JP3946893B2 - Digital communication device - Google Patents
Digital communication device Download PDFInfo
- Publication number
- JP3946893B2 JP3946893B2 JP37412398A JP37412398A JP3946893B2 JP 3946893 B2 JP3946893 B2 JP 3946893B2 JP 37412398 A JP37412398 A JP 37412398A JP 37412398 A JP37412398 A JP 37412398A JP 3946893 B2 JP3946893 B2 JP 3946893B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- unit
- sequence
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信システムや無線LANシステム等に適用されるディジタル通信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、音声や映像又はデータ等のディジタル情報を伝送するディジタル通信システムの開発が進められており、移動体においてディジタル通信を行なうシステムも開発されている。移動体通信では、ビル等の建築物やその他の反射物による複数の反射波(マルチパス)の影響を考慮する必要がある。つまり受信点では、複数の送信局からの電波が到達することになる。このマルチパスの現象は、信号に歪みを生じさせ、受信品質を劣化させる大きな原因となる。
【0003】
また、マルチメディア情報等を扱うディジタル通信システムでは、多様な要求品質への対応が求められる。たとえば、小型な携帯情報端末を用いたマルチメディアディジタル通信では、任意の地点から網等に接続する移動通信の利便性を有しつつ、高信頼な信号伝送が必要となる。
【0004】
移動体通信に限らず、ディジタル通信では、送信機から伝送される情報を復元するために、周波数同期やタイミング同期を達成する必要がある。特に、移動体通信においては、受信状態が時々刻々変化する。また、同期を確立するには、ある程度の時間を要する。同期がはずれた状態では、情報の復元は、不可能であるので、同期がはずれた場合の回復のためにも、高速な周波数同期及びタイミング同期が必要となる。
【0005】
マルチメディア情報等の伝送にはパケット通信が適している。パケット通信では、時分割多元接続(TDMA)のように一定の周期ではなくランダムにパケットが送信される。このように、マルチメディア情報等を扱うディジタル通信システムでは、伝送される信号がバースト的に発生する。このため、同期の確立はパケット毎に行う必要があり、短い時間で同期を確立する必要がある。
【0006】
ところで、マルチパス伝搬路における遅延波の影響の低減に有効な方法として、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)がある。OFDMは、伝送情報を分割して複数の低速なディジタル信号を生成し、その複数信号で直交関係にあるサブキャリアを独立に変調する方式である。マルチキャリアを用いた並列伝送によって、信号伝送速度を低くでき、更に、OFDM特有のガード区間を設けることによって、単一キャリア変調方式と比べて遅延波の影響を低減することができる。
【0007】
以下にOFDM方式の概要について説明する。
【0008】
図12は、送信側に用いられるOFDM変調装置の構成を示すブロック図である。OFDM変調装置には、送信データが入力される。この送信データは、シリアル/パラレル変換部31に供給されて、低速な複数の伝送シンボルからなるデータに変換される。つまり、伝送情報を分割して、複数の低速なディジタル信号を生成する。このパラレルデータは、逆高速フーリエ変換(IFFT)部32に供給される。
【0009】
パラレルデータは、OFDMを構成する各サブキャリアに割り当てられ、周波数領域においてマッピングされる。ここで、各サブキャリアに対してBPSK、QPSK、16QAM、64QAM等の変調が施される。マッピングデータは、IFFT演算を施すことによって、周波数領域の送信データから時間領域の送信データに変換される。これにより、互いに直交する関係にある複数のサブキャリアが夫々独立に変調されたマルチキャリア変調信号が生成される。IFFT部32の出力は、ガードインターバル付加部33に供給される。
【0010】
ガードインターバル付加部33では、図13に示すように、伝送データの有効シンボルの後部をガードインターバルとして、伝送シンボル毎に有効シンボル期間の前部にコピー付加する。ガードインターバル付加部33で得られたベースバンド信号は、直交変調部34に供給される。
【0011】
直交変調部34は、ガードインターバル付加部33から供給されるベースバンドOFDM信号に対して、OFDM変調装置の局部発振器35から供給されるキャリア信号を用いて、直交変調を施し、中間周波数(IF)又は無線周波数(RF)に周波数変換し、所望の伝送周波数帯域に周波数変換した後に伝送路に出力する。
【0012】
図14は、受信側に用いられるOFDM復調装置の構成を示すブロック図である。OFDM復調装置には、図12のOFDM変調装置によって生成されたOFDM信号が所定の伝送路を介して入力される。
【0013】
このOFDM復調装置に入力されたOFDM受信信号は、直交復調部41に供給される。直交復調部41は、OFDM受信信号に対して、OFDM復調装置の局部発振器42から供給されるキャリア信号を用いて、直交復調を施し、RF又はIFからベースバンドに周波数変換し、ベースバンドOFDM信号を得る。このOFDM信号は、ガードインターバル除去部43に供給される。
【0014】
ガードインターバル除去部43は、OFDM変調装置のガードインターバル付加部33で付加された信号を、図示しないシンボルタイミング同期部から供給されるタイミング信号に従って除去する。ガードインターバル除去部43で得られた信号は、高速フーリエ変換(FFT)部44に供給される。
【0015】
FFT部44は、入力される時間領域の受信データにFFT演算を施すことによって周波数領域の受信データに変換する。更にサブキャリア信号は周波数領域においてデマッピングされ、各サブキャリア毎にパラレルデータが生成される。ここで、各サブキャリアに施されたBPSK、QPSK、16QAM、64QAM等の変調に対する復調がなされたことになる。FFT部44で得られたパラレルデータは、パラレル/シリアル変換部45に供給されて、受信データとして出力される。
【0016】
以上説明したように、OFDM復調装置では、変調装置から伝送される情報を復元するために、キャリア周波数同期やタイミング周波数同期を達成する必要がある。
【0017】
OFDMでは、サブキャリア間隔が狭く、各サブキャリアが直交配置されているため、OFDM復調装置の局部発振器から供給されるキャリア周波数とOFDM変調装置のキャリア周波数とがずれて周波数オフセットが存在すると、サブキャリア間の直交性が崩れ、受信特性が著しく劣化する。従って、OFDMではキャリア周波数同期の達成が極めて重要である。
【0018】
OFDMの周波数同期法に関しては、電子情報通信学会技術研究報告書RCS97−210(1998−01)の「高速無線LAN用OFDM変調方式の同期系に関する検討」や同RCS94−152(1995−02)の「OFDMにおける周波数及びタイミングオフセットの高速同期捕捉の検討」等に示されている。
【0019】
以下、上記報告書に記載されている従来のOFDMの周波数同期法に関して説明する。
【0020】
OFDMの周波数同期法は、大まかに、周波数領域での処理によるものと、時間領域での処理によるものに分類される。時間領域での処理としては、ガードインターバルが有効シンボル期間の後部のコピーであることを利用し、このガードインターバルと有効シンボル期間の後部との相関演算から、キャリア周波数誤差を推定する方式、OFDM有効シンボル内を2分割し、2分割した内の前部と後部に同一の信号を配置し、両者の相関演算からキャリア周波数誤差を推定する方式、同一シンボルを2回以上繰り返し送信し、両者の相関演算からキャリア周波数誤差を推定する方式等が挙げられる。前述したRCS97−210は、時間領域での処理を行なっている。
【0021】
周波数領域での処理としては、パイロットシンボルを送信する方式が挙げられる。適当なパイロット信号を送信し、パイロット信号のフーリエ変換の出力結果を基に、送信されるパイロット信号の周波数を推定するのである。パイロット信号の周波数等が既知であれば、キャリア周波数誤差を推定することができる。前述したRCS94−152は、周波数領域での処理を行なっている。
【0022】
ところで、上述したように、パイロット信号を用いた方式では、フーリエ変換結果からパイロット信号の周波数を算出する必要がある。この算出に有効な提案として、電子情報通信学会論文誌A,Vol.J70−A,No.5,1997の「FFTを用いた高精度周波数決定法」がある。この提案は上述したRSC94−152においても、パイロットシンボルの周波数を高精度で計算する方法として利用されている。
【0023】
J70−Aに示されている計算式は、周波数を推定する信号列、つまりFFT演算を施す系列に複数の周波数成分が含まれていても、夫々が十分離れていればお互いに影響を与えないことを利用している。これにより、個別に周波数を推定することができるようになっている。
【0024】
J70−Aによれば、雑音の無い条件下では、FFT演算を施す系列に含まれる複数の周波数、つまり離散スペクトルの間隔が4以上離れていれば(離散スペクトルの間は、ヌル)、2つの周波数の干渉はほとんど起こらないことを開示している。
【0025】
RCS94−152のOFDMの周波数同期法は、パイロットシンボルに対しJ70−Aの周波数推定法を適用し、キャリア周波数誤差を推定する。従って、パイロットシンボルにおいて設定されるパイロットキャリアの間隔は、4以上離す必要がある。
【0026】
ところが、このような周波数誤差推定方法では、パイロットシンボルを頻繁に伝送することによって伝送効率が低下する。一方、伝送効率を低下させないためにパイロットシンボルを送信する頻度を抑えてしまうと、周波数誤差推定精度が劣化してしまうという問題がある。
【0027】
【発明が解決しようとする課題】
このように、マルチメディア情報を取り扱ったディジタル通信システムにおいては、高信頼な信号伝送が必要であり、このため、短い時間で同期を確立する必要がある。更に、OFDMでは、サブキャリア間隔が狭く、各サブキャリアが直交配置されていることから、周波数オフセットが存在すると、サブキャリア間の直交性が崩れ、受信特性が著しく劣化するので、キャリア周波数同期は極めて重要である。
【0028】
