌｌｉｓ Ｅｎｃ
ｏｄｅｒ７４４ｂにより、トレリス符号化されて、ＶＳ
Ｂ−ＡＳＫのＭｏｄｕｌａｔｏｒ７４９に入る。Ｒｅｃ
ｏｄｅｒの場合はＯｆｆｓｅｔ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ８
５６により、Ｏｆｆｓｅｔ信号を加えた上で記録回路８
５３により、磁気テープ８５５上に記録される。伝送装
置のＴｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ１の場合はＯｆｆｓｅｔ
Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ８５６によりＤＣオフセット電圧を
ＡＳＫ信号に重畳させてＵｐ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ５ａ
により送信される。ＤＣオフセットさせることにより受
信機４３にキャリア再生が容易になる。送信された前述
の４ＶＳＢ，８ＶＳＢ，１６ＶＳＢのＶＳＢ−ＡＳＫ信
号はアンテナ３２ｂにより受信され受信回路２４ａを経
て、復調器８５２ａに入力される。
【０２９０】一方、記録装置で記録された記録信号は再
生ヘッド８５４ａで再生されて再生回路８５８を経て同
じく復調器８５２ｂへ送られる。
【０２９１】復調器８５２ｂへ入力された信号は復調器
８５２ｂのフィルタ８５８ａを経て、前述のＶＳＢ等の
ＡＳＫ復調機８５２ｂにより、復調される。復調信号の
第１データ列はＥＣＣデコーダ７５８ａにより、エラー
訂正され、第２データ列はＴｒｅｌｌｉｓデコーダ７５
９ｂとＥＣＣデコーダ７５９ａによりエラー訂正され
る。そしてビデオデコーダ４０２により、映像信号に伸
長されＨＤＴＶ、ＴＶ信号もしくはＳＤＴＶの信号が出
力される。
【０２９２】Ｔｒｅｌｌｉｓ符号化器の追加により回路
は複雑になるが、エラーレートが下がり、伝送装置の伝
送距離が拡大し、記録再生装置の画質が改善される。こ
の場合、受信機４３のＦｉｌｔｅｒ８５８ａは、図１３
４に示すようなアナログＴＶ信号のメインキャリアや映
像キャリアや音声キャリアを排除するようなフィルタ特
性をもった、くし型のＦｉｌｔｅｒ７６０ａを用いるこ
とにより、アナログＴＶ信号の妨害を排除でき、エラー
レートが下がる。この場合、妨害がない時も常にフィル
タを入れておくと受信信号が劣化する。これを避けるた
め図６５に示すように、エラーレート検知部７８２によ
り、アナログＴＶの妨害により、信号が劣化した場合の
み、アナログＴＶフィルタ７６０ａをＯＮし、妨害がな
い時、ＯＦＦすることにより、Ｆｉｌｔｅｒによる信号
劣化を防ぐことができる。
【０２９３】また、図８４の場合第１データ列と第２デ
ータ列のち、第２データ列の方がエラーレートが少な
い。従って、第２データ列に図６６のデ・スクランブル
情報や各画像ブロックのイメージデータのヘッダ情報の
ような重要なＨｉｇｈ ｐｒｉｏｒｉｔｙ（ＨＰ）情報
を伝送／記録することにより、デ・スクランブルや、各
画像ブロックの画像信号再生を安定させることができ
る。
【０２９４】また図１３７、図１７２に示すように８Ｖ
ＳＢや１６ＶＳＢの伝送装置において、時間分割された
各サブチャンネルのデータ列を、トレリスデコーダーや
ＥＣＣデコーダーの誤り訂正のコードゲインを各サブチ
ャンネルで変え、ＨｉｇｈＰｒｉｏｒｉｔｙ（ＨＰ）情
報をこのコードゲインの高い方のサブチャンネルで送
る。ＨＰ情報のエラーレートは低くなるため伝送路にお
いてある程度ノイズが発生し信号が劣化しＬｏｗＰｒｉ
ｏｒｉｔｙ情報（ＬＰ）情報が破壊されても、ＨＰ情報
のデータは破壊されないという効果が得られる。ＨＰ情
報として前述のデ・スクランブル情報や画像ブロック単
位のデータパケットのアドレス等のヘッダー情報を伝送
することによりスクランブルの解除が長時間安定し視聴
者は安定してスクランブル解除された番組を視聴でき
る。また各画像ブロックの壊滅的な破壊が防止されるた
め受信信号が劣化しても全体の画質が劣化するだけで視
聴者は、ＴＶ番組をある程度の画質で視聴することがで
きるという効果がある。
【０２９５】（実施例６）第６の実施例により本発明の
伝送記録方式を磁気記録再生装置に応用した例を説明す
る。実施例５では多値伝送のＡＳＫ伝送方式に本発明を
適用した場合を示したが、同じ原理で図１７３のブロッ
ク図に示すような多値のＡＳＫ記録方式の磁気記録再生
装置にも本発明を応用することができる。ＡＳＫの他，
ＰＳＫ，ＦＣＫ，ＱＡＭに本発明のＣ−ＣＤＭ方式を適
用することにより階層型および非階層型の多値の磁気記
録が可能となる。前述のように本発明は記録装置、伝送
装置の双方に適用できるが、記録装置の例を用いて説明
する。
【０２９６】まず、１６ＱＡＭや３２ＱＡＭの磁気記録
再生装置に本発明のＣ−ＣＤＭ方式を適用した例を用い
て多値化および階層化する方法を説明する。図８４は実
施例５で多値のＶＳＢ等９ＡＳＫを用いた伝送・記録装
置について説明したが、この図８４のＡＳＫをＱＡＭに
変えても同じ効果が得られる。図８４、図１７３ではＱ
ＡＭにＣ−ＣＤＭを適用した場合を説明する。以下ＱＡ
ＭをＣ−ＣＤＭ多重化したものをＳＲＱＡＭと呼ぶ。な
お図１３７と図１５４では、本発明を伝送システムに応
用した場合を説明する。
【０２９７】図８４、図１７３を説明すると、磁気記録
再生装置８５１は、入力したＨＤＴＶ等の映像信号を画
像エンコーダ４０１の第１画像エンコーダ４０１ａと第
２画像エンコーダ４０１ｂにより高域信号と低域信号に
分離し圧縮し、入力部７４２の中の第１データ列入力部
７４３にＨLＶL成分等の低域映像信号を、第２データ列
入力部７４４にＨHＶH 成分等を含む高域映像信号を入
力し、変復調器８５２の中の変調部７４９に入力する。
第１データ列入力部７４３では、エラー訂正コードがＥ
ＣＣ部７３ａにおいて低域信号に付加される。一方、第
２データ列入力部７４４に入力された第２データ列は１
６ＳＲＱＡＭ、３６ＳＲＱＡＭ、６４ＳＲＱＡＭの場
合、２ｂｉｔ、３ｂｉｔ、４ｂｉｔ、になる。この信号
はＥＣＣ７４４ａにより誤り符号化された後Trellisエ
ンコーダ部７４４ｂにより１６ＳＲＱＡＭ、３２ＳＲＱ
ＡＭ、６４ＳＲＱＡＭの場合、図１２８（ａ）（ｂ）
（ｃ）に示すTrellis Encoder７４４ｂにより、各々１
／２，２／３，３／４の比率のTrellis符号化される。
例えば６４ＳＲＱＡＭの場合、第１データ列は２ｂｉｔ
で第２データ列は４ｂｉｔとなる。このため図１２８
（ｃ）に示すようなTrellisEncoder７４４ｂを用い、３
ｂｉｔデータを４ｂｉｔとしたRatio３／４のTrellis E
ncodeを行う。４ＡＳＫ、８ＡＳＫ、１６ＡＳＫの場
合、単独で１／２、２／３、３／４のトレリスエンコー
ドする。こうして冗長度は上がり、データレートは下が
る一方でエラー訂正能力が上がるため同一のデーターレ
ートのエラーレートを下げることができる。このため実
質的な記録再生系もしくは伝送系の情報伝送量は増え
る。実施例５で説明した８ＶＳＢの伝送システムの場
合、３ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌであるため、図１２８
（ｂ）（ｅ）に示すＲａｔｉｏ２／３のTrellis Encode
r７４４ｇ、Trellis Decoder７４４ｑを使用でき、全体
のブロック図は図１７１のようになる。但し、Trellis
Encodeは回路が複雑になるため、実施例６の図８４のブ
ロック図ではエラーレートの元々低い第１データ列には
使用していない。第１データ列より第２データ列の方が
符号間距離が小さく、エラーレートが悪いが、第２デー
タ列をTrellis符号化することにより、エラーレートが
改善される。第１データ列のＴｒｅｌｌｉｓ符号化回路
を省略する構成により、全体の回路がよりシンプルにな
るという効果がある。変調の動作は実施例５の図６４の
送信機とほぼ同じであるため詳しい説明は省略する。変
調部７４９で変調された信号は記録再生回路８５３にお
いて、バイアス発生器８５６によりＡＣバイアスされ増
巾器８５７ａにより増巾され磁気へッド８５４により磁
気テープ８５５上に記録される。
【０２９８】記録信号のフォーマットは図１１３の記録
信号周波数配置図に示すように周波数ｆｃなる搬送波を
もつ例えば１６ＳＲＱＡＭの主信号８５９に情報が記録
されるとともに、ｆcの２倍の２ｆcの周波数をもつパイ
ロットｆp信号８５９ａが同時に記録される。周波数ｆ
BIASなるバイアス信号８５９ｂにより、ＡＣバイアスを
加えて磁気記録されるため記録時の歪が少なくなる。図
１１３に示す３層のうち２層の多値記録がされているた
め、記録再生できる閾値はＴｈ−1-2，Ｔｈ−２の２つ
が存在する。記録再生のＣ／Ｎレベルにより信号８５９
なら２層全てが信号８５９ＣならＤ1のみが記録再生さ
れる。
【０２９９】主信号に１６ＳＲＱＡＭを用いた場合、信
号点配置は図１０のようになる。又３６ＳＲＱＡＭを用
いた場合、図１００のようになる。４ＡＳＫ、８ＡＳＫ
を用いた場合、図５８、図６８（ａ）（ｂ）のような配
置となる。この信号を再生する場合、磁気ヘッド８５４
からは、主信号８５９とパイロット信号８５９ａが再生
され、増巾器８５７ｂにより増巾される。この信号より
搬送波再生回路８５８のフィルタ８５８ａにより２ｆo
なるパイロット信号ｆpが周波数分離され、１／２分周
器８５８ｂによりｆoの搬送波が再生され復調部７６０
に送られる。この再生された搬送波を用いて復調部７６
０において主信号は復調される。この時、ＨＤＴＶ用等
の高Ｃ／Ｎ値の高い磁気記録テープ８５５を用いた場
合、１６点の各信号点の弁別しやすくなるため復調部７
６０においてＤ１とＤ２の双方が復調される。そして画
像デコーダ４２２により全信号が再生される。ＨＤＴＶ
ＶＴＲの場合例えば１５ＭｂｐｓのＨＤＴＶの高ビット
レートのＴＶ信号が再生される。Ｃ／Ｎ値が低いビデオ
テープ程、コストは安い。現時点で市販のＶＨＳテープ
と放送用の高Ｃ／Ｎ型テープとは１０ｄＢ以上Ｃ／Ｎの
差がある。安価なＣ／Ｎ値の低いビデオテープ８５５を
用いた場合はＣ／Ｎ値が低いため１６値や３６値の信号
点を全て弁別することは難しくなる。このため第１デー
タ列Ｄ１は再生できるが第２データ列Ｄ２の２ｂｉｔも
しくは３ｂｉｔもしくは４ｂｉｔのデータ列は再生でき
ず、第１データ列の２ｂｉｔのデータ列のみが再生され
る。２層の階層型のＨＤＴＶ画像信号を記録再生した場
合、低Ｃ／Ｎテープでは高域画像信号は再生されないた
め第１データ列の低レートの低域画像信号、具体的には
例えば７ＭｂｐｓのワイドＮＴＳＣのＴＶ信号が出力さ
れる。
【０３００】また図１１４のブロック図に示すように第
２データ列出力部７５９と第２データ列入力部７４４と
第２画像デコーダ４２２ａを省略し、第１データ列Ｄ1
のみを変復調する変形ＱＰＳＫ等の変調器をもつ低ビッ
トレート専用の記録再生装置８５１も一つの製品形態と
して設定できる。この装置は第１データ列のみの記録再
生が行える。つまりワイドＮＴＳＣグレードの画像信号
を記録再生できる。上述のＨＤＴＶ信号等の高ビットレ
ートの信号が記録された高いＣ／Ｎ値を出力するビデオ
テープ８５５をこの低ビットレート専用の磁気記録再生
装置で再生した場合、第１データ列のＤ１信号のみが再
生され、ワイドＮＴＳＣ信号が出力され、第２データ列
は再生されない。つまり同じ階層型のＨＤＴＶ信号が記
録されたビデオテープ８５５を再生した場合、一方の複
雑な構成の記録再生装置ではＨＤＴＶ信号、一方の簡単
な構成の記録再生装置ではワイドＮＴＳＣＴＶ信号が再
生できる。つまり２層の階層の場合異なるＣ／Ｎ値をも
つテープと異なる記録再生データレートをもつ機種の間
で４つの組み合わせの完全互換性が実現するという大き
な効果がある。この場合、ＨＤＴＶ専用機に比べてＮＴ
ＳＣ専用機は著しく簡単な構成になる。具体的には例え
ばＥＤＴＶのデコーダの回路規模はＨＤＴＶのデコーダ
比べて１／６になる。従って低機能機は大巾に低いコス
