JP3851017B2

JP3851017B2 - OFDM demodulator

Info

Publication number: JP3851017B2
Application number: JP09882999A
Authority: JP
Inventors: 浩一郎今村; 啓之濱住; 一彦澁谷
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 1999-04-06
Filing date: 1999-04-06
Publication date: 2006-11-29
Anticipated expiration: 2019-04-06
Also published as: JP2000295195A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ方式によるデジタル放送やデジタル伝送におけるＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を用いるＯＦＤＭ復調装置および復調結果から伝送路の特性を推定し、等化を行う等化装置に係り、特に、ＦＦＴ窓の時間位置のずれに起因して生じる復調信号の位相誤差を補正し、誤差の少ない復調信号を供給するとともに高精度な伝送路特性の推定を実現させるＯＦＤＭ復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ方式によるデジタル伝送においては、マルチパス歪みに起因する誤り率特性劣化の軽減を目的として、有効シンボル期間の一部の期間をガードインターバルとして有効シンボルの前に付加する。ＯＦＤＭ復調器におけるＦＦＴ窓の時間位置は有効シンボル部分と一致しているのが理想的であるが、前ゴーストがあることを考慮してＦＦＴ窓の位置は時間的に少し前の方に設定することが考えられる。また、有効シンボル期間の時間位置を推定する手法として、ガードインターバル期間と同じ波形をもつ有効シンボル期間内の波形との相関演算結果にシンボル間隔で生じる相関ピークを用いる方法があるが、マルチパス歪みや回り込み妨害、さらには伝送路雑音の影響により推定位置が期待される時間位置からずれることがあり、このような時間位置のずれがＦＦＴ処理の結果である各キャリア毎の複素データにおける位相値に誤差を与える。
【０００３】
また、従来の技術では、このような問題を考慮し、各キャリアの復調に際して各々のキャリアの位相不確定性を考慮して時間的に１シンボル前の同じ周波数のキャリア位相との変化量でデータを伝送する差動変復調方式や、近接した周波数のパイロットキャリア信号の位相を基準として復調を行うパイロット同期方式など、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差の影響がほとんどない方式を用いている。しかしながら、受信信号のＦＦＴ処理結果から受信信号の伝送路特性の推定などを行う場合、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差が大きく影響してしまうという問題点があった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述したところから、パイロットキャリアや基準シンボルにおける、各キャリアの送信時の振幅、位相値を基準として、受信された信号のそれぞれのキャリアの振幅、位相値から伝送路の特性を推定する回り込みキャンセラや等化器の場合には、ＦＦＴ窓の時間位置は有効シンボル部分と正確に一致している必要があり、正規の時間位置からオフセットが生じた場合、同一時刻における各キャリアの位相はＦＦＴ窓の時間位置のオフセット量によって一次傾斜が付加されていて、このままでは、精密な伝送路特性の推定はできない。
【０００５】
また、もし、ＦＦＴ窓の位置ずれの精密な補正をハードウエアで行おうとすると、フィードバック制御により補正に遅延が生じ、また、マルチパス歪みや回り込みの歪みによって再生されるシンボルタイミングに誤差を生じるため、ＦＦＴの正規の時間位置への高精度な窓位置制御が必要となり実現が難しい。
【０００６】
さらに、マルチパス歪みや回り込みの歪みがある場合、伝送路の位相特性にはリップルが生じているため、これをＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差と区別して処理を行う必要がある。
【０００７】
本発明の目的は、上述した各種問題を排除して、マルチパスや回り込み等による波形歪みが存在する条件下でも、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差のみを補正し、もって高精度な伝送特性の推定を可能にするＯＦＤＭ復調装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明ＯＦＤＭ復調装置においては、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差の補正は、まず、ＦＦＴ出力の複素データ位相連続化処理を行い、周波数軸上で連続した位相特性を得て、次に、マルチパス歪みや回り込み歪みによって生じる位相特性のリップル成分を除去するため、位相特性にフィルタ処理を行い、さらに一次傾斜の傾斜値を求めて、周波数位相特性上で一次傾斜成分として現れるＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差のみを取り出す。このようにして求められた周波数軸位相特性上の一次傾斜の値を基にして、ＦＦＴ出力データからＦＦＴ窓の時間位置のずれに起因する位相誤差を除去する処理を行い、マルチパス歪みや回り込み歪みによる位相誤差のみを抽出し、高精度の伝送路推定を可能にするようにしている。
【０００９】
すなわち、本発明ＯＦＤＭ復調装置は、受信したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間を時間窓で抽出する手段、該手段により抽出したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間をＦＦＴ処理し、その結果を出力するＦＦＴ処理手段、ＦＦＴ処理に供するＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の時間窓が正規の時間位置からずれることに起因してＦＦＴ処理結果に現れる周波数位相特性の一次傾斜を検出する位相特性一次傾斜検出手段、および前記ＦＦＴ処理手段による出力から前記位相特性一次傾斜検出手段による出力を除去する位相特性一次傾斜除去手段を少なくとも具えて、ＦＦＴ処理に供するＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の時間窓が正規の時間位置からずれることに起因してＦＦＴ処理結果に現れる周波数位相特性の一次傾斜を除去して出力し得るように構成したことを特徴とするものである。
【００１０】
また、本発明ＯＦＤＭ復調装置は、前記位相特性一次傾斜検出手段が、受信するＯＦＤＭ信号に多重されている既知の振幅と位相を有する基準信号を用いて複素除算を行い伝送路の伝達関数を算出する手段、および該算出する手段により算出した伝送路の伝達関数の周波数位相特性に現れる一次傾斜からＦＦＴ処理に供するＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の時間窓の正規の時間位置からのずれを求める位相特性一次傾斜分抽出手段を少なくとも具えたことを特徴とするものである。
【００１１】
また、本発明ＯＦＤＭ復調装置は、受信したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間を時間窓で抽出する手段、該手段により抽出したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間をＦＦＴ処理し、その結果を出力するＦＦＴ処理手段、ＦＦＴ処理に供するＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の時間窓が正規の時間位置からずれることに起因してＦＦＴ処理結果に現れる周波数位相特性の一次傾斜を検出する位相特性一次傾斜検出手段、および該位相特性一次傾斜検出手段による出力をもってＦＦＴ処理に供するＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の時間窓の正規の時間位置からのずれを算出し、ＦＦＴ処理に供するＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の時間窓が正規の時間位置を保つように制御するＦＦＴ窓正規位置制御手段を少なくとも具えて、ＦＦＴ処理に供する有効シンボル期間を抽出するＦＦＴ窓の正規の時間位置からのずれを、ＦＦＴ処理後の複素信号の周波数位相特性に現れる一次傾斜から演算して求め、該求めたずれの値をもとに、ＦＦＴ窓の時間位置を制御し、ＦＦＴ窓が常に正規の時間位置を保つ機能を有するように構成したことを特徴とするものである。
【００１２】
また、本発明ＯＦＤＭ復調装置は、前記位相特性一次傾斜検出手段が、受信するＯＦＤＭ信号に多重されている既知の振幅と位相を有する基準信号を用いて複素除算を行い伝送路の伝達関数を算出する手段、および該算出する手段により算出した伝送路の伝達関数の周波数位相特性に現れる一次傾斜からＦＦＴ処理に供するＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の時間窓の正規の時間位置からのずれを求める位相特性一次傾斜分抽出手段を少なくとも具えたことを特徴とするものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
ＯＦＤＭ復調装置におけるＦＦＴ窓の位置ずれは、ＦＦＴ出力の周波数位相特性の一次傾斜成分として観測される。周波数ｆ、振幅ａ（ｆ）のＯＦＤＭ信号の１キャリアをＦＦＴ窓に位置ずれがない状態で観測したときの波形を（１）式で表すと、ＦＦＴ窓が時間τだけガードインターバル側にずれた状態における波形は（２）式となる。
【数１】