しかしながら、従来、パイロットシンボルを用いたキャリア周波数誤差推定法では、パイロットキャリア同士がお互いに影響を与えないようにするために、パイロットシンボルにおいて設定されるパイロットキャリアの間隔は、4以上離す必要がある。即ち、パイロットキャリア相互間に情報の伝送に直接寄与しない多くのヌルサブキャリアを設ける必要がある。このため、伝送効率が低下してしまうという問題点があった。
【0029】
また、差動符号化を採用した場合には、データシンボル前に初期位相を決定するスタートシンボルを別途送信する必要がある。伝送効率を向上させるために、このスタートシンボルをパイロットシンボル中に含ませて伝送することが考えられるが、パイロットキャリア間に多くのヌルサブキャリアを設ける必要があることから、パイロットシンボルを自由に用いることができず、スタートシンボルの割り当てが困難であるという問題点もあった。
【0030】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、ヌルサブキャリアを設けないパイロットシンボルを用いた場合でも、短時間で且つ確実に周波数同期を確立することを可能にすることができるディジタル通信装置を提供することを目的とする。
【0031】
また、本発明は、パイロットシンボルの設定の自由度を大きくして伝送効率を向上させることができるディジタル通信装置を提供することを目的とする。
【0032】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項1に係るディジタル通信装置は、所定の既知系列のパイロット信号を含むパイロット信号が挿入されたOFDM信号が入力され、再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変換手段と、再生タイミングクロックによって前記ベースバンド信号を標本化する標本化手段と、前記標本化されたベースバンド信号に窓関数を乗じて出力する窓関数演算手段と、前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換する復号手段と、前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、前記復号手段からの出力と前記既知系列生成手段が生成した系列との相関に基づいて前記周波数変換手段が用いる再生キャリアの周波数誤差を推定して前記再生キャリア周波数を制御する周波数誤差推定手段と、前記復号手段からの出力に基づいて前記標本化手段が用いる再生タイミングクロックのタイミング誤差を推定して前記再生タイミングクロックのタイミングを制御するサンプルタイミング誤差推定部とを具備したものである。
【0033】
本発明の請求項1において、OFDM信号は周波数変換手段によってベースバンド信号に変換され、標本化手段によって再生タイミングクロックによって標本化される。標本化されたベースバンド信号は、窓関数演算手段によって矩形窓以外の窓関数が乗じられた後、復号手段によって周波数領域の出力に変換される。復号手段の出力は、サブキャリア毎に既知系列及び窓関数に基づく大きさを有する。サンプルタイミング誤差推定部は復号手段からの出力に基づいて前記標本化手段が用いる再生タイミングクロックのタイミング誤差を推定して再生タイミングクロックのタイミングを制御する。これにより、再生タイミングクロックを制御する。
【0034】
本発明の請求項2において、復号手段の出力は、サブキャリア毎に既知系列及び窓関数に基づく大きさを有する。この大きさは既知系列及び窓関数に応じてキャリア周波数毎に既知であり、既知系列生成手段は、キャリア周波数毎にこの既知の系列を生成する。周波数誤差推定手段は、既知系列生成手段からの既知系列と復号手段の出力との相関によって、キャリア周波数誤差を推定し、これにより、再生キャリアの周波数を制御する。また、サンプルタイミング誤差推定部は復号手段からの出力に基づいて前記標本化手段が用いる再生タイミングクロックのタイミング誤差を推定して再生タイミングクロックのタイミングを制御する。
【0035】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図1は本発明に係るディジタル通信装置の一実施の形態を示すブロック図である。
【0036】
図1において、受信機は、アンテナ10、図示しない高周波低雑音増幅器を有するRF部11、局部発振器12、RF部11の出力に対して局部発振器12の出力を用いて周波数変換を行なう周波数変換部13、低域通過フィルタ(LPF)14、サンプリングタイミングクロック生成部15、LPF14の出力に対してサンプリングタイミングクロック生成部15から出力される信号で標本化及び量子化を行なうアナログ/ディジタル変換器(以下、A/Dという)16、ガードインターバル除去部17、シリアル/パラレル変換部18、FFT部19、パラレル/シリアル変換部20、キャリア周波数誤差推定部21、既知系列生成器22、窓関数演算部23、窓関数生成部24、切換器25及びサンプリングタイミング誤差推定部26によって構成されている。
【0037】
アンテナ10にはOFDM信号が誘起する。このOFDM信号は図示しないOFDM送信装置によって生成されて伝送されたものである。OFDM信号はパイロットシンボルを含んでいる。本実施の形態においては、パイロットシンボルは、パイロットサブキャリア系列が既知であればよく、自由に設定可能である。
【0038】
図2はこのようなOFDM送信信号のフレーム構成を示す説明図である。
【0039】
送信信号は、フレーム単位で伝送される。フレームは、例えば図2に示す構成を有する。図2において、フレームの第1シンボルは、無変調のヌルシンボルである。ヌルシンボルは、ガードフレームの一部を兼ねる。受信機は、ヌルシンボルを用いることによって、受信信号振幅をモニタし、フレームの開始タイミングを検出し、これによって、パイロットシンボルが伝送されるタイミングを把握する。図2では、ヌルシンボルは、1シンボル長であるが、複数シンボルであっても1シンボル長以下であっても構わない。なお、このヌルシンボルは本実施の形態に特有のシンボルではなく、従来から用いられているものである。
【0040】
パイロットシンボルは、各サブキャリア対して既知系列が割り当てられている。また、パイロットシンボルは、パイロットサブキャリアのみで構成することが可能であるし、パイロットサブキャリアとデータサブキャリアとで構成することも可能である。
【0041】
直交変調信号に対して同期検波を行なう場合には、受信機が絶対位相を把握できるように、既知信号が送信されなければならない。また、差動符号化を行なう場合には、スタートシンボルが送信されなければならない。本実施の形態においては、後述するように、パイロットシンボルを用いた周波数誤差の推定の際に、パイロットサブキャリアの間隔を離す必要がないことから、パイロットシンボルにヌルサブキャリアを設ける必要がなく、従って、全てのサブキャリアを用いて情報を送信することができる。
【0042】
このため、周波数同期用のパイロットシンボルをパイロット信号の伝送用だけでなく、通常のデータの伝送用又はスタートシンボルの伝送用として兼用することができ、伝送効率の劣化を防ぐことができる。
【0043】
本実施の形態は、受信したOFDM信号系列に所定の窓関数を乗ずることによって、複数のキャリア相互間で干渉を生じさせ、パイロット既知系列とキャリア周波数ずれとに基づいてキャリア周波数ずれを推定すると共に、サブキャリア間の位相差に基づいてサンプリングタイミングのずれを推定するものである。
【0044】
図1において、アンテナ10からのOFDM信号はRF部11に供給される。RF部11は、入力された信号を高周波低雑音増幅器によって増幅した後に周波数変換部13に供給する。周波数変換部13は、RF部11からのOFDM信号をIF帯の信号に変換する。更に、周波数変換部13は、局部発振器12から同相軸キャリア及び直交軸キャリアが与えられており、これらの同相軸及び直交軸キャリアを用いてIF帯のOFDM信号を直交復調して、ベースバンドのOFDM信号を生成するようになっている。局部発振器12は後述するキャリア周波数誤差推定部21から制御信号が与えられて、発振周波数が制御されるようになっている。
【0045】
周波数変換部13からのベースバンドOFDM信号は、同相軸検波(I軸)信号と直交軸検波(Q軸)信号とから構成される複素信号である。ベースバンドOFDM信号は、IF帯を経ることなく直接RF帯の信号から生成することも可能である。
【0046】
ベースバンドOFDM信号は、LPF14に供給される。LPF14はベースバンドOFDM信号を帯域制限してA/D16に出力する。A/D16は、サンプリングタイミングクロック生成部15からタイミングクロックが与えられ、このタイミングクロックを用いてLPF14の出力を標本化すると共に量子化する。
【0047】
サンプリングタイミングクロック生成部15は、サンプリングタイミング誤差推定部26から出力されるタイミングクロック制御信号によって制御されて、サンプリングタイミングクロックを生成するようになっている。
【0048】
A/D16からのOFDM信号はガードインターバル除去部17に供給される。ガードインターバル除去部17は、OFDMシンボルに付加されているガードインターバルを除去して切換器25に出力するようになっている。切換器25は、入力されたOFDMシンボルのうちパイロットシンボルについては後述する窓関数演算部23を介してシリアル/パラレル変換部18に与え、その他のシンボルについては直接シリアル/パラレル変換部18に供給するにようなっている。
【0049】
シリアル/パラレル変換部18は、入力されたOFDMシンボルをパラレルデータに変換してFFT部19に出力する。FFT部19は、入力系列に対してFFT演算を行ない、周波数領域の複素データ系列(サブキャリア信号)を得る。更に、FFT部19は、サブキャリア信号を周波数領域においてデマッピングして、各サブキャリア毎にパラレルデータを生成する。
【0050】
このパラレルデータはパラレル/シリアル変換部20に供給されると共に、キャリア周波数誤差推定部21及びサンプリングタイミング誤差推定部26にも供給される。パラレル/シリアル変換部20は、入力されたパラレルデータをシリアルデータに変換して受信データとして出力するようになっている。
【0051】
本実施の形態においては、窓関数演算部23、窓関数生成部24、キャリア周波数誤差推定部21、既知系列生成部22及びサンプリングタイミング誤差推定部26によって、周波数ずれ及びサンプリングタイミングのずれを推定するようになっている。
【0052】
次に、これらの回路部によるキャリア周波数ずれの推定方法について説明する。先ず、受信信号の周波数領域系列について説明する。説明を簡単にするため、等価低域におけるOFDM受信信号を取り扱う。また、時間領域から周波数領域への変換に、DFT(Discrete Fourier transfom)を用いるものとして説明する。等価低域におけるOFDM受信信号r(t)は、下記(1)式によって表すことができる。