トで実現できる。このようにＨＤＴＶとＥＤＴＶの画質
の記録再生能力が異なる２つのタイプの記録再生装置を
実現できるため巾広い価格帯の機種が設定できるという
効果がある。また使用者も高価格のＣ／Ｎの高いテープ
から低価格の低Ｃ／Ｎのテープまで、要求画質に応じて
その都度自由にテープを選択できる。このように互換性
を完全に保ちながら拡張性が得られるとともに将来との
互換性も確保できる。従って将来も陳腐化しない記録再
生装置の規格が実現することも可能となる。この他の記
録方法としては実施例１、３で説明した位相変調による
階層記録もできる。
【０３０１】実施例５で説明したＡＳＫによる記録もで
きる。現在２値の記録を多値にして図５９（ｃ）（ｄ）
や図６８（ａ）（ｂ）に示すように４値のＡＳＫや８値
のＡＳＫの信号点を２つのグループに分け、２層と３層
の階層化できる。
【０３０２】ＡＳＫの場合のブロック図は図８４と同じ
である。図１７３のようになる。ＴｒｅｌｌｉｓとＡＳ
Ｋの組み合わせによりエラーレートが下がる。実施例で
説明した以外に磁気テープ上の多トラックによる多値お
よび階層記録もできる。又、エラー訂正能力を変えて、
データを差別化することによる論理的な階層記録もでき
る。
【０３０３】ここで将来規格との互換性について述べ
る。通常、ＶＴＲ等の記録再生装置の規格を設定する場
合、現実に入手できる最も高いＣ／Ｎのテープを用いて
規格が定められる。テープの記録特性は日進月歩で向上
する。例えば１０年前のテープに比べて、現在Ｃ／Ｎ値
は１０ｄＢ以上向上している。この場合、現在から１０
年〜２０年後の将来においてテープ性能が向上した時点
で新しい規格を設定する場合、従来方式では旧い規格と
の互換性をとることは非常に難しい。このため新旧規格
は片互換もしくは非互換である場合が多かった。
【０３０４】しかし、本発明の場合、まず、現行テープ
で第１データ列もしくは第２データ列を記録再生する規
格をつくる。次に将来テープのＣ／Ｎが大巾に向上した
時点で本発明を予め採用しておけば上位のデータ階層の
データ例えば第３データ列のデータを追加し、例えば３
階層の６４ＳＲＱＡＭや８ＡＳＫを記録再生するスーパ
ーＨＤＴＶＶＴＲが従来規格と完全互換を保ちながら実
現する。この将来規格が実現した理時点で本発明、新規
格で第３データ列まで３層記録された磁気テープを、第
１データ列、第２データ列しか記録再生できない旧規格
の２層の磁気記録再生装置で再生した場合、第３データ
列は再生できないが第１、第２データ列は完全に再生で
きる。このためＨＤＴＶ信号は再生される。このため新
旧規格間の互換性を保ちながら将来、記録データ量を拡
張できるという効果がある。
【０３０５】ここで図８４の再生動作の説明に戻る。再
生する時は磁気テープ８５５を磁気ヘッド８５４と磁気
再生回路８５３により再生信号を再生し変復調器８５２
に送る。復調部は実施例１，３，４とほぼ同様な動作を
するため説明を省略する。復調部７６０により第１デー
タ列Ｄ１と第２データ列Ｄ２を再生し、第２データ列は
Vitabiデコーダ等のTrellis-Decoder７５９ｂにより、c
ode gainの高いエラー訂正をされ、エラーレートは低く
なる。Ｄ１、Ｄ２信号は画像デコーダー４２２により復
調されＨＤＴＶの映像信号が出力される。
【０３０６】以上は２つの階層をもつ磁気記録再生装置
の実施例であるが、次に２層の物理階層に１層の論理階
層を加えた３層の階層の磁気記録再生装置の実施例を図
１３１のブロック図を用いて説明する。基本的には、図
８４と同じ構成であるが第１データ列をＴＤＭにより、
さらに２つのサブチャンネルに分割し３層構造にしてい
る。図１３１に示すように、まずＨＤＴＶ信号は第１画
像エンコーダ４０１ａの中の第１―１画像エンコーダ４
０１ｃと第１―２画像エンコーダ４０１ｄにより、中域
と低域の映像信号の２つのデータ、Ｄ1-1とＤ1-2に分離
され入力部７４２の第１データ列入力部に入力される。
ＭＰＥＧグレードの画質のデータ列Ｄ1-1はECC coder７
４３ａにおいてCode gainの高い誤り訂正符号化をさ
れ、Ｄ1-2はECC Coder７４３ｂにおいて通常のCode gai
nをもつ誤り訂正符号化をされる。Ｄ1-1とＤ1-2はＴＤ
Ｍ部７４３ｃにより時間多重化され、一つのデータ列Ｄ
1となる。Ｄ1とＤ2はＣ−ＣＤＭ変調部７４９で変調さ
れ磁気ヘッド８５４により磁気テープ８５５上に、２層
で階層記録される。
【０３０７】再生時には、磁気ヘッド８５４により再生
された記録信号は、図８４で説明したのと同様の動作に
より、Ｃ−ＣＤＭ復調部７６０によりＤ1とＤ2に復調さ
れる。第１データ列Ｄ1は第１データ出力部７５８の中
のＴＤＭ部７５８ｃにおいて、２つのサブチャンネルＤ
1-1とＤ1-2に復調される。Ｄ1-1はCode gainの高いECC
Decoder７５８ａにおいて、誤り訂正されるため、Ｄ1-2
に比べてＤ1-1は低いＣ／Ｎ値においても復調され第1-1
画像デコーダ４０２ａによりＬＤＴＶがDecodeされ出力
される。一方Ｄ1-2はCode gainの通常のECC Decoder７
５８ｂにおいて誤り訂正されるため、Ｄ1-1に比べると
高いＣ／Ｎのスレシホルド値をもつため信号レベルが大
きくないと再生できない。そして、第１―２画像エンコ
ーダ４０２dにおいて復調され、Ｄ1-1と合成されて、ワ
イドＮＴＳＣグレードのＥＤＴＶが出力される。
【０３０８】第２データ列Ｄ2はTrellis Decoder７５９
ｂによりVitabi復号され、ＥＣＣ７５９ａによりエラー
訂正され、第２画像エンコーダ４０２ｂにより高域画像
信号となり、Ｄ1-1、Ｄ1-2と合成されてＨＤＴＶが出力
される。この場合のＤ2のＣ／Ｎの閾値はＤ1-2より大き
く設定する。従ってテープ８５５のＣ／Ｎ値が小さい場
合、Ｄ1-1つまりＬＤＴＶが再生され、通常のＣ／Ｎ値
のテープ８５５の場合Ｄ1-1、Ｄ1-2つまりＥＤＴＶが再
生され、Ｃ／Ｎ値の高いテープ８５５を用いると
Ｄ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2つまりＨＤＴＶ信号が再生される。
【０３０９】こうして３層の階層の磁気記録再生装置が
実現する。前述のようにテープ８５５のＣ／Ｎ値とコス
トとは相関関係にある。本発明の場合使用者は３つのタ
イプのテープコストに応じた３つのグレードの画質の画
像信号を記録再生できるため、使用者が記録したいＴＶ
番組の内容に応じてテープのグレードを選択する巾が拡
がるという効果がある。
【０３１０】次に早送り再生時の階層記録の効果を述べ
る図１３２の記録トラック図に示すように磁気テープ８
５５上にはアジマス角Ａの記録トラック８５５ａと逆の
アジマス角のＢの記録トラック８５５ｂが記録されてい
る。図示するように記録トラック８５５ａの中央部にこ
のまま記録領域８５５ｃを設け、他の領域をＤ1-2記録
領域８５５ｄとする。これを各々の記録トラック数ヶに
つき少なくとも１ヶ所設ける。この中にはＬＤＴＶ１フ
レーム分が記録されている。高域信号のＤ2信号は記録
トラック８５５ａの全領域のＤ2記録領域８５５ｅに記
録する。通常速度の記録再生時には、この記録フォーマ
ットは新たな効果は生まない。さて順方向と逆方向のテ
ープ早送り再生時にはアジマス角Ａの磁気ヘッドトレー
ス８５５ｆは図に示すように磁気トラックと一致しなく
なる。図１３２に示す本発明においてはテープ中央部の
狭い領域に設定されたＤ1-1記録領域８５５ｃを設けて
ある。このためある一定の確率ではあるが、この領域は
確実に再生される。再生されたＤ1-1信号からはＭＰＥ
Ｇ１並みのＬＤＴＶの画質ではあるが同一時間の画面全
体の画像を復調できる。こうして早送り再生時には１秒
間に数枚から数十枚のＬＤＴＶの完全な画像が再生され
ると使用者は早送り中の画画面を確認できるいう大きな
効果がある。
【０３１１】また逆送り再生時にはヘッドトレース８５
ｇ示すように磁気トラックの一部の領域しかトレースし
ない。しかし、この場合においても図１３２で示す記録
再生フォーマットを用いた場合、Ｄ1-1記録領域が再生
できるためＬＤＴＶグレードの画質の動画が間欠的に出
力される。
【０３１２】こうして、本発明では記録トラックの一部
の狭い領域にＬＤＴＶグレードの画像を記録するため使
用者は正逆両方向の早送り時にＬＤＴＶグレードの画質
で早送りの間欠的にほぼ完全な静止画を再生できるた
め、高速検索時に画面の確認が容易になるという効果が
ある。
【０３１３】次に、さらに高速の早送り再生に対応する
方法を述べる。図１３２の右下に示すようにＤ1-1記録
領域８５５Ｃを設け、ＬＤＴＶの１フレームを記録する
とともにＤ1-1記録領域８５５Ｃの一部にさらに狭い領
域のＤ1-1・Ｄ2記録領域８５５ｈを設ける。この領域に
おけるサブチャンネルＤ1-1にはＬＤＴＶの１フレーム
の一部の情報が記録されている。ＬＤＴＶの残りの情報
をＤ1-1・Ｄ2記録領域８５５ｈのＤ2記録領域８５５ｊ
に重複して記録する。サブチャンネルＤ2はサブチャン
ネルＤ1-1の３〜５倍のデータ記録量をもつ。従ってＤ
1-1とＤ2で１／３〜１／５の面積のテープ上のＬＤＴＶ
の１フレームの情報を記録できる。ヘッドレースがさら
に狭い領域である領域８５５ｈ，８５５ｊに記録できる
ため、ヘッドのトレース時間Ｔs1に比べて時間も面積も
１／３〜１／５になる。従って早送り速度を早めてヘッ
ドのトレースがさらに傾いても、この領域全体をトレー
スする確率が高くなる。このためＤ1-1のみの場合に比
べてさらに３〜５倍速い早送り時にも完全なＬＤＴＶの
画像を間欠的に再生する。
【０３１４】この方式は２階層のＶＴＲの場合、Ｄ2記
録領域８５５ｊを再生する機能がないため、高速の早送
り時には再生できない。一方３階層の高機能型ＶＴＲに
おいては２階層に比べて３〜５倍速い早送り時にも画像
が確認できる。つまり、階層の数つまりコストに応じた
画質だけでなく、コストに応じて再生可能な最大早送り
速度が異なるＶＴＲが実現する。
【０３１５】なお実施例では階層型変調方式を用いたが
１６ＱＡＭ等の通常の変調方式でも、階層型の画像符号
化を行えば本発明による早送り再生が実現する。ことは
いうまでもない。
【０３１６】従来の高度に画像を圧縮する方式の非階層
型のデジタルＶＴＲの記録方式では画像データが均一に
分散しているため、早送り再生時に各フレームの同一時
間の画面の画像の全部を再生することはできない。この
ため画面の各ブロックの時間軸のずれた画像しか再生で
きない。しかし、本発明の階層型のＨＤＴＶＶＴＲでは
ＬＤＴＶグレードではあるが、画面の各ブロックの時間
軸のずれていない画像を早送り再生時に再生できるとい
う効果がある。
【０３１７】本発明のＨＤＴＶの３層の階層記録を行っ
た場合記録再生系のＣ／Ｎが高いときはＨＤＴＶ等の高
解像度ＴＶ信号を再生できる。そして記録再生系のＣ／
Ｎが低い場合や機能の低い磁気再生装置で再生した場
合、ワイドＮＴＳＣ等のＥＤＴＶグレードのＴＶ信号も
しくは低解像度ＮＴＳＣ等のＬＤＴＶグレードのＴＶ信
号が出力される。
【０３１８】以上のように本発明を用いた磁気再生装置
においては、Ｃ／Ｎが低くなった場合や、エラーレート
が高くなった場合においても同一内容の映像を低い解像
度、もしくは低い画質で再生できるという効果が得られ
る。
【０３１９】（実施例７）実施例７は本発明を４階層の
映像階層伝送に用いたものである。実施例２で説明した
４階層の伝送方式と４階層の映像データ構造を組み合わ
せることにより図９１の受信妨害領域図に示すように４
層の受信領域ができる。図に示すように最内側に第１受
信領域８９０ａ、その外側に第２受信領域８９０ｂ、第
３受信領域８９０ｃ、第４受信領域８９０ｄができる。
この４階層を実現する方式について述べる。
【０３２０】４階層を実現するには変調による４層の物
理階層やエラー訂正能力の差別化による４層の論理階層
があるが、前者は階層間のＣ／Ｎ差が大きいため４層で
は大きなＣ／Ｎが必要となる。後者は、復調可能なこと
が前提であるため、階層間のＣ／Ｎ差を大きくとれな
