JP3791331B2

JP3791331B2 - Array antenna

Info

Publication number: JP3791331B2
Application number: JP2000380467A
Authority: JP
Inventors: 一史西澤; 裕幸大嶺; 弘勝桶川
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-12-14
Filing date: 2000-12-14
Publication date: 2006-06-28
Anticipated expiration: 2020-12-14
Also published as: JP2002185245A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ダイポールを素子アンテナとするアレーアンテナにおいて、アレー素子パターンのビーム幅を広げる効果を有する構造に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信では、例えば、ビルの屋上や鉄塔等に設置された基地局アンテナと複数の移動体端末との間で通信が行われている。また、最近はインフラ整備も進み複数の通信システムが混在している。例えば、図７は移動通信の概念を示したものであり、２０は基地局アンテナ、２１は端末である。ここで、基地局アンテナ２０に、他通信システムからの電波（干渉波）を除去するシステムや広範囲での通信品質の向上のためにアレーアンテナが用いられる。アレーアンテナでは広範囲でのビーム走査やマルチビームの構成が瞬時に行える利点がある。
【０００３】
上記アレーアンテナで広角にビーム走査を行う場合、素子アンテナ間距離を狭く配置することが必要となってくる。そのため、素子アンテナ間相互で結合量が増大し、素子アンテナの放射パターン（アレー素子パターン）が乱れビーム走査時のアンテナ利得が低下する。従って、このアレー素子パターンでのビーム幅を広げるというビーム幅制御が必要である。
【０００４】
また、移動通信の分野では現在第２世代と呼ばれるデジタル方式のシステムが主流であるが数年後には広帯域化を図った第３世代、さらには第４世代へとシステムの移り変わりが激しい。このため、上述したように異なる複数の通信システムが混在して使用されると思われる。この場合、基地局アンテナとしては、例えばこの先１０年後位を考えると設置空間の縮小化、低コスト化を踏まえて第３世代と第４世代のシステムを共通使用できるものが必要となってくると思われる。
【０００５】
そこで、上記のような移動通信の基地局アンテナでは、通信品質改善のためにダイバーシチ受信が採用されている。このようなダイバーシチにおけるダイバーシチブランチ構成法としては、スペースダイバーシチがよく用いられるが、２つのアンテナをある一定の間隔以上離して設置しなくてはならず、アンテナ設置空間が大きくなる欠点がある。これに対して設置空間の小さいダイバーシチブランチとしては、異偏波間の多重伝搬特性を利用した偏波ダイバーシチがあり、垂直偏波を有するアンテナと水平偏波を有するアンテナを、それぞれ構成することで実現できる。この際、アンテナ設置空間の縮小を考えた場合、それぞれのアンテナは同一面内に設置することが考えられる。この場合は、アンテナ相互の間隔が狭くなり、隣接アンテナの影響を受けてしまう問題が生じる。以下にダイポールを素子アンテナとする一般的なアレーアンテナを例に従来技術の問題点を説明する。
【０００６】
図８は例えば、稲垣直樹、関口利男、“ＰｈａｓｅｄＡｒｒａｙＡｎｔｅｎｎａのＡｒｒａｙ−ＥｌｅｍｅｎｔＰａｔｔｅｒｎとＡｃｔｉｖｅＩｍｐｅｄａｎｃｅについて”（電子通信学会論文誌‘７０／１２Ｖｏｌ．５３−ＢＮｏ．１２）の図１に示されたダイポールを素子アンテナとするアレーアンテナを参考として記載した従来のアレーアンテナの構成を示す図である。このアレーアンテナは周波数ｆ₁で動作するものとする。図８において、３１は導体地板、３２は周波数ｆ₁で動作するダイポールであり、３２ａの放射部、３２ｂの給電線路部から構成されている。図８中の（ａ）は構成図、（ｂ）はＡ−Ａ断面図である。
【０００７】
次に動作について説明する。このアレーアンテナでは、周波数ｆ₁で動作するダイポール３２の配列において、周波数ｆ₁で広角方向にグレーティングローブが発生しないように、上記ｆ₁で動作するダイポール３２の素子間隔を決定し、導体地板上に周波数ｆ₁で略１／４波長の位置に放射部３２ａがくるように配置し、各ダイポールを励振してアレーアンテナとして動作させる。
【０００８】
アレーアンテナのビーム走査時の性質を知る際、注目する１素子のみ励振し、他素子はダミー終端した状態での放射パターン（これを、アレー素子パターンと呼ぶ）を評価する方法がある。このアレー素子パターンは、励振素する素子とその周囲素子との素子間結合による影響が含まれており、１素子単体での放射パターンとは異なる。ビーム走査を必要とするアレーアンテナでは、広角へのビーム走査時に利得低下を防ぐことから、このアレー素子パターンが広角ビーム幅特性を有することが要求される。
【０００９】
従来のダイポールを素子アンテナとするアレーアンテナでは以上のように構成されていたので、広角ビーム走査特性を有する場合、グレーティングローブの発生を抑えるために素子間隔は、例えば半波長程度といったように狭くする必要がある。また、同一開口上で偏波共用アレーアンテナを実現する際には、他偏波用素子アンテナを同一開口上に配置するためさらに素子間隔は密になる。このため、素子間結合が大きく、注目する素子アンテナ（励振素子）に隣接する素子アンテナ（非励振素子）上には結合波に起因する誘起電流が分布する。この誘起電流、特に隣接素子の給電線路上に分布している誘起電流から再放射が起こり、励振素子からの直接波との畳重で得られるアレー素子パターンはビーム幅の狭い放射パターンとなる。これを図示したものが図９である。図において、３３は励振ダイポール素子、３４は励振ダイポール素子３３の単体における放射パターン、３５は励振ダイポール素子３３に隣接する非励振ダイポール素子、３６はダミー終端した非励振ダイポール素子３５で構成される２素子アレーからの再放射パターン、３７は励振ダイポール素子３３と非励振ダイポール素子３５とで構成される３素子アレー、３８は３素子アレー３７のアレー素子パターンである。
【００１０】
図９（ａ）は励振ダイポール素子３３の単体（左図）での放射パターン３４（右図）を示す。このときのビーム幅をＡとする。放射パターン３４の位相を基準とする。次に、図９（ｂ）の左図は３素子アレー３７において励振ダイポール素子３３からの結合により非励振ダイポール素子３５の特に給電線路部に分布した誘起電流からの再放射の様子を示しており、（ｂ）の右図は非励振ダイポール素子２素子アレーからの再放射パターン３６である。再放射パターン３６は３つのビームを持ち、真中のビームに対して左右のビームは逆相で、かつ、左右のビーム同士で同相となる。これは、非励振ダイポール３５の給電線路上の誘起電流はモノポールモードであるのでアンテナ正面方向でナル点をもつが、多少は放射部からの再放射もあるので３つのビームとなる。また、励振ダイポール素子３３の左右に配置する非励振ダイポール３５の給電線路上には互いに逆相の誘起電流が分布し、かつ配置位置の違いがありアレーファクタが生じるため再放射パターン３６は、図に示すようにパターンの左右のビームで位相は同相となるためである。また、励振ダイポール素子３３からの素子間隔を略半波長と仮定すれば、この再放射パターン３６の位相は、励振ダイポール素子３３からの直接波による放射パターン（（ａ）の放射パターン３４としても同じ）とは逆相の関係にある。そのため、（ａ）と（ｂ）の放射パターンの重ね合わせで構成される３素子アレー３７のアレー素子パターン３８は（ｃ）の右図となる。放射パターン３４と再放射パターン３６が逆相の関係にあり打ち消し合うため、アレー素子パターン３８のビーム幅ＢはＡに対して狭くなる。図１０にシミュレーションの一例を示す。なお、この例は、０．３５波長間隔で３素子配置したアレー（両側素子は中央素子に関して直交して配置させる）の中央素子のみ励振したアレー素子パターン計算値です。アレー素子パターンのビーム幅は素子単体のパターンに比べて狭くなっている様子がわかる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来のアレーアンテナでは、励振素子に隣接する非励振素子の、特に給電線路に分布する誘起電流からの再放射の影響でアレー素子パターンのビーム幅が狭くなり、広角ビーム走査特性に悪影響を及ぼす課題があった。
【００１２】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、アレー素子パターンのビーム幅を広げる構造のアレーアンテナを得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１に係わる発明のアレーアンテナは、導体地板から周波数ｆ₁で略１／４波長離れた位置に設けられた周波数ｆ₁で共振するダイポールと、上記ダイポールを給電する線路とを備えて構成された周波数ｆ₁で動作する素子アンテナを、励振ダイポール素子と上記励振ダイポール素子に隣接するダミー終端した非励振ダイポール素子とし、周波数ｆ₁においてのビーム走査時にグレーティングローブの発生しない素子間隔で上記導体地板の一方の面上に複数配列して形成したアレーアンテナにおいて、上記励振ダイポール素子の一つ以上について、上記励振ダイポール素子の近傍に上記導体地板にほぼ垂直に上記一方の面上に複数配置され、上記励振ダイポール素子からの結合波により発生するモノポールモードの誘起電流により上記アレーアンテナのアレー素子パターンとほぼ同相となる再放射パターンを放射するポールを設けたものである。
【００１４】
請求項２に係わる発明のアレーアンテナは、上記周波数ｆ ₁ での波長に対して開口径が小さく、上記アレーアンテナのアレー素子パターンに影響しない大きさの凹状の窪みを上記導体地板に設け、上記ポールを上記凹状の窪み内へ伸長させて設けるものである。
【００１５】
請求項３に係わる発明のアレーアンテナは、上記ポールの少なくとも一部を蛇行形状または螺旋形状に形成したものである。
【００１６】
請求項４に係わる発明のアレーアンテナは、上記ポールの端部に９０度あるいは鋭角に折り曲げた形状の折り曲げ部を設けたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
なお、ここで述べるアレーアンテナは広角ビーム走査特性を有するため、素子間隔は例えば略１／２波長程度に狭いものとする。
実施の形態１．
図１（ａ）はこの発明の実施の形態１を示すアレーアンテナの構成図である。また、図１（ｂ）は上記図１（ａ）中に示す点線Ａ−Ａでの断面図である。図１において、１は導体地板、２は周波数ｆ₁で動作するダイポール（素子アンテナ）であり、２ａはダイポールの放射部、２ｂはダイポールの給電線路部である。一般に、ダイポールの放射部２ａは導体地板１から周波数ｆ₁で略１／４波長上方に設けられている。また、３は導体地板１上に略垂直に設置されたポールであり、ある特定の長さをもち、線状導体または導体面を有するものである。
【００１８】
次に動作について説明する。
周波数ｆ₁において広角にビーム走査してもグレーティングローブの発生しない条件から決まる素子位置に周波数ｆ₁で動作するダイポール２を配置している。そして、周波数ｆ₁で動作させる場合、導体地板１の裏面に設置されている入力端（図１中に図示省略）からの信号は、ダイポールの給電線路部２ｂを伝わりダイポールの放射部２ａを給電し、このダイポールの放射部２ａから放射される。ダイポール２の放射部２ａの導体地板１からの高さは周波数ｆ₁で略１／４波長であり、各ダイポールからの放射波はアンテナ正面方向で最大となる。
【００１９】
しかし、アレー特性を知る際に重要なアレー素子パターンをみてみると、このままでは前記従来例で述べたように、注目する励振ダイポール素子に隣接する非励振ダイポール素子からの再放射の影響でビーム幅が狭くなる問題が生じ、広角にビーム走査できなくなる。そこで、前記ポール３を設けることでこの問題を解決する。図２にその様子を示す。ここでは、説明を簡略化するために３素子アレーで説明する。図中、４は励振ダイポール素子、５は励振ダイポール素子４に隣接するダミー終端した非励振ダイポール素子、６は励振ダイポール素子４と非励振ダイポール素子５とで構成される３素子アレー、７は３素子アレーのアレー素子パターン、８は励振ダイポール素子４からの結合波に起因するポール３上に分布した誘起電流からの再放射パターン、９は３素子アレー６とポール３とで構成されるアレーアンテナ、１０はアレーアンテナ９のアレー素子パターンである。
【００２０】
図２を用いてアレー素子パターンのビーム幅が広がる効果について示す。（ａ）の左図は３素子アレー６を示し、右図は３素子アレー６の中心素子を励振した場合のアレー素子パターン７を示す。便宜上、このときのビーム幅をＢとする。ビーム幅Ｂは、励振ダイポール素子４に隣接する非励振ダイポール素子５上の特に給電線路部に分布する結合波に起因した誘起電流からの再放射の影響で励振ダイポール素子４の単体での放射パターンのビーム幅からは狭くなっている。次に、（ｂ）の左図に示すようにある特定の長さを持つポール３は励振素子近傍に複数配列しており、励振ダイポール素子４からの結合波により誘起電流が分布する。これら誘起電流からの再放射パターンは右図のようなパターン形状となる。すなわち、ポール３上の誘起電流はモノポールモードであるのでアンテナ正面方向でナル点をもつ。また、励振ダイポール素子４の左右に配置するポール３上には互いに逆相の誘起電流が分布し、ポール３同士で配置位置の違いがありアレーファクタが生じるため複数のポール３上の誘起電流からの再放射パターンは、パターンの左右で位相は同相である。かつ、この再放射パターンは、励振ダイポール素子４の近傍に同相となるようにポール３を配置するためアレー素子パターン７とは略同相となる。ポール３からの再放射パターン８と３素子アレーでのアレー素子パターン７との畳重で構成されるアレーアンテナ９（（ｃ）左図）のアレー素子パターン１０は（ｃ）の右図となる。畳重される両放射パターンは互いに略同相であるので、アレー素子パターン１０のビーム幅Ｃはアレー素子パターン７のビーム幅Ｂに対して広くなる。図１（ａ）に示すように、周波数ｆ₁で動作するダイポール２全ての近傍にポール３を設けることで、全てのダイポール２のアレー素子パターンのビーム幅を広げることができる。図３にシミュレーションの一例を示す。ポールを設けることでビーム幅が広がる効果があるのがわかる。
【００２１】
以上のように、この実施の形態１によれば、周波数ｆ₁で動作するダイポール２を素子アンテナとするアレーアンテナに、ある特定の長さをもつポール３を各ダイポール２の近傍に、導体地板１に対して略垂直に複数配置しているので、ポール３上に分布する誘起電流からの再放射の影響でアレー素子パターンのビーム幅を広げる効果がある。
【００２２】
なお、図１では、ポール３は規則正しく配列されているが、その必要性は必ずしもある訳ではない。このポール配置位置はビーム幅を制御する際のパラメータとなす。また、ポール３の長さは周波数ｆ₁における波長に依存し、長さの変化によりビーム幅を微調することが可能である。さらに、ポール３とダイポールの給電線路部２ｂが平行になっている必要はなく、ポール３の傾きによってもビーム幅を微調することが可能である。
【００２３】
実施の形態２．
前記実施の形態１では、特定の長さを持つ複数個のポールをアレーアンテナに設けていたが、この実施の形態２ではポールの配置のしかたを変えた場合のアレーアンテナについて説明する。
図４はこの実施の形態２のアレーアンテナにおける断面図である。図４において、１１は導体地板１のポール３を配置する位置に設けた凹状のくぼみである。
【００２４】
次に動作について説明する。
アレーアンテナとしての動作、結合波に起因するポール３上に分布する誘起電流からの再放射の影響でアレー素子パターンのビーム幅が広がる動作については、前記実施の形態１で述べたことと同様であるため、ここでは省略する。
【００２５】
ところで、この実施の形態２では、導体地板１上のポール３配置位置に設けた凹状のくぼみ１１によりポール３の上方への伸びを抑制しつつ所定の長さに伸長することができる。このため、ダイポールの放射部２ａへの干渉や製作上の不都合なくアレーアンテナの動作周波数ｆ₁で共振しやすい長さにポール３の長さを調節することが可能で、アレー素子パターンビーム幅を調節できる効果を有する。また、凹状のくぼみ１１の開口径の大きさは周波数ｆ₁の波長に対して十分に小さいとするので、このくぼみ１１がアレー素子パターンに影響を及ぼすことはない。なお、凹状のくぼみ１１は、導体地板１を窪ませてつくってもよく、または導体地板１をえぐって設けるなどしてもよい。
【００２６】
実施の形態３．
前記実施の形態２では、ポールの配置のしかたを変えた場合であったが、この実施の形態３ではポールの形状を変えた場合のアレーアンテナについて説明する。
図５（ａ）はこの実施の形態３のアレーアンテナにおける断面図である。また、図５（ｂ）、（ｃ）は他のポール形状を示したものである。図において、１２ａはジグザグに蛇行させたポール、１２ｂはメアンダ状に蛇行させたポール、１２ｃは螺旋状ポールである。
【００２７】
次に動作について説明する。
アレーアンテナとしての動作、結合波に起因するポール上に分布する誘起電流からの再放射の影響でアレー素子パターンのビーム幅が広がる動作については、前記実施の形態１で述べたことと同様であるため、ここでは省略する。
【００２８】