【0053】
但し、Ns はOFDM信号を構成するサブキャリアの数を示し、NはFFTのポイント数を示し、Δω0 はキャリア角周波数オフセットを示し、Δθ0 は位相オフセットを示し、n(t)は白色ガウス雑音を示し、Ts は有効シンボル長を示している。また、uはOFDMシンボル番号であり、vはサブキャリア番号である。そして、duvは送信する符号を示し、QPSKの場合には、
duv∈{Auvexp(j2πk/4),(k=0,1,2,3)}である。また、Auvは振幅を示し、ヌルサブキャリアの場合にはAuv=0である。
【0054】
xuv(t)は第uOFDMシンボル、第vサブキャリアにおけるOFDMの孤立パルス応答であり、下記(2),(3)式で与えられる。
【0055】
但し、h(t)はチャネルのインパルス応答であり、fv は第vサブキャリア周波数である。TはOFDMシンボル長である。
【0056】
ここで、有効シンボル当たりNサンプルで標本化した場合の第k番目のサンプリングタイミングをtk とする。上述したように、パイロットシンボル以外のシンボルは、ディジタル信号に変換された後、ガードインターバル除去部17から切換器25及びシリアル/パラレル変換部18を介してFFT部19に供給されてFFT処理される。パイロットシンボル以外のシンボルについては、DFTの入力系列は、r(tk )となる。但し、k=0,1,…,(N−1)である。
【0057】
なお、上記(2),(3)式に示すように、DFTは、それ自体、矩形窓の窓関数演算を行なっているのと等価である。つまり、受信信号をそのままDFTの入力系列とすることは、受信信号に対して矩形窓の窓関数演算を行なっているのと等価である。以下、説明を簡略化するために、窓関数演算とは矩形窓以外の窓関数を時間領域信号に対して乗ずることを示すものとする。なお、矩形窓による窓関数演算を指す場合には、その旨を明記する。
【0058】
周波数ずれがない場合、つまりサブキャリア周波数とDFT系列が表現できる離散周波数とが合致する場合においては、所定のサブキャリア周波数のみにスペクトルが存在し、隣接するサブキャリア周波数に現れる電力は0である。即ち、この場合にはサブキャリア干渉は発生しない。これは、OFDMでは、サブキャリアは、直交配置されているためである。
【0059】
逆に、周波数ずれがある場合、つまりサブキャリア周波数とDFT系列が表現できる離散周波数とが合致しない場合には、スペクトル広がりによって、サブキャリア間干渉が発生する。周波数ずれが無い場合には、サブキャリア番号kの周波数においてのみスペクトルが存在したが、周波数ずれがある場合には、隣接するサブキャリア周波数においても電力値が観測される。このスペクトルの広がりの現象は、窓関数に依存する。各サブキャリアに対して信号が割り当てられる場合、つまり、離散スペクトルが複数の場合には、サブキャリア間干渉電力は夫々の線形和で表される。
【0060】
ここで、すべてのサブキャリアにパイロット信号が等電力で配置された場合について考える。仮に、このパイロット信号に対して、窓関数を乗ずることなくDFT演算のみを施すものとする。また伝搬路は、無歪みであり理想的であるとする。パイロットシンボルにはヌルキャリアを設けていないことから、従来技術で述べた周波数推定法は、適用できない。いま、周波数ずれが無いものとすると、送信系列がそのままDFTの出力系列として再生される。つまり、送信系列は、送信時と同一の周波数位置で観測される。更に、DFTの出力系列は、等電力である。逆に、周波数ずれがあるとすると、前述した理由により、サブキャリア間干渉が発生する。そして、窓関数を乗ずることなくDFT演算のみを施す場合には、DFTの出力系列は、サブキャリア間干渉の大きさによらず等電力となってしまう。
【0061】
この理由から、本実施の形態においては、周波数間隔をあけずに配置されたパイロットキャリアに対して窓関数演算を行なうことにより周波数ずれを検出可能にしている。即ち、A/D16の出力のうちパイロットシンボルについては、切換器25によって窓関数演算部23に供給するようになっている。
【0062】
窓関数生成部24は、例えばハニング窓の窓関数を生成して窓関数演算部23に供給するようになっている。例えば、長さがNのハニング窓wH (k)は下記(4)式によって示される。
【0063】
そして、本実施の形態においては、FFT部19において、窓関数演算の出力系列に対してDFT処理を施すようになっている。FFT部19からの周波数領域系列R(k)は下記(5)式によって与えられる。
【0064】
送信器のキャリア周波数と受信器のキャリア周波数とが合致しない場合、つまり、キャリア周波数ずれがある場合、サブキャリア間干渉が生じる。サブキャリア間干渉は、窓関数、キャリア周波数誤差、パイロットして配置された既知シンボルの位相関係に依存する。ハニング窓においては、サイドローブの極大値は急激に減少するが、メインローブが広がることから、サブキャリア間の直交性は失われる。
【0065】
つまり、メインローブに広がりが生じる窓関数を用いれば、すべてのサブキャリアにパイロット信号が等電力で配置されたパイロットシンボルにおいても、窓関数演算を行なった系列に対するDFTの出力系列R(k)の大きさ
[|R(k)|={R(k)R*(k)}の平方根]は、サブキャリア間干渉の影響を受けてサブキャリア毎に変化する。
【0066】
ここで、R*(k)はR(k)の複素共役である。
【0067】
つまり、サブキャリア干渉は、キャリア周波数誤差に従って変化するため、逆に各サブキャリア毎の電力差によって、周波数ずれの量xが検出できる。xは、受信信号から算出したDFTの出力系列と、基準となる参照系列の電力値のとの相関を求め、相関がもっとも高くなるxを検出することによって推定される。参照系列は、周波数のずれxがある場合に理想的に得られるDFTの出力系列である。なお、周波数ずれxが異なる条件においてあらかじめ計算しておいた参照系列を複数有しておくことよって、相関演算に要する計算量を削減することが出来る。
【0068】
周波数ずれ量の推定は、キャリア周波数誤差推定部21によって行う。キャリア周波数誤差推定部21には既知系列生成器22から既知系列の情報も与えられている。キャリア周波数誤差推定部21は、FFT部19の出力と既知系列の情報とに基づいてずれ量を求める。
【0069】
キャリア周波数誤差推定部21は、窓関数演算されFFT復調されて得られた周波数領域の受信信号系列を、周波数誤差推定のための信号系列|L(k)|を算出する。この|L(k)|と既知系列生成器22からの|F(k)|との相関から、周波数オフセットxを推定する。周波数オフセットxは、例えば、両者の2乗誤差(|L(k)|−|F(k)|)の2乗が最少となるようなxを検索することによっても得られる。また、|L(k)|を算出する際、受信信号系列に対して、位相に関する繰り返し周期毎に平均演算を行なえば、雑音の影響の低減が可能となる。キャリア周波数誤差推定部21は、推定した周波数オフセットxを0にするように、局部発振周波数を制御するようになっている。
【0070】
R(k)の大きさが周期的に変化する系列として、例えば有効サブキャリア数64(k=0,1,…,63)で、各サブキャリアの変調方式がQPSKの場合には、下記(6)式に示す符号系列ξ(k)が挙げられる。
【0071】
各サブキャリアの電力が周期的に変化するような系列をパイロット信号として用いることにより、一周期分に縮退して平均化したのちに、相関を計算することが可能となる。このため、キャリア周波数誤差を検出するために要する計算量を大幅に削減することができる。
【0072】
次に、サンプリングタイミング誤差の推定方法について説明する。
【0073】
図3は、パイロットシンボルにおける受信信号系列の大きさ|R(k)|の例を示している。符号系列ξ(k )は、前述の(6)式であり、窓関数はハニング窓である。またサンプリングタイミングは、最適点である。|R(k)|の大きさは、4サブキャリア毎に繰り返される。Ig は、繰り返し周期を示し、図3では、Ig =4である。|R(k)|は、周波数オフセットにより変化する。周波数ずれは、この|R(k)|の変化を観測することによって、達成される。
【0074】
図4は、パイロットシンボルにおける受信信号系列R(k)の複素表示である。つまり、図4をスカラ表示したものが図3である。パイロットシンボルにおいて伝送される既知符号系列ξ(k )の位相関係は、窓関数演算によって生じるサブキャリア間干渉によって変化する。なお、図4は、符号系列ξ(k )として(6)式を用いた場合の例である。
【0075】
ここで、繰り返し周期毎の受信信号系列R(k)に着目する。つまり、(k modulo Ig )=iを満たすサブキャリアについて着目する。例えばi=3の場合、R(3)、R(7)、R(11)…に着目する。これらの位相は、無線伝搬路の伝達特性がフラットであれば、同一の値を有している。
【0076】
図5は、サンプリングタイミングが最適点からずれた場合の受信信号系列の複素表示である。R(k)は、サンプリングタイミングが最適な場合、R’(k)は、最適点からずれた場合である。R(k)とR’(k)の位相差は、サブキャリア番号が大きくなるにしたがって増加していることが分かる。
【0077】
ここで、前述したように、繰り返し周期毎の受信信号系列R(k)に着目する。(k modulo Ig )=iを満たすサブキャリアの位相は、サンプリングタイミングが最適点である場合、同一の値を有している。つまり、R(3)、R(7)、R(11)…は、同一の値を有している。したがって、
R(n×Ig +i)・R((n+1)×Ig +i)=0である(nは自然数)。
【0078】
ところが、サンプリングタイミングが最適点からずれている場合、R’(3)、R’(7)、R’(11)、…は、同値ではない。つまり、
R’(n×Ig +i)・R’((n+1)×Ig +i)=0である。
【0079】
このことから、R’(k)を観測することによってサンプリングタイミングのずれが推定できることになる。
【0080】
図6は、サンプリングタイミングがずれている場合の受信信号系列R’(k)の位相を示している。R’(k)を結ぶ直線の傾きは、サンプリングタイミングのずれΔτによって変化する。つまり、サンプリングタイミングのずれの推定には、受信信号系列間の位相差Δθ、もしくは直線の傾きを得る必要がある。
【0081】
理想的な条件下では、R’(k)は、図6のような分布となる。しかし実際には、雑音等により受信信号系列R(k)の分布には、バラツキが生じる。この様子を図7に示す。低CNR時の推定程度の劣化は、加算平均演算によって解消される。サブキャリア間の位相差Δθは、下記(7)式によって得られる。
【0082】
またサブキャリア間の位相差は、各受信信号系列R’(k)との2乗誤差が最小となる直線(下記(8)式)を算出することによっても得られる。直線の傾き、つまり式Bのa1は、下記(9)式によっても得ることが出来る。
【0083】