い。現実的であるのは、２層の物理階層と２層の論理階
層を用いて、４層の階層伝送を行うことである。では、
まず映像信号を４層に分離する方法を述べる。
【０３２１】図９３は分離回路３のブロック図である分
離回路３は映像分離回路８９５と４つの圧縮回路から構
成される。分離回路４０４ａ、４０４ｂ、４０４ｃの内
部の基本的な構成は、図３０の第１画像エンコーダ４０
１の中の分離回路４０４のブロック図と同じなので説明
は省略する。分離回路４０４ａ等は映像信号を低域成分
ＨLＶLと高域成分ＨHＶHと中間成分ＨHＶL、ＨLＶHの４
つの信号に分離する。この場合、ＨLＶLは解像度が元の
映像信号の半分になる。
【０３２２】さて入力した映像信号は映像分離回路４０
４ａにより高域成分と低域成分に２分割される。水平と
垂直方向に分割されるため４つの成分が出力される。高
域と低域の分割点はこの実施例では中間点にある。従っ
て、入力信号が垂直１０００本のＨＤＴＶ信号の場合Ｈ
LＶL信号は垂直５００本の、水平解像度も半分のＴＶ信
号となる。
【０３２３】低域成分のＨLＶL信号は分離回路４０４ｃ
により、さらに水平、垂直方向の周波数成分が各々２分
割される。従ってＨLＶL出力は例えば垂直２５０本、水
平解像度は１／４となる。これをＬＬ信号と定義すると
ＬＬ成分は圧縮部４０５ａにより圧縮され、Ｄ1-1信号
として出力される。
【０３２４】一方、ＨLＶLの高域成分の３成分は合成器
７７２ｃにより１つのＬＨ信号に合成され、圧縮部４０
５ｂにより圧縮されＤ1-2信号として出力される。この
場合、分離回路４０４ｃと合成器７７２ｃの間に圧縮部
を３つ設けてもよい。
【０３２５】高域成分のＨHＶH、ＨLＶH、ＨHＶLの３成
分は合成器７７２ａにより一つのＨHＶH−Ｈ信号とな
る。圧縮信号が垂直水平とも１０００本の場合、この信
号は水平、垂直方向に５００本〜１０００本の成分をも
つ。そして分離回路４０４ｂにより４つの成分に分離さ
れる。
【０３２６】従ってＨLＶL出力として水平、垂直方向の
５００本〜７５０本の成分が分離される。これをＨＨ信
号とよぶ。そしてＨHＶH、ＨLＶH、ＨHＶLの３成分は７
５０本〜１０００本の成分をもち、合成器７７２ｂで合
成され、ＨＨ信号となり圧縮部４０５ｄで圧縮され、Ｄ
2-2信号として出力される。一方ＨＬ信号はＤ2-1信号と
して出力される。従ってＬＬ、つまりＤ1-1信号は例え
ば０本〜２５０本以下の成分、ＬＨつまりＤ1-2信号は
２５０本以上５００本以下の周波数成分ＨＬつまりＤ
2-1信号は５００本以上７５０本以下の成分、ＨＨつま
りＤ2-2信号は７５０本以上１０００本以下の周波数成
分をもつ。この分離回路３により階層型のデータ構造が
できるという効果がある。この図９３の分離回路３を用
いて実施例２で説明した図８７の送信機１の中の分離回
路３の部分を置きかえることにより、４層の階層型伝送
ができる。
【０３２７】こうして階層型データ構造と階層型伝送を
組み合わせることにより、Ｃ／Ｎの劣下に伴い段階的に
画質が劣下する画像伝送が実現できる。これは放送にお
いてはサービスエリアの拡大という大きな効果がある。
次にこの信号を復調再生する受信機は実施例２で説明し
た図８８の第２受信機と同じ構成と動作である。従って
全体の動作は省略する。ただ映像信号を扱うため合成部
３７の構成がデータ送信と異なる。ここでは合成部３７
を詳しく説明する。
【０３２８】実施例２において図８８の受信機のブロッ
ク図を用いて説明したように、受信した信号は復調さ
れ、エラー訂正され、Ｄ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2の４
つの信号となり、合成部３７に入力される。
【０３２９】ここで図９４は合成部３３のブロック図で
ある。入力されたＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2信号は伸
長部５２３ａ、５２３ｂ、５２３ｃ、５２３ｄにおいて
伸長され、図９３の分離回路において説明したＬＬ、Ｌ
Ｈ、ＨＬ、ＨＨ信号となる。この信号は、元の映像信号
の水平、垂直方向の帯域を１とするとＬＬは１／４、Ｌ
Ｌ＋ＬＨは１／２、ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬは３／４、ＬＬ＋
ＬＨ＋ＨＬ＋ＨＨは１の帯域となる。ＬＨ信号は分離器
５３１ａにより分離され画像合成部５４８ａにおいてＬ
Ｌ信号と合成されて画像合成部５４８ｃのＨLＶL端子に
入力される。画像合成部５３１ａの例の説明に関しては
図３２の画像デコーダ５２７で説明したので省略する。
一方、ＨＨ信号は分離器５３１ｂにより分離され、画像
合成部５４８ｂに入力される。ＨＬ信号は画像合成部５
４８ｂにおいてＨＨ信号と合成され、ＨHＶH−Ｈ信号と
なり分離器５３１ｃにより分離され、画像合成部５４８
ｃにおいてＬＨとＬＬの合成信号と合成され、映像信号
となり合成部３３から出力される。そして図８８の第２
受信機の出力部３６でＴＶ信号となり出力される。この
場合、原信号が垂直１０５０本、約１０００本のＨＤＴ
Ｖ信号ならば図９１の受信妨害図に示した４つの受信条
件により４つの画質のＴＶ信号が受信される。
【０３３０】ＴＶ信号の画質を詳しく説明する。図９１
と図８６を一つにまとめたのが図９２の伝送階層構造図
である。このようにＣ／Ｎの向上とともに受信領域８６
２ｄ、８６２ｃ、８６２ｂ、８６２ａにおいてＤ1-1、
Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2と次々と再生できる階層チャンネ
ルが追加されデータ量が増える。
【０３３１】映像信号の階層伝送の場合図９５伝送階層
構造図のようにＣ／Ｎの向上とともにＬＬ、ＬＨ、Ｈ
Ｌ、ＨＨ信号の階層チャンネルが再生されるようにな
る。従って送信アンテナからの距離が近づくにつれ、画
質が向上する。Ｌ＝Ｌｄの時ＬＬ信号、Ｌ＝Ｌｃの時Ｌ
Ｌ＋ＬＨ信号、Ｌ＝Ｌｂの時ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬ信号、Ｌ
＝Ｌａの時ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬ＋ＨＨ信号が再生される。
従って、原信号の帯域を１とすると１／４、１／２、３
／４、１の帯域の画質が各々の受信地域で得られる。原
信号が垂直走査線１０００本のＨＤＴＶの場合、２５０
本、５００本、７５０本、１０００本のＴＶ信号が得ら
れる。このようにして段階的に画質が劣化する階層型映
像伝送が可能となる。図９６は従来のデジタルＨＤＴＶ
放送の場合の受信妨害図である。図から明らかなように
従来方式ではＣＮがＶO以下でＴＶ信号の再生は全く不
可能となる。従ってサービスエリア距離Ｒの内側におい
ても他局との競合地域、ビルかげ等では×印で示すよう
に受信できない。図９７は本発明を用いたＨＤＴＶの階
層放送の受信状態図を示す。図９７に示すように、距離
ＬａでＣ／Ｎ＝ａ、ＬｂでＣ／Ｎ＝ｂ、ＬｃでＣ／Ｎ＝
ｃ、ＬｄでＣ／Ｎ＝ｄとなり各々の受信地域で２５０
本、５００本、７５０本、１０００本の画質が得られ
る。距離Ｌａ以内でもＣ／Ｎが劣下し、ＨＤＴＶの画質
そのものでは再生できない地域が存在する。しかし、そ
の場合でも画質が落ちるものの再生はできる。例えばビ
ルかげのＢ地点では７５０本、電車内のＤ地点では２５
０本、ゴーストを受けるＦ地点では７５０本、自動車内
のＧ地点では２５０本、他局との競合地域であるＬ地点
でも２５０本の画質で再生できる。以上のようにして本
発明の階層伝送を用いることにより従来提案されている
方式では受信再生できなかった地域でも受信できるよう
になり、ＴＶ局のサービスエリアが大巾に拡大するとい
う著しい効果がある。また、図９８の階層伝送図に示す
ようにＤ1-1チャンネルでその地域のアナログ放送と同
じ番組の番組Ｄを放送し、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2チャン
ネルで他の番組Ｃ、Ｂ、Ａを放送することにより、番組
Ｄのサイマルキャストを全地域で確実に放送し、サイマ
ルキャストの役割を果たしながら他の３つの番組をサー
ビスするという多番組化の効果も得られる。
【０３３２】（実施例８）以下、第７の実施例を図面に
基づき説明する。実施例８は本発明の階層型伝送方式を
セルラー電話システムの送受信機に応用したものであ
る。図１１５の携帯電話機の送受信機のブロック図にお
いてマイク７６２から入力された通話者の音声は圧縮部
４０５により前述した階層構造のデータＤ1，Ｄ2，Ｄ3
に圧縮符号化され、時分割部７６５においてタイミング
に基づき所定のタイムスロットに時間分割され、変調器
４において前述のＳＲＱＡＭ等の階層型の変調を受け１
つの搬送波にのり、アンテナ共用器７６４を経てアンテ
ナ２２より送信され、後述する基地局で受信され、他の
基地局もしくは電話局に送信され、他の電話と交信でき
る。
【０３３３】一方、他の電話からの交信信号は基地局か
らの送信電波としてアンテナ２２により受信される。こ
の受信信号はＳＲＱＡＭ等の階層型の復調器４５におい
て、Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3のデータとして復調される。復調信
号からはタイミング回路７６７においてタイミング信号
が検出され、このタイミング信号は時分割部７６５に送
られる。復調信号Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3は伸長部５０３におい
て伸長され音声信号になり、スピーカ６５に送られ、音
声となる。
【０３３４】次に図１１６の基地局のブロック図にある
ように６角形もしくは円形の３つの受信セル７６８，７
６９，７７０，の各中心部にある基地局７７１，７７
２，７７３は図１１５と同様の送受信機７６１ａ〜７６
１ｊを複数個もち、送受信機の数と同じチャンネル数の
データを送受信する。各基地局に接続された基地局制御
部７７４は各基地局の通信のトラフィック量を常に監視
し、これに応じて各基地局へのチャンネル周波数の割り
当てや各基地局の受信セルの大きさの制御等の全体シス
テムのコントロールを行う。
【０３３５】図１１７の従来方式の通信容量トラフィッ
ク分布図に示すようにＱＰＳＫ等の従来方式のデジタル
通信方式では受信セル７６８，７７０のＡｃｈの伝送容
量はｄ＝Ａの図に示すように同波数利用効率２ｂｉｔ／
Ｈｚのデータ７７４ｄ、７７４ｂとｄ＝Ｂの図のデータ
７７４ｃを合わせたデータ７７４ｄなり、どの地点にお
いても２ｂｉｔ／Ｈｚの一様な周波数利用効率である。
一方、実際の都市部は密集地７７５ａ，７７５ｂ，７７
５ｃのようにビルの集中したところは人口密度が高く、
交信トラフィック量もデータ７７４ｅに示すようにピー
クを示す。周辺のそれ以外の地域では交信量は少ない。
実際のトラフィック量ＴＦのデータ７７４ｅに対して従
来のセルラー電話の容量はデータ７７４ｄに示すように
全地域、同じ２ｂｉｔ／Ｈｚの周波数効率であった。つ
まりトラフィック量の少ないところにも多いところと同
じ周波数効率を適用しているという効率の悪さがあっ
た。従来方式ではトラフィック量の多い地域には周波数
割り当てを多くしチャンネル数を増やしたり、受信セル
の大きさを小さくして対応していた。しかし、チャンネ
ル数を増やすには周波数スペクトルの制約があった。ま
た従来方式の１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ等の多値化は送信
電力を増加させた。受信セルの大きさを小さくし、セル
数を増やすことは基地局の数の増加を招き、設置コスト
を増大させる。以上の問題点がある。
【０３３６】理想的にはトラフィック量の多い地域には
周波数効率を高くし、トラフィック量の少ない地域には
周波数効率を高くし、トラフィック量の少ない地域には
低くすることがシステム全体の効率を高められる。本発
明の階層型伝送方式の採用により以上のことを実現でき
