JP3831367B2 - Piezoelectric vibrator drive circuit - Google Patents

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この発明は、霧化器（加湿器、吸入器、噴霧器、燃焼器など）用振動子、超音波加工機用振動子などの圧電振動子を駆動するための回路に関する。   The present invention relates to a circuit for driving piezoelectric vibrators such as vibrators for atomizers (humidifiers, inhalers, sprayers, combustors, etc.) and vibrators for ultrasonic processing machines.

発振回路を用いて圧電振動子を駆動する回路が知られている（例えば、特許文献１〜４を参照）。
実用新案Ｈ１−２１０２０号公報 特許第３１１５６１８号公報 特公昭６３−１１９３６号公報 特許第２６６６１６７号公報 A circuit for driving a piezoelectric vibrator using an oscillation circuit is known (see, for example, Patent Documents 1 to 4).
Utility model H1-21020 gazette Japanese Patent No. 3115618 Japanese Examined Patent Publication No. 63-11936 Japanese Patent No. 2666167

自励式発振回路を用いて圧電振動子を駆動する場合、圧電振動子のインピーダンス変動のために、発振回路を始動させても圧電振動子が振動しなかったり、所望の周波数で振動しないことがある。なお、圧電振動子のインピーダンス変動については、上記の特許文献１に詳しく記載されている。   When driving a piezoelectric vibrator using a self-excited oscillation circuit, the piezoelectric vibrator may not vibrate or vibrate at a desired frequency even when the oscillation circuit is started due to impedance fluctuation of the piezoelectric vibrator. . The impedance fluctuation of the piezoelectric vibrator is described in detail in the above-mentioned Patent Document 1.

本発明は、圧電振動子を確実に振動させることの可能な回路を提供することを課題とする。   An object of the present invention is to provide a circuit capable of reliably vibrating a piezoelectric vibrator.

本発明は、圧電振動子を駆動するための回路に関する。この回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、発振回路および第１の制御回路を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から供給される電圧を昇圧して直流の出力電圧を生成する。発振回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が印加されると圧電振動子を駆動する。第１制御回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータに動作開始信号を供給し、その後、所定の時間が経過してからＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を発振回路に印加する。   The present invention relates to a circuit for driving a piezoelectric vibrator. This circuit includes a DC-DC converter, an oscillation circuit, and a first control circuit. The DC-DC converter boosts a voltage supplied from a DC power source to generate a DC output voltage. The oscillation circuit drives the piezoelectric vibrator when the output voltage of the DC-DC converter is applied. The first control circuit supplies an operation start signal to the DC-DC converter, and then applies the output voltage of the DC-DC converter to the oscillation circuit after a predetermined time has elapsed.

ＤＣ−ＤＣコンバータによる昇圧が開始してから所定の時間後に発振回路に電圧が印加され、それにより圧電振動子が振動を開始する。このため、圧電振動子の始動時に十分に高い電圧を圧電振動子に印加することができる。したがって、圧電振動子のインピーダンスが高いときでも、圧電振動子を確実に振動させることができる。   A voltage is applied to the oscillation circuit after a predetermined time from the start of boosting by the DC-DC converter, whereby the piezoelectric vibrator starts to vibrate. For this reason, a sufficiently high voltage can be applied to the piezoelectric vibrator when the piezoelectric vibrator is started. Therefore, even when the impedance of the piezoelectric vibrator is high, the piezoelectric vibrator can be reliably vibrated.

圧電振動子駆動回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の発振回路への印加の有無を切り替える第１スイッチをさらに備えていてもよい。第１制御回路は、動作開始信号および第１スイッチ用のスイッチング信号を同時に生成する信号発生器と、そのスイッチング信号に所定時間の遅延を与えて第１スイッチに供給する遅延回路とを有していてもよい。第１スイッチは、そのスイッチング信号を受け取ったときにＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を前記発振回路に印加してもよい。   The piezoelectric vibrator driving circuit may further include a first switch that switches whether or not the output voltage of the DC-DC converter is applied to the oscillation circuit. The first control circuit includes a signal generator that simultaneously generates an operation start signal and a switching signal for the first switch, and a delay circuit that gives a delay of a predetermined time to the switching signal and supplies the switching signal to the first switch. May be. The first switch may apply the output voltage of the DC-DC converter to the oscillation circuit when receiving the switching signal.

発振回路にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が印加される時刻は、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧開始時刻から、スイッチング信号に与えられる遅延時間の分だけ遅れる。この遅延時間の間の昇圧によって、圧電振動子の振動を開始するのに十分な電圧を得ることができる。   The time when the output voltage of the DC-DC converter is applied to the oscillation circuit is delayed from the boost start time of the DC-DC converter by the delay time given to the switching signal. By boosting during this delay time, a voltage sufficient to start the vibration of the piezoelectric vibrator can be obtained.

圧電振動子駆動回路は、第２の制御回路をさらに備えていてもよい。第２制御回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が発振回路へ印加される前は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検知し、その出力電圧が所定の始動電圧に安定化されるようにＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を制御する。また、第２制御回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が発振回路に印加された後は、発振回路から流れ出る電流を検知し、その電流が目標電流に安定化されるようにＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を制御し、それによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を上記の始動電圧よりも低い電圧に調整する。第２制御回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を直接検知してもよいし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に応じて変化する電圧を検知することにより間接的にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検知してもよい。   The piezoelectric vibrator driving circuit may further include a second control circuit. The second control circuit detects the output voltage of the DC-DC converter before the output voltage of the DC-DC converter is applied to the oscillation circuit, and the DC voltage is stabilized so that the output voltage is stabilized at a predetermined starting voltage. -Control the boost of the DC converter. The second control circuit detects a current flowing out from the oscillation circuit after the output voltage of the DC-DC converter is applied to the oscillation circuit, and the DC-DC converter so that the current is stabilized at the target current. The output voltage of the DC-DC converter is adjusted to a voltage lower than the starting voltage. The second control circuit may directly detect the output voltage of the DC-DC converter, or indirectly by detecting a voltage that changes according to the output voltage of the DC-DC converter. May be detected.

第２制御回路は、発振回路への電圧印加前にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を始動電圧まで昇圧し、その始動電圧を発振回路に印加することにより、圧電振動子に振動を開始させる。その後、第２制御回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をより低い電圧に調整し、その電圧を用いて圧電振動子の振動を維持する。これにより、圧電振動子を所望の周波数で振動させるとともに、消費電力を抑えることができる。   The second control circuit boosts the output voltage of the DC-DC converter to the starting voltage before applying the voltage to the oscillation circuit, and applies the starting voltage to the oscillation circuit, thereby causing the piezoelectric vibrator to start vibrating. Thereafter, the second control circuit adjusts the output voltage of the DC-DC converter to a lower voltage, and uses the voltage to maintain the vibration of the piezoelectric vibrator. Thereby, the piezoelectric vibrator can be vibrated at a desired frequency and the power consumption can be suppressed.

圧電振動子の駆動中、圧電振動子のインピーダンスが上がれば、発振回路から流れ出る電流は減少し、圧電振動子のインピーダンスが下がれば、発振回路から流れ出る電流は増加する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上がれば、発振回路から流れ出る電流は増加し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が下がれば、発振回路から流れ出る電流は減少する。第２制御回路は、圧電振動子の駆動中は、発振回路から流れ出る電流が一定になるようにＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する。したがって、第２制御回路は、振動子のインピーダンスが上がって発振回路から流れ出る電流が減少すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を上昇させ、振動子のインピーダンスが下がって発振回路から流れ出る電流が増加すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を下降させる。この結果、圧電振動子のインピーダンスが変動しても、発振回路への印加電圧の過不足を防ぐことができる。これにより、圧電振動子の安定した駆動と消費電力の削減が可能になる。   If the impedance of the piezoelectric vibrator increases during driving of the piezoelectric vibrator, the current flowing out of the oscillation circuit decreases, and if the impedance of the piezoelectric vibrator decreases, the current flowing out of the oscillation circuit increases. If the output voltage of the DC-DC converter increases, the current flowing out of the oscillation circuit increases. If the output voltage of the DC-DC converter decreases, the current flowing out of the oscillation circuit decreases. The second control circuit controls the output voltage of the DC-DC converter so that the current flowing out of the oscillation circuit is constant during driving of the piezoelectric vibrator. Therefore, the second control circuit increases the output voltage of the DC-DC converter when the impedance of the vibrator increases and the current flowing out of the oscillation circuit decreases, and the current flowing out of the oscillation circuit increases when the impedance of the vibrator decreases. Then, the output voltage of the DC-DC converter is lowered. As a result, even if the impedance of the piezoelectric vibrator fluctuates, it is possible to prevent the voltage applied to the oscillation circuit from being excessive or insufficient. This makes it possible to drive the piezoelectric vibrator stably and reduce power consumption.

第２制御回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を始動および停止する第２のスイッチと、第２スイッチの動作を制御するツェナーダイオードおよび抵抗器とを有していてもよい。第２スイッチには、ツェナーダイオードを流れる逆方向電流が送られるとともに、抵抗器の両端の電圧が印加される。ツェナーダイオードには、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に応じた電圧が印加される。ツェナーダイオードは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が始動電圧以上のときにツェナーダイオードを逆方向電流が流れるようなツェナー電圧を有している。第２スイッチは、ツェナーダイオードを流れる逆方向電流を受け取るとＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を停止する。抵抗器は、発振回路から流れ出る電流を受け取る。第２スイッチは、抵抗器の両端の電圧がしきい値以上のときにＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を停止する。そのしきい値は、発振回路から流れ出る電流が目標電流のときに抵抗器の両端に生じる電圧に等しい。   The second control circuit may include a second switch that starts and stops boosting of the DC-DC converter, and a Zener diode and a resistor that control the operation of the second switch. A reverse current flowing through the Zener diode is sent to the second switch, and a voltage across the resistor is applied. A voltage corresponding to the output voltage of the DC-DC converter is applied to the Zener diode. The Zener diode has a Zener voltage such that a reverse current flows through the Zener diode when the output voltage of the DC-DC converter is equal to or higher than the starting voltage. The second switch stops boosting the DC-DC converter when receiving the reverse current flowing through the Zener diode. The resistor receives a current flowing out of the oscillation circuit. The second switch stops boosting the DC-DC converter when the voltage across the resistor is equal to or higher than the threshold value. The threshold value is equal to the voltage generated across the resistor when the current flowing out of the oscillation circuit is the target current.

発振回路への電圧印加前は、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧は第２スイッチおよびツェナーダイオードを用いて制御される。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が始動電圧以上になると、ツェナーダイオードを逆方向電流が流れる。それに応じて、第２スイッチがＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を停止する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が始動電圧に安定化される。この後、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が発振回路へ印加されると、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が始動電圧を下回り、逆方向電流がツェナーダイオードを流れなくなる。しかし、発振回路への電圧印加に応じて、発振回路から流れ出る電流が増加する。これにより抵抗器の両端の電圧がしきい値以上になり、第２スイッチはＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を停止したままに保つ。昇圧が停止している間、発振回路での電力消費に応じてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は低下する。それに応じて、発振回路から流れ出る電流が減少し、抵抗器の両端の電圧も低下する。抵抗器の両端の電圧がしきい値を下回ると、第２スイッチはＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を始動する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上昇し、発振回路から流れ出る電流も増加する。抵抗器の両端の電圧がしきい値以上になると、第２スイッチはＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を再び停止する。このようにして昇圧の始動と停止を繰り返すことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が始動電圧よりも低い電圧に安定化される。   Before voltage application to the oscillation circuit, the boosting of the DC-DC converter is controlled using the second switch and the Zener diode. When the output voltage of the DC-DC converter becomes equal to or higher than the starting voltage, a reverse current flows through the Zener diode. In response, the second switch stops boosting the DC-DC converter. As a result, the output voltage of the DC-DC converter is stabilized at the starting voltage. Thereafter, when the output voltage of the DC-DC converter is applied to the oscillation circuit, the output voltage of the DC-DC converter falls below the starting voltage, and the reverse current does not flow through the Zener diode. However, the current flowing out of the oscillation circuit increases in accordance with the voltage application to the oscillation circuit. As a result, the voltage across the resistor becomes equal to or higher than the threshold value, and the second switch keeps the boosting of the DC-DC converter stopped. While the boosting is stopped, the output voltage of the DC-DC converter decreases according to the power consumption in the oscillation circuit. Accordingly, the current flowing out of the oscillation circuit is reduced, and the voltage across the resistor is also reduced. When the voltage across the resistor falls below the threshold, the second switch initiates boosting of the DC-DC converter. As a result, the output voltage of the DC-DC converter increases and the current flowing out of the oscillation circuit also increases. When the voltage across the resistor becomes equal to or greater than the threshold value, the second switch again stops boosting the DC-DC converter. By repeating the start and stop of boosting in this way, the output voltage of the DC-DC converter is stabilized at a voltage lower than the starting voltage.

ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から供給される電圧をスイッチングするスイッチング素子と、スイッチング素子を所定の時比率でオンオフするマルチバイブレータ回路とを有していてもよい。マルチバイブレータ回路は、二つの入力端子と一つの出力端子を有するＮＡＮＤ回路を含んでいてもよい。上記の第２スイッチは、ＮＡＮＤ回路の一方の入力端子の状態を切り替えることによりＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を始動および停止してもよい。   The DC-DC converter may include a switching element that switches a voltage supplied from a DC power source and a multivibrator circuit that turns the switching element on and off at a predetermined time ratio. The multivibrator circuit may include a NAND circuit having two input terminals and one output terminal. The second switch may start and stop boosting of the DC-DC converter by switching the state of one input terminal of the NAND circuit.

ＮＡＮＤ回路の一方の入力端子がハイレベルのとき、ＮＡＮＤ回路の出力端子は、他方の入力端子の状態と反対の状態を有する。したがって、ＮＡＮＤ回路の他方の入力端子の状態を切り替えると、ＮＡＮＤ回路の出力がそれに応じて切り替わる。ＮＡＮＤ回路の出力を用いてスイッチング素子の動作を制御すれば、スイッチング素子をオンオフすることができる。一方、ＮＡＮＤ回路の一方の入力端子がローレベルのときは、ＮＡＮＤ回路の出力は、他方の入力端子の状態にかかわらず常にハイレベルである。この場合、ＮＡＮＤ回路の出力に応じてスイッチング素子をオンオフすることはできない。このように、ＮＡＮＤ回路の一方の入力端子の状態に応じて、スイッチング素子を能動状態および非能動状態のいずれかに設定することができる。スイッチング素子が能動状態にされるとＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧が始動し、スイッチング素子が非能動状態にされるとＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧が停止する。   When one input terminal of the NAND circuit is at a high level, the output terminal of the NAND circuit has a state opposite to the state of the other input terminal. Therefore, when the state of the other input terminal of the NAND circuit is switched, the output of the NAND circuit is switched accordingly. If the operation of the switching element is controlled using the output of the NAND circuit, the switching element can be turned on and off. On the other hand, when one input terminal of the NAND circuit is at a low level, the output of the NAND circuit is always at a high level regardless of the state of the other input terminal. In this case, the switching element cannot be turned on / off according to the output of the NAND circuit. In this manner, the switching element can be set to either the active state or the inactive state according to the state of one input terminal of the NAND circuit. When the switching element is activated, boosting of the DC-DC converter starts, and when the switching element is deactivated, boosting of the DC-DC converter is stopped.

第２制御回路は、マルチバイブレータに接続されたパワーセーブ機能付きレギュレータをさらに有していてもよい。レギュレータは、第１制御回路から動作開始信号を受け取る制御端子と、動作開始信号に応答してマルチバイブレータ回路に駆動電力を供給する出力端子とを有していてもよい。   The second control circuit may further include a regulator with a power saving function connected to the multivibrator. The regulator may have a control terminal that receives an operation start signal from the first control circuit, and an output terminal that supplies driving power to the multivibrator circuit in response to the operation start signal.

第１制御回路が動作開始信号をレギュレータの制御端子に送ると、レギュレータの出力端子からマルチバイブレータに駆動電力が供給される。これによりＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子が動作して、昇圧が開始される。レギュレータのパワーセーブ機能は、消費電力の削減に役立つ。   When the first control circuit sends an operation start signal to the control terminal of the regulator, driving power is supplied from the output terminal of the regulator to the multivibrator. As a result, the switching element of the DC-DC converter operates to start boosting. The power saving function of the regulator is useful for reducing power consumption.

本発明に係る圧電振動子駆動回路は、圧電振動子の始動時に十分に高い電圧を圧電振動子に印加することができ、したがって、圧電振動子を確実に振動させることができる。   The piezoelectric vibrator drive circuit according to the present invention can apply a sufficiently high voltage to the piezoelectric vibrator at the time of starting the piezoelectric vibrator, and can thus vibrate the piezoelectric vibrator reliably.

以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the description of the drawings, the same elements are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.

図１は、本実施形態の圧電振動子駆動回路１００を示す概略図である。駆動回路１００は、圧電振動子１を駆動するためのものである。駆動回路１００は、圧電振動子１とともに霧化器（加湿器、吸入器、噴霧器、燃焼器など）や超音波加工機などの装置に組み込まれる。駆動回路１００は、電源１０、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０、発振回路３０、および制御回路４０を有する。   FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a piezoelectric vibrator driving circuit 100 according to the present embodiment. The drive circuit 100 is for driving the piezoelectric vibrator 1. The drive circuit 100 is incorporated in a device such as an atomizer (a humidifier, an inhaler, a sprayer, a combustor, etc.) or an ultrasonic machine together with the piezoelectric vibrator 1. The drive circuit 100 includes a power supply 10, a DC-DC converter 20, an oscillation circuit 30, and a control circuit 40.

電源１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０に直流電圧を供給する直流電圧源であり、例えば電池である。電源１０のプラス端子およびマイナス端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の入力端子２０Ａおよび２０Ｂに接続されている。   The power supply 10 is a DC voltage source that supplies a DC voltage to the DC-DC converter 20, and is a battery, for example. A plus terminal and a minus terminal of the power supply 10 are connected to input terminals 20 </ b> A and 20 </ b> B of the DC-DC converter 20.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、非絶縁かつ昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、電源１０から供給される電圧を昇圧する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、平滑コンデンサ２１、インダクタ２２、整流ダイオード２３、スイッチング素子２４および出力コンデンサ２５を有する。本実施形態では、スイッチング素子２４はＦＥＴ（電界効果トランジスタ）である。インダクタ２２およびコンデンサ２５は、電源１０に直列に接続されている。ダイオード２３は、インダクタ２２とコンデンサ２５の間に直列に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力端子２０Ｃおよび２０Ｄは、出力コンデンサ２５の両端に配置されている。したがって、出力コンデンサ２５の両端の電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧である。出力端子２０Ｃおよび２０Ｄには、発振回路３０が接続されている。   The DC-DC converter 20 is a non-insulated and step-up DC-DC converter. The DC-DC converter 20 boosts the voltage supplied from the power supply 10. The DC-DC converter 20 includes a smoothing capacitor 21, an inductor 22, a rectifier diode 23, a switching element 24, and an output capacitor 25. In the present embodiment, the switching element 24 is an FET (Field Effect Transistor). The inductor 22 and the capacitor 25 are connected to the power supply 10 in series. The diode 23 is connected in series between the inductor 22 and the capacitor 25. Output terminals 20 </ b> C and 20 </ b> D of the DC-DC converter 20 are arranged at both ends of the output capacitor 25. Therefore, the voltage across the output capacitor 25 is the output voltage of the DC-DC converter 20. An oscillation circuit 30 is connected to the output terminals 20C and 20D.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、電源１０から供給される電圧をスイッチング素子２４を用いてスイッチングし、それにより電源１０の電圧よりも高い直流電圧を出力電圧として生成する。スイッチング素子２４がオン状態（閉状態）のときは、電源１０から供給される電気エネルギーがインダクタ２２に蓄積される。スイッチング素子２４がオフ状態（開状態）に切り替わると、インダクタ２２に蓄積されたエネルギーが出力コンデンサ２５に移動し、そこに蓄積される。したがって、スイッチング素子２４を繰り返しオンオフすることにより、コンデンサ２５に蓄積されるエネルギーを増加し、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を高めることができる。   The DC-DC converter 20 switches the voltage supplied from the power supply 10 using the switching element 24, and thereby generates a DC voltage higher than the voltage of the power supply 10 as an output voltage. When the switching element 24 is in the on state (closed state), the electrical energy supplied from the power source 10 is accumulated in the inductor 22. When the switching element 24 is switched to the off state (open state), the energy stored in the inductor 22 moves to the output capacitor 25 and is stored there. Therefore, by repeatedly turning on and off the switching element 24, the energy accumulated in the capacitor 25 can be increased and the output voltage of the DC-DC converter 20 can be increased.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、コンバータ制御回路２６およびスイッチ２７をさらに有している。コンバータ制御回路２６は、スイッチング素子２４の動作を制御し、それによりＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧を制御する。コンバータ制御回路２６は、スイッチ２７を介して制御回路４０に接続されている。   The DC-DC converter 20 further includes a converter control circuit 26 and a switch 27. The converter control circuit 26 controls the operation of the switching element 24, thereby controlling the boosting of the DC-DC converter 20. Converter control circuit 26 is connected to control circuit 40 via switch 27.

発振回路３０は、圧電振動子１に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の直流出力電圧が出力端子２０Ｃおよび２０Ｄを通じて発振回路３０に印加されると、発振回路３０は交流電圧を生成し、それを圧電振動子１に印加して圧電振動子１を振動させる。   The oscillation circuit 30 is connected to the piezoelectric vibrator 1. When the DC output voltage of the DC-DC converter 20 is applied to the oscillation circuit 30 through the output terminals 20C and 20D, the oscillation circuit 30 generates an AC voltage, which is applied to the piezoelectric vibrator 1 to Vibrate.

制御回路４０は、スイッチ２７および３２を介してＤＣ−ＤＣコンバータ２０および発振回路３０に接続されている。制御回路４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０および発振回路３０の始動および停止のタイミングを制御する。   The control circuit 40 is connected to the DC-DC converter 20 and the oscillation circuit 30 via switches 27 and 32. The control circuit 40 controls the start and stop timings of the DC-DC converter 20 and the oscillation circuit 30.

以下では、図２を参照しながら、圧電振動子駆動回路１００の構成をより詳細に説明する。図２は、圧電振動子駆動回路１００を示す回路図である。   Hereinafter, the configuration of the piezoelectric vibrator driving circuit 100 will be described in more detail with reference to FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing the piezoelectric vibrator driving circuit 100.

コンバータ制御回路２６は、スイッチ２７に加えて、コンデンサ５２、抵抗器５３、マルチバイブレータ回路５４、トランジスタ５５、コンデンサ５６、ツェナーダイオード５７、抵抗器５８、および抵抗器５９を有している。ツェナーダイオード５７は、後述する定電圧制御に使用される。抵抗器５９は、後述する定電流制御に使用される。トランジスタ５５は、これらの制御においてＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧をオンオフ、すなわち始動および停止するスイッチとして動作する。   In addition to the switch 27, the converter control circuit 26 includes a capacitor 52, a resistor 53, a multivibrator circuit 54, a transistor 55, a capacitor 56, a Zener diode 57, a resistor 58, and a resistor 59. The Zener diode 57 is used for constant voltage control described later. The resistor 59 is used for constant current control described later. The transistor 55 operates as a switch for turning on / off, that is, starting and stopping the boosting of the DC-DC converter 20 in these controls.

マルチバイブレータ回路５４は、能動（アクティブ）状態にあるときは、所定の時比率でハイレベルとローレベルを繰り返すパルス電圧信号を生成し、スイッチング素子２４の制御端子、すなわちＦＥＴ２４のゲートに供給する。このパルス電圧信号に応答して、ＦＥＴ２４は上記の時比率でオンオフを繰り返す。一方、マルチバイブレータ回路５４は、非能動（インアクティブ）状態にあるときは、ローレベルの電圧信号をＦＥＴ２４のゲートに供給する。後述するように、マルチバイブレータ回路５４の動作状態、すなわちマルチバイブレータ回路５４が能動状態にあるか非能動状態にあるかは、トランジスタ５５を用いて制御される。   When in the active state, the multivibrator circuit 54 generates a pulse voltage signal that repeats a high level and a low level at a predetermined time ratio, and supplies the pulse voltage signal to the control terminal of the switching element 24, that is, the gate of the FET 24. In response to this pulse voltage signal, the FET 24 is repeatedly turned on and off at the above time ratio. On the other hand, the multivibrator circuit 54 supplies a low-level voltage signal to the gate of the FET 24 when in the inactive state. As will be described later, the operation state of the multivibrator circuit 54, that is, whether the multivibrator circuit 54 is in an active state or an inactive state is controlled using a transistor 55.

マルチバイブレータ回路５４は、互いに直列接続された３個のＮＡＮＤ回路６０〜６２を有している。各ＮＡＮＤ回路は、二つの入力端子と一つの出力端子を有している。ＮＡＮＤ回路６１の出力端子は、ＮＡＮＤ回路６０の二つの入力端子に短絡されている。ＮＡＮＤ回路６１の第１の入力端子は、トランジスタ５５のコレクタに短絡されており、ＮＡＮＤ回路６１の第２の入力端子は、ＮＡＮＤ回路６２の出力端子に短絡されている。ＮＡＮＤ回路６０の入力端子とＮＡＮＤ回路６１の出力端子との間には、コンデンサ６３の一端が接続されている。ＮＡＮＤ回路６１の第２入力端子とＮＡＮＤ回路６２の出力端子との間には、抵抗器６４およびダイオード６５の一端が接続されている。ＮＡＮＤ回路６２の二つの入力端子には、抵抗器６７の一端が接続されている。抵抗器６４とダイオード６５は、互いに並列に接続されている。ダイオード６５には抵抗器６６が直列に接続されている。ダイオード６５および抵抗器６６は、時比率設定回路を構成している。ＮＡＮＤ回路６１の出力信号は、この時比率設定回路によって決定される時比率を有する。この結果、ＮＡＮＤ回路６０の出力信号、すなわちマルチバイブレータ回路５４によって生成されるパルス電圧信号も同じ時比率を有することになる。   The multivibrator circuit 54 includes three NAND circuits 60 to 62 connected in series with each other. Each NAND circuit has two input terminals and one output terminal. An output terminal of the NAND circuit 61 is short-circuited to two input terminals of the NAND circuit 60. The first input terminal of the NAND circuit 61 is short-circuited to the collector of the transistor 55, and the second input terminal of the NAND circuit 61 is short-circuited to the output terminal of the NAND circuit 62. One end of a capacitor 63 is connected between the input terminal of the NAND circuit 60 and the output terminal of the NAND circuit 61. One end of a resistor 64 and a diode 65 is connected between the second input terminal of the NAND circuit 61 and the output terminal of the NAND circuit 62. One end of a resistor 67 is connected to the two input terminals of the NAND circuit 62. The resistor 64 and the diode 65 are connected in parallel to each other. A resistor 66 is connected to the diode 65 in series. The diode 65 and the resistor 66 constitute a duty ratio setting circuit. The output signal of the NAND circuit 61 has a time ratio determined by the time ratio setting circuit. As a result, the output signal of the NAND circuit 60, that is, the pulse voltage signal generated by the multivibrator circuit 54 also has the same time ratio.

上述のように、マルチバイブレータ回路５４によって生成されたパルス出力電圧は、ＦＥＴ２４のゲートに印加される。図３（ａ）は、ＦＥＴ２４のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳを示し、図３（ｂ）は、マルチバイブレータ回路５４の出力電圧を示している。マルチバイブレータ回路５４の出力電圧は、ＦＥＴ２４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳに等しい。マルチバイブレータ回路５４の出力電圧がハイレベルのとき、ＦＥＴ２４がオンされる。ＦＥＴ２４のドレイン−ソース間が導通状態となり、したがってドレイン−ソース間電圧はローレベルとなる。逆に、マルチバイブレータ回路５４の出力電圧がローレベルのとき、ＦＥＴ２４はオフされる。ＦＥＴ２４のドレイン−ソース間が非導通状態となるので、ドレイン−ソース間電圧はハイレベルとなる。 As described above, the pulse output voltage generated by the multivibrator circuit 54 is applied to the gate of the FET 24. FIG. 3A shows the drain-source voltage V DS of the FET 24, and FIG. 3B shows the output voltage of the multivibrator circuit 54. The output voltage of the multivibrator circuit 54 is equal to the gate-source voltage V GS of the FET 24. When the output voltage of the multivibrator circuit 54 is at a high level, the FET 24 is turned on. The drain-source of the FET 24 becomes conductive, and therefore the drain-source voltage is at a low level. Conversely, when the output voltage of the multivibrator circuit 54 is at a low level, the FET 24 is turned off. Since the drain-source of the FET 24 becomes non-conductive, the drain-source voltage becomes high level.

ツェナーダイオード５７ならびに抵抗器５８および５９は、互いに直列に接続されている。これらは、出力コンデンサ２５に並列に接続されている。ツェナーダイオード５７には、コンデンサ２５の両端の電圧に応じた逆方向電圧が印加される。ツェナーダイオード５７の陽極は、トランジスタ５５のベースに短絡されている。したがって、ツェナーダイオード５７を流れる逆方向電流は、トランジスタ５５のベースに流れ込む。抵抗器５９は、発振回路３０とグランドとの間に接続されており、発振回路３０から流れ出る電流を受け取る。コンデンサ５６は、トランジスタ５５のベースとグランドとの間に接続されている。コンデンサ５６は、抵抗器５８と直列に接続されている。   Zener diode 57 and resistors 58 and 59 are connected in series with each other. These are connected in parallel to the output capacitor 25. A reverse voltage corresponding to the voltage across the capacitor 25 is applied to the Zener diode 57. The anode of the Zener diode 57 is short-circuited to the base of the transistor 55. Accordingly, the reverse current flowing through the Zener diode 57 flows into the base of the transistor 55. The resistor 59 is connected between the oscillation circuit 30 and the ground, and receives a current flowing out from the oscillation circuit 30. The capacitor 56 is connected between the base of the transistor 55 and the ground. The capacitor 56 is connected in series with the resistor 58.

後述するように、トランジスタ５５のスイッチング動作は、ツェナーダイオード５７を流れる逆方向電流および抵抗器５９の両端の電圧に従って制御される。トランジスタ５５は、そのベースにツェナーダイオードの逆方向電流が流れ込んでいるときはオン状態であり、流れ込んでいないときはオフ状態である。また、トランジスタ５５は、抵抗器５９の両端の電圧が所定のしきい値以上のときにオン状態であり、しきい値未満のときはオフ状態である。   As will be described later, the switching operation of the transistor 55 is controlled according to the reverse current flowing through the Zener diode 57 and the voltage across the resistor 59. The transistor 55 is in an on state when the reverse current of the Zener diode flows into its base, and is in an off state when it does not flow. The transistor 55 is on when the voltage across the resistor 59 is greater than or equal to a predetermined threshold, and is off when less than the threshold.

スイッチ２７は、パワーセーブ機能付きのレギュレータＩＣである。レギュレータＩＣ２７は、電源１０から供給される電圧を用いてマルチバイブレータ回路５４に駆動電力を供給するＩＣ（集積回路）である。レギュレータＩＣ２７は、電源１０に接続される入力端子に加えて、制御回路４０に接続された制御端子２７Ａと、ＶＤＤ端子を介してマルチバイブレータ回路５４に接続された出力端子２７Ｂとを有している。レギュレータＩＣ２７は、制御端子２７Ａへの動作開始信号の入力に応答して出力端子２７Ｂに電圧を生成する。レギュレータＩＣ２７の出力端子２７Ｂとグランドとの間にはコンデンサ５２が接続されている。また、この出力端子２７Ｂは、抵抗器５３を介してＮＡＮＤゲート６１の第１入力端子にも接続されている。レギュレータＩＣ２７のパワーセーブ機能は、レギュレータＩＣ２７に動作開始信号が供給されていないときにレギュレータＩＣ２７中を流れる電流を抑え、それにより消費電力を削減する。 The switch 27 is a regulator IC with a power saving function. The regulator IC 27 is an IC (integrated circuit) that supplies driving power to the multivibrator circuit 54 using a voltage supplied from the power supply 10. In addition to the input terminal connected to the power supply 10, the regulator IC 27 has a control terminal 27A connected to the control circuit 40, and an output terminal 27B connected to the multivibrator circuit 54 via the V DD terminal. Yes. The regulator IC 27 generates a voltage at the output terminal 27B in response to an operation start signal input to the control terminal 27A. A capacitor 52 is connected between the output terminal 27B of the regulator IC 27 and the ground. The output terminal 27B is also connected to the first input terminal of the NAND gate 61 via the resistor 53. The power saving function of the regulator IC 27 suppresses the current flowing through the regulator IC 27 when the operation start signal is not supplied to the regulator IC 27, thereby reducing the power consumption.

発振回路３０は、スイッチ３２に加えて、インダクタ３３、トランジスタ３４、帰還同調用トランス３５、ダイオード３６および３７ならびに抵抗器７４および７５を有している。インダクタ３３は、コンデンサ３８を介して圧電振動子１に直列に接続されている。また、インダクタ３３は、トランジスタ３４のコレクタに短絡されている。トランジスタ３４のエミッタは、トランス３５の１次側インダクタ３５Ａに短絡されている。また、エミッタはダイオード３６を介してトランジスタ３４のベースに接続されている。ダイオード３６はトランジスタ３４を保護するための整流素子である。トランス３５の２次側インダクタ３５Ｂの一端は、トランジスタ３４のベースおよび抵抗器７４に接続されている。２次側インダクタ３５Ｂの他端は、コンデンサ３９を介して接地されている。ダイオード３７は、コンデンサ３８および圧電振動子１に並列に接続されている。ダイオード３７は、圧電振動子１を保護するための整流素子である。抵抗器７４および７５は、それぞれスイッチ３２に直列に接続されている。また、抵抗器７４は、２次側インダクタ３５Ｂおよびコンデンサ３９とも直列に接続されている。さらに、抵抗器７４はトランジスタ３４のベースに短絡されている。   In addition to the switch 32, the oscillation circuit 30 has an inductor 33, a transistor 34, a feedback tuning transformer 35, diodes 36 and 37, and resistors 74 and 75. The inductor 33 is connected in series to the piezoelectric vibrator 1 via the capacitor 38. The inductor 33 is short-circuited to the collector of the transistor 34. The emitter of the transistor 34 is short-circuited to the primary inductor 35 </ b> A of the transformer 35. The emitter is connected to the base of the transistor 34 via the diode 36. The diode 36 is a rectifying element for protecting the transistor 34. One end of the secondary inductor 35B of the transformer 35 is connected to the base of the transistor 34 and the resistor 74. The other end of the secondary inductor 35B is grounded via a capacitor 39. The diode 37 is connected in parallel to the capacitor 38 and the piezoelectric vibrator 1. The diode 37 is a rectifying element for protecting the piezoelectric vibrator 1. Resistors 74 and 75 are each connected to the switch 32 in series. The resistor 74 is also connected in series with the secondary inductor 35B and the capacitor 39. In addition, resistor 74 is shorted to the base of transistor 34.

インダクタ３３と圧電振動子１は第１の同調回路を構成し、トランス３５の２次側インダクタ３５Ｂとコンデンサ３９は第２の同調回路を構成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が発振回路３０に印加されると、第２同調回路の共振周波数で振動する交流電圧が圧電振動子１に印加される。この結果、圧電振動子１は、第２の同調回路の共振周波数と等しい周波数で振動する。   The inductor 33 and the piezoelectric vibrator 1 constitute a first tuning circuit, and the secondary inductor 35B and the capacitor 39 of the transformer 35 constitute a second tuning circuit. When the output voltage of the DC-DC converter 20 is applied to the oscillation circuit 30, an AC voltage that oscillates at the resonance frequency of the second tuning circuit is applied to the piezoelectric vibrator 1. As a result, the piezoelectric vibrator 1 vibrates at a frequency equal to the resonance frequency of the second tuning circuit.

スイッチ３２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の発振回路３０への印加の有無を切り替える。スイッチ３２は、二つのトランジスタ７０および７２から構成されている。トランジスタ７０は、２次側インダクタ３５Ｂおよびコンデンサ３９からなる第２同調回路と並列に接続されている。トランジスタ７０のコレクタは、トランジスタ３４のベースに短絡されている。また、このコレクタには抵抗器７４の一端が接続されている。トランジスタ７０のベースは、トランジスタ７２のコレクタに短絡されている。トランジスタ７２のコレクタには、抵抗器７５の一端が接続されている。トランジスタ７０および７２のエミッタは、ともに接地されている。後述するように、トランジスタ７０および７２は、互いに反対のスイッチング状態を有する。すなわち、これらのトランジスタの一方がオン状態（閉状態）のとき、他方はオフ状態（開状態）である。   The switch 32 switches whether the output voltage of the DC-DC converter 20 is applied to the oscillation circuit 30. The switch 32 is composed of two transistors 70 and 72. The transistor 70 is connected in parallel with a second tuning circuit including the secondary inductor 35B and the capacitor 39. The collector of transistor 70 is shorted to the base of transistor 34. In addition, one end of a resistor 74 is connected to this collector. The base of transistor 70 is shorted to the collector of transistor 72. One end of a resistor 75 is connected to the collector of the transistor 72. The emitters of the transistors 70 and 72 are both grounded. As will be described later, transistors 70 and 72 have switching states opposite to each other. That is, when one of these transistors is on (closed), the other is off (open).

制御回路４０は、時定数回路４１、モノマルチＩＣ４２、スイッチ４３、抵抗器４４、遅延回路４５、ＮＡＮＤ回路４６、および抵抗器４７を有している。時定数回路４１は、互いに直列に接続された抵抗器４１Ａおよびコンデンサ４１Ｂから構成されている。遅延回路４５は、互いに直列に接続された抵抗器４５Ａおよびコンデンサ４５Ｂから構成されている。   The control circuit 40 includes a time constant circuit 41, a mono-multi IC 42, a switch 43, a resistor 44, a delay circuit 45, a NAND circuit 46, and a resistor 47. The time constant circuit 41 includes a resistor 41A and a capacitor 41B connected in series with each other. The delay circuit 45 includes a resistor 45A and a capacitor 45B connected in series with each other.

モノマルチＩＣ４２は、ワンショットマルチバイブレータとも呼ばれるパルス信号発生器として機能するＩＣである。モノマルチＩＣ４２は、Ｔ１、Ｔ２、Ａ、Ｂ、Ｒ、ＱｎおよびＱｒの各端子を有している。Ｔ１およびＴ２端子は、コンデンサ４１Ｂの両端に接続されている。ＡおよびＱｒ端子は、スイッチ４３の両端に接続されている。Ａ端子は、抵抗器４４を介して接地されている。ＢおよびＲ端子は、ともに電源１０のプラス端子に接続されている。したがって、ＢおよびＲ端子の電圧レベルは常にハイである。Ｒ端子は、リセット端子である。Ｑｎ端子は、レギュレータＩＣ２７の制御端子２７Ａに接続されている。Ｑｎ端子およびＱｒ端子は、それぞれ正相出力端子および逆相出力端子である。ＢおよびＲ端子がともにハイレベルにあるとき、モノマルチＩＣ４２は、Ａ端子へのパルス信号の入力に応答して単発のパルス電圧信号をＱｎ端子に生成する。また、モノマルチＩＣ４２は、Ｑｎ端子の信号と逆相のパルス電圧信号をＱｒ端子に生成する。これらのパルス信号は、時定数回路４１によって定まる時定数に等しい時間幅を有する。   The mono multi IC 42 is an IC that functions as a pulse signal generator, also called a one-shot multi vibrator. The mono multi IC 42 has terminals T1, T2, A, B, R, Qn, and Qr. The T1 and T2 terminals are connected to both ends of the capacitor 41B. The A and Qr terminals are connected to both ends of the switch 43. The A terminal is grounded via a resistor 44. Both the B and R terminals are connected to the positive terminal of the power supply 10. Therefore, the voltage levels at the B and R terminals are always high. The R terminal is a reset terminal. The Qn terminal is connected to the control terminal 27A of the regulator IC 27. The Qn terminal and the Qr terminal are a normal phase output terminal and a negative phase output terminal, respectively. When both the B and R terminals are at the high level, the mono-multi IC 42 generates a single pulse voltage signal at the Qn terminal in response to the input of the pulse signal to the A terminal. The mono multi IC 42 generates a pulse voltage signal having a phase opposite to that of the signal at the Qn terminal at the Qr terminal. These pulse signals have a time width equal to the time constant determined by the time constant circuit 41.

スイッチ４３は、例えば、圧電振動子１および圧電振動子駆動回路１００を搭載する装置の電源スイッチである。スイッチ４３の第１の端子４３ＡはモノマルチＩＣ４２のＡ端子に短絡され、第２の端子４３ＢはＱｒ端子に短絡されている。また、第１端子４３Ａは、抵抗器４４を介して接地されている。スイッチ４３が閉じられると、抵抗器４４に電源１０の電圧が印加され、抵抗器４４に電流が流れる。これにより電圧降下が生じるため、抵抗器４４に接続されたＡ端子の電圧レベルがハイになる。   The switch 43 is, for example, a power switch of a device in which the piezoelectric vibrator 1 and the piezoelectric vibrator driving circuit 100 are mounted. The first terminal 43A of the switch 43 is short-circuited to the A terminal of the mono-multi IC 42, and the second terminal 43B is short-circuited to the Qr terminal. The first terminal 43A is grounded via the resistor 44. When the switch 43 is closed, the voltage of the power supply 10 is applied to the resistor 44 and a current flows through the resistor 44. Since this causes a voltage drop, the voltage level of the A terminal connected to the resistor 44 becomes high.

遅延回路４５は、モノマルチＩＣ４２のＱｒ端子とグランドとの間に接続されている。後述するように、遅延回路４５は、Ｑｒ端子からの信号を所定の時間だけ遅延させてスイッチ３２に送る。   The delay circuit 45 is connected between the Qr terminal of the mono-multi IC 42 and the ground. As will be described later, the delay circuit 45 delays the signal from the Qr terminal by a predetermined time and sends it to the switch 32.

ＮＡＮＤ回路４６および抵抗器４７は、遅延回路４５とスイッチ３２との間に接続されている。遅延回路４５から出る信号は、ＮＡＮＤ回路４６の二つの入力端子に入る。ＮＡＮＤ回路４６の出力端子は、抵抗器４７を介してトランジスタ７２のベースに接続されている。したがって、ＮＡＮＤ回路４６の出力信号がトランジスタ７２のスイッチング動作を制御することになる。   The NAND circuit 46 and the resistor 47 are connected between the delay circuit 45 and the switch 32. A signal output from the delay circuit 45 enters two input terminals of the NAND circuit 46. The output terminal of the NAND circuit 46 is connected to the base of the transistor 72 via the resistor 47. Therefore, the output signal of the NAND circuit 46 controls the switching operation of the transistor 72.

以下では、図４および図５を参照しながら、圧電振動子駆動回路１００の動作を説明する。図４は、圧電振動子駆動回路１００の動作を示すタイミングチャートである。図５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の経時変化を示している。   Hereinafter, the operation of the piezoelectric vibrator driving circuit 100 will be described with reference to FIGS. 4 and 5. FIG. 4 is a timing chart showing the operation of the piezoelectric vibrator driving circuit 100. FIG. 5 shows the change with time of the output voltage of the DC-DC converter 20.

図４（ａ）は、制御回路４０内のスイッチ４３の動作を示している。ここで説明する動作例では、スイッチ４３が時刻ｔ０から所定時間だけ閉じられるものとする。図４（ｉ）および（ｎ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０および発振回路３０の動作を示している。時刻ｔ０にスイッチ４３が閉じられる前は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０および発振回路３０はともに動作しない。図４（ｂ）および（ｃ）は、モノマルチＩＣ４２のＡ端子およびＢ端子の状態を示している。図４（ｂ）に示されるように、Ａ端子は、スイッチ４３が開いているときはローレベルであり、スイッチ４３が閉じているときはハイレベルである。一方、図４（ｃ）に示されるように、モノマルチＩＣ４２のＢ端子は、スイッチ４３の状態にかかわらず、常にハイレベルである。図４（ｄ）および（ｅ）は、モノマルチＩＣ４２のＱｎ端子およびＱｒ端子の状態を示している。時刻ｔ０にスイッチ４３が閉じられる前は、Ｑｎ端子はローレベルであり、Ｑｒ端子はハイレベルである。   FIG. 4A shows the operation of the switch 43 in the control circuit 40. In the operation example described here, it is assumed that the switch 43 is closed for a predetermined time from the time t0. 4 (i) and (n) show the operation of the DC-DC converter 20 and the oscillation circuit 30. FIG. Before the switch 43 is closed at time t0, both the DC-DC converter 20 and the oscillation circuit 30 do not operate. 4B and 4C show the states of the A terminal and the B terminal of the mono-multi IC 42. FIG. As shown in FIG. 4B, the A terminal is at a low level when the switch 43 is open, and is at a high level when the switch 43 is closed. On the other hand, as shown in FIG. 4C, the B terminal of the mono-multi IC 42 is always at a high level regardless of the state of the switch 43. 4D and 4E show the states of the Qn terminal and the Qr terminal of the monomulti IC 42. FIG. Before the switch 43 is closed at time t0, the Qn terminal is at a low level and the Qr terminal is at a high level.

図４（ｆ）および（ｇ）は、レギュレータＩＣ２７の制御端子２７Ａおよび出力端子２７Ｂの状態を示している。時刻ｔ０にスイッチ４３が閉じられる前は、制御端子２７Ａおよび出力端子２７Ｂはローレベルである。図４（ｈ）は、マルチバイブレータ回路５４の動作を示している。レギュレータＩＣ２７の出力端子２７Ｂがローレベルの間は、レギュレータＩＣ２７からマルチバイブレータ回路５４へ駆動電圧が供給されない。したがって、マルチバイブレータ回路５４は動作せず、それに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ２０も動作しない。   FIGS. 4F and 4G show the states of the control terminal 27A and the output terminal 27B of the regulator IC 27. FIG. Before the switch 43 is closed at time t0, the control terminal 27A and the output terminal 27B are at a low level. FIG. 4 (h) shows the operation of the multivibrator circuit 54. While the output terminal 27B of the regulator IC 27 is at a low level, the drive voltage is not supplied from the regulator IC 27 to the multivibrator circuit 54. Therefore, the multivibrator circuit 54 does not operate, and the DC-DC converter 20 does not operate accordingly.

図４（ｊ）および（ｋ）は、制御回路４０内のＮＡＮＤ回路４６の入力端子および出力端子の状態を示している。時刻ｔ０にスイッチ４３が閉じられる前は、ＮＡＮＤ回路４６の二つの入力端子は、モノマルチＩＣ４２のＱｒ端子（図４（ｅ）を参照）と同じくハイレベルである。図６は、ＮＡＮＤ回路の動作を示す真理値表である。図６に示されるように、ＮＡＮＤ回路の二つの入力端子がともにハイレベルのときは、出力端子はローレベルとなる。したがって、図４（ｋ）に示されるように、時刻ｔ０の前はＮＡＮＤ回路４６の出力端子はローレベルである。   4J and 4K show the states of the input terminal and the output terminal of the NAND circuit 46 in the control circuit 40. FIG. Before the switch 43 is closed at time t0, the two input terminals of the NAND circuit 46 are at the high level, similarly to the Qr terminal (see FIG. 4E) of the mono multi IC 42. FIG. 6 is a truth table showing the operation of the NAND circuit. As shown in FIG. 6, when both of the two input terminals of the NAND circuit are at a high level, the output terminal is at a low level. Therefore, as shown in FIG. 4K, the output terminal of the NAND circuit 46 is at the low level before the time t0.

図４（ｌ）および（ｍ）は、スイッチ３２中のトランジスタ７２および７０の動作を示している。ＮＡＮＤ回路４６の出力端子は、トランジスタ７２のベースに接続されている。時刻ｔ０にスイッチ４３が閉じられる前は、ＮＡＮＤ回路４６の出力端子に生成されたローレベルの電圧がトランジスタ７２のベースに印加されるので、トランジスタ７２はオフ状態である。この場合、抵抗器７５を流れる電流はトランジスタ７２のコレクタへ流れ込まずに、トランジスタ７０のベースに流れ込む。したがって、トランジスタ７０はオン状態になる。この結果、時刻ｔ０の前は、抵抗器７４を流れる電流は、トランジスタ３４のベースおよびトランス３５の２次側インダクタ３５Ｂに流れ込まずに、トランジスタ７０のコレクタ−エミッタ間を流れる。したがって、図４（ｎ）に示されるように、時刻ｔ０の前は発振回路３０は動作しない。   4 (l) and (m) illustrate the operation of transistors 72 and 70 in switch 32. FIG. The output terminal of the NAND circuit 46 is connected to the base of the transistor 72. Before the switch 43 is closed at time t0, the low level voltage generated at the output terminal of the NAND circuit 46 is applied to the base of the transistor 72, so that the transistor 72 is in the off state. In this case, the current flowing through the resistor 75 does not flow into the collector of the transistor 72 but flows into the base of the transistor 70. Accordingly, the transistor 70 is turned on. As a result, before time t0, the current flowing through the resistor 74 does not flow into the base of the transistor 34 and the secondary inductor 35B of the transformer 35, but flows between the collector and emitter of the transistor 70. Therefore, as shown in FIG. 4 (n), the oscillation circuit 30 does not operate before time t0.

時刻ｔ０から所定時間だけスイッチ４３が閉じられると、モノマルチＩＣ４２のＡ端子にハイレベルのパルス電圧が印加され、それに応じてＱｎ端子にハイレベルのパルス電圧が生成される。図４（ｄ）に示されるように、このパルス電圧は、時定数回路４１によって決定される時間幅を有している。このパルス電圧がレギュレータＩＣ２７の動作開始信号である。この動作開始信号は、Ｑｎ端子からレギュレータＩＣ２７の制御端子２７Ａへ送られる。レギュレータＩＣ２７は、動作開始信号を受け取ると、出力端子２７Ｂにパルス電圧を生成する。このパルス電圧は、制御端子２７Ａに入力された信号と同じ時間幅を有する。このパルス電圧はＶＤＤ端子を通じてマルチバイブレータ回路５４に印加され、マルチバイブレータ回路５４を駆動する（図４（ｈ）を参照）。マルチバイブレータ回路５４は、ＦＥＴ２４を所定の時比率で繰り返しオンオフする。この結果、図５に示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が上昇し始める。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は時刻ｔ０に始動する。 When the switch 43 is closed for a predetermined time from the time t0, a high level pulse voltage is applied to the A terminal of the monomulti IC 42, and accordingly, a high level pulse voltage is generated at the Qn terminal. As shown in FIG. 4D, this pulse voltage has a time width determined by the time constant circuit 41. This pulse voltage is an operation start signal of the regulator IC 27. This operation start signal is sent from the Qn terminal to the control terminal 27A of the regulator IC 27. When the regulator IC 27 receives the operation start signal, the regulator IC 27 generates a pulse voltage at the output terminal 27B. This pulse voltage has the same time width as the signal input to the control terminal 27A. This pulse voltage is applied to the multivibrator circuit 54 through the V DD terminal to drive the multivibrator circuit 54 (see FIG. 4H). The multivibrator circuit 54 repeatedly turns the FET 24 on and off at a predetermined time ratio. As a result, as shown in FIG. 5, the output voltage of the DC-DC converter 20 starts to rise. Thus, the DC-DC converter 20 starts at time t0.

時刻ｔ０に上昇を開始したＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧は、時刻ｔ１に電圧Ｖ１に安定する。これは、図４（ｏ）に示されるように、コンバータ制御回路２６の定電圧制御が時刻ｔ１に開始するためである。以下では、この定電圧制御を説明する。   The output voltage of the DC-DC converter 20 that started rising at time t0 is stabilized at voltage V1 at time t1. This is because the constant voltage control of the converter control circuit 26 starts at time t1, as shown in FIG. Below, this constant voltage control is demonstrated.

定電圧制御は、ツェナーダイオード５７を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を検知し、その出力電圧が所定の目標電圧に安定化されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧を制御する。ツェナーダイオード５７には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧に応じた逆方向電圧が印加される。時刻ｔ０に開始した昇圧が進むにつれて、ツェナーダイオード５７に印加される逆方向電圧も高まる。時刻ｔ１にこの逆方向電圧がツェナー電圧を超えると、逆方向電流がツェナーダイオード５７を流れる。この電流はトランジスタ５５のベースに流れ込み、トランジスタ５５をオンする。これによりトランジスタ５５のコレクタ−エミッタ間電圧が極めて低くなるので、ＮＡＮＤ回路６１の第１入力端子がほぼグランド電位、すなわちローレベルとなる。この場合、図６に示されるように、ＮＡＮＤ回路６１の出力端子は常にハイレベルとなる。これに応じて、ＮＡＮＤ回路６０の二つの入力端子がともにハイレベルとなり、したがって、ＮＡＮＤ回路６０の出力端子はローレベルとなる。これにより、ＦＥＴ２４のゲート電圧が低下し、ＦＥＴ２４は非能動状態に変わる。この結果、時刻ｔ１にＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧が停止し、その出力電圧がほぼＶ１に安定する。   The constant voltage control detects the output voltage of the DC-DC converter 20 using the Zener diode 57, and controls the boosting of the DC-DC converter 20 so that the output voltage is stabilized at a predetermined target voltage. A reverse voltage corresponding to the output voltage of the DC-DC converter 20 is applied to the Zener diode 57. As the voltage boosting started at time t0 progresses, the reverse voltage applied to the Zener diode 57 also increases. When this reverse voltage exceeds the zener voltage at time t1, a reverse current flows through the zener diode 57. This current flows into the base of the transistor 55 and turns on the transistor 55. As a result, the collector-emitter voltage of the transistor 55 becomes extremely low, so that the first input terminal of the NAND circuit 61 becomes almost the ground potential, that is, the low level. In this case, as shown in FIG. 6, the output terminal of the NAND circuit 61 is always at a high level. In response to this, the two input terminals of the NAND circuit 60 are both at a high level, and therefore the output terminal of the NAND circuit 60 is at a low level. As a result, the gate voltage of the FET 24 decreases, and the FET 24 changes to an inactive state. As a result, the boosting of the DC-DC converter 20 is stopped at time t1, and the output voltage is stabilized at approximately V1.

電圧Ｖ１は、圧電振動子１を始動するための電圧であり、ツェナーダイオード５７のツェナー電圧に応じて決まる。電圧Ｖ１は、圧電振動子１を確実に振動させることができるように、電源１０の電圧やＤＣ−ＤＣコンバータ２０の定常状態での出力電圧Ｖ２（後述する）よりも十分に高い電圧に設定される。   The voltage V <b> 1 is a voltage for starting the piezoelectric vibrator 1, and is determined according to the Zener voltage of the Zener diode 57. The voltage V1 is set to a voltage sufficiently higher than the voltage of the power supply 10 and the output voltage V2 (described later) in the steady state of the DC-DC converter 20 so that the piezoelectric vibrator 1 can be vibrated reliably. The

図４（ｅ）に示されるように、メインスイッチ４３が所定時間だけ閉じられると、モノマルチＩＣ４２のＱｒ端子にローレベルのパルス電圧信号が生成される。このローレベルパルスは、時定数回路４１によって決定される時間幅を有する。このローレベルパルスは、遅延回路４５によって遅延された後、ＮＡＮＤ回路４６の二つの入力端子に入る。これに応じて、ＮＡＮＤ回路４６の出力端子はハイレベルとなる。図４（ｋ）に示されるように、遅延回路４５によって与えられた遅延のため、ＮＡＮＤ回路４６の出力端子にハイレベルの電圧が生成されるのは、時刻ｔ０およびｔ１より後の時刻ｔ２である。   As shown in FIG. 4E, when the main switch 43 is closed for a predetermined time, a low-level pulse voltage signal is generated at the Qr terminal of the mono-multi IC 42. This low level pulse has a time width determined by the time constant circuit 41. The low level pulse is delayed by the delay circuit 45 and then enters the two input terminals of the NAND circuit 46. In response to this, the output terminal of the NAND circuit 46 becomes high level. As shown in FIG. 4 (k), because of the delay given by the delay circuit 45, the high-level voltage is generated at the output terminal of the NAND circuit 46 at time t2 after time t0 and t1. is there.

このハイレベル電圧はトランジスタ７２のベースに印加され、それによりトランジスタ７２がオンされる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の印加に応じて抵抗器７５を流れる電流は、トランジスタ７２のコレクタ−エミッタ間を流れるようになる。したがって、トランジスタ７０のベースへの電流供給が停止し、トランジスタ７０がオフされる。これに応じて、抵抗器７４を流れる電流がトランジスタ３４のベースおよびトランス３５の二次側インダクタ３５Ｂへ流れるようになる。こうして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から印加される始動電圧Ｖ１によって発振回路３０が始動し、圧電振動子１が振動を開始する。上述のように、発振回路３０の始動時刻ｔ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の始動時刻ｔ０から遅延回路４５の時定数によって決定される時間だけ遅い。   This high level voltage is applied to the base of the transistor 72, thereby turning on the transistor 72. For this reason, the current flowing through the resistor 75 in response to the application of the output voltage of the DC-DC converter 20 flows between the collector and emitter of the transistor 72. Therefore, the current supply to the base of the transistor 70 is stopped, and the transistor 70 is turned off. In response to this, a current flowing through the resistor 74 flows to the base of the transistor 34 and the secondary inductor 35B of the transformer 35. Thus, the oscillation circuit 30 is started by the starting voltage V1 applied from the DC-DC converter 20, and the piezoelectric vibrator 1 starts to vibrate. As described above, the start time t2 of the oscillation circuit 30 is delayed from the start time t0 of the DC-DC converter 20 by a time determined by the time constant of the delay circuit 45.

発振回路３０が始動し圧電振動子１が振動を開始すると、出力コンデンサ２５が放電し、それに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が徐々に下降する（図５を参照）。これによりツェナーダイオード５７の印加電圧がツェナー電圧以下となり、ツェナーダイオード５７は逆方向電流を通さなくなる。したがって、図４（ｏ）に示されるように、ツェナーダイオード５７を用いた定電圧制御は時刻ｔ２に停止する。しかし、図４（ｐ）に示されるように、コンバータ制御回路２６は、時刻ｔ２から定電圧制御に代えて定電流制御を開始する。定電圧制御はＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を始動電圧Ｖ１に安定化するが、定電流制御は出力電圧をＶ１より低いＶ２に安定化する。この電圧Ｖ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の定常動作における出力電圧である。以下では、この定電流制御を説明する。   When the oscillation circuit 30 is started and the piezoelectric vibrator 1 starts to vibrate, the output capacitor 25 is discharged, and the output voltage of the DC-DC converter 20 gradually decreases accordingly (see FIG. 5). As a result, the applied voltage of the Zener diode 57 becomes equal to or lower than the Zener voltage, and the Zener diode 57 does not pass reverse current. Therefore, as shown in FIG. 4 (o), the constant voltage control using the Zener diode 57 stops at time t2. However, as shown in FIG. 4 (p), converter control circuit 26 starts constant current control instead of constant voltage control from time t2. The constant voltage control stabilizes the output voltage of the DC-DC converter 20 to the starting voltage V1, while the constant current control stabilizes the output voltage to V2 lower than V1. This voltage V <b> 2 is an output voltage in the steady operation of the DC-DC converter 20. Below, this constant current control is demonstrated.

定電流制御は、発振回路３０から流れ出る電流を検知し、その電流が所定の目標電流に安定化されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧を制御する。発振回路３０の動作中は、発振回路３０から流れ出る大きな電流が抵抗器５９に流れ込む。発振回路３０が動作していないときも抵抗器５９には電流が流れ込むが、発振回路３０の動作中は、それまでよりも極めて大きな電流が抵抗器５９に流れ込む。これにより、抵抗器５９で所定のしきい値よりも大きな電圧降下が発生する。このしきい値は、発振回路３０から流れ出る電流が上記の目標電流であるときの抵抗器５９の両端の電圧に等しい。   The constant current control detects the current flowing out of the oscillation circuit 30 and controls the boosting of the DC-DC converter 20 so that the current is stabilized at a predetermined target current. During the operation of the oscillation circuit 30, a large current flowing out from the oscillation circuit 30 flows into the resistor 59. Although the current flows into the resistor 59 even when the oscillation circuit 30 is not operating, an extremely larger current flows into the resistor 59 while the oscillation circuit 30 is operating. As a result, a voltage drop larger than a predetermined threshold value occurs in the resistor 59. This threshold value is equal to the voltage across the resistor 59 when the current flowing out of the oscillation circuit 30 is the target current.

抵抗器５９の両端の電圧は、抵抗器５８およびコンデンサ５６からなる時定数回路を通じてトランジスタ５５のベース−エミッタ間に印加される。この結果、トランジスタ５５のベース電位が十分に高くなり、トランジスタ５５がオン状態に保たれる。これに応じてＦＥＴ２４が非能動状態に保たれるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧は停止したままである。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧は、発振回路３０での電力消費に応じて下降する。   The voltage across the resistor 59 is applied between the base and emitter of the transistor 55 through a time constant circuit composed of the resistor 58 and the capacitor 56. As a result, the base potential of the transistor 55 becomes sufficiently high, and the transistor 55 is kept on. Accordingly, the FET 24 is kept in an inactive state, so that the boosting of the DC-DC converter 20 remains stopped. Therefore, the output voltage of the DC-DC converter 20 falls according to the power consumption in the oscillation circuit 30.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が小さくなるにつれて、発振回路３０から流れ出る電流も小さくなり、したがって抵抗器５９の電圧降下も小さくなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧がＶ２まで下がると、抵抗器５９の両端の電圧がしきい値を下回り、トランジスタ５５をオン状態に保てなくなる。したがって、トランジスタ５５がオフ状態に切り替わり、それに応じてＦＥＴ２４が能動状態となって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧が再開される（図５の時刻ｔ４）。その後、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が上昇し、抵抗器５９の両端の電圧が大きくなると、トランジスタ５５がオン状態に切り替わり、昇圧が停止する。こうして、昇圧の始動および停止が繰り返されることにより、抵抗器５９を流れる電流が目標電流に安定化され、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧もＶ２に安定化される。抵抗器５９を用いたコンバータ制御回路２６の定電流制御は、このようにして実行される。   As the output voltage of the DC-DC converter 20 decreases, the current flowing out of the oscillation circuit 30 also decreases, and therefore the voltage drop across the resistor 59 also decreases. When the output voltage of the DC-DC converter 20 drops to V2, the voltage across the resistor 59 falls below the threshold value, and the transistor 55 cannot be kept on. Accordingly, the transistor 55 is switched to the OFF state, and the FET 24 is activated accordingly, and the boosting of the DC-DC converter 20 is resumed (time t4 in FIG. 5). Thereafter, when the output voltage of the DC-DC converter 20 rises and the voltage across the resistor 59 increases, the transistor 55 is switched on and the boosting stops. Thus, by repeating the start and stop of boosting, the current flowing through the resistor 59 is stabilized at the target current, and the output voltage of the DC-DC converter 20 is also stabilized at V2. The constant current control of the converter control circuit 26 using the resistor 59 is executed in this way.

この定電流制御は、圧電振動子１のインピーダンス変動に対応することができる。圧電振動子１のインピーダンスが上がれば抵抗器５９を流れる電流は小さくなり、逆にインピーダンスが下がれば抵抗器５９を流れる電流は大きくなる。これに応じて、抵抗器を流れる電流を目標電流に戻すようにトランジスタ５５の状態が制御される。すなわち、コンバータ制御回路２６は、圧電振動子１のインピーダンスが上がれば、トランジスタ５５をオフ状態にしてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を上昇させ、インピーダンスが下がれば、トランジスタ５５をオン状態に制御してＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が下降させる。これにより、圧電振動子１のインピーダンスが変動したときでも、発振回路３０へ供給される電圧の過不足が防止される。   This constant current control can cope with impedance fluctuation of the piezoelectric vibrator 1. If the impedance of the piezoelectric vibrator 1 is increased, the current flowing through the resistor 59 is decreased. Conversely, if the impedance is decreased, the current flowing through the resistor 59 is increased. In response to this, the state of the transistor 55 is controlled so that the current flowing through the resistor is returned to the target current. That is, when the impedance of the piezoelectric vibrator 1 increases, the converter control circuit 26 turns off the transistor 55 to increase the output voltage of the DC-DC converter. When the impedance decreases, the converter control circuit 26 controls the transistor 55 to be on. The output voltage of the DC-DC converter is lowered. Thereby, even when the impedance of the piezoelectric vibrator 1 fluctuates, excess or deficiency of the voltage supplied to the oscillation circuit 30 is prevented.

この後、時刻ｔ３になると、図４（ｄ）に示されるように、モノマルチＩＣ４２のＱｎ端子がローレベルに変わる。これにより、レギュレータＩＣ２７からマルチバイブレータ回路５４への駆動電圧の供給が停止し、ＦＥＴ２４が非能動状態となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧が停止する。また、時刻ｔ３では、図４（ｋ）に示されるように、ＮＡＮＤ回路４６の出力もローレベルに変わる。これにより、発振回路３０の動作が停止する。   Thereafter, at time t3, as shown in FIG. 4D, the Qn terminal of the mono-multi IC 42 changes to a low level. As a result, the supply of drive voltage from the regulator IC 27 to the multivibrator circuit 54 is stopped, the FET 24 becomes inactive, and the boosting of the DC-DC converter 20 is stopped. At time t3, as shown in FIG. 4 (k), the output of the NAND circuit 46 also changes to a low level. As a result, the operation of the oscillation circuit 30 is stopped.

以下では、圧電振動子駆動回路１００の利点を説明する。第１に、圧電振動子駆動回路１００は、圧電振動子１を所望の周波数で確実に振動させることができる。これは、制御回路４０が二つのスイッチ２７および３２を制御して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０と発振回路３０を所定の時間差で動作させるからである。発振回路３０の駆動に先だってＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を昇圧しておき、昇圧された出力電圧を用いて発振回路３０を駆動する。このため、圧電振動子１の始動時に十分に高い電圧を圧電振動子１に印加することができる。したがって、圧電振動子１のインピーダンスが高いときでも、圧電振動子１を所望の周波数で確実に振動させることができる。   Hereinafter, advantages of the piezoelectric vibrator driving circuit 100 will be described. First, the piezoelectric vibrator drive circuit 100 can reliably vibrate the piezoelectric vibrator 1 at a desired frequency. This is because the control circuit 40 controls the two switches 27 and 32 to operate the DC-DC converter 20 and the oscillation circuit 30 with a predetermined time difference. Prior to driving the oscillation circuit 30, the output voltage of the DC-DC converter 20 is boosted, and the oscillation circuit 30 is driven using the boosted output voltage. For this reason, a sufficiently high voltage can be applied to the piezoelectric vibrator 1 when the piezoelectric vibrator 1 is started. Therefore, even when the impedance of the piezoelectric vibrator 1 is high, the piezoelectric vibrator 1 can be reliably vibrated at a desired frequency.

第２に、圧電振動子駆動回路１００は消費電力を抑えることができる。これは、圧電発振回路３０が始動するとＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が下降し、その後、安定するからである。コンバータ制御回路２６は、発振回路３０の始動後しばらくの間、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子２４を非能動状態に保つ。したがって、昇圧が行われず、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が下降する。出力電圧がＶ２まで下降すると、コンバータ制御回路２６はスイッチング素子２４を能動状態と非能動状態との間で交互に切り替え、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧を繰り返しオンオフして、出力電圧をＶ２に安定化する。このような制御により、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、圧電振動子１の始動時にだけ高い電圧Ｖ１を発振回路３０に印加し、その後、より低い電圧Ｖ２を発振回路３０に印加して圧電振動子１の駆動し続ける。これにより、圧電振動子１の始動の不安定さを解消しつつ、消費電力を抑えることができる。   Secondly, the piezoelectric vibrator drive circuit 100 can suppress power consumption. This is because when the piezoelectric oscillation circuit 30 starts, the output voltage of the DC-DC converter 20 decreases and then stabilizes. The converter control circuit 26 keeps the switching element 24 of the DC-DC converter 20 in an inactive state for a while after the oscillation circuit 30 is started. Therefore, boosting is not performed and the output voltage of the DC-DC converter 20 drops. When the output voltage drops to V2, the converter control circuit 26 alternately switches the switching element 24 between the active state and the inactive state, repeatedly turns on and off the DC-DC converter 20, and stabilizes the output voltage at V2. Turn into. By such control, the DC-DC converter 20 applies the high voltage V1 to the oscillation circuit 30 only when the piezoelectric vibrator 1 is started, and then applies the lower voltage V2 to the oscillation circuit 30 to thereby apply the piezoelectric vibrator 1. Keep driving. Thereby, power consumption can be suppressed while eliminating the unstable starting of the piezoelectric vibrator 1.

第３に、圧電振動子駆動回路１００の構成を簡素化できる。これは、遅延回路４５の時定数に応じて決まるタイミングに発振回路３０への電圧印加が開始されるためである。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を検知し、その大きさに応じて発振回路３０への電圧印加を開始するようなタイミング制御は行われない。そのため、このようなタイミング制御のための回路を省略して、圧電振動子駆動回路１００の構成を簡素化できる。   Third, the configuration of the piezoelectric vibrator driving circuit 100 can be simplified. This is because voltage application to the oscillation circuit 30 is started at a timing determined according to the time constant of the delay circuit 45. Timing control is not performed such that the output voltage of the DC-DC converter 20 is detected and voltage application to the oscillation circuit 30 is started in accordance with the magnitude. Therefore, the configuration for the piezoelectric vibrator driving circuit 100 can be simplified by omitting such a circuit for timing control.

第４に、圧電振動子駆動回路１００は、定電流制御を用いて圧電振動子１のインピーダンスの変動に対応することができる。圧電振動子１の始動後、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧は、抵抗器５９を流れる電流が一定になるように制御される。このため、圧電振動子１のインピーダンスの増減に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が増減される。その結果、圧電振動子１のインピーダンスが変動したときに、発振回路３０への印加電圧の過不足を防ぐことができる。これにより、圧電振動子１の安定した駆動と消費電力の削減が可能になる。   Fourthly, the piezoelectric vibrator driving circuit 100 can cope with fluctuations in the impedance of the piezoelectric vibrator 1 using constant current control. After the piezoelectric vibrator 1 is started, the output voltage of the DC-DC converter 20 is controlled so that the current flowing through the resistor 59 becomes constant. For this reason, the output voltage of the DC-DC converter 20 is increased or decreased according to the increase or decrease of the impedance of the piezoelectric vibrator 1. As a result, when the impedance of the piezoelectric vibrator 1 fluctuates, excess or deficiency of the voltage applied to the oscillation circuit 30 can be prevented. As a result, stable driving of the piezoelectric vibrator 1 and reduction of power consumption are possible.

第５に、圧電振動子駆動回路１００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を迅速に始動電圧Ｖ１まで上昇させることができる。これは、始動電圧Ｖ１を得るための昇圧中は圧電振動子１を駆動しないからである。ＤＣ−ＤＣコンバータと発振回路を同時に始動させると、圧電振動子の駆動のために電力が消費され、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧の効率が低下する。これに対し、回路１００では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が始動電圧Ｖ１に達してから発振回路３０を始動させるので、始動電圧Ｖ１への昇圧を効率良く達成することができる。   Fifth, the piezoelectric vibrator driving circuit 100 can quickly increase the output voltage of the DC-DC converter 20 to the starting voltage V1. This is because the piezoelectric vibrator 1 is not driven during boosting to obtain the starting voltage V1. When the DC-DC converter and the oscillation circuit are started simultaneously, power is consumed for driving the piezoelectric vibrator, and the boosting efficiency of the DC-DC converter is reduced. On the other hand, in the circuit 100, since the oscillation circuit 30 is started after the output voltage of the DC-DC converter 20 reaches the starting voltage V1, it is possible to efficiently boost the starting voltage V1.

第６に、圧電振動子駆動回路１００は、部品容量の小さな素子を用いて製造でき、したがって製造コストの削減が容易である。これは、圧電振動子１の始動時に大きな電流が流れないからである。ＤＣ−ＤＣコンバータと発振回路を同時に始動させると、圧電振動子の始動電圧を得るための電流と圧電振動子を駆動させるための電流とが重畳して、大きな電流が回路内を流れる。これに対し、回路１００では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が始動電圧Ｖ１に達してから発振回路３０を始動させるので、回路１００内を流れる電流の大きさを抑えることができる。   Sixth, the piezoelectric vibrator driving circuit 100 can be manufactured by using an element having a small component capacity, and thus the manufacturing cost can be easily reduced. This is because a large current does not flow when the piezoelectric vibrator 1 is started. When the DC-DC converter and the oscillation circuit are started at the same time, a current for obtaining the starting voltage of the piezoelectric vibrator and a current for driving the piezoelectric vibrator are superimposed, and a large current flows in the circuit. On the other hand, in the circuit 100, since the oscillation circuit 30 is started after the output voltage of the DC-DC converter 20 reaches the starting voltage V1, the magnitude of the current flowing in the circuit 100 can be suppressed.

以上、本発明をその実施形態に基づいて詳細に説明した。しかし、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で様々な変形が可能である。   The present invention has been described in detail based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the above embodiment. The present invention can be variously modified without departing from the gist thereof.

実施形態の圧電振動子駆動回路を示す概略図である。It is the schematic which shows the piezoelectric vibrator drive circuit of embodiment. 圧電振動子駆動回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a piezoelectric vibrator drive circuit. 図３（ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のドレイン−ソース間電圧を示し、図３（ｂ）は、マルチバイブレータ回路の出力電圧を示している。FIG. 3A shows the drain-source voltage of the switching element of the DC-DC converter, and FIG. 3B shows the output voltage of the multivibrator circuit. 圧電振動子駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。6 is a timing chart showing the operation of the piezoelectric vibrator driving circuit. ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の経時変化を示す図である。It is a figure which shows the time-dependent change of the output voltage of a DC-DC converter. ＮＡＮＤ回路の動作を示す真理値表である。It is a truth table which shows operation | movement of a NAND circuit.

符号の説明Explanation of symbols

１…圧電振動子、１０…直流電源、２０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２４…スイッチング素子、２６…コンバータ制御回路、２７…レギュレータＩＣ、３０…発振回路、３２…スイッチ、４０…制御回路、４２…モノマルチＩＣ、４５…遅延回路、５４…マルチバイブレータ回路、５５…スイッチとしてのトランジスタ、５７…定電圧制御用のツェナーダイオード、５９…定電流制御用の抵抗器、１００…圧電振動子駆動回路。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Piezoelectric vibrator, 10 ... DC power supply, 20 ... DC-DC converter, 24 ... Switching element, 26 ... Converter control circuit, 27 ... Regulator IC, 30 ... Oscillator circuit, 32 ... Switch, 40 ... Control circuit, 42 ... Mono-multi IC, 45 ... delay circuit, 54 ... multi-vibrator circuit, 55 ... transistor as switch, 57 ... Zener diode for constant voltage control, 59 ... resistor for constant current control, 100 ... piezoelectric vibrator drive circuit.

Claims (5)

圧電振動子を駆動するための回路であって、
直流電源から供給される電圧を昇圧して直流の出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が印加されると前記圧電振動子を駆動する発振回路と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに動作開始信号を供給し、その後、所定の時間が経過してから前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を前記発振回路に印加する第１の制御回路と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が前記発振回路へ印加される前は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検知し、その出力電圧が所定の始動電圧に安定化されるように前記ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を制御し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が前記発振回路に印加された後は、前記発振回路から流れ出る電流を検知し、その電流が目標電流に安定化されるように前記ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を制御し、それにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を前記始動電圧よりも低い電圧に調整する第２の制御回路と
を備える圧電振動子駆動回路。 A circuit for driving a piezoelectric vibrator,
A DC-DC converter that boosts a voltage supplied from a DC power source to generate a DC output voltage;
An oscillation circuit that drives the piezoelectric vibrator when an output voltage of the DC-DC converter is applied;
A first control circuit for supplying an operation start signal to the DC-DC converter and then applying an output voltage of the DC-DC converter to the oscillation circuit after a predetermined time has elapsed ;
Before the output voltage of the DC-DC converter is applied to the oscillation circuit, the output voltage of the DC-DC converter is detected, and the output voltage is stabilized at a predetermined starting voltage. After the converter boost is controlled and the output voltage of the DC-DC converter is applied to the oscillation circuit, the current flowing out of the oscillation circuit is detected, and the DC is adjusted so that the current is stabilized at the target current. A piezoelectric vibrator drive circuit comprising: a second control circuit that controls boosting of the DC converter and thereby adjusts an output voltage of the DC-DC converter to a voltage lower than the starting voltage . 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の前記発振回路への印加の有無を切り替える第１のスイッチをさらに備える請求項１に記載の圧電振動子駆動回路であって、
前記第１制御回路は、前記動作開始信号および前記第１スイッチ用のスイッチング信号を同時に生成する信号発生器と、前記スイッチング信号に前記所定時間の遅延を与えて前記第１スイッチに供給する遅延回路とを有しており、
前記第１スイッチは、前記スイッチング信号を受け取ったときに前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を前記発振回路に印加する、
請求項１に記載の圧電振動子駆動回路。 2. The piezoelectric vibrator driving circuit according to claim 1, further comprising a first switch that switches presence / absence of application of an output voltage of the DC-DC converter to the oscillation circuit.
The first control circuit includes a signal generator that simultaneously generates the operation start signal and the switching signal for the first switch, and a delay circuit that delays the switching signal for the predetermined time and supplies the switching signal to the first switch. And
The first switch applies an output voltage of the DC-DC converter to the oscillation circuit when receiving the switching signal.
The piezoelectric vibrator drive circuit according to claim 1. 前記第２制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を始動および停止する第２のスイッチと、前記第２スイッチの動作を制御するツェナーダイオードおよび抵抗器とを有しており、
前記第２スイッチには、前記ツェナーダイオードを流れる逆方向電流が送られるとともに、前記抵抗器の両端の電圧が印加され、
前記ツェナーダイオードには、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に応じた電圧が印加され、
前記ツェナーダイオードは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が前記始動電圧以上のときに前記ツェナーダイオードを逆方向電流が流れるようなツェナー電圧を有しており、
前記第２スイッチは、前記ツェナーダイオードを流れる逆方向電流を受け取ると前記ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を停止し、
前記抵抗器は、前記発振回路から流れ出る電流を受け取り、
前記第２スイッチは、前記抵抗器の両端の電圧が所定のしきい値以上のときに前記ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を停止し、
前記しきい値は、前記発振回路から流れ出る電流が前記目標電流のときに前記抵抗器の両端に生じる電圧に等しい
請求項１または２に記載の圧電振動子駆動回路。 The second control circuit includes a second switch that starts and stops boosting of the DC-DC converter, and a Zener diode and a resistor that control the operation of the second switch,
A reverse current flowing through the Zener diode is sent to the second switch, and a voltage across the resistor is applied to the second switch.
A voltage corresponding to the output voltage of the DC-DC converter is applied to the Zener diode,
The Zener diode has a Zener voltage such that a reverse current flows through the Zener diode when the output voltage of the DC-DC converter is equal to or higher than the starting voltage.
The second switch stops boosting of the DC-DC converter when receiving a reverse current flowing through the Zener diode,
The resistor receives a current flowing out of the oscillation circuit;
The second switch stops boosting of the DC-DC converter when the voltage across the resistor is equal to or higher than a predetermined threshold value.
The threshold value is equal to a voltage generated across the resistor when the current flowing out of the oscillation circuit is the target current.
The piezoelectric vibrator drive circuit according to claim 1 or 2 . 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記直流電源から供給される電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を所定の時比率でオンオフするマルチバイブレータ回路と
を有しており、
前記マルチバイブレータ回路は、二つの入力端子と一つの出力端子を有するＮＡＮＤ回路を含んでおり、
前記第２スイッチは、前記ＮＡＮＤ回路の一方の入力端子の状態を切り替えることにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧を始動および停止する
請求項３に記載の圧電振動子駆動回路。 The DC-DC converter
A switching element for switching a voltage supplied from the DC power supply;
A multivibrator circuit for turning on and off the switching element at a predetermined time ratio,
The multivibrator circuit includes a NAND circuit having two input terminals and one output terminal,
The second switch starts and stops boosting of the DC-DC converter by switching the state of one input terminal of the NAND circuit.
The piezoelectric vibrator drive circuit according to claim 3 . 前記第２制御回路は、前記マルチバイブレータに接続されたパワーセーブ機能付きレギュレータをさらに有しており、
前記レギュレータは、前記第１制御回路から前記動作開始信号を受け取る制御端子と、前記動作開始信号に応答して前記マルチバイブレータ回路に駆動電力を供給する出力端子とを有している
請求項４に記載の圧電振動子駆動回路。 The second control circuit further includes a regulator with a power saving function connected to the multivibrator,
The regulator includes a control terminal that receives the operation start signal from the first control circuit, and an output terminal that supplies driving power to the multivibrator circuit in response to the operation start signal.
The piezoelectric vibrator drive circuit according to claim 4 .
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