なおFFTを実行する際、FFTの端に存在するサンプルは、特性上誤差が大きい。このため、受信信号系列間の位相差もしくは直線の傾きの算出時には、これらのサンプルを除外することによって、サンプリングタイミングのずれの推定精度を向上させることが出来る。FFTの端に存在するサンプルとは、NポイントのFFTの場合には、k=1、及びN近傍を指す。
【0084】
こうして得られたサブキャリア間の位相差Δθ、もしくは直線の傾きa1から、OFDMシンボル長で正規化したサンプリングタイミングのずれΔτは、
Δτ=a1/(2π)=Δθ/(2πIg ) …(10)
によって求められる。
【0085】
サンプリングタイミング誤差推定部26は上記(10)式に基づいて、サンプリングタイミングクロック生成部15に供給する制御信号を生成している。
【0086】
図8は図1中のサンプリングタイミング誤差推定部26の具体的な構成を示すブロック図である。
【0087】
シリアル/パラレル変換部18の出力は、FFT部19に入力される。なお、FFT部19のポイント数は、Nとする。FFT部19では、入力された時間領域信号を周波数領域信号に変換して出力する。FFT部19の出力の一部は、サンプリングタイミング誤差推定部26に入力される。サンプリングタイミング誤差推定部26は、位相差検出部50、平均化部51及びサンプリングタイミング誤差計算部52によって構成されている。これらのブロックでは、前述した位相誤差推定方式に基づいて動作する。
【0088】
位相差検出部50には、FFT部19の出力が入力される。FFT部19の出力をR(k)とする。R(k)は複素信号であり、またk=0,1,…,N−1である。位相差検出部50は、R(k)を用いて、繰り返し周期Ig 毎の受信信号系列の位相差Δθiを算出する。Δθiは、次式(11)で計算される。
【0089】
但し、i=0、1、…、Ig −1である。
【0090】
位相差検出部50は、Δθiを計算し、平均化部51に出力する。つまり、位相差検出部50からは、Ig 通りの信号が出力される。平均化部51は、入力信号の平均を算出する。平均化部52の出力は、x1、x2、…、x_(Ig −1)が入力された場合には、下記(12)式となる。
【0091】
平均化部51の出力は、サンプリングタイミング誤差計算部52に入力される。サンプリングタイミング誤差計算部52は、入力された信号を元にサンプリングタイミング誤差を計算する。なおこの操作はあらかじめ計算されたデータ変換テーブルを参照することで代用が可能である。更に、このサンプリングタイミング誤差情報を元に、サンプリングタイミングクロック生成部15に供給される制御信号が生成される。
【0092】
なお、位相差推定部50において、位相差Δθiを計算する際に、|R(k)|が大きい、つまり大きな振幅の信号から得られた信号を用いて位相差を推定することによって、サンプリングタイミング誤差の推定精度の向上が可能となる。
【0093】
図9は図8に示したサンプリングタイミング誤差推定部の変形例を示したものである。サンプリングタイミング誤差推定部54は、位相差検出部50、重み付き平均化部55及びサンプリングタイミング誤差計算部52から構成される。位相差検出部50、及びサンプリングタイミング誤差計算部52の構成は、図8と同様である。重み付き平均化部55には、位相差検出部50の出力と共にFFT部51からの出力が入力される。
【0094】
図10は図9中の重み付き平均化部55の具体的な構成を示す回路図である。重み付き平均化部55は、重み計算部56、定係数乗算器57及び加算器58によって構成される。重み計算部56は、FFT部51からの出力r(k)を用いて、位相差検出器50から出力された信号Δθ0、Δθ1、…、Δθ_Ig に対して掛け合わせる重み信号wiを算出する。重み信号wiと位相差検出器50から出力された信号Δθiとの乗算は、乗算器57により行う。乗算器57の出力は、夫々加算器58に入力される。加算器58は、入力信号の加算演算を行ない、結果を出力する。
【0095】
重み信号wiは、FFT部19からの出力されたR(k)を用いて決定される。例えばwiは、|R(k)|の大きさ、つまり信号振幅の大きさを用いて決定される。例えば、重み信号wiは、信号振幅の大きさ|R(k)|に従って順位を付け、大きい方より、あらかじめ定められた数分だけ選択することによって決定される。例えば、Σ_n|R(n・Ig +i)|をi=0、…、Ig −1について計算し、総数Ig の内の信号振幅の大きい上位Ig −2を選択し、選択された場合の重みとして1/(Ig −2)を、選択されなかった場合の重みを0とする。また、別の例として、もっとも簡便な重み信号wiとして、例えば、wi=1/Ig (Ig =0、…、Ig −1)が挙げられる。本方式によれば、信頼度の高い信号を元にサンプリングタイミング誤差の推定が出来るため、サンプリングタイミング誤差の推定精度の向上が可能となる。
【0096】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【0097】
送信側においては、例えば図2に示すフレームのOFDM信号を伝送するものとし、図2中のパイロットシンボルは、(6)式に示す系列ξ(k)をパイロットサブキャリア系列とする信号であるものとする。なお、パイロットシンボルとしてヌルサブキャリアを含まないこのような特殊な系列を用いることができ、このパイロットシンボルをスタートシンボルとしても兼用することができる。
【0098】
アンテナ10は受信したOFDM信号をRF部11に供給する。RF部11によって、OFDM信号は周波数変換される。更に、RF部11は、局部発振器12からの同相軸及び直交軸キャリアを用いてOFDM信号を直交復調して、ベースバンドのOFDM信号をLPF14に供給する。
【0099】
ベースバンドOFDM信号は、LPF14によって帯域制限され、A/D16によってディジタル信号に変換されてガードインターバル除去部17に供給される。A/D16の出力は上記(2),(3)式によって示される。ガードインターバル除去部17は、OFDMシンボルに付加されているガードインターバルを除去して切換器25に出力する。
【0100】
切換器25は、図示しない制御部によって制御されて、パイロットシンボル以外のシンボルについては、直接シリアル/パラレル変換部18に与え、パイロットシンボルについては窓関数演算部23を介してシリアル/パラレル変換部18に与える。
【0101】
いま、パイロットシンボルが切換器25に入力されるものとする。切換器25によって窓関数演算部23に供給されたパイロットシンボルは、窓関数生成部24からの窓関数と乗算される。窓関数演算部23の出力はシリアル/パラレル変換部18において、FFT部19のポイント数にパラレル変換されてFFT部19に供給される。FFT部19は入力されたパラレルデータをFFT処理する。
【0102】
窓関数生成部24が(4)式に示すハニング窓wH(k) を出力するものとすると、FFT部19からの周波数領域系列R(k)は、上記(5)式によって与えられる。
【0103】
キャリア周波数誤差推定部21は、FFT部19の出力が与えられており、系列R(k)の大きさ[|R(k)|={R(k)R*(k)}の平方根]を算出する。上述したように、(6)式では、R(k)の大きさが4サブキャリア周期で周期的に変化するパイロットサブキャリア系列を用いており、キャリア周波数誤差推定部21は、FFT部21の出力を縮退して平均化する。
【0104】
キャリア周波数誤差推定部21は、電力値の変化のパターンと既知系列生成器22で発生したパターンとの相関によって、周波数ずれxを推定する。そして、キャリア周波数誤差推定部21は、周波数ずれxを0にするように局部発振器12を制御する。こうして、キャリア同期が達成される。
【0105】
一方、サンプリングタイミング誤差推定部26は、FFT部19の出力から上記(7)式に示す演算を行って、サブキャリア間の位相差θを求め、上記(10)式によって、タイミングタイミングのずれΔτを算出する。サンプリングタイミング誤差推定部26は、このΔτを0にするように、サンプリングタイミングクロック生成部15を制御する。こうして、タイミング同期が達成される。
【0106】
このように本実施の形態においては、受信信号のフーリエ変換出力を利用して、受信機におけるキャリア周波数のずれの推定及びサンプリングのタイミングのずれの推定を行ない、キャリア周波数の同期捕捉、及び、サンプリングタイミングの同期捕捉を行う。このため、パイロットシンボルにヌルサブキャリアを設ける必要はなく、パイロットシンボルを自由に設定可能であり、伝送効率を向上させることができる。
【0107】
図11は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図11において図1と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【0108】
図1の実施の形態においては、キャリア周波数誤差推定部21とサンプリングタイミング誤差推定部26とは相互に独立して動作する。これに対し、本実施の形態は、サンプリングタイミング誤差推定部26から得られる情報を用いてキャリア周波数誤差推定を行うものである。
【0109】
本実施の形態は、既知系列生成部22に代えてタイミング情報を用いた既知系列生成部60を設けた点が図1の実施の形態と異なる。既知系列生成部60にはサンプリングタイミング誤差推定部26において推定されたサンプリングタイミング誤差情報が入力される。
【0110】
タイミング情報を用いた既知系列生成部60は、キャリア周波数誤差推定の際の基準となる参照系列を出力する。参照系列は、無歪みの理想的な条件において、パイロット信号を受信し、その受信信号に対して窓関数演算を行なった後にDFTを施して得られる周波数領域信号である。図1に示した既知系列生成部22は、周波数ずれがある場合に理想的に得られた参照系列を生成する。これに対し、本実施の形態におけるタイミング情報を用いた既知系列生成部60は、サンプリングタイミング誤差推定部26において推定されたサンプリングタイミング誤差情報を用いて、周波数ずれ及びサンプリングタイミングずれがある場合に理想的に得られた参照系列を生成する。生成された参照系列は、キャリアキャリア周波数誤差推定部21に供給される。
【0111】
このように構成された実施の形態においては、サンプリングタイミング誤差推定部26において推定されたサンプリングタイミング誤差情報が既知系列生成部60に供給される。既知系列生成部60は、周波数ずれ及びサンプリングタイミングずれがある場合に理想的に得られた参照系列を生成する。キャリアキャリア周波数誤差推定部21は既知系列生成部60からの参照系列を用いてキャリア周波数誤差を推定する。これにより、キャリア周波数誤差推定部21において、サンプリングタイミング誤差による劣化が少ない高信頼なキャリア周波数誤差の推定が可能となる。
【0112】
他の作用は図1の実施の形態と同様である。
【0113】
このように、本実施の形態においては、図1の実施の形態と同様の効果が得られると共に、キャリア周波数誤差の推定精度を一層向上させることができるという効果を有する。
