KR101294283B1 - Method for estimating channel based on cross correlation of ofdm system and device thereof - Google Patents

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KR101294283B1
KR101294283B1 KR1020110137608A KR20110137608A KR101294283B1 KR 101294283 B1 KR101294283 B1 KR 101294283B1 KR 1020110137608 A KR1020110137608 A KR 1020110137608A KR 20110137608 A KR20110137608 A KR 20110137608A KR 101294283 B1 KR101294283 B1 KR 101294283B1
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전자부품연구원
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Abstract

본 발명의 채널 추정 기법에서는 파일럿 심볼 수의 감소에 의해 파일럿 신호의 전력이 감소하여 채널 추정 성능이 저하되는 종래의 파일럿 심볼을 이용한 상호상관 채널 추정 기법과는 달리 적은 수의 파일럿 심볼을 이용하는 경우에도 채널 추정 성능이 향상된다.In the channel estimation scheme of the present invention, unlike the conventional method of cross-correlation channel estimation using a pilot symbol, the power of the pilot signal is reduced due to the decrease of the number of pilot symbols and the channel estimation performance is reduced. Channel estimation performance is improved.

Description

OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치{METHOD FOR ESTIMATING CHANNEL BASED ON CROSS CORRELATION OF OFDM SYSTEM AND DEVICE THEREOF}Cross-correlation-based channel estimation method and apparatus thereof in OPEM system TECHNICAL FIELD

본 발명은 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 OFDM 시스템에서 사용되는 파일럿을 이용한 상호상관 채널 추정 기법의 성능 향상 및 복잡도를 감소시키는 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
The present invention relates to a method and apparatus for cross-correlation-based channel estimation of an OFDM system, and more particularly, to cross-correlation-based OFDM system for reducing the performance and complexity of a cross-correlation channel estimation technique using a pilot used in an OFDM system. A channel estimation method and apparatus are provided.

도 1은 종래의 OFDM 시스템의 구성을 나타내는 블록도이다.1 is a block diagram showing the configuration of a conventional OFDM system.

도 1을 참조하면, 데이터 비트가 모뎀으로 입력되면 변조기를 통해 데이터 심볼이 출력된다. 출력된 데이터는 S/P(Serial to Parallel) 블록을 통해 각 부반송파로 할당된다. Referring to FIG. 1, when data bits are input to a modem, data symbols are output through a modulator. The output data is allocated to each subcarrier through S / P (Serial to Parallel) block.

각 부반송파로 할당된 심볼은 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)에 의해 시간영역 신호로 변조되며, 다중경로 채널에 의한 인접 심볼 간 간섭(Inter-symbol interference; ISI) 및 인접 채널 간 간섭(Inter-carrier interference; ICI)을 방지하기 위한 보호 구간(Cyclic prefix; CP)이 삽입되어 무선 채널을 통해 전송된다. The symbols assigned to each subcarrier are modulated into time-domain signals by an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT), and inter-symbol interference (ISI) and inter-carrier interference by adjacent multi-channel channels. A Cyclic Prefix (CP) is inserted to prevent ICI and transmitted through a wireless channel.

전송되는 데이터 신호의 n번째 샘플링 시간에서의 OFDM 심볼은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
The OFDM symbol at the nth sampling time of the transmitted data signal can be represented as follows.

Figure 112011100972207-pat00001
Figure 112011100972207-pat00001

여기서

Figure 112011100972207-pat00002
은 전체 부반송파 수를 나타낸다.
Figure 112011100972207-pat00003
Figure 112011100972207-pat00004
번째 부반송파로 전송되는 주파수 영역 OFDM 심볼을 나타내며 다음과 같이 나타낼 수 있다.
here
Figure 112011100972207-pat00002
Represents the total number of subcarriers.
Figure 112011100972207-pat00003
The
Figure 112011100972207-pat00004
A frequency domain OFDM symbol transmitted on the first subcarrier may be represented as follows.

Figure 112011100972207-pat00005
Figure 112011100972207-pat00005

여기서

Figure 112011100972207-pat00006
Figure 112011100972207-pat00007
는 각각 데이터 부반송파 인덱스와 파일럿 부반송파 인덱스의 집합을 나타낸다. here
Figure 112011100972207-pat00006
Wow
Figure 112011100972207-pat00007
Denotes a set of data subcarrier indexes and pilot subcarrier indexes, respectively.

여기서,

Figure 112011100972207-pat00008
개의 부반송파가
Figure 112011100972207-pat00009
개의 데이터와
Figure 112011100972207-pat00010
개의 파일럿 부반송파로 구성된다고 가정한다. 따라서
Figure 112011100972207-pat00011
이며, 데이터 심볼과 파일럿 심볼은 중첩되지 않는 서로 다른 부반송파로 전송되며, 송신 심볼
Figure 112011100972207-pat00012
Figure 112011100972207-pat00013
로 나타낼 수 있다. 여기서,
Figure 112011100972207-pat00014
Figure 112011100972207-pat00015
는 각각 데이터 심볼과 파일럿 심볼을 나타낸다. here,
Figure 112011100972207-pat00008
Subcarriers
Figure 112011100972207-pat00009
Data and
Figure 112011100972207-pat00010
Assume that the pilot subcarriers are configured. therefore
Figure 112011100972207-pat00011
The data symbol and the pilot symbol are transmitted on different subcarriers that do not overlap, and the transmission symbol
Figure 112011100972207-pat00012
silver
Figure 112011100972207-pat00013
. here,
Figure 112011100972207-pat00014
Wow
Figure 112011100972207-pat00015
Denote data symbols and pilot symbols, respectively.

OFDM 심볼 주기 동안 전송된 신호는 다중경로 채널을 통과한 후 잡음이 포함되어 수신되며, 수신신호

Figure 112011100972207-pat00016
는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Signal transmitted during OFDM symbol period is received with noise after passing through multipath channel.
Figure 112011100972207-pat00016
Can be expressed as follows.

Figure 112011100972207-pat00017
Figure 112011100972207-pat00017

여기서

Figure 112011100972207-pat00018
은 기저대역에서 샘플링된
Figure 112011100972207-pat00019
번째 다중경로 채널의 이산시간 임펄스 응답을 나타내며,
Figure 112011100972207-pat00020
은 채널의 전체 샘플 수를 나타낸다. here
Figure 112011100972207-pat00018
Is sampled at baseband
Figure 112011100972207-pat00019
Discrete time impulse response of the first multipath channel,
Figure 112011100972207-pat00020
Represents the total number of samples in the channel.

또한,

Figure 112011100972207-pat00021
은 평균이 0이며 분산이
Figure 112011100972207-pat00022
인 가산성 백색 가우스 잡음(Additive White Gaussian Noise; AWGN)을 나타낸다. 수신 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)를 통해 복조하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Also,
Figure 112011100972207-pat00021
Is 0 and the variance is
Figure 112011100972207-pat00022
Phosphorus Additive White Gaussian Noise (AWGN). Demodulating the received signal through the fast fourier transform (FFT) can be expressed as follows.