る。このことを図１１８の本発明の実施例８における通
信容量・トラフィック分布図を用いて説明する。図１１
８の分布図は上から順に受信セル７７０Ｂ，７６８，７
６９，７７０，７７０ａのＡ−Ａ’線上の通信容量を示
す。受信セル７６８，７７０はチャンネル群Ａ受信セル
７７０ｂ，７６９，７７０ａはチャンネル群Ａと重複し
ないチャンネル群Ｂの周波数を利用している。これらの
チャンネルは各受信セルのトラフィック量に応じて図１
１６の基地局制御器７７４により、チャンネル数が増減
させられる。さて図１１８においてｄ＝ＡはＡチャンネ
ルの通信容量の分布を示す。ｄ＝ＢはＢチャンネルの通
信容量、ｄ＝Ａ＋Ｂは全チャンネルを加算した通信容
量、ＴＦは通信トラフィック量、Ｐは建物と人口の分布
を示す。受信セル７６８，７６９，７７０では前の実施
例で説明したＳＲＱＡＭ等の多層の階層型伝送方式を用
いているためデータ７７６ａ，７７６ｂ，７７６ｃに示
すように、ＱＰＳＫの周波数利用効率２ｂｉｔ／Ｈｚの
３倍の６ｂｉｔ／Ｈｚを基地局周辺部では得られる。周
辺部にいくに従い４ｂｉｔ／Ｈｚ，２ｂｉｔ／Ｈｚと減
少する。送信パワーを増やさないと点線７７７ａ，ｂ，
ｃに示すＱＰＳＫの受信セルの大きさに比べて２ｂｉｔ
／Ｈｚの領域が狭くなるが、基地局の送信パワーを若干
上げることにより同等の受信セルの大きさが得られる。
６４ＳＲＱＡＭ対応の子局は基地局から遠いところでは
ＳＲＱＡＭのシフト量をＳ＝１にした変形ＱＰＳＫで送
受信し、近いところでは１６ＳＲＱＡＭ、さらに近傍で
は６４ＳＲＱＡＭで送受信する。従ってＱＰＳＫに比べ
て最大送信パワーが増加することはない。また、回路を
簡単にした図１２１のブロック図に示すような４ＳＲＱ
ＡＭの送受信機も互換性を保ちながら他の電話と交信で
きる。図１２２のブロック図に示す１６ＳＲＱＡＭの場
合も同様である。従って３つの変調方式の子機が存在す
る。携帯電話の場合小型計量性が重要である。４ＳＲＱ
ＡＭの場合周波数利用効率が下がるため通話料金は高く
なるが、回路が簡単になるため小型軽量化が要求される
ユーザーには適している。こうして本方式は巾広い用途
に対応できる。
【０３３７】以上のようにして図１１８のｄ＝Ａ＋Ｂの
ような容量の異なる分布をもつ伝送システムができる。
ＴＦのトラフィック量に合わせて基地局を設置すること
により、総合的な周波数利用効率が向上するという大き
な効果がある。特にセルの小さいマイクロセル方式は多
くのサブ基地局を設置できるためサブ基地局をトラフィ
ックの多い個所に設置しやすいため本発明の効果が高
い。
【０３３８】次に図１１９のデータの時間配置図を用い
て各タイムスロットのデータ配置を説明する。図１１９
（ａ）は従来方式のタイムスロット、図１１９（ｂ）は
実施例８のタイムスロットを示す。図１１９（ａ）に示
すように従来方式の送受信別周波数方式はＤｏｗｎつま
り基地局から子局への送信の時に周波数Ａで時間のスロ
ット７８０ａで同期信号Ｓを送り、スロット７８０ｂ，
７８０ｃ，７８０ｄで各々Ａ，Ｂ，Ｃチャンネルの子機
への送信信号を送る。次にＵｐ側つまり子機から基地局
へ送る場合、周波数Ｂで時間スロット７８１ａ，７８１
ｂ，７８１ｃ，７８１ｄに各々同期信号、ａ，ｂ，ｃチ
ャンネルを送信信号する。
【０３３９】本発明の場合、図１１９（ｂ）に示すよう
に前述の６４ＳＲＱＡＭ等の階層型伝送方式を用いてい
るためＤ1，Ｄ2，Ｄ3の各々の２ｂｉｔ／Ｈｚの３つの
階層データをもつ。Ａ1，Ａ2データは１６ＳＲＱＡＭで
送るためスロット７８２ｂ，７８２ｃとスロット７８３
ｂ，７８３ｃに示すように約２倍のデータレートとな
る。同一音質で送る場合半分の時間で送れる。従ってタ
イムスロット７８２ｂ，７８２ｃは半分の時間になる。
こうして２倍の伝送容量が図１１８の７７６ｃの第２階
層の地域つまり基地局の近傍で得られる。同様にして、
タイムスロット７８２ｇ，７８３ｇではＥ1データの送
受信が６４ＳＲＱＡＭで行われる。約３倍の伝送容量を
もつため、同一タイムスロットで３倍のＥ1，Ｅ2，Ｅ3
の３チャンネルが確保できる。この場合基地局のさらに
近傍地域で送受信することが要求される。このようにし
て最大約３倍の通話が同一周波数帯で得られるという効
果がある。但し、この場合は基地局の近傍でこのままの
通話が行われた場合で、実際はこの数字より低い。また
実際の伝送効率は９０％程度に落ちる。本発明の効果を
上げるためには、トラフィック量の地域分布と本発明に
よる伝送容量分布が一致することが望ましい。しかし、
図１１８のＴＦの図に示すように実際の都市においては
ビル街を中心として緑地帯が周辺に配置されている。郊
外においても住宅地の周辺に田畑や森が配置されてい
る。従ってＴＦの図に近い分布をしている。従って本発
明を適用する効果が高い。
【０３４０】図１２０のＴＤＭＡ方式タイムスロット図
で（ａ）は従来方式（ｂ）は本発明の方式を示す。図１
２０（ａ）に示すように、同一周波数帯でタイムスロッ
ト７８６ａ，７８６ｂで各々Ａ，Ｂチャンネルの子機へ
の送信を行い、タイムスロット７８７ａ，７８７ｂで各
々Ａ，Ｂチャンネルの子機からの送信を行う。図１２０
（ｂ）に示すように、本発明の場合１６ＳＲＱＡＭの場
合スロット７８８ａでＡ1チャンネルの受信を行い、ス
ロット７８８ｃでＡ1チャンネルの送信を行う。タイム
スロット巾は約１／２になる。６４ＳＲＱＡＭの場合ス
ロット７８８ｉでＤ1チャンネルの受信を行い、スロッ
ト７８８ｌでＤ1チャンネルの送信を行う。タイムスロ
ット巾は約１／３になる。
【０３４１】特に消費電力を下げるためにスロット７８
８ｐにおいて１／２のタイムスロットで１６ＳＲＱＡＭ
のＥ1の受信を行うが、送信はスロット７８８ｒで通常
のタイムスロット４ＳＲＱＡＭで行う。１６ＳＲＱＡＭ
より４ＳＲＱＡＭの方が消費電力が少ないため、送信時
の電力消費が少なくなるという効果がある。ただし、占
有時間が長い分だけ通信料金は高くなる。バッテリの小
さい小型軽量型の携帯電話やバッテリ残量が少ない時に
効果が高い。
【０３４２】以上のようにして実際のトラフィック分布
に合わせて伝送容量分布を設定できるため実質的な伝送
容量が高めることができるという効果がある。また３つ
のもしくは２つの伝送容量の伝送容量を基地局、子局が
選択できるため周波数効率を下げて消費電力を下げたり
逆に効率を上げて通話料金を下げたり自由度が高く、様
々な効果が得られる。また、伝送容量の低い４ＳＲＱＡ
Ｍ等の方式により、回路を簡単にして小型化、低コスト
化をした子機も設定できる。この場合、前の実施例で説
明したように全ての機種間の伝送互換性がとれる点が本
発明の特徴の一つである。こうして伝送容量の増大とと
もに超小型機から高機能機までの巾広い機種展開が計れ
る。
【０３４３】（実施例９）以下第９の実施例を図面に基
づき説明する。実施例９は本発明をＯＦＤＭ伝送方式に
適用したものである。図１２３のＯＦＤＭ送受信機のブ
ロック図と図１２４のＯＦＤＭの動作原理図を示す。Ｆ
ＤＭの一種であるＯＦＤＭは隣接するキャリアを直交さ
せることにより、一般のＦＤＭより周波数帯の利用効率
が良い。またゴースト等のマルチパス妨害に強いためデ
ジタル音楽放送用やデジタルＴＶ放送用に検討されてい
る。図１２４のＯＦＤＭの原理図に示すようにＯＦＤＭ
の場合入力信号を直列並列変換部７９１で周波数軸７９
３上にデータを１／ｔｓの間隔で配置し、サブチャンネ
ル７９４ａ〜ｅを作成する。この信号を逆ＦＦＴ器４０
をもつ変調器４で時間軸７９９へ逆ＦＦＴ変換し、送信
信号７９５を作る。ｔｓの有効シンボル期間７９６の期
間の間、この逆ＦＦＴされた信号は送信され、各シンボ
ルの間にはｔｇのガード期間７９７が設けられる。
【０３４４】図１２３のＯＦＤＭ−ＣＣＤＭハイブリッ
ド方式のブロック図を用いてＨＤＴＶ信号を送受信する
場合の実施例９の動作を説明する。入力されたＨＤＴＶ
信号は画像エンコーダ４０１により低域Ｄ1-1と（中域
−低域）Ｄ1-2と（高域−中域−低域）Ｄ2の３層の階層
構造の画像信号に分離され、入力部７４２に入力され
る。第１データ列入力部７４３において、Ｄ1-1信号はC
ode gainの高いＥＣＣ符号化をされ、Ｄ1-2信号は通常
のコードゲインのＥＣＣの符号化をされる。Ｄ1-1とＤ
2-2はＴＤＭ部７４３により、時間分割多重化され、Ｄ1
信号になり、変調器８５２ａのＤ1直列並列変換器７９
１ａに入力される。Ｄ1信号はｎ個の並列データとな
り、ｎヶのＣ−ＣＤＭ変調器４ａ，４ｂ・・・の第１入力
部に入力される。
【０３４５】一方、高域成分信号のＤ2は入力部７４２
の第２データ列入力部７４４においてＥＣＣ部７４４ａ
においてＥＣＣ（Error Correction Code）符号化され
トレリスエンコーダ７４４ｂにおいてトレリス符号化さ
れ、変調器８５２ａのＤ2直列並列器７９１ｂに入力さ
れ、ｎヶの並列データとなり、Ｃ−ＣＤＭ変調器４ａ，
４ｂ・・・の第２入力部に入力される。第１入力部のＤ1デ
ータと第２入力部のＤ2データにより各々のＣ−ＣＤＭ
変調器４ａ，４ｂ，４ｃ・・・において１６ＳＲＱＡＭ等
にＣ−ＣＤＭ変調される。このｎヶのＣ−ＣＤＭ変調器
は各々の異なる周波数のキャリアをもつとともに隣接す
るキャリアは図１２４の７９４ａ，７９４ｂ，７９４ｃ
・・・に示すように直交しながら周波数軸上７９３上にあ
る。こうして、Ｃ−ＣＤＭ変調されたｎヶの変調信号
は、逆ＦＦＴ回路４０により、周波数軸ディメンジョン
７９３から時間軸のディメンジョン７９０に写像され、
ｔｓの実効シンボル長の時間信号７９６ａ，７９６ｂ等
になる。実効シンボル時間帯７９６ａと７９６ｂの間に
はマルチパス妨害を減らすためＴｇ秒のガード時間帯７
９７ａが設けられている。これを時間軸と信号レベルで
表現したものが、図１２９の時間軸ー信号レベル図であ
り、ガード時間帯７９７ａのＴｇはマルチパスの影響時
間から用途に応じて決定される。ＴＶゴースト等のマル
チパスの影響時間より長くＴｇを設定することにより受
信時に逆ＦＦＴ回路４０からの変調信号は並列直列コン
バータ４０ｂにより、一つの信号となり送信部５によ
り、ＲＦ信号となり送信される。
【０３４６】次に、受信機４３の動作を述べる。図１２
４の時間軸シンボル信号７９６ｅに示す。受信信号は図
１２３の入力部２４に入力され、変調部８５２ｂに入力
され、デジタル化され、ＦＦＴ部４０ａにより、フーリ
ェ係数に展開され、図１２４に示すように時間軸７９９
から周波数軸７９３ａに写像される。図１２４の時間軸
シンボル信号から、周波数軸の信号のキャリア７９４
ａ，７９４ｂ等に変換される。これらのキャリアは互い
に直交しているため、各々の変調信号が分離できる。図
１２５（ｂ）に示す１６ＳＲＱＡＭ等が復調され、各々
のＣ−ＣＤＭ復調器４５ａ、４５ｂ等に送られる。そし
て、Ｃ−ＣＤＭ復調器４５の各々のＣ−ＣＤＭ復調部４
５ａ、ｂ等において、階層型に復調されＤ1、Ｄ2のサブ
信号が復調され、Ｄ1並列直列コンバーター８５２ａと
Ｄ2並列直列コンバーター８５２ｂにより、直列信号と
なり元のＤ1、Ｄ2信号が復調される。この場合、図１２
５（ｂ）に示すようなＣ−ＣＤＭを用いた階層伝送方式
を用いているため、Ｃ／Ｎ値の悪い受信条件では、Ｄ1
信号のみが復調され、よい受信条件では、Ｄ1とＤ2信号
の両方が復調される。復調されたＤ1信号は出力部７５
７において復調される。Ｄ1-2信号に比べてＤ1-1信号エ
ラー訂正のコードケインが高いため、Ｄ1-1信号のエラ
ー信号がより受信条件の悪い条件でも再生される。Ｄ1-
1信号は第１ー１画像デコーダ４０２ｃによりＬＤＴＶ
の低域信号となり、Ｄ1-2信号は第１ー２画像デコーダ
４０２ｄによりＥＤＴＶの中域成分の信号となり、出力
される。
【０３４７】Ｄ2信号はトレリス復号され、第２画像デ
コーダ４０２ｂにより、ＨＤＴＶの高域成分となり出力
される。上記の低域信号のみではＬＤＴＶが出力され、
上記中域成分を加えることにより、ワイドＮＴＳＣグレ
ードのＥＤＴＶ信号が出力され、さらに上記高域成分を
加えることによりＨＤＴＶ信号が合成される。前の実施
例と同様、受信Ｃ／Ｎに応じた画質のＴＶ信号が受信で
きる。実施例９の場合はＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭを組み合
わせて用いることにより、ＯＦＤＭそのものでは、実現
できない階層型伝送を実現できる。図１３０のエラーレ
ートＣ／Ｎに示すように従来のＯＦＤＭ−ＴＣＭ変調信
号の曲線８０５に対して、本発明のＣ−ＣＤＭ−ＯＦＤ
Ｍ方式はサブチャンネル１ ８０７ａはエラーレートが
下がりサブチャンネル２ ８０７ｂはエラーレートが上
がる。こうして階層型が実現する。
【０３４８】ＯＦＤＭは確かにガード期間Ｔｇ中にマル
チパスの干渉信号を収めているためＴＶゴースト等のマ
ルチパスに強い。従って、自動車のＴＶ受信機用のデジ
タルＴＶ放送用に用いることができる。しかし、階層型
伝送ではないため、ある一定のＣ／Ｎのスレシホルド以
下では受信できない。本発明のＣ−ＣＤＭと組み合わせ
ることにより、マルチパスに強くかつＣ／Ｎの劣化に応
じた画像受信（Graditional Degradation）の２つが実
現できる。自動車内でＴＶ受信をする時、単にマルチパ
スだけでなくＣ／Ｎ値も劣化する。従ってマルチパス対
策だけではＴＶ放送局のサービスエリアはさほど広がら
ない。しかし、階層型伝送のＣ−ＣＤＭと組み合わせる
ことにより、Ｃ／Ｎがかなり劣化してもＬＤＴＶグレー
ドで受信できる。一方、自動車用ＴＶの場合、画面サイ
ズは通常１００寸以下であるため、ＬＤＴＶグレードで
充分な画質が得られる。自動車ＴＶのＬＤＴＶグレード
のサービスエリアが大巾に拡大するという効果がある。
ＯＦＤＭをＨＤＴＶの全帯域に使うと現時点の半導体技
術ではＤＳＰの回路規模が大きくなる。そこで低域ＴＶ
信号のＤ1-1のみをＯＦＤＭで送る方法を示す。図１３
８のブロック図に示すように、ＨＤＴＶの中域成分と高
域成分のＤ1-2とＤ2信号の２つを本発明のＣ−ＣＤＭ多
重化し、ＦＤＭ４０Ｄにより周波数帯Ａで送信する。一
方受信機側で受信した信号はＦＤＭ４ｏｅにより周波数
分離され、本発明のＣ−ＣＤＭ復調器４ｂで復調され、
図１２３と同様にしてＨＤＴＶの中域成分と高域成分が
再生される。この場合の画像デコーダーの動作は実施例
１，２，３と同じであるため省略する。
【０３４９】次にＨＤＴＶのＭＰＥＧ１グレードの低域
信号であるＤ1-1信号は直列並列コンバーター７９１に
より並列信号となりＯＦＤＭ変換器８５２Ｃの中でＱＰ
ＳＫや１６ＱＡＭの変調を受け、逆ＦＦＴ器４０により
時間軸の信号に変換されＦＤＭ４０ｄにより周波数帯Ｂ
で送信される。
【０３５０】一方、受信機４３で受信された信号はＦＤ
Ｍ部４０ｅにおいて周波数分離され、ＯＦＤＭ復調部８
５２ｄにおいてＦＦＴ４０ａにより多くの周波数軸の信
号となり、各々の復調器４５ａ，４５ｂ等により復調さ
れ、並列直列コンバータ８５２ａによりＤ1-1信号が復
調され、図１２３と同様にして、ＬＤＴＶグレードのＤ
1-1信号が受信機４３から出力される。
【０３５１】こうして、ＬＤＴＶ信号のみがＯＦＤＭさ
れた階層伝送が実現する。図１３８の方法を用いること
により、ＯＦＤＭの複雑な回路はＬＤＴＶ信号のみでよ
い。ＨＤＴＶ信号に比べてＬＤＴＶ信号は１／２０のビ
ットレートである。従ってＯＦＤＭの回路規模は１／２
０になり、全体の回路規模は大巾に小さくなる。
【０３５２】ＯＦＤＭはマルチパスに強い伝送方式で携
帯ＴＶや自動車ＴＶの受信時や自動車のデジタル音楽放
送受信時のような移動局でマルチパス妨害が大きく、か
つ変動する用途を主目的として応用されようとしてい
る。このような用途においては４インチから８インチの
１０インチ以下の小さい画面サイズが主流である。従っ
てＨＤＴＶやＥＤＴＶのような高解像度ＴＶ信号全てを
ＯＦＤＭ変調する方式はかける費用の割には効果が低
く、自動車ＴＶ用にはＬＤＴＶグレート゛のＴＶ信号の受
信で充分である。一方、家庭用ＴＶのような固定局にお
いてはマルチパスが常に一定であるため、マルチパス対
策がとりやすい。このため強ゴースト地域以外はＯＦＤ
Ｍの効果は高くない。ＨＤＴＶの中高域成分にＯＦＤＭ
を用いることはＯＦＤＭの回路規模が大きい現状では得
策でない。従って本発明の図１３８に示すＯＦＤＭを低
域ＴＶ信号のみに使用する方法は、自動車等の移動局に
おいて受信されるＬＤＴＶのマルチパス妨害を大巾に軽
減するというＯＦＤＭの効果を失なわないで、ＯＦＤＭ
の回路規模を１／１０以下に大巾に削減できるという大
きな効果がある。
【０３５３】なお、図１３８ではＤ1-1のみをＯＦＤＭ
変調しているがＤ1-1とＤ1-2をＯＦＤＭ変調することも
できる。この場合、Ｄ1-1とＤ1-2はＣ−ＣＤＭの２階層
伝送ができるため、自動車等の移動体においてもマルチ
パルスに強い階層型放送が実現し、移動体において、Ｌ
ＤＴＶとＳＤＴＶが受信レベルやアンテナ感度に応じた
画質の画像が受信できるというGraditional Degradatio
nの効果が生まれる。
【０３５４】こうして本発明の階層伝送が可能となり、
前述した様々な効果が得られる。ＯＦＤＭの場合特にマ
ルチパスに強いため本発明の階層伝送と組み合わせるこ
とによりマルチパスに強くかつ受信レベルの劣化に応じ
たデータ伝送グレードの劣化が得られるという効果が得
られる。
【０３５５】階層構造型伝送方式を実現する方法とし
て、図１２６（ａ）に示すように、おＦＤＭの各サブチ
ャンネル７９４ａ〜ｃを第１層８０１ａとしサブチャン
ネル７９４ｄ〜ｆを第２層８０１ｂとし中間にｆｇなる
周波数ガード帯８０２ａを設け、図１２６（ｂ）に示す
ようにＰｇなる電力差８０２ｂを設けることにより、第
１層８０１ａと第２層８０１ｂの送信電力を差別化でき
る。
【０３５６】これを利用すると、前に説明した図１０８
（ｄ）に示すようにアナログＴＶ放送に妨害を与えない
範囲で第１層８０１ａの電力を増やすことができる。こ
の場合図１０８（ｅ）に示すように第１層８０１ａの受
信可能なＣ／Ｎ値のスレシホルド値は第２層８０１ｂに
比べて低くなる。従って信号レベルの低い地域やノイズ
の多い地域においても第１層８０１ａの受信が可能とな
るという効果が得られる。図１４７に示すように二層の
階層伝送が実現する。これをＰower-Weighted-OFDM方式
(PW-OFDM)と本文では呼ぶ。この本実施例のPW-OFDMに前
述の本発明のＣ−ＣＤＭ方式を組み合わせることによ
り、図１０８（ｅ）に示すように階層は増え３層にな
り、より受信可能地域が拡がるという効果がある。
【０３５７】具体的な回路は、図１４４に示すように第
１層データは第１データ列回路７９１ａを介して振幅の
大きい変調器４ａ〜４ｃでキャリアｆ1〜ｆ3で逆ＦＦＴ
４０によりＯＦＤＭ変調し、第２層データは第２データ
列回路７９１ｂを介して通常の振幅の変調器４ｄ〜４ｆ
でキャリアｆ6〜ｆ8で逆ＦＦＴ４０によりＯＦＤＭ変調
し送信する。
【０３５８】受信信号は受信機４３のＦＦＴ４０ａによ
りｆ1〜ｆnのキャリアをもつ信号に分離され、キャリア
ｆ1〜ｆ3は復調器４５ａ〜４５ｃにより第１データ列Ｄ
1つまり第１層８０１ａが復調され、キャリアｆ6〜ｆ8
からは第２データ列Ｄ2つまり第２層８０１ｂが復調さ
れる。
【０３５９】第１層８０１ａの電力は大きいため信号の
弱い地域においても受信できる。こうしてPW-OFDMによ
り、２層の階層型伝送が実現する。PW-OFDMをＣ−ＣＤ
Ｍと組み合わせると３〜４層の階層が実現する。なお図
１４４の他の動作は図１２３のブロック図の場合と動作
が同じであるため説明を省略する。
【０３６０】さて、次に本発明のＴime-Weighted-OFDM
(TW-OFDM)方式の階層化方式について述べる。ＯＦＤＭ
方式は前に述べたように、ガード時間帯ｔｇがあるた
め、ゴーストつまりマルチパス信号の遅延時間ｔMがｔM
＜ｔｇの条件式を満たせばゴーストの影響をなくすこと
ができる。一般家庭のＴＶ受信機のような固定局ではｔ
Mは数μｓと小さく、また、一定であるためキャンセル
し易い。しかし、車載ＴＶ受信機のように移動局の場合
は反射波が多いため、ｔMは大きく数十μｓ近くになる
だけなく、移動に伴い変化するためキャンセルが難し
い。従ってマルチパスに対する階層化が必要になること
が予想される。
【０３６１】本実施例の階層化の方法を述べると、図１
４６に示すように第Ａ層のガード時間ｔｇａを第Ｂ層の
ガード時間ｔｇｂに比べて大きくとることによりＡ層の
サブチャンネルのシンボルはゴーストに対して強くな
る。こうしてガード時間のWeightingによりマルチパス
に対する階層型伝送が実現する。この方式をGuard-Time
-Weighted-OFDM(GTW-OFDM)と呼ぶ。
【０３６２】さらに第Ａ層と第Ｂ層のシンボル時間Ｔｓ
のシンボル数を同じ数に設定した場合、Ａのシンボル時
間ｔｓａをＢのシンボル時間ｔｓｂより大きくとる。す
るとこれにより周波数軸上においてＡ，Ｂのキャリヤの
間隔をそれぞれ△ｆａ、△ｆｂとすると△ｆａ＞△ｆｂ
である。このためＢのシンボルに比べて、Ａののシンボ
ルを復調した場合のエラーレートは低くなる。こうして
シンボル時間ＴｓのWeightingの差別化により第Ａ層と
第Ｂ層のマルチパスに対する２層の階層化が実現する。
この方式をCarrier−Spacing-Weighted-OFDM(CSW-OFDM)
と呼ぶ。GTW-0FDMを用いて２層の階層伝送を実現し、第
Ａ層にて低解像度のＴＶ信号を、第Ｂ層で高域成分を送
信することにより、車載ＴＶ受信機のようにゴーストの
多い条件の受信でも低解像度ＴＶの安定した受信が可能
となる。またCSW-OFDMを用いたシンボル時間ｔｓの差別
化により第Ａ層と第Ｂ層のＣ／Ｎに対する階層化をGTW-
OFDMとを組み合わせることにより受信信号レベルの低い
車載ＴＶにおいてさらに安定した受信ができるという大
きな効果が実現する。車載用途や携帯用途のＴＶにおい
ては高い解像度は要求されない。低解像度ＴＶ信号を含
むシンボル時間の時間比率は小さいため、このガード時
間のみを長くすことは全体の伝送効率をあまり下げな
い。従って本実施例のＧＴＷ−OFDMを用いて低解像度Ｔ
Ｖ信号に重点を置いてマルチパス対策をすることにより
伝送効率に殆ど影響を与えないで携帯ＴＶや車載ＴＶの
ような移動局と、家庭のＴＶのような固定局とを両立さ
せた階層型ＴＶ放送を実現するという大きな効果があ
る。この場合前述のようにCSW-OFDMやC-CDMと組み合わ
せることによりＣ／Ｎにたいする階層化が加わりさらに
安定した移動局の受信が可能となる。
【０３６３】具体的にマルチパスの影響を説明すると、
図１４５（ａ）に示すように遅延時間が短いマルチパス
８１０ａ〜ｄの場合は第１送と第２層の信号が受信で
き、ＨＤＴＶの信号が復調できる。しかし、図１４５
（ｂ）に示すように長いマルチパス８１１ａ〜ｄの場合
は、第２層のＢ信号のガード時間、Ｔｇｂが短いため復
調できなくなる。この場合、第１層のＡ信号はガード時
間Ｔｇａが長いため、遅延時間の長いマルチパスの影響
を受けない。前述のようにＢ信号にはＴＶの高域成分が
含まれており、Ａ信号にはＴＶの低域成分が含まれてい
るため、例えば車載用ＴＶではＬＤＴＶが再生できる。
さらに第１層のシンボル時間ＴｓａをＴｓｂより大きく
とっているためＣ／Ｎの劣化にも第１層は強い。
【０３６４】こうしてガード時間とシンボル時間の差別
化をすることにより、ＯＦＤＭの二次元の階層化が簡単
な構成で可能となる。図１２３のような構成でガード時
間差別化とＣ−ＣＤＭと組み合わせることにより、マル
チパスとＣ／Ｎ値劣化の双方の階層化が計れる。
【０３６５】ここで具体的な例を用いて詳しく述べる。
マルチパス遅延時間ＴMは、Ｄ／Ｕ比が小さい程、直接
波より反射波が多くなり、大きくなる。例えば図１４８
に示すようにＤ／Ｕ＜３０ｄＢでは反射波の影響が大き
くなり３０μｓ以上になる。図１４８に示すように５０
μｓ以上のＴｇをとることにより、一番悪い条件でも受
信できる。従って図１４９（ａ）に具体的に示すように
ＴＶ信号１ｓｅｃに対して図１４９（b）に示す２ｍｓ
の周期のうち、各シンボルを第１層８０１ａ，第２層８
０１ｂ，第３層８０１ｃの３つの階層のグループに分
け、図１４９（ｃ）に示す。各々のグループのガード時
間７９７ａ，７９７ｂ，７９７ｃつまりＴｇａ，Ｔｇ
ｂ，Ｔｇｃを例えば５０μｓ，５μｓ，１μｓと重みづ
けをして設定することにより図１５０に示すような階層
８０１ａ，８０１ｂ，８０１ｃの３つの階層のマルチパ
スに関する階層型放送が実現する。全ての画質に対して
ＧＴＷ−ＯＦＤＭを適用すると当然伝送効率は落ちてし
まう。しかし、情報量の少ないＬＤＴＶの画質信号のみ
にＧＴＷ−ＯＦＤＭのマルチパス対策をすることにより
全体の伝送効率があまり落ちないいう効果がある。特に
第１層８０１ａではガード時間Ｔｇを３０μｓ以上の５
０μｓにとっているため、車載用ＴＶ受信機でも受信で
きる。回路は図１２７のブロック図に示したものを用い
る。特に車載用ＴＶはＬＤＴＶグレードの画質で良いた
めＭＰＥＧ１クラスの１Ｍｂｐｓ程度の伝送容量でよ
い。従って図１４９に示したようにシンボル時間７９６
ａＴｓａを２ｍｓの周期に対して２００μｓとれば２Ｍ
ｂｐｓとれるため良く、さらにシンボルレートを半分に
下げても１Ｍｂｐｓ近くになり、ＬＤＴＶグレードの画
質が得られるため本発明のＣＳＷ−ＯＦＤＭ により伝
送効率は若干落ちるがエラーレートが低くなる。特に本
発明のＣ−ＣＤＭをＧＴＷ−ＯＦＤＭと組み合わせた場
合、伝送効率が低下しないため効果がさらに高い。図１
４９では同じシンボル数に対してシンボル時間７９６
ａ，７９６ｂ，７９６ｃを２００μｓ，１５０μｓ，１
００μｓに差別化している。従って第１層，第２層，第
３層の順にエラーレートが高くなってゆく階層型伝送と
なっている。
【０３６６】同時にＣ／Ｎに対しても階層型伝送が実現
する。図１５１に示すようにＣＳＷ−ＯＦＤＭとＣＳＷ
−ＯＦＤＭの組み合わせにより、マルチパスとＣ／Ｎの
２次元の階層型伝送が実現する。前述のようにＣＳＷ−
ＯＦＤＭと本発明のC−CＤＭを組み合わせても実現で
き、この場合全体の伝送効率の低下が少ないという効果
がある。第１層８０１ａおよび第１−２層８５１ａ，第
１−３層８５１ａではマルチパスＴMが大きくかつＣ／
Ｎが低い用途例えば車載用ＴＶＲｅｃｅｉｖｅｒにおい
てもＬＤＴＶグレードの安定した受信ができる。第２層
８０１ｂと第２−３層８５１ｂではサービスエリアのフ
リンジエリアのようにＣ／Ｎが低く、ゴーストの多い受
信地域の固定局において標準解像度のＳＤＴＶグレード
の受信ができる。サービスエリアの半分以上を占める第
３層８０１ｃではＣ／Ｎが高く、直接波が大きくゴース
トが少ないためＨＤＴＶグレードの画質で受信できる。
こうしてＣ／Ｎとマルチパスの２次元の階層型放送が実
現する。このように大きな効果が本発明のＧＴＷ−ＯＦ
ＤＭとＣ−ＣＤＭの組み合わせまたは、ＧＴＷ−ＯＦＤ
ＭとＣＳＷ−Ｃ−ＣＤＭの組み合わせにより得られる。
従来はＣ／Ｎに対する階層型放送方式が提案されている
が、本発明により、Ｃ／Ｎとマルチパスの２次元のマト
リクス型の階層型放送が実現する。
【０３６７】Ｃ／Ｎの３層とマルチパスの３層の２次元
の階層型放送の具体的なＨＤＴＶ、ＳＤＴＶ、ＬＤＴＶ
の３階層のＴＶ信号の時間配置図を図１５２に示す。図
に示すように１番マルチパスに強いＡ層の第１階層のスロ
ット７９６ａ１にはＬＤＴＶを配置し、次にマルチパスに
強いスロット７９６ａ２やＣ／Ｎ劣化に強いスロット７９６ｂ１
にはＳＤＴＶの同期信号やアドレス信号等の重要なＨＰ
信号を配置する。Ｂ層の第２層、３層にはＳＤＴＶの一
般信号つまりＬＰ信号や、ＨＤＴＶのＨＰ信号を配置す
る。Ｃ層には１、２、３層にＳＤＴＶ，ＥＤＴＶ，ＨＤ
ＴＶ等の高域成分ＴＶ信号を配置する。
【０３６８】この場合ＣＮ劣化やマルチパスに強くすれ
ばするほど伝送レートが落ちるためＴＶ信号の解像度が
減少し、図１５３に示すように３次元のＧｒａｃｅｆｕ
ｌＤｅｇｒａｄａｔｉｏｎが実現するという従来にない
効果が本発明により得られる。図１５３はＣＮＲ、マル
チパス遅延時間、伝送レートの３つのパラメーターによ
り本発明の３次元構造の階層型放送を表現したものであ
る。
【０３６９】本発明のＧＴＷ−ＯＦＤＭと前述の本発明
のＣ−ＣＤＭの組み合わせまたは、ＧＴＷ−ＯＦＤＭと
ＣＳＷ−Ｃ−ＣＤＭの組み合わせにより２次元の階層構
造が得られる例を用いて実施例を説明したがＧＴＷ−Ｏ
ＦＤＭとＰｏｗｅｒ−Ｗｅｉｇｈｔｅｄ−ＯＦＤＭの組
み合わせや、ＧＴＷ−ＯＦＤＭと他のＣＮＲの階層伝送
方式と組み合わせても２次元の階層型放送は実現する。
【０３７０】図１５４はキャリア７９４ａ、７９４ｃ，
７９４ｅの電力をキャリア７９４ｂ，７９４ｄ，７９４
ｆに比べて小さく重みずけして送信したもので、２階層
のＰｏｗｅｒ−Ｗｅｉｇｈｔｅｄ−ＯＦＤＭが実現す
る。キャリア７９４ａに直交するキャリア７９５ａ，７
９５ｃの電力も同様にしてキャリア７９５ｂ，７９５ｄ
に対して電力重みずけすることにより２階層がえられ
る。あわせると４層の階層が得られるが、図１５４では
２層の場合の実施例をしめしている。図に示すようにキ
ャリアの周波数分布が分散するため同一周波数帯にある
他のアナログ放送等への妨害が分散されるため影響が小
さくなるという効果がある。
【０３７１】また、図１５５のように１つのシンボル７
９６ａ，７９６ｂ，７９６ｃ毎にガード時間７９７ａ，
７９７ｂ，７９７ｃの時間幅を変化させた時間配置をと
ることにより３層のマルチパスに対する階層型の多値伝
送が実現する。図１５５の時間配置にするとＡ層、Ｂ
層、Ｃ層のデータが時間軸上に分散する。このため特定
時間に発生するバーストノイズが発生しても各層のデー
タにインターリーブをかけることによりデータの破壊が
防止されＴＶ信号が安定して復調できるという効果があ
る。特にＡ層のデータを分散させインターリーブをかけ
ることにより車載ＴＶ受信時に発生する他の自動車の点
火装置から発生するバーストノイズの妨害を大幅に低減
できる。
【０３７２】この場合の具体的なＥＣＣエンコーダー７
４４ｊとＥＣＣデコーダー７４９ｊのブロック図を図１
６０（ａ）（ｂ）にそれぞれ示す。また図１６７にデ・
インターリーブ部９３６ｂのブロック図を示す。デ・イ
ンターリーブ部９３６ｂのデ・インターリーブＲＡＭ９
３６ａの中で処理されるインターリーブテーブル９５４
を図１６８（ａ）で示し、インターリーブ距離Ｌ１を図
１６８（ｂ）に示す。
【０３７３】こうしてデータをインターリーブすること
によりバーストノイズの妨害を軽減することができる。
図１６１のＶＳＢ受信機のブロック図と図１６２のＶＳ
Ｂ送信機のブロック図に示すように実施例４、５、６等
で説明した４ＶＳＢや８ＶＳＢや１６ＶＳＢの伝送装置
や実施例１、２等で説明したＱＡＭやＰＳＫ伝送装置に
用いることにより、バーストノイズの妨害を軽減できる
ため、地上放送においてノイズの少ないＴＶ受信ができ
るという効果がある。
【０３７４】図１５５の方式により３階層の階層放送を
行うことによりＡ層は前述のマルチパス、Ｃ／Ｎ劣化に
加えてバーストノイズの妨害を低減できるため車載ＴＶ
受信機やポケットＴＶ等の移動局によるＬＤＴＶグレー
ドのＴＶ受信を安定させるという効果がある。
【０３７５】本発明はＶＳＢ等のＡＳＫやＱＡＭ，ＰＳ
Ｋ、ＯＦＤＭ等を用いて本発明を説明したが、他の変調
方式と組み合わせることができる。また、パーシャルレ
スポンスを用いることにより、記録系のみならず伝送系
においてもエラーレートを下げることができる。
【０３７６】本発明の階層型もしくは多値型の伝送方式
の一つの特徴は周波数利用効率を向上させるものである
が一部の受信機にとっては電力利用効率がかなり低下す
る。従って全ての伝送システムに適用できるものではな
い。例えば特定受信者間の衛星通信システムならその時
期に得られる最高の周波数利用効率と最高の電力利用効
率の機器にとりかえるのが最も経済性が高い方法であ
る。このような場合必ずしも本発明を使う必要はない。
【０３７７】しかし、衛星放送方式や地上放送方式の場
合は本発明のような階層型伝送方式が必要である。なぜ
なら衛星放送の規格の場合５０年以上の永続性が求めら
れる。この期間、放送規格は変更されないが技術革新に
伴い衛星の送信電力は飛躍的に向上する。放送局は数十
年後の将来において現時点においても製造された受信機
がＴＶ番組を受信視聴できるように互換性のある放送を
行わなければならない。本発明を用いると既存のＮＴＳ
Ｃ放送とＨＤＴＶ放送との互換性と将来の情報伝送量の
拡張性という効果が得られる。
【０３７８】本発明は電力効率よりも周波数効率を重視
したものであるが、受信機側に各伝送段階に応じて設計
受信感度を設けた各々、何種類かの受信機を設定するこ
とにより送信機の電力をさほど増やす必要はなくなる。
このため現在の電力の小さい衛星でも充分送信可能であ
る。また将来、送信電力が増大した場合でも同一の規格
で伝送できるため将来の拡張性と、新旧の受信機との間
の互換性が得られる。以上述べたように本発明は衛星放
送規格に用いた場合、顕著な効果がえられる。
【０３７９】また本発明の多値型伝送方式を地上放送に
用いた場合、電力利用効率を全く考慮する必要がないた
め衛星放送より本発明は実施しやすい。前述のように従
来のデジタルＨＤＴＶ放送方式では存在したサービスエ
リア内の受信不能地域を大巾に減少させるという顕著な
効果と前述のＮＴＳＣとＨＤＴＶ受信機もしくは受像機
の両立性の効果がある。またＴＶ番組のスポンサーから
みた場合のサービスエリアが実質的に拡大するという効
果もある。なお、実施例ではＱＰＳＫと１６ＱＡＭと３
２ＱＡＭの変調方式を用いた例を用いて説明したが、６
４ＱＡＭや１２８ＱＡＭや２５６ＱＡＭ等に適用できる
ことはいうまでもない。また、図を用いて説明したよう
に多値のＰＳＫやＡＳＫやＦＳＫに適用できることもい
うまでもない。本発明とＴＤＭを組み合わせて伝送する
実施例を説明したが、ＦＤＭ，ＣＤＭＡや拡散通信方式
を組み合わせて伝送することもできる。
【０３８０】本発明の階層型伝送方式の一つの特徴は周
波数利用効率を向上させるものであるが一部の受信機に
とっては電力利用効率がかなり低下する。従って全ての
伝送システムに適用できるものではない。例えば特定受
信者間の衛星通信システムならその時期に得られる最高
の周波数利用効率と最高の電力利用効率の機器にとりか
えるのが最も経済性が高い方法である。このような場合
必ずしも本発明を使う必要はない。
【０３８１】しかし、衛星放送方式や地上放送方式の場
合は本発明のような多値型伝送方式が必要である。なぜ
なら衛星放送の規格の場合５０年以上の永続性が求めら
れる。この期間、放送規格は変更されないが技術革新に
伴い衛星の送信電力は飛躍的に向上する。放送局は数十
年後の将来において現時点においても製造された受信機
がＴＶ番組を受信視聴できるように互換性のある放送を
行わなければならない。本発明を用いると既存のＮＴＳ
Ｃ放送とＨＤＴＶ放送との互換性と将来の情報伝送量の
拡張性という効果が得られる。
【０３８２】本発明は電力効率よりも周波数効率を重視
したものであるが、受信機側に各伝送段階に応じて設計
受信感度を設けた各々、何種類かの受信機を設定するこ
とにより送信機の電力をさほど増やす必要はなくなる。
このため現在の電力の小さい衛星でも充分送信可能であ
る。また将来、送信電力が増大した場合でも同一の規格
で伝送できるため将来の拡張性と、新旧の受信機との間
の互換性が得られる。以上述べたように本発明は衛星放
送規格に用いた場合、顕著な効果がえられる。
【０３８３】また本発明の階層型伝送方式を地上放送に
用いた場合、電力利用効率を全く考慮する必要がないた
め衛星放送より本発明は実施しやすい。前述のように従
来のデジタルＨＤＴＶ放送方式では存在したサービスエ
リア内の受信不能地域を大巾に減少させるという顕著な
効果と前述のＮＴＳＣとＨＤＴＶ受信機もしくは受像機
の両立性の効果がある。またＴＶ番組のスポンサーから
みた場合のサービスエリアが実質的に拡大するという効