【0114】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ヌルサブキャリアを設けないパイロットシンボルを用いた場合でも、短時間で且つ確実に周波数同期を確立することを可能にすることができると共に、パイロットシンボルの設定の自由度を大きくして伝送効率を向上させることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係るディジタル通信装置の一実施の形態を示すブロック図。
【図2】図1の実施の形態におけるフレーム構成を示す説明図。
【図3】図1の実施の形態を説明するためのグラフ。
【図4】図1の実施の形態を説明するためのグラフ。
【図5】図1の実施の形態を説明するためのグラフ。
【図6】図1の実施の形態を説明するためのグラフ。
【図7】図1の実施の形態を説明するためのグラフ。
【図8】図1中のサンプリングタイミング誤差推定部26の具体的な構成を示すブロック図。
【図9】図8の変形例を示すブロック図。
【図10】図9中の重み付き平均化部55の具体的な構成を示す回路図。
【図11】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図12】OFDM変調装置を示すブロック図。
【図13】OFDMのシンボルの構成を示す説明図。
【図14】OFDM復調装置の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
12…局部発振器、13…周波数変換部、19…FFT部、21…キャリア周波数誤差推定部、22…既知系列生成部、23…窓関数演算部、24…窓関数生成部、26…サンプリングタイミング誤差推定部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital communication apparatus applied to a mobile communication system, a wireless LAN system, and the like.
[0002]
[Prior art]
In recent years, digital communication systems that transmit digital information such as voice, video, and data have been developed, and systems that perform digital communication in mobile units have also been developed. In mobile communication, it is necessary to consider the influence of a plurality of reflected waves (multipath) caused by buildings such as buildings and other reflectors. That is, radio waves from a plurality of transmitting stations arrive at the reception point. This multipath phenomenon is a major cause of distortion of the signal and deterioration of reception quality.
[0003]
In addition, digital communication systems that handle multimedia information and the like are required to cope with various required qualities. For example, in multimedia digital communication using a small portable information terminal, highly reliable signal transmission is required while having the convenience of mobile communication connecting to a network or the like from an arbitrary point.
[0004]
In digital communication as well as mobile communication, it is necessary to achieve frequency synchronization and timing synchronization in order to restore information transmitted from a transmitter. In particular, in mobile communication, the reception state changes from moment to moment. In addition, it takes a certain amount of time to establish synchronization. Since restoration of information is impossible in a state of being out of synchronization, high-speed frequency synchronization and timing synchronization are required for recovery in the event of loss of synchronization.
[0005]
Packet communication is suitable for transmission of multimedia information and the like. In packet communication, packets are transmitted randomly rather than at a constant cycle as in time division multiple access (TDMA). Thus, in a digital communication system that handles multimedia information and the like, a transmitted signal is generated in a burst manner. For this reason, it is necessary to establish synchronization for each packet, and it is necessary to establish synchronization in a short time.
[0006]
By the way, there is OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) as an effective method for reducing the influence of delayed waves in a multipath propagation path. OFDM is a scheme in which transmission information is divided to generate a plurality of low-speed digital signals, and subcarriers in an orthogonal relationship are independently modulated by the plurality of signals. By parallel transmission using multicarriers, the signal transmission rate can be lowered, and by providing a guard section unique to OFDM, the influence of delayed waves can be reduced as compared with the single carrier modulation method.
[0007]
The outline of the OFDM system will be described below.
[0008]
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an OFDM modulation apparatus used on the transmission side. Transmission data is input to the OFDM modulator. This transmission data is supplied to the serial /
[0009]
Parallel data is assigned to each subcarrier constituting the OFDM and mapped in the frequency domain. Here, modulation such as BPSK, QPSK, 16QAM, and 64QAM is performed on each subcarrier. The mapping data is converted from transmission data in the frequency domain to transmission data in the time domain by performing an IFFT operation. As a result, a multicarrier modulation signal is generated in which a plurality of subcarriers that are orthogonal to each other are independently modulated. The output of the IFFT
[0010]
As shown in FIG. 13, the guard
[0011]
The
[0012]
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator used on the receiving side. An OFDM signal generated by the OFDM modulation device in FIG. 12 is input to the OFDM demodulation device via a predetermined transmission path.
[0013]
The OFDM reception signal input to this OFDM demodulator is supplied to the
[0014]
The guard
[0015]
The
[0016]
As described above, in the OFDM demodulator, it is necessary to achieve carrier frequency synchronization and timing frequency synchronization in order to restore information transmitted from the modulator.
[0017]
In OFDM, since the subcarrier spacing is narrow and the subcarriers are arranged orthogonally, if the carrier frequency supplied from the local oscillator of the OFDM demodulator deviates from the carrier frequency of the OFDM modulator, there is a frequency offset. The orthogonality between the carriers is lost, and the reception characteristics are remarkably deteriorated. Therefore, achieving the carrier frequency synchronization is extremely important in OFDM.
[0018]
Regarding the frequency synchronization method of OFDM, the RCS97-210 (1998-01) Technical Report of the IEICE Technical Report RCS97-210 (1998-01) and the RCS94-152 (1995-02) It is shown in “Study on high-speed synchronization acquisition of frequency and timing offset in OFDM” and the like.
[0019]
Hereinafter, the conventional OFDM frequency synchronization method described in the above report will be described.
[0020]
OFDM frequency synchronization methods are roughly classified into those based on processing in the frequency domain and those based on processing in the time domain. As processing in the time domain, using the fact that the guard interval is a copy of the rear part of the effective symbol period, a method for estimating the carrier frequency error from the correlation calculation between the guard interval and the rear part of the effective symbol period, OFDM effective A symbol is divided into two, the same signal is placed in the front and rear of the divided two parts, a carrier frequency error is estimated from the correlation calculation of both, and the same symbol is repeatedly transmitted two or more times. A method for estimating the carrier frequency error from the calculation can be used. The RCS 97-210 described above performs processing in the time domain.
[0021]
An example of the processing in the frequency domain is a method of transmitting pilot symbols. An appropriate pilot signal is transmitted, and the frequency of the transmitted pilot signal is estimated based on the output result of the Fourier transform of the pilot signal. If the frequency or the like of the pilot signal is known, the carrier frequency error can be estimated. The RCS 94-152 described above performs processing in the frequency domain.
[0022]
As described above, in the method using the pilot signal, it is necessary to calculate the frequency of the pilot signal from the Fourier transform result. As an effective proposal for this calculation, IEICE Transactions A, Vol. J70-A, no. 5, 1997, “High-precision frequency determination method using FFT”. This proposal is also used in the above-described RSC 94-152 as a method of calculating the pilot symbol frequency with high accuracy.
[0023]
The calculation formula shown in J70-A does not affect each other even if a plurality of frequency components are included in the signal sequence for estimating the frequency, that is, the series on which the FFT operation is performed, as long as they are sufficiently separated from each other. I use that. As a result, the frequency can be estimated individually.
[0024]
According to J70-A, under no-noise conditions , FFT operation It is disclosed that interference between two frequencies hardly occurs when a plurality of frequencies included in a sequence to be applied, that is, when the interval between discrete spectra is 4 or more (null between discrete spectra).
[0025]
The RCS94-152 OFDM frequency synchronization method applies a frequency estimation method of J70-A to pilot symbols to estimate a carrier frequency error. Therefore, the pilot carrier interval set in the pilot symbol needs to be separated by 4 or more.
[0026]
However, in such a frequency error estimation method, transmission efficiency is lowered by frequently transmitting pilot symbols. On the other hand, if the frequency of transmitting pilot symbols is suppressed in order not to reduce the transmission efficiency, there is a problem that the frequency error estimation accuracy deteriorates.
[0027]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in a digital communication system that handles multimedia information, highly reliable signal transmission is necessary, and therefore synchronization needs to be established in a short time. Furthermore, in OFDM, since the subcarrier spacing is narrow and the subcarriers are arranged orthogonally, if there is a frequency offset, the orthogonality between the subcarriers is lost and the reception characteristics are significantly degraded. Very important.
[0028]
However, in the conventional carrier frequency error estimation method using pilot symbols, in order to prevent pilot carriers from affecting each other, the interval between pilot carriers set in the pilot symbols needs to be separated by 4 or more. . That is, it is necessary to provide many null subcarriers that do not directly contribute to information transmission between pilot carriers. For this reason, there was a problem that the transmission efficiency was lowered.
[0029]
When differential encoding is employed, it is necessary to separately transmit a start symbol for determining an initial phase before a data symbol. In order to improve transmission efficiency, it is conceivable to transmit the start symbol in the pilot symbol. However, since it is necessary to provide many null subcarriers between the pilot carriers, the pilot symbols can be used freely. In other words, it is difficult to assign start symbols.
[0030]
The present invention has been made in view of such a problem, and even when a pilot symbol without a null subcarrier is used, it is possible to establish a frequency synchronization in a short time and with certainty. An object is to provide a communication device.
[0031]
It is another object of the present invention to provide a digital communication apparatus capable of improving transmission efficiency by increasing the degree of freedom in setting pilot symbols.
[0032]
[Means for Solving the Problems]
Claims of the
[0033]
In the first aspect of the present invention, the OFDM signal is converted into a baseband signal by the frequency converting means and sampled by the reproduction timing clock by the sampling means. The sampled baseband signal is multiplied by a window function other than the rectangular window by the window function calculation means, and then converted into an output in the frequency domain by the decoding means. The output of the decoding means has a magnitude based on the known sequence and the window function for each subcarrier. The sample timing error estimation unit estimates the timing error of the reproduction timing clock used by the sampling unit based on the output from the decoding unit and controls the timing of the reproduction timing clock. Thereby, the reproduction timing clock is controlled.
[0034]
In
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a digital communication apparatus according to the present invention.
[0036]
In FIG. 1, the receiver includes an
[0037]
An OFDM signal is induced in the
[0038]
FIG. 2 is an explanatory diagram showing the frame structure of such an OFDM transmission signal.
[0039]
The transmission signal is transmitted in units of frames. The frame has a configuration shown in FIG. 2, for example. In FIG. 2, the first symbol of the frame is an unmodulated null symbol. The null symbol also serves as a part of the guard frame. By using the null symbol, the receiver monitors the received signal amplitude, detects the start timing of the frame, and thereby grasps the timing at which the pilot symbol is transmitted. In FIG. 2, the null symbol is one symbol long, but may be a plurality of symbols or may be one symbol length or less. Note that this null symbol is not a symbol peculiar to the present embodiment, but is conventionally used.
[0040]
In the pilot symbol, a known sequence is assigned to each subcarrier. In addition, the pilot symbol can be composed only of pilot subcarriers, or can be composed of pilot subcarriers and data subcarriers.
[0041]
When performing synchronous detection on a quadrature modulation signal, a known signal must be transmitted so that the receiver can grasp the absolute phase. Also, when performing differential encoding, a start symbol must be transmitted. In the present embodiment, as will be described later, when estimating the frequency error using pilot symbols, it is not necessary to separate the pilot subcarriers, so it is not necessary to provide null subcarriers in the pilot symbols. Therefore, information can be transmitted using all subcarriers.
[0042]
For this reason, the pilot symbol for frequency synchronization can be used not only for the transmission of the pilot signal but also for the transmission of normal data or the transmission of the start symbol, and the deterioration of the transmission efficiency can be prevented.
[0043]
In the present embodiment, interference is generated between a plurality of carriers by multiplying the received OFDM signal sequence by a predetermined window function, and the carrier frequency deviation is estimated based on the known pilot sequence and the carrier frequency deviation. The sampling timing shift is estimated based on the phase difference between the subcarriers.
[0044]
In FIG. 1, the OFDM signal from the
[0045]
The baseband OFDM signal from the
[0046]
The baseband OFDM signal is supplied to the LPF 14. The LPF 14 limits the band of the baseband OFDM signal and outputs it to the A /
[0047]
The sampling
[0048]
The OFDM signal from the A /
[0049]
The serial /
[0050]
The parallel data is supplied to the parallel /
[0051]
In the present embodiment, the frequency shift and the sampling timing shift are estimated by the window
[0052]
Next, a method for estimating a carrier frequency shift by these circuit units will be described. First, the frequency domain sequence of the received signal will be described. In order to simplify the explanation, an OFDM reception signal in the equivalent low band is handled. In the following description, DFT (Discrete Fourier transfom) is used for conversion from the time domain to the frequency domain. The OFDM received signal r (t) in the equivalent low band can be expressed by the following equation (1).
[0053]
Where Ns represents the number of subcarriers constituting the OFDM signal, N represents the number of FFT points, Δω0 represents the carrier angular frequency offset, Δθ0 represents the phase offset, and n (t) represents white Gaussian noise. Ts indicates the effective symbol length. U is an OFDM symbol number, and v is a subcarrier number. Duv indicates a code to be transmitted, and in the case of QPSK,
duvε {Auvexp (j2πk / 4), (k = 0, 1, 2, 3)}. Auv represents amplitude, and in the case of a null subcarrier, Auv = 0.
[0054]
xuv (t) is an OFDM isolated pulse response in the u-th OFDM symbol and v-th subcarrier, and is given by the following equations (2) and (3).
[0055]
Here, h (t) is the impulse response of the channel, and fv is the v-th subcarrier frequency. T is the OFDM symbol length.
[0056]
Here, the k-th sampling timing when sampling is performed with N samples per effective symbol is tk. As described above, symbols other than pilot symbols are converted into digital signals, and then supplied from the guard
[0057]
As shown in the above equations (2) and (3), the DFT itself is equivalent to performing a window function calculation of a rectangular window. That is, using the received signal as a DFT input sequence as it is is equivalent to performing a rectangular window function calculation on the received signal. Hereinafter, in order to simplify the description, the window function calculation means to multiply the time domain signal by a window function other than the rectangular window. In addition, when referring to the window function calculation using a rectangular window, this is clearly stated.
[0058]
When there is no frequency shift, that is, when the subcarrier frequency matches the discrete frequency that can represent the DFT sequence, the spectrum exists only in the predetermined subcarrier frequency, and the power appearing in the adjacent subcarrier frequency is zero. . That is, in this case, no subcarrier interference occurs. This is because in OFDM, the subcarriers are arranged orthogonally.
[0059]
Conversely, when there is a frequency shift, that is, when the subcarrier frequency and the discrete frequency that can represent the DFT sequence do not match, intersubcarrier interference occurs due to spectrum spread. When there is no frequency shift, the spectrum exists only at the frequency of the subcarrier number k. However, when there is a frequency shift, the power value is observed at the adjacent subcarrier frequency. This phenomenon of spectral broadening depends on the window function. When a signal is assigned to each subcarrier, that is, when there are a plurality of discrete spectra, the inter-subcarrier interference power is represented by a linear sum of each.
[0060]
Here, consider a case where pilot signals are arranged with equal power on all subcarriers. It is assumed that only the DFT operation is performed on this pilot signal without multiplying by a window function. The propagation path is assumed to be undistorted and ideal. Since no null carrier is provided in the pilot symbol, the frequency estimation method described in the prior art cannot be applied. Assuming that there is no frequency shift, the transmission sequence is directly reproduced as an output sequence of DFT. That is, the transmission sequence is observed at the same frequency position as that at the time of transmission. Furthermore, the output series of DFT is equal power. On the other hand, if there is a frequency shift, intersubcarrier interference occurs for the reason described above. When only the DFT operation is performed without multiplying by the window function, the output sequence of the DFT becomes equal power regardless of the magnitude of intersubcarrier interference.
[0061]
For this reason, in the present embodiment, a frequency shift can be detected by performing a window function calculation on pilot carriers arranged without a frequency interval. That is, the pilot symbol in the output of A /
[0062]
The window function generator 24 generates a window function of a Hanning window, for example, and supplies it to the
[0063]
In the present embodiment, the
[0064]
When the carrier frequency of the transmitter does not match the carrier frequency of the receiver, that is, when there is a carrier frequency shift, intersubcarrier interference occurs. Intersubcarrier interference depends on the window function, the carrier frequency error, and the phase relationship of the known symbols arranged as pilots. In the Hanning window, the maximum value of the side lobe decreases rapidly, but the main lobe widens, so the orthogonality between the subcarriers is lost.
[0065]
That is, if a window function that causes the main lobe to spread is used, the output sequence R (k) of the DFT for the sequence on which the window function calculation is performed even in pilot symbols in which pilot signals are arranged with equal power on all subcarriers. size
[| R (k) | = {square root of R (k) R * (k)}] changes for each subcarrier under the influence of intersubcarrier interference.
[0066]
Here, R * (k) is a complex conjugate of R (k).
[0067]
That is, since the subcarrier interference changes according to the carrier frequency error, the frequency shift amount x can be detected by the power difference for each subcarrier. x is estimated by obtaining the correlation between the output sequence of the DFT calculated from the received signal and the power value of the reference sequence serving as a reference, and detecting x where the correlation is highest. The reference sequence is a DFT output sequence that is ideally obtained when there is a frequency shift x. Note that by having a plurality of reference sequences calculated in advance under different conditions of the frequency shift x, it is possible to reduce the amount of calculation required for the correlation calculation.
[0068]
The carrier
[0069]
The carrier
[0070]
As a sequence in which the magnitude of R (k) periodically changes, for example, when the number of effective subcarriers is 64 (k = 0, 1,..., 63) and the modulation scheme of each subcarrier is QPSK, the following ( A code sequence ξ (k) shown in the equation 6) can be given.
[0071]
By using a sequence in which the power of each subcarrier changes periodically as a pilot signal, it is possible to calculate the correlation after degenerating one cycle and averaging. For this reason, the amount of calculation required to detect the carrier frequency error can be greatly reduced.
[0072]
Next, a sampling timing error estimation method will be described.
[0073]
FIG. 3 shows an example of the size | R (k) | of the received signal sequence in the pilot symbol. The code sequence ξ (k) is the aforementioned equation (6), and the window function is a Hanning window. The sampling timing is the optimum point. The magnitude of | R (k) | is repeated every 4 subcarriers. Ig represents a repetition period. In FIG. 3, Ig = 4. | R (k) | varies depending on the frequency offset. The frequency shift is achieved by observing this change in | R (k) |.
[0074]
FIG. 4 is a complex representation of the received signal sequence R (k) in pilot symbols. That is, FIG. 3 is a scalar display of FIG. The phase relationship of the known code sequence ξ (k) transmitted in the pilot symbol changes due to intersubcarrier interference caused by the window function calculation. FIG. 4 shows an example in which equation (6) is used as the code sequence ξ (k).
[0075]
Here, attention is focused on the received signal series R (k) for each repetition period. That is, attention is paid to subcarriers satisfying (k modulo Ig) = i. For example, when i = 3, attention is paid to R (3), R (7), R (11). These phases have the same value if the transfer characteristics of the wireless propagation path are flat.
[0076]
FIG. 5 is a complex display of the received signal sequence when the sampling timing deviates from the optimum point. R (k) is when the sampling timing is optimal, and R ′ (k) is when it is deviated from the optimal point. It can be seen that the phase difference between R (k) and R ′ (k) increases as the subcarrier number increases.
[0077]
Here, as described above, attention is focused on the received signal series R (k) for each repetition period. The subcarrier phases satisfying (k modulo Ig) = i have the same value when the sampling timing is the optimum point. That is, R (3), R (7), R (11)... Have the same value. Therefore,
R (n.times.Ig + i) .R ((n + 1) .times.Ig + i) = 0 (n is a natural number).
[0078]
However, when the sampling timing deviates from the optimum point, R ′ (3), R ′ (7), R ′ (11),... Are not the same value. That means
R ′ (n × Ig + i) · R ′ ((n + 1) × Ig + i) = 0.
[0079]
Therefore, the sampling timing shift can be estimated by observing R ′ (k).
[0080]
FIG. 6 shows the phase of the received signal sequence R ′ (k) when the sampling timing is shifted. The slope of the straight line connecting R ′ (k) varies depending on the sampling timing shift Δτ. That is, to estimate the sampling timing shift, it is necessary to obtain the phase difference Δθ between the received signal sequences or the slope of the straight line.
[0081]
Under ideal conditions, R ′ (k) has a distribution as shown in FIG. However, actually, the distribution of the received signal series R (k) varies due to noise or the like. This is shown in FIG. The deterioration of the estimation level at the time of low CNR is eliminated by the addition average calculation. The phase difference Δθ between subcarriers is obtained by the following equation (7).
[0082]
The phase difference between subcarriers can also be obtained by calculating a straight line (equation (8) below) that minimizes the square error with each received signal series R ′ (k). The slope of the straight line, that is, a1 in the formula B can also be obtained by the following formula (9).
[0083]
When executing FFT, the sample existing at the end of the FFT has a large error in characteristics. For this reason, when calculating the phase difference between the received signal sequences or the slope of the straight line, it is possible to improve the estimation accuracy of the sampling timing deviation by excluding these samples. The sample existing at the end of the FFT indicates k = 1 and the vicinity of N in the case of an N-point FFT.
[0084]
The sampling timing deviation Δτ normalized by the OFDM symbol length from the phase difference Δθ between the subcarriers obtained as described above, or the linear slope a1,
Δτ = a1 / (2π) = Δθ / (2πIg) (10)
Sought by.
[0085]
The sampling timing
[0086]
FIG. 8 is a block diagram showing a specific configuration of the sampling timing
[0087]
The output of the serial /
[0088]
The output of the
[0089]
However, i = 0, 1,..., Ig −1.
[0090]
The phase
[0091]
The output of the averaging
[0092]
When the phase
[0093]
FIG. 9 shows a modification of the sampling timing error estimation unit shown in FIG. The sampling timing error estimation unit 54 includes a phase
[0094]
FIG. 10 is a circuit diagram showing a specific configuration of
[0095]
The weight signal wi is determined using R (k) output from the
[0096]
Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described.
[0097]
On the transmitting side, for example, the OFDM signal of the frame shown in FIG. 2 is transmitted, and the pilot symbol in FIG. 2 is a signal having the sequence ξ (k) shown in Equation (6) as a pilot subcarrier sequence. And Such a special sequence that does not include a null subcarrier can be used as a pilot symbol, and this pilot symbol can also be used as a start symbol.
[0098]
The
[0099]
The baseband OFDM signal is band-limited by the LPF 14, converted into a digital signal by the A /
[0100]
The
[0101]
Now, it is assumed that pilot symbols are input to the
[0102]
If the window function generator 24 outputs the Hanning window wH (k) shown in the equation (4), the frequency domain sequence R (k) from the
[0103]
The carrier
[0104]
The carrier
[0105]
On the other hand, the sampling
[0106]
As described above, in the present embodiment, by using the Fourier transform output of the received signal, carrier frequency shift estimation and sampling timing shift estimation at the receiver are performed, and carrier frequency synchronization acquisition and sampling are performed. Synchronize timing. For this reason, it is not necessary to provide a null subcarrier in the pilot symbol, the pilot symbol can be set freely, and transmission efficiency can be improved.
[0107]
FIG. 11 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. In FIG. 11, the same components as those in FIG.
[0108]
In the embodiment of FIG. 1, the carrier frequency
[0109]
This embodiment is different from the embodiment of FIG. 1 in that a known
[0110]
The known
[0111]
In the embodiment configured as described above, the sampling timing error information estimated by the sampling timing
[0112]
Other operations are the same as those of the embodiment of FIG.
[0113]
As described above, the present embodiment has the same effects as those of the embodiment of FIG. 1 and can further improve the estimation accuracy of the carrier frequency error.
[0114]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, even when a pilot symbol without a null subcarrier is used, it is possible to reliably establish frequency synchronization in a short time and to set a pilot symbol. The degree of freedom can be increased and the transmission efficiency can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a digital communication apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a frame configuration in the embodiment of FIG. 1;
FIG. 3 is a graph for explaining the embodiment of FIG. 1;
FIG. 4 is a graph for explaining the embodiment of FIG. 1;
FIG. 5 is a graph for explaining the embodiment of FIG. 1;
FIG. 6 is a graph for explaining the embodiment of FIG. 1;
FIG. 7 is a graph for explaining the embodiment of FIG. 1;
8 is a block diagram showing a specific configuration of a sampling timing
FIG. 9 is a block diagram showing a modification of FIG.
10 is a circuit diagram showing a specific configuration of a
FIG. 11 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing an OFDM modulation apparatus.
FIG. 13 is an explanatory diagram showing a configuration of an OFDM symbol.
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (4)
再生タイミングクロックによって前記ベースバンド信号を標本化する標本化手段と、
前記標本化されたベースバンド信号に窓関数を乗じて出力する窓関数演算手段と、
前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換する復号手段と、
前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、
前記復号手段からの出力と前記既知系列生成手段が生成した系列との相関に基づいて前記周波数変換手段が用いる再生キャリアの周波数誤差を推定して前記再生キャリア周波数を制御する周波数誤差推定手段と、
前記復号手段からの出力に基づいて前記標本化手段が用いる再生タイミングクロックのタイミング誤差を推定して前記再生タイミングクロックのタイミングを制御するサンプルタイミング誤差推定部とを具備したことを特徴とするディジタル通信装置。A frequency conversion unit that receives an OFDM signal into which a pilot signal including a pilot signal of a predetermined known sequence is inserted, and obtains a baseband signal by a reproduced carrier;
Sampling means for sampling the baseband signal by a reproduction timing clock;
A window function computing means for multiplying the sampled baseband signal by a window function and outputting it,
Decoding means for converting the output of the window function computing means into an output in the frequency domain;
Known sequence generation means for generating a sequence based on the predetermined known sequence and the window function for each carrier frequency;
Frequency error estimation means for estimating the frequency error of the reproduction carrier used by the frequency conversion means based on the correlation between the output from the decoding means and the sequence generated by the known sequence generation means, and controlling the reproduction carrier frequency;
And a sample timing error estimator for estimating a timing error of a reproduction timing clock used by the sampling means based on an output from the decoding means and controlling the timing of the reproduction timing clock. apparatus.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP37412398A JP3946893B2 (en) | 1998-12-28 | 1998-12-28 | Digital communication device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP37412398A JP3946893B2 (en) | 1998-12-28 | 1998-12-28 | Digital communication device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000196560A JP2000196560A (en) | 2000-07-14 |
JP3946893B2 true JP3946893B2 (en) | 2007-07-18 |
Family
ID=18503304
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP37412398A Expired - Fee Related JP3946893B2 (en) | 1998-12-28 | 1998-12-28 | Digital communication device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3946893B2 (en) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6111919A (en) * | 1999-01-20 | 2000-08-29 | Intellon Corporation | Synchronization of OFDM signals |
US7072315B1 (en) | 2000-10-10 | 2006-07-04 | Adaptix, Inc. | Medium access control for orthogonal frequency-division multiple-access (OFDMA) cellular networks |
JP4529281B2 (en) | 2000-12-08 | 2010-08-25 | ソニー株式会社 | Transmitting apparatus, receiving apparatus, and communication system |
US6947748B2 (en) | 2000-12-15 | 2005-09-20 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
KR100460208B1 (en) * | 2002-09-18 | 2004-12-08 | 학교법인 한국정보통신학원 | Apparatus and method for removing interference hoping frequency in ofdm system |
US7573851B2 (en) | 2004-12-07 | 2009-08-11 | Adaptix, Inc. | Method and system for switching antenna and channel assignments in broadband wireless networks |
JP2009033492A (en) * | 2007-07-27 | 2009-02-12 | Mitsubishi Electric Corp | Clock signal control circuit and ofdm receiver |
-
1998
- 1998-12-28 JP JP37412398A patent/JP3946893B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2000196560A (en) | 2000-07-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN107426123B (en) | Method and device for carrying out joint integer frequency offset estimation by using multi-intersymbol pilot frequency | |
JP4159030B2 (en) | Timing synchronization method for wireless networks using OFDM | |
US7843805B2 (en) | Method and circuit for frequency offset estimation in frequency domain in the orthogonal frequency division multiplexing baseband receiver for IEEE 802.11a/g wireless LAN standard | |
US7139321B2 (en) | Channel estimation for wireless OFDM systems | |
JP5599838B2 (en) | Phase correction for OFDM and MIMO transmission | |
US6633616B2 (en) | OFDM pilot tone tracking for wireless LAN | |
US6549561B2 (en) | OFDM pilot tone tracking for wireless LAN | |
KR100263372B1 (en) | Coarse frequency acquistion method and thereof appratus for orthogonal frequency division multiplexing systems | |
US7526020B2 (en) | Circuit for improving channel impulse response estimation and compensating for remnant frequency offset in the orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) baseband receiver for IEEE 802.11a/g wireless LAN standard | |
CN110493156B (en) | Frequency offset estimation method based on constellation point diversity in 5G mobile communication system | |
US20040005018A1 (en) | Receiver and method for WLAN burst type signals | |
US20040005022A1 (en) | Receiver and method for WLAN burst type signals | |
US20020159540A1 (en) | Fine-frequency offset estimation | |
KR100729726B1 (en) | System and Method for Timing Acquisition and Carrier Frequency Offset Estimation in Wireless Communication Based on OFDM | |
JP2010016913A (en) | Transmitter and transmitting method, and device and method for calculating delay times | |
EP1039713B1 (en) | Reduction of delay in multicarrier receivers | |
US20030063678A1 (en) | OFDM pilot tone tracking to reduce performance loss due to frequency pulling and pushing | |
JP3946893B2 (en) | Digital communication device | |
JP3544147B2 (en) | OFDM signal receiving apparatus, OFDM signal communication system and communication control method therefor | |
JP3558879B2 (en) | Digital communication device | |
KR20100054987A (en) | Apparatus and method for estimating a frequency offset in ofdm | |
JP3793198B2 (en) | OFDM signal communication system and OFDM signal transmitter | |
KR20020086161A (en) | Training symbol determining method and apparatus and method for estimating frequency offset in OFDM system | |
WO2002069515A1 (en) | Ofdm pilot tone tracking for wireless lan | |
JP3400719B2 (en) | Multi-carrier transmission system and receiving device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040930 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060508 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060718 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060919 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070109 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070312 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070410 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070412 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |