JP2002051541A - Switching power supply device and semiconductor device for it - Google Patents

Switching power supply device and semiconductor device for it

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JP2002051541A
JP2002051541A JP2000233056A JP2000233056A JP2002051541A JP 2002051541 A JP2002051541 A JP 2002051541A JP 2000233056 A JP2000233056 A JP 2000233056A JP 2000233056 A JP2000233056 A JP 2000233056A JP 2002051541 A JP2002051541 A JP 2002051541A
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佳明 八谷
浩司 ▲高▼田
Koji Takada
Akira Shiomi
陽 塩見
Naohiko Morota
尚彦 諸田
Tetsuji Yamashita
哲司 山下
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To improve power supply efficiency in a switching power supply by reducing the current loss of a switching element when a load is light as in standby or the like for reducing power consumption. SOLUTION: A control circuit 16 is provided with a comparator 24 for pulse width modulation that receives a load detection voltage Va generated at the end of the side of a control terminal Tc of a resistor 23 at a positive-phase input terminal, and a triangular wave signal TRW at a reverse-phase input terminal and outputs a pulse width determination signal for determining the pulse width of a switching pulse, a switching signal control circuit 25 for adjusting the control voltage of the switching signal based on the pulse width determination signal, and a light load detection circuit 40 for stopping the output of the switching signal to a switching element 12 to the switching signal control circuit 25 when the load detection voltage Va is larger than an upper-limit voltage value Va01, and starting to output the switching signal to the switching signal control circuit 25 when the load detection voltage Va is smaller than a lower-limit voltage value Va02.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関し、特に、軽負荷時の消費電力を低減できる降
圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置及びスイッチ
ング電源用半導体装置に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply, and more particularly, to a step-down chopper type switching power supply and a semiconductor device for a switching power supply capable of reducing power consumption under a light load.

【0002】[0002]

【従来の技術】図9は従来の降圧型チョッパ方式のスイ
ッチング電源装置の回路構成を示している。図9に示す
ように、従来のスイッチング電源装置は、入力端子10
1に印加される直流電圧をN型MOSFETからなるス
イッチング素子102及び電圧変換回路103により所
定の電圧値にまで降圧して出力端子104に出力する降
圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置である。
2. Description of the Related Art FIG. 9 shows a circuit configuration of a conventional step-down chopper type switching power supply. As shown in FIG. 9, the conventional switching power supply has an input terminal 10
This is a step-down type chopper type switching power supply device that steps down a DC voltage applied to 1 to a predetermined voltage value by a switching element 102 composed of an N-type MOSFET and a voltage conversion circuit 103 and outputs it to an output terminal 104.

【0003】入力端子101には、陽極が入力端子10
1と接続され、陰極が接地された入力コンデンサ105
が設けられている。
The input terminal 101 has an anode connected to the input terminal 10.
1 and an input capacitor 105 whose cathode is grounded.
Is provided.

【0004】ダイオード103a、コイル103b及び
コンデンサ103cからなる電圧変換回路103は、ス
イッチング素子102のソースと出力端子104との間
に設けられている。
A voltage conversion circuit 103 including a diode 103a, a coil 103b, and a capacitor 103c is provided between a source of the switching element 102 and an output terminal 104.

【0005】また、このスイッチング電源装置は、陰極
がスイッチング素子102のソースと接続され、陽極が
出力電圧検出回路106の出力側と接続された制御回路
用電源コンデンサ107と、該制御回路用コンデンサ1
07が生成する電源電圧Vccによって駆動される制御回
路108とを有しており、該制御回路108から出力さ
れる制御信号によりスイッチング素子102の動作が制
御される。
The switching power supply device further comprises a control circuit power supply capacitor 107 having a cathode connected to the source of the switching element 102 and an anode connected to the output side of the output voltage detection circuit 106;
And a control circuit 108 driven by a power supply voltage Vcc generated by the control circuit 07. The operation of the switching element 102 is controlled by a control signal output from the control circuit 108.

【0006】出力電圧検出回路106は、陰極が出力端
子104と接続されたツェナーダイオード106a及び
陰極が制御回路用電源コンデンサ107の陽極と接続さ
れたスイッチングダイオード106bが直列に接続され
て構成されている。
The output voltage detecting circuit 106 is configured by connecting in series a zener diode 106a having a cathode connected to the output terminal 104 and a switching diode 106b having a cathode connected to the anode of a control circuit power supply capacitor 107. .

【0007】この構成により、制御回路用電源コンデン
サ107の両端子間の電圧は、出力電圧検出回路106
から供給される負荷電流によって変動して、出力端子1
04の負荷状態が反映される。
With this configuration, the voltage between both terminals of the control circuit power supply capacitor 107 is output from the output voltage detection circuit 106.
Output terminal 1 depending on the load current supplied from the
04 is reflected.

【0008】制御回路108は、スイッチング素子10
2のスイッチング周波数を決定するクロック信号CLK
と、スイッチング素子102の最大デューティサイクル
を決定する最大デューティサイクル信号MDCと、スイ
ッチング素子102に印加するスイッチングパルスのパ
ルス幅を変調(以下、PWM制御と呼ぶ。)するための
三角波信号TRWとをそれぞれ出力する発振器110を
有している。
The control circuit 108 includes the switching element 10
Signal CLK for determining switching frequency
And a maximum duty cycle signal MDC for determining the maximum duty cycle of the switching element 102, and a triangular wave signal TRW for modulating the pulse width of a switching pulse applied to the switching element 102 (hereinafter referred to as PWM control). It has an oscillator 110 for outputting.

【0009】さらに、制御回路108は、降圧された電
源電圧Vccが所定値を超えた場合に導通状態となるシャ
ントレギュレータ111と、逆相入力端子に三角波信号
TRWを受けると共に、正相入力端子に、シャントレギ
ュレータ111とスイッチング素子102のソースと接
続される抵抗器112との間の電位を受け、比較結果の
パルス幅決定信号を出力するPWM制御用比較器113
と、リセット端子Rがパルス幅決定信号を受け、セット
端子Sがクロック信号CLKを受けるRSフリップフロ
ップ114と、第1の入力端子に起動・停止回路115
からの出力信号を受け、第2の入力端子に最大デューテ
ィサイクル信号MDCを受け、第3の入力端子にRSフ
リップフロップ114からの出力信号を受け、演算結果
を出力するNAND回路116と、該NAND回路11
6からの出力信号を受けて反転信号をスイッチング信号
のゲートに出力するドライブ回路117とを有してい
る。
The control circuit 108 further includes a shunt regulator 111 which is turned on when the stepped-down power supply voltage Vcc exceeds a predetermined value; , A PWM control comparator 113 that receives a potential between the shunt regulator 111 and a resistor 112 connected to the source of the switching element 102 and outputs a pulse width determination signal as a comparison result
A reset terminal R receives a pulse width determination signal, a set terminal S receives a clock signal CLK, an RS flip-flop 114, and a first input terminal includes a start / stop circuit 115
, A second input terminal receiving the maximum duty cycle signal MDC, a third input terminal receiving an output signal from the RS flip-flop 114, and outputting a calculation result; Circuit 11
And a drive circuit 117 which receives the output signal from the control signal 6 and outputs an inverted signal to the gate of the switching signal.

【0010】また、PWM制御用比較器113とRSフ
リップフロップ114との間には、一方の端子にパルス
幅決定信号を受け、他方の入力端子にドレイン電流ID
を検出するドレイン電流検出回路118からの出力信号
を受けるOR回路119が設けられている。また、入力
側がスイッチング素子102のドレインと接続され、出
力側が制御回路用電源コンデンサ107の陽極との間に
スイッチを介して接続され、電源電圧Vccが起動電圧よ
りも低いときに入力端子101から制御回路108に電
源電流を供給する内部回路電流供給回路120が設けら
れている。
Between the PWM control comparator 113 and the RS flip-flop 114, one terminal receives a pulse width determination signal, and the other input terminal receives a drain current ID.
An OR circuit 119 receiving an output signal from a drain current detection circuit 118 that detects Further, the input side is connected to the drain of the switching element 102, the output side is connected via a switch between the anode of the control circuit power supply capacitor 107, and the control is performed from the input terminal 101 when the power supply voltage Vcc is lower than the starting voltage. An internal circuit current supply circuit 120 that supplies a power supply current to the circuit 108 is provided.

【0011】以下、前記のように構成された従来のスイ
ッチング電源装置の動作について説明する。
Hereinafter, the operation of the conventional switching power supply device configured as described above will be described.

【0012】まず、入力端子101に直流電圧が入力さ
れると、制御回路108の内部回路電流供給回路120
を介して制御回路用電源コンデンサ107に電流が供給
されて、制御回路108の電源電圧Vccが上昇する。こ
の電源電圧Vccが制御回路108の起動電圧値以上にな
ると制御回路108が起動し、スイッチング素子102
のオンオフ制御が開始される。
First, when a DC voltage is input to the input terminal 101, the internal circuit current supply circuit 120 of the control circuit 108
, A current is supplied to the control circuit power supply capacitor 107, and the power supply voltage Vcc of the control circuit 108 rises. When the power supply voltage Vcc becomes equal to or higher than the activation voltage value of the control circuit 108, the control circuit 108 is activated and the switching element 102
Is started.

【0013】次に、制御回路108によるスイッチング
素子102に対するオンオフ制御が開始されると、起動
・停止回路115が内部回路電流供給回路120を介し
たドレインからの電流の供給を停止する。スイッチング
素子102がオン状態になると、入力端子101から電
圧変換回路103のコイル103bに電流が流れ込み、
出力電圧Vout が上昇する。このとき、制御回路108
の基準電位Voはスイッチング素子102のソースと同
電位であるため、基準電位Voは入力電圧Vinとほぼ等
しくなるので、制御回路用電源コンデンサ107の陽極
の電位は、入力電圧Vinのグランド端子を基準電位とす
れば、ほぼ入力電圧Vinと電源電圧Vccとの和(=Vin
+Vcc)となり、非常に高電圧となる。
Next, when on / off control of the switching element 102 by the control circuit 108 is started, the start / stop circuit 115 stops the supply of current from the drain via the internal circuit current supply circuit 120. When the switching element 102 is turned on, a current flows from the input terminal 101 to the coil 103b of the voltage conversion circuit 103,
The output voltage Vout increases. At this time, the control circuit 108
Since the reference potential Vo is the same as the source of the switching element 102, the reference potential Vo is substantially equal to the input voltage Vin. Therefore, the potential of the anode of the control circuit power supply capacitor 107 is based on the ground terminal of the input voltage Vin. Assuming that the potential is the sum of the input voltage Vin and the power supply voltage Vcc (= Vin
+ Vcc), which is a very high voltage.

【0014】このとき、出力電圧検出回路106のスイ
ッチングダイオード106bは、制御回路用電源コンデ
ンサ107の電荷が出力端子104に移動しないように
入力電圧Vin以上の耐圧を有し、リカバリ特性は高速で
ある。そのため、電源電圧Vccの値は常に出力電圧Vou
t よりも高い電位を保持しながらも、出力電圧検出回路
106を通して出力端子104に電流が流れることはな
い。
At this time, the switching diode 106b of the output voltage detection circuit 106 has a withstand voltage equal to or higher than the input voltage Vin so that the charge of the control circuit power supply capacitor 107 does not move to the output terminal 104, and the recovery characteristic is fast. . Therefore, the value of the power supply voltage Vcc is always the output voltage Vou
No current flows to the output terminal 104 through the output voltage detection circuit 106 while maintaining a potential higher than t.

【0015】次に、スイッチング素子102がオフ状態
に変化すると、入力端子101からの電圧変換回路10
3に対する電流の供給が停止するが、電圧変換回路10
3のダイオード103aを経由してコイル103bに蓄
えられていた電気エネルギーが出力端子104に接続さ
れる負荷に供給されるため、出力電圧Vout は徐々に低
下する。すなわち、スイッチング素子102がオフ状態
の場合には、制御回路108の基準電位Voは高電位か
ら低電位に降下し、出力電圧Vout が、ダイオード10
3aの順方向電圧Vf1、ツェナーダイオード12の降伏
電圧Vz、スイッチングダイオード106bの順方向電
圧Vf2及び電源電圧Vccの合計値(=Vz−Vf1+Vf2
+Vcc)よりも大きい場合に、出力端子10から出力電
圧検出回路106を経由して制御回路用電源コンデンサ
107に電流が流れ込み、その結果、電源電圧Vccが上
昇することにより、出力電圧Vout の負荷状態が制御回
路108にフィードバックされる。このフィードバック
により、スイッチング素子102の次の出力信号のオン
状態の時間(=パルス幅)が決定される。このとき、電
圧変換回路103のダイオード103aは、スイッチン
グ素子102と同程度の耐圧を有しているため、そのリ
カバリ特性は高速である。
Next, when the switching element 102 changes to the off state, the voltage conversion circuit 10 from the input terminal 101
3 is stopped, the voltage conversion circuit 10
Since the electric energy stored in the coil 103b is supplied to the load connected to the output terminal 104 via the third diode 103a, the output voltage Vout gradually decreases. That is, when the switching element 102 is in the off state, the reference potential Vo of the control circuit 108 drops from the high potential to the low potential, and the output voltage Vout becomes
3a, the breakdown voltage Vz of the Zener diode 12, the forward voltage Vf2 of the switching diode 106b, and the total value of the power supply voltage Vcc (= Vz-Vf1 + Vf2).
+ Vcc), a current flows from the output terminal 10 to the control circuit power supply capacitor 107 via the output voltage detection circuit 106, and as a result, the power supply voltage Vcc rises. Is fed back to the control circuit 108. By this feedback, the time (= pulse width) of the ON state of the next output signal of the switching element 102 is determined. At this time, the diode 103a of the voltage conversion circuit 103 has a withstand voltage almost equal to that of the switching element 102, so that the recovery characteristic is high.

【0016】このように、制御回路108の電源電圧V
ccは出力電圧Vout と比例関係にあり、制御回路108
は電源電圧Vccの変動によりスイッチング素子102の
PWM制御を行ない、出力電圧Vout が所定値となるよ
うにスイッチング素子102を制御し続ける。
As described above, the power supply voltage V
cc is proportional to the output voltage Vout, and the control circuit 108
Performs the PWM control of the switching element 102 according to the fluctuation of the power supply voltage Vcc, and continuously controls the switching element 102 so that the output voltage Vout becomes a predetermined value.

【0017】[0017]

【発明が解決しようとする課題】前記従来のスイッチン
グ電源装置は、図10に示すタイミングチャートに示す
ように、負荷電流Iout が減少するような負荷変動時及
び待機時等の無負荷時又は軽負荷時には、出力電圧Vou
t が所定値よりも大きくなる。この出力電圧Vout の上
昇により、PWM制御用比較器113の正相入力端子に
入力される電圧Vaが上昇して三角波信号TRWとの電
位差が小さくなる。その結果、スイッチング素子102
のオン状態のパルス幅が小さくなって、スイッチング素
子102に流れるドレイン電流IDが減少する。
As shown in the timing chart of FIG. 10, the conventional switching power supply device is operated at the time of load change such that the load current Iout is reduced, at the time of no load such as at the time of standby, or at the time of light load. Sometimes, the output voltage Vou
t becomes larger than a predetermined value. Due to the rise of the output voltage Vout, the voltage Va inputted to the positive phase input terminal of the PWM control comparator 113 rises, and the potential difference from the triangular wave signal TRW decreases. As a result, the switching element 102
, The pulse width in the ON state becomes smaller, and the drain current ID flowing through the switching element 102 decreases.

【0018】しかしながら、前記従来のスイッチング電
源装置は、無負荷・軽負荷時であってもドレイン電流I
Dは流れ続けており、ドレイン電流IDを完全に止める
ことができない。従って、無負荷・軽負荷時でも、スイ
ッチング素子102のスイッチング動作によってドレイ
ン電流IDによる電力損失が生じる。また、負荷が小さ
くなる程、スイッチング素子102のドレイン電流ID
の損失の割合が大きくなって電源効率が低下するので、
電源の待機時の省電力化を図れないという問題がある。
However, in the conventional switching power supply, the drain current I
D continues to flow, and the drain current ID cannot be completely stopped. Therefore, even at the time of no load and light load, the switching operation of the switching element 102 causes power loss due to the drain current ID. Further, as the load becomes smaller, the drain current ID of the switching element 102 becomes smaller.
Power loss and the power loss
There is a problem that it is not possible to save power during standby of the power supply.

【0019】本発明は、前記従来の問題を解決し、その
目的は、待機時等の軽負荷時のスイッチング素子の電流
損失を低減して消費電力を削減し、チョッパ方式のスイ
ッチング電源における電源効率を向上できるようにする
ことにある。
An object of the present invention is to solve the above-mentioned conventional problems. It is an object of the present invention to reduce power consumption by reducing current loss of a switching element at a light load such as during standby, and to improve power efficiency in a chopper type switching power supply. Is to be able to improve.

【0020】[0020]

【課題を解決しようとするための手段】前記の目的を達
成するため、本発明は、スイッチング電源装置を、出力
電圧検出手段により検出され且つ制御手段に帰還して生
成される該制御手段の電源電圧に基づいて、スイッチン
グ手段に対するスイッチング信号の出力を停止する構成
とする。
In order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides a switching power supply which is provided with a power supply for a control means which is detected by an output voltage detecting means and is generated by feedback to the control means. The output of the switching signal to the switching means is stopped based on the voltage.

【0021】具体的に、本発明に係る第1のスイッチン
グ電源装置は、出力電圧の負荷変動によりスイッチング
パルスのデューティ比を変更するスイッチング電源装置
を前提とし、第1の直流電圧を受けるスイッチング手段
と、スイッチング手段からの出力信号を受け、第1の直
流電圧を該第1の直流電圧の絶対値よりも小さい第2の
直流電圧に変換して出力する電圧変換手段と、スイッチ
ング手段の動作を制御する制御手段と、第2の直流電圧
の電圧値を検出し、検出した検出信号を制御手段に帰還
する出力電圧検出手段と、一方の電極が出力電圧検出手
段の出力側に接続され、他方の電極がスイッチング手段
の出力側に接続され、検出信号により制御手段の電源電
圧を生成する電源電圧生成手段とを備え、制御手段は、
スイッチング手段に印加するスイッチング信号を生成し
て出力する発振部と、電源電圧の値が基準値よりも大き
い場合には、発振部に対してスイッチング信号の出力を
停止し、電源電圧の値が基準値よりも小さい場合には、
発振部に対してスイッチング信号の出力を開始する軽負
荷検出部とを有している。
Specifically, the first switching power supply according to the present invention is based on the premise that the switching power supply changes the duty ratio of the switching pulse according to the load fluctuation of the output voltage. Controlling the operation of the switching means, receiving the output signal from the switching means, converting the first DC voltage into a second DC voltage smaller than the absolute value of the first DC voltage, and outputting the converted second DC voltage; Control means, an output voltage detecting means for detecting a voltage value of the second DC voltage, and feeding back the detected signal to the control means, one electrode is connected to the output side of the output voltage detecting means, and the other electrode is connected to the output side. An electrode connected to the output side of the switching means, and a power supply voltage generating means for generating a power supply voltage of the control means based on the detection signal;
An oscillating unit for generating and outputting a switching signal to be applied to the switching means; and, when the value of the power supply voltage is larger than a reference value, stopping the output of the switching signal to the oscillating unit and setting the power supply voltage value to the reference value. If less than the value
A light load detection unit that starts outputting a switching signal to the oscillation unit.

【0022】第1のスイッチング電源装置によると、軽
負荷時に消費される電流が減少して装置の出力電圧であ
る第2の直流電圧が上昇するような場合に、該第2の直
流電圧の電圧値を検出する出力電圧検出手段から制御手
段に帰還する電流量が増える。ここで、電源電圧の値が
基準値よりも大きい場合には発振部に対してスイッチン
グ信号の出力を停止し、電源電圧の値が基準値よりも小
さい場合には発振部に対してスイッチング信号の出力を
開始する軽負荷検出部を有しているため、制御手段の電
源電圧が上昇すると、制御手段の軽負荷検出部がスイッ
チング素子のスイッチング動作を停止するので、スイッ
チング手段における損失が減り、軽負荷時の消費電力を
削減できる。このため、スイッチングパルスのデューテ
ィ比を変更する構成の、いわゆる電圧モードのPWM制
御方式のスイッチング電源装置における電源効率を向上
することができる。
According to the first switching power supply, when the current consumed at a light load decreases and the second DC voltage which is the output voltage of the device increases, the voltage of the second DC voltage increases. The amount of current fed back from the output voltage detecting means for detecting the value to the control means increases. Here, when the value of the power supply voltage is larger than the reference value, the output of the switching signal to the oscillator is stopped, and when the value of the power supply voltage is smaller than the reference value, the output of the switching signal to the oscillator is stopped. Since the power supply voltage of the control means rises because the light load detection section that starts output is provided, the light load detection section of the control means stops the switching operation of the switching element. Power consumption under load can be reduced. For this reason, it is possible to improve the power supply efficiency in a so-called voltage-mode PWM control switching power supply device configured to change the duty ratio of the switching pulse.

【0023】本発明に係る第2のスイッチング電源装置
は、入力端子に第1の直流電圧を受けるスイッチング素
子と、スイッチング素子からの出力信号を受け、第1の
直流電圧を該第1の直流電圧の絶対値よりも小さい第2
の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、スイッ
チング素子の動作を制御する制御回路と、第2の直流電
圧の電圧値を検出し、検出した検出信号を制御回路に帰
還する出力電圧検出回路と、陽極が出力電圧検出回路の
出力側に接続され、陰極がスイッチング素子の出力側に
接続され、制御回路の電源電圧を生成する制御回路用電
源コンデンサとを備え、制御回路は、スイッチング素子
に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器
と、発振器から出力されるパルス幅変調用信号と検出信
号とを比較して、パルス幅決定信号を出力するパルス幅
変調用比較器と、パルス幅決定信号に基づいてスイッチ
ング信号のパルス幅を調整するスイッチング信号制御回
路と、検出信号の電圧値が基準電圧値よりも大きい場合
には、スイッチング信号制御回路に対してスイッチング
素子へのスイッチング信号の出力を停止し、検出信号の
電圧値が基準電圧値よりも小さい場合には、スイッチン
グ信号制御回路に対してスイッチング信号の出力を開始
する軽負荷検出回路とを有している。
A second switching power supply according to the present invention includes a switching element for receiving a first DC voltage at an input terminal, receiving an output signal from the switching element, and converting the first DC voltage to the first DC voltage. Second smaller than the absolute value of
A voltage conversion circuit for converting the DC voltage into a DC voltage for output, a control circuit for controlling the operation of the switching element, and an output voltage detection for detecting the voltage value of the second DC voltage and feeding back the detected signal to the control circuit A power supply capacitor for a control circuit for generating a power supply voltage for the control circuit, wherein the control circuit comprises a switching element, the anode being connected to the output side of the output voltage detection circuit, the cathode being connected to the output side of the switching element. An oscillator that generates and outputs a switching signal to be applied to a pulse width modulator; a pulse width modulation comparator that compares a pulse width modulation signal output from the oscillator with a detection signal to output a pulse width determination signal; A switching signal control circuit for adjusting a pulse width of the switching signal based on the decision signal; and a switching signal control circuit when the voltage value of the detection signal is larger than the reference voltage value. A light load that stops outputting the switching signal to the switching element to the signal control circuit, and starts outputting the switching signal to the switching signal control circuit when the voltage value of the detection signal is smaller than the reference voltage value. A detection circuit.

【0024】第2のスイッチング電源装置によると、軽
負荷時には消費される電流が減少して装置の出力電圧で
ある第2の直流電圧が上昇するような場合に、該第2の
直流電圧の電圧値を検出する出力電圧検出回路から制御
回路に帰還する電流量が増える。このとき、制御回路の
電源電圧が上昇して、検出信号の電圧値が基準電圧値よ
りも大きい場合には、スイッチング信号制御回路に対し
てスイッチング素子へのスイッチング信号の出力を停止
するため、スイッチング素子における損失が減り、軽負
荷時の消費電力を削減できる。このため、発振器から出
力されるパルス幅変調用信号と出力帰還信号である検出
信号とを比較してパルス幅が決定される、いわゆる電圧
モードのPWM制御方式のスイッチング電源装置におけ
る電源効率を向上することができる。
According to the second switching power supply, when the current consumed at the time of light load decreases and the second DC voltage which is the output voltage of the device increases, the voltage of the second DC voltage increases. The amount of current fed back from the output voltage detection circuit for detecting the value to the control circuit increases. At this time, when the power supply voltage of the control circuit rises and the voltage value of the detection signal is higher than the reference voltage value, the switching signal output to the switching element is stopped by the switching signal control circuit, so that the switching is performed. The loss in the element is reduced, and the power consumption at light load can be reduced. For this reason, the power supply efficiency in a so-called voltage mode PWM control type switching power supply in which the pulse width is determined by comparing the pulse width modulation signal output from the oscillator with the detection signal as the output feedback signal is improved. be able to.

【0025】第2のスイッチング電源装置において、基
準電圧値が、スイッチング信号の出力を停止させる基準
となる上限電圧値と、スイッチング信号の出力を開始さ
せる基準となる上限電圧値よりも低い下限電圧値とに設
定されていることが好ましい。このようにすると、例え
ば、スイッチング素子へのスイッチング信号の出力が停
止されると、第2の直流電圧の値が低下して、逆に検出
信号の電圧値も低下する。ここで、検出信号が上限電圧
値以下となると、軽負荷検出回路は、直ちにスイッチン
グ信号制御回路に対してスイッチング信号の出力を開始
してしまうため、スイッチング信号の出力停止期間をほ
とんど設定できなくなるが、検出信号が上限電圧値より
も低い下限電圧値よりも小さくなるまでの時間差である
ヒステリシス特性を付与することにより、スイッチング
信号の出力停止期間を確実に設定することができる。
In the second switching power supply device, the reference voltage value is an upper limit voltage value as a reference for stopping the output of the switching signal, and a lower voltage value lower than the upper limit voltage value as a reference for starting the output of the switching signal. Is preferably set to With this configuration, for example, when the output of the switching signal to the switching element is stopped, the value of the second DC voltage decreases, and conversely, the voltage value of the detection signal also decreases. Here, when the detection signal becomes equal to or lower than the upper limit voltage value, the light load detection circuit immediately starts outputting the switching signal to the switching signal control circuit, so that the output suspension period of the switching signal can hardly be set. By providing a hysteresis characteristic which is a time difference until the detection signal becomes smaller than the lower limit voltage value lower than the upper limit voltage value, the output stop period of the switching signal can be reliably set.

【0026】第2のスイッチング電源装置は、上限電圧
値又は下限電圧値を可変に設定することにより検出電圧
値を変更する検出電圧可変手段をさらに備えていること
が好ましい。このようにすると、待機時の負荷電流値を
最適化できるため、本装置を組み込むシステムの選択の
自由度を増すことができる。
It is preferable that the second switching power supply further includes a detection voltage changing means for changing the detection voltage value by variably setting the upper limit voltage value or the lower limit voltage value. By doing so, the load current value during standby can be optimized, so that the degree of freedom in selecting a system incorporating the present apparatus can be increased.

【0027】第2のスイッチング電源装置において、出
力電圧検出回路が、スイッチング信号がオフ状態の場合
に第2の直流電圧を検出することが好ましい。このよう
にすると、高速スイッチング周波数による制御が容易と
なり、出力電圧である第2の直流電圧を高精度に制御で
きるようになる。
In the second switching power supply, it is preferable that the output voltage detection circuit detects the second DC voltage when the switching signal is off. With this configuration, control using the high-speed switching frequency becomes easy, and the second DC voltage that is the output voltage can be controlled with high accuracy.

【0028】第2のスイッチング電源装置において、出
力電圧検出回路が、出力電圧設定素子とダイオードとの
直列接続回路を含むことが好ましい。このようにする
と、例えばツェナーダイオード等からなる出力電圧設定
素子を交換するだけで、第2の直流電圧値の設定又は変
更が容易となるため、リニアレギュレータのように使い
やすく汎用的な電源装置を実現できる。
In the second switching power supply, it is preferable that the output voltage detection circuit includes a series connection circuit of an output voltage setting element and a diode. In this case, the second DC voltage value can be easily set or changed simply by replacing the output voltage setting element such as a Zener diode or the like. realizable.

【0029】第2のスイッチング電源装置において、第
2の直流電圧の極性が負極性であることが好ましい。こ
のようにすると、負極性の制御電圧源を必要とするシス
テムに対しても容易に対応できるようになる。
In the second switching power supply, it is preferable that the polarity of the second DC voltage is negative. This makes it possible to easily cope with a system requiring a negative control voltage source.

【0030】第2のスイッチング電源装置において、第
1の直流電圧の値がほぼ100V以上であり、第2の直
流電圧の値がほぼ25V以下であることが好ましい。こ
のようにすると、入力電圧である第1の直流電圧が商用
交流電源が変換されて入力される場合に、低コスト化、
小型化及び高性能化がより顕著となる。
In the second switching power supply, it is preferable that the value of the first DC voltage is approximately 100 V or more and the value of the second DC voltage is approximately 25 V or less. With this configuration, when the first DC voltage that is the input voltage is converted from the commercial AC power and input, the cost can be reduced,
Downsizing and higher performance are more remarkable.

【0031】第2のスイッチング電源装置において、ス
イッチング素子及び制御回路が、スイッチング素子の入
力端子及び出力端子、並びに制御回路における制御回路
用電源コンデンサの陽極側の入力端子が外部接続端子と
なるように一つのパッケージに収容されていることが好
ましい。このようにすると、スイッチング素子及び制御
回路を1つのパッケージとして扱えるため、電源装置本
体の部品点数を削減できると共に、スイッチング電源装
置のサイズを小型化できる。
In the second switching power supply device, the switching element and the control circuit are arranged such that the input terminal and the output terminal of the switching element and the input terminal on the anode side of the power supply capacitor for the control circuit in the control circuit become the external connection terminal. Preferably, they are housed in one package. With this configuration, the switching element and the control circuit can be handled as one package, so that the number of components of the power supply main body can be reduced and the size of the switching power supply can be reduced.

【0032】第2のスイッチング電源装置において、ス
イッチング素子及び制御回路が、スイッチング素子の入
力端子及び出力端子、並びに制御回路における制御回路
用電源コンデンサの陽極側の入力端子が外部接続端子と
なるように一つの半導体基板上に集積化されて形成され
ていることが好ましい。このようにすると、スイッチン
グ素子及び制御回路を1チップ化できるため、部品点数
を大幅に削減できると共に、スイッチング電源装置のサ
イズを小型化できる。
In the second switching power supply device, the switching element and the control circuit are arranged such that the input terminal and the output terminal of the switching element and the input terminal on the anode side of the control circuit power supply capacitor in the control circuit are external connection terminals. It is preferable that they are formed integrally on one semiconductor substrate. With this configuration, since the switching element and the control circuit can be integrated into one chip, the number of components can be significantly reduced, and the size of the switching power supply device can be reduced.

【0033】本発明に係るスイッチング電源用半導体装
置は、入力端子に第1の直流電圧を受けるスイッチング
素子と、スイッチング素子からの出力信号を受け、第1
の直流電圧を該第1の直流電圧の絶対値よりも小さい第
2の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、スイ
ッチング素子の動作を制御する制御回路と、第2の直流
電圧の電圧値を検出し、検出した信号を制御回路に帰還
する出力電圧検出回路と、陽極が出力電圧検出回路の出
力側に接続され、陰極がスイッチング素子の出力側に接
続され、制御回路の電源電圧を生成する制御回路用電源
コンデンサとを備えたスイッチング電源装置を制御する
スイッチング電源用半導体装置を対象としており、スイ
ッチング電源用半導体装置はスイッチング素子及び制御
回路を含み、制御回路は、スイッチング素子に印加する
スイッチング信号を生成して出力する発振器と、発振器
から出力されるパルス幅変調用信号と検出信号とを比較
して、パルス幅決定信号を出力するパルス幅変調用比較
器と、パルス幅決定信号に基づいてスイッチング信号の
パルス幅を調整するスイッチング信号制御回路と、検出
信号の電圧値が基準電圧値よりも大きい場合には、スイ
ッチング信号制御回路に対してスイッチング素子へのス
イッチング信号の出力を停止し、検出信号の電圧値が基
準電圧値よりも小さい場合には、スイッチング信号制御
回路に対してスイッチング信号の出力を開始する軽負荷
検出回路とを有している。
A switching power supply semiconductor device according to the present invention includes a switching element for receiving a first DC voltage at an input terminal and a first element for receiving an output signal from the switching element.
A voltage conversion circuit that converts the DC voltage of the first DC voltage into a second DC voltage smaller than the absolute value of the first DC voltage and outputs the second DC voltage, a control circuit that controls the operation of the switching element, and a voltage of the second DC voltage An output voltage detection circuit that detects a value and feeds back the detected signal to the control circuit; an anode connected to the output side of the output voltage detection circuit; a cathode connected to the output side of the switching element; The present invention is directed to a switching power supply semiconductor device for controlling a switching power supply device having a power supply capacitor for a control circuit to generate, the switching power supply semiconductor device including a switching element and a control circuit, and the control circuit applying to the switching element. An oscillator that generates and outputs a switching signal is compared with a pulse width modulation signal output from the oscillator and a detection signal to determine a pulse width. A pulse width modulation comparator for outputting a signal; a switching signal control circuit for adjusting a pulse width of the switching signal based on the pulse width determination signal; and a switching circuit when the voltage value of the detection signal is larger than the reference voltage value. A light load that stops outputting the switching signal to the switching element to the signal control circuit, and starts outputting the switching signal to the switching signal control circuit when the voltage value of the detection signal is smaller than the reference voltage value. A detection circuit.

【0034】本発明のスイッチング電源用半導体装置に
よると、軽負荷時には消費される電流が減少して装置の
出力電圧である第2の直流電圧が上昇するような場合
に、該第2の直流電圧の電圧値を検出する出力電圧検出
回路から制御回路に帰還する電流量が増える。このと
き、制御回路の電源電圧が上昇して、検出信号の電圧値
が基準電圧値よりも大きい場合には、スイッチング信号
制御回路に対してスイッチング素子へのスイッチング信
号の出力を停止するため、スイッチング素子における損
失が減り、軽負荷時の消費電力を削減できる。このた
め、発振器から出力されるパルス幅変調用信号と出力帰
還信号である検出信号とを比較してパルス幅が決定され
る、いわゆる電圧モードのPWM制御方式のスイッチン
グ電源装置に用いる半導体装置の電源効率を向上するこ
とができる。
According to the semiconductor device for a switching power supply of the present invention, when the current consumed at the time of light load decreases and the second DC voltage which is the output voltage of the device rises, the second DC voltage increases. The amount of current that is fed back from the output voltage detection circuit that detects the voltage value to the control circuit increases. At this time, when the power supply voltage of the control circuit rises and the voltage value of the detection signal is higher than the reference voltage value, the switching signal output to the switching element is stopped by the switching signal control circuit, so that the switching is performed. The loss in the element is reduced, and the power consumption at light load can be reduced. For this reason, a power supply of a semiconductor device used in a so-called voltage mode PWM control type switching power supply device in which a pulse width is determined by comparing a pulse width modulation signal output from an oscillator with a detection signal which is an output feedback signal. Efficiency can be improved.

【0035】本発明のスイッチング電源用半導体装置に
おいて、基準電圧値が、スイッチング信号の出力を停止
させる基準となる上限電圧値と、スイッチング信号の出
力を開始させる基準となる上限電圧値よりも低い下限電
圧値とに設定されていることが好ましい。
In the semiconductor device for a switching power supply according to the present invention, the reference voltage value is lower than an upper limit voltage value serving as a reference for stopping the output of the switching signal and a lower limit value lower than an upper limit voltage value serving as a reference for starting the output of the switching signal. It is preferably set to a voltage value.

【0036】本発明のスイッチング電源用半導体装置
は、上限電圧値又は下限電圧値を可変に設定することに
より検出電圧値を変更する検出電圧可変手段をさらに備
えていることが好ましい。
The semiconductor device for a switching power supply of the present invention preferably further comprises a detection voltage varying means for changing a detection voltage value by variably setting an upper limit voltage value or a lower limit voltage value.

【0037】本発明のスイッチング電源用半導体装置に
おいて、出力電圧検出回路が、スイッチング信号がオフ
状態の場合に第2の直流電圧を検出することが好まし
い。
In the semiconductor device for a switching power supply of the present invention, it is preferable that the output voltage detecting circuit detects the second DC voltage when the switching signal is in an off state.

【0038】本発明のスイッチング電源用半導体装置に
おいて、出力電圧検出回路が出力電圧設定素子とダイオ
ードとの直列接続回路を含むことが好ましい。
In the semiconductor device for a switching power supply of the present invention, it is preferable that the output voltage detection circuit includes a series connection circuit of an output voltage setting element and a diode.

【0039】本発明のスイッチング電源用半導体装置に
おいて、第2の直流電圧の極性が負極性であることが好
ましい。
In the switching power supply semiconductor device of the present invention, it is preferable that the polarity of the second DC voltage is negative.

【0040】本発明のスイッチング電源用半導体装置に
おいて、第1の直流電圧の値がほぼ100V以上であ
り、第2の直流電圧の値がほぼ25V以下であることが
好ましい。
In the semiconductor device for a switching power supply of the present invention, it is preferable that the value of the first DC voltage is approximately 100 V or more and the value of the second DC voltage is approximately 25 V or less.

【0041】本発明のスイッチング電源用半導体装置に
おいて、スイッチング素子及び制御回路が、スイッチン
グ素子の入力端子及び出力端子、並びに制御回路におけ
る制御回路用電源コンデンサの陽極側の入力端子が外部
接続端子となるように一つのパッケージに収容されてい
ることが好ましい。このようにすると、スイッチング素
子及び制御回路を1つのパッケージとして扱えるため、
半導体装置本体の部品点数を削減できると共に、スイッ
チング電源装置全体のサイズを小型化できる。
In the semiconductor device for a switching power supply of the present invention, the switching element and the control circuit are the input terminal and the output terminal of the switching element, and the input terminal on the anode side of the control circuit power supply capacitor in the control circuit is the external connection terminal. It is preferable that they are housed in one package as described above. With this configuration, the switching element and the control circuit can be handled as one package,
The number of parts of the semiconductor device body can be reduced, and the size of the entire switching power supply device can be reduced.

【0042】本発明のスイッチング電源用半導体装置に
おいて、スイッチング素子及び制御回路が、スイッチン
グ素子の入力端子及び出力端子、並びに制御回路におけ
る制御回路用電源コンデンサの陽極側の入力端子が外部
接続端子となるように一つの半導体基板上に集積化され
て形成されていることが好ましい。
In the semiconductor device for a switching power supply of the present invention, the switching element and the control circuit are the input terminal and the output terminal of the switching element, and the input terminal on the anode side of the control circuit power supply capacitor in the control circuit is the external connection terminal. As described above, it is preferable to be formed integrally on one semiconductor substrate.

【0043】[0043]

【発明の実施の形態】(第1の実施形態)本発明の第1
の実施形態について図面を参照しながら説明する。
(First Embodiment) A first embodiment of the present invention.
An embodiment will be described with reference to the drawings.

【0044】図1は第1の実施形態に係る降圧型チョッ
パ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示
している。図1に示すように、本実施形態に係るスイッ
チング電源装置は、入力端子11に印加され、例えば商
用交流電源の交流電圧が整流されてなる正極性の第1の
直流電圧をN型MOSFETからなるスイッチング素子
12及び電圧変換回路13により所定の電圧値の第2の
直流電圧にまで降圧して出力端子14に出力する降圧型
チョッパ方式のスイッチング電源装置である。
FIG. 1 shows a schematic circuit configuration of a step-down chopper type switching power supply according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the switching power supply device according to the present embodiment is configured such that a positive first DC voltage, which is applied to an input terminal 11 and is obtained by rectifying an AC voltage of a commercial AC power supply, is formed of an N-type MOSFET. This is a step-down chopper type switching power supply device that steps down to a second DC voltage having a predetermined voltage value by a switching element 12 and a voltage conversion circuit 13 and outputs the voltage to an output terminal 14.

【0045】入力端子11には、陽極が入力端子11と
接続され、陰極が接地された入力コンデンサ15が設け
られている。
The input terminal 11 is provided with an input capacitor 15 whose anode is connected to the input terminal 11 and whose cathode is grounded.

【0046】さらに、本実施形態に係るスイッチング電
源装置は、陰極がスイッチング素子12のソース端子T
sと接続され、陽極が制御回路16の入力端子である制
御端子Tcと接続された制御回路用電源コンデンサ17
と、入力側が出力端子14と接続され、出力側が制御端
子Tcと接続された出力電圧検出回路18とを備えてい
る。
Further, in the switching power supply according to the present embodiment, the cathode is connected to the source terminal T of the switching element 12.
s, and the control circuit power supply capacitor 17 whose anode is connected to the control terminal Tc which is the input terminal of the control circuit 16.
And an output voltage detection circuit 18 whose input side is connected to the output terminal 14 and whose output side is connected to the control terminal Tc.

【0047】ここで、制御回路16は、制御回路用電源
コンデンサ17が生成する電源電圧Vccによって駆動さ
れ、スイッチング素子12は、制御回路16から出力さ
れる制御信号により制御される。
Here, the control circuit 16 is driven by a power supply voltage Vcc generated by a control circuit power supply capacitor 17, and the switching element 12 is controlled by a control signal output from the control circuit 16.

【0048】また、本スイッチング電源装置は、スイッ
チング素子12と制御回路16とが一体化可能な構成、
例えば、1つのパッケージに収容したり、半導体基板上
にモノリシックに形成したりできる構成であることをも
特徴としている。図1に符号19として破線で囲まれた
領域が一体に形成することが可能な一体化形成領域であ
って、該一体化形成領域19の端部には、スイッチング
素子12のドレインと接続されるドレイン端子TD と、
スイッチング素子12のソースと接続されるソース端子
Tsと、制御回路用電源コンデンサ17の陽極と接続さ
れる制御端子Tcとの少なくとも3つの外部接続端子と
なる入出力端子が設けられている。
Further, the present switching power supply device has a configuration in which the switching element 12 and the control circuit 16 can be integrated,
For example, it is also characterized in that it can be housed in one package or formed monolithically on a semiconductor substrate. A region surrounded by a broken line as a reference numeral 19 in FIG. 1 is an integrated formation region that can be integrally formed, and an end of the integrated formation region 19 is connected to a drain of the switching element 12. A drain terminal TD;
There are provided at least three input / output terminals as external connection terminals: a source terminal Ts connected to the source of the switching element 12 and a control terminal Tc connected to the anode of the control circuit power supply capacitor 17.

【0049】なお、1つのパッケージに収容する場合に
は、スイッチング素子12と制御回路16とは、必ずし
も1つの半導体基板上に形成されていなくてもよく、そ
れぞれ別の基板上に形成されていてもよい。
When housed in one package, the switching element 12 and the control circuit 16 are not necessarily formed on one semiconductor substrate, but are formed on separate substrates. Is also good.

【0050】電圧変換回路13は、陽極が接地され、陰
極がソース端子Tsと接続されたダイオード131と、
該ダイオード131の陰極と出力端子14との間に直列
に接続されたコイル132と、陰極が接地され、陽極が
コイル132の出力側と接続されたコンデンサ133と
から構成されている。
The voltage conversion circuit 13 includes a diode 131 having an anode grounded and a cathode connected to the source terminal Ts;
It comprises a coil 132 connected in series between the cathode of the diode 131 and the output terminal 14, and a capacitor 133 whose cathode is grounded and whose anode is connected to the output side of the coil 132.

【0051】出力電圧検出回路18は、陰極が出力端子
14と接続された出力電圧設定素子としてのツェナーダ
イオード181、及び陰極が制御端子Tcと接続された
スイッチングダイオード182が直列に接続されて構成
されている。この構成により、制御回路用電源コンデン
サ17の両端子間の電圧は、出力電圧検出回路18から
供給される負荷電流によって変動して、出力端子14の
負荷状態が反映されることになる。また、出力電圧検出
回路18を、スイッチングダイオード182と、ツェナ
ーダイオード181や抵抗器のような電圧降下型素子と
を組み合わせた直列接続回路として構成することによ
り、電圧降下型素子を交換するだけで、出力電圧の設定
及び変更が容易となり、リニアレギュレータのような使
いやすさを実現できる。
The output voltage detecting circuit 18 comprises a Zener diode 181 having a cathode connected to the output terminal 14 as an output voltage setting element, and a switching diode 182 having a cathode connected to the control terminal Tc, which are connected in series. ing. With this configuration, the voltage between both terminals of the control circuit power supply capacitor 17 fluctuates according to the load current supplied from the output voltage detection circuit 18, and the load state of the output terminal 14 is reflected. Further, by configuring the output voltage detection circuit 18 as a series connection circuit in which a switching diode 182 and a voltage drop type element such as a Zener diode 181 and a resistor are combined, only by replacing the voltage drop type element, The output voltage can be easily set and changed, and the ease of use as in a linear regulator can be realized.

【0052】制御回路16は、スイッチング素子12の
スイッチング周波数、例えば100kHz程度のスイッ
チング周波数を持つクロック信号CLKと、スイッチン
グ素子12の最大デューティサイクルを決定する最大デ
ューティサイクル信号MDCと、スイッチング素子12
に印加するスイッチングパルスのPWM制御を行なうた
めの三角波信号TRWとをそれぞれ生成して出力する発
振器21と、制御端子Tcに印加される電源電圧Vccを
抵抗を介して降下させ、降下させた電圧が基準電圧Vco
以上となるとPWM制御用電流Iccを生成して出力する
シャントレギュレータ22とを有している。
The control circuit 16 includes a clock signal CLK having a switching frequency of the switching element 12, for example, a switching frequency of about 100 kHz, a maximum duty cycle signal MDC for determining the maximum duty cycle of the switching element 12,
An oscillator 21 that generates and outputs a triangular wave signal TRW for performing PWM control of a switching pulse applied to the control terminal Tc, and a power supply voltage Vcc applied to the control terminal Tc is reduced via a resistor. Reference voltage Vco
As described above, the shunt regulator 22 generates and outputs the PWM control current Icc.

【0053】また、制御回路16は、一端がソース端子
Tsと接続され、他端がシャントレギュレータ22の出
力側と接続された抵抗器23と、PWM制御用電流Icc
により抵抗器23の他端部に生じる負荷検出電圧Vaを
正相入力端子に受け、三角波信号TRWを逆相入力端子
に受け、スイッチングパルスのパルス幅を決定するため
のパルス幅決定信号を出力するパルス幅変調用(PWM
制御用)比較器24と、パルス幅決定信号に基づいてス
イッチング信号の制御電圧を調整するスイッチング信号
制御回路25と、負荷検出電圧Vaが上限電圧値Va01
よりも大きい場合にはスイッチング信号制御回路25に
対してスイッチング素子12へのスイッチング信号の出
力を停止し、負荷検出電圧Vaが下限電圧値Va02 より
も小さい場合にはスイッチング信号制御回路25に対し
てスイッチング信号の出力を開始する軽負荷検出回路4
0とを有している。
The control circuit 16 includes a resistor 23 having one end connected to the source terminal Ts and the other end connected to the output side of the shunt regulator 22, and a PWM control current Icc.
Receives the load detection voltage Va generated at the other end of the resistor 23 at the positive-phase input terminal, receives the triangular wave signal TRW at the negative-phase input terminal, and outputs a pulse width determination signal for determining the pulse width of the switching pulse. For pulse width modulation (PWM
Control) a comparator 24, a switching signal control circuit 25 for adjusting the control voltage of the switching signal based on the pulse width determination signal, and a load detection voltage Va having an upper limit voltage value Va01.
When the load detection voltage Va is smaller than the lower limit voltage value Va02, the output of the switching signal to the switching element 12 is stopped for the switching signal control circuit 25. Light load detection circuit 4 for starting output of switching signal
0.

【0054】さらに、制御回路16は、ドレイン端子V
D と制御端子Vcとの間に接続され制御回路16に対し
て起動用の電流を供給する内部回路電流供給回路29
と、該内部回路電流供給回路29の出力側とスイッチを
介して接続され、制御回路16の起動又は停止時にスイ
ッチング信号制御回路25の動作を制御する起動・停止
回路30と、ドレイン端子TD のドレイン電流VDを検
出するドレイン電流検出回路31と、パルス幅変調用比
較器24とスイッチング信号制御回路25との間に設け
られ、一方の入力端子にパルス幅決定信号を受け、他方
の入力端子にドレイン電流検出回路31からの出力信号
を受けるOR回路32とを有している。
Further, the control circuit 16 has a drain terminal V
An internal circuit current supply circuit 29 connected between D and the control terminal Vc to supply a start-up current to the control circuit 16
A start / stop circuit 30 connected to the output side of the internal circuit current supply circuit 29 via a switch to control the operation of the switching signal control circuit 25 when the control circuit 16 starts or stops, and a drain of the drain terminal TD. A drain current detection circuit 31 for detecting a current VD is provided between a pulse width modulation comparator 24 and a switching signal control circuit 25. One input terminal receives a pulse width determination signal, and the other input terminal An OR circuit 32 for receiving an output signal from the current detection circuit 31.

【0055】スイッチング信号制御回路25は、セット
端子Sに軽負荷検出回路40の出力信号を受け、リセッ
ト端子RにOR回路32の出力信号を受けるRSフリッ
プフロップ回路26と、第1の入力端子に起動・停止回
路30の出力信号を受け、第2の入力端子に発振器21
からの最大デューティサイクル信号MDCを受け、第3
の入力端子にRSフリップフロップ回路26の正相出力
端子Qからの出力信号を受けるNAND回路27と、N
AND回路27の出力信号を受け、受けた出力信号を反
転増幅してなる制御信号を出力するインバータからなる
ゲートドライバ28とから構成されている。
The switching signal control circuit 25 receives an output signal of the light load detection circuit 40 at a set terminal S, receives an output signal of an OR circuit 32 at a reset terminal R, and an RS flip-flop circuit 26 at a first input terminal. An output signal of the start / stop circuit 30 is received, and an oscillator 21 is connected to a second input terminal.
Receiving the maximum duty cycle signal MDC from the third
A NAND circuit 27 receiving an output signal from the in-phase output terminal Q of the RS flip-flop circuit 26 at an input terminal thereof,
A gate driver 28 that receives an output signal of the AND circuit 27 and outputs a control signal obtained by inverting and amplifying the received output signal.

【0056】軽負荷検出回路40は、正相入力端子に軽
負荷検出基準電圧Va0を受け、逆相入力端子に負荷検出
電圧Vaを受け、受けた負荷検出電圧Vaが軽負荷検出
基準電圧Va0と等しいかこれを超える場合にローレベル
の比較結果信号を出力し、受けた負荷検出電圧Vaが軽
負荷検出基準電圧Va0よりも小さい場合にハイレベルの
比較結果信号を出力する軽負荷検出用比較器41と、一
方の入力端子に負荷検出用比較器41からの比較結果信
号を受け、他方の入力端子に発振器21からのクロック
信号CLKを受けるAND回路42とから構成されてい
る。
The light load detection circuit 40 receives the light load detection reference voltage Va0 at the positive phase input terminal, receives the load detection voltage Va at the negative phase input terminal, and outputs the received load detection voltage Va as the light load detection reference voltage Va0. A light load detection comparator that outputs a low level comparison result signal when equal to or exceeds this, and outputs a high level comparison result signal when the received load detection voltage Va is smaller than the light load detection reference voltage Va0. 41, and an AND circuit 42 which receives a comparison result signal from the load detection comparator 41 at one input terminal and receives a clock signal CLK from the oscillator 21 at the other input terminal.

【0057】これにより、軽負荷検出用比較器41は、
負荷検出電圧Vaが軽負荷検出基準電圧Va0と等しいか
これを超える場合にはローレベルの比較結果信号を出力
するため、ゲートドライバ28がスイッチング素子12
に対するスイッチングパルスの出力を停止する。逆に、
軽負荷検出用比較器41は、負荷検出電圧Vaが軽負荷
検出基準電圧Va0よりも小さい場合にはハイレベルの比
較結果信号を出力するため、ゲートドライバ28がスイ
ッチング素子12に対するスイッチングパルスの出力を
開始する。
As a result, the light load detection comparator 41 is
When the load detection voltage Va is equal to or exceeds the light load detection reference voltage Va0, a low level comparison result signal is output.
Output of the switching pulse to is stopped. vice versa,
When the load detection voltage Va is lower than the light load detection reference voltage Va0, the light load detection comparator 41 outputs a high-level comparison result signal, so that the gate driver 28 outputs the switching pulse to the switching element 12 by the gate driver 28. Start.

【0058】ここで、軽負荷検出用比較器41の軽負荷
検出基準電圧Va0の電圧値は、軽負荷検出用比較器41
からの比較結果信号Vbがハイレベルからローレベルに
遷移する際に、上限電圧値Va01 から下限電圧値Va02
に設定され、逆に、比較結果信号Vbがローレベルから
ハイレベルに遷移する際に、下限電圧値Va02 から上限
電圧値Va01 に再設定されることが好ましい。このよう
にすると、負荷検出電圧Vaの値が軽負荷検出基準電圧
Va0の値を超える期間を延長できるため、ゲートドライ
バ28からの制御信号の出力停止期間を確実に設定する
ことができる。
Here, the voltage value of the light load detection reference voltage Va0 of the light load detection comparator 41 is
From the upper limit voltage value Va01 to the lower limit voltage value Va02 when the comparison result signal Vb from
When the comparison result signal Vb transitions from the low level to the high level, the lower limit voltage value Va02 is preferably reset to the upper limit voltage value Va01. By doing so, the period during which the value of the load detection voltage Va exceeds the value of the light load detection reference voltage Va0 can be extended, so that the period during which the output of the control signal from the gate driver 28 is stopped can be reliably set.

【0059】また、ドレイン検出回路31は、ドレイン
電流IDが所定値を超える場合に、スイッチング信号制
御回路25のRSフリップフロップ回路26にリセット
信号を送出してスイッチング素子12のスイッチング動
作を停止させる保護回路である。
The drain detection circuit 31 sends a reset signal to the RS flip-flop circuit 26 of the switching signal control circuit 25 to stop the switching operation of the switching element 12 when the drain current ID exceeds a predetermined value. Circuit.

【0060】このように、本実施形態に係るスイッチン
グ電源装置は、三角波信号TRWの電圧値と負荷検出電
圧Vaの値と比較することにより、スイッチングパルス
のデューティ比が変更される、いわゆる電圧モードのP
WM制御方式を採る。
As described above, the switching power supply according to the present embodiment compares the voltage value of the triangular wave signal TRW with the value of the load detection voltage Va to change the duty ratio of the switching pulse, that is, in the so-called voltage mode. P
The WM control method is adopted.

【0061】本スイッチング電源装置は、入力電圧Vin
及び出力電圧Vout の電圧値に規制はないが、一例とし
て、入力電圧Vinの値を、例えば商用電源の100V〜
200V程度とし、出力電圧Vout の値を25V程度と
すれば、一体化形成領域19を1つのパッケージに収容
したり、さらには1チップ化することによりスイッチン
グ電源装置の部品点数を大幅に削減でき、スイッチング
電源装置本体のサイズをも小さくできるので、より小型
化、高性能化及び低価格化を実現できる。
The present switching power supply has an input voltage Vin
Although there is no restriction on the voltage value of the output voltage Vout, as an example, the value of the input voltage Vin is set to, for example, 100 V to
When the output voltage Vout is about 25 V and the integrated voltage is about 25 V, the number of parts of the switching power supply device can be greatly reduced by accommodating the integrated formation region 19 in one package or further by making it one chip. Since the size of the switching power supply unit can be reduced, the size, the performance, and the cost can be reduced.

【0062】また、スイッチング素子12にN型MOS
FETを用いたが、代わりにNPN型バイポーラトラン
ジスタを用いてもよい。
The switching element 12 has an N-type MOS
Although an FET is used, an NPN-type bipolar transistor may be used instead.

【0063】以下、前記のように構成されたスイッチン
グ電源装置の動作について図面を参照しながら説明す
る。
Hereinafter, the operation of the switching power supply device configured as described above will be described with reference to the drawings.

【0064】図2は本実施形態に係るスイッチング電源
装置の動作タイミングを表わしている。まず、制御回路
16が起動するまでの間は、起動・停止回路30が内部
回路電流供給回路29と制御回路用電源コンデンサ17
の陽極とを接続するようにスイッチを閉じている。
FIG. 2 shows the operation timing of the switching power supply according to the present embodiment. First, until the control circuit 16 is started, the start / stop circuit 30 includes the internal circuit current supply circuit 29 and the control circuit power supply capacitor 17.
The switch is closed to connect the anode.

【0065】次に、入力端子11に入力電圧Vinが印加
されると、内部回路電流供給回路29から制御回路用電
源コンデンサ17の陽極に電流が流れ込み、制御回路1
6の電源電圧Vccが上昇する。この電源電圧Vccが制御
回路16の起動電圧以上となると、シャントレギュレー
タ22が導通して制御回路16が動作可能となるので、
起動・停止回路30は、スイッチを開けて、内部回路電
流供給回路29と制御回路用電源コンデンサ17との間
の接続を切断する。
Next, when the input voltage Vin is applied to the input terminal 11, a current flows from the internal circuit current supply circuit 29 to the anode of the control circuit power supply capacitor 17, and the control circuit 1
6, the power supply voltage Vcc rises. When the power supply voltage Vcc becomes equal to or higher than the activation voltage of the control circuit 16, the shunt regulator 22 becomes conductive and the control circuit 16 becomes operable.
The start / stop circuit 30 opens the switch to cut off the connection between the internal circuit current supply circuit 29 and the control circuit power supply capacitor 17.

【0066】次に、図2に示すように、例えば、待機時
のように負荷電流Iout が減少する負荷変動が生じる
と、負荷に対する電力供給が過剰となって、出力電圧V
out の電圧値は若干上昇する。この出力電圧Vout の上
昇により、出力電圧検出回路16から制御回路用電源コ
ンデンサ17の陽極に電流が供給されて、電源電圧Vcc
も上昇する。上昇した電源電圧Vccの値がシャントレギ
ュレータ22の基準電圧Vcoにより決定される電圧値以
上になると、シャントレギュレータ22を介して抵抗器
23にPWM制御用電流Iccが流れる。
Next, as shown in FIG. 2, for example, when a load fluctuation occurs in which the load current Iout decreases as in a standby state, the power supply to the load becomes excessive and the output voltage V
The voltage of out rises slightly. Due to the rise of the output voltage Vout, a current is supplied from the output voltage detection circuit 16 to the anode of the control circuit power supply capacitor 17, and the power supply voltage Vcc
Also rises. When the value of the increased power supply voltage Vcc becomes equal to or higher than the voltage value determined by the reference voltage Vco of the shunt regulator 22, the PWM control current Icc flows through the resistor 23 via the shunt regulator 22.

【0067】このPWM制御用電流Iccにより、軽負荷
検出電圧Vaが上昇するため、上昇した軽負荷検出電圧
Vaを正相入力端子に受け、三角波信号TRWを逆相入
力端子に受けるパルス幅変調用比較器24からは、ハイ
レベルのパルス幅決定信号が出力される期間が長くな
る。その結果、RSフリップフロップ回路26はリセッ
ト端子Rにハイレベルのパルス幅決定信号、すなわちリ
セット信号を受ける期間が長くなる。これにより、図2
の負荷変動時に示すように、ドレイン電流VDが入力電
圧Vinとなる期間が次第に長くなり、また、ドレイン電
流IDが流れる期間が次第に短くなって、スイッチング
素子12のオフ状態が次第に長くなるようなPWM制御
が機能する。
Since the light load detection voltage Va is increased by the PWM control current Icc, the light load detection voltage Va is received by the positive phase input terminal and the triangular wave signal TRW is received by the negative phase input terminal. The period during which the comparator 24 outputs the high-level pulse width determination signal is extended. As a result, the period during which the RS flip-flop circuit 26 receives the high-level pulse width determination signal at the reset terminal R, that is, the reset signal, becomes longer. As a result, FIG.
As shown at the time of the load change, the PWM in which the period during which the drain current VD is equal to the input voltage Vin gradually increases, the period during which the drain current ID flows gradually, and the OFF state of the switching element 12 gradually increases. Control works.

【0068】さらに、負荷検出電圧Vaが上昇し、軽負
荷検出用比較器41における軽負荷検出基準電圧Va0の
うちの上限基準電圧値Va01 以上になると軽負荷検出状
態となり、軽負荷検出用比較器41から出力される比較
結果信号Vbがハイレベルからローレベルに遷移する。
これにより、AND回路42の出力信号はローレベルに
変化するため、スイッチング素子12のスイッチング動
作が停止する。
Further, when the load detection voltage Va rises and becomes equal to or higher than the upper limit reference voltage value Va01 of the light load detection reference voltage Va0 in the light load detection comparator 41, the light load detection state is established. The comparison result signal Vb output from 41 changes from the high level to the low level.
Accordingly, the output signal of the AND circuit 42 changes to a low level, and the switching operation of the switching element 12 stops.

【0069】このとき、軽負荷検出用比較器41の軽負
荷検出基準電圧Va0の電圧値は上限電圧値Va01 から下
限電圧値Va02 に設定される。
At this time, the voltage value of the light load detection reference voltage Va0 of the light load detection comparator 41 is set from the upper limit voltage value Va01 to the lower limit voltage value Va02.

【0070】次に、図2の無負荷・軽負荷時に示すよう
に、スイッチング素子12によるスイッチング動作が停
止して、スイッチング素子12がオフ状態になると、該
スイッチング素子12にはドレイン電流IDが流れなく
なる。その結果、電圧変換回路13のコイル132への
電力供給が行なわれなくなるため、出力端子14への電
力供給はコンデンサ133からのみとなり、出力電圧V
out が徐々に低下する。これにより、制御回路16の電
源電圧Vccも徐々に低下するため、負荷検出電圧Vaも
徐々に低下する。
Next, as shown at the time of no load and light load in FIG. 2, when the switching operation by the switching element 12 is stopped and the switching element 12 is turned off, the drain current ID flows through the switching element 12. Disappears. As a result, power is not supplied to the coil 132 of the voltage conversion circuit 13, so that power is supplied only to the output terminal 14 from the capacitor 133, and the output voltage V
out gradually decreases. As a result, the power supply voltage Vcc of the control circuit 16 also gradually decreases, so that the load detection voltage Va also gradually decreases.

【0071】このとき、負荷検出電圧Vaは徐々に低下
するが、スイッチング素子12によるスイッチング動作
が直ちに再開されることがないように、軽負荷検出用比
較器41の軽負荷検出基準電圧Va0の電圧値を上限電圧
値Vao1 よりも低い下限電圧値Va02 に設定することに
より、ヒステリシス特性を与えている。
At this time, although the load detection voltage Va gradually decreases, the voltage of the light load detection reference voltage Va0 of the light load detection comparator 41 is reduced so that the switching operation by the switching element 12 is not immediately restarted. By setting the value to a lower limit voltage value Va02 lower than the upper limit voltage value Vao1, a hysteresis characteristic is given.

【0072】さらに出力電圧Vout が低下して、負荷検
出電圧Vaが下限電圧値Va02 以下となると、軽負荷検
出用比較器41の比較結果信号Vbがローレベルからハ
イレベルに遷移することにより、スイッチング素子12
のスイッチング動作が再開される。このとき、軽負荷検
出用比較器41における軽負荷検出基準電圧Va0の電圧
値は下限電圧値Va02 から上限電圧値Va01 に再設定さ
れる。
When the output voltage Vout further decreases and the load detection voltage Va becomes lower than or equal to the lower limit voltage value Va02, the comparison result signal Vb of the light load detection comparator 41 transitions from a low level to a high level. Element 12
Is restarted. At this time, the voltage value of the light load detection reference voltage Va0 in the light load detection comparator 41 is reset from the lower limit voltage value Va02 to the upper limit voltage value Va01.

【0073】次に、スイッチング素子12によるスイッ
チング動作が再開されると、スイッチング素子12に流
れる電流が軽負荷検出時の電流値よりも大きくなってい
るため、出力端子14への電力供給が過剰となるので、
出力電圧Vout が再び上昇し、負荷検出電圧Vaも上昇
する。その結果、負荷検出電圧Vaが軽負荷検出基準電
圧Va0の上限電圧値Va01 以上となり、軽負荷状態が検
出されると、スイッチング素子12のスイッチング動作
が停止する。
Next, when the switching operation by the switching element 12 is restarted, the current flowing through the switching element 12 becomes larger than the current value when the light load is detected. Because
The output voltage Vout increases again, and the load detection voltage Va also increases. As a result, when the load detection voltage Va becomes equal to or higher than the upper limit voltage value Va01 of the light load detection reference voltage Va0 and the light load state is detected, the switching operation of the switching element 12 stops.

【0074】このように、軽負荷検出用比較器41の軽
負荷検出基準電圧Va0が軽負荷状態を検出している間
は、負荷検出電圧Vaが、上限電圧値Va01 ではこの上
方に超える度に下限電圧値Va02 に設定し、また、下限
電圧値Va02 ではこの下方に超える度に上限電圧値Va0
1 に設定し直すため、軽負荷を検出している間は、スイ
ッチング素子12をオンオフ動作させるスイッチング制
御は、スイッチング信号の出力の停止と再開とが交互に
繰り返される間欠発振状態となる。
As described above, while the light load detection reference voltage Va0 of the light load detection comparator 41 detects the light load state, the load detection voltage Va exceeds the upper limit voltage value Va01 every time it is detected. It is set to the lower limit voltage value Va02. In the lower limit voltage value Va02, the upper limit voltage value Va0
Since the setting is reset to 1, while the light load is detected, the switching control for turning on and off the switching element 12 is in an intermittent oscillation state in which the stop and restart of the output of the switching signal are alternately repeated.

【0075】ここで、間欠発振状態とは、スイッチング
素子12のゲートにスイッチングパルスが印加されてい
る状態と印加されていない状態とが交互に現われる状態
をいう。出力端子14に印加される出力電圧Vout は、
間欠発振状態におけるスイッチングパルスの停止期間中
に徐々に低下するが、この低下する度合いは出力端子1
4からの負荷電流Iout に依存する。すなわち、出力端
子14の負荷電流Iout が小さくなる程、出力電圧Vou
t の低下が緩やかになる。
Here, the intermittent oscillation state refers to a state where a state where a switching pulse is applied to the gate of the switching element 12 and a state where the switching pulse is not applied appear alternately. The output voltage Vout applied to the output terminal 14 is
It gradually decreases during the stop period of the switching pulse in the intermittent oscillation state.
4 depending on the load current Iout. That is, as the load current Iout of the output terminal 14 decreases, the output voltage Vou
t decreases slowly.

【0076】また、間欠発振状態におけるスイッチング
停止期間は、負荷電流Iout が小さくなる程長くなる。
すなわち、軽負荷となる程、スイッチング素子12のス
イッチング動作が減少することになる。
The switching stop period in the intermittent oscillation state becomes longer as the load current Iout becomes smaller.
That is, the switching operation of the switching element 12 decreases as the load becomes lighter.

【0077】以上説明したように、第1の実施形態によ
ると、電圧モードのPWM制御方式のスイッチング電源
装置において、低消費電力及び高電源効率を実現でき
る。
As described above, according to the first embodiment, low power consumption and high power efficiency can be realized in the switching power supply of the voltage mode PWM control method.

【0078】(第1の実施形態の一変形例)以下、本発
明の第1の実施形態の一変形例について図面を参照しな
がら説明する。
(Modification of First Embodiment) A modification of the first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【0079】図3は第1の実施形態の一変形例に係る降
圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回
路構成を示している。図3において、図1に示す構成要
素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説
明を省略する。
FIG. 3 shows a schematic circuit configuration of a step-down chopper type switching power supply according to a modification of the first embodiment. In FIG. 3, the same components as those shown in FIG.

【0080】本変形例に係るスイッチング電源装置は、
図3に示すように、軽負荷検出回路40において、軽負
荷検出用比較器41からの比較結果信号Vbを、発振器
21のクロック信号CLKとの論理和の演算を行なうA
ND回路42を介してRSフリップフロップ回路26の
セット端子Sに入力させるのではなく、NAND回路2
7に直接に入力させる構成とする。これにより、AND
回路42が不要となるので、さらに小型化を図ることが
できる。
The switching power supply according to this modification is
As shown in FIG. 3, in the light load detection circuit 40, the comparison result signal Vb from the light load detection comparator 41 is subjected to an OR operation with the clock signal CLK of the oscillator 21.
Instead of inputting to the set terminal S of the RS flip-flop circuit 26 through the ND circuit 42, the NAND circuit 2
7 is directly input. This allows AND
Since the circuit 42 is not required, the size can be further reduced.

【0081】スイッチング電源装置としての動作は、第
1の実施形態と同様であって、軽負荷検出用比較器41
が、負荷検出電圧Vaによって出力端子14の軽負荷状
態を検出した際に、ハイレベルの比較結果信号Vbをロ
ーレベルに遷移するため、NAND回路27の出力信号
がハイレベルとなる。これにより、ゲートドライバ28
が出力する制御信号がローレベルとなるので、スイッチ
ング素子12のスイッチング動作が停止する。その結
果、第1の実施形態と同様に、軽負荷状態を検出する
と、スイッチング素子12が、軽負荷検出用比較器41
に設定される軽負荷検出基準電圧Va0の上限電圧値Va0
1 と下限電圧値Va02 との間で間欠発振状態となるの
で、低消費電力及び高電源効率を実現できる。
The operation as a switching power supply is the same as that of the first embodiment, and the light load detection comparator 41
However, when the light-load state of the output terminal 14 is detected by the load detection voltage Va, the high-level comparison result signal Vb transitions to the low level, so that the output signal of the NAND circuit 27 becomes the high level. Thereby, the gate driver 28
Becomes low level, the switching operation of the switching element 12 stops. As a result, as in the first embodiment, when the light load state is detected, the switching element 12 sets the light load detection comparator 41.
Upper limit voltage value Va0 of light load detection reference voltage Va0 set to
Since intermittent oscillation occurs between 1 and the lower limit voltage value Va02, low power consumption and high power supply efficiency can be realized.

【0082】(第2の実施形態)以下、本発明の第2の
実施形態について図面を参照しながら説明する。
(Second Embodiment) Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

【0083】図4は第2の実施形態に係る降圧型チョッ
パ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示
している。図4において、図1に示す構成要素と同一の
構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略す
る。
FIG. 4 shows a schematic circuit configuration of a step-down chopper type switching power supply according to the second embodiment. In FIG. 4, the same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【0084】図4に示すように、軽負荷検出回路40に
は、軽負荷検出基準電圧Va0を生成する基準電圧源43
が設けられ、軽負荷検出用比較器41の正相入力端子
は、基準電圧源43と接続されている。
As shown in FIG. 4, a light load detection circuit 40 includes a reference voltage source 43 for generating a light load detection reference voltage Va0.
Is provided, and the positive-phase input terminal of the light load detection comparator 41 is connected to the reference voltage source 43.

【0085】さらに、本スイッチング電源装置は、一端
が一体化形成領域19の端部に設けられた軽負荷検出電
圧調整用端子TR を介して軽負荷検出用比較器42の正
相入力端子と接続され、他端がソース端子Tsと接続さ
れた検出電圧可変手段としての軽負荷検出電圧調整用抵
抗器51を備えている。
Further, this switching power supply device is connected at one end to the positive-phase input terminal of the light load detection comparator 42 via a light load detection voltage adjusting terminal TR provided at the end of the integrated formation region 19. In addition, a light load detection voltage adjusting resistor 51 is provided as detection voltage variable means having the other end connected to the source terminal Ts.

【0086】このように、本実施形態によると、軽負荷
検出基準電圧Va0を可変に設定できる軽負荷検出電圧調
整用抵抗器51を有しているため、該軽負荷検出電圧調
整用抵抗器51の抵抗値を適当に調整することにより、
待機時に必要とされる負荷に合わせて、スイッチング素
子12のスイッチング動作が停止及び再開する際の負荷
電流Iout を最適に調整することができる。その結果、
スイッチング素子12及び制御回路16が1チップ化さ
れている場合であっても、軽負荷検出回路40における
軽負荷検出基準電圧Va0の上限電圧値Va01 又は下限電
圧値Va02 を電源装置の用途に応じて変更できるように
なる。
As described above, according to the present embodiment, since the light load detection voltage adjusting resistor 51 capable of variably setting the light load detection reference voltage Va0 is provided, the light load detection voltage adjusting resistor 51 is provided. By properly adjusting the resistance of
The load current Iout at the time when the switching operation of the switching element 12 stops and restarts can be optimally adjusted according to the load required during standby. as a result,
Even if the switching element 12 and the control circuit 16 are integrated into one chip, the upper limit voltage value Va01 or the lower limit voltage value Va02 of the light load detection reference voltage Va0 in the light load detection circuit 40 is set according to the use of the power supply device. Be able to change.

【0087】なお、本実施形態においては、軽負荷検出
電圧調整用抵抗器51を一体化形成領域19の外部に設
けているが、該一体化形成領域19の内部に設けても良
い。また、軽負荷検出電圧調整用抵抗器51を一体化形
成領域19に設けた場合には、抵抗値の調整はレーザト
リミング法等のトリミング技術により行なえばよい。
Although the light load detection voltage adjusting resistor 51 is provided outside the integrated formation region 19 in the present embodiment, it may be provided inside the integrated formation region 19. When the light load detection voltage adjusting resistor 51 is provided in the integrated formation region 19, the resistance value may be adjusted by a trimming technique such as a laser trimming method.

【0088】(第3の実施形態)以下、本発明の第3の
実施形態について図面を参照しながら説明する。
(Third Embodiment) Hereinafter, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

【0089】図5は第3の実施形態に係る降圧型チョッ
パ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示
している。図5において、図1に示す構成要素と同一の
構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略す
る。
FIG. 5 shows a schematic circuit configuration of a step-down chopper type switching power supply according to the third embodiment. 5, the same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【0090】図5に示すように、本実施形態に係る制御
回路16は、シャントレギュレータ22を構成するP型
MOSFETのゲートにより電源電圧Vccの過電圧状態
を検出する過電圧保護回路61と、一体化形成領域19
(=基板)の過熱状態を検出する過熱保護回路62と、
これらの出力信号をOR回路63を介してセット端子S
に受ける保護用RSフリップフロップ回路64と、再起
動時のトリガ信号を保護用RSフリップフロップ回路6
4のリセット端子Rに出力する再起動トリガ回路65と
を備え、保護用RSフリップフロップ回路64の出力信
号は、スイッチング信号制御回路25のNAND回路2
7に入力される。
As shown in FIG. 5, the control circuit 16 according to the present embodiment is integrally formed with an overvoltage protection circuit 61 for detecting an overvoltage state of the power supply voltage Vcc by the gate of a P-type MOSFET constituting the shunt regulator 22. Region 19
An overheat protection circuit 62 for detecting an overheat state of the (= substrate);
These output signals are sent to a set terminal S via an OR circuit 63.
RS flip-flop circuit 64 which receives a trigger signal at the time of restart and protection RS flip-flop circuit 6
And a restart trigger circuit 65 for outputting the reset signal R to the reset terminal R of the switching signal control circuit 25.
7 is input.

【0091】このように、本実施形態に係るスイッチン
グ電源装置は、制御回路16の過電圧状態及び過熱状態
を検出した場合に、過電圧保護回路61又は過熱保護回
路62によってスイッチング信号制御回路25のスイッ
チング素子12に対するスイッチング動作を停止させる
ことができると共に、再起動トリガ回路65によってス
イッチング動作を再開させることができる。
As described above, in the switching power supply according to the present embodiment, when the overvoltage state and the overheat state of the control circuit 16 are detected, the switching element of the switching signal control circuit 25 is controlled by the overvoltage protection circuit 61 or the overheat protection circuit 62. 12, the switching operation can be stopped, and the switching operation can be restarted by the restart trigger circuit 65.

【0092】従って、第1の実施形態と同様に、スイッ
チング電源の高効率化と装置の小型化を図りながら、本
スイッチング電源装置及び本スイッチング電源装置を組
み込む電子機器の保護をも確実に行なえるようになる。
Therefore, as in the first embodiment, the present switching power supply and the electronic equipment incorporating the switching power supply can be reliably protected while improving the efficiency of the switching power supply and miniaturizing the apparatus. Become like

【0093】なお、第3の実施形態においても、第2の
実施形態に係る基準電圧源43及び軽負荷検出電圧調整
用抵抗器51を設けてもよい。
In the third embodiment, the reference voltage source 43 and the light load detection voltage adjusting resistor 51 according to the second embodiment may be provided.

【0094】(第3の実施形態の一変形例)以下、本発
明の第3の実施形態の一変形例について図面を参照しな
がら説明する。
(Modification of Third Embodiment) Hereinafter, a modification of the third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

【0095】図6は第3の実施形態の一変形例に係る降
圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回
路構成を示している。図6において、図5に示す構成要
素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説
明を省略する。
FIG. 6 shows a schematic circuit configuration of a step-down chopper type switching power supply according to a modification of the third embodiment. 6, the same components as those shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【0096】本変形例に係るスイッチング電源装置は、
図6に示すように、軽負荷検出回路40において、軽負
荷検出用比較器41からの比較結果信号Vbを、発振器
21のクロック信号CLKとの論理和の演算を行なうA
ND回路42を介してRSフリップフロップ回路26の
セット端子Sに入力させるのではなく、直接にNAND
回路27に入力させる構成とする。これにより、AND
回路42が不要となるので、さらに小型化を図ることが
できる。
A switching power supply according to this modification is
As shown in FIG. 6, in the light load detection circuit 40, the comparison result signal Vb from the light load detection comparator 41 is subjected to an OR operation with the clock signal CLK of the oscillator 21.
Instead of inputting the signal to the set terminal S of the RS flip-flop circuit 26 via the ND circuit 42, the NAND
The input is made to the circuit 27. This allows AND
Since the circuit 42 is not required, the size can be further reduced.

【0097】このように、確実な保護機能を有しなが
ら、小型化、低消費電力及び高電源効率を実現できる。
As described above, miniaturization, low power consumption, and high power supply efficiency can be realized while having a reliable protection function.

【0098】(第4の実施形態)以下、本発明の第4の
実施形態について図面を参照しながら説明する。
(Fourth Embodiment) Hereinafter, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

【0099】図7は第4の実施形態に係る降圧型チョッ
パ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示
している。図7において、図1に示す構成要素と同一の
構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略す
る。
FIG. 7 shows a schematic circuit configuration of a step-down chopper type switching power supply according to the fourth embodiment. In FIG. 7, the same components as those shown in FIG.

【0100】図5に示すように、第4の実施形態に係る
スイッチング電源装置は、電圧変換回路13Aの構成が
図1のスイッチング電源装置における電圧変換回路13
の構成と異なっている。
As shown in FIG. 5, in the switching power supply according to the fourth embodiment, the configuration of the voltage conversion circuit 13A is the same as that of the switching power supply shown in FIG.
Configuration is different.

【0101】すなわち、電圧変換回路13Aは、ダイオ
ード131がソース端子Tsと出力端子14との間で且
つその陰極がソース端子Tsと接続されるように直列に
接続され、コイル132がコンデンサ133と並列で且
つダイオード131の陰極と接続されている。
That is, the voltage conversion circuit 13 A is connected in series so that the diode 131 is connected between the source terminal Ts and the output terminal 14 and the cathode thereof is connected to the source terminal Ts, and the coil 132 is connected in parallel with the capacitor 133. And is connected to the cathode of the diode 131.

【0102】このような電圧変換回路13Aの構成を採
ることにより、入力端子11の極性を変えることなく、
出力端子14の極性を負極性とすることができるため、
負極性の制御電圧源(降圧電源)を必要とするシステム
においても、スイッチング素子12及び制御回路16を
有する一体化形成領域19上の各回路の構成を変えるこ
となく、負極性電圧源を実現できる。
By adopting such a configuration of the voltage conversion circuit 13A, the polarity of the input terminal 11 can be changed without changing the polarity.
Since the polarity of the output terminal 14 can be negative,
Even in a system requiring a negative control voltage source (step-down power supply), a negative voltage source can be realized without changing the configuration of each circuit on the integrated formation area 19 having the switching element 12 and the control circuit 16. .

【0103】なお、第4の実施形態においても、第2の
実施形態に係る基準電圧源43及び軽負荷検出電圧調整
用抵抗器51を設けても良い。
In the fourth embodiment, the reference voltage source 43 and the light load detection voltage adjusting resistor 51 according to the second embodiment may be provided.

【0104】また、第3の実施形態に示した過電圧保護
回路61、過熱保護回路62、OR回路63、保護用R
Sフリップフロップ回路64及び再起動トリガ回路65
を設けても良い。
Further, the overvoltage protection circuit 61, the overheat protection circuit 62, the OR circuit 63, and the protection R shown in the third embodiment.
S flip-flop circuit 64 and restart trigger circuit 65
May be provided.

【0105】(第4の実施形態の一変形例)以下、本発
明の第4の実施形態の一変形例について図面を参照しな
がら説明する。
(Modification of Fourth Embodiment) Hereinafter, a modification of the fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

【0106】図8は第4の実施形態の一変形例に係る降
圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回
路構成を示している。図8において、図7に示す構成要
素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説
明を省略する。
FIG. 8 shows a schematic circuit configuration of a step-down chopper switching power supply according to a modification of the fourth embodiment. 8, the same components as those shown in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【0107】本変形例に係るスイッチング電源装置は、
図8に示すように、軽負荷検出回路40において、軽負
荷検出用比較器41からの比較結果信号Vbを、発振器
21のクロック信号CLKとの論理和の演算を行なうA
ND回路42を介してRSフリップフロップ回路26の
セット端子Sに入力させるのではなく、直接にNAND
回路27に入力させる構成とする。これにより、AND
回路42が不要となるので、さらに小型化を図ることが
できる。
A switching power supply according to this modification is
As shown in FIG. 8, in the light load detection circuit 40, a logical sum of the comparison result signal Vb from the light load detection comparator 41 and the clock signal CLK of the oscillator 21 is calculated.
Instead of inputting the signal to the set terminal S of the RS flip-flop circuit 26 via the ND circuit 42, the NAND
The input is made to the circuit 27. This allows AND
Since the circuit 42 is not required, the size can be further reduced.

【0108】このように、小型化、低消費電力及び高電
源効率を達成できる負極性電圧源を、正極性の制御回路
16の回路構成を変更することなく実現することができ
る。
As described above, it is possible to realize a negative voltage source capable of achieving downsizing, low power consumption, and high power supply efficiency without changing the circuit configuration of the positive control circuit 16.

【0109】なお、各実施形態及びその変形例におい
て、スイッチング電源装置は、出力端子14からの出力
電力の反射がない非連続モードとして説明したが、出力
電力の反射が存在する連続モードにおいても同様の効果
を得ることができる。
In each of the embodiments and the modified examples, the switching power supply device has been described as a non-continuous mode in which the output power from the output terminal 14 is not reflected. However, the same applies to the continuous mode in which the output power is reflected. The effect of can be obtained.

【0110】[0110]

【発明の効果】本発明に係るスイッチング電源装置によ
ると、制御回路の電源電圧の値が基準値よりも大きい場
合には発振部に対してスイッチング信号の出力を停止
し、電源電圧の値が基準値よりも小さい場合には発振部
に対してスイッチング信号の出力を開始する軽負荷検出
部を有しているため、制御手段の電源電圧が上昇する
と、制御手段の軽負荷検出部がスイッチング素子のスイ
ッチング動作を停止するので、スイッチング手段におけ
る損失が減り、軽負荷時の消費電力を削減できると共
に、電力効率を向上することができる。
According to the switching power supply device of the present invention, when the value of the power supply voltage of the control circuit is larger than the reference value, the output of the switching signal to the oscillating section is stopped, and the value of the power supply voltage becomes the reference value. When the power supply voltage of the control unit increases, the light load detection unit of the control unit includes the light load detection unit that starts outputting the switching signal to the oscillation unit when the value is smaller than the value. Since the switching operation is stopped, loss in the switching means is reduced, power consumption at light load can be reduced, and power efficiency can be improved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の第1の実施形態に係る降圧型チョッパ
方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図であ
る。
FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing a step-down chopper type switching power supply device according to a first embodiment of the present invention.

【図2】本発明の第1の実施形態に係る降圧型チョッパ
方式のスイッチング電源装置の動作状態を示すタイミン
グチャートである。
FIG. 2 is a timing chart showing an operation state of the step-down chopper switching power supply according to the first embodiment of the present invention.

【図3】本発明の第1の実施形態の一変形例に係る降圧
型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な
回路図である。
FIG. 3 is a schematic circuit diagram showing a step-down chopper switching power supply according to a modification of the first embodiment of the present invention;

【図4】本発明の第2の実施形態に係る降圧型チョッパ
方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図であ
る。
FIG. 4 is a schematic circuit diagram showing a step-down chopper type switching power supply device according to a second embodiment of the present invention.

【図5】本発明の第3の実施形態に係る降圧型チョッパ
方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図であ
る。
FIG. 5 is a schematic circuit diagram showing a step-down chopper type switching power supply according to a third embodiment of the present invention.

【図6】本発明の第3の実施形態の一変形例に係る降圧
型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な
回路図である。
FIG. 6 is a schematic circuit diagram showing a step-down chopper switching power supply according to a modification of the third embodiment of the present invention.

【図7】本発明の第4の実施形態に係る降圧型チョッパ
方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図であ
る。
FIG. 7 is a schematic circuit diagram showing a step-down chopper switching power supply according to a fourth embodiment of the present invention.

【図8】本発明の第4の実施形態の一変形例に係る降圧
型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な
回路図である。
FIG. 8 is a schematic circuit diagram showing a step-down chopper switching power supply according to a modification of the fourth embodiment of the present invention.

【図9】従来の降圧型チョッパ方式のスイッチング電源
装置を示す概略的な回路図である。
FIG. 9 is a schematic circuit diagram showing a conventional step-down chopper type switching power supply device.

【図10】従来の降圧型チョッパ方式のスイッチング電
源装置の動作状態を示すタイミングチャートである。
FIG. 10 is a timing chart illustrating an operation state of a conventional step-down chopper type switching power supply device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

11 入力端子 12 スイッチング素子(スイッチング手段) 13 電圧変換回路(電圧変換手段) 13A 電圧変換回路(電圧変換手段) 131 ダイオード 132 コイル 133 コンデンサ 14 出力端子 15 入力コンデンサ 16 制御回路(制御手段) 17 制御回路用電源コンデンサ(電源電圧生成手
段) 18 出力電圧検出回路(出力電圧検出手段) 181 ツェナーダイオード(出力電圧設定素子) 182 スイッチングダイオード 19 一体化形成領域 21 発振器(発振部) 22 シャントレギュレータ 23 抵抗器 24 パルス幅変調用比較器 25 スイッチング信号制御回路 26 RSフリップフロップ回路 27 NAND回路 28 ゲートドライバ 29 内部回路電流供給回路 30 起動・停止回路 40 軽負荷検出回路(軽負荷検出部) 41 軽負荷検出用比較器 42 AND回路 43 基準電圧源 51 軽負荷検出電圧調整用抵抗器(検出電圧可変手
段) 61 過電圧保護回路 62 過熱保護回路 63 OR回路 64 保護用RSフリップフロップ回路 65 再起動トリガ回路 Ts ソース端子 TD ドレイン端子 Tc 制御端子 TR 軽負荷検出電圧調整用端子
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Input terminal 12 Switching element (switching means) 13 Voltage conversion circuit (voltage conversion means) 13A Voltage conversion circuit (voltage conversion means) 131 Diode 132 Coil 133 Capacitor 14 Output terminal 15 Input capacitor 16 Control circuit (Control means) 17 Control circuit Power supply capacitor (power supply voltage generation means) 18 Output voltage detection circuit (output voltage detection means) 181 Zener diode (output voltage setting element) 182 Switching diode 19 Integrated formation area 21 Oscillator (oscillator) 22 Shunt regulator 23 Resistor 24 Pulse width modulation comparator 25 switching signal control circuit 26 RS flip-flop circuit 27 NAND circuit 28 gate driver 29 internal circuit current supply circuit 30 start / stop circuit 40 light load detection circuit (light load detection circuit) 41) Light load detection comparator 42 AND circuit 43 Reference voltage source 51 Light load detection voltage adjustment resistor (detection voltage varying means) 61 Overvoltage protection circuit 62 Overheat protection circuit 63 OR circuit 64 Protection RS flip-flop circuit 65 Restart trigger circuit Ts Source terminal TD Drain terminal Tc Control terminal TR Light load detection voltage adjustment terminal

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 塩見 陽 大阪府高槻市幸町1番1号 松下電子工業 株式会社内 (72)発明者 諸田 尚彦 大阪府高槻市幸町1番1号 松下電子工業 株式会社内 (72)発明者 山下 哲司 大阪府高槻市幸町1番1号 松下電子工業 株式会社内 Fターム(参考) 5F038 AV02 AV03 AV04 AV05 AV06 BG02 BG04 BG06 BH15 BH16 DF08 EZ20 5H730 AA14 AS01 AS04 AS05 AS23 BB13 BB15 BB57 DD04 EE59 FD01 FF02 FG05 VV02 ZZ05 ZZ12  ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor: Yo Shiomi, 1-1, Yukicho, Takatsuki-shi, Osaka Matsushita Electronics Co., Ltd. (72) Inventor: Naohiko Moroda 1-1-1, Yukicho, Takatsuki, Osaka, Japan (72) Inventor Tetsuji Yamashita 1-1, Yukicho, Takatsuki-shi, Osaka Matsushita Electronics Co., Ltd. F-term (reference) 5F038 AV02 AV03 AV04 AV05 AV06 BG02 BG04 BG06 BH15 BH16 DF08 EZ20 5H730 AA14 AS01 AS04 AS05 AS23 BB13 BB15 BB57 DD04 EE59 FD01 FF02 FG05 VV02 ZZ05 ZZ12

Claims (19)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 出力電圧の負荷変動によりスイッチング
パルスのデューティ比を変更するスイッチング電源装置
において、 第1の直流電圧を受けるスイッチング手段と、 前記スイッチング手段からの出力信号を受け、前記第1
の直流電圧を該第1の直流電圧の絶対値よりも小さい第
2の直流電圧に変換して出力する電圧変換手段と、 前記スイッチング手段の動作を制御する制御手段と、 前記第2の直流電圧の電圧値を検出し、検出した検出信
号を前記制御手段に帰還する出力電圧検出手段と、 一方の電極が前記出力電圧検出手段の出力側に接続さ
れ、他方の電極が前記スイッチング手段の出力側に接続
され、前記検出信号により前記制御手段の電源電圧を生
成する電源電圧生成手段とを備え、 前記制御手段は、 前記スイッチング手段に印加するスイッチング信号を生
成して出力する発振部と、 前記電源電圧の値が基準値よりも大きい場合には、前記
発振部に対して前記スイッチング信号の出力を停止し、
前記電源電圧の値が基準値よりも小さい場合には、前記
発振部に対して前記スイッチング信号の出力を開始する
軽負荷検出部とを有していることを特徴とするスイッチ
ング電源装置。
1. A switching power supply device for changing a duty ratio of a switching pulse according to a load change of an output voltage, wherein: a switching means for receiving a first DC voltage;
Voltage converting means for converting the DC voltage of the first DC voltage into a second DC voltage smaller than the absolute value of the first DC voltage and outputting the second DC voltage; control means for controlling the operation of the switching means; and the second DC voltage Output voltage detecting means for detecting a voltage value of the output voltage and returning a detected signal to the control means; one electrode connected to the output side of the output voltage detecting means, and the other electrode connected to the output side of the switching means. Power supply voltage generation means for generating a power supply voltage for the control means based on the detection signal, wherein the control means generates and outputs a switching signal to be applied to the switching means; and When the value of the voltage is larger than the reference value, the output of the switching signal to the oscillation unit is stopped,
A switching power supply device comprising: a light load detection unit that starts outputting the switching signal to the oscillation unit when the value of the power supply voltage is smaller than a reference value.
【請求項2】 入力端子に第1の直流電圧を受けるスイ
ッチング素子と、 前記スイッチング素子からの出力信号を受け、前記第1
の直流電圧を該第1の直流電圧の絶対値よりも小さい第
2の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、 前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、 前記第2の直流電圧の電圧値を検出し、検出した検出信
号を前記制御回路に帰還する出力電圧検出回路と、 陽極が前記出力電圧検出回路の出力側に接続され、陰極
が前記スイッチング素子の出力側に接続され、前記制御
回路の電源電圧を生成する制御回路用電源コンデンサと
を備え、 前記制御回路は、 前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生
成して出力する発振器と、 前記発振器から出力されるパルス幅変調用信号と前記検
出信号とを比較して、パルス幅決定信号を出力するパル
ス幅変調用比較器と、 前記パルス幅決定信号に基づいて前記スイッチング信号
のパルス幅を調整するスイッチング信号制御回路と、 前記検出信号の電圧値が基準電圧値よりも大きい場合に
は、前記スイッチング信号制御回路に対して前記スイッ
チング素子への前記スイッチング信号の出力を停止し、
前記検出信号の電圧値が基準電圧値よりも小さい場合に
は、前記スイッチング信号制御回路に対して前記スイッ
チング信号の出力を開始する軽負荷検出回路とを有して
いることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. A switching element for receiving a first DC voltage at an input terminal, and receiving the output signal from the switching element and receiving the first DC voltage.
A voltage conversion circuit that converts the DC voltage of the first DC voltage to a second DC voltage smaller than the absolute value of the first DC voltage and outputs the second DC voltage; a control circuit that controls the operation of the switching element; and the second DC voltage An output voltage detection circuit that detects a voltage value of the output voltage and returns a detected detection signal to the control circuit; an anode is connected to an output side of the output voltage detection circuit; a cathode is connected to an output side of the switching element; A control circuit power supply capacitor for generating a power supply voltage of the control circuit, wherein the control circuit generates and outputs a switching signal to be applied to the switching element; and a pulse width modulation output from the oscillator. A pulse width modulation comparator for comparing a signal with the detection signal and outputting a pulse width determination signal; and a pulse signal for the switching signal based on the pulse width determination signal. A switching signal control circuit that adjusts a pulse width, and when the voltage value of the detection signal is larger than a reference voltage value, stops outputting the switching signal to the switching element with respect to the switching signal control circuit,
A switching power supply, comprising: a light load detection circuit that starts outputting the switching signal to the switching signal control circuit when a voltage value of the detection signal is smaller than a reference voltage value. apparatus.
【請求項3】 前記基準電圧値は、前記スイッチング信
号の出力を停止させる基準となる上限電圧値と、前記ス
イッチング信号の出力を開始させる基準となる前記上限
電圧値よりも低い下限電圧値とに設定されていることを
特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。
3. The reference voltage value includes an upper limit voltage value serving as a reference for stopping output of the switching signal and a lower limit voltage value lower than the upper limit voltage value serving as a reference for starting output of the switching signal. The switching power supply according to claim 2, wherein the switching power supply is set.
【請求項4】 前記上限電圧値又は前記下限電圧値を可
変に設定することにより前記検出電圧値を変更する検出
電圧可変手段をさらに備えていることを特徴とする請求
項3に記載のスイッチング電源装置。
4. The switching power supply according to claim 3, further comprising a detection voltage changing unit that changes the detection voltage value by variably setting the upper limit voltage value or the lower limit voltage value. apparatus.
【請求項5】 前記出力電圧検出回路は、前記スイッチ
ング信号がオフ状態の場合に前記第2の直流電圧を検出
することを特徴とする請求項2又は3に記載のスイッチ
ング電源装置。
5. The switching power supply according to claim 2, wherein the output voltage detection circuit detects the second DC voltage when the switching signal is in an off state.
【請求項6】 前記出力電圧検出回路は、出力電圧設定
素子とダイオードとの直列接続回路を含むことを特徴と
する請求項2又は3に記載のスイッチング電源装置。
6. The switching power supply according to claim 2, wherein the output voltage detection circuit includes a series connection circuit of an output voltage setting element and a diode.
【請求項7】 前記第2の直流電圧の極性は負極性であ
ることを特徴とする請求項2又は3に記載のスイッチン
グ電源装置。
7. The switching power supply according to claim 2, wherein the polarity of the second DC voltage is negative.
【請求項8】 前記第1の直流電圧の値はほぼ100V
以上であり、前記第2の直流電圧の値はほぼ25V以下
であることを特徴とする請求項2又は3に記載のスイッ
チング電源装置。
8. The value of the first DC voltage is approximately 100 V
4. The switching power supply according to claim 2, wherein the value of the second DC voltage is approximately 25 V or less.
【請求項9】 前記スイッチング素子及び前記制御回路
は、 前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに
前記制御回路における前記制御回路用電源コンデンサの
陽極側の入力端子が外部接続端子となるように一つのパ
ッケージに収容されていることを特徴とする請求項2〜
8のうちのいずれか1項に記載のスイッチング電源装
置。
9. The switching element and the control circuit, wherein an input terminal and an output terminal of the switching element, and an input terminal on the anode side of the control circuit power supply capacitor in the control circuit become an external connection terminal. Claim 2 which is accommodated in one package
9. The switching power supply device according to any one of 8.
【請求項10】 前記スイッチング素子及び前記制御回
路は、 前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに
前記制御回路における前記制御回路用電源コンデンサの
陽極側の入力端子が外部接続端子となるように一つの半
導体基板上に集積化されて形成されていることを特徴と
する請求項2〜9のうちのいずれか1項に記載のスイッ
チング電源装置。
10. The switching element and the control circuit, wherein an input terminal and an output terminal of the switching element, and an input terminal on the anode side of the control circuit power capacitor in the control circuit are external connection terminals. The switching power supply device according to any one of claims 2 to 9, wherein the switching power supply device is formed integrally on one semiconductor substrate.
【請求項11】 入力端子に第1の直流電圧を受けるス
イッチング素子と、前記スイッチング素子からの出力信
号を受け、前記第1の直流電圧を該第1の直流電圧の絶
対値よりも小さい第2の直流電圧に変換して出力する電
圧変換回路と、前記スイッチング素子の動作を制御する
制御回路と、前記第2の直流電圧の電圧値を検出し、検
出した信号を前記制御回路に帰還する出力電圧検出回路
と、陽極が前記出力電圧検出回路の出力側に接続され、
陰極が前記スイッチング素子の出力側に接続され、前記
制御回路の電源電圧を生成する制御回路用電源コンデン
サとを備えたスイッチング電源装置を制御するスイッチ
ング電源用半導体装置であって、 前記スイッチング電源用半導体装置は、前記スイッチン
グ素子及び前記制御回路を含み、 前記制御回路は、 前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生
成して出力する発振器と、 前記発振器から出力されるパルス幅変調用信号と前記検
出信号とを比較して、パルス幅決定信号を出力するパル
ス幅変調用比較器と、 前記パルス幅決定信号に基づいて前記スイッチング信号
のパルス幅を調整するスイッチング信号制御回路と、 前記検出信号の電圧値が基準電圧値よりも大きい場合に
は、前記スイッチング信号制御回路に対して前記スイッ
チング素子への前記スイッチング信号の出力を停止し、
前記検出信号の電圧値が基準電圧値よりも小さい場合に
は、前記スイッチング信号制御回路に対して前記スイッ
チング信号の出力を開始する軽負荷検出回路とを有して
いることを特徴とするスイッチング電源用半導体装置。
11. A switching element that receives a first DC voltage at an input terminal, and a second element that receives an output signal from the switching element and reduces the first DC voltage smaller than the absolute value of the first DC voltage. A voltage conversion circuit for converting the DC voltage into a DC voltage and outputting the converted DC voltage; a control circuit for controlling the operation of the switching element; A voltage detection circuit, the anode is connected to the output side of the output voltage detection circuit,
A switching power supply semiconductor device for controlling a switching power supply device having a cathode connected to an output side of the switching element and a control circuit power supply capacitor for generating a power supply voltage of the control circuit, wherein the switching power supply semiconductor An apparatus includes the switching element and the control circuit, wherein the control circuit generates and outputs a switching signal applied to the switching element; a pulse width modulation signal output from the oscillator; and the detection signal. And a pulse width modulation comparator that outputs a pulse width determination signal; a switching signal control circuit that adjusts the pulse width of the switching signal based on the pulse width determination signal; and a voltage value of the detection signal. Is larger than the reference voltage value, the switching signal control circuit It stops outputting the switching signal to the switching element,
A switching power supply, comprising: a light load detection circuit that starts outputting the switching signal to the switching signal control circuit when a voltage value of the detection signal is smaller than a reference voltage value. For semiconductor devices.
【請求項12】 前記基準電圧値は、前記スイッチング
信号の出力を停止させる基準となる上限電圧値と、前記
スイッチング信号の出力を開始させる基準となる前記上
限電圧値よりも低い下限電圧値とに設定されていること
を特徴とする請求項11に記載のスイッチング電源用半
導体装置。
12. The reference voltage value includes an upper limit voltage value serving as a reference for stopping output of the switching signal and a lower limit voltage value lower than the upper limit voltage value serving as a reference for starting output of the switching signal. The semiconductor device for a switching power supply according to claim 11, wherein the setting is set.
【請求項13】 前記上限電圧値又は前記下限電圧値を
可変に設定することにより前記検出電圧値を変更する検
出電圧可変手段をさらに備えていることを特徴とする請
求項12に記載のスイッチング電源用半導体装置。
13. The switching power supply according to claim 12, further comprising a detection voltage changing unit that changes the detection voltage value by setting the upper limit voltage value or the lower limit voltage value variably. For semiconductor devices.
【請求項14】 前記出力電圧検出回路は、前記スイッ
チング信号がオフ状態の場合に前記第2の直流電圧を検
出することを特徴とする請求項11又は12に記載のス
イッチング電源用半導体装置。
14. The semiconductor device for a switching power supply according to claim 11, wherein the output voltage detection circuit detects the second DC voltage when the switching signal is in an off state.
【請求項15】 前記出力電圧検出回路は、出力電圧設
定素子とダイオードとの直列接続回路を含むことを特徴
とする請求項11又は12に記載のスイッチング電源用
半導体装置。
15. The semiconductor device for a switching power supply according to claim 11, wherein said output voltage detection circuit includes a series connection circuit of an output voltage setting element and a diode.
【請求項16】 前記第2の直流電圧の極性は負極性で
あることを特徴とする請求項11又は12に記載のスイ
ッチング電源用半導体装置。
16. The switching power supply semiconductor device according to claim 11, wherein the polarity of the second DC voltage is negative.
【請求項17】 前記第1の直流電圧の値はほぼ100
V以上であり、前記第2の直流電圧の値はほぼ25V以
下であることを特徴とする請求項11又は12に記載の
スイッチング電源用半導体装置。
17. The value of the first DC voltage is approximately 100
13. The semiconductor device for a switching power supply according to claim 11, wherein the voltage is not less than V and the value of the second DC voltage is not more than about 25 V.
【請求項18】 前記スイッチング素子及び前記制御回
路は、 前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに
前記制御回路における前記制御回路用電源コンデンサの
陽極側の入力端子が外部接続端子となるように一つのパ
ッケージに収容されていることを特徴とする請求項11
〜17のうちのいずれか1項に記載のスイッチング電源
用半導体装置。
18. The switching element and the control circuit, wherein an input terminal and an output terminal of the switching element, and an input terminal on the anode side of the power supply capacitor for the control circuit in the control circuit are external connection terminals. 12. The package according to claim 11, wherein the package is housed in one package.
The semiconductor device for a switching power supply according to any one of claims 17 to 17.
【請求項19】 前記スイッチング素子及び前記制御回
路は、 前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに
前記制御回路における前記制御回路用電源コンデンサの
陽極側の入力端子が外部接続端子となるように一つの半
導体基板上に集積化されて形成されていることを特徴と
する請求項11〜18のうちのいずれか1項に記載のス
イッチング電源用半導体装置。
19. The switching element and the control circuit, wherein an input terminal and an output terminal of the switching element, and an input terminal on the anode side of the control circuit power capacitor in the control circuit are external connection terminals. The semiconductor device for a switching power supply according to any one of claims 11 to 18, wherein the semiconductor device is integrated on one semiconductor substrate.
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