従って、ＦＦＴ窓の時間位置が時間τだけずれたことによる位相誤差をｅ（ｆ）とすると、ｅ（ｆ）は（３）式となる。
ｅ（ｆ）＝−２πｆτ （３）
【００１４】
図１は、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差の例を示している。
図１に示すように、ＯＦＤＭ信号の１シンボル内におけるＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差量は周波数に比例し、ＯＦＤＭ信号の中心キャリア周波数を中心に奇対称な直線となる。不連続点は±πを越えた部分である。また、ＯＦＤＭ信号の中心キャリアは複素ＦＦＴにおける直流成分となるため、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差は生じない。
【００１５】
図２（ａ）〜（ｄ）は、マルチパス、回り込み、およびＦＦＴ窓の位置ずれがあるときの位相誤差の例をそれぞれ示している。
マルチパスによるＯＦＤＭ信号受信波形の位相誤差、および回り込みによるＯＦＤＭ信号受信波形の位相誤差は、それぞれ図２（ａ）、図２（ｂ）に示すように周期関数となっている。さらに、マルチパス歪みと回り込み歪みの両方が存在する場合は、ＯＦＤＭ信号受信波形の位相誤差も図２（ｃ）に示すように周期関数であり、図２（ａ）と図２（ｂ）とを合成した波形となる。次に、マルチパス歪みと回り込み歪みが合わさったＯＦＤＭ信号受信波形に、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差が加わった場合は図２（ｄ）のようになる。図２（ｄ）の不連続点は±πを越えた部分である。ここで、マルチパス歪みによる位相誤差、回り込み歪みによる位相誤差はともに周期関数であるため、位相誤差の平均はほぼ０となる。また、白色ガウス雑音による位相誤差も、平均すると０と見なすことができる。
【００１６】
従って、ＯＦＤＭ復調信号の連続化した位相特性に対して平均化処理やＦＩＲフィルタ等によるＬＰＦ処理を行うと、マルチパス歪みや回り込み歪みや白色ガウス雑音等による位相誤差は除去することができ、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差の一次傾斜分だけが検出できることになる。さらに、ここで得られたＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差分をＯＦＤＭ復調信号の位相値から減算することにより、ＯＦＤＭ復調信号からＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差のみを除去することが可能となる。図３（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、この原理に基づくＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差の除去の過程を順を追って示していて、（ａ）は位相誤差抽出、（ｂ）は位相連続化処理、（ｃ）は位相特性平均化処理、および（ｄ）はＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差が除去されたＦＦＴデータの位相特性である。
【００１７】
図４は、以上説明した原理に基づく本発明ＯＦＤＭ復調装置の第１の実施形態を示している。
図４において、１はＦＦＴ窓処理、２はＦＦＴ、３は位相特性一次傾斜検出、４は位相特性一次傾斜除去、および５はＦＦＴ窓正規位置制御を行うそれぞれの処理ブロックである。
【００１８】
図４に示すＯＦＤＭ復調装置においては、受信したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間をＦＦＴ窓処理１で抽出し、抽出したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間をＦＦＴ２し、ＦＦＴした後の複素信号からＦＦＴ窓の時間位置が有効シンボル期間からずれることに起因してＦＦＴの結果に現れる周波数位相特性の一次傾斜を検出３し、この検出した周波数位相特性の一次傾斜を用いてＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差である位相特性一次傾斜を除去４するようにしている。さらに、この位相特性の一次傾斜によりＦＦＴ窓の有効シンボル期間からのずれの量を検知し、ＦＦＴ窓の位置を正規の時間位置に保つように制御５している。
【００１９】
ここで、位相特性の一次傾斜からＦＦＴ窓の位置ずれ量を検知して、その検知した位置ずれ量をＦＦＴ窓処理１にフィードバックするＦＦＴ窓正規位置制御の処理ブロック（図４において、符号５で示される）について説明する。
図５は、ＦＦＴ窓正規位置制御の処理ブロック５内の詳細な信号処理系統を示している。
【００２０】
位相特性一次傾斜検出の処理ブロック３（図４参照）で検知されたＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差である周波数位相特性の一次傾斜の傾きをｓ［ｒａｄ／Ｈｚ］、ガードインターバル側を正として有効シンボル期間からのＦＦＴ窓の位置ずれの時間をτ_W ［ｓｅｃ］で表すと、τ_W は（４）式となる。
【数２】

