JP5605285B2

JP5605285B2 - Dipole array antenna

Info

Publication number: JP5605285B2
Application number: JP2011074986A
Authority: JP
Inventors: 一史西澤; 和博大垣; 健二浦; 忠宏野村
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-03-30
Filing date: 2011-03-30
Publication date: 2014-10-15
Anticipated expiration: 2031-03-30
Also published as: JP2012209830A

Description

本発明は、レーダ、通信等幅広い用途に用いられるダイポールアレーアンテナに関する。 The present invention relates to a dipole array antenna used for a wide range of applications such as radar and communication.

プリント基板にダイポールアンテナの素子アンテナが形成されたプリント化ダイポールアンテナは、例えば特許文献１、非特許文献１に記載されるように、一般的にはマイクロストリップ線路からテーパバランを介して平行２線に変換する給電構造を持つ。反射板上方略１／４波長の高さにダイポールアンテナを設置して用いる場合には、給電線路が反射板と接触しないように、反射板にスロット状の穴を開ける。この種のプリント化ダイポールアンテナは、反射板上に複数個の素子アンテナが配列されて、各素子に励振位相調整手段である移相器を装荷されることで、フェーズドアレーアンテナを構成する。 A printed dipole antenna in which an element antenna of a dipole antenna is formed on a printed circuit board is generally changed from a microstrip line to two parallel lines via a taper balun as described in Patent Document 1 and Non-Patent Document 1, for example. It has a feed structure to convert. When the dipole antenna is installed at a height of about ¼ wavelength above the reflector, a slot-like hole is made in the reflector so that the feed line does not contact the reflector. In this type of printed dipole antenna, a plurality of element antennas are arranged on a reflector, and each element is loaded with a phase shifter serving as an excitation phase adjusting means, thereby forming a phased array antenna.

特開平０６−２６８４３３号公報Japanese Patent Laid-Open No. 06-268433

Ｊ．Ｓ．Ｆｕ，Ｍ．Ｂ．Ｗａｎｇ，Ｙ．ＬｕａｎｄＬ．Ｃｈｉｎ，゛ＣｏｍｐｏｕｎｄＤｉｐｏｌｅＷｉｔｈＨ−ｐｌａｎｅＰａｒａｓｉｔｉｃＰｏｓｔｓＦｏｒＰｈａｓｅｄＡｒｒａｙＷｉｄｅ−ａｎｇｌｅＷｉｄｅ−ｂａｎｄＳｃａｎｎｉｎｇ,゛Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅ１９９９ＩＥＥＥＲａｄａｒＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐ．２２−２６，Ａｐｒｉｌ１９９９．J. et al. S. Fu, M .; B. Wang, Y .; Lu and L.L. Chin, “Compound Dipole With H-plane Parasitic Posts For Phased Array Wide-angle Wide-band Scanning, Proceedings of the 1999 IEEE Radar Conference. 22-26, April 1999.

従来、ダイポールアンテナを素子アンテナとするフェーズドアレーアンテナを広い周波数帯域で広帯域に使用する場合、非特許文献１に記載されているように、素子間結合による影響でアクティブインピーダンスが低周波数帯の広角方向ビーム走査時に劣化し、利得低下が生じる恐れがある。 Conventionally, when a phased array antenna having a dipole antenna as an element antenna is used in a wide band in a wide frequency band, as described in Non-Patent Document 1, the active impedance has a wide frequency direction in a low frequency band due to the influence of inter-element coupling. There is a risk of deterioration during beam scanning, resulting in a decrease in gain.

図４（ａ）は従来のプリント化ダイポールアンテナの概略構造を示す。図において、プリント化ダイポールアンテナの素子アンテナ単体５は、誘電体基板１と、ダイポールアンテナをなす放射部２と、給電回路３と、反射板４から構成される。放射部２、給電回路３およびテーパバラン（図示無し）は、プリント加工にて誘電体基板１上に一体化構成されている。反射板４にはスロット穴（図示無し）が設けられており、この穴から前記誘電体基板１が差し込まれて放射部２および給電回路３が反射板４より上方に飛び出した構造となっている。テーパバランは、反射板４の裏面側に設けるのが一般的である。 FIG. 4A shows a schematic structure of a conventional printed dipole antenna. In the figure, a single element antenna 5 of a printed dipole antenna includes a dielectric substrate 1, a radiating section 2 that forms a dipole antenna, a feeder circuit 3, and a reflector 4. The radiating unit 2, the power feeding circuit 3, and the taper balun (not shown) are integrally formed on the dielectric substrate 1 by printing. The reflector 4 is provided with a slot hole (not shown). The dielectric substrate 1 is inserted through the hole, and the radiating portion 2 and the power feeding circuit 3 protrude above the reflector 4. . The taper balun is generally provided on the back side of the reflector 4.

このプリント化ダイポールアンテナの素子アンテナ単体５は、反射板４上に一次元（リニア状）や二次元に複数個配列されて、素子毎に移相器を装荷してフェーズドアレーアンテナを構成している。一例として、図４（ｂ）はリニア状に複数個配列したアレーの状態を示す図であり、また図５は二次元に配列したアレーの素子アンテナ配列の概略を示す上面図である。 A single element antenna 5 of this printed dipole antenna is arranged on the reflector 4 in a one-dimensional (linear) or two-dimensional manner, and a phase shifter is loaded for each element to form a phased array antenna. Yes. As an example, FIG. 4B is a diagram illustrating a state of a plurality of arrays arranged linearly, and FIG. 5 is a top view schematically illustrating an element antenna array of a two-dimensional array.

次に、図４、図５に示した従来のプリント化ダイポールアンテナからなるフェーズドアレーアンテナの動作について説明する。アンテナにおいて送信と受信の関係は可逆であるため、ここではアンテナから電波が放射される送信の場合を例に述べる。まずは、素子アンテナ単体の動作を説明する。 Next, the operation of the phased array antenna including the conventional printed dipole antenna shown in FIGS. 4 and 5 will be described. Since the relationship between transmission and reception at the antenna is reversible, the case of transmission in which radio waves are emitted from the antenna will be described as an example here. First, the operation of the element antenna alone will be described.

送信信号は入力端子から分配回路（図示せず）を介して各素子の移相器に伝搬され、所望の励振位相値に調整された後、プリント化ダイポールアンテナの素子アンテナ単体５に到達する。送信信号はその後、誘電体基板１上に構成された平衡不平衡変換器であるテーパバランを介して平行２線である給電回路３に伝搬される。給電回路３が反射板４との干渉を避けるために、反射板４上にスロット穴が設けられている。その後、送信信号は給電回路３を伝わり放射部２に到達し、ダイポールアンテナが給電され送信波が放射部２から空間に放射される。ところで、各素子の送信信号は、各素子の送受信部にて振幅調整、位相制御されて素子アンテナ単体の入力端に伝わる。そのため、各素子アンテナ単体から放射された送信波は空間合成されて所望の放射特性を実現する。（ところで、前記で「フェーズドアレーアンテナの動作」について説明すると述べたが、送受信部にて各素子信号の振幅調整がなされた場合は、正しくは「アクティブフェーズドアレーアンテナ」のことを説明していることとなる。） The transmission signal is propagated from the input terminal to the phase shifter of each element through a distribution circuit (not shown), adjusted to a desired excitation phase value, and then reaches the element antenna unit 5 of the printed dipole antenna. Thereafter, the transmission signal is propagated to the feeding circuit 3 which is a parallel two-line through a taper balun which is a balance-unbalance converter configured on the dielectric substrate 1. A slot hole is provided on the reflecting plate 4 so that the power feeding circuit 3 avoids interference with the reflecting plate 4. Thereafter, the transmission signal travels through the power feeding circuit 3 and reaches the radiating unit 2, the dipole antenna is fed, and a transmission wave is radiated from the radiating unit 2 to the space. By the way, the transmission signal of each element is amplitude-adjusted and phase-controlled by the transmission / reception unit of each element and transmitted to the input end of the element antenna alone. Therefore, the transmission waves radiated from each element antenna alone are spatially combined to realize desired radiation characteristics. (By the way, it is said that “the operation of the phased array antenna” is explained above. However, when the amplitude of each element signal is adjusted in the transmission / reception unit, the “active phased array antenna” is correctly explained. It will be.)

さて、前記プリント化ダイポールアンテナでは、テーパバランと給電回路３との不整合や放射部２と給電回路３との不整合により給電回路３に不平衡電流が流れ、そこが波源として不要波が発生する恐れがある。これは、特に、帯域端のアンテナ特性の劣化し始める領域で生じやすい。この不要波は表面波として誘電体基板１上をダイポールアンテナのＥ面方向に伝搬する（図４（ｂ）の表面波伝搬の様子を参照）。そして、この表面波は、誘電体基板１上を伝搬するときはほとんど減衰することなくＥ面方向の隣接する素子アンテナまで伝搬する。その際、各素子でのビーム走査設定位相と表面波の伝搬による位相遅れとの重畳によって、Ｅ面方向の素子アンテナ間で同相となる条件が揃った場合にスキャンブラインドネス現象が発生し、ビーム走査方向での利得低下が発生する。この利得低下によって、広角ビーム走査特性の劣化、すなわちビーム走査覆域が減少する課題がある。なお、図５に示す二次元に配列したアレーにおいて、表面波は点線で囲んだ誘電体基板１の伸長方向（Ｅ面方向）に伝搬するので、その方向において表面波伝搬に対する対策を施す必要がある。 In the printed dipole antenna, an unbalanced current flows through the feed circuit 3 due to mismatch between the taper balun and the feed circuit 3 or mismatch between the radiating unit 2 and the feed circuit 3, and an unwanted wave is generated as a wave source. There is a fear. This is particularly likely to occur in a region where the antenna characteristics at the band edge start to deteriorate. This unnecessary wave propagates as a surface wave on the dielectric substrate 1 in the E-plane direction of the dipole antenna (see the state of surface wave propagation in FIG. 4B). And when this surface wave propagates on the dielectric substrate 1, it propagates to the adjacent element antenna in the E-plane direction with almost no attenuation. At that time, a scan blindness phenomenon occurs when the beam scanning set phase in each element and the phase lag due to the propagation of the surface wave have the same in-phase condition between the element antennas in the E plane direction. Gain reduction in the scanning direction occurs. Due to this lowering of the gain, there is a problem that the wide-angle beam scanning characteristic is deteriorated, that is, the beam scanning coverage is reduced. In the two-dimensional array shown in FIG. 5, since the surface wave propagates in the extending direction (E-plane direction) of the dielectric substrate 1 surrounded by the dotted line, it is necessary to take measures against the surface wave propagation in that direction. is there.

本発明は係る課題を解決するためになされたものであり、不要波の表面波伝搬による素子アンテナ間結合によって発生する、ダイポールアンテナのビーム走査方向での利得の低下を抑えることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problem, and an object of the present invention is to suppress a decrease in gain in the beam scanning direction of a dipole antenna, which is caused by coupling between element antennas due to surface wave propagation of unnecessary waves.

本発明によるダイポールアレーアンテナは、ダイポールアンテナを形成する素子アンテナと、前記素子アンテナと同一基板上で、前記素子アンテナを間に挟むＥ面方向の両側に、前記素子アンテナから所定の間隔を空けて対称的に配置されたモノポール状の無給電素子と、を表面に具備したプリント基板が、前記素子アンテナのＥ面方向に複数個配列されたものである。 A dipole array antenna according to the present invention includes an element antenna that forms a dipole antenna, and a predetermined distance from the element antenna on both sides in the E plane direction on the same substrate as the element antenna. A plurality of printed circuit boards having monopole parasitic elements arranged symmetrically on the surface thereof are arranged in the E-plane direction of the element antenna.

本発明に係るダイポールアレーアンテナによれば、無給電素子を設けることによって、不要波による表面波を、従来よりも遅延させてＥ面方向の隣接する素子アンテナまで伝搬させることができる。これにより、同一周波数において、スキャンブラインドネス現象の発生を、より広角方向へシフトするので、覆域内での利得低下を防ぎ、広角ビーム走査特性の劣化を抑えることができる。 According to the dipole array antenna of the present invention, by providing a parasitic element, it is possible to propagate a surface wave due to an unnecessary wave to an adjacent element antenna in the E-plane direction with a delay compared to the conventional one. As a result, the occurrence of the scan blindness phenomenon is shifted to the wider angle direction at the same frequency, so that the gain reduction in the covered area can be prevented and the deterioration of the wide angle beam scanning characteristic can be suppressed.

実施の形態１によるプリント化ダイポールアレーアンテナの概略構成を示す図である。1 is a diagram showing a schematic configuration of a printed dipole array antenna according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態１によるプリント化ダイポールアレーアンテナのアクティブＶＳＷＲ（電圧定在波比）の解析結果の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the analysis result of active VSWR (voltage standing wave ratio) of the printed dipole array antenna by Embodiment 1. FIG. 実施の形態１によるプリント化ダイポールアレーアンテナの放射パターン解析結果の重ね書きの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the overwriting of the radiation pattern analysis result of the printed dipole array antenna by Embodiment 1. FIG. 従来のプリント化ダイポールアレーアンテナの概略構成を示す図である。It is a figure which shows schematic structure of the conventional printed dipole array antenna. 従来のプリント化ダイポールアンテナの２次元アレーの概略構成を示す図である。It is a figure which shows schematic structure of the two-dimensional array of the conventional printed dipole antenna.

以下、本発明に係る実施の形態１について、プリント化ダイポールアレーアンテナの好適な実施の形態につき、図面を用いて説明する。 Hereinafter, a preferred embodiment of a printed dipole array antenna will be described with reference to the drawings for a first embodiment according to the present invention.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るプリント化ダイポールアレーアンテナの構成を示す図であり、図１（ａ）は素子アンテナ単体を示し、図１（ｂ）は素子アンテナ単体が複数配列された配列状態を示しており、一列のみを側面から見た場合として示している。 Embodiment 1 FIG.
1A and 1B are diagrams showing a configuration of a printed dipole array antenna according to Embodiment 1, FIG. 1A shows a single element antenna, and FIG. 1B shows an array in which a plurality of single element antennas are arranged. The state is shown, and only one row is shown as viewed from the side.

図１において、プリント化ダイポールアレーアンテナは素子アンテナ単体１０が複数配列されて、（アクティブ）フェーズドアレーアンテナが構成される。素子アンテナ単体１０は、誘電体基板１１と、放射部１２と、給電回路部１３と、トリプレート線路１４と、反射板１７と、無給電素子１８を備えて構成される。また、給電回路部１３は、地導体１９とトリプレート線路１４とスロット線路１５とスルーホール１６によって構成される。放射部１２、地導体１９、および無給電素子１８は、いずれも誘電体基板１１の両表面上にエッチングによるプリント加工にて同形状に構成されている。 In FIG. 1, the printed dipole array antenna has a plurality of element antennas 10 arranged to form an (active) phased array antenna. The element antenna unit 10 includes a dielectric substrate 11, a radiation unit 12, a feeding circuit unit 13, a triplate line 14, a reflecting plate 17, and a parasitic element 18. The power feeding circuit unit 13 includes a ground conductor 19, a triplate line 14, a slot line 15, and a through hole 16. The radiating portion 12, the ground conductor 19, and the parasitic element 18 are all configured in the same shape on both surfaces of the dielectric substrate 11 by printing by etching.

地導体１９は、Ｃの字型形状をなして屈曲した２つの導体線路から構成される。地導体１９は、Ｃの字の中腹をなす一部が反射板１７およびグランドに接続されている。トリプレート線路１４は、地導体１９の間に挟まれるように、誘電体基板１１の内層に配線される。スロット線路１５は、給電回路部１３がスリット状に切り込まれた部分に形成され、当該スリット状に切り込まれた部分に所定の間隙を有した平行２線路によって構成される。スロット線路１５は、それぞれの線路の一端部が給電回路部１３における地導体１９のＣの字型の端部にそれぞれ接続されている。スルーホール１６はトリプレート線路１４の端部に設けられており、誘電体基板１１の両表面に設けられた給電回路部１３における地導体１９の端部とトリプレート線路１４の一端部とを短絡している。トリプレート線路１４の他端部は、誘電体基板１１上の給電回路部１３の入力端側に延在して配置される。放射部１２は、伸長方向がスロット線路１５の伸長方向に直交するように、スロット線路１５の他端部に接続される。放射部１２は、スロット線路１５に対し外側に拡がるように配置される。 The ground conductor 19 is composed of two conductor lines bent in a C-shape. A part of the ground conductor 19 that is the middle of the letter C is connected to the reflector 17 and the ground. The triplate line 14 is wired on the inner layer of the dielectric substrate 11 so as to be sandwiched between the ground conductors 19. The slot line 15 is formed by a parallel two line formed at a portion where the power feeding circuit unit 13 is cut into a slit shape and having a predetermined gap at the portion cut into the slit shape. The slot line 15 has one end of each line connected to the C-shaped end of the ground conductor 19 in the feeder circuit unit 13. The through hole 16 is provided at the end of the triplate line 14, and short-circuits the end of the ground conductor 19 and one end of the triplate line 14 in the feeder circuit unit 13 provided on both surfaces of the dielectric substrate 11. doing. The other end portion of the triplate line 14 is arranged to extend to the input end side of the power feeding circuit portion 13 on the dielectric substrate 11. The radiating unit 12 is connected to the other end of the slot line 15 such that the extending direction is orthogonal to the extending direction of the slot line 15. The radiating portion 12 is arranged so as to spread outward with respect to the slot line 15.

反射板１７はスロット穴が設けられており、誘電体基板１１は当該スロット穴を貫通して、反射板１７の上面から法線方向に突き出して設置される。このとき、放射部１２と反対の反射板１７の裏面側に誘電体基板１１が伸長されており、誘電体基板１１の両表面には地導体１９が設けられている。この地導体１９は、前述の通り給電回路部１３と接続され、トリプレート線路１４の地導体も兼ねている。反射板１７は、この地導体１９と導通を有して接続されており、誘電体基板１１を取り囲むように設けられており、誘電体基板１１との間に電気的隙間は存在しない。また、反射板１７は放射部１２から略１／４波長離れた位置に設けられる。反射板１７は地導体１９を介してグランドに接続されている。 The reflection plate 17 is provided with a slot hole, and the dielectric substrate 11 is installed so as to protrude from the upper surface of the reflection plate 17 in the normal direction through the slot hole. At this time, the dielectric substrate 11 is extended on the back surface side of the reflection plate 17 opposite to the radiating portion 12, and ground conductors 19 are provided on both surfaces of the dielectric substrate 11. The ground conductor 19 is connected to the feeder circuit section 13 as described above, and also serves as the ground conductor of the triplate line 14. The reflector 17 is connected to the ground conductor 19 in a conductive manner, is provided so as to surround the dielectric substrate 11, and there is no electrical gap between the dielectric substrate 11. Further, the reflection plate 17 is provided at a position that is approximately ¼ wavelength away from the radiation portion 12. The reflection plate 17 is connected to the ground via a ground conductor 19.

モノポール状の無給電素子１８は、前記反射板１７または地導体１９に接続されており、地導体１９や反射板１７と導通がとられている。無給電素子１８は、その伸長方向がスロット線路１５の伸長方向と平行になるように、素子アンテナ単体１０におけるＥ面方向の両側に、所定の間隔で１つもしくは複数個配置されている。無給電素子１８も放射部１２や給電回路部１３と同様に対称性を有するために、誘電体基板１１の両表面に設けられている。無給電素子１８の長さ（高さ）をｌ、幅をｗとする。また、隣接して複数配置される場合は、その間隔をｄと定める。 The monopole parasitic element 18 is connected to the reflector 17 or the ground conductor 19 and is electrically connected to the ground conductor 19 and the reflector 17. One or a plurality of parasitic elements 18 are arranged at predetermined intervals on both sides in the E plane direction of the element antenna 10 so that the extension direction thereof is parallel to the extension direction of the slot line 15. The parasitic element 18 is also provided on both surfaces of the dielectric substrate 11 in order to have symmetry similar to the radiating section 12 and the feeding circuit section 13. The length (height) of the parasitic element 18 is 1 and the width is w. In the case where a plurality of adjacent ones are arranged, the interval is determined as d.

