JP3822787B2 - Flyback switching power supply - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する分野】
本発明は制御ＩＣを使用したスイッチング電源に関するもので、特にフライバックコンバータと呼ばれる直流変換器のスタンバイ時の効率を改善する為に、連続発振、バーストモード切換えを行なう回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８はこの種のフライバックコンバータの回路構成図であり、図中１は直流電源、２はMOSFET（主スイッチング素子）、３は制御部、４は電流制限抵抗、５は出力電圧検出＋信号帰還部、６はトランス（６−ａは一次巻線、６−ｂは二次巻線、６−ｃは制御巻線）、７は二次出力整流ダイオード、８は出力コンデンサ、９は負荷である。図９の図中１０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１１０はANDゲート、１１１はスタンバイ切換え信号出力手段、１１７はリスタート手段、１１８はONOFF用RSフリップフロップ、１１９はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、１２０はオン幅制御用コンパレータ、１０８は定電流回路、１０９は定電圧源、１２１はオン幅タイマ手段、１２５は間欠発振周期決定手段（タイマ）である。
【０００３】
図９は図８回路に適用する制御部３のブロック図で先ず通常の動作について図８とともに説明する。直流電源１がオンし制御部３が動作するとリスタート手段１１７からオントリガ信号が出力されONOFF用RSフリップフロップ１１８をセットし、バッファ１０１を通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子２がオンする。主スイッチング素子２がオンするとトランス1次巻線６−ａに電流が流れ、エネルギーをトランス６に蓄積する。主スイッチング素子２は、制御部端子ｄの電圧とオン幅タイマ手段１２１とのコンパレータ１２０による比較結果で決まるオン時間経過後にOFFする。主スイッチング素子オン期間にトランス６に蓄積されたエネルギーは主スイッチング素子がオフの期間にトランス2次巻線６−ｂ、2次整流ダイオード７を通して負荷９へ電流が流れるとともに出力コンデンサ８に充電される。
【０００４】
これと同時に主スイッチング素子がオフしている期間には、制御巻線６−ｃにも電圧が発生しており、トランス６に蓄積されたエネルギーーが出力コンデンサ８＋負荷９側へ放出されると、制御巻線６−ｃに発生していた電圧は減少し始める。このマイナスエッジをオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１１９で検出して、ONOFF用RSフリップフロップ１１８へセット信号を送る。ONOFF用RSフリップフロップ１１８はバッファ１０１を通して主スイッチング素子２にドライブ電圧を供給し、主スイッチング素子２はONする。この動作を繰り返し、出力コンデンサ８、負荷９の両端電圧（即ち出力電圧）が設定値に達すると、出力電圧検出＋信号帰還部５で制御部端子ｄの電圧を制御し、主スイッチング素子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に安定化している。
【０００５】
次に間欠周期固定方式のバーストモード動作は、スタンバイ信号が外部から入力され間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５が一定期間RESET信号をRSフリップフロップ１１８へ送る。ONOFF用RSフリップフロップ１１８がRESETされている期間はリスタート手段１１７、オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１１９がONOFF用RSフリップフロップ１１８へセット信号を送ってもセットされない。主スイッチング素子２へのドライブ信号は間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５がRESET信号をRSフリップフロップ１１８へ送っている期間は出力されない。よって、主スイッチング素子はオンせず発振停止している。間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５がRESET信号出力を停止すると、リスタート手段１１７又は、オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１１９でONOFF用RSフリップフロップ１１８にセット信号を送りONOFF用RSフリップフロップ１１８はバッファ１０１を通してドライブ信号を主スイッチング素子２へ供給する。主スイッチング素子２がONすると以降は前記通常動作と同モードで出力電圧を制御し安定化するように動作する。再度間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５がRESET信号をONOFF用RSフリップフロップ１１８へ出力すると発振停止する。この動作を繰り返すことによりバースト動作を行なっている。
【０００６】
【解決すべき課題】
図８電源回路、図９制御部の組み合わせの間欠周期固定方式バーストモード動作では、間欠の周期をタイマで決定するので、間欠発振停止期間ｔと出力コンデンサ容量Cと負荷電流ILで決まる数式１の出力リプルが発生する。
【数１】

Figure 0003822787
よって出力リプルの大きいバーストモードとなってしまうという欠点がでてしまう。又、バーストモード特有の問題点である間欠音の問題もでてくる。
【０００７】
【課題を解決するための本発明の手段】
上記課題を解決するため請求項１の発明は一次巻線、二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオンオフ制御する制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手段を備え前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライバック型スイッチング電源において、前記出力電圧誤差帰還信号に対して略比例して前記半導体スイッチのオン期間を調整する第一の動作モードと、前記出力電圧誤差帰還信号が第一の設定信号レベル以下に下がると第二の設定信号レベル以上に上がるまで半導体スイッチのオンを禁止する状態を維持し、第二の設定信号レベル以上に上がると第一の設定信号レベル以下になるまで半導体スイッチのオンの禁止を解除し連続発振動作とする出力電圧制御機能を有し、前記半導体スイッチの電流ピーク値を設定値に制限する手段をもった第二の動作モードを有し、前記第一の動作モードと前記第二の動作モードを切換える機能を有することを特徴とするスイッチング電源。この構成にすることにより、通常動作モード、スタンバイモードそれぞれに最適な動作モードを切換えることによりスタンバイ時の間欠うなり音の低減、出力リプルの低減、及びメイン電源とスタンバイ専用電源の機能をワンコンバータで実現することによりコストの低減効果も期待できる。
【０００８】
【実施の態様】
図１は本発明を適用するフライバックコンバータの回路構成図で図８と相違する点は電流検出抵抗１０が追加された点にある。図２は図１に適用する本発明の制御部の一実施例を示す。ブロック図で図中１０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１１７はリスタート手段、１１８はONOFF用RSフリップフロップ、１１９はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、１０３、１０４、１１０はANDゲート、１０５はINVERTER、１０６はスタンバイモード電流制限用コンパレータ、１０７は定電圧源、１０８は定電流回路、１０９は定電圧源、１１１はスタンバイ切換え信号出力手段、１１２はスタンバイ用RSフリップフロップ、１１３はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、１１４は定電圧源、１１５はスタンバイモード発振停止用コンパレータ、１１６は定電圧源、１２０はオン幅制御用コンパレータ、１２１はオン幅タイマ手段である。
【０００９】
第一の動作モード（通常動作モード）はオン幅制御の周波数変調型フライバック電源であり、前述従来の技術の動作モードと同様である。第一の動作モード（通常動作モード）で動作中にスタンバイ切換え信号出力手段１１１へスタンバイ信号が入ると、第二の動作モード(スタンバイモード)へ切換る。オン幅制御用コンパレータ１２０の出力はONOFF用RSフリップフロップ１０２には出力されなくなり、スタンバイモード電流制限用コンパレータ１０６がONOFF用RSフリップフロップ１１８に信号を出力しオフタイミングを決定するように切り替わる。又、ｄ端子電圧が定電圧源１１６電圧以下になるとONOFF用RSフリップフロップ１１８をRESET状態に維持し発振を停止し、定電圧源１１４電圧以上になるとONOFF用RSフリップフロップ１１８のRESETを解除し発振を開始する。この動作の繰り返しでバーストモード動作を行なう。
【００１０】
スタンバイモード動作中は発振・停止制御となるので確実に間欠動作となり、間欠動作中の主スイッチング素子のピーク電流はスタンバイモード電流制限用コンパレータ１０６で制限されるので、間欠音も大幅に軽減される。又、通常動作モードと同じ出力電圧誤差帰還信号を使いバーストモード動作中も常に出力電圧制御しながら間欠動作を行なうので、出力電圧リプルも小さい値に抑えられる。
尚、図３はこのスタンバイ動作モードの動作波形であり、図中VF/Bは制御端子ｄの電圧、VGSは主スイッチング素子２のゲート・ソース間電圧、１１２RS-FFOUTはスタンバイ用フリップフロップ１１２の出力である。図３波形はVF/Bが任意の設定電圧以上で１１２RS-FFOUTは論理LOWとなりVGSが主スイッチング素子２に供給され発振する。又、VF/Bが任意の設定電圧以下で112RS-FFOUTは論理HIGHとなりVGSが出力されず発振停止しているところを示している。
【００１１】
図４は制御部の他の実施例を示すブロック図で図2制御部と異なる点はオン幅制御用コンパレータ１２０及びオン幅タイマ手段１２１を省略し、電流制御用コンパレータ１２２を設けたところにある。
この第二実施例は、第一実施例の第一の動作モード（通常動作モード）がオン幅制御ではなく電流制御型の電源例を示している。その他の動作は第一実施例と同様である。
【００１２】
図５はフライバックコンバータの他の回路構成図で図１と相違する点はトランス６の制御巻線６−ｃ、電流制限抵抗４を削除した点にある。図６は図５に適用する制御部３の一実施例を示すブロック図で図中１０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１０２はORゲート、１０３、１０４、１１０はANDゲート、１０５はINVERTER、１０６はスタンバイモード電流制限用コンパレータ、１０７は定電圧源、１０８は定電流回路、１０９は定電圧源、１１１はスタンバイ切換え信号出力手段、１１２はスタンバイ用RSフリップフロップ、１１３はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、１１４は定電圧源、１１５はスタンバイモード発振停止用コンパレータ、１１６は定電圧源、１２０はオン幅制御用コンパレータ、１２１はオン幅タイマ手段、１２３はONOFF用RSフリップフロップ、１２４は発振周波数決定用クロックである。
【００１３】
図５と図６の組み合わせの電源回路を例としてPWM方式フライバック電源の通常動作モードを説明する。直流電源１がオンし制御部３が動作すると発振周波数決定用クロック１２４がオンオフ用RSフリップ１２３をセットし、バッファ１０１を通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子２がオンする。主スイッチング素子２がオンするとトランス1次巻線６−ａに電流が流れ、エネルギーーをトランス６に蓄積する。主スイッチング素子２は、制御部端子ｄの電圧とオン幅タイマ手段１２１とのオン幅制御用コンパレータ１２０による比較結果で決まるオン時間経過後にオフする。主スイッチング素子がオン期間中にトランス６に蓄積されたエネルギーーが出力コンデンサ８に充電される。再び発振周波数決定用クロック１２４がONOFF用RSフリップフロップ１２３をセットし、バッファ１０１を通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子がオンする。この動作を繰り返し、出力コンデンサ８、負荷９の両端電圧（即ち出力電圧）が設定値に達すると、出力電圧検出＋信号帰還部５で制御端子ｄの電圧を制御し、主スイッチング素子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に安定化している。
【００１４】
第三実施例は第一実施例の周波数変調方式をPWM方式へ置き換えた時の電源例を示している。その他の動作は第一実施例と同様である。
【００１５】
図７は制御部の他の実施例を示すブロック図で、図６制御部と異なる点は、オン幅制御用コンパレータ１２０及びオン幅タイマ手段１２１を省略し電流制御用コンパレータ１２２を設けたところにある。この第四実施例は第二実施例の周波数変調方式をPWM方式へ置き換えた時の電源例を示している。その他の動作は第二実施例と同様である。
【００１６】
【発明の効果】
本発明の動作モード切換え機能を有するフライバック型スイッチング電源では、スタンバイ時の電力損失を低減できるバーストモードのメリットを生かしつつ、バーストモードの欠点である間欠時の音なり、出力電圧リプルを大幅に低減することが可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路例１
【図２】本発明の電流臨界方式フライバック電源（オン幅制御型）制御部ブロック図
【図３】第二の動作モード（スタンバイ動作モード）の動作波形
【図４】本発明の電流臨界方式フライバック電源（電流制御型）制御部ブロック図
【図５】他励制御PWM方式フライバック電源の回路例
【図６】本発明のPWM方式フライバック電源（オン幅制御型）制御部ブロック図
【図７】本発明のPWM方式フライバック電源（電流制御型）制御部ブロック図
【図８】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路例２
【図９】公知の間欠周期固定方式のバーストモード制御部ブロック図
【符号の説明】
１：直流電源
２：MOSFET（主スイッチング素子）
３：制御部
４：電流制限抵抗
５：出力電圧検出+信号帰還部
６：トランス
６−ａ：一次巻線
６−ｂ：二次巻線
６−ｃ：制御巻線
７：二次整流ダイオード
８：出力コンデンサ
９：負荷
１０：電流検出抵抗
１０１：主スイッチング素子ドライブ用バッファ
１０２：ORゲート
１０３、１０４、１１０：ANDゲート
１０５：INVERTER
１０６：スタンバイモード電流制限用コンパレータ
１０７、１０９、１１４、１１６：定電圧源
１０８：定電流回路
１１０：ANDゲート
１１１：スタンバイ切換え信号出力手段
１１２：スタンバイ用RSフリップフロップ
１１３：スタンバイモード発振開始用コンパレータ
１１５：スタンバイモード発振停止用コンパレータ
１１７：リスタート手段
１１８：ONOFF用RSフリップフロップ
１１９：オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段
１２０：オン幅制御用コンパレータ
１２１：オン幅タイマ手段
１２２：電流制御用コンパレータ
１２３：ONOFF用RSフリップフロップ
１２４：発振周波数決定用クロック
１２５：間欠発振周期決定手段（タイマ）[0001]
[Field of the Invention]
The present invention relates to a switching power supply using a control IC, and more particularly to a circuit that performs continuous oscillation and burst mode switching in order to improve the standby efficiency of a DC converter called a flyback converter.
[0002]
[Prior art]
FIG. 8 is a circuit diagram of this type of flyback converter, in which 1 is a DC power source, 2 is a MOSFET (main switching element), 3 is a control unit, 4 is a current limiting resistor, 5 is an output voltage detection + signal. Feedback section, 6 is a transformer (6-a is a primary winding, 6-b is a secondary winding, 6-c is a control winding), 7 is a secondary output rectifier diode, 8 is an output capacitor, and 9 is a load. is there. In FIG. 9, 101 is a main switching element drive buffer, 110 is an AND gate, 111 is a standby switching signal output means, 117 is a restart means, 118 is an ONOFF RS flip-flop, 119 is an on trigger detection + on timing signal output. Means, 120 is an on width control comparator, 108 is a constant current circuit, 109 is a constant voltage source, 121 is an on width timer means, and 125 is an intermittent oscillation period determining means (timer).
[0003]
FIG. 9 is a block diagram of the control unit 3 applied to the circuit of FIG. 8. First, the normal operation will be described with reference to FIG. When the DC power supply 1 is turned on and the control unit 3 is operated, an on trigger signal is output from the restart means 117, the ON / OFF RS flip-flop 118 is set, the drive voltage is supplied to the main switching element 2 through the buffer 101, and the main switching element 2 Turns on. When the main switching element 2 is turned on, a current flows through the transformer primary winding 6-a and energy is stored in the transformer 6. The main switching element 2 is turned off after the on-time elapses determined by the comparison result of the voltage at the control unit terminal d and the comparator 120 with the on-width timer means 121. The energy stored in the transformer 6 while the main switching element is on flows into the load 9 through the transformer secondary winding 6-b and the secondary rectifier diode 7 and is charged to the output capacitor 8 while the main switching element is off. The
[0004]
At the same time, during the period when the main switching element is off, a voltage is also generated in the control winding 6-c, and when the energy accumulated in the transformer 6 is released to the output capacitor 8 + load 9 side, The voltage generated in the control winding 6-c starts to decrease. This negative edge is detected by the ON trigger detection + ON timing signal output means 119, and a set signal is sent to the ONOFF RS flip-flop 118. The ON / OFF RS flip-flop 118 supplies a drive voltage to the main switching element 2 through the buffer 101, and the main switching element 2 is turned on. When this operation is repeated and the voltage across the output capacitor 8 and the load 9 (that is, the output voltage) reaches the set value, the output voltage detection + signal feedback unit 5 controls the voltage at the control unit terminal d to turn on the main switching element. By adjusting the time, the output voltage is stabilized constant.
[0005]
Next, in the intermittent mode fixed burst mode operation, a standby signal is input from the outside, and the intermittent oscillation period determining means (timer) 125 sends a RESET signal to the RS flip-flop 118 for a certain period. During the period when the ONOFF RS flip-flop 118 is being reset, even if the restart means 117 and the ON trigger detection + ON timing signal output means 119 send a set signal to the ONOFF RS flip-flop 118, they are not set. The drive signal to the main switching element 2 is not output during the period when the intermittent oscillation period determining means (timer) 125 sends the RESET signal to the RS flip-flop 118. Therefore, the main switching element is not turned on and the oscillation is stopped. When the intermittent oscillation period determining means (timer) 125 stops the output of the RESET signal, the restart means 117 or the ON trigger detection + ON timing signal output means 119 sends a set signal to the ONOFF RS flip-flop 118 and the ONOFF RS flip-flop 118. Supplies a drive signal to the main switching element 2 through the buffer 101. After the main switching element 2 is turned on, the output voltage is controlled and stabilized in the same mode as the normal operation. When the intermittent oscillation period determining means (timer) 125 outputs the RESET signal to the ON / OFF RS flip-flop 118 again, the oscillation is stopped. The burst operation is performed by repeating this operation.
[0006]
【task to solve】
In the intermittent cycle fixed mode burst mode operation in which the power supply circuit and the control unit in FIG. 9 are combined, the intermittent cycle is determined by the timer, so that the equation 1 determined by the intermittent oscillation stop period t, the output capacitor capacitance C, and the load current IL Output ripple occurs.
[Expression 1]
Figure 0003822787
Therefore, there is a disadvantage that the burst mode has a large output ripple. There is also a problem of intermittent sounds, which is a problem peculiar to the burst mode.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the invention of claim 1 is a transformer having a primary winding and a secondary winding, a semiconductor switch connected in series to the primary winding, a control circuit for controlling on / off of the semiconductor switch, A rectifier circuit connected to the secondary winding; means for detecting an output voltage rectified by the rectifier circuit and forming an error signal of the output voltage; and outputting the output voltage error signal to the control circuit. And means for adjusting an output voltage by the output voltage error feedback signal, and energy stored in the transformer when the semiconductor switch is turned on to the rectifier circuit from the secondary winding when the semiconductor switch is turned off. In the flyback type switching power supply configured to emit, the on-period of the semiconductor switch is approximately proportional to the output voltage error feedback signal. A first operation mode that adjusts the output voltage error feedback signal, and when the output voltage error feedback signal falls below the first set signal level, the semiconductor switch is kept from being turned on until the output voltage error feedback signal rises above the second set signal level. When the voltage rises above the second setting signal level, it has an output voltage control function that cancels the prohibition of turning on the semiconductor switch until it falls below the first setting signal level, and sets the current peak value of the semiconductor switch. A switching power supply comprising a second operation mode having means for limiting the value, and having a function of switching between the first operation mode and the second operation mode. By adopting this configuration, by switching the optimum operation mode for each of the normal operation mode and standby mode, the intermittent noise during standby, output ripple, and the functions of the main power supply and standby power supply can be realized with a single converter. By doing so, a cost reduction effect can be expected.
[0008]
Embodiment
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a flyback converter to which the present invention is applied. The difference from FIG. 8 is that a current detection resistor 10 is added. FIG. 2 shows an embodiment of the controller of the present invention applied to FIG. In the block diagram, 101 is a main switching element drive buffer, 117 is a restart means, 118 is an ONOFF RS flip-flop, 119 is an on-trigger detection + on-timing signal output means, 103, 104, and 110 are AND gates, 105 is INVERTER, 106 is a standby mode current limiting comparator, 107 is a constant voltage source, 108 is a constant current circuit, 109 is a constant voltage source, 111 is a standby switching signal output means, 112 is a standby RS flip-flop, and 113 is a standby mode oscillation A start comparator, 114 is a constant voltage source, 115 is a standby mode oscillation stop comparator, 116 is a constant voltage source, 120 is an on width control comparator, and 121 is an on width timer means.
[0009]
The first operation mode (normal operation mode) is a frequency modulation type flyback power supply with on-width control, which is the same as the operation mode of the above-described conventional technique. When a standby signal is input to the standby switching signal output means 111 during operation in the first operation mode (normal operation mode), the operation mode is switched to the second operation mode (standby mode). The output of the ON width control comparator 120 is not output to the ON / OFF RS flip-flop 102, and the standby mode current limiting comparator 106 switches to output a signal to the ON / OFF RS flip-flop 118 to determine the OFF timing. Further, when the d terminal voltage becomes equal to or lower than the constant voltage source 116 voltage, the ONOFF RS flip-flop 118 is maintained in the RESET state to stop the oscillation, and when the voltage becomes higher than the constant voltage source 114 voltage, the ONOFF RS flip-flop 118 is released from RESET. Start oscillation. The burst mode operation is performed by repeating this operation.
[0010]
Since the oscillation / stop control is performed during the standby mode operation, the intermittent operation is surely performed. Since the peak current of the main switching element during the intermittent operation is limited by the standby mode current limiting comparator 106, the intermittent noise is greatly reduced. . Further, since the same output voltage error feedback signal as in the normal operation mode is used and the intermittent operation is always performed while controlling the output voltage even during the burst mode operation, the output voltage ripple can be suppressed to a small value.
FIG. 3 shows the operation waveforms in this standby operation mode, where VF / B is the voltage at the control terminal d, VGS is the gate-source voltage of the main switching element 2, and 112RS-FFOUT is the voltage of the standby flip-flop 112. Is the output. In the waveform of FIG. 3, when VF / B is equal to or higher than an arbitrary setting voltage, 112RS-FFOUT becomes logic LOW and VGS is supplied to the main switching element 2 and oscillates. Also, 112RS-FFOUT becomes logic HIGH when VF / B is below the set voltage, indicating that VGS is not output and oscillation is stopped.
[0011]
FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment of the control unit. The difference from the control unit of FIG. 2 is that the on-width control comparator 120 and the on-width timer means 121 are omitted and a current control comparator 122 is provided. .
In the second embodiment, the first operation mode (normal operation mode) of the first embodiment is not an on-width control but an example of a current control type power supply. Other operations are the same as in the first embodiment.
[0012]
FIG. 5 is another circuit configuration diagram of the flyback converter, which is different from FIG. 1 in that the control winding 6-c of the transformer 6 and the current limiting resistor 4 are omitted. FIG. 6 is a block diagram showing an embodiment of the control unit 3 applied to FIG. 5. In FIG. 6, 101 is a main switching element drive buffer, 102 is an OR gate, 103, 104 and 110 are AND gates, 105 is INVERTER, 106 Is a comparator for standby mode current limitation, 107 is a constant voltage source, 108 is a constant current circuit, 109 is a constant voltage source, 111 is a standby switching signal output means, 112 is an RS flip-flop for standby, and 113 is a comparator for starting standby mode oscillation , 114 is a constant voltage source, 115 is a standby mode oscillation stop comparator, 116 is a constant voltage source, 120 is an on width control comparator, 121 is an on width timer means, 123 is an ON / OFF RS flip-flop, and 124 is an oscillation frequency determination. Clock.
[0013]
The normal operation mode of the PWM flyback power supply will be described by taking the power supply circuit of the combination of FIG. 5 and FIG. 6 as an example. When the DC power supply 1 is turned on and the control unit 3 operates, the oscillation frequency determination clock 124 sets the on / off RS flip 123, the drive voltage is supplied to the main switching element 2 through the buffer 101, and the main switching element 2 is turned on. When the main switching element 2 is turned on, a current flows through the transformer primary winding 6-a and energy is stored in the transformer 6. The main switching element 2 is turned off after the ON time determined by the comparison result by the ON width control comparator 120 between the voltage at the control unit terminal d and the ON width timer means 121. The energy stored in the transformer 6 while the main switching element is on is charged in the output capacitor 8. The oscillation frequency determination clock 124 sets the ON / OFF RS flip-flop 123 again, the drive voltage is supplied to the main switching element 2 through the buffer 101, and the main switching element is turned on. When this operation is repeated and the voltage across the output capacitor 8 and the load 9 (that is, the output voltage) reaches the set value, the voltage at the control terminal d is controlled by the output voltage detection + signal feedback unit 5 and the on-time of the main switching element By adjusting the output voltage, the output voltage is stabilized.
[0014]
The third embodiment shows an example of a power supply when the frequency modulation system of the first embodiment is replaced with a PWM system. Other operations are the same as in the first embodiment.
[0015]
FIG. 7 is a block diagram showing another embodiment of the control unit. The difference from the control unit of FIG. 6 is that the on-width control comparator 120 and the on-width timer means 121 are omitted and a current control comparator 122 is provided. is there. The fourth embodiment shows an example of a power supply when the frequency modulation system of the second embodiment is replaced with a PWM system. Other operations are the same as in the second embodiment.
[0016]
【The invention's effect】
In the flyback type switching power supply having the operation mode switching function of the present invention, while taking advantage of the burst mode that can reduce the power loss at the standby time, the noise at the intermittent time, which is the disadvantage of the burst mode, is greatly reduced. It became possible to reduce.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit example 1 of a separately excited control current critical type flyback power supply.
FIG. 2 is a block diagram of a current critical type flyback power supply (on width control type) control unit according to the present invention. FIG. 3 is an operation waveform of a second operation mode (standby operation mode). Flyback power supply (current control type) control unit block diagram [Fig. 5] Circuit example of separately excited PWM type flyback power supply [Fig.6] PWM type flyback power supply (on width control type) control unit block diagram of the present invention [ FIG. 7 is a block diagram of a PWM type flyback power supply (current control type) controller according to the present invention. FIG. 8 is a circuit example 2 of a separately excited control current critical type flyback power supply.
FIG. 9 is a block diagram of a burst mode control unit of a known intermittent period fixed method.
1: DC power supply 2: MOSFET (main switching element)
3: Control unit 4: Current limiting resistor 5: Output voltage detection + signal feedback unit 6: Transformer 6-a: Primary winding 6-b: Secondary winding 6-c: Control winding 7: Secondary rectifier diode 8 : Output capacitor 9: Load 10: Current detection resistor 101: Main switching element drive buffer 102: OR gate 103, 104, 110: AND gate 105: INVERTER
106: Standby mode current limiting comparators 107, 109, 114, 116: Constant voltage source 108: Constant current circuit 110: AND gate 111: Standby switching signal output means 112: Standby RS flip-flop 113: Standby mode oscillation start comparator 115: Standby mode oscillation stop comparator 117: Restart means 118: ONOFF RS flip-flop 119: ON trigger detection + ON timing signal output means 120: ON width control comparator 121: ON width timer means 122: Current control comparator 123 : RS flip-flop for ONOFF 124: Clock for determining oscillation frequency 125: Intermittent oscillation period determining means (timer)

Claims (5)

一次巻線、二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオンオフ制御する制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手段とを備え、前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライバック型スイッチング電源において、前記出力電圧誤差帰還信号に対して略比例して前記半導体スイッチのオン期間を調整する第一の動作モードと、前記出力電圧誤差帰還信号が第一の設定信号レベル以下に下がると第二の設定信号レベル以上に上がるまで半導体スイッチのオンを禁止する状態を維持し、第二の設定信号レベル以上に上がると第一の設定信号レベル以下になるまで半導体スイッチのオンの禁止を解除し連続発振動作とする出力電圧制御機能を有し、前記半導体スイッチの電流ピーク値を設定値に制限する手段をもった第二の動作モードを有し、前記第一の動作モードと前記第二の動作モードを切換える機能を有することを特徴とするフライバック型スイッチング電源。A transformer having a primary winding and a secondary winding; a semiconductor switch connected in series to the primary winding; a control circuit for controlling on / off of the semiconductor switch; and a rectifier circuit connected to the secondary winding; Means for detecting an output voltage rectified by the rectifier circuit and forming an error signal of the output voltage; means for transmitting the output voltage error signal to the control circuit as an output voltage error feedback signal; and the output voltage error feedback signal A flyback type switching power supply comprising: a means for adjusting an output voltage according to claim 1, wherein energy stored in the transformer is discharged from the secondary winding to the rectifier circuit when the semiconductor switch is turned off. A first operation mode for adjusting an ON period of the semiconductor switch in proportion to the output voltage error feedback signal; When the output voltage error feedback signal falls below the first set signal level, the semiconductor switch is kept from being turned on until it rises above the second set signal level, and when the output voltage error feedback signal rises above the second set signal level, the first The output voltage control function which cancels the prohibition of turning on the semiconductor switch until the set signal level becomes equal to or lower than the set signal level and makes the continuous oscillation operation, and has a means for limiting the current peak value of the semiconductor switch to the set value. A flyback type switching power supply having an operation mode and having a function of switching between the first operation mode and the second operation mode. 第一の動作モードと第二の動作モードを外部信号により切換える機能を有する請求項1に記載のフライバック型スイッチング電源。2. The flyback switching power supply according to claim 1, having a function of switching between the first operation mode and the second operation mode by an external signal. トランスに制御巻線を有し、前記制御巻線に発生する電圧を検出する手段を有し、前記制御回路は前記二次巻線の放出エネルギーーがゼロになるタイミングを検出するタイミング検出手段を有し、前記第一の動作状態において、前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上にならないときに前記第一の動作モードから第二の動作モードに切換える機能を有し、前記第二の動作状態において前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上になると第二の動作モードから第一の動作モードに切換る機能を有する請求項2に記載のフライバック型スイッチング電源。The transformer has a control winding, and has means for detecting the voltage generated in the control winding, and the control circuit has timing detection means for detecting the timing at which the discharge energy of the secondary winding becomes zero. In the first operation state, when the voltage of the control winding does not become a set voltage or higher during the OFF period of the semiconductor switch, the first operation mode is switched to the second operation mode. 3. The function of switching from the second operation mode to the first operation mode when the voltage of the control winding becomes equal to or higher than a set voltage during the OFF period of the semiconductor switch in the second operation state. Flyback type switching power supply. 第一の動作モードで動作中に前記半導体スイッチの電流ピーク値が設定電流以下になる状態が、設定時間継続すると、第二の動作モードに切換り、前記第二の動作モードで動作中に前記出力電圧誤差帰還信号が設定電圧値以上になると第一の動作モードに切換る機能を有することを特徴とする請求項1に記載のフライバック型スイッチング電源。When the state in which the current peak value of the semiconductor switch is equal to or lower than the set current during operation in the first operation mode continues for a set time, the mode is switched to the second operation mode and the operation is performed in the second operation mode. 2. The flyback switching power supply according to claim 1, wherein the flyback switching power supply has a function of switching to the first operation mode when the output voltage error feedback signal exceeds a set voltage value. 第一の動作モードで動作中に前記半導体スイッチの電流ピーク値が設定電流以下になる状態が、設定時間継続すると、第二の動作モードに切換り、前期第二の動作モードで動作中に連続発振期間が設定時間以上になると第一の動作モードに切換る機能を有することを特徴とする請求項1に記載のフライバック型スイッチング電源。When the current peak value of the semiconductor switch is equal to or lower than the set current during operation in the first operation mode, when the set time continues, the mode switches to the second operation mode and continues during operation in the second operation mode in the previous period. 2. The flyback switching power supply according to claim 1, wherein the flyback switching power supply has a function of switching to the first operation mode when the oscillation period exceeds a set time.
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