JP3788460B2

JP3788460B2 - 高周波フィルター

Info

Publication number: JP3788460B2
Application number: JP2003417797A
Authority: JP
Inventors: 順一善積; 俊雄石崎; 祥一北沢; 俊昭中村; 裕昭小杉; 祐己佐藤
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-12-16
Filing date: 2003-12-16
Publication date: 2006-06-21
Anticipated expiration: 2021-06-21
Also published as: JP2004129301A

Description

この発明は、移動体通信機器に用いられる高周波フィルターに関するものである。

近年、通信機器の小型化に伴い誘電体共振器等を用いた高周波フィルターは小型化される傾向にある。以下に図面を参照しながら、上記した高周波フィルターの一例について説明する。

図８は従来の誘電体同軸共振器を用いた高周波フィルターの回路構成図を示すものである。図８において、５０〜５２は４分の１波長先端短絡伝送線路で構成される誘電体同軸共振器でその各々は段間が５３、５４の結合コンデンサにより複数個縦続接続されている。５５、５６は入出力用の端子５７、５８への結合コンデンサである。以上により高周波帯域通過フィルターを構成する。また５９は前記高周波フィルターに減衰極を形成するための結合インダクタで、少なくとも１個以上の共振器に跨ってインダクタやキャパシタ等によるバイパス回路を設けることにより構成される。

以上のように構成された従来の有極型高周波フィルターについて、以下その動作を説明する。

移動体通信機器において、通常、アンテナから送信される送信周波数と受信される受信周波数は一定の周波数間隔をもって無線回路に存在し、また、受信周波数とイメージ周波数も一定の周波数間隔になっている。ここで、受信回路における高周波フィルターは受信周波数を通過させ送信周波数やイメージ周波数については減衰させなければならない。また、送信回路における高周波フィルターについても同様である。

移動体通信等の高周波帯域で用いられる高周波フィルターは広狭様々な帯域通過特性を有しているが、前記のような有極型高周波フィルターであっても、ある程度広い帯域において必要な減衰量を確保するためには縦続接続されている誘電体同軸共振器の段数を多くしなければならない。

しかしながら上記のような構成では、減衰量を大きくするために共振器の段数を増加させると信号の通過帯域幅における損失が増加してしまう。この弊害の回避策として誘電体同軸共振器自体の無負荷Ｑを大きくすることが考えられるが無負荷Ｑを大きくするためには誘電体同軸共振器自体の容積を大きくしなければならなく最近の高周波フィルターの小型化傾向と相反している。

そこで本発明は上記問題点に鑑み、高周波フィルターの形状を大きくすることなく、高減衰量かつ低損失である高周波フィルターを提供することを目的とする。

本発明に係る高周波フィルターは、入力端子と出力端子と制御端子と共振素子とインピーダンス可変素子と、前記共振素子の一端に電気的に接続された少なくとも２個の結合素子と、前記少なくとも２個の結合素子に跨るバイパス結合回路を具備し、前記バイパス回路の一端は前記入力端子と他端は前記出力端子と電気的に接続し、前記共振素子と前記インピーダンス可変素子を電気的もしくは磁気的に接続し、前記インピーダンス可変素子は前記制御端子に印加する制御信号によりＯＮ状態とＯＦＦ状態に切り換えられ、前記インピーダンス可変素子がＯＮ状態のときは前記制御端子に前記インピーダンス可変素子のバイアス電圧より高い電圧を印加して順方向電流を流すことで抵抗値を小さくし、前記インピーダンス可変素子がＯＦＦ状態のときは前記制御端子をオープンにして前記インピーダンス可変素子に順方向電流が流れなくすることで抵抗値を大きくすることで、前記入出力
端子間の通過帯域内に減衰極をもたせるとともに、前記制御端子に印加する制御信号による前記インピーダンス可変素子のＯＮ状態とＯＦＦ状態の切り換えに対応して通過帯域と減衰極の周波数が同期して制御されることを特徴とする。

本発明の高周波フィルタによれば、有極型高周波フィルターに可変容量素子やスイッチング素子を加えることにより、外部からの制御にてフィルターの中心周波数と有極点を同期して可変可能とし、フィルターの重要な要求性能である減衰極と通過帯域の周波数を制御するこができる。

（第１の参考例）
以下本発明の第１の参考例の高周波フィルターについて、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の参考例における高周波フィルターの回路構成図を示すものである。図１において、１は４分の１波長先端短絡伝送線路で構成される誘電体同軸共振器で入力端子２より出力端子３に至る伝送線路に前記誘電体同軸共振器１の短絡端側が接地され、入出力の結合コンデンサ４及び５によって入出力端子２、３に結合させている。誘電体同軸共振器１と入出力のコンデンサ４及び５に跨って有極化のためのバイパス回路をインダクタ６にて構成している。８は一端が接地されている可変容量素子で直流電圧阻止のための結合コンデンサ７を介して誘電体同軸共振器１の開放端９に接続されている。可変容量素子８と結合コンデンサ７との接続点にはチョークコイル１０及びバイパスコンデンサ１１を介して１２の制御端子より外部電圧を与えて制御できるようにしている。ここで、高周波フィルターにおける結合コンデンサ４及び５、７は高周波帯では数ピコファラッド程度でよいが、低損失、高減衰量のためには無負荷Ｑが高いことが望まれる。よって、結合コンデンサには、チップコンデンサはもとより誘電体基板上に銀などを印刷、焼成して作ったパターンによるコンデンサ等が用いられる。また、有極化のためのインダクタ６も数ナノヘンリ程度でよいが、低損失高減衰量のためには無負荷Ｑが高いことが望まれ空心コイルはもとより基板上にマイクロストリップラインを用いたパターンインダクタ等が用いられる。可変容量素子８には、一般的にバラクタダイオードが用いられ、できるだけ容量値と直列抵抗成分が小さく、容量変化比が大きいものが望ましい。

以上のように構成された高周波フィルターについて、以下図１及び図２を用いてその動作について説明する。

まず、図２は第１の実施例の高周波フィルターの通過特性を示すものである。入力端２より出力端３に至る伝送線路に接地された誘電体同軸共振器１並びに入出力の結合コンデンサ４及び５により帯域通過フィルターを構成し、前記帯域通過フィルターのインピーダンス特性とバイパス回路に用いているインダクタ６のインピーダンスにより減衰極が生まれる。図１の場合、バイパス回路のインピーダンスは等価的に誘導性なので、帯域通過フィルターのインピーダンスが容量性のところにて減衰極が生まれる。つまり、図１の回路構成の場合、帯域通過フィルターの中心周波数より高い周波数領域で減衰極が生まれることになる。さらに、誘電体同軸共振器１の開放端９には、直流電圧阻止のための結合コンデンサ７と外部印加電圧により容量値が可変できるバラクターダイオード８の直列接続で構成される周波数可変回路が誘電体同軸共振器１と並列に構成されている。外部印加電圧は１２の制御端子より高周波帯遮断のためチョークコイル１０及びバイパスコンデンサ１１を介して与えられる。従って、誘電体同軸共振器１の開放端９における共振周波数は誘電体同軸共振器１自身のキャパシタンス成分及びインダクタンス成分と、ある電圧が外部より印加された時のバラクターダイオード８のキャパシタンス成分と結合コンデンサ７の直列回路のキャパシタンス成分により決まる。また、有極点についてはインダクタ６のインダクタンスと帯域通過フィルターのキャパシタンス成分により決まる。外部印加電圧が増加することによりバラクターダイオード８のキャパシタンスが減少し共振周波数を上げる。ついてはフィルターの中心周波数を上げ通過帯域の周波数が高い方向に変化することになる。この場合、有極点もバラクターダイオード８のキャパシタンスの減少により周波数が高い方向に変化することになる。また、外部印加電圧が減少することによりバラクタダイオード８のキャパシタンスが増加し共振周波数を下げ、フィルターの中心周波数を下げ、通過帯域の周波数が低い方向に変化することになる。この場合、有極点はバラクタダイオードのキャパシタンスの増加により周波数が低い方向に変化することになる。つまり、フィルターの中心周波数と減衰量を与える有極点を同期して変化させることができ、高周波フィルターの重要な要求性能である通過帯域と減衰極の周波数を外部印加電圧により制御可能とする。