次に、この実施の形態１に係るプリント化ダイポールアレーアンテナの動作について、前記従来例と同様に送信の場合を例に説明する。
図中の入力端からの送信信号はトリプレート線路１４を伝搬し、スロット線路１５との交差点にて、電磁結合によりスロット線路１５側に伝搬する。ここで、トリプレート線路１４は、スロット線路１５と交差した直後にスルーホール１６を介して誘電体基板１１の両表面上にある給電部１３と導通する構造としているので、トリプレート線路１４はスロット線路１５との交差点直後で短絡状態となる（テーパバランが不要）。これにより、交差点ではトリプレート線路１４上に電流が最大で流れるためスロット１５側に効率よく電磁結合される。また、前記トリプレート線路１４との交差点近傍のスロット線路１５の端部形状は任意に選択でき、プリント化ダイポールアンテナを構成する素子アンテナ単体１０の反射特性の広帯域化に繋がる。 Next, the operation of the printed dipole array antenna according to the first embodiment will be described by taking the case of transmission as an example as in the conventional example.
The transmission signal from the input end in the figure propagates through the triplate line 14 and propagates toward the slot line 15 by electromagnetic coupling at the intersection with the slot line 15. Here, the triplate line 14 has a structure in which the triplate line 14 is electrically connected to the power feeding portions 13 on both surfaces of the dielectric substrate 11 through the through holes 16 immediately after crossing the slot line 15. A short circuit occurs immediately after the intersection with the line 15 (taper balun is unnecessary). As a result, the maximum current flows on the triplate line 14 at the intersection, so that the electromagnetic coupling is efficiently performed on the slot 15 side. Further, the shape of the end of the slot line 15 near the intersection with the triplate line 14 can be arbitrarily selected, which leads to a broader reflection characteristic of the element antenna 10 constituting the printed dipole antenna.

スロット１５に電磁結合された入力信号は、給電回路部１３内のスロット線路１５上を伝搬し、放射部１２に到達の後、放射部１２を給電する。その後、給電された放射部１２上に平衡電流が流れ、プリント化ダイポールアンテナ１０から送信波が空間に放射される。なお、ダイポールアンテナの特性上、送信波は、反射板１７の法線方向で反射板１７から遠ざかる直接波のほかに、反射板１７に向かう側にも同じ大きさで放射される（これを反射波と呼ぶ）。前述の通り、反射板１７は放射部１２から略１／４波長離れているので、反射波は反射板１７で反射して同相で直接波に重畳し、利得が２倍となる。 The input signal electromagnetically coupled to the slot 15 propagates on the slot line 15 in the power feeding circuit unit 13 and reaches the radiation unit 12 and then feeds the radiation unit 12. After that, a balanced current flows on the radiating unit 12 that is fed, and a transmission wave is radiated from the printed dipole antenna 10 into space. In addition, due to the characteristics of the dipole antenna, the transmitted wave is radiated with the same magnitude to the side toward the reflection plate 17 in addition to the direct wave moving away from the reflection plate 17 in the normal direction of the reflection plate 17 (this is reflected) Called a wave). As described above, since the reflection plate 17 is approximately ¼ wavelength away from the radiating portion 12, the reflected wave is reflected by the reflection plate 17 and superimposed on the direct wave in phase, and the gain is doubled.

また、各素子アンテナ単体１０の入力端での送信信号は、その前に各素子アンテナ単体１０の送受信部にて振幅調整、位相制御されて入力端に伝わったものである。そのため、各素子アンテナ単体１０から放射された送信波は空間合成されて所望の放射特性を実現する。 In addition, the transmission signal at the input end of each element antenna unit 10 is transmitted to the input end after amplitude adjustment and phase control by the transmission / reception unit of each element antenna unit 10 before that. For this reason, the transmission waves radiated from each element antenna 10 are spatially combined to realize a desired radiation characteristic.

ところで、プリント化ダイポールアンテナを構成する素子アンテナ単体１０は、従来のプリント化ダイポールアンテナとは異なり、トリプレート線路１４およびスロット１５を用いているので、テーパバランがなく不整合が生じにくい構造となっている。それでも、トリプレート線路１４とスロット線路１５との交差点では平衡−不平衡線路変換となるので、特に素子アンテナ単体１０の帯域端では、そこでの不整合や放射部１２と給電回路部１３との不整合により、給電回路部１３上に不平衡電流が流れ、そこが波源として不要波が発生する可能性がある。 By the way, unlike the conventional printed dipole antenna, the single element antenna 10 constituting the printed dipole antenna uses the triplate line 14 and the slot 15, and therefore has a structure in which there is no taper balun and mismatching hardly occurs. Yes. Nevertheless, balanced-unbalanced line conversion is performed at the intersection of the triplate line 14 and the slot line 15, and therefore, especially at the band edge of the element antenna alone 10, there is a mismatch between the radiating unit 12 and the feeding circuit unit 13. Due to the matching, an unbalanced current flows on the power feeding circuit unit 13, which may generate an unnecessary wave as a wave source.

この不要波は、表面波として誘電体基板１１上を伝搬し、ある特定の周波数とビーム走査角度方向において、前記従来例にて説明した原理に従いスキャンブラインドネス現象が発生し、ビーム走査方向での利得低下が発生する。しかし、誘電体基板上に設けた無給電素子１８により、前記表面波が従来例よりも遅延してＥ面方向の隣接する素子アンテナまで伝搬する。このため、同一周波数において、スキャンブラインドネス現象の発生は、より広角方向にシフトするので、覆域内での利得低下を防ぎ、広角ビーム走査特性の劣化を抑えられる。 This unnecessary wave propagates on the dielectric substrate 11 as a surface wave, and a scan blindness phenomenon occurs in accordance with the principle described in the above-described conventional example at a specific frequency and a beam scanning angle direction. Gain reduction occurs. However, the parasitic element 18 provided on the dielectric substrate propagates the surface wave to the adjacent element antenna in the E-plane direction with a delay from the conventional example. For this reason, the occurrence of the scan blindness phenomenon at the same frequency shifts in a wider angle direction, so that a gain decrease in the covered area can be prevented and deterioration of the wide angle beam scanning characteristic can be suppressed.

また、無給電素子１８の数を増加させることで、表面波の伝搬遅延量をさらに増大させることができ、より広角方向にてスキャンブラインドネス現象を発生させることができることから、広角ビーム走査特性をより低帯域まで改善できるという広帯域特性を実現できる。 Further, by increasing the number of parasitic elements 18, it is possible to further increase the propagation delay amount of the surface wave and to generate a scan blindness phenomenon in a wider angle direction. Broadband characteristics that can be improved to a lower band can be realized.

例えば、図１（ａ）の例では、無給電素子１８が片側３素子で記載されているが、片側１素子や２素子で構成した場合よりも、同一周波数ではより広角度方向に利得低下現象をシフトさせることが可能である。 For example, in the example of FIG. 1A, the parasitic element 18 is described as three elements on one side, but the gain reduction phenomenon in a wider angle direction at the same frequency than the case where the parasitic element 18 is composed of one element or two elements on one side. Can be shifted.

また、無給電素子１８は等価的にインダクタンス素子として考えることができ、その長さや幅を変えることで無給電素子のもつインダクタンス値（自己インダクタンス）を変えることが容易にでき、周波数や角度方向のシフトなどの広角ビーム走査特性の調整が可能となる。例えば、より低周波数帯で効果を得るには、長さｌを長く設定したり、幅ｗを広げたりする。さらに、複数の無給電素子１８を隣接して設置する場合の幅ｄは、無給電素子間の相互インダクタンス値に起因し、伝搬遅延量の調整パラメータの一つとして扱うことができる。 The parasitic element 18 can be considered equivalently as an inductance element. By changing the length and width of the parasitic element 18, the inductance value (self-inductance) of the parasitic element can be easily changed. Wide-angle beam scanning characteristics such as shift can be adjusted. For example, in order to obtain an effect in a lower frequency band, the length l is set longer or the width w is increased. Further, the width d when a plurality of parasitic elements 18 are installed adjacent to each other can be handled as one of the adjustment parameters of the propagation delay amount due to the mutual inductance value between the parasitic elements.

ここで、無給電素子１８の効果を示す電磁界解析の結果を説明する。図２は無限周期アレーモデルでの素子アンテナ単体１０におけるアクティブＶＳＷＲの結果の一例を示す図である。図２において、無給電素子数は片側３素子ずつ、無給電素子の長さ（物理長）ｌはスキャンブラインドネス発生周波数で約０．１波長、幅（物理長）ｗは約０．０３波長である。また、図２（ａ）は無給電素子１８が存在しない場合、図２（ｂ）は無給電素子１８が存在する場合である。図２（ａ）にて広角方向でのＶＳＷＲが劣化している（図中の矢印）のに対して、図２（ｂ）では広角においてもＶＳＷＲ値が小さく抑えられていることがわかる。
なお、前記のように無給電素子１８の長さｌは、通常、スキャンブラインドネス発生周波数での共振長（略１／４波長）よりも短いという構造的特長がある。 Here, the result of the electromagnetic field analysis showing the effect of the parasitic element 18 will be described. FIG. 2 is a diagram showing an example of the result of active VSWR in the element antenna alone 10 in the infinite period array model. In FIG. 2, the number of parasitic elements is three on each side, the length (physical length) l of the parasitic elements is about 0.1 wavelength at the scan blindness generation frequency, and the width (physical length) w is about 0.03 wavelengths. It is. 2A shows a case where the parasitic element 18 does not exist, and FIG. 2B shows a case where the parasitic element 18 exists. 2A shows that the VSWR in the wide-angle direction is degraded (arrow in the figure), whereas in FIG. 2B, the VSWR value is kept small even at the wide angle.
As described above, the parasitic element 18 has a structural feature that the length l is usually shorter than the resonance length (approximately ¼ wavelength) at the scan blindness generation frequency.

図３は、図２と同じモデルにおけるビーム走査時放射パターンの重ね書きの一例である。図中の●印は各ビーム走査方向での利得推移の軌跡である。無給電素子１８を設けたことで、±６０度以降に発生していた利得低下現象は抑えられていることが明らかである。なお、解析モデルでは便宜上４００素子アレーと仮定して計算しており、図の縦軸の絶対値は無限周期アレーとしては意味をなさない。ここでは、角度間での相対的な利得推移を表す結果である。 FIG. 3 is an example of overwriting of the beam scanning radiation pattern in the same model as FIG. The mark ● in the figure is the locus of gain transition in each beam scanning direction. By providing the parasitic element 18, it is clear that the gain reduction phenomenon that has occurred after ± 60 degrees is suppressed. In the analysis model, calculation is made on the assumption that a 400-element array is used for convenience, and the absolute value on the vertical axis in the figure does not make sense as an infinite periodic array. Here, it is the result showing the relative gain transition between angles.

無給電素子１８は図１をみてもわかるように、プリント化ダイポールアンテナ１０と同時にエッチング加工にて容易に形成できる利点もある。図５に示す２次元アレーの場合であっても、前記表面波は誘電体基板１１上を伝搬するので、その方向の誘電体基板１１上に無給電素子１８を設ければよい。すなわち、列の異なる素子アンテナ間には設ける必要はないので、同一列の複数の素子アンテナを１枚の基板に実装し、エッチング加工のみで所要の無給電素子１８を形成することができる。 As can be seen from FIG. 1, the parasitic element 18 has an advantage that it can be easily formed by etching simultaneously with the printed dipole antenna 10. Even in the case of the two-dimensional array shown in FIG. 5, since the surface wave propagates on the dielectric substrate 11, a parasitic element 18 may be provided on the dielectric substrate 11 in that direction. That is, since it is not necessary to provide between element antennas in different columns, a plurality of element antennas in the same column can be mounted on one substrate, and the required parasitic element 18 can be formed only by etching.

また、無給電素子１８は、プリント化ダイポールアンテナ１０の左右に対称に設けられているので、無給電素子１８上に誘起される電流は左右で逆相である。このため、誘電体基板１１に直交するカット面内では無給電素子１８からの放射波は相殺されるので、不要放射（交差偏波）は抑圧される。 Further, since the parasitic element 18 is provided symmetrically on the left and right of the printed dipole antenna 10, the current induced on the parasitic element 18 is in the opposite phase on the left and right. For this reason, in the cut plane orthogonal to the dielectric substrate 11, the radiation wave from the parasitic element 18 is canceled out, and unnecessary radiation (cross polarization) is suppressed.

さらに、図１では全て同一形状の無給電素子１８を設けているが、片側の素子群内で全て同一である必要はなく、任意である。しかし、左右の素子群間は前記不要放射の相殺の絡みもあるので、対称性を維持するほうが良い。また、無給電素子１８は、その伸張方向が反射板１７に対して必ずしも垂直にする必要はなく、場合によっては反射板１７に対して傾斜させても差し支えない。この場合、左右の素子群間は前記不要放射の相殺の絡みもあるので、対称性を維持するように傾斜させる。
加えて、素子アンテナ１０からの無給電素子１８の配置距離の違いにより、表面波の伝搬遅延量が異なる。これは、誘電体基板１１上の隣接素子アンテナ１０に具備されている無給電素子１８との間隔が変化するので、その状態によっては両者間で相互インダクタンス量の変化が効いてくるためである。すなわち、無給電素子１８の素子アンテナ１０からの距離も設計パラメータの一つとなりうる。 Further, although the parasitic elements 18 having the same shape are provided in FIG. 1, they are not necessarily the same in the element group on one side and are optional. However, since there is an entanglement of the unwanted radiation between the left and right element groups, it is better to maintain symmetry. Further, the parasitic element 18 does not necessarily have to extend in the direction perpendicular to the reflecting plate 17 and may be inclined with respect to the reflecting plate 17 in some cases. In this case, the left and right element groups are tilted so as to maintain symmetry since there is an entanglement of the unwanted radiation.
In addition, the propagation delay amount of the surface wave varies depending on the arrangement distance of the parasitic element 18 from the element antenna 10. This is because the distance between the parasitic element 18 provided in the adjacent element antenna 10 on the dielectric substrate 11 changes, and depending on the state, the mutual inductance amount changes between them. That is, the distance of the parasitic element 18 from the element antenna 10 can be one of the design parameters.

また、前記表面波は誘電体基板１１上を伝搬することから、そもそも誘電体基板１１のＥ面方向サイズ（基板幅）によっても伝搬遅延量を制御できる。基板幅が広ければ、それだけ伝搬遅延量が増すということである。また、図１（ｂ）のアレー状態の図に示すようにＥ面方向の隣接する素子アンテナ間に空間領域がある場合、この領域での表面波は減衰しつつ伝搬遅延も自由空間の波数に従うので、誘電体基板１１上のそれよりも小さい。このことから、Ｅ面方向素子アンテナ間での誘電体基板領域と空間領域との割合を変えることでも、スキャンブラインドネス現象の発生角度を変更できる。前記無給電素子１８との併用でスキャンブラインドネス現象の発生角度の調整に対し、さらに自由度が増す利点も備わっている。 Further, since the surface wave propagates on the dielectric substrate 11, the propagation delay amount can be controlled by the size of the dielectric substrate 11 in the E plane direction (substrate width). The wider the substrate width, the more propagation delay increases. If there is a spatial region between adjacent element antennas in the E-plane direction as shown in the array state diagram of FIG. 1B, the surface wave in this region is attenuated and the propagation delay follows the wave number in free space. Therefore, it is smaller than that on the dielectric substrate 11. Therefore, the generation angle of the scan blindness phenomenon can also be changed by changing the ratio between the dielectric substrate region and the space region between the E-plane direction element antennas. The combined use with the parasitic element 18 has an advantage that the degree of freedom is further increased with respect to the adjustment of the generation angle of the scan blindness phenomenon.

このように実施の形態１によるダイポールアレーアンテナは、ダイポールアンテナを形成する素子アンテナと、前記素子アンテナと同一基板上で、前記素子アンテナを間に挟むＥ面方向の両側に、前記素子アンテナから所定の間隔を空けて対称的に配置されたモノポール状の無給電素子と、を表面に具備したプリント基板が、前記素子アンテナのＥ面方向に複数個配列されたことを特徴とする。 As described above, the dipole array antenna according to the first embodiment includes the element antenna that forms the dipole antenna and a predetermined distance from the element antenna on the same substrate as the element antenna on both sides in the E-plane direction with the element antenna interposed therebetween. A plurality of printed circuit boards having monopole-shaped parasitic elements arranged symmetrically with an interval of are arranged on the surface in the E-plane direction of the element antenna.

また、前記無給電素子は、前記素子アンテナのＥ面方向に複数個配列されたことを特徴とする。 A plurality of parasitic elements are arranged in the E-plane direction of the element antenna.

また、前記プリント基板は、トリプレート線路と、前記トリプレート線路と交差し、前記素子アンテナに接続されたスロット線路と、前記スロット線路とトリプレート線路の交差点で、当該スロット線路とトリプレート線路の一端部に接続されたスルーホールと、前記スロット線路の他端部に接続され、上記トリプレート線路を間に挟む地導体と、前記地導体に接続された前記素子アンテナの反射板と、を備えたことを特徴とする。 The printed circuit board includes a triplate line, a slot line that intersects the triplate line, and is connected to the element antenna, and an intersection of the slot line and the triplate line. A through-hole connected to one end, a ground conductor connected to the other end of the slot line and sandwiching the triplate line, and a reflector of the element antenna connected to the ground conductor It is characterized by that.

これによって、無給電素子を設けることにより、不要波による表面波を、従来よりも遅延させてＥ面方向の隣接する素子アンテナまで伝搬させることができる。また、同一周波数において、スキャンブラインドネス現象の発生を、より広角方向へシフトするので、覆域内での利得低下を防ぎ、広角ビーム走査特性の劣化を抑えることができる。 Thus, by providing a parasitic element, a surface wave due to an unnecessary wave can be propagated to an adjacent element antenna in the E-plane direction with a delay compared to the conventional case. In addition, since the occurrence of the scan blindness phenomenon is shifted to the wider angle direction at the same frequency, it is possible to prevent a decrease in gain in the coverage area and to suppress deterioration of the wide angle beam scanning characteristic.

以上の説明では、図１に示すトリプレート線路給電タイプのプリント化ダイポールアンテナを素子アンテナ単体とするアレーについて述べたが、この無給電素子１８は特許文献１の従来例に示すプリント化ダイポールアレーアンテナに対しても、勿論その効果を発揮するものである。 In the above description, an array in which the triplate line feed type printed dipole antenna shown in FIG. 1 is used as a single element antenna has been described. The parasitic element 18 is a printed dipole array antenna shown in the conventional example of Patent Document 1. Of course, the effect is exhibited.

また、無給電素子１８の数を増加させることで、表面波の伝搬遅延量も増す。このため、より広角方向にてスキャンブラインドネス現象は発生することから、広角ビーム走査特性を改善できる。さらに、無給電素子は等価的にインダクタンス素子として考えることができ、その長さや幅を変えることで、広角ビーム走査特性の調整が可能である。 Further, increasing the number of parasitic elements 18 also increases the amount of propagation delay of the surface wave. For this reason, since the scan blindness phenomenon occurs in a wider angle direction, the wide angle beam scanning characteristic can be improved. Further, the parasitic element can be considered equivalently as an inductance element, and the wide-angle beam scanning characteristics can be adjusted by changing the length and width.

なお、実施の形態１によるプリント化ダイポールアレーアンテナは、固定局および移動局問わず、各種レーダ用アクティブフェーズドアレーアンテナとして用いることができる。 Note that the printed dipole array antenna according to the first embodiment can be used as an active phased array antenna for various radars regardless of a fixed station or a mobile station.

１基板、２放射部、３給電回路、４反射板、５素子アンテナ単体、１０素子アンテナ単体（プリント化ダイポールアンテナ）、１１基板、１２放射部、１３給電回路部、１４トリプレート線路、１５スロット線路、１６スルーホール、１７反射板、１８無給電素子、１９地導体。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Board | substrate, 2 Radiation part, 3 Feeding circuit, 4 Reflector board, 5 element antenna single-piece | unit, 10 element antenna single-piece | unit (printed dipole antenna), 11 Board | substrate, 12 Radiation part, 13 Feeding circuit part, 14 Triplate track, 15 slots Line, 16 through hole, 17 reflector, 18 parasitic element, 19 ground conductor.

Claims

An element antenna forming a dipole antenna;
On the same substrate as the element antenna, on both sides in the E plane direction sandwiching the element antenna, a monopole parasitic element arranged symmetrically with a predetermined distance from the element antenna;
A plurality of printed circuit boards having a surface thereof arranged in the E-plane direction of the element antenna ,
A dipole array antenna , wherein a plurality of parasitic elements are arranged in the E-plane direction of the element antenna.

The printed circuit board is
Triplate line,
A slot line crossing the triplate line and connected to the element antenna;
A through hole connected to one end of the slot line and the triplate line at the intersection of the slot line and the triplate line;
A ground conductor connected to the other end of the slot line and sandwiching the triplate line,
A reflector of the element antenna connected to the ground conductor;
The dipole array antenna according to claim 1 , further comprising: