JP3795891B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータの入力電力制御方法及び制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法及び制御装置に関する。

従来から知られているＤＣ−ＤＣコンバータの一例として、フライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの概略図を図６に示す。フライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス１１、ＭＯＳトランジスタからなるスイッチ１２、ダイオード１３，１４、コンデンサ１５等で構成されており、駆動パルス信号１６でスイッチ１２をオン，オフすることにより入力直流電圧Ｖ_ｉｎをチョッパして交流とし、その交流エネルギーを一旦誘導エネルギーとしてトランス１１に蓄え、この誘導エネルギーから出力電圧Ｖ_ｏｕｔを得ている。図７は、このフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、駆動パルス信号１６のオン，オフに対してトランス１１の一次巻線を流れる電流ｉ（ｔ）のタイミング波形図である。

また、一般的なＤＣ−ＤＣコンバータの他の例として、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略図を図８に示す。昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、コイル２１、ＭＯＳトランジスタからなるスイッチ２２、ダイオード２３、コンデンサ２４等で構成されており、駆動パルス信号２５でスイッチ２２をオン，オフすることにより入力直流電圧Ｖ_ｉｎをチョッパして交流とし、その交流エネルギーを一旦誘導エネルギーとしてコイル２１に蓄え、この誘導エネルギーから出力電圧Ｖ_ｏｕｔを得ている。図９は、この昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、駆動パルス信号２５のオン，オフに対してコイル２１を流れる電流ｉ（ｔ）のタイミング波形図である。

上述したようなトランス１１またはコイル２１のエネルギー蓄積素子を有するＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力直流電圧をチョッパして交流とし、その交流エネルギーを一旦誘導エネルギーとして上記エネルギー蓄積素子に蓄え、この誘導エネルギーから出力電圧を得ている。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体の出力電圧を制御することは誘導エネルギー量を制御することに他ならない。

インダクタンスＬのコイルに蓄えられる誘導エネルギーＥは次の（１）式で与えられる。（１）式において、Ｉはトランス１１またはコイル２１を流れる電流ｉ（ｔ）である。

Ｅ＝（１/２）L＊Ｉ^２ … （１）
フライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス１１の一次巻線や昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのコイル２１を流れる電流Ｉは不連続電流モード動作時では次の（２）式で表される。

Ｉ＝Ｖ_ｉｎ＊Ｔ_ｏｎ/Ｌ … （２）
ここで、Ｖ_ｉｎはトランス１１の一次巻線又はコイル２１に加わる電圧、Ｔ_ｏｎはスイッチ１２，２２のオン時間、Ｌはフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はトランス１１の一次巻線のインダクタンス、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はコイル２１のインダクタンスである。

前記（１）式及び（２）式から明らかなように、トランス１１又はコイル２１に蓄積される誘導エネルギー量はスイッチ１２，２２のオン時間Ｔ_ｏｎによって制御できる。従来はこの原理に基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ_ｏｕｔを所望の電圧と比較し、その結果によってオン時間Ｔ_ｏｎを制御するパルス幅変調方式が主として出力電圧制御に用いられていた。（例えば、特許文献１，２参照）。
特開平０６−０７０５４２ 特開２０００−２３６６６２

パルス幅変調方式は極めて有効なＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制御方法であり、スイッチング周波数が１００ｋＨｚ以下で入力電圧の変動が１０％以内のライン・オペレ−ト型スイッチング電源には広く用いられている。しかし、負帰還制御方式のため、その安定性には十分配慮しなければならず、特に、小型・軽量化のためにスイッチング周波数を高くしようとする場合にはスイッチの遅延時間による応答遅れが問題となる。また、入力電圧が広い範囲にわたって変化する場合はパルス幅もそれに応じて広い範囲にわたって追随しなければならないが、スイッチング周波数が高い場合はスイッチの遅延時間のために追随が困難となる。さらに、出力電圧の如何に拘わらず、スイッチは常にオン，オフを繰り返すので、スイッチング周波数と共にスイッチ損失が増大する。

本発明はこのような事情に基づいてなされたもので、その目的とするところは、極めて安定で、高いスイッチング周波数や広い入力電圧に対応できるＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法及び制御装置を提供しようとするものである。

請求項１乃至２記載の発明は、コイルまたはトランスのエネルギー蓄積素子とスイッチとを有し、スイッチのオン，オフにより入力電力を前記エネルギー蓄積素子に誘導エネルギーとして蓄積し、この誘導エネルギーから所望の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法である。すなわち請求項１記載の発明は、以下の第１〜第３のステップを実行し、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力を制御する方法であって、第１のステップは、一定周期のトリガ信号でスイッチをオンにする。第２のステップは、スイッチのオンによりエネルギー蓄積素子に流れる電流を検出する。第３のステップは、エネルギー蓄積素子に流れる電流が所定のしきい値に達するとスイッチをオフする。

また、請求項２記載の発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を所定の基準電圧と比較する第４のステップを追加する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が基準電圧より低いときに第１〜第３のステップを実行して、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力を制御する。

請求項３乃至４記載の発明は、コイルまたはトランスのエネルギー蓄積素子とスイッチとを有し、スイッチのオン，オフにより入力電力をエネルギー蓄積素子に誘導エネルギーとして蓄積し、この誘導エネルギーから所望の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御装置である。すなわち、請求項３記載の発明は、スイッチをオンするためのトリガ信号を一定周期で発生するトリガ信号発生手段と、エネルギー蓄積素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検出された電流値が所定のしきい値に達するとスイッチをオフするためのリセット信号を発生するリセット信号発生手段とを備えたものである。

また、請求項４記載の発明は、上記トリガ信号発生手段，電流検出手段及びリセット信号発生手段に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を所定の基準電圧と比較し、基準電圧を超えると、トリガ信号発生手段及びリセット信号発生手段により発生するトリガ信号及びリセット信号を停止させる信号停止手段をさらに備えたものである。

かかる手順を有した請求項１記載の発明によれば、極めて安定で、高いスイッチング周波数や広い入力電圧に対応できるＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法を提供できる。

また、請求項２記載の発明によれば、上記効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷に対する出力電圧の安定化も図り得るＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法を提供できる。

また、請求項３記載の発明によれば、簡単な構成により、極めて安定で、高いスイッチング周波数や広い入力電圧に対応できるＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御装置を提供できる。

また、請求項４記載の発明によれば、上記効果に加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷に対する出力電圧の安定化も図り得、スイッチング電源や携帯電子機器用電源回路として極めて有用なＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御装置を提供できる。

以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
本実施の形態では、トランスまたはコイルのエネルギー蓄積素子を有するフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータまたは昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチのオン時間によって間接的にエネルギー蓄積素子に蓄積される誘導エネルギー量を制御するのではなく、トランスまたはコイルを流れる電流Ｉによって直接的に誘導エネルギー量を制御する。

図１は第１の実施の形態を概略的に示す模式図である。同図において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１は、図６に示したフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいは図８に示した昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。駆動回路３２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１が有するスイッチ（図６のフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はスイッチ１２、図８の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はスイッチ２２）をオン，オフさせるスイッチ駆動回路である。電流検出器３３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のエネルギー蓄積素子（図６のフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はトランス１１、図８の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合はコイル１２）を流れる電流ｉ（ｔ）を検出するもので、電流検出手段を構成する。Ｖ_ｉｎはＤＣ−ＤＣコンバータ３１の入力電圧であり、Ｖ_ｏｕｔはＤＣ−ＤＣコンバータ３１によって変換された出力電圧であり、Ｒは負荷抵抗である。

本実施の形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１への入力電力が制御される模様を図２のタイミング図を用いて説明する。図２（Ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ３１のスイッチ１２または２２を一定周期Ｔ毎にオンにするトリガ信号であり、スイッチ駆動回路３２のトリガ信号発生手段によって発生される。このトリガ信号によってスイッチ１２または２２はオンとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のエネルギー蓄積素子であるトランス１１の一次巻線あるいはコイル２１を流れる電流ｉ（ｔ）は、図２（Ｂ）に示すように、時間と共に直線的に増加する。

電流検出器３３はこの電流ｉ（ｔ）を検出し、その電流値が所定のしきい値Ｉｓに達すると、図２（Ｃ）に示すスイッチリセット信号をスイッチ駆動回路３２に送り、スイッチ１２または２２をオフにする（リセット信号発生手段）。したがって、スイッチ１２または２２のオン，オフ信号は図２（Ｄ）のようになる。

以上の説明から、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１への入力電力Ｐ_ｉｎは次の（３）式によって与えられることは明らかである。

Ｐ_ｉｎ＝Ｌ＊Ｉ^２＊f／２ … （３）
ここで、ｆはスイッチング周波数であり、ｆ＝１／Ｔで表わされる。

また、出力電力Ｐ_ｏｕｔと出力電圧Ｖ_ｏｕｔは次の（４）式で与えられる。

Ｐ_ｏｕｔ＝Ｋ＊Ｐ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ ^２／Ｒ … （４）
ここで、ＫはＤＣ−ＤＣコンバータ３１の電力変換効率である。

前記（３）式（４）式は、それぞれ入力電力Ｐ_ｉｎは入力電圧Ｖ_ｉｎに依存せず、又、出力電圧Ｖ_ｏｕｔも負荷Ｒが一定ならばＶ_ｉｎに依存せず一定になることを示している。したがって、入力電圧Ｖ_ｉｎが広い範囲に亘って変化するＤＣ−ＤＣコンバータ３１の電力制御に極めて有効である。

また、本実施の形態の入力電力及び出力電圧制御方法はフィードフォワード制御方法である。したがって、従来のフィードバック制御であるパルス幅変調方式が抱えている不安定性の問題は生じない。

図３は第１の実施の形態の具体的な回路構成図であって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１はフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータを示している。電流検出器３３は、電流トランス３３１とコンパレータ３３２で構成されている。電流トランス３３１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のトランス１１の一次巻線を流れる電流ｉ（ｔ）を検出し、電圧として出力する。コンパレータ３３２は、電流トランス３３１の出力電圧が所定のしきい電圧Ｖ_Ｔを超えるとリセットパルスをスイッチ駆動回路３２に送る。

スイッチ駆動回路３２は、二つのインバータ３２１，３２２を用いたパルス発生器とセット・リセット・フリップフロップ（以下、ＲＳ―ＦＦと称する）３２３で構成されている。ＲＳ―ＦＦ３２３は、パルス発生器によって一定周期毎にセットされ、電流検出器３３からのリセットパルスでリセットされる。したがって、図２に示すタイミングの動作が行われ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の入力電力制御が実現されている。

ところで、第１の実施の形態は基本的に電力制御であるため、負荷Ｒが変化すると出力電圧Ｖ_ｏｕｔも変化する。そこで、この問題を解決する第１の方法を第２の実施の形態として次に示し、第２の方法を第３の実施の形態としてその次に示す。

図４は第２の実施の形態を概略的に示す模式図であり、図１と共通する部分には同一符号を付している。同図において、比較器３４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒとを比較する電圧比較器であって、その比較出力はスイッチ駆動回路３２のディスエーブル端子に供給されるようになっている。

かかる構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１は、最大負荷時で所望の電圧が得られるように設計し、負荷Ｒが軽くなって出力電圧Ｖ_ｏｕｔが所定の基準電圧Ｖｒよりも高くなった場合は、その比較出力によりスイッチ駆動回路５３の機能を停止すれば、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを常に所定の基準電圧Ｖｒに保つことが出来る。この構成による電圧制御は負帰還制御であるが、オン，オフ制御のため、安定性を損なうことはない。

この第２の実施の形態の具体的な回路構成図を図５に示す。なお、図３と共通する部分には同一符号を付して、その説明を省略する。この回路は、基本構成と基本動作は図３に示した第１の実施の形態のものと同じであるが、オン，オフ制御による出力電圧安定化を実現するために、電圧比較器３４が追加されている。また、スイッチ駆動回路３２にＡＮＤゲート３２４が追加されている。

電圧比較器３４は、コンパレータ３４１と、分圧抵抗３４２及び３４３と、定電圧ダイオード３４４からなる。コンパレータ３４１は、分圧抵抗３４２及び３４３によって分圧された出力電圧Ｖ_ｏｕｔを定電圧ダイオード３４４によって得られる基準電圧Ｖｒと比較し、分圧された出力電圧Ｖ_ｏｕｔが基準電圧Ｖｒを超えると、スイッチ駆動回路３２にディスエーブル信号を送る。

スイッチ駆動回路３２のＡＮＤゲート３２５は、ディスエーブル信号が与えられていない状態では、ＲＦ−ＦＦ３２３のＱ出力である駆動パルスを、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のスイッチ１２に供給して、スイッチ動作させている。この状態で、電圧比較器３４からディスエーブル信号が送られてくると、ゲート出力をＯＦＦし、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のスイッチ動作を停止させる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下し、分圧された出力電圧Ｖ_ｏｕｔが基準電圧Ｖｒ以下になると、ディスエーブル信号が停止し、ゲート出力がＯＮして、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１がスイッチ動作を再開する。このオン，オフ制御の繰返し動作によって、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは負荷Ｒの変動に拘わらず、一定に保たれる。

なお、前記第１〜第２の実施の形態では、その具体的回路構成として、トランス１１をエネルギー蓄積素子とするフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した場合を示したが、コイル２１をエネルギー蓄積素子とする昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに適用しても同様な作用効果を奏することは言うまでもないことである。

本発明の第１の実施の形態を概略的に示す模式図。 同第１の実施の形態における主要な信号のタイミング波形図。 同第１の実施の形態の具体的な回路構成図。 本発明の第２の実施の形態を概略的に示す模式図。 同第２の実施の形態の具体的な回路構成図。 一般的なフライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータの概略図。 同フライバック方式ＤＣ−ＤＣコンバータにおける駆動パルス信号とトランス一次巻線を流れる電流のタイミング波形図。 一般的な昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略図。 同昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける駆動パルス信号とトランス一次巻線を流れる電流のタイミング波形図。

符号の説明

３１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、３２…スイッチ駆動回路、３３…電流検出器、３４…電圧比較器。

Claims (4)

1. コイルまたはトランスのエネルギー蓄積素子とスイッチとを有し、前記スイッチのオン，オフにより入力電力を前記エネルギー蓄積素子に誘導エネルギーとして蓄積し、この誘導エネルギーから所望の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法であって、
   一定周期のトリガ信号で前記スイッチをオンにする第１のステップと、
   前記スイッチのオンにより前記エネルギー蓄積素子に流れる電流を検出する第２のステップと、
   前記エネルギー蓄積素子に流れる電流が一つのかつ一定のしきい値に達すると前記スイッチをオフする第３のステップと、
   を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法。
2. ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を基準電圧と比較する第４のステップを付加し、
   ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が前記基準電圧より低いときに前記第１〜第３のステップを実行して、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力を制御することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御方法。
3. コイルまたはトランスのエネルギー蓄積素子とスイッチとを有し、前記スイッチのオン，オフにより入力電力を前記エネルギー蓄積素子に誘導エネルギーとして蓄積し、この誘導エネルギーから所望の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御装置において、
   前記スイッチをオンするためのトリガ信号を一定周期で発生するトリガ信号発生手段と、前記エネルギー蓄積素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検出された電流値が一つのかつ一定のしきい値に達すると前記スイッチをオフするためのリセット信号を発生するリセット信号発生手段とを具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御装置。
4. ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を基準電圧と比較し、前記基準電圧を超えると、前記トリガ信号発生手段及びリセット信号発生手段により発生するトリガ信号及びリセット信号を停止させる信号停止手段をさらに具備したことを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力制御装置。

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