以上の構成に基づいて７７５〜９２５メガヘルツの帯域通過周波数に対する減衰量との関係を調べると図２のようになる。図２（ｂ）は外部印加電圧が低い場合で電圧を上げると図２（ａ）になる。外部印加電圧を増加することにより（ｂ）から（ａ）となり、高周波フィルターの通過帯域と減衰極の周波数を同期して変化させている。

以上のように本参考例によれば、外部印加電圧にて高周波フィルターの有極点及び通過帯域の周波数を制御することができ、フィルターの段数を増やすことなく減衰量をとるこができる。また段数が少なくてよいため損失が減少する。ついては、高周波フィルター自体の形状も小型化できる。

（第１の実施形態）
以下本発明の第１の実施形態について図面を参照しながら説明する。図３は本発明の第１の実施形態における高周波フィルターの回路構成図を示すものである。図３において、１３は４分の１波長先端短絡伝送線路で構成される誘電体同軸共振器で入力端子１４より出力端子１５に至る伝送線路に前記誘電体同軸共振器１３の短絡端側が接地され、入出力の結合コンデンサ１６及び１７によって入出力端子１４、１５に結合させている。誘電体共振器１３と入出力のコンデンサ１６及び１７に跨って有極化のためのバイパス回路をインダクタ１８にて構成している。１９はスイッチング素子で、直列電圧阻止のための結合コンデンサ２０と高周波的に接地するためのコンデンサ２１の直列接続により周波数シフト回路を構成し、誘電体同軸共振器１３の開放端２２に並列接続されている。スイッチング素子１９と接地用コンデンサ２１との接続点にはバイアス電圧を与えられるように抵抗２３、２４が備えられ２５のバイアス端子によりバイアス電圧を与えられるようになっている。スイッチング素子１９と結合コンデンサ２０との接続点には制御端子２６よりバイパスコンデンサ２７及びチョークコイル２８を介してバンドを切り換えるためのシフト電圧を与えて制御できるようにしている。ここで、高周波フィルターにおける結合コンデンサ１６及び１７、１８、２０とインダクタ１８は第１の実施例と同じものが用いられる。スイッチング素子１９についてはスイッチングダイオードやＰＩＮダイオード等のダイオード類はもとよりトランジスタ等が用いられる。

例えば、図４は、スイッチング素子として電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）８１を用いた第２の実施例の変形である。ＦＥＴのゲート電極はインダクタ８２を介して制御端子８０に接続される。

スイッチング素子は可変容量素子同様できるだけ容量値と直列抵抗成分が小さいものが望ましい。ＰＩＮダイオードを用いる場合はカソード側へのバイアス電圧の供給は必要なくカソード側をそのままアースに接地すればよい。２８のチョークコイルについては数キロオーム程度の抵抗でも代用できるが高周波素子とアイソレーションを良くするためにインダクタが用いられ、コンデンサとの並列回路にし並列共振とする場合もある。

以上のように構成された高周波フィルターについて、以下図３を用いてその動作について説明する。

入力端１４より出力端１５に至る伝送線路に接地された誘電体同軸共振器１３並びに入出力の結合コンデンサ１６及び１７により帯域通過フィルターを構成し、前記帯域通過フィルターのインピーダンス特性とバイパス回路に用いているインダクタ１８のインピーダンスにより減衰極が生まれる。図３の場合、バイパス回路のインピーダンスは等価的に誘導性なので、帯域通過フィルターのインピーダンスが容量性のところにて減衰極が生まれる。つまり、図３の回路構成の場合、帯域通過フィルターの中心周波数より高い周波数領域で減衰極が生まれることになる。誘電体同軸共振器１３の開放端２２には、結合コンデンサ２０とスイッチングダイオード１９と一端が接地されているコンデンサ２１の直列接続で構成される周波数シフト回路が並列に接続されている。バイアス端子２５より与えられるスイッチングダイオード１９へのバイアス電圧はダイオードの安定化のためである。制御端子２６より与えられるシフト電圧はスイッチングダイオード１９をＯＮ／ＯＦＦするためのものである。カソード側に与えたバイアス電圧より高いある一定の電圧を加えることによりスイッチングダイオードには順方向電流が流れ非常に小さい抵抗値をもつことになりＯＮすることになる。逆に、０Ｖもしくはオープンにすることにより順方向電流は流れなくなり非常に大きい抵抗値をもつことになりＯＦＦすることになる。

従って、誘電体同軸共振器１３の入力端２２における共振周波数は誘電体同軸共振器１３自身のキャパシタンス成分及びインダクタンス成分とＯＮもしくはＯＦＦ時の周波数シフト回路のキャパシタンスにより決まる。また、有極点についてはインダクタ１８のインダクタンスと帯域通過フィルターのキャパシタンス成分により決まる。２６の制御端子に与えられる外部印加電圧により、スイッチングダイオード１９がＯＮした場合キャパシタンス成分の増加に伴い２２における共振周波数を下げ、ついてはフィルターの中心周波数を下げることになり通過帯域幅を周波数の低い方向に移動する。有極点についてもキャパシタンスの増加に伴い周波数の低い方向に移動する。また、スイッチングダイオード１９がＯＦＦした場合キャパシタンス成分の減少に伴い誘電体同軸共振器１３の開放端２２における共振周波数を上げる。ついてはフィルターの中心周波数を上げることになり通過帯域幅を周波数の高い方向に移動する。有極点についてもキャパシタンスの減少に伴い周波数の高い方向へ移動する。つまり、フィルターの中心周波数と減衰量を与える有極点を同期して可変することができ、高周波フィルターの重要な要求性能である通過帯域幅と減衰量を外部印加電圧により制御可能とする。

（第２の参考例）
以下本発明の第２の参考例について図面を参照しながら説明する。図５は本発明の第２の参考例を示す高周波フィルターの回路構成図である。図５において、２９は４分の１波長先端短絡伝送線路で構成される誘電体同軸共振器で、入力端子３０より出力端子３１に至る伝送線路に接地され、入出力の結合コンデンサ３２及び３３により結合されている。誘電体同軸共振器２９と入出力のコンデンサ３２及び３３に跨って有極化のためのバイパス回路をインダクタ３４にて構成している。３５は一端が接地されている可変容量素子で、直流電圧阻止のための結合コンデンサ３６との直列接続により周波数可変回路を構成し、誘電体同軸共振器２９の開放端３７に並列に接続されている。可変容量素子３５と結合コンデンサ３６との接続点にはチョークコイル３８及びバイパスコンデンサ３９を介して４０の第１の制御端子より外部印加電圧を与えて制御できるようにしている。また、４１はスイッチング素子で、直流電圧阻止のための結合コンデンサ４２と高周波の接地用コンデンサ４３の直列接続で周波数シフト回路を構成し、誘電体同軸共振器２９の開放端３７に並列に接続されている。スイッチング素子４１と接地用のコンデンサ４３の接続点にはバイアス端子４４より抵抗４５及び４６を介してバイアス電圧を与えられるようになっている。スイッチング素子４１と結合コンデンサ４２の接続点には４７の第２の制御端子より４８のチョークコイル及び４９のバイパスコンデンサを介してバンドを切り換えるためのシフト電圧を与えて制御できるようにしている。ここで、高周波フィルターにおける各素子については第１の参考例及び第１の実施例の通りである。

以上のように構成された高周波フィルターについて、以下図５及び図６を用いてその動作について説明する。

まず、図６（ａ）から（ｄ）はフィルターの通過特性を示すものである。入力端３０より出力端３１に至る伝送線路に接地された誘電体同軸共振器２９並びに入出力の結合コンデンサ３２及び３３により帯域通過フィルターを構成し、前記帯域通過フィルターのインピーダンスとバイパス回路に用いているインダクタ３４のインピーダンスにより有極が生まれる。図５の場合、バイパス回路のインピーダンスは等価的に誘導性なので、帯域通過フィルターのインピーダンスが容量性のところにて減衰極が生まれる。つまり、図５の回路構成の場合、帯域通過フィルターの中心周波数より高い周波数領域で減衰極が生まれることになる。さらに、誘電体同軸共振器２９の開放端３７には、直流電圧阻止のための結合コンデンサ３６と外部印加電圧により容量値が変化するバラクターダイオード３５が誘電体共振器２９と並列に構成されている。外部印加電圧は第１の制御端子４０より高周波帯遮断のためチョークコイル３８及びバイパスコンデンサ３９を介して与えられる。また、誘電体同軸共振器２９の開放端３７には結合コンデンサ４２とスイッチングダイオード４１と一端が接地されているコンデンサ４３とで構成される直列回路がさらに誘電体同軸共振器２９と並列に接続されている。バイアス端子４４より与えられるスイッチングダイオード４１へのバイアス電圧はダイオードの安定化のためである。第２の制御端子４７より与えられるシフト電圧はスイッチングダイオード４１をＯＮ／ＯＦＦするためのものである。カソード側に与えたバイアス電圧より高いある一定の電圧を加えることによりスイッチングダイオード４１には順方向電流が流れ非常に小さい抵抗値をもつことになりＯＮすることになる。逆に、０Ｖもしくはオープンにすることにより順方向電流は流れなくなり非常に大きい抵抗値をもつことになりＯＦＦすることになる。従って、誘電体同軸共振器２９の開放端３７における共振周波数は誘電体同軸共振器２９自身のキャパシタンス成分及びインダクタンス成分と、ある電圧が外部より印加されているバラクターダイオード３５のキャパシタンス成分と結合コンデンサ３６により構成される直列回路のキャパシタンス成分、さらにはＯＮもしくはＯＦＦ時のシフト回路のキャパシタンス成分により決まる。また、有極点についてはインダクタ３４のインダクタンス成分と帯域通過フィルターのキャパシタンス成分により決まる。第１の制御端子４０より与えられる外部印加電圧によるフィルターの中心周波数と有極点の可変については第１の実施例と同様である。また、第２の制御端子４７より与えられる外部印加電圧によるフィルターの中心周波数と有極点の移動については第２の実施例と同様である。つまり、バラクタダイオード３５の制御とスイッチングダイオード４１のＯＮ／ＯＦＦによる制御とを合わせた構成を持ち、通過帯域と減衰極の周波数を第１の参考例や第１の実施例よりも広い帯域で可変することを可能にする。

以上の構成に基づいて７００〜１１００メガヘルツの帯域通過周波数に対する減衰量（デシベル）との関係を調べると図６（ａ）〜（ｄ）のようになる。図６（ａ）はバラクタダイオード３５に電圧を外部端子４０より与えず、かつシフト端子４７がＯＮの場合である。図６（ｂ）はバラクタダイオード３５にある一定の外部電圧を端子４０より与え、かつシフト端子４７がＯＮの場合である。また、図６（ｃ）はバラクタダイオード３５に電圧を与えず、かつシフト端子４７がＯＦＦの場合である。さらに図６（ｄ）はバラクタダイオード３５にある一定の電圧を与え、かつシフト端子がＯＦＦの場合である。第１の制御端子４０及び第２の制御端子４７を用いて外部印加電圧を与えることにより最大で図６（ａ）から図６（ｄ）までフィルターの通過帯域と減衰極の周波数を同期して変化させることができる。

以上のように本参考例によれば、外部印加電圧にて高周波フィルターの減衰極及び通過帯域の周波数をより広い範囲で制御することができ、フィルターの段数を増やすことなく減衰量をとるこができ、また段数が少なくてよいため損失が減少する。ついては、高周波フィルター自体の形状も小型化できる。

（第２の実施形態）
以下本発明の第２の実施形態について図面を参照しながら説明する。図７は本発明の第２の実施形態における高周波フィルターの回路構成図を示すものである。図４において、６３、６４は４分の１波長先端短絡伝送線路で構成される誘電体同軸共振器で入力端子６０より出力端子６１に至る伝送線路に前記誘電体同軸共振器６３、６４が接地され、入力側の結合インダクタ６７及び出力側の結合コンデンサ６９によって入出力端子６０、６１に結合させている。誘電体同軸共振器６３、６４は段間結合コンデンサ６８により縦続接続されている。誘電体同軸共振器６３、６４と結合インダクタ６７及び段間結合コンデンサ６８に跨って有極化のためのバイパス回路をコンデンサ７０にて構成している。６５、６６はスイッチング素子で、直列電圧阻止を行いかつ高周波的に接地するためのコンデンサ７１、７２と直列回路を構成し、誘電体同軸共振器６３、６４の開放端に接続されている。スイッチング素子６５、６６とコンデンサ７１、７２との接続点にはバイアス電圧を与えられるようにインダクタ７３、７４とコンデンサ７５、７６の並列接続による高周波チョーク回路と、抵抗７７、７８及びバイパスコンデンサ７９が備えられ６２の制御端子よりバイアス電圧を与えられるようになっている。ここで、高周波フィルターにおけるコンデンサ６８、６９、７０、７１及び７２とインダクタ６７は第１の参考例と同じものが用いられる。スイッチング素子６５、６６については本実施例ではＰＩＮダイオードが用いられている。

ＰＩＮダイオードはできるだけ容量値と直列抵抗成分が小さいものが望ましい。本実施形態のようにＰＩＮダイオードを用いる場合は、第１の参考例の場合と異なり、カソード側へのバイアス電圧の供給は必要なくカソード側をそのままアースに接地すればよい。７３、７４のチョークコイルについては数キロオーム程度の抵抗でも代用できるが高周波素子とアイソレーションを良くするためにインダクタが用いられ、コンデンサ７５、７６と並列接続し並列共振させることにより高周波での大きなアイソレーションを得ている。

以上のように構成された高周波フィルターについて、以下図７を用いてその動作について説明する。

入力端６０より出力端６１に至る伝送線路に接地された誘電体同軸共振器６３、６４並びに入出力の結合インダクタ６７及び結合コンデンサ６９及び段間コンデンサ６８により帯域通過フィルターを構成し、前記帯域通過フィルターのインピーダンス特性とバイパス回路に用いているコンデンサ７０のインピーダンスにより減衰極が生まれる。図７の場合、バイパス回路のインピーダンスは等価的に容量性であり、結合インダクタ６７と段間コンデンサ６８の直列インピーダンスが誘導性のところにて減衰極が生まれる。図７の回路構成の場合は、帯域通過フィルターの中心周波数より高い周波数領域で減衰極が生まれることになる。誘電体同軸共振器６３、６４の開放端にはそれぞれ結合コンデンサ７１、７２とＰＩＮダイオード６５、６６の直列接続で構成されるシフト回路が誘電体同軸共振器６３、６４とそれぞれ並列に接続されている。制御端子６２より与えられる制御信号はＰＩＮダイオード６５、６６をＯＮ／ＯＦＦするためのものである。ある一定の電圧を加えることによりＰＩＮダイオード６５、６６には順方向電流が流れ非常に小さい抵抗値をもつことになりＯＮすることになる。逆に、０Ｖもしくはオープンにすることにより順方向電流は流れなくなり非常に大きい抵抗値をもつことになりＯＦＦすることになる。

従って、誘電体同軸共振器６３、６４の開放端における共振周波数は誘電体同軸共振器６３、６４自身のキャパシタンス成分及びインダクタンス成分とＯＮもしくはＯＦＦ時のシフト回路のキャパシタンス成分により決まる。また、有極点についてはコンデンサ７０のキャパシタンス成分と帯域通過フィルターの結合インダクタ６７と段間コンデンサ６８のキャパシタンス成分により決まる。制御端子６２に与えられる外部印加電圧により、ＰＩＮダイオード６５、６６がＯＮした場合、キャパシタンス成分の増加に伴い誘電体同軸共振器６３、６４の開放端における共振周波数を下げ、ついてはフィルターの中心周波数を下げることになり通過帯域幅を周波数の低い方向に移動する。有極点についてもキャパシタンスの増加に伴い周波数の低い方向に移動する。また、ＰＩＮダイオード６５、６６がＯＦＦした場合、キャパシタンス成分の減少に伴い誘電体同軸共振器６３、６４の開放端における共振周波数を上げ、ついてはフィルターの中心周波数を上げることになり通過帯域幅を周波数の高い方向に移動する。有極点についてもキャパシタンスの減少に伴い周波数の高い方向へ移動する。つまり、フィルターの中心周波数と減衰量を与える有極点を同期して可変することができ、高周波フィルターの重要な要求性能である通過帯域と減衰極の周波数を外部印加電圧により制御可能とする。

なお、以上の実施形態ならびに参考例の説明において共振素子は誘電体同軸共振器を例にとって説明したがストリップライン共振器など他の形式の共振器でも構わない。もちろん一体型ブロック構造の誘電体フィルターなどが含まれることはいうまでもない。

本発明に係る高周波フィルターは、移動体通信機器に用いることができる。

本発明の第１の参考例における高周波フィルターの回路構成図本発明の第１の参考例における高周波フィルターの周波数特性を示すグラフ本発明の第１の実施形態における高周波フィルターの回路構成図本発明の第１の実施形態の変形における高周波フィルターの回路構成図本発明の第２の参考例における高周波フィルターの回路構成図本発明の第２の参考例における高周波フィルターの周波数特性を示すグラフ本発明の第２の実施形態における高周波フィルターの回路構成図従来の有極型高周波フィルターの回路構成図

符号の説明

１誘電体同軸共振器
２入力端子
３出力端子
４結合コンデンサ
５結合コンデンサ
６インダクタ
７結合コンデンサ
８可変容量素子
９開放端
１０チョークコイル
１１バイパスコンデンサ
１２制御端子

Claims

入力端子と出力端子と制御端子と共振素子とインピーダンス可変素子と、前記共振素子の一端に電気的に接続された少なくとも２個の結合素子と、前記少なくとも２個の結合素子に跨るバイパス結合回路を具備し、前記バイパス回路の一端は前記入力端子と他端は前記出力端子と電気的に接続し、前記共振素子と前記インピーダンス可変素子を電気的もしくは磁気的に接続し、前記インピーダンス可変素子は前記制御端子に印加する制御信号によりＯＮ状態とＯＦＦ状態に切り換えられ、前記インピーダンス可変素子がＯＮ状態のときは前記制御端子に前記インピーダンス可変素子のバイアス電圧より高い電圧を印加して順方向電流を流すことで抵抗値を小さくし、前記インピーダンス可変素子がＯＦＦ状態のときは前記制御端子をオープンにして前記インピーダンス可変素子に順方向電流が流れなくすることで抵抗値を大きくすることで、前記入出力端子間の通過帯域内に減衰極をもたせるとともに、前記制御端子に印加する制御信号による前記インピーダンス可変素子のＯＮ状態とＯＦＦ状態の切り換えに対応して通過帯域と減衰極の周波数が同期して制御されることを特徴とする高周波フィルター。