果もある。なお、実施例では１６ＱＡＭと３２ＱＡＭの
変調方式を用いた例を用いて説明したが、６４ＱＡＭや
１２８ＱＡＭや２５６ＱＡＭ等に適用できることはいう
までもない。また、図を用いて説明したように多値のＰ
ＳＫやＡＳＫやＦＳＫに適用できることもいうまでもな
い。
【０３８４】
【発明の効果】以上のように本発明は、信号入力部と、
位相の異なる複数の搬送波を上記入力部からの入力信号
により変調し信号ベクトル図上になるｍ値の信号点を発
生させる変調部と、変調信号を送信する送信部からなり
データ伝送を行う伝送装置においてｎ値の第１データ列
と第２データ列を入力し、上記信号をｎ個の信号点群に
分割し、該信号点群の各々第１データ列のデータに割り
あて上記信号点群の中の各信号点に第２データ群の各デ
ータを割りあて、送信する送信機により信号を送信し、
該送信信号の入力部と、信号スペースダイヤグラム上で
ｐ値の信号点のＱＡＭ変調波を復調する復調器と出力部
を有する受信装置において上記信号点をｎ値の信号点群
に分割し、各信号点群ｎ値の第１データ列を対応させて
復調し、信号点群の中の略々ｐ/n値の信号点にｐ/n値の
第２データ列のデータを復調再生し、受信装置を用いて
データを伝送することにより、例えば送信機１の変調器
４により、ｎ値の第１データ列と第２データ列と第３デ
ータ列を信号点群にデータを割りあてて変形ｍ値のＱＡ
Ｍ変調信号を送信し、第１受信機２３では、復調器２５
によりｎ値の第１データ列を、第２受信機３３では第１
データ列と第２データ列を、第３受信機４３では第１デ
ータ列、第２データ列、第３データ列を復調することに
より、効果として最大ｍ値のデータを変調した多値変調
波をｎ＜ｍなるｎ値の復調能力しかない受信機でもｎ値
のデータを復調可能とした両立性と発展性のある伝送装
置が得られる。さらに、ＱＡＭ方式の信号点のうち最も
原点に近い信号点とＩ軸もしくはＱ軸との距離をｆとし
た場合、この距離がｎ＞１なるｎｆとなるように上記信
号点をシフトさせることにより、階層型の伝送が可能と
なる。
【０３８５】この伝送系にＮＴＳＣ信号を第１データ
列、ＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差信号を第２データ列とし
て送信することにより、衛星放送においてはＮＴＳＣ放
送とＨＤＴＶ放送との両立性があり、情報量の拡張性の
高いデジタル放送が可能となり、地上放送においてはサ
ービスエリアの拡大と受信不能地域の解消という顕著な
効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例における伝送装置のシス
テム全体を示す構成図
【図２】本発明の実施例１の送信機１のブロック図
【図３】本発明の実施例１の送信信号のベクトル図
【図４】本発明の実施例１の送信信号のベクトル図
【図５】本発明の実施例１の信号点へのコードの割り当
て図
【図６】本発明の実施例１の信号点群へのコーディング
図
【図７】本発明の実施例１の信号点群の中の信号点への
コーディング図
【図８】本発明の実施例１の信号点群と信号点へのコー
ディング図
【図９】本発明の実施例１の送信信号の信号点群の閾値
状態図
【図１０】本発明の実施例１の変形１６値ＱＡＭのベク
トル図
【図１１】本発明の実施例１のアンテナ半径ｒ2と送信
電力比ｎとの関係図
【図１２】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号
点の図
【図１３】本発明の実施例１のアンテナ半径ｒ3と送信
電力比ｎとの関係図
【図１４】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号
群と副信号点群のベクトル図
【図１５】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの比率
Ａ1，Ａ2の説明図
【図１６】本発明の実施例１のアンテナ半径ｒ2，ｒ3と
送信電力比ｎ16，ｎ64の関係図
【図１７】本発明の実施例１のデジタル送信機のブロッ
ク図
【図１８】本発明の実施例１の４ＰＳＫ変調の信号スペ
ースダイアグラム図
【図１９】本発明の実施例１の第１受信機のブロック図
【図２０】本発明の実施例１の４ＰＳＫ変調信の信号ス
ペースダイアグラム図
【図２１】本発明の実施例１の第２受信機のブロック図
【図２２】本発明の実施例１の変形１６値ＱＡＭの信号
ベクトル図
【図２３】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号
ベクトル図
【図２４】本発明の実施例１のフローチャート
【図２５】（ａ）は本発明の実施例１の８値ＱＡＭの信
号ベクトル図（ｂ）は本発明の実施例１の１６値ＱＡＭ
の信号ベクトル図
【図２６】本発明の実施例１の第３受信機のブロック図
【図２７】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号
点の図
【図２８】本発明の実施例１のフローチャート
【図２９】本発明の実施例３における伝送システムの全
体の構成図
【図３０】本発明の実施例３の第１画像エンコーダーの
ブロック図
【図３１】本発明の実施例３の第１画像デコーダのブロ
ック図
【図３２】本発明の実施例３の第２画像デコーダのブロ
ック図
【図３３】本発明の実施例３の第３画像デコーダのブロ
ック図
【図３４】本発明の実施例３のＤ1，Ｄ2，Ｄ3信号の時
間多重化の説明図
【図３５】本発明の実施例３のＤ1，Ｄ2，Ｄ3信号の時
間多重化の説明図
【図３６】本発明の実施例３のＤ1，Ｄ2，Ｄ3信号の時
間多重化の説明図
【図３７】本発明の実施例４における伝送装置のシステ
ム全体の構成図
【図３８】本発明の実施例３における変形１６ＱＡＭの
信号点のベクトル図
【図３９】本発明の実施例３における変形１６ＱＡＭの
信号点のベクトル図
【図４０】本発明の実施例３における変形６４ＱＡＭの
信号点のベクトル図
【図４１】本発明の実施例３の時間軸上の信号配置図
【図４２】本発明の実施例３のＴＤＭＡ方式の時間軸上
の信号配置図
【図４３】本発明の実施例３の搬送波再生回路のブロッ
ク図
【図４４】本発明の実施例３の搬送波再生の原理図
【図４５】本発明の実施例３の逆変調方式の搬送波再生
回路のブロック図
【図４６】本発明の実施例３の１６ＱＡＭ信号の信号点
配置図
【図４７】本発明の実施例３の６４ＱＡＭ信号の信号点
配置図
【図４８】本発明の実施例３の１６逓倍方式の搬送波再
生回路のブロック図
【図４９】本発明の実施例３のＤV1，ＤH1，ＤV2、
ＤH2，ＤV3，ＤH3信号の時間多重化の説明図
【図５０】本発明の実施例３のＤV1，ＤH1，ＤV2、
ＤH2，ＤV3，ＤH3信号のＴＤＭＡ方式の時間多重化の説
明図
【図５１】本発明の実施例３のＤV1，ＤH1，ＤV2、
ＤH2，ＤV3，ＤH3信号のＴＤＭＡ方式の時間多重化の説
明図
【図５２】本発明の実施例４における従来方式の受信妨
害領域図
【図５３】本発明の実施例４における階層型放送方式の
場合の受信妨害領域図
【図５４】本発明の実施例４における従来方式の受信妨
害領域図
【図５５】本発明の実施例４における階層型放送方式の
場合の受信妨害領域図
【図５６】本発明の実施例４におけるデジタル放送局２
局の受信妨害領域図
【図５７】本発明の実施例５における変形４ＡＳＫ信号
の信号点配置図
【図５８】本発明の実施例５における変形４ＡＳＫの信
号点配置図
【図５９】（ａ）は本発明の実施例５における変形４Ａ
ＳＫの信号点配置図 （ｂ）は本発明の実施例５における変形４ＡＳＫの信号
点配置図
【図６０】本発明の実施例５における低いＣ／Ｎ値の場
合の変形４ＡＳＫ信号の信号点配置図
【図６１】実施例５における４ＶＳＢ、８ＶＳＢの送信
機
【図６２】（ａ）は本発明の実施例５におけるＡＳＫ信
号つまりフィルタリングの多値ＶＳＢ信号のスペクトル
図 （ｂ）は本発明の実施例５におけるＶＳＢ信号の周波数
分布図
【図６３】実施例５における４ＶＳＢ、８ＶＳＢ、１６
ＶＳＢのＲｅｃｅｉｖｅｒのブロック図
【図６４】本発明の実施例５における映像信号送信機の
ブロック図
【図６５】本発明の実施例５におけるＴＶ受信機全体の
ブロック図
【図６６】本発明の実施例５における別のＴＶ受信機の
ブロック図
【図６７】本発明の実施例５における衛星・地上ＴＶ受
信機のブロック図
【図６８】（ａ）は実施例５、６における８ＶＳＢのＣ
ｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ図 （ｂ）は実施例５、６における８ＶＳＢのＣｏｎｓｔｅ
ｌｌａｔｉｏｎ図 （ｃ）は実施例５、６における８ＶＳＢの信号−時間波
形図
【図６９】本発明の実施例５における画像エンコーダの
別のブロック図
【図７０】本発明の実施例５における分離回路１つの画
像エンコーダのブロック図
【図７１】本発明の実施例５における画像デコーダのブ
ロック図
【図７２】本発明の実施例５における合成器１つの画像
デコーダのブロック図
【図７３】本発明による実施例５の送信信号の時間配置
図
【図７４】（ａ）は本発明による実施例５の画像デコー
ダのブロック図 （ｂ）は本発明による実施例５の送信信号の時間配置図
【図７５】本発明による実施例５の送信信号の時間配置
図
【図７６】本発明による実施例５の送信信号の時間配置
図
【図７７】本発明による実施例５の送信信号の時間配置
図
【図７８】本発明による実施例５の画像デコーダのブロ
ック図
【図７９】本発明による実施例５の３階層の送信信号の
時間配置図
【図８０】本発明による実施例５の画像デコーダーのブ
ロック図
【図８１】本発明による実施例５の送信信号の時間配置
図
【図８２】本発明による実施例５のＤ１の画像デコーダ
ーのブロック図
【図８３】本発明による実施例５の周波数変調信号の周
波数−時間図
【図８４】本発明による実施例５の磁気記録再生装置の
ブロック図
【図８５】本発明による実施例２のＣ／Ｎと階層番号の
関係図
【図８６】本発明による実施例２の伝送距離とＣ／Ｎの
関係図
【図８７】本発明による実施例２の送信機のブロック図
【図８８】本発明による実施例２の受信機のブロック図
【図８９】本発明によ実施例２のＣ／Ｎ−エラーレート
の関係図
【図９０】本発明による実施例５の３階層の受信妨害領
域図
【図９１】本発明による実施例６の４階層の受信妨害領
域図
【図９２】本発明による実施例６の階層伝送図
【図９３】本発明による実施例６の分離回路のブロック
図
【図９４】本発明による実施例６の合成部のブロック図
【図９５】本発明による実施例６の伝送階層構造図
【図９６】従来方式のデジタルＴＶ放送の受信状態図
【図９７】本発明による実施例６のデジタルＴＶ階層放
送の受信状態図
【図９８】本発明による実施例６の伝送階層構造図
【図９９】本発明による実施例３の１６ＳＲＱＡＭのベ
クトル図
【図１００】本発明による実施例３の３２ＳＲＱＡＭの
ベクトル図
【図１０１】本発明による実施例３のＣ／Ｎ−エラーレ
ートの関係図
【図１０２】本発明による実施例３のＣ／Ｎ−エラーレ
ートの関係図
【図１０３】本発明による実施例３のシフト量ｎと伝送
に必要なＣ／Ｎの関係図
【図１０４】本発明による実施例３のシフト量ｎと伝送
に必要なＣ／Ｎの関係図
【図１０５】本発明による実施例３の地上放送時の送信
アンテナからの距離と信号レベルと
【図１０６】本発明による実施例３の３２ＳＲＱＡＭの
サービスエリア図
【図１０７】本発明による実施例３の３２ＳＲＱＡＭの
サービスエリア図
【図１０８】（ａ）は従来のＴＶ信号の周波数分布図 （ｂ）は従来の二階層のＴＶ信号の周波数分布図 （ｃ）は本発明の実施例３のスレシホルド値を現す図 （ｄ）は実施例９の２階層のOFDMのキャリヤ群の周波数
分布図 （ｅ）は実施例９の３改装のOFDMの３つのスレシホルド
値を示す図
【図１０９】本発明による実施例３のＴＶ信号時間配置
図
【図１１０】本発明による実施例３のＣ−ＣＤＭの原理
図
【図１１１】本発明による実施例３の符号割り当て図
【図１１２】本発明による実施例３の３６ＱＡＭを拡張
した場合の符号割り当て図
【図１１３】本発明による実施例５の変調信号周波数配
置図
【図１１４】本発明による実施例５の磁気記録再生装置
のブロック図
【図１１５】本発明による実施例７の携帯電話の送受信
機のブロック図
【図１１６】本発明による実施例７の基地局のブロック
図
【図１１７】従来方式の通信容量とトラフィックの分布
図
【図１１８】本発明による実施例７の通信容量とトラフ
ィックの分布図
【図１１９】（ａ）は従来方式のタイムスロット配置図 （ｂ）は本発明による実施例７のタイムスロット配置図
【図１２０】（ａ）は従来方式のＴＤＭＡ方式タイムス
ロット配置図 （ｂ）は本発明による実施例７のＴＤＭＡ方式タイムス
ロット配置図
【図１２１】本発明による実施例７の１階層の送受信機
のブロック図
【図１２２】本発明による実施例７の２階層の送受信機
のブロック図
【図１２３】本発明による実施例８のＯＦＤＭ方式送受
信機のブロック図
【図１２４】本発明による実施例８のＯＦＤＭ方式の動
作原理図
【図１２５】（ａ）は従来方式の変調信号の周波数配置
図 （ｂ）は本発明による実施例８の変調信号の周波数配置
図
【図１２６】（ａ）は実施例９におけるＯＦＤＭのWeig
htingしない状態を示す図 （ｂ）は実施例９における送信電力によりWeightingし
た２階層のOFDMの２つのサブチャンネルを示す図 （ｃ）は実施例９におけるキャリヤ間隔を二倍にWeight
ingしたOFDMの周波数分布図 （ｅ）は実施例９におけるWeightingしないキャリヤ間
隔のOFDMの周波数分布図
【図１２７】本発明による実施例９の送受信機のブロッ
ク図
【図１２８】（ａ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅ
ｌｌｉｓ Ｅｎｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ１／２）のブロ
ック図 （ｂ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｅ
ｎｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ２／３）のブロック図 （ｃ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｅ
ｎｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ３／４）のブロック図 （ｄ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｄ
ｅｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ１／２）のブロック図 （ｅ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｄ
ｅｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ２／３）のブロック図 （ｆ）は実施例２、４、５におけるＴｒｅｌｌｉｓ Ｄ
ｅｃｏｄｅｒ（Ｒａｔｉｏ３／４）のブロック図
【図１２９】実施例９の実効シンボル期間とガード期間
の時間配置図
【図１３０】従来例と実施例９のＣ／Ｎ対エラーレート
の関係図
【図１３１】実施例５の磁気記録再生装置のブロック図
【図１３２】実施例５の磁気テープ上のトラックの記録
フォーマットとヘッドの走行図
【図１３３】実施例３の送受信機のブロック図
【図１３４】従来例の放送方式の周波数配置図
【図１３５】実施例３の３層の階層型伝送方式を用いた
場合のサービスエリアと画質の関係図
【図１３６】実施例３の階層型伝送方式とＦＤＭを組み
合わせた場合の周波数配置図
【図１３７】実施例３におけるトレリス符号化を用いた
場合の送受信機のブロック図
【図１３８】実施例９における１部の低域信号をＯＦＤ
Ｍで伝送する場合の送受信機のブロック図
【図１３９】実施例１における８−ＰＳ−ＡＰＳＫの信
号点配置図
【図１４０】実施例１における１６−ＰＳ−ＡＰＳＫの
信号点配置図
【図１４１】実施例１における８−ＰＳ−ＰＳＫの信号
点配置図
【図１４２】実施例１における１６−ＰＳ−ＰＳＫ（Ｐ
Ｓ型）の信号点配置図
【図１４３】実施例１における衛星アンテナの半径と伝
送容量との関係図
【図１４４】実施例９におけるＷｅｉｇｈｔｅｄ ＯＦ
ＤＭ送受信機のブロック図
【図１４５】（ａ）は実施例９におけるマルチパスの短
い場合のガード時間、シンボル時間階層型ＯＦＤＭの波
形図 （ｂ）は実施例９におけるマルチパスの長い場合のガー
ド時間、シンボル時間階層型ＯＦＤＭの波形図
【図１４６】（ａ）は実施例９におけるガード時間、シ
ンボル時間階層型ＯＦＤＭの原理図
【図１４７】実施例９のおける電力重み付けによる２階
層伝送方式のサブチャンネル配置図
【図１４８】実施例９におけるＤ／Ｖ化とマルチパス遅
延時間とガード時間の関係図
【図１４９】（ａ）は実施例９における、各階層のタイ
ムスロット図 （ｂ）は実施例９における、各階層のガード時間の時間
分布図 （ｃ）は実施例９における、各階層のガード時間の時間
分布図図
【図１５０】実施例９のマルチパス遅延時間と伝送レー
ト図の関係図におけるマルチパスに対する３階層の階層
型放送方式の説明図
【図１５１】実施例９のＧＴＷ−ＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭ
（又はＣＳＷ−ＯＦＤＭ）を組み合わせた場合の、遅延
時間とＣＮ値の関係図における２次元マトリクス構造の
階層型放送方式の説明図
【図１５２】実施例９のＧＴＷ−ＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭ
（又はＣＳＷ−ＯＦＤＭ）を組み合わせた場合の、各タ
イムスロットにおける３階層のＴＶ信号の時間配置図
【図１５３】実施例９のＧＴＷ−ＯＦＤＭとＣ−ＣＤＭ
（又はＣＳＷ−ＯＦＤＭ）を組み合わせた場合の、マル
チパス信号遅延時間とＣＮ値と伝送レートの関係図にお
ける３次元マトリクス構造の階層型放送方式の説明図
【図１５４】実施例９のＰｏｗｅｒ−Ｗｅｉｇｈｔｅｄ
−ＯＦＤＭの周波数分布図
【図１５５】実施例９のＧｕａｒｄ−Ｔｉｍｅ−ＯＦＤ
ＭとＣ−ＣＤＭを組み合わせた場合の各タイムスロット
における３階層のＴＶ信号の時間軸上の配置図
【図１５６】実施例４、５における送信機と受信機のブ
ロック図
【図１５７】実施例４、５における送信機と受信機のブ
ロック図
【図１５８】実施例４、５における送信機と受信機のブ
ロック図
【図１５９】（ａ）は実施例５における１６ＶＳＢの信
号点配置図 （ｂ）は実施例５における１６ＶＳＢの信号点配置図
（８ＶＳＢ） （ｃ）は実施例５における１６ＶＳＢの信号点配置図
（４ＶＳＢ） （ｄ）は実施例５における１６ＶＳＢの信号点配置図
（１６ＶＳＢ）
【図１６０】（ａ）は実施例５、６におけるＥＣＣ Ｅ
ｎｃｏｄｅｒのブロック図 （ｂ）は実施例５、６におけるＥＣＣ Ｅｎｃｏｄｅｒ
のブロック図
【図１６１】実施例５におけるＶＳＢ受信機の全体ブロ
ック図
【図１６２】実施例５における送信機を示す図
【図１６３】実施例４ＶＳＢとＴＣ−８ＶＳＢのエラー
レート／Ｃ／Ｎ値曲線
【図１６４】実施例４ＶＳＢとＴＣ−８ＶＳＢのサブチ
ャンネル１とサブチャンネル２のエラーレートカーブ
【図１６５】（ａ）は実施例２、４、５におけるＲｅｅ
ｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ Ｅｎｃｏｄｅｒのブロック図 （ｂ）は実施例２、５、６におけるＲｅｅｄ Ｓｏｌｏ
ｍｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒのブロック図
【図１６６】実施例２、４、５のＲｅｅｄ Ｓｏｌｏｍ
ｏｎ誤り訂正、演算のフローチャート図
【図１６７】実施例２、３、４、５、６におけるデイン
ターリーブ部のブロック図
【図１６８】（ａ）は実施例２、３、４、５におけるイ
ンターリーブ、デインターリーブテーブルの図 （ｂ）は実施例２、３、４、５におけるインターリーブ
距離を示す図
【図１６９】実施例５における４−ＶＳＢ，８−ＶＳ
Ｂ，１６−ＶＳＢのＲｅｄｕｎｄａｎｃｙの比較図
【図１７０】実施例２、３、４、５におけるＨｉｇｈ
Ｐｒｉｏｒｉｔｙ信号を受信するＴＶ Ｒｅｃｅｉｖｅ
ｒのブロック図
【図１７１】実施例２、３、４、５における送信機と受
信機のブロック図
【図１７２】実施例２、３、４、５における送信機と受
信機のブロック図
【図１７３】実施例６のＡＳＫ方式の磁気記録再生装置
のブロック図
【符号の説明】
１ 送信機 ４ 変調器 ６ アンテナ ６ａ 地上アンテナ １０ 衛星 １２ 中継器 ２３ 第１受信機 ２５ 復調器 ３３ 第２受信機 ３５ 復調器 ４３ 第３受信機 ５１ デジタル送信機 ８５ 信号点 ９１ 第１分割信号点群 ４０１ 第１画像エンコーダー ７０３ ＳＲＱＡＭの受信可能地域

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】画像信号の入力手段と上記画像信号をデジ
    タル画像圧縮信号に圧縮する画像圧縮手段と、上記デジ
    タル画像圧縮信号に誤り訂正符号を加え、誤り訂正符号
    化信号をつくる誤り訂正Ｅｎｃｏｄｅｒと、上記誤り訂
    正符号化信号をｎ値のＶＳＢ変調信号に変調する変調手
    段と、上記変調信号を送信する送信手段をもつ送信機に
    より送信信号を送り、上記送信信号を受信する手段と、
    上記送信信号を受信デジタル信号に復調する復調手段
    と、上記受信デジタル信号を誤り訂正されたデジタル信
    号に誤り訂正する誤り訂正手段と、上記誤り訂正された
    デジタル信号を映像出力信号に伸長する画像伸長部と、
    上記映像出力信号を出力する出力手段を有する受信機に
    より画像信号を伝送する装置において、８値のＶＳＢ信
    号を送信もしくは受信することを特長とする伝送装置。
  2. 【請求項２】誤り訂正手段として、Ｔｒｅｌｌｉｓ Ｄ
    ｅｃｏｄｅｒを用いたことを特長とする請求項１記載の
    伝送装置
  3. 【請求項３】受信デジタル信号をＨｉｇｈ Ｐｒｉｏｒ
    ｉｔｙ信号とＬｏｗＰｒｉｏｒｉｔｙ信号に分割すると
    ともに、誤り訂正手段の中にＨｉｇｈ ｃｏｄｅ ｇａ
    ｉｎの第１誤り訂正手段と、Ｌｏｗ ｃｏｄｅ ｇａｉ
    ｎの第２誤り訂正手段の２つを設け、上記Ｈｉｇｈ Ｐ
    ｒｉｏｒｉｔｙ信号を、第１誤り訂正手段で訂正するこ
    とを特長とする請求項１記載の伝送装置。
  4. 【請求項４】Ｈｉｇｈ Ｐｒｉｏｒｉｔｙ信号として、
    各データのアドレス情報を含むことを特長とする請求項
    ３記載の伝送装置。
  5. 【請求項５】第１誤り訂正手段にＴｒｅｌｌｉｓエンコ
    ーダーもしくはデコーダーを用いたことを特長とする請
    求項３記載の伝送装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
USRE41146E1 (en) 1992-03-26 2010-02-23 Panasonic Corporation Communication system
USRE43093E1 (en) 1992-03-26 2012-01-10 Panasonic Corporation Communication system

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
USRE41146E1 (en) 1992-03-26 2010-02-23 Panasonic Corporation Communication system
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