ＦＦＴ窓の正規位置を有効シンボル期間からの時間差でτ_g 、正規位置制御前のＦＦＴ窓の位置（ＦＦＴ窓の正規位置τ_g を１シンボル遅延６で１シンボル期間遅延させることで得られる）を有効シンボル期間からの時間差でτ_p 、ＯＦＤＭ信号受信波形の前ゴーストなどを考慮したオフセット値７をτ_o とする（図５参照）と、ＦＦＴ窓の正規位置τ_g は（５）式で表される。
τ_g ＝τ_p −τ_W ＋τ_o （５）
また、τ_g に信号のサンプリング周波数（規格化定数）８を掛け合わせると、クロック単位のＦＦＴ窓の位置ずれ量を得る。
【００２１】
図６は、本発明ＯＦＤＭ復調装置の第２の実施形態を示している。
なお、図６においては、本発明によるＯＦＤＭ復調装置の第１の実施形態である図４と同一の信号処理を行う部分には、同一符号を付して示している。
【００２２】
図６に示すＯＦＤＭ復調装置においては、既知の基準信号９を用いて伝送路の伝達関数を算出１０し、各キャリアの伝達関数の位相特性からＦＦＴ窓の位置ずれによる一次傾斜を検出３してその検出結果を用いて伝達関数の位相特性の一次傾斜を除去する処理４を行うことで、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差を除去するようにしている。
【００２３】
以下、大文字は複素数を、また小文字は実数を表す。また、説明は、基準シンボルがある場合について述べるが、ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号に多重されるＳＰ（Scattered Pilot signal）を用いても同様の処理を行うことができる。いま、ＯＦＤＭ信号波形のＦＦＴ２（図６参照）出力におけるｋ番目のキャリアの複素振幅値を
【外１】

、基準信号９のｋ番目のキャリアの複素振幅値を
【外２】

、ｋ番目のキャリアの周波数における伝達関数の値を
【外３】

とすると、伝達関数は図６中の複素除算１０により（６）式となる。
【数３】

［外１］の変調による振幅位相変化分は（６）式の除算による逆変調により除去されるため、位相特性の移動平均処理やＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタ等によるＬＰＦ処理の際に位相点毎の分類を必要とせず、［外３］の位相特性の平均化処理を行うことで、容易にＦＦＴ窓の位置ずれ量の推定が可能となる。また、［外２］がＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号に多重されているＳＰのような離散データであっても、［外２］の存在するキャリア番号だけで［外３］を計算し、［外３］の位相特性を平均化処理することで、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差の推定が可能となる。
【００２４】
図７は、本発明ＯＦＤＭ復調装置の第３の実施形態を示している。
この図７においても、図４（本発明によるＯＦＤＭ復調装置の第１の実施形態）と同一の信号処理を行う部分には、同一符号を付して示している。
【００２５】
図７に示すＯＦＤＭ復調装置においては、位相特性の一次傾斜を求める際、位相特性に対して低域通過フィルタ（ＬＰＦ）処理による平均化処理を行い、位相特性に含まれる一次傾斜のみを算出するようにしている。
【００２６】
本実施形態においては、直交復調して得られた複素ベースバンドＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間をＦＦＴ窓処理１で切り取り、符号２で示すブロックで複素ＦＦＴを行う。複素ＦＦＴ出力を直交座標から極座標に変換１１し振幅値ｒと位相値θを得る。いま、ＯＦＤＭ信号のｋ番目のキャリアのＦＦＴ出力の複素振幅値における実軸データをｉ_k 、虚軸データをｑ_k 、極座標に変換した信号の振幅値をｒ_k 、位相値をθ_k とすると、ｒ_k は（７）式、θ_k は（８）式で表される。
【数４】

【００２７】
（８）式で求められた位相値は＋πから−πまでの範囲の値であり、この範囲を越えるときに不連続点が生じるため、符号１２で示すブロックで位相連続化を行い不連続点をなくする。この際、複素ＦＦＴの直流に相当するＯＦＤＭ信号の中心キャリアではＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差は生じず、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差はＯＦＤＭ信号の中心キャリアの周波数に対して奇対称となるという性質を利用して、位相の連続化１２をＯＦＤＭ信号の中心キャリアから上の周波数と下の周波数の２つに分けて行う。キャリアの位相が±πの範囲を越えたことの判定は、隣のキャリアとの位相差にある閾値を設定し、その閾値を越えて小さくなった場合は＋πを、その閾値を越えて大きくなった場合は−πを越えたと判定する。位相連続化１２された位相特性を、符号１３で示すブロックでＬＰＦ処理し、位相特性の一次傾斜分のみを算出する。
【００２８】
この位相特性の一次傾斜の算出の仕方について説明する。
図８は、位相特性の一次傾斜の算出を行う、図７中の当該処理１３のさらに詳細な信号処理系統を示している。
図８において、位相連続化１２（図７参照）された信号をＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタ等を用いてＬＰＦ処理１６することにより、マルチパス歪みや回り込み歪み等による位相誤差成分の大部分が除去され、ＦＦＴ窓の位置ずれによる一次傾斜分が残る。これを位相特性直線近似の処理ブロック１７で直線化し、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相特性の一次傾斜分を抽出１８する。このＦＦＴ窓の位置ずれによる位相特性の一次傾斜分を抽出するにあたっては、最小二乗法による直線近似を使用することができる。
【００２９】
最小二乗法による直線近似について説明する。
いま、ｋをキャリア番号を示す変数、ｎをキャリア数、ｋ_c をＯＦＤＭ信号の中心キャリア番号とする。ここに、０≦ｋ＜ｎ、ｋ_c ⊂ｋである。ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相特性の一次傾斜は、ｋ_c で周波数軸と交わるので、一次傾斜の傾きａは、最小二乗法を用いて（９）式で表される。図９に、最小二乗法による位相特性の一次傾斜量抽出の処理１９を示す。
【数５】

【００３０】
再び図７に戻って、位相連続化１２により連続化された位相特性から、位相特性一次傾斜算出１３により算出された一次傾斜を位相特性一次傾斜除去１４で除去する。ＦＦＴ窓の位置ずれによる一次傾斜除去後の位相特性θ_k ′は（１０）式で表される。
θ_k ′＝θ_k −ａ（ｋ−ｋ_c ）（１０）
この一次傾斜が除去された位相値θ′と極座標変換１１で得られた振幅値ｒとを、直交座標変換処理１５のブロックに供給してＩ，Ｑの複素振幅値に戻す。
【００３１】
本実施形態（図７に示す本発明による第３の実施形態）においては、ＦＦＴ窓の位置ずれの量を位相特性の一次傾斜の量から求めるようにしているため、クロック以下の小さな量のＦＦＴ窓の位置ずれであっても求めることができると同時に、ＦＦＴ窓の位置がＯＦＤＭ信号のシンボル内であれば、どのような位置ずれでも補正することができる。
【００３２】
図１０は、本発明ＯＦＤＭ装置の第４の実施形態を示している。
この図１０においても、図４（本発明によるＯＦＤＭ復調装置の第１の実施形態）と同一の信号処理を行う部分には、同一符号を付して示している。
【００３３】
図１０に示すＯＦＤＭ復調装置においては、位相特性の一次傾斜を群遅延特性のＬＰＦ処理から求め、ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相特性の一次傾斜を除去、補正するようにしている。
【００３４】
本実施形態においては、符号２で示すブロックでＦＦＴを行ったＦＦＴ出力の複素データから位相情報をもつ大きさ１の複素数を求め、これに隣り合うキャリアの複素共役を掛けて位相特性の周波数方向の微分値である群遅延特性を算出２０する。いま、ｋをキャリア番号を示す変数、ｎをキャリア数、ｋ_c をＯＦＤＭ信号の中心キャリア番号とする。ここに、０≦ｋ＜ｎ、ｋ_c ⊂ｋである。ｋ番目のキャリアの複素ＦＦＴデータを［外１］とすると、群遅延特性
【外４】

は（１１）式で表される。
【数６】

ここで、＊は複素共役を示す。また、位相特性の一次傾斜は群遅延特性では一定値になる。
【００３５】
得られた群遅延特性［外４］を位相特性一次傾斜分抽出の処理ブロック２１で平均化処理して位相特性の一次傾斜を抽出する。この位相特性一次傾斜分抽出２１とその前段の群遅延特性算出２０の処理ブロックは、図４における位相特性一次傾斜検出３を構成している。図１１に、位相特性一次傾斜分抽出の処理ブロック２１の詳細な信号処理系統を示している。これは、群遅延特性算出２０の出力を群遅延特性ＬＰＦ２３に通すことで、マルチパスや回り込み等による群遅延特性のリップル分の大部分が除去され、ＦＦＴ窓の位置ずれによる遅延の定数分が残る。次段の群遅延特性平均化２４でＬＰＦ処理後の群遅延特性を平均化し、位相特性一次傾斜算出２５から位相特性の一次傾斜に相当する群遅延の定数値を抽出する。
【００３６】
位相特性一次傾斜分抽出２１（図１０参照）で求めた位相特性の１次傾斜を表す大きさ１の複素数を
【外５】

とし、ｋ番目のキャリアの複素ＦＦＴ出力である複素振幅値の位相回転後の値を
【外６】

とすると、図１０のキャリア位相回転処理のブロック２２（図４におけるブロック４に相当）におけるキャリア位相回転の式は（１２）式で表され、この処理によってＦＦＴ窓の位置ずれによる位相特性の一次傾斜を除去することができる。
【数７】

本実施形態における位相特性の一次傾斜除去の処理は、三角関数は一切用いず、すべての処理を乗算と除算で行うことができるため、ハードウェアを製作するうえで、三角関数のテーブル用のＲＯＭ等を必要としないほか、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いる場合は演算時間を少なくすることができる点に特徴がある。
【００３７】
【発明の効果】
本発明によれば、ＦＦＴに供する信号期間の時間位置が本来の位置からずれることにより生ずる位相回転を補正し、高精度な伝送路特性の推定が可能なＯＦＤＭ復調装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差の例を示している。
【図２】マルチパス、回り込み、およびＦＦＴ窓の位置ずれがあるときの位相誤差の例をそれぞれ示している。
【図３】ＦＦＴ窓の位置ずれによる位相誤差の補正の過程をそれぞれ示している。
【図４】本発明ＯＦＤＭ復調装置の第１の実施形態を示している。
【図５】図４中のＦＦＴ窓正規位置制御の処理ブロック内の詳細な信号処理系統を示している。
【図６】本発明ＯＦＤＭ復調装置の第２の実施形態を示している。
【図７】本発明ＯＦＤＭ復調装置の第３の実施形態を示している。
【図８】図７中の位相特性一次傾斜算出の処理ブロック内の詳細な信号処理系統を示している。
【図９】図７中の位相特性一次傾斜算出に、最小二乗法による直接近似法を使用した場合を示している。
【図１０】本発明ＯＦＤＭ復調装置の第４の実施形態を示している。
【図１１】図１０中の位相特性一次傾斜分抽出の処理ブロック内の詳細な信号処理系統を示している。
【符号の説明】
１ＦＦＴ窓処理
２ＦＦＴ
３位相特性一次傾斜検出
４位相特性一次傾斜除去
５ＦＦＴ窓正規位置制御
６１シンボル遅延
７ＦＦＴ窓位置オフセット値
８規格化定数
９基準信号
１０複素除算
１１極座標変換
１２位相連続化
１３位相特性一次傾斜算出
１４位相特性一次傾斜除去
１５直交座標変換
１６位相特性ＬＰＦ
１７位相特性直線近似
１８位相特性一次傾斜抽出
１９最小二乗法による位相特性一次傾斜抽出
２０群遅延特性算出
２１位相特性一次傾斜分抽出
２２キャリア位相回転処理
２３群遅延特性ＬＰＦ
２４群遅延特性平均化
２５位相特性一次傾斜量算出[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM demodulator using FFT (Fast Fourier Transform) processing in digital broadcasting and digital transmission based on OFDM, and an equalizer for estimating the characteristics of a transmission path from a demodulation result and, in particular, FFT. The present invention relates to an OFDM demodulator that corrects a phase error of a demodulated signal caused by a time position shift of a window, supplies a demodulated signal with little error, and realizes a highly accurate estimation of transmission path characteristics.
[0002]
[Prior art]
In the digital transmission by the OFDM system, a part of the effective symbol period is added as a guard interval before the effective symbol for the purpose of reducing deterioration of error rate characteristics due to multipath distortion. Ideally, the time position of the FFT window in the OFDM demodulator is coincident with the effective symbol portion, but the position of the FFT window is set slightly ahead in view of the presence of a pre-ghost. It is possible. In addition, as a method for estimating the time position of the effective symbol period, there is a method of using a correlation peak generated at the symbol interval in the correlation calculation result with the waveform in the effective symbol period having the same waveform as the guard interval period. The estimated position may deviate from the expected time position due to the influence of sneak interference and transmission line noise, and such a time position shift may cause the phase value in the complex data for each carrier as a result of the FFT processing. Give an error.
[0003]
Further, in the conventional technology, in consideration of such a problem, when demodulating each carrier, the phase difference of each carrier is taken into consideration, and the amount of change from the carrier phase of the same frequency one symbol before in time is used as data. Are used, such as a differential modulation / demodulation method for transmitting the signal and a pilot synchronization method for performing demodulation based on the phase of a pilot carrier signal of a close frequency, and a method that hardly affects the phase error due to the FFT window position shift. However, when estimating the channel characteristics of the received signal from the FFT processing result of the received signal, there is a problem that the phase error due to the positional deviation of the FFT window greatly affects.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
From the above, the wraparound canceller that estimates the characteristics of the transmission path from the amplitude and phase value of each carrier of the received signal on the basis of the amplitude and phase value at the time of transmission of each carrier in the pilot carrier and the reference symbol. In the case of an equalizer, the time position of the FFT window must exactly match the effective symbol portion. When an offset occurs from the normal time position, the phase of each carrier at the same time is the same as that of the FFT window. A primary slope is added according to the offset amount of the time position, and if this is left as it is, it is impossible to accurately estimate the transmission path characteristics.
[0005]
Also, if precise correction of the FFT window misalignment is performed by hardware, a delay will occur in the correction due to feedback control, and an error will occur in the symbol timing to be reproduced due to multipath distortion or wraparound distortion. Therefore, it is difficult to realize this because high-accuracy window position control to the normal time position of the FFT is required.
[0006]
Furthermore, when there is multipath distortion or wraparound distortion, ripples are generated in the phase characteristics of the transmission path, and it is necessary to perform processing by distinguishing this from phase errors due to FFT window position shifts.
[0007]
The object of the present invention is to eliminate the various problems described above and correct only the phase error due to the positional deviation of the FFT window, even under conditions where waveform distortion due to multipath, wraparound, etc. exists, thereby achieving highly accurate transmission characteristics. An object of the present invention is to provide an OFDM demodulator that enables estimation.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In the OFDM demodulator according to the present invention, correction of the phase error due to FFT window misalignment is performed by first performing complex data phase continuation processing of the FFT output to obtain continuous phase characteristics on the frequency axis, In order to remove the ripple component of the phase characteristic caused by path distortion and wraparound distortion, the phase characteristic is filtered, the slope value of the primary slope is obtained, and the position shift of the FFT window that appears as the primary slope component on the frequency phase characteristic Extract only the phase error due to. Based on the value of the primary slope on the frequency axis phase characteristic thus obtained, the phase error caused by the time position shift of the FFT window is removed from the FFT output data, and multipath distortion or wraparound is performed. Only the phase error due to distortion is extracted to enable highly accurate transmission path estimation.
[0009]
That is, the OFDM demodulator according to the present invention includes means for extracting the effective symbol period of the received OFDM signal with a time window, FFT processing means for performing an FFT process on the effective symbol period of the OFDM signal extracted by the means, and outputting the result, Phase characteristic primary slope detection means for detecting a primary slope of a frequency phase characteristic appearing in the FFT processing result due to a time window of an effective symbol period of an OFDM signal subjected to FFT processing deviating from a normal time position, and the FFT processing Due to the fact that there is at least phase characteristic primary slope removal means for removing the output from the phase characteristic primary slope detection means from the output from the means, and the time window of the effective symbol period of the OFDM signal subjected to FFT processing is shifted from the normal time position. Then, it is possible to output by removing the primary slope of the frequency phase characteristic appearing in the FFT processing result. It is characterized in that it has configured.
[0010]
Also, in the OFDM demodulator of the present invention, the phase characteristic primary slope detection means performs complex division using a reference signal having a known amplitude and phase multiplexed on the received OFDM signal to calculate a transfer function of the transmission line. And a phase characteristic for obtaining a deviation from the normal time position of the time window of the effective symbol period of the OFDM signal subjected to the FFT processing from the primary slope appearing in the frequency phase characteristic of the transfer function of the transmission line calculated by the calculating means It is characterized by comprising at least a primary inclination extraction means.
[0011]
The OFDM demodulator according to the present invention includes means for extracting the effective symbol period of the received OFDM signal by a time window, FFT processing means for performing an FFT process on the effective symbol period of the OFDM signal extracted by the means, and outputting the result. Phase characteristic primary slope detecting means for detecting a primary slope of a frequency phase characteristic appearing in an FFT processing result due to a time window of an effective symbol period of an OFDM signal subjected to FFT processing deviating from a normal time position, and the phase characteristic The deviation from the normal time position of the effective symbol period of the OFDM signal to be subjected to the FFT processing with the output from the primary slope detection means is calculated, and the time window of the effective symbol period of the OFDM signal to be subjected to the FFT processing is the normal time position. At least an FFT window normal position control means for controlling to maintain the frequency, and subjecting to FFT processing The shift from the normal time position of the FFT window for extracting the effective symbol period is obtained by calculating from the primary slope appearing in the frequency phase characteristics of the complex signal after the FFT processing, and based on the obtained shift value, the FFT is obtained. The time position of the window is controlled, and the FFT window is configured to always have a function of maintaining a normal time position.
[0012]
Also, in the OFDM demodulator of the present invention, the phase characteristic primary slope detection means performs complex division using a reference signal having a known amplitude and phase multiplexed on the received OFDM signal to calculate a transfer function of the transmission line. And a phase characteristic for obtaining a deviation from the normal time position of the time window of the effective symbol period of the OFDM signal subjected to the FFT processing from the primary slope appearing in the frequency phase characteristic of the transfer function of the transmission line calculated by the calculating means It is characterized by comprising at least a primary inclination extraction means.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail based on an embodiment of the invention with reference to the accompanying drawings.
The position shift of the FFT window in the OFDM demodulator is observed as a primary gradient component of the frequency phase characteristic of the FFT output. When the waveform when one carrier of an OFDM signal of frequency f and amplitude a (f) is observed in a state where there is no positional deviation in the FFT window is expressed by equation (1), the FFT window is shifted to the guard interval side by time τ. The waveform in the state is expressed by equation (2).
[Expression 1]

Therefore, if the phase error due to the time position of the FFT window being shifted by time τ is e (f), e (f) is expressed by equation (3).
e (f) =-2πfτ (3)
[0014]
FIG. 1 shows an example of the phase error due to the positional deviation of the FFT window.
As shown in FIG. 1, the amount of phase error due to the FFT window position shift within one symbol of the OFDM signal is proportional to the frequency, and is an oddly symmetric straight line centering on the center carrier frequency of the OFDM signal. The discontinuity is the part beyond ± π. Further, since the center carrier of the OFDM signal becomes a direct current component in the complex FFT, a phase error due to the positional deviation of the FFT window does not occur.
[0015]
FIGS. 2A to 2D respectively show examples of phase errors when there are multipath, wraparound, and FFT window misalignment.
The phase error of the OFDM signal reception waveform due to multipath and the phase error of the OFDM signal reception waveform due to wraparound are periodic functions as shown in FIGS. 2 (a) and 2 (b), respectively. Further, when both multipath distortion and wraparound distortion exist, the phase error of the OFDM signal reception waveform is also a periodic function as shown in FIG. 2 (c), and FIG. 2 (a) and FIG. 2 (b) It becomes a waveform synthesized. Next, when a phase error due to the positional deviation of the FFT window is added to the OFDM signal reception waveform in which the multipath distortion and the wraparound distortion are combined, the result is as shown in FIG. The discontinuous points in FIG. 2 (d) are portions exceeding ± π. Here, since the phase error due to multipath distortion and the phase error due to wraparound distortion are both periodic functions, the average of phase errors is almost zero. Also, the phase error due to white Gaussian noise can be regarded as 0 on average.
[0016]
Therefore, when the averaging process or the LPF process using the FIR filter or the like is performed on the continuous phase characteristics of the OFDM demodulated signal, the phase error due to multipath distortion, wraparound distortion, white Gaussian noise, or the like can be removed. Only the primary inclination of the phase error due to the window misalignment can be detected. Furthermore, by subtracting the phase error due to the positional deviation of the FFT window obtained here from the phase value of the OFDM demodulated signal, it is possible to remove only the phase error due to the positional deviation of the FFT window from the OFDM demodulated signal. . 3 (a), (b), (c), and (d) sequentially show the process of removing the phase error due to the positional deviation of the FFT window based on this principle, and (a) shows the phase error extraction. (B) is the phase continuation process, (c) is the phase characteristic averaging process, and (d) is the phase characteristic of the FFT data from which the phase error due to the FFT window position shift has been removed.
[0017]
FIG. 4 shows a first embodiment of the OFDM demodulator according to the present invention based on the principle described above.
In FIG. 4, 1 is an FFT window process, 2 is an FFT, 3 is a phase characteristic primary slope detection, 4 is a phase characteristic primary slope removal, and 5 is a processing block that performs FFT window normal position control.
[0018]
In the OFDM demodulator shown in FIG. 4, the effective symbol period of the received OFDM signal is extracted by FFT window processing 1, the effective symbol period of the extracted OFDM signal is FFT2, and the FFT window time is calculated from the complex signal after the FFT. This is a phase error due to a shift in the position of the FFT window by detecting the primary slope of the frequency phase characteristic appearing in the FFT result due to the shift of the position from the effective symbol period and using the primary slope of the detected frequency phase characteristic. The primary slope of the phase characteristic is removed 4. Further, the amount of deviation from the effective symbol period of the FFT window is detected by the primary slope of the phase characteristic, and control 5 is performed so as to keep the position of the FFT window at a normal time position.
[0019]
Here, the FFT window normal position control processing block (reference numeral 5 in FIG. 4) detects the amount of positional deviation of the FFT window from the primary slope of the phase characteristic and feeds back the detected amount of positional deviation to the FFT window processing 1. Will be described.
FIG. 5 shows a detailed signal processing system in the processing block 5 of the FFT window normal position control.
[0020]
The slope of the primary slope of the frequency phase characteristic, which is a phase error due to the positional deviation of the FFT window detected in the processing block 3 (see FIG. 4) for detecting the primary slope of the phase characteristic, is s [rad / Hz], and the guard interval side is positive. When the time of positional deviation of the FFT window from the effective symbol period is expressed by τ _W [sec], τ _W is expressed by the following equation (4).
[Expression 2]

The normal position of the FFT window is τ _{g as} a time difference from the effective symbol period, and the position of the FFT window before the normal position control (obtained by delaying the normal position τ _g of the FFT window by one symbol delay 6 by one symbol period). When the time difference from the effective symbol period is τ _p , and the offset value 7 considering the previous ghost of the OFDM signal reception waveform is τ _o (see FIG. 5), the normal position τ _g of the FFT window is expressed by the equation (5). Is done.
τ _g = τ _p −τ _W + τ _o (5)
Further, by multiplying τ _g by the signal sampling frequency (normalization constant) 8, the amount of positional deviation of the FFT window in clock units is obtained.
[0021]
FIG. 6 shows a second embodiment of the OFDM demodulator according to the present invention.
In FIG. 6, parts that perform the same signal processing as in FIG. 4, which is the first embodiment of the OFDM demodulator according to the present invention, are denoted by the same reference numerals.
[0022]
In the OFDM demodulator shown in FIG. 6, the transfer function of the transmission path is calculated 10 using the known reference signal 9, and the primary slope due to the positional deviation of the FFT window is detected 3 from the phase characteristic of the transfer function of each carrier. By performing the process 4 for removing the primary slope of the phase characteristic of the transfer function using the detection result, the phase error due to the positional deviation of the FFT window is removed.
[0023]
In the following, uppercase letters represent complex numbers, and lowercase letters represent real numbers. Although the description will be given for the case where there is a reference symbol, the same processing can be performed using SP (Scattered Pilot signal) multiplexed on the BST-OFDM signal. Now, the complex amplitude value of the kth carrier at the output of FFT2 (see FIG. 6) of the OFDM signal waveform is expressed as follows.

, The complex amplitude value of the kth carrier of the reference signal 9

, The value of the transfer function at the frequency of the k-th carrier

Then, the transfer function is expressed by equation (6) by complex division 10 in FIG.
[Equation 3]

Since the amplitude phase change due to the modulation of [Outside 1] is removed by inverse modulation by the division of equation (6), the phase characteristic is averaged for each phase point at the time of moving average processing, LPF processing by FIR filter, IIR filter, etc. By performing the averaging process of the phase characteristics of [Outside 3] without requiring classification, it is possible to easily estimate the amount of positional deviation of the FFT window. Further, even if [Outside 2] is discrete data such as SP multiplexed on the BST-OFDM signal, [Outside 3] is calculated only by the carrier number in which [Outside 2] exists, and [Outside 3] By averaging the phase characteristics, the phase error due to the positional deviation of the FFT window can be estimated.
[0024]
FIG. 7 shows a third embodiment of the OFDM demodulator according to the present invention.
Also in FIG. 7, the same reference numerals are assigned to the same signal processing portions as those in FIG. 4 (the first embodiment of the OFDM demodulator according to the present invention).
[0025]
In the OFDM demodulator shown in FIG. 7, when obtaining the primary slope of the phase characteristic, the phase characteristic is averaged by a low-pass filter (LPF) process to calculate only the primary slope included in the phase characteristic. I am doing so.
[0026]
In the present embodiment, the effective symbol period of the complex baseband OFDM signal obtained by orthogonal demodulation is cut out by the FFT window processing 1 and the complex FFT is performed on the block indicated by reference numeral 2. The complex FFT output is converted 11 from rectangular coordinates to polar coordinates to obtain an amplitude value r and a phase value θ. Assuming that the real axis data in the complex amplitude value of the FFT output of the kth carrier of the OFDM signal is i _k , the imaginary axis data is q _k , the amplitude value of the signal converted to polar coordinates is r _k , and the phase value is θ _k. , R _k is expressed by equation (7), and θ _k is expressed by equation (8).
[Expression 4]

[0027]
The phase value obtained by the equation (8) is a value in the range from + π to −π, and a discontinuity occurs when the value exceeds this range. Disappear. At this time, the phase error due to the FFT window position shift does not occur in the center carrier of the OFDM signal corresponding to the direct current of the complex FFT, and the phase error due to the FFT window position shift is oddly symmetric with respect to the frequency of the center carrier of the OFDM signal. Utilizing this property, the phase continuation 12 is performed by dividing it into two frequencies, the upper frequency and the lower frequency from the center carrier of the OFDM signal. To determine that the phase of the carrier has exceeded the range of ± π, set a threshold value that is in the phase difference with the adjacent carrier, and if it becomes smaller than that threshold value, + π will be increased beyond that threshold value. If it is, it is determined that -π has been exceeded. The phase characteristic subjected to the phase continuation 12 is subjected to LPF processing with a block denoted by reference numeral 13 to calculate only the primary slope of the phase characteristic.
[0028]
A method of calculating the primary slope of this phase characteristic will be described.
FIG. 8 shows a more detailed signal processing system of the processing 13 in FIG. 7 for calculating the primary slope of the phase characteristic.
In FIG. 8, the phase-continuous 12 (see FIG. 7) signal is subjected to LPF processing 16 using an FIR filter, IIR filter or the like, so that most of phase error components due to multipath distortion, wraparound distortion, etc. are removed. The primary inclination due to the positional deviation of the FFT window remains. This is linearized by the processing block 17 for phase characteristic straight line approximation, and the primary slope of the phase characteristic due to the positional deviation of the FFT window is extracted 18. In extracting the first-order inclination of the phase characteristic due to the positional deviation of the FFT window, linear approximation by the least square method can be used.
[0029]
A linear approximation by the least square method will be described.
Now, let k be a variable indicating the carrier number, n be the number of carriers, and k _{c be} the center carrier number of the OFDM signal. Here, 0 ≦ k <n and k _c ⊂k. Since the primary slope of the phase characteristic due to the FFT window misalignment intersects the frequency axis at k _c , the slope a of the primary slope is expressed by equation (9) using the least square method. FIG. 9 shows a process 19 for extracting the primary gradient amount of the phase characteristic by the least square method.
[Equation 5]

[0030]
Returning to FIG. 7 again, the primary gradient calculated by the phase characteristic primary slope calculation 13 is removed by the phase characteristic primary slope removal 14 from the phase characteristic continuous by the phase continuation 12. The phase characteristic θ _k ′ after removal of the primary inclination due to the positional deviation of the FFT window is expressed by equation (10).
θ _k ′ = θ _k −a (k−k _c ) (10)
The phase value θ ′ from which the primary inclination is removed and the amplitude value r obtained by the polar coordinate transformation 11 are supplied to the block of the orthogonal coordinate transformation processing 15 and returned to the complex amplitude values of I and Q.
[0031]
In the present embodiment (the third embodiment according to the present invention shown in FIG. 7), the amount of FFT window misregistration is obtained from the amount of the primary slope of the phase characteristics. It can be obtained even if the window is misaligned, and at the same time, any misalignment can be corrected as long as the position of the FFT window is within the symbol of the OFDM signal.
[0032]
FIG. 10 shows a fourth embodiment of the OFDM apparatus of the present invention.
Also in FIG. 10, parts that perform the same signal processing as those in FIG. 4 (first embodiment of the OFDM demodulator according to the present invention) are denoted by the same reference numerals.
[0033]
In the OFDM demodulator shown in FIG. 10, the primary slope of the phase characteristic is obtained from the LPF processing of the group delay characteristic, and the primary slope of the phase characteristic due to the positional deviation of the FFT window is removed and corrected.
[0034]
In the present embodiment, a complex number of magnitude 1 having phase information is obtained from the complex data of the FFT output obtained by performing FFT on the block indicated by reference numeral 2, and this is multiplied by the complex conjugate of the adjacent carrier to obtain the frequency direction of the phase characteristics. The group delay characteristic which is a differential value of is calculated 20. Now, let k be a variable indicating the carrier number, n be the number of carriers, and k _{c be} the center carrier number of the OFDM signal. Here, 0 ≦ k <n and k _c ⊂k. When the complex FFT data of the k-th carrier is [Outside 1], the group delay characteristic [Outside 4]

Is expressed by equation (11).
[Formula 6]

Here, * indicates a complex conjugate. Further, the primary slope of the phase characteristic becomes a constant value in the group delay characteristic.
[0035]
The obtained group delay characteristic [outside 4] is averaged by the processing block 21 for phase characteristic primary slope extraction to extract the primary slope of the phase characteristic. The processing block of this phase characteristic primary slope extraction 21 and the group delay characteristic calculation 20 in the preceding stage constitutes the phase characteristic primary slope detection 3 in FIG. FIG. 11 shows a detailed signal processing system of the processing block 21 for phase characteristic primary slope extraction. This is because the output of the group delay characteristic calculation 20 is passed through the group delay characteristic LPF 23, so that most of the ripple of the group delay characteristic due to multipath, wraparound, etc. is removed, and the delay constant due to the FFT window position shift is reduced. Remain. The group delay characteristic after LPF processing is averaged by the group delay characteristic averaging 24 in the next stage, and a constant value of the group delay corresponding to the primary slope of the phase characteristic is extracted from the phase characteristic primary slope calculation 25.
[0036]
A complex number of size 1 representing the primary slope of the phase characteristic obtained by the phase characteristic primary slope extraction 21 (see FIG. 10)

And the value after the phase rotation of the complex amplitude value that is the complex FFT output of the kth carrier.

Then, the carrier phase rotation equation in the carrier phase rotation processing block 22 of FIG. 10 (corresponding to block 4 in FIG. 4) is expressed by equation (12). By this processing, the primary phase characteristic due to the positional deviation of the FFT window is expressed. The slope can be removed.
[Expression 7]

The process of removing the primary slope of the phase characteristics in this embodiment does not use any trigonometric function, and all processes can be performed by multiplication and division. In addition, when a DSP (Digital Signal Processor) is used, the calculation time can be reduced.
[0037]
【The invention's effect】
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the OFDM demodulator which correct | amends the phase rotation which arises when the time position of the signal period used for FFT shift | deviates from an original position, and can estimate a transmission path characteristic with high precision is realizable.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows an example of a phase error due to FFT window position shift.
FIG. 2 shows examples of phase errors when there is multipath, wraparound, and FFT window misalignment.
FIG. 3 shows a process of correcting a phase error due to FFT window position shift.
FIG. 4 shows a first embodiment of the OFDM demodulator of the present invention.
FIG. 5 shows a detailed signal processing system in a processing block of FFT window normal position control in FIG. 4;
FIG. 6 shows a second embodiment of the OFDM demodulator according to the present invention.
FIG. 7 shows a third embodiment of the OFDM demodulator according to the present invention.
FIG. 8 shows a detailed signal processing system in a processing block for calculating a primary slope of a phase characteristic in FIG.
FIG. 9 shows a case where a direct approximation method using a least square method is used for calculating the primary slope of the phase characteristic in FIG.
FIG. 10 shows a fourth embodiment of the OFDM demodulation apparatus of the present invention.
FIG. 11 shows a detailed signal processing system in a processing block for extracting a phase characteristic primary slope in FIG.
[Explanation of symbols]
1 FFT window processing 2 FFT
3 Phase characteristic primary slope detection 4 Phase characteristic primary slope removal 5 FFT window normal position control 6 1 symbol delay 7 FFT window position offset value 8 Normalization constant 9 Reference signal 10 Complex division 11 Polar coordinate transformation 12 Phase continuation 13 Phase characteristic primary slope Calculation 14 Phase characteristic primary slope removal 15 Cartesian coordinate transformation 16 Phase characteristic LPF
17 Phase characteristic linear approximation 18 Phase characteristic primary slope extraction 19 Phase characteristic primary slope extraction by least square method 20 Group delay characteristic calculation 21 Phase characteristic primary slope extraction 22 Carrier phase rotation processing 23 Group delay characteristic LPF
24 Group delay characteristic averaging 25 Phase characteristic primary slope calculation

Claims

Means for extracting the effective symbol period of the received OFDM signal with a time window;
FFT processing means for performing FFT processing on the effective symbol period of the OFDM signal extracted by the means and outputting the result;
Phase characteristic primary slope detection means for detecting a primary slope of a frequency phase characteristic appearing in the FFT processing result due to a time window of an effective symbol period of an OFDM signal subjected to FFT processing deviating from a normal time position, and the FFT processing Due to the fact that there is at least phase characteristic primary slope removal means for removing the output from the phase characteristic primary slope detection means from the output from the means, and the time window of the effective symbol period of the OFDM signal subjected to FFT processing is shifted from the normal time position. An OFDM demodulator configured to be able to output after removing the primary slope of the frequency phase characteristic appearing in the FFT processing result.

2. The OFDM demodulator according to claim 1, wherein the phase characteristic primary slope detection unit includes:
Means for calculating a transfer function of a transmission line by performing complex division using a reference signal having a known amplitude and phase multiplexed with an OFDM signal to be received, and the frequency of the transfer function of the transmission line calculated by the calculating means An OFDM demodulator comprising at least phase characteristic primary slope extraction means for obtaining a shift from a normal time position of a time window of an effective symbol period of an OFDM signal subjected to FFT processing from a primary slope appearing in phase characteristics.

Means for extracting the effective symbol period of the received OFDM signal with a time window;
FFT processing means for performing FFT processing on the effective symbol period of the OFDM signal extracted by the means and outputting the result;
Phase characteristic primary slope detecting means for detecting a primary slope of a frequency phase characteristic appearing in an FFT processing result due to a time window of an effective symbol period of an OFDM signal subjected to FFT processing deviating from a normal time position, and the phase characteristic The deviation from the normal time position of the effective symbol period of the OFDM signal to be subjected to the FFT processing with the output from the primary slope detection means is calculated, and the time window of the effective symbol period of the OFDM signal to be subjected to the FFT processing is the normal time position. FFT window normal position control means for controlling to maintain the frequency, and the deviation from the normal time position of the FFT window for extracting the effective symbol period used for the FFT processing is defined as the frequency phase characteristic of the complex signal after the FFT processing. Calculated from the appearing primary slope, and based on the obtained deviation value, the time position of the FFT window is controlled, and F OFDM demodulation apparatus characterized by T window always configured to have the function of keeping the time the normal position.

4. The OFDM demodulator according to claim 3, wherein the phase characteristic primary slope detection unit includes:
Means for calculating a transfer function of a transmission line by performing complex division using a reference signal having a known amplitude and phase multiplexed with an OFDM signal to be received, and the frequency of the transfer function of the transmission line calculated by the calculating means An OFDM demodulator comprising at least phase characteristic primary slope extraction means for obtaining a shift from a normal time position of a time window of an effective symbol period of an OFDM signal subjected to FFT processing from a primary slope appearing in phase characteristics.