Figure 112011100972207-pat00023
Figure 112011100972207-pat00023

여기서

Figure 112011100972207-pat00024
Figure 112011100972207-pat00025
는 각각
Figure 112011100972207-pat00026
번째 부반송파에서의 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response; CFR)과 AWGN의 주파수 응답을 나타내며, CFR을 이용하여 데이터 심볼을 다음과 같이 검출할 수 있다.
here
Figure 112011100972207-pat00024
Wow
Figure 112011100972207-pat00025
Respectively
Figure 112011100972207-pat00026
The channel frequency response (CFR) and the frequency response of the AWGN in the first subcarrier are shown, and data symbols can be detected as follows using the CFR.

Figure 112011100972207-pat00027
Figure 112011100972207-pat00027

파일럿이 포함된 수신신호와 샘플 지연된 시간영역 파일럿 신호와의 상호상관 신호

Figure 112011100972207-pat00028
를 다음과 같이 정의할 수 있다.
Cross-correlation signal between received signal including pilot and sample delayed time domain pilot signal
Figure 112011100972207-pat00028
Can be defined as:

Figure 112011100972207-pat00029
Figure 112011100972207-pat00029

여기서,

Figure 112011100972207-pat00030
은 파일럿 심볼의 시간 영역 신호를 나타내며 다음과 같다.
here,
Figure 112011100972207-pat00030
Denotes a time-domain signal of a pilot symbol and is as follows.

Figure 112011100972207-pat00031
Figure 112011100972207-pat00031

또한,

Figure 112011100972207-pat00032
는 신호
Figure 112011100972207-pat00033
Figure 112011100972207-pat00034
의 상관함수를 나타내며 다음과 같이 정의된다.
Also,
Figure 112011100972207-pat00032
The signal
Figure 112011100972207-pat00033
Wow
Figure 112011100972207-pat00034
It is the correlation function of and is defined as

Figure 112011100972207-pat00035
Figure 112011100972207-pat00035

여기서,

Figure 112011100972207-pat00036
는 송신된 데이터 신호와 파일럿 신호 간의 상호상관을 나타내며 다음과 같다.
here,
Figure 112011100972207-pat00036
Denotes the cross correlation between the transmitted data signal and the pilot signal.

Figure 112011100972207-pat00037
Figure 112011100972207-pat00037

전술한 수학식 2에 의해 데이터 심볼과 파일럿 심볼은 서로 다른 부반송파에 할당되므로, 수학식 (9)에서

Figure 112011100972207-pat00038
는 0이 된다. 또한,
Figure 112011100972207-pat00039
는 파일럿 심볼 간의 상호상관을 나타내며 다음과 같다.
Since the data symbol and the pilot symbol are allocated to different subcarriers by Equation 2, Equation (9)
Figure 112011100972207-pat00038
Becomes zero. Also,
Figure 112011100972207-pat00039
Denotes cross-correlation between pilot symbols.

Figure 112011100972207-pat00040
Figure 112011100972207-pat00040

파일럿 심볼은 일반적으로 모든 심볼이 동일한 전력을 갖는 BPSK 또는 QPSK 등의 변조를 통해 전송되므로,

Figure 112011100972207-pat00041
는 다음 수식과 같이 나타낼 수 있다.
Pilot symbols are generally transmitted via modulation such as BPSK or QPSK, where all symbols have the same power,
Figure 112011100972207-pat00041
Can be expressed as

Figure 112011100972207-pat00042
Figure 112011100972207-pat00042

여기서

Figure 112011100972207-pat00043
은 파일럿 신호의 전체 전력을 의미하며, 송신 신호의 전체 전력을 1이라고 가정하면 파일럿 신호의 전력은
Figure 112011100972207-pat00044
이 된다. 전술한 수학식 9와 수학식 11에 의해 수학식 6은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
here
Figure 112011100972207-pat00043
Is the total power of the pilot signal. Assuming that the total power of the transmission signal is 1, the power of the pilot signal is
Figure 112011100972207-pat00044
. Equation 6 may be expressed as follows by Equations 9 and 11 described above.

Figure 112011100972207-pat00045
Figure 112011100972207-pat00045

따라서,

Figure 112011100972207-pat00046
번재 다중경로 채널은 다음과 같이 추정할 수 있다.
therefore,
Figure 112011100972207-pat00046
The multipath channel can be estimated as follows.

Figure 112011100972207-pat00047
Figure 112011100972207-pat00047

수학식 13에서 데이터와의 간섭은 직교성에 의해 제거되었으나, AWGN과의 간섭인

Figure 112011100972207-pat00048
은 여전히 존재하게 되며, 그 값은 파일럿 심볼 수를 증가시켜
Figure 112011100972207-pat00049
의 값이 증가하거나 평균을 구하는 데이터의 수가 증가할수록 감소한다. In Equation 13, interference with data is removed by orthogonality, but interference with AWGN
Figure 112011100972207-pat00048
Is still present, and the value increases by increasing the number of pilot symbols.
Figure 112011100972207-pat00049
The value of increases or decreases as the number of averaged data increases.

그러나 데이터의 수는

Figure 112011100972207-pat00050
으로 고정되므로 채널 추정 성능 향상을 위해서는 파일럿 심볼 수를 증가시켜야 한다. 파일럿 심볼 수의 증가는 데이터 심볼 수의 감소를 초래하게 되어 데이터 전송 효율이 저하된다.
But the number of data
Figure 112011100972207-pat00050
Since the number of pilot symbols must be increased for improving channel estimation performance. An increase in the number of pilot symbols results in a decrease in the number of data symbols, thereby degrading data transmission efficiency.

따라서, 본 발명의 목적은 적은 수의 파일럿 심볼을 사용하여 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있고, 동시에 신호의 크기가 일정한 PSK(Phase Shift Keying) 변조가 아닌 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조를 사용할 경우 발생하는 간섭을 간단하게 제거하여 복잡도를 감소시킬 수 있는 OFDM시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법을 제공하는 데 있다.Accordingly, an object of the present invention is to improve the channel estimation performance by using a small number of pilot symbols, and at the same time occurs when using quadrature amplitude modulation (QAM) modulation instead of constant shift keying (PSK) modulation. The present invention provides a method of cross-correlation based channel estimation of an OFDM system that can reduce complexity by simply removing interference.

본 발명의 다른 목적은, 상기한 채널 추정방법을 이용한 채널 추정 장치를 제공하는 데 있다.
Another object of the present invention is to provide a channel estimating apparatus using the channel estimation method described above.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 OFDM시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법은, 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호와 수신단에서 미리 알고 있는 시간 영역의 파일롯 신호를 이용하여, 상기 수신 신호와 상기 파일롯 신호를 지연한 제1 채널 추정 신호 간의 상호상관을 계산한 채널 추정된 1차 채널 추정값을 산출하는 단계와, 상기 시간 영역의 수신 신호와 상기 1차 채널 추정 값을 각각 주파수 영역의 수신 신호와 주파수 영역의 1차 채널 추정 값으로 변환하는 단계와, 상기 주파수 영역의 1차 채널 추정 값에 기초하여 상기 주파수 영역의 수신 신호를 복조하여 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호를 검출하는 단계와, 상기 검출된 데이터 신호를 정규화하고, 정규화된 상기 검출된 데이터 신호를 시간 영역의 데이터 신호를 변환하는 단계와, 상기 시간 영역의 검출된 데이터 신호와 상기 파일롯 신호를 합산하여 제2 채널 추정 신호를 획득하는 단계 및 상기 제2 채널 추정 신호와 상기 시간 영역의 수신 신호 간의 상호상관을 계산한 최종 채널 추정값을 산출하여, 채널 추정을 수행하는 단계를 포함한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a cross-correlation-based channel estimation method of an OFDM system, by using a received signal in a time domain received from a transmitter and a pilot signal in a time domain known in advance. Calculating a channel estimated primary channel estimate obtained by calculating cross-correlation between a received signal and a first channel estimated signal delaying the pilot signal, and respectively receiving the received signal and the primary channel estimated value in the time domain Converting the received signal into the primary channel estimate value in the frequency domain, and demodulating the received signal in the frequency domain based on the primary channel estimate value in the frequency domain to detect a data signal included in the received signal. And normalizing the detected data signal, and normalizing the detected data signal to a data in a time domain. Converting the signal, adding the detected data signal and the pilot signal in the time domain to obtain a second channel estimation signal, and calculating a cross-correlation between the second channel estimation signal and the received signal in the time domain Calculating a final channel estimate, and performing channel estimation.

본 발명의 다른 일면에 따른 OFDM시스템의 상호상관 기반 채널 추정 장치는, 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호와 시간 영역의 파일롯 신호를 수신하여, 상기 수신 신호와 상기 파일롯 신호를 지연한 지연 파일롯 신호 간의 상호상관을 계산한 채널 추정된 1차 채널 추정값을 출력하는 상호상관 계산기와, 상기 시간 영역의 수신 신호와 상기 1차 채널 추정 값을 각각 주파수 영역의 수신 신호와 주파수 영역의 1차 채널 추정 값으로 변환하는 고속 푸리에 변환 연산기와, 상기 주파수 영역의 1차 채널 추정 값에 기초하여 상기 주파수 영역의 수신 신호를 복조하여 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호를 검출하는 복조기를 포함한다. 여기서, 상기 검출된 데이터 신호에 정규화 계수를 곱셈 연산하여 상기 검출된 데이터 신호를 정규화하는 정규화 연산기 및 상기 정규화된 데이터 신호를 역 고속 푸리에 변환하는 역 고속 푸리에 변환기를 더 포함하고, 상기 상호상관 계산기는, 상기 역 고속 푸리에 변환기에 변환된 상기 정규화된 데이터 신호와 상기 시간 영역의 수신 신호를 합산한 결과치를 피드백 받아서, 피드백된 상기 합산 결과치와 상기 시간 영역의 수신 신호 간의 상호상관을 계산하여 최종 채널 추정을 수행하는 것을 특징으로 한다.
In accordance with another aspect of the present invention, a cross-correlation-based channel estimation apparatus of an OFDM system receives a received signal in a time domain and a pilot signal in a time domain received from a transmitter, and delays the received signal and the pilot signal. A cross-correlation calculator for outputting a channel estimated primary channel estimate obtained by calculating cross-correlation between the received signal in the time domain and the primary channel estimated value in the frequency domain And a fast Fourier transform calculator for converting the signal to the first signal and a demodulator for detecting the data signal included in the received signal by demodulating the received signal in the frequency domain based on the primary channel estimate value of the frequency domain. The apparatus may further include a normalization operator for multiplying the detected data signal by a normalization coefficient, and an inverse fast Fourier transformer for inverse fast Fourier transform of the normalized data signal. A feedback value obtained by summing the normalized data signal converted by the inverse fast Fourier transformer and the received signal in the time domain, and calculating a cross-correlation between the feedbacked summed result value and the received signal in the time domain to estimate a final channel. It characterized in that to perform.

본 발명에 의하면, 오직 파일럿 심볼 만을 이용하여 채널을 추정함으로써, 파일럿 심볼 수가 감소하면 채널 추정 성능이 저하되는 종래와는 달리 적은 수의 파일럿 심볼을 사용하는 경우에서도 검출된 데이터와 파일럿 심볼을 이용하여 채널을 추정하므로 데이터와의 간섭이 제거되어 채널 추정 성능이 향상된다.According to the present invention, by estimating a channel using only pilot symbols, unlike the conventional case in which the channel estimation performance decreases when the number of pilot symbols decreases, the detected data and pilot symbols are used even when a small number of pilot symbols are used. By estimating the channel, interference with data is eliminated, which improves channel estimation performance.

또한 PSK 변조 방식이 아닌 QAM 변조 방식을 사용할 때 발생하는 간섭을 검출된 데이터 심볼을 이용하여 간단하게 제거할 수 있으므로, 복잡도를 크게 낮출 수 있다.
In addition, since the interference generated when the QAM modulation method is used rather than the PSK modulation method can be easily removed using the detected data symbol, the complexity can be greatly reduced.

도 1은 종래의 OFDM 시스템의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치의 전체 구성을 보여주는 블록도이다.
도 3은 도 2에 도시된 정규화 연산기에서 수행되는 정규화 과정의 개념을 설명하기 위한 성상도이다.
도 4 내지 도 6은 본 발명의 일실시예에서 제안하는 채널 추정 기법에 따른 모의 실험 결과를 보여주는 도면들이다.
1 is a block diagram showing the configuration of a conventional OFDM system.
2 is a block diagram showing the overall configuration of a channel estimating apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a constellation diagram for describing a concept of a normalization process performed by the normalization operator illustrated in FIG. 2.
4 to 6 are diagrams showing simulation results according to a channel estimation technique proposed in an embodiment of the present invention.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 일실시예에 대해 상세히 설명하기로 하며, 아래의 실시예에서 기술되는 신호(signal), 심볼(symbol), 값 등의 용어들이 나타며, 이들 용어들은 특별히 정의하지 않는 이상 혼용되어 사용된다. 따라서, 신호의 용어는 심볼 또는 값 등의 용어로 대체될 수 있음은 OFDM 기술분야에 종사하는 당업자라면 충분히 이해할 수 있을 것이다.Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings, and terms such as a signal, a symbol, and a value described in the following embodiments appear. Unless otherwise defined, used interchangeably. Thus, it will be understood by those skilled in the art that the terminology of the signal may be replaced by terminology such as symbols or values.

도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치의 전체 구성을 보여주는 블록도이다.2 is a block diagram showing the overall configuration of a channel estimating apparatus according to an embodiment of the present invention.

도 2를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치(100)는 파일럿 심볼 수의 감소에 의해 파일럿 신호의 전력이 감소하여 채널 추정 성능이 저하되는 종래의 파일럿 심볼을 이용한 상호상관 채널 추정 기법과는 달리 적은 수의 파일럿 심볼을 이용하는 경우에도 채널 추정 성능이 향상되는 상호상관을 이용한 파일럿 기반 채널 추정을 수행한다. Referring to FIG. 2, the channel estimating apparatus 100 according to an exemplary embodiment of the present invention has a cross-correlation channel using a conventional pilot symbol in which power of a pilot signal is reduced due to a decrease in the number of pilot symbols, thereby degrading channel estimation performance. Unlike the estimation method, even when a small number of pilot symbols are used, pilot-based channel estimation is performed using cross-correlation, which improves channel estimation performance.

이를 위해, 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치(100)는 크게, 지연기(102), 먹스(104), 제1 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT) 연산기(106), 상호산관 연산기(108), 제2 FFT 연산기(110) 및 복조기(112)를 포함하고, 정규화 연산기(114) 및 IFFT 연산기(116)를 더 포함한다. To this end, the channel estimating apparatus 100 according to the embodiment of the present invention is largely divided into a delay unit 102, a mux 104, a first fast Fourier transform (FFT) operator 106, and a mutual shunt. It includes an operator 108, a second FFT operator 110, and a demodulator 112, and further includes a normalization operator 114 and an IFFT operator 116.

지연기(102)는 수신단에서 미리 알고 있는 시간 영역의 파일롯 신호(

Figure 112011100972207-pat00051
)를 d 샘플 지연된 제1 채널 추정 신호(
Figure 112011100972207-pat00052
)를 출력한다.The delay unit 102 is a pilot signal of the time domain known to the receiver in advance (
Figure 112011100972207-pat00051
) Is the first sample estimate signal (
Figure 112011100972207-pat00052
).

먹스(104)는 상기 지연기(102)로부터의 제1 채널 추정 신호(

Figure 112011100972207-pat00053
) 및 상기 IFFT 연산기(116)의 출력값(
Figure 112011100972207-pat00054
)과 상기 파일롯 신호(
Figure 112011100972207-pat00055
) 간의 합한 최종 채널 추정 신호(
Figure 112011100972207-pat00056
) 중 어느 하나를 선택적으로 출력한다. The mux 104 has a first channel estimate signal from the delay 102.
Figure 112011100972207-pat00053
) And the output value of the IFFT operator 116 (
Figure 112011100972207-pat00054
) And the pilot signal (
Figure 112011100972207-pat00055
Sum of final channel estimates between
Figure 112011100972207-pat00056
Outputs any one of

제1 FFT 연산기(106)는 수신단에서 미리 알고 있는 상기 시간 영역의 파일롯 신호(

Figure 112011100972207-pat00057
)와 함께 송신단으로부터 수신되는 수신 신호(
Figure 112011100972207-pat00058
)를 입력받아서 이를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 수신 신호(
Figure 112011100972207-pat00059
)로 변환한다. The first FFT operator 106 performs a pilot signal of the time domain known to the receiver in advance.
Figure 112011100972207-pat00057
Along with the received signal from the transmitter (
Figure 112011100972207-pat00058
) And then fast Fourier transform the received signal in the frequency domain (
Figure 112011100972207-pat00059
).

상호상관(Cross Correlator) 연산기(108)는 두 신호 간의 상호상관을 계산한다. 상기 상호상관 연산기(108)에 의한 상호상관을 계산하는 과정은 1차 채널 추정값을 계산하는 과정과 최종 채널 추정값을 계산하는 과정으로 이루어진다. 1차 채널 추정값을 계산하는 과정은 상기 지연기(102)에 의해 지연된 상기 제1 채널 추정 신호(

Figure 112011100972207-pat00060
)와 상기 송신단으로부터 수신된 상기 시간 영역의 수신 신호(
Figure 112011100972207-pat00061
) 간의 상호 상관을 계산하는 과정이다. 최종 채널 추정값을 계산하는 과정은 상기 1차 채널 추정값을 계산하는 과정에 따라 계산된 결과치(
Figure 112011100972207-pat00062
)를 이용하여 상기 복조기(112)에서 검출된 데이터 신호(
Figure 112011100972207-pat00063
)를 상기 정규화 연산기(114)를 거쳐 IFFT 연산기(116)를 통해 출력되는 출력 값과 상기 시간 영역의 파일롯 신호(
Figure 112011100972207-pat00064
)를 합산하는 과정과, 이 합산 과정에 의한 제2 채널 추정 신호(
Figure 112011100972207-pat00065
)와 상기 시간 영역의 수신 신호(
Figure 112011100972207-pat00066
) 간의 상호 상관을 다시 계산하여 최종 채널 추정 값(
Figure 112011100972207-pat00067
)을 계산하는 과정으로 이루어진다. 이에 대한 보다 구체적인 상호상관 연산과정은 아래에서 제시되는 수학식을 통해 상세히 설명된다.Cross correlator operator 108 calculates the cross-correlation between the two signals. Computing cross-correlation by the cross-correlation operator 108 includes calculating a primary channel estimate and calculating a final channel estimate. The process of calculating the primary channel estimate includes the first channel estimate signal delayed by the delay unit 102.
Figure 112011100972207-pat00060
) And the received signal of the time domain received from the transmitting end (
Figure 112011100972207-pat00061
) Is the process of calculating the cross-correlation between The process of calculating the final channel estimate may include a result calculated according to the process of calculating the primary channel estimate.
Figure 112011100972207-pat00062
Data signal detected by the demodulator 112 using
Figure 112011100972207-pat00063
) Is outputted through the normalization operator 114 through the IFFT operator 116 and the pilot signal of the time domain.
Figure 112011100972207-pat00064
), And the second channel estimation signal ()
Figure 112011100972207-pat00065
) And the received signal in the time domain (
Figure 112011100972207-pat00066
Recalculate the cross-correlation between
Figure 112011100972207-pat00067
) Is calculated. More specific cross-correlation operation process is described in detail through the equations presented below.

제2 FFT 연산기(110)는 상기 상호상관 연산기(108)에 의해 계산된 1차 채널 추정값(

Figure 112011100972207-pat00068
) 또는 최종 채널 추정값(
Figure 112011100972207-pat00069
)을 고속 푸리에 변환 연산을 통해 주파수 영역의 채널 추정값으로 변환하고, 이를 복조기(112)로 전달한다.The second FFT operator 110 calculates the first channel estimate calculated by the cross-correlation operator 108.
Figure 112011100972207-pat00068
) Or final channel estimate (
Figure 112011100972207-pat00069
) Is converted into a channel estimate of the frequency domain through a fast Fourier transform operation, and is transmitted to the demodulator 112.

복조기(112)는 상기 제2 FFT 연산기(110)에 의해 변환된 1차 및 최종 채널 추정값을 이용하여 제1 FFT 연산기(106)에 의해 변환된 주파수 영역의 수신 신호(

Figure 112011100972207-pat00070
)를 복조하여 데이터 신호(
Figure 112011100972207-pat00071
)를 검출한다. The demodulator 112 receives the received signal in the frequency domain transformed by the first FFT operator 106 using the first and last channel estimates converted by the second FFT operator 110.
Figure 112011100972207-pat00070
) Demodulates the data signal (
Figure 112011100972207-pat00071
).

정규화 연산기(114)는 1차 채널 추정값에 따라 검출된 데이터 신호(

Figure 112011100972207-pat00072
)를 정규화한다.The normalization operator 114 detects the detected data signal according to the primary channel estimate.
Figure 112011100972207-pat00072
) Normalize

IFFT 연산기(116)는 상기 정규화 연산기(114)에 의해 정규화된 결과치(

Figure 112011100972207-pat00073
)를 역 고속 푸리에 변환한 결과치(
Figure 112011100972207-pat00074
)를 출력한다. IFFT operator 116 is the result value normalized by the normalization operator 114 (
Figure 112011100972207-pat00073
Inverse fast Fourier transform
Figure 112011100972207-pat00074
).

상기 IFFT 연산기(116)에 의해 연산된 결과치(

Figure 112011100972207-pat00075
)는 시간 영역의 수신 신호(
Figure 112011100972207-pat00076
)와 합산되어 최종 채널값을 생성하기 위한 최종 채널 추정 신호(
Figure 112011100972207-pat00077
)로서 먹스(104)에 전달되고, 먹스(104)는 최종 채널 추정 신호(
Figure 112011100972207-pat00078
)를 상기 상호상관 연산기(108)로 전달한다. 이후, 상술한 바와 같이, 상호상관 연산기(108)는 상기 최종 채널 추정 신호와 상기 시간 영역의 수신 신호(
Figure 112011100972207-pat00079
) 간의 상호상관을 계산하여 최종 채널 추정값을 출력한다.The result value calculated by the IFFT operator 116 (
Figure 112011100972207-pat00075
) Is the received signal in the time domain (
Figure 112011100972207-pat00076
) And the final channel estimate signal for summation to produce the final channel value (
Figure 112011100972207-pat00077
) Is passed to the mux 104, and the mux 104 receives the final channel estimation signal (
Figure 112011100972207-pat00078
) Is passed to the cross-correlation operator 108. Then, as described above, the cross-correlation operator 108 may receive the final channel estimate signal and the received signal in the time domain (
Figure 112011100972207-pat00079
) And output the final channel estimate.

이와 같이, 본 발명에서는 수신 신호와 파일럿 신호 간의 상호상관에 기반하여 채널을 추정한 후, 데이터를 검출한다. 이후, 검출된 데이터 신호를 정규화하고, 정규화된 데이터 신호와 파일럿 신호를 합산한 결과와 수신 신호 간의 상호상관을 다시 계산하여 최종 채널 추정을 수행하게 된다. 즉, 본 발명에서는 적은 수의 파일럿 심볼을 이용하여 채널 추정 성능을 향상시키기 위해, 변형된 파일럿(

Figure 112011100972207-pat00080
)을 생성하고, 이 변형 파일럿(
Figure 112011100972207-pat00081
)을 이용하여 상호상관 기반 채널 추정을 수행한다. As described above, in the present invention, after estimating a channel based on cross-correlation between a received signal and a pilot signal, data is detected. Thereafter, the detected data signal is normalized and the final channel estimation is performed by recalculating the correlation between the result of summing the normalized data signal and the pilot signal and the received signal. That is, in the present invention, in order to improve channel estimation performance using a small number of pilot symbols, a modified pilot (
Figure 112011100972207-pat00080
), This variant pilot (
Figure 112011100972207-pat00081
) Is used to perform cross-correlation based channel estimation.

한편, 도 2에 도시된 각 구성 블록들은 각자의 연산과정을 수행하기 위한 다양한 논리 회로 모듈로 구현될 수 있다. 또한, 도 2의 각 구성 블록들은 서로 독립된 형태로 분리되어 각각 연산 논리를 수행하는 칩 형태의 논리 회로 모듈로 구현될 수 있으며, 또한 각 구성 블록들에서 수행되는 연산 과정이 하나의 소프트웨어 로직으로 구현되고, 이 소프드웨어 로직이 탑재된 하나의 칩 형태로 통합된 논리 회로 모듈로 구현될 수 있음은 자명하다.Meanwhile, each of the building blocks shown in FIG. 2 may be implemented with various logic circuit modules for performing respective calculation processes. In addition, each component block of FIG. 2 may be implemented as a chip-type logic circuit module that is separated from each other in an independent form and performs computational logic, respectively, and an operation process performed in each configuration block is implemented as one software logic. It is obvious that the software logic can be implemented as an integrated logic circuit module in the form of a single chip.

이하, 도 2에 도시된 채널 추정 장치의 각 구성 블록들의 동작 과정을 아래의 수학식들을 이용하여 상세히 설명하기로 한다. 또한, 도 2에서 각 구성 블록들의 입력 및 출력을 나타내는 값(또는 신호)들이 아래의 수학식들에서 그대로 나타난다. 따라서, 아래의 수학식들을 통해 각 구성 블록들의 동작 기능(또는 연산 과정)은 명확히 이해될 수 있음은 당업자에게 자명하다.Hereinafter, an operation process of each component block of the channel estimating apparatus shown in FIG. 2 will be described in detail using the following equations. In addition, in FIG. 2, values (or signals) representing the inputs and outputs of the respective building blocks are shown in the following equations. Therefore, it will be apparent to those skilled in the art that the operation functions (or calculation processes) of the respective building blocks can be clearly understood through the following equations.

OFDM 시스템에서 파일럿을 이용한 상호상관 채널 추정 기법은 적은 수의 파일럿 심볼을 사용할 경우 채널 추정 성능이 저하된다. 이에, 본 발명에서는 적은 수의 파일럿 심볼을 사용하여 채널 추정 성능을 향상시킨다. 더불어, 송신단 측에서 신호의 크기가 일정한 PSK(Phase Shift Keying) 변조가 아닌 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조방식을 사용하는 경우에 발생하는 간섭을 간단하게 제거하여 복잡도를 감소시킬 수 있다. In the OFDM system, the cross-correlation channel estimation technique using pilot degrades the channel estimation performance when using a small number of pilot symbols. Accordingly, the present invention improves channel estimation performance by using a small number of pilot symbols. In addition, the complexity may be reduced by simply removing interference generated when using a Quadrature Amplitude Modulation (QAM) modulation method instead of a phase shift keying (PSK) modulation having a constant signal size.

종래 기법인 파일럿 심볼을 이용한 상호상관 채널 추정 기법은 파일럿 심볼수의 감소에 의해 파일럿 신호의 전력이 감소하여 채널 추정 성능이 저하된다. 본 발명에서는 전술한 수학식 13에서 추정된 채널을 이용하여 전술한 수학식 5와 같이 데이터 심볼을 검출한다. In the conventional technique of cross-correlation channel estimation using pilot symbols, the power of the pilot signal is reduced by reducing the number of pilot symbols, thereby degrading channel estimation performance. In the present invention, a data symbol is detected as shown in Equation 5 using the channel estimated in Equation 13 described above.

검출된 데이터 심볼과 파일럿 심볼을 이용하여 채널 추정 신호를 다음과 같이 생성할 수 있다.
A channel estimation signal may be generated using the detected data symbols and the pilot symbols as follows.

Figure 112011100972207-pat00082
Figure 112011100972207-pat00082

여기서, 검출된 데이터 심볼에 오류가 없다고 가정하면, 수신 신호와 d 샘플 지연된 채널추정 신호와의 상호상관 신호(

Figure 112011100972207-pat00083
)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Here, assuming that there is no error in the detected data symbol, the cross-correlation signal between the received signal and the d sample delayed channel estimation signal (
Figure 112011100972207-pat00083
) Can be expressed as follows.

Figure 112011100972207-pat00084
Figure 112011100972207-pat00084

여기서,

Figure 112011100972207-pat00085
는 송신 신호와 채널 추정 신호와의 상호상관을 나타내며 다음과 같다.
here,
Figure 112011100972207-pat00085
Denotes the correlation between the transmission signal and the channel estimation signal.

Figure 112011100972207-pat00086
Figure 112011100972207-pat00086

검출된 데이터 심볼에 오류가 없다고 가정할 경우,

Figure 112011100972207-pat00087
이 되어
Figure 112011100972207-pat00088
이 된다. 수학식 15로부터
Figure 112011100972207-pat00089
번째 경로의 채널을 추정하면, 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Assuming there are no errors in the detected data symbols,
Figure 112011100972207-pat00087
This
Figure 112011100972207-pat00088
. From equation (15)
Figure 112011100972207-pat00089
If the channel of the first path is estimated, it can be expressed as follows.

Figure 112011100972207-pat00090
Figure 112011100972207-pat00090

여기서,

Figure 112011100972207-pat00091
는 송신신호의 전력을 나타내며, 파일럿 심볼과 데이터 심볼의 전력을 포함하고 있으므로, 전술한 수학식 13에 비해 잡음에 의한 영향을 감소시킬 수 있다. here,
Figure 112011100972207-pat00091
Denotes the power of the transmission signal, and includes the power of the pilot symbol and the data symbol, so that the influence of noise can be reduced as compared with Equation (13).

그러나 전술한 수학식 11과는 달리

Figure 112011100972207-pat00092
는 항상 0이 되지는 않으므로, 데이터 간의 상호상관 간섭인 CCI(Cross-Correlation Interference)가 발생하여 채널추정 성능에 영향을 미치게 되므로 CCI를 보상하여야 한다. However, unlike Equation 11 described above
Figure 112011100972207-pat00092
Since is not always 0, CCI (Cross-Correlation Interference), which is a cross-correlation interference between data, occurs and affects channel estimation performance.

CCI 보상을 위해 전술한 수학식 (15)를 행렬로 나타내면 다음과 같다.
Equation (15) described above for the CCI compensation is represented by a matrix.

Figure 112011100972207-pat00093
Figure 112011100972207-pat00093

여기서,

Figure 112011100972207-pat00094
,
Figure 112011100972207-pat00095
,
Figure 112011100972207-pat00096
이며,
Figure 112011100972207-pat00097
이다.
here,
Figure 112011100972207-pat00094
,
Figure 112011100972207-pat00095
,
Figure 112011100972207-pat00096
Is,
Figure 112011100972207-pat00097
to be.

상기 수학식 18을 이용하여 아래의 수학식 19와 같이 CCI가 보상된 채널

Figure 112011100972207-pat00098
을 추정할 수 있다.
A channel compensated for CCI by using Equation 18 as shown in Equation 19 below
Figure 112011100972207-pat00098
Can be estimated.

Figure 112011100972207-pat00099
Figure 112011100972207-pat00099

전술한 수학식 16에서 알 수 있듯이, 송신 심볼의 전력이 일정한 PSK 변조 방식을 사용할 경우,

Figure 112011100972207-pat00100
의 값이
Figure 112011100972207-pat00101
와 관계없이 동일한 값이 되므로,
Figure 112011100972207-pat00102
가 0이 되어 CCI가 발생하지 않는다. As can be seen from Equation 16, when the PSK modulation scheme uses a constant power of a transmission symbol,
Figure 112011100972207-pat00100
The value of
Figure 112011100972207-pat00101
Is the same value regardless of,
Figure 112011100972207-pat00102
Becomes 0 and no CCI occurs.

그러나 QAM 변조 방식과 같이 송신 심볼의 전력이 일정하지 않을 경우, CCI가 발생하여 복잡도가 증가하게 된다. 이러한 CCI는 도 3에 도시된 바와 같이

Figure 112011100972207-pat00103
을 1로 정규화할 경우 제거 될수 있으므로, 이를 위해 검출된 데이터 심볼을 아래의 수학식 20과 같이 변환한다.
However, if the power of a transmission symbol is not constant, such as a QAM modulation scheme, CCI occurs and complexity increases. This CCI is shown in Figure 3
Figure 112011100972207-pat00103
Since it can be removed when normalizing to 1, the detected data symbol is converted as shown in Equation 20 below.

Figure 112011100972207-pat00104
Figure 112011100972207-pat00104

여기서,

Figure 112011100972207-pat00105
는 정규화 계수를 나타내며, 아래의 수학식 21과 같이 구할 수 있다.
here,
Figure 112011100972207-pat00105
Denotes a normalization coefficient and can be obtained as shown in Equation 21 below.

Figure 112011100972207-pat00106
Figure 112011100972207-pat00106

전술한 수학식 20에서 변환된 임시 데이터 심볼을 이용하여 다음과 같이 채널 추정 신호를 생성한다.
A channel estimation signal is generated as follows by using the temporary data symbol converted in Equation 20 above.

Figure 112011100972207-pat00107
Figure 112011100972207-pat00107

전술한 수학식 15의

Figure 112011100972207-pat00108
Figure 112011100972207-pat00109
을 각각
Figure 112011100972207-pat00110
Figure 112011100972207-pat00111
으로 치환하면, 다음과 같이 상관신호
Figure 112011100972207-pat00112
를 얻을 수 있다.
Of Equation 15 described above
Figure 112011100972207-pat00108
Wow
Figure 112011100972207-pat00109
Each
Figure 112011100972207-pat00110
Wow
Figure 112011100972207-pat00111
If replaced with the correlation signal as follows:
Figure 112011100972207-pat00112
Can be obtained.

Figure 112011100972207-pat00113
Figure 112011100972207-pat00113

상기 수학식 23을 이용하여 다음과 같이 채널을 추정한다.
The channel is estimated using Equation 23 as follows.

Figure 112011100972207-pat00114
Figure 112011100972207-pat00114

여기서,

Figure 112011100972207-pat00115
행렬의 구성요소는 다음과 같다.
here,
Figure 112011100972207-pat00115
The components of the matrix are as follows.

Figure 112011100972207-pat00116
Figure 112011100972207-pat00116

여기서, 검출된 데이터 심볼에 오류가 없다고 가정하고, 상기 수학식 20을 대입하면,

Figure 112011100972207-pat00117
은 아래의 수학식 26과 같이 나타낼 수 있다.
Here, assuming that there is no error in the detected data symbol and substituting Equation 20 above,
Figure 112011100972207-pat00117
May be represented by Equation 26 below.

Figure 112011100972207-pat00118
Figure 112011100972207-pat00118

상기 수학식 26에 의해

Figure 112011100972207-pat00119
는 다음과 같이 된다.
By Equation 26
Figure 112011100972207-pat00119
Becomes

Figure 112011100972207-pat00120
Figure 112011100972207-pat00120

따라서, 상기 수학식 24에 상기 수학식 27을 대입하면 다음과 같다.
Therefore, when Equation 27 is substituted into Equation 24, it is as follows.

Figure 112011100972207-pat00121
Figure 112011100972207-pat00121

상기 수학식 28은 상기 수학식 19와 비교하여 채널 추정을 위한 추가적인 연산이 필요 없게 되어 복잡도가 크게 감소되는 것을 알 수 있다. 또한, 상기 수학식 28에 의해 추정된 채널은 잡음 성분의 전력이 기존 기법에 비해

Figure 112011100972207-pat00122
만큼 감소하는 것을 알 수 있다.
Equation 28 can be seen that the complexity is greatly reduced since the additional operation for channel estimation is not necessary as compared with Equation 19. In addition, the channel estimated by Equation 28 is the power of the noise component compared to the conventional technique
Figure 112011100972207-pat00122
It can be seen that the decrease.

도 4 내지 도 6은 본 발명의 일실시예에서 제안하는 채널 추정 기법에 따른 모의 실험 결과를 보여주는 도면들이다. 4 to 6 are diagrams showing simulation results according to a channel estimation technique proposed in an embodiment of the present invention.

모의실험에 사용된 채널은 2-path Rayleigh 페이딩 모델을 사용하였다. 전체 대역폭 20MHz를 1024개의 부반송파로 나누었으며, 파일럿은 BPSK 변조 방식을 사용하였다. 또한, 반송파 주파수 오프셋 (Carrier Frequency Offset; CFO)과 심볼 타이밍 오프셋 (Symbol Timing Offset; STO)은 완벽하게 보상되었다고 가정하였으며, 채널의 다중 경로 위치는 정확하게 추정되었다고 가정하였다.The channel used in the simulation used a 2-path Rayleigh fading model. The total bandwidth 20MHz was divided into 1024 subcarriers, and the pilot used BPSK modulation. In addition, it is assumed that the carrier frequency offset (CFO) and symbol timing offset (STO) are perfectly compensated, and the multipath position of the channel is correctly estimated.

도 4에서는 파일럿의 수에 따른 기존의 상호상관기반 채널 추정 기법의 성능을 보여준다. 파일럿 심볼은 주파수 영역에서 등간격으로 배치되었으며, M은 파일럿 심벌 간의 간격을 나타낸다. M이 8일 경우, 총 파일럿 심볼의 수는 128(=1024/8)개 이며 M이 64일 경우 총 16개의 파일럿을 사용한 결과를 나타낸다. 도 4에서 기존 기법은 파일럿 심볼의 수가 많을수록 AWGN의 영향이 감소하여 MSE 성능이 향상되는 것을 알 수 있다. 4 shows the performance of the conventional cross-correlation based channel estimation scheme according to the number of pilots. The pilot symbols are arranged at equal intervals in the frequency domain, and M represents the interval between pilot symbols. When M is 8, the total number of pilot symbols is 128 (= 1024/8), and when M is 64, a total of 16 pilots is used. In FIG. 4, it can be seen that, as the number of pilot symbols increases, the influence of AWGN decreases, thereby improving MSE performance.

도 5에서는 M이 8일 경우 기존 기법과 제안된 상호상관기반 채널 추정 기법의 성능이 나타난다. 제안된 기법의 경우 데이터 심볼은 BPSK 변조를 사용하였다. 파일럿의 수가 128 심볼인 경우 기존 기법에 비해 MSE 10-4에서 약 10dB의 SNR 성능이 향상되는 것을 알 수 있으며, 파일럿의 수가 16 심볼인 경우 약 22dB의 SNR 성능이 향상되는 것을 알 수 있다.In FIG. 5, when M is 8, the performance of the conventional scheme and the proposed cross-correlation based channel estimation scheme are shown. For the proposed scheme, data symbols use BPSK modulation. When the number of pilots is 128 symbols, it can be seen that the SNR performance of about 10 dB is improved in the MSE 10-4 compared to the conventional scheme. When the number of pilots is 16 symbols, the SNR performance is improved by about 22 dB.

도 6에서는 16개의 파일럿 심볼을 사용하고 데이터 심볼을 16-QAM으로 변조하였을 경우의 성능이 나타난다. 6 shows the performance when 16 pilot symbols are used and data symbols are modulated with 16-QAM.

기존 기법의 경우 파일럿 심볼만을 이용하므로 데이터 심볼에 관계없이 동일한 성능을 나타내고 있으나, 본 발명에 따른 채널 추정 기법의 경우, 높은 변조방식의 사용으로 낮은 SNR에서 오류 발생 확률이 높아지게 되어 채널 추정 성능의 저하가 발생함을 알 수 있다. In the conventional scheme, since only pilot symbols are used, the same performance is obtained regardless of data symbols. However, in the channel estimation scheme according to the present invention, the probability of error is increased at low SNR due to the use of a high modulation scheme. It can be seen that occurs.

그러나 SNR이 증가할수록 데이터 오류가 감소하여 기존 기법에 비해 MSE 10-4에서 약 16dB의 SNR 성능이 향상되는 것을 확인할 수 있다. However, as the SNR increases, the data error decreases, and the SNR performance of about 16 dB is improved in the MSE 10-4 compared to the conventional technique.

또한, 도 6에서 알 수 있듯이 수학식 (24)를 이용하여 인접 상관 간섭을 제거한 방식(Modified pilot)과 수학식 18을 이용하여 인접 상관 간섭을 zero-forcing으로 제거한 방식(Detected data)의 차이가 거의 없는 것을 알 수 있다. 두 방식 모두 유사한 성능을 나타내고 있어, 변형 파일럿을 사용에 의한 복잡도의 감소에도 성능 저하가 거의 없는 것을 확인할 수 있다.In addition, as shown in FIG. 6, there is a difference between a method of removing adjacent correlation interference using Equation (24) and a method of removing adjacent correlation interference by zero-forcing using Equation 18 (Detected data). It can be seen that there is little. Both methods show similar performances, and it can be seen that there is almost no performance degradation even when the complexity of the modified pilot is used.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에서는 OFDM 시스템에서 상호상관 기반 채널 추정의 성능을 향상시키는 기법이 제안되었다. 기존 기법의 경우 파일럿 심볼의 수가 감소함에 따라 채널추정 성능이 저하되는 단점이 있었으나, 본 발명의 제안된 상호상관 기반 채널 추정 기법의 경우, 파일럿의 수에 관계없이 유사한 성능을 나타내는 것을 알 수 있었다.As described above, the present invention proposes a technique for improving the performance of cross-correlation based channel estimation in an OFDM system. In the conventional scheme, the channel estimation performance deteriorates as the number of pilot symbols decreases. However, the proposed cross-correlation-based channel estimation scheme of the present invention shows similar performance regardless of the number of pilots.

또한, 데이터 심볼의 전력이 일정한 PSK 변조방식의 사용이 아닌 QAM 변조 방식을 사용하였을 경우, 인접 상관 간섭이 발생하여 행렬 연산으로 인한 복잡도가 증가하는 단점이 있었으나, 변형된(modified) 파일럿 심볼을 사용하여 간단하게 복잡도를 제거할 수 있다. In addition, when the QAM modulation scheme is used instead of the constant PSK modulation scheme, the power of the data symbol has a disadvantage in that the complexity of the matrix operation is increased due to adjacent correlation interference, but a modified pilot symbol is used. You can simply remove the complexity.

본 발명에서 제안된 채널 추정 기법의 성능은 도 4 내지 도 6에 예시된 모의실험을 통해 확인한 바와 같으며, 기존 파일럿을 이용한 기법에 비해 많은 성능 향상을 보이는 것을 알 수 있었다. 또한, 변형된(modified) 파일럿 심볼을 사용하는 기법은 복잡도를 크게 감소시키면서 기존 기법과 유사한 성능을 내는 것을 확인할 수 있다.
The performance of the channel estimation scheme proposed in the present invention is as confirmed through the simulations illustrated in FIGS. 4 to 6, and it can be seen that the performance improvement is much higher than that of the conventional pilot technique. In addition, it can be seen that the technique using the modified (pilot) symbol shows a similar performance to the existing technique while greatly reducing the complexity.

Claims (6)

수신단에서 미리 알고 있는 시간 영역의 파일롯 신호를 지연한 지연 파일럿 신호와, 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호를 상호상관 연산하여 1차 채널 추정값을 산출하는 단계;
상기 시간 영역의 수신 신호와 상기 1차 채널 추정 값을 각각 주파수 영역의 수신 신호와 주파수 영역의 1차 채널 추정 값으로 변환하는 단계;
상기 주파수 영역의 1차 채널 추정 값에 기초하여 상기 주파수 영역의 수신 신호를 복조하여 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호를 검출하는 단계;
상기 검출된 데이터 신호를 정규화하고, 정규화된 상기 데이터 신호를 시간 영역의 데이터 신호로 변환하는 단계;
상기 시간 영역의 데이터 신호와 상기 시간 영역의 파일롯 신호를 합산하여 제2 채널 추정 신호를 획득하는 단계; 및
상기 제2 채널 추정 신호와 상기 시간 영역의 수신 신호를 상호상관 연산하여 최종 채널 추정값을 산출하는 단계;
를 포함하는 OFDM 수신 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법.
Calculating a primary channel estimate by cross-correlating a delayed pilot signal delaying a pilot signal in a time domain previously known at a receiver and a received signal in a time domain received from a transmitter;
Converting the received signal in the time domain and the primary channel estimate into a received signal in the frequency domain and a primary channel estimate in the frequency domain, respectively;
Detecting a data signal included in the received signal by demodulating the received signal in the frequency domain based on a primary channel estimate value of the frequency domain;
Normalizing the detected data signal and converting the normalized data signal into a data signal in a time domain;
Adding a data signal of the time domain and a pilot signal of the time domain to obtain a second channel estimation signal; And
Calculating a final channel estimate by cross-correlating the second channel estimate signal and the received signal in the time domain;
A cross-correlation based channel estimation method of an OFDM receiving system comprising a.
제1항에 있어서, 상기 검출된 데이터 신호의 정규화 과정은,
상기 검출된 데이터 신호를
Figure 112011100972207-pat00123
라 표기하고, 상기 정규화된 검출된 데이터 신호를
Figure 112011100972207-pat00124
라 표기할 때,
Figure 112011100972207-pat00125
의 수학식을 통해 수행되고,
여기서, 상기
Figure 112011100972207-pat00126
는 정규화 계수이고,
Figure 112011100972207-pat00127
의 수학식을 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법.
The method of claim 1, wherein the normalization of the detected data signal comprises:
The detected data signal
Figure 112011100972207-pat00123
Denote the normalized detected data signal.
Figure 112011100972207-pat00124
When we write,
Figure 112011100972207-pat00125
Is performed through the equation of,
Here,
Figure 112011100972207-pat00126
Is the normalization factor,
Figure 112011100972207-pat00127
Correlation-based channel estimation method of the OFDM system, characterized in that it is calculated through the equation.
제2항에 있어서, 상기 제2 채널 추정 신호를 획득하는 단계는,
상기 채널 추정 신호를
Figure 112011100972207-pat00128
라 할 때,
Figure 112011100972207-pat00129
이 수학식을 통해 획득되고,
여기서, 상기
Figure 112011100972207-pat00130
는 상기
Figure 112011100972207-pat00131
의 역고속 푸리에 변환 결과치를 나타내고, 상기
Figure 112011100972207-pat00132
은 상기 시간 영역의 파일롯 신호를 나타내는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법.
The method of claim 2, wherein the obtaining of the second channel estimation signal comprises:
The channel estimation signal
Figure 112011100972207-pat00128
In other words,
Figure 112011100972207-pat00129
Obtained through this equation,
Here,
Figure 112011100972207-pat00130
Quot;
Figure 112011100972207-pat00131
Inverse fast Fourier transform result of
Figure 112011100972207-pat00132
The cross-correlation-based channel estimation method of the OFDM system, characterized in that for representing the pilot signal in the time domain.
제1항에 있어서, 상기 채널 추정을 수행하는 단계는,
상기 송신 단에 의해 직교 진폭 변조 방식(Quadrature Amplitude Modulation: QAM)에 의해 변조된 상기 시간 영역의 수신 신호와 시간 영역의 파일롯 신호의 채널 추정을 수행하는 것인 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법.
The method of claim 1, wherein performing the channel estimation comprises:
And performing channel estimation of the received signal in the time domain and the pilot signal in the time domain modulated by a Quadrature Amplitude Modulation (QAM) by the transmitting end.
수신단에서 미리 알고 있는 시간 영역의 파일롯 신호를 지연한 지연 파일롯 신호와, 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호를 상호상관 연산하여 1차 채널 추정값을 출력하는 상호상관 계산기;
상기 시간 영역의 수신 신호와 상기 1차 채널 추정 값을 각각 주파수 영역의 수신 신호와 주파수 영역의 1차 채널 추정 값으로 변환하는 고속 푸리에 변환 연산기;
상기 주파수 영역의 1차 채널 추정 값에 기초하여 상기 주파수 영역의 수신 신호를 복조하여 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호를 검출하는 복조기;
검출된 상기 데이터 신호에 정규화 계수를 곱셈 연산하여 상기 검출된 데이터 신호를 정규화하는 정규화 연산기; 및
정규화된 상기 데이터 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 데이터 신호로 변환하는 역 고속 푸리에 변환기를 포함하고,
상기 상호상관 계산기는,
상기 시간 영역의 데이터 신호와 상기 시간 영역의 파일럿 신호를 합산한 결과치와, 상기 시간 영역의 수신 신호를 상호상관 연산하여 최종 채널을 추정하는 것인 OFDM 수신 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 장치.
A cross-correlation calculator for correlating a delayed pilot signal delaying a pilot signal in a time domain known in advance by a receiver and a received signal in a time domain received from a transmitter, and outputting a first channel estimate value;
A fast Fourier transform calculator for converting the received signal in the time domain and the primary channel estimate into a received signal in the frequency domain and a primary channel estimated in the frequency domain, respectively;
A demodulator for demodulating a received signal of the frequency domain based on a first channel estimate value of the frequency domain to detect a data signal included in the received signal;
A normalization operator for multiplying the detected data signal by a normalization coefficient to normalize the detected data signal; And
An inverse fast Fourier transformer for inverse fast Fourier transforming the normalized data signal to a data signal in a time domain,
The cross-correlation calculator,
And a result of summing the result value of the data signal of the time domain and the pilot signal of the time domain and the received signal of the time domain to estimate a final channel.
제5항에 있어서, 상기 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호와 시간 영역의 파일롯 신호는,
위상 천이 변조 방식(Phase Shift Keying: PSK) 또는 직교 진폭 변조 방식(Quadrature Amplitude Modulation: QAM)에 의해 변조된 것인 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 장치.
The method of claim 5, wherein the received signal in the time domain and the pilot signal in the time domain received from the transmitter,
A cross correlation based channel estimation apparatus of an OFDM system, which is modulated by a phase shift keying (PSK) or quadrature amplitude modulation (QAM).
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