さて、この実施の形態３では、図５（ａ）に示すようにジグザグに蛇行させたポール１２ａを配置している。このため、低姿勢のままポールの長さを適宜に伸長することができ、ポール上に分布する誘起電流の大きさを変えることが可能である。すなわち、低周波数においてビーム幅を広げる効果を低姿勢のポールで実現できる。また、図５（ｂ）に示すメアンダ状に蛇行させたポール１２ｂ、（ｃ）に示す螺旋状ポール１２ｃを用いても同様の効果が得られる。
【００２９】
実施の形態４．
この実施の形態４ではポールの形状を９０度に折り曲げた形状（Γ字状）あるいは導体地板との成す角度が９０度より小さくなるまで折り曲げた場合のアレーアンテナについて説明する。
図６はこの実施の形態４のアレーアンテナにおける断面図である。図において、１３は先端をΓ字状に折り曲げたポールである。
【００３０】
次に動作について説明する。
図６に示すように先端をΓ字状に折り曲げたポール１３を配置させることで、ポール１３からの再放射パターンはアンテナ正面方向で急激なナル点とならず、アレー素子パターン正面方向での利得低下を防ぐ効果を有する。これは、Γ字状に折れ曲がった部分に分布した誘起電流からの再放射分はアンテナ正面方向に向いているためである。また、先端を折り曲げることでポールの導体地板１からの高さを抑えて、その長さを伸ばすことができ、ビーム幅の調整ができる利点も有する。
【００３１】
また、図中に示すようにΓ字状よりもさらに鋭角に先端を折り曲げ、導体地板との成す角度が９０度より小さくした形状のポールに関しても同様の効果を有する。この場合は、成す角度の調整でビーム幅を制御できる利点もある。
【００３２】
また、ポール２個をほぼ同一位置に略平行に配置しても同様の効果を有し、ポールに誘起される電流の量を変えることもできる。
【００３３】
【発明の効果】
以上のように、請求項１の発明によれば、導体地板から周波数ｆ₁で略１／４波長離れた位置に設けられた周波数ｆ₁で共振するダイポールと、上記ダイポールを給電する線路とを備えて構成された周波数ｆ₁で動作する素子アンテナを、励振ダイポール素子と上記励振ダイポール素子に隣接するダミー終端した非励振ダイポール素子とし、周波数ｆ₁においてのビーム走査時にグレーティングローブの発生しない素子間隔で上記導体地板の一方の面上に複数配列して形成したアレーアンテナにおいて、上記励振ダイポール素子の一つ以上について、上記励振ダイポール素子の近傍に上記導体地板にほぼ垂直に上記一方の面上に複数配置され、上記励振ダイポール素子からの結合波により発生するモノポールモードの誘起電流により上記アレーアンテナのアレー素子パターンとほぼ同相となる再放射パターンを放射するポールを設けたので、アレー素子パターンにポールからの再放射パターンが重畳され、ビーム幅を広げたアレーアンテナを得られる効果がある。
【００３４】
また、請求項２の発明によれば、上記周波数ｆ ₁ での波長に対して開口径が小さく、上記アレーアンテナのアレー素子パターンに影響しない大きさの凹状の窪みを上記導体地板に設け、上記ポールを上記凹状の窪み内へ伸長させて設けるので、ポールの上方への伸びを抑制しつつ所定の長さに伸長することができ、ダイポールの放射部への干渉や製作上の不都合なくアレーアンテナの動作周波数ｆ₁で共振しやすい長さにポールの長さを調節できる効果がある。
【００３５】
また、請求項３の発明によれば、上記ポールの少なくとも一部を蛇行形状または螺旋形状に形成したので、低姿勢のままポールの長さを適宜に伸長することができ、ポール上に分布する誘起電流の大きさを変えられる効果がある。
【００３６】
また、請求項４の発明によれば、上記ポールの端部に９０度あるいは鋭角に折り曲げた形状の折り曲げ部を設けたので、アレー素子パターン正面方向での利得低下を防ぐ効果がある。さらに、導体地板からの高さを抑えてその長さを伸ばすことができてビーム幅の調整ができ、また、角度の調整でビーム幅を制御できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１を示すアレーアンテナの構成説明図である。
【図２】この発明のアレーアンテナにおいて、アレー素子パターンのビーム幅が広がる効果が得られることについて示す説明図である。
【図３】この発明のアレーアンテナにおいて、アレー素子パターンのビーム幅が広がる効果が得られることのシミュレーション結果を示す説明図である。
【図４】この発明の実施の形態２を示すアレーアンテナの構成説明図である。
【図５】この発明の実施の形態３を示すアレーアンテナのポールの形状を示す構成説明図である。
【図６】この発明の実施の形態４を示すアレーアンテナのポールの形状を示す構成説明図である。
【図７】従来の移動通信の概念を示す説明図である。
【図８】従来のダイポールを素子アンテナとするアレーアンテナを示す構成説明図である。
【図９】従来のアレーアンテナにおいて、アレー素子パターンのビーム幅が狭くなることについて示す説明図である。
【図１０】従来のアレーアンテナにおいて、アレー素子パターンのビーム幅が狭くなることのシミュレーション結果を示す説明図である。
【符号の説明】
１導体地板、２ダイポール、２ａ放射部、２ｂ給電線路部、３ポール、４励振ダイポール素子、５非励振ダイポール素子、６３素子アレー、７アレー素子パターン、８再放射パターン、９アレーアンテナ、１０アレー素子パターン、１１凹状のくぼみ、１２ａジグザグに蛇行させたポール、１２ｂメアンダ状に蛇行させたポール、１２ｃ螺旋状ポール、１３ Γ字状に折り曲げたポール、２０基地局アンテナ、２１端末。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a structure having an effect of widening the beam width of an array element pattern in an array antenna having a dipole as an element antenna.
[0002]
[Prior art]
In mobile communication, for example, communication is performed between a base station antenna installed on the roof of a building, a steel tower, or the like and a plurality of mobile terminals. Recently, infrastructure development has progressed and multiple communication systems are mixed. For example, FIG. 7 shows the concept of mobile communication, where 20 is a base station antenna and 21 is a terminal. Here, an array antenna is used for the base station antenna 20 to remove radio waves (interference waves) from other communication systems and to improve communication quality over a wide range. An array antenna has the advantage that beam scanning over a wide range and multi-beam configuration can be performed instantaneously.
[0003]
When performing beam scanning at a wide angle with the array antenna, it is necessary to arrange the distance between the element antennas to be narrow. For this reason, the amount of coupling between the element antennas increases, the radiation pattern (array element pattern) of the element antennas is disturbed, and the antenna gain during beam scanning decreases. Therefore, it is necessary to control the beam width so as to widen the beam width in the array element pattern.
[0004]
Also, in the field of mobile communications, the digital system called the second generation is currently the mainstream, but in a few years, the system transitions rapidly from the third generation to the fourth generation with the aim of widening the bandwidth. For this reason, it is considered that a plurality of different communication systems are used together as described above. In this case, as a base station antenna, for example, considering the next 10 years or so, an antenna that can commonly use the third-generation and fourth-generation systems is required in consideration of the reduction in installation space and cost reduction. I think that the.
[0005]
Therefore, diversity reception is employed in the mobile communication base station antenna as described above to improve communication quality. As a diversity branch configuration method in such diversity, space diversity is often used. However, there is a drawback in that two antennas must be installed apart from each other by a certain distance and the antenna installation space becomes large. On the other hand, the diversity branch with a small installation space has polarization diversity using multiple propagation characteristics between different polarizations, which is realized by configuring an antenna with vertical polarization and an antenna with horizontal polarization respectively. it can. At this time, considering the reduction of the antenna installation space, it is conceivable that each antenna is installed in the same plane. In this case, the distance between the antennas becomes narrow, and there is a problem that the antenna is affected by adjacent antennas. The problems of the prior art will be described below using a typical array antenna having a dipole as an element antenna as an example.
[0006]
FIG. 8 is shown, for example, in FIG. 1 of Naoki Inagaki, Toshio Sekiguchi, “About Array-Element Pattern and Active Impedance of Phased Array Antenna” (Electronic Communication Society Transactions '70 / 12 Vol. 53-B No. 12). It is a figure which shows the structure of the conventional array antenna described with reference to the array antenna which uses a dipole as an element antenna. This array antenna is assumed to operate at a frequency f ₁ . In FIG. 8, 31 is a conductor ground plane, 32 is a dipole that operates at a frequency f ₁ , and is composed of a radiation portion 32a and a feed line portion 32b. 8A is a configuration diagram, and FIG. 8B is a cross-sectional view taken along line AA.
[0007]
Next, the operation will be described. In this array antenna, in the arrangement of dipoles 32 operating at a frequency f _1, so as not grating lobe is generated in the wide angle direction at a frequency f _1, to determine the element spacing of the dipole 32 operating at the f _1, conductive ground plane on The radiating portion 32a is arranged at a position of approximately ¼ wavelength at the frequency f ₁ , and each dipole is excited to operate as an array antenna.
[0008]
When knowing the characteristics of the array antenna during beam scanning, there is a method of evaluating a radiation pattern (this is called an array element pattern) in which only one element of interest is excited and the other elements are dummy-terminated. This array element pattern includes the effect of inter-element coupling between the element to be excited and its surrounding elements, and is different from the radiation pattern of a single element. In an array antenna that requires beam scanning, the array element pattern is required to have a wide-angle beam width characteristic in order to prevent gain reduction during beam scanning at a wide angle.
[0009]
Since the conventional array antenna using a dipole as an element antenna is configured as described above, when it has wide-angle beam scanning characteristics, the element spacing is reduced to, for example, about a half wavelength in order to suppress the generation of grating lobes. There is a need. Further, when realizing a polarization-sharing array antenna on the same opening, the element spacing is further reduced because the other polarization element antennas are arranged on the same opening. For this reason, the coupling between elements is large, and an induced current due to the coupling wave is distributed on the element antenna (non-excitation element) adjacent to the element antenna (excitation element) of interest. Re-radiation occurs from this induced current, particularly the induced current distributed on the feed line of the adjacent element, and the array element pattern obtained by the convolution with the direct wave from the excitation element becomes a radiation pattern with a narrow beam width. This is illustrated in FIG. In the figure, 33 is an excitation dipole element, 34 is a radiation pattern of the excitation dipole element 33 alone, 35 is a non-excitation dipole element adjacent to the excitation dipole element 33, and 36 is a non-excitation dipole element 35 terminated with a dummy. A re-radiation pattern from the element array 37 is a three-element array composed of the excited dipole element 33 and the non-excited dipole element 35, and 38 is an array element pattern of the three-element array 37.
[0010]
FIG. 9A shows a radiation pattern 34 (right diagram) of the excitation dipole element 33 alone (left diagram). Let A be the beam width at this time. The phase of the radiation pattern 34 is used as a reference. Next, the left figure of FIG. 9B shows a state of re-radiation from the induced current distributed in the non-excited dipole element 35, particularly in the feed line portion, due to the coupling from the excited dipole element 33 in the three-element array 37. (B) on the right is a re-radiation pattern 36 from a two-element array of non-excited dipole elements. The re-radiation pattern 36 has three beams, and the left and right beams are opposite in phase to the middle beam, and the left and right beams are in phase. This is because the induced current on the feed line of the non-excited dipole 35 is in the monopole mode, and thus has a null point in the front direction of the antenna, but there are some re-radiation from the radiating section, so there are three beams. In addition, since induced currents having opposite phases are distributed on the feed line of the non-excited dipole 35 arranged on the left and right of the excited dipole element 33, and there is a difference in arrangement position, an array factor is generated. This is because the phases of the left and right beams of the pattern are in phase as shown in FIG. If the element spacing from the excitation dipole element 33 is assumed to be approximately half wavelength, the phase of the re-radiation pattern 36 is the same as the radiation pattern ((a) radiation pattern 34) by the direct wave from the excitation dipole element 33. ) And have a reversed phase relationship. Therefore, the array element pattern 38 of the three-element array 37 configured by superimposing the radiation patterns (a) and (b) is shown in the right diagram of (c). Since the radiation pattern 34 and the re-radiation pattern 36 are in opposite phase and cancel each other, the beam width B of the array element pattern 38 is narrower than A. FIG. 10 shows an example of simulation. This example is an array element pattern calculation value in which only the center element of an array in which three elements are arranged at 0.35 wavelength intervals (both elements are arranged orthogonally with respect to the center element) is excited. It can be seen that the beam width of the array element pattern is narrower than the pattern of the element alone.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional array antenna, the beam width of the array element pattern becomes narrow due to the influence of re-radiation from the induced current distributed in the feed line of the non-excitation element adjacent to the excitation element, and the wide-angle beam scanning characteristics. There was a problem that adversely affected.
[0012]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to obtain an array antenna having a structure in which the beam width of an array element pattern is widened.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, an array antenna of the present invention relating to claim 1 includes a dipole that resonates at a frequency f ₁ which is provided at a position away substantially quarter wavelength at the frequency f ₁ from the conductive ground plane, said dipole An element antenna that operates at a frequency f ₁ that is provided with a line that feeds power is used as an excitation dipole element and a non-excitation dipole element that is dummy-terminated adjacent to the excitation dipole element, and a grating is used during beam scanning at the frequency f ₁ . In an array antenna formed by arranging a plurality of elements on one side of the conductor ground plane at element intervals where no lobes are generated , one or more of the excitation dipole elements is approximately perpendicular to the conductor ground plane in the vicinity of the excitation dipole element. A plurality of monopole modules arranged on the one surface and generated by a coupled wave from the excitation dipole element. The de of the induced current is provided with a pole which emits re radiation pattern is substantially in phase with the array element pattern of the array antenna.
[0014]
The array antenna of the invention according to claim 2 is provided with a concave depression having a small opening diameter with respect to the wavelength at the frequency f ₁ and having a size that does not affect the array element pattern of the array antenna. A pole is provided by extending into the concave depression .
[0015]
An array antenna according to a third aspect of the present invention is such that at least a part of the pole is formed in a meandering shape or a spiral shape.
[0016]
An array antenna according to a fourth aspect of the present invention is such that a bent portion having a shape bent at 90 degrees or an acute angle is provided at an end of the pole.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below.
Since the array antenna described here has wide-angle beam scanning characteristics, the element spacing is, for example, as narrow as about ½ wavelength.
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 (a) is a configuration diagram of an array antenna showing Embodiment 1 of the present invention. FIG. 1B is a cross-sectional view taken along the dotted line AA shown in FIG. In Figure 1, 1 is the conductive ground plane, 2 is a dipole operating at the frequency f ₁ (element antenna), 2a radiant section of the dipole, 2b is feed line unit of the dipole. In general, the radiation portion 2a of the dipole is provided approximately a quarter wavelength above the frequency f ₁ from the conductive ground plate 1. Reference numeral 3 denotes a pole installed substantially vertically on the conductor base plate 1, which has a specific length and has a linear conductor or a conductor surface.
[0018]
Next, the operation will be described.
Are arranged dipoles 2 operating at frequency f ₁ to the element position determined from the occurrence conditions under which no grating lobes even when the beam scanning angle at the frequency f _1. When operating at the frequency f ₁ , the signal from the input end (not shown in FIG. 1) installed on the back surface of the conductor ground plane 1 is transmitted through the feed line portion 2b of the dipole to feed the radiation portion 2a of the dipole. Then, it is emitted from the radiating portion 2a of this dipole. The height of the radiating portion 2a of the dipole 2 from the conductor ground plane 1 is approximately ¼ wavelength at the frequency f ₁ , and the radiated wave from each dipole is maximum in the antenna front direction.
[0019]
However, if we look at the array element pattern which is important for knowing the array characteristics, the beam width is affected by the re-radiation from the non-excited dipole element adjacent to the excited dipole element of interest as described in the conventional example. Becomes narrow and beam scanning at a wide angle becomes impossible. Therefore, this problem is solved by providing the pole 3. This is shown in FIG. Here, in order to simplify the description, a three-element array will be described. In the figure, 4 is an excitation dipole element, 5 is a non-excitation dipole element terminated with a dummy adjacent to the excitation dipole element 4, 6 is a three-element array composed of the excitation dipole element 4 and the non-excitation dipole element 5, and 7 is 3 The array element pattern of the element array, 8 is a re-radiation pattern from the induced current distributed on the pole 3 caused by the coupled wave from the excitation dipole element 4, and 9 is an array antenna composed of the three-element array 6 and the pole 3 Reference numeral 10 denotes an array element pattern of the array antenna 9.
[0020]
The effect of increasing the beam width of the array element pattern will be described with reference to FIG. The left figure of (a) shows the three-element array 6, and the right figure shows the array element pattern 7 when the central element of the three-element array 6 is excited. For convenience, let the beam width at this time be B. The beam width B is a radiation pattern of the excitation dipole element 4 alone due to the influence of re-radiation from the induced current caused by the coupled wave distributed in the feed line portion on the non-excitation dipole element 5 adjacent to the excitation dipole element 4. The beam width is narrower. Next, as shown in the left figure of (b), a plurality of poles 3 having a specific length are arranged in the vicinity of the excitation element, and the induced current is distributed by the coupling wave from the excitation dipole element 4. The re-radiation pattern from these induced currents has a pattern shape as shown in the right figure. That is, since the induced current on the pole 3 is in the monopole mode, it has a null point in the antenna front direction. Further, on the poles 3 arranged on the left and right sides of the excitation dipole element 4, induced currents having opposite phases are distributed, and there is a difference in arrangement position between the poles 3. The re-radiation pattern is in phase with the left and right sides of the pattern. In addition, this re-radiation pattern is substantially in phase with the array element pattern 7 because the pole 3 is arranged in the vicinity of the excitation dipole element 4 so as to be in phase. The array element pattern 10 of the array antenna 9 ((c) left figure) constituted by the radiating pattern 8 of the re-radiation pattern 8 from the pole 3 and the array element pattern 7 in the three-element array becomes the right figure of (c). . Since the two radiation patterns to be folded are substantially in phase with each other, the beam width C of the array element pattern 10 is wider than the beam width B of the array element pattern 7. As shown in FIG. 1A, by providing the poles 3 in the vicinity of all the dipoles 2 operating at the frequency f ₁ , the beam widths of the array element patterns of all the dipoles 2 can be widened. FIG. 3 shows an example of the simulation. It can be seen that providing a pole has the effect of widening the beam width.
[0021]
As described above, according to the first embodiment, the array antenna using the dipole 2 operating at the frequency f ₁ as the element antenna, the pole 3 having a specific length in the vicinity of each dipole 2, Since a plurality of them are arranged substantially perpendicularly to 1, there is an effect of widening the beam width of the array element pattern due to the influence of re-radiation from the induced current distributed on the pole 3.
[0022]
In FIG. 1, the poles 3 are regularly arranged, but this is not always necessary. This pole arrangement position is a parameter for controlling the beam width. Further, the length of the pole 3 depends on the wavelength at the frequency f ₁ , and the beam width can be finely adjusted by changing the length. Further, the pole 3 and the feed line portion 2b of the dipole do not need to be parallel, and the beam width can be finely adjusted by the inclination of the pole 3.
[0023]
Embodiment 2. FIG.
In the first embodiment, a plurality of poles having a specific length are provided on the array antenna. In the second embodiment, an array antenna when the arrangement of the poles is changed will be described.
FIG. 4 is a sectional view of the array antenna according to the second embodiment. In FIG. 4, reference numeral 11 denotes a concave recess provided at a position where the pole 3 of the conductor ground plane 1 is disposed.
[0024]
Next, the operation will be described.
The operation as an array antenna and the operation of expanding the beam width of the array element pattern due to the effect of re-radiation from the induced current distributed on the pole 3 caused by the coupled wave are the same as described in the first embodiment. Therefore, it is omitted here.
[0025]
By the way, in this Embodiment 2, it can extend to predetermined length, suppressing the upward extension of the pole 3 with the concave hollow 11 provided in the pole 3 arrangement position on the conductor ground plane 1. FIG. For this reason, it is possible to adjust the length of the pole 3 so that it can easily resonate at the operating frequency f ₁ of the array antenna without any inconvenience to the radiation part 2a of the dipole or inconvenience in manufacturing, and the array element pattern beam width can be reduced. Has an adjustable effect. Further, since the size of the opening diameter of the concave recess 11 is sufficiently small with respect to the wavelength of the frequency f ₁ , the recess 11 does not affect the array element pattern. The concave depression 11 may be formed by recessing the conductor ground plate 1 or may be provided around the conductor ground plate 1.
[0026]
Embodiment 3 FIG.
In the second embodiment, the arrangement of the poles is changed. In the third embodiment, an array antenna when the pole shape is changed will be described.
FIG. 5A is a sectional view of the array antenna according to the third embodiment. FIGS. 5B and 5C show other pole shapes. In the figure, 12a is a zigzag meandering pole, 12b is a meandering pole, and 12c is a spiral pole.
[0027]
Next, the operation will be described.
The operation as an array antenna and the operation in which the beam width of the array element pattern expands due to the effect of re-radiation from the induced current distributed on the pole caused by the coupled wave are the same as described in the first embodiment. Therefore, it is omitted here.
[0028]
In the third embodiment, a pole 12a meandering in a zigzag manner is disposed as shown in FIG. For this reason, the length of the pole can be appropriately extended while maintaining a low posture, and the magnitude of the induced current distributed on the pole can be changed. That is, the effect of widening the beam width at a low frequency can be realized with a low attitude pole. The same effect can be obtained by using the meandering pole 12b shown in FIG. 5B and the spiral pole 12c shown in FIG. 5C.
[0029]
Embodiment 4 FIG.
In the fourth embodiment, an array antenna will be described in which the pole is bent at 90 degrees (Γ-shape) or is bent until the angle formed with the conductor ground plane is smaller than 90 degrees.
FIG. 6 is a sectional view of the array antenna according to the fourth embodiment. In the figure, 13 is a pole whose tip is bent into a Γ shape.
[0030]
Next, the operation will be described.
As shown in FIG. 6, by arranging the pole 13 whose tip is bent in a Γ shape, the re-radiation pattern from the pole 13 does not become a sharp null point in the front direction of the antenna, but the gain in the front direction of the array element pattern. It has the effect of preventing decline. This is because the re-radiated component from the induced current distributed in the portion bent in the Γ shape is directed in the front direction of the antenna. Further, by bending the tip, the height of the pole from the conductor ground plane 1 can be suppressed, the length can be extended, and the beam width can be adjusted.
[0031]
In addition, as shown in the figure, the same effect can be obtained with respect to a pole having a shape in which the tip is bent at a sharper angle than the Γ shape and the angle formed with the conductor ground plane is smaller than 90 degrees. In this case, there is also an advantage that the beam width can be controlled by adjusting the angle formed.
[0032]
Further, even if two poles are arranged substantially in parallel at substantially the same position, the same effect can be obtained, and the amount of current induced in the pole can be changed.
[0033]
【The invention's effect】
As described above, according to the invention of claim 1, a dipole that resonates at a frequency f ₁ which is provided at a position away substantially quarter wavelength at the frequency f ₁ from the conductive ground plane, and a line for feeding the dipole The element antenna that operates at the frequency f ₁ is provided as an excitation dipole element and a dummy-terminated non-excitation dipole element adjacent to the excitation dipole element, and an element interval in which no grating lobe is generated during beam scanning at the frequency f ₁ In an array antenna formed by arranging a plurality of elements on one surface of the conductor ground plane, the one or more of the excitation dipole elements is arranged on the one surface in the vicinity of the excitation dipole element and substantially perpendicular to the conductor ground plane. The array is arranged by a monopole mode induced current generated by a coupled wave from the excitation dipole element. It is provided with the pole which emits re radiation pattern substantially the same phase as the array element pattern of antenna, is re-radiated pattern superimposed from the pole to the array element pattern, there is the effect obtained an array antenna spread the beam width.
[0034]
According to a second aspect of the present invention, the conductor ground plane is provided with a concave recess having a small aperture diameter with respect to the wavelength at the frequency f ₁ and having a size that does not affect the array element pattern of the array antenna. Since the pole is extended into the concave recess , the pole can be extended to a predetermined length while suppressing the upward extension of the pole. There is an effect that the length of the pole can be adjusted to a length that easily resonates at the operating frequency f ₁ .
[0035]
According to the invention of claim 3, since at least a part of the pole is formed in a meandering shape or a spiral shape, the length of the pole can be appropriately extended while maintaining a low posture and distributed on the pole. There is an effect that the magnitude of the induced current can be changed.
[0036]
According to the invention of claim 4, since the bent portion having the shape bent at 90 degrees or acute angle is provided at the end of the pole, there is an effect of preventing the gain reduction in the front direction of the array element pattern. Further, the height from the conductor ground plane can be suppressed and the length can be extended, the beam width can be adjusted, and the beam width can be controlled by adjusting the angle.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration explanatory diagram of an array antenna according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing that the effect of widening the beam width of the array element pattern can be obtained in the array antenna of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a simulation result that the effect of widening the beam width of the array element pattern can be obtained in the array antenna of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating the configuration of an array antenna according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing the shape of a pole of an array antenna according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a configuration explanatory view showing a pole shape of an array antenna according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing the concept of conventional mobile communication.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing a configuration of an array antenna having a conventional dipole as an element antenna.
FIG. 9 is an explanatory diagram showing that the beam width of an array element pattern becomes narrow in a conventional array antenna.
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a simulation result that the beam width of an array element pattern becomes narrow in a conventional array antenna.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Conductor ground plane, 2 Dipole, 2a Radiation part, 2b Feeding line part, 3 Pole, 4 Excitation dipole element, 5 Non-excitation dipole element, 6 3 element array, 7 Array element pattern, 8 Re-radiation pattern, 9 Array antenna, 10 Array element pattern, 11 concave depression, 12a pole zigzag meandering, 12b pole meandering, 12c spiral pole, 13 pole bent in Γ shape, 20 base station antenna, 21 terminal.

Claims

A dipole that resonates at a frequency f ₁ from the conductive ground plane at a frequency f ₁ which is provided at a position separated about a quarter wavelength, the antenna elements operating at a frequency f _1, which is configured with a line for feeding the dipole A plurality of excitation dipole elements and dummy-excited dipole elements adjacent to the excitation dipole elements, arranged on one surface of the conductor ground plane at an element interval at which no grating lobe is generated during beam scanning at the frequency f ₁ . In the formed array antenna, a plurality of one or more of the excitation dipole elements are arranged on the one surface in the vicinity of the excitation dipole element and substantially perpendicular to the conductor ground plane, and are generated by a coupled wave from the excitation dipole element. Near the same phase as the array element pattern of the array antenna due to the induced current in the monopole mode. Array antenna characterized in that a pole which emits reradiation pattern made.

A concave depression having a small aperture diameter with respect to the wavelength at the frequency f _{1 and} having a size that does not affect the array element pattern of the array antenna is provided in the conductor ground plane, and the pole is extended into the concave depression. array antenna according to claim 1, wherein the providing.

3. The array antenna according to claim 1, wherein at least a part of the pole is formed in a meandering shape or a spiral shape.

4. The array antenna according to claim 1, wherein a bent portion having a shape bent at 90 degrees or an acute angle is provided at an end of the pole.