JP3759964B2 - 時間ダイバシティを用いるマルチレベル符号化 - Google Patents
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Description
発明の属する技術分野
本発明は、例えばワイヤレスまたはセルラ環境において有用なマルチレベル符号化変調に関する。
従来の技術
トレリス符号化変調（ＴＣＭ）方式において、トレリス符号化および変調は、多数の情報ビットが、通信チャネル上の伝送のための搬送波が変調されるシンボルにより表されるように結合される。このシンボルは、多数のサブセットに区分された所定のシンボル配置からとられる。特定のシンボルは、最初に情報ビットの一部をトレリスエンコーダに提供することにより情報ビットを表現するために選択される。エンコーダの出力は、集合のサブセットを選択するために使用される。残りのいわゆる符号化されていない情報ビットは、選択されたサブセットから特定のシンボルを選択するために使用される。
特に、情報ビットの一部を受信することにより、トレリスエンコーダ、有限ステートマシーン、現在の状態から次の状態への変化は、結果として、サブセットを同定するビットを生成する。トレースエンコーダが引き受け可能な状態の数は、送信された信号を復元するための受信機の演算負荷に影響を与える。したがって、符号の状態数が大きくなれば、符号はより複雑になる。
所定のエンコーダ状態変化のみが許容されることがトレリスエンコーダの特徴である。結果として、サブセットの有効シーケンスと呼ばれるサブセットの所定のシーケンスのみが、符号により生じることが許容される。そして、さらなる結果は、シンボルの有効シーケンスと呼ばれるこれらのサブセットからとられたシンボルの所定のシーケンスのみが、生じることが符号により許容される。いずれか所与のＴＣＭ方式の誤り性能は、そのいわゆる最小距離によりある程度決定される。これは、いずれか２つの有効シンボルシーケンス間の距離の最小値であり、その距離は、２つのシーケンスの対応するシンボル対の各々間の距離の２乗の和の２乗平方根により与えられる。
特に、Ｎ次元ＴＣＭ方式は、Ｎ次元配置からとられたＮ次元シンボルを使用する。Ｎ次元集合は、典型的には、一連の多数の構成要素となる低次元配置であり、かつ各Ｎ次元シンボルは、それぞれの信号間隔の間に送信される多数の低次元信号点からなる。Ｎ次元配置は、その構成要素となる低次元集合の低次元信号点サブセットへの区分に典型的に基づくＮ次元サブセットに区分される。
各Ｎ次元サブセットは、いくつかの一連の低次元信号点サブセットからなり得る。上記の結果として、トレリスエンコーダがＮ次元サブセットの所定の有効シーケンスのみを許容する事実は、上述の低次元信号点サブセットの所定のシーケンスのみが有効であることを意味する。同様に、トレリスエンコーダがＮ次元シンボルの所定の有効シーケンスのみを許容する事実は、上述の低次元信号点の所定のシーケンスのみが有効であることを意味する。典型的には、信号点は、二次元（２Ｄ）信号点である。
ＴＣＭ方式は、所定のレベルのいわゆる時間ダイバシティによっても特徴づけられる。このパラメータは、信号点が異なるいずれかの２つの信号点の有効シーケンスにおける信号点位置の最少の数に等しい。例えば、いずれか２つの信号点の有効シーケンスが与えられた場合、信号点が異なる信号点位置の数が、少なくとも２に等しい場合、コーディング方式は「２」の時間ダイバシティを有する。
「２」以上の時間ダイバシティを有することは、いわゆるフェージングチャネル、即ち信号振幅が送信された信号についてのいずれかの有用な情報を運ぶには弱すぎることになるチャネルにより典型的に特徴づけられるワイヤレス環境において有利である。それにも関わらず、少なくとも「２」の時間ダイバシティとともに、深いフェードの存在において送信された信号を復元することは依然として可能である。
具体的なＴＣＭ方式の設計において、多数のパラメータは、デザイン基準により、互いにトレードオフとなる。これらのうちの最も重要なものは、バンド幅効率（これは、各シンボルにより表現された情報ビットの数）および上述したパラメータのうちの３つである。この３つのパラメータは、高度の複雑さ、その最小距離、および時間ダイバシティのそのレベルである。
したがって、受け入れ可能な帯域幅効率を有するコーディング方式の場合を考えると、符号の複雑さおよび最小距離は、しかしながらワイアレス通信アプリケーションのための所望のレベルの時間ダイバシティを有しない。時間ダイバシティのレベルを向上させるための１つの方法は、非常に細かい区分の配置およびより多数の状態を有するエンコーダを使用することである。
上述したように、しかし、これは、デコーダの複雑さを増大させることになる。また、これは最小距離を減少させる可能性がある。時間ダイバシティを増加させる別の可能な方法は、各サブセット中のシンボルの数をより小さな数に減少させて、集合中のシンボルの総数を減少させることである。しかし、これは、各シンボルによって表現される上述の符号化されていないビットの数を低減し、したがって帯域幅効率を低減させる。
発明の概要
本発明は、１つまたは２つ以上の他の性能パラメータをわずかばかり犠牲にすることにより時間ダイバシティを向上させる。本発明は、他の性能を余り犠牲にすること無しに時間ダイバシティを増大させたマルチレベル符号化方法を提供することができる。本発明の原理を使用する符号化方式は、いわゆる第１レベル符号およびいわゆる第２レベル符号からなるこの技術分野において一般に知られたタイプのいわゆるマルチレベル符号化変調方式であり、各符号は、入力データストリームのそれぞれの部分を受信する。第１レベル符号は、所望のレベルの時間ダイバシティを伴う全体符号をそれ自体提供しない。しかし、本発明において、第２レベル符号は、全体符号が所望のレベルの時間ダイバシティを示すように選択される。
好ましい実施形態において、第１レベル符号は、Ｎ＞２のＮ次元トレリス符号であり、これは信号点サブセットのシーケンスを同定し、かつ同定された信号点サブセットの信号点は、第２レベル符号の関数として選択される。第１レベル符号は、信号点サブセットの同定されたシーケンスの全ての異なる対が、少なくともＭ個のサブセット部分において異なるようにされており、ここでＭは時間ダイバシティの所望のレベルであり、Ｍ＞１である。第２のレベル符号は、信号点サブセットの同じシーケンスからとられた信号点の有効シーケンスの全ての異なる対が少なくともＭ個の信号点位置において異なることを保証するものである。これは、ダイバシティＭを有する全体的マルチレベル符号化変調方式を提供する。
好都合なことに、時間ダイバシティの増加は、帯域幅効率のわずかな減少を受けるだけで実現することができる。例えば、本発明の原理を利用するマルチレベル符号の特に有利な実施形態は、四次元、即ち第１レベル符号としての８状態トレリス符号および第２レベル符号としてｋ＝１２を使用する（２ｋ＋２，２ｋ）ダブルパリティチェック符号を含み、構成要素の集合として２Ｄ １６−ＱＡＭを使用する。この実施形態は、約３ １／３ビット／信号点の帯域幅効率を示し、これは、同じ集合を使用するが第１レベル符号のみを使用する単レベル符号により得られる３ １／２ビット／信号点の帯域幅効率よりもわずかに小さいのみである。
また、これは、適度により複雑なデコーダを必要とする。しかし、マルチレベル符号は、「２」の時間ダイバシティを示すが、シングルレベル符号は、Ｍ＝１（これは、実際には時間ダイバシティがないことを意味する）のみの時間ダイバシティだけを示し、これは、最小距離を犠牲にすることなしにそうなる。有利なトレードオフが、したがって達成される。比較により、同じ帯域幅効率を再び得るために同じ配置を使用するが、シングルレベルアプローチを使用して、Ｍ＝２の時間ダイバシティを得ることが可能である。不都合なことに、しかし、そのようなアプローチは、非常に大きなデコーダの複雑さと同様に減少した最小距離を生み出す。
従来技術におけるマルチレベル符号化コーディングを使用する動機は、符号の最小距離を増大させ、その誤りレート性能を改善することであった。所定のそのような従来技術による方式は、強化された時間ダイバシティを得ることができることが分かった（例えば、米国特許第５，５４８，６１５号、１９９６年８月２０日発行を参照）。ここで、本発明は、従来技術による考慮により動機づけられない上述のタイプのマルチレベル符号のクラスを含む。即ち、本発明は、ダイバシティＭ＞１を提供するが、全体的符号の最小距離が第２レベル符号の存在の長所により増大されないマルチレベル符号のクラスである。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の原理を具現化するマルチレベル符号化変調方式を使用する通信システムを示すブロック図である。
図２は、図１の送信器において使用される４個の信号点サブセットに区分された二次元１６−ＱＡＭ配置を示す図である。
図３は、図２の配置に基づく四次元配置を区分するための表を示す図である。
図４は、図１の送信器の一部分についての一実施形態を示す図である。
図５は、時間ダイバシティを説明するために有用な例を示す図である。
図６は、図４のトレリスエンコーダにより使用される特定のトレリス符号を具現化する回路を示す図である。
図７は、図１の受信機において使用される２段デコーダの一実施形態を示す図である。
図８は、図４のダブルパリティチェックエンコーダに対する状態遷移図である。
図９は、図７の４状態デコーダの動作を説明するための図である。
図１０は、図７の４状態デコーダの動作を表すトレリスダイアグラムを示す図である。
図１１は、トレリスが図１０のトレリスダイアグラムに基づいている図７の４状態デコーダの動作の基礎を形成するトレリスを示す図である。
図１２は、図２の１６−ＱＡＭ配置に対する代替物として図１の送信機において使用され得る４個の信号点サブセットに区分された１６−ＰＳＫ配置を示す図である。
図１３は、図１に示されたインタリーバの動作を説明するためのマトリクスを示す図である。
発明の詳細な説明
図１は、トレリス符号化変調（ＴＣＭ）の一形式を使用する通信システム、具体的には、本発明の原理によるマルチレベル符号化変調方式のブロック図である。全体的な観点において、バイナリデータは、チャネル上の伝送のために搬送波が変調された信号点により表されることになる。
特に、入力データは、第１レベルエンコーダ１０３および第２レベルエンコーダ１０１を含む送信機１０に供給される。集合マッパ１０５は、以下により詳細に説明する集合の特定の信号点サブセットを同定するために、Ｍ＞１のエンコーダ１０３のＭ個の出力ビットに応答する信号点サブセットセレクタ１０２を含む。また、配置マッパ１０５は、各同定されたサブセットから特定の信号点を選択するために、第２レベルエンコーダ１０１の出力ビットに応答する信号点セレクタ１０４を含む。インタリーバ１０６は、選択された信号点をインタリーブし、ワイヤレス通信チャネルが例示されたチャネル１０９上の伝送のために、変調器１０７に供給される。
受信機１５は、雑音およびマルチパスフェージングのような他の劣化によりチャネル中でなまった送信された信号点を受信する。受信機１５は、変調器１０７およびインタリーバ１０６のそれぞれ逆の動作を実行する復調器１５１およびデインタリーバ１５２を含む。デインタリーバ１５２の出力は、送信されたデータを復元するデコーダ１５３に与えられる。
そのような信号点の各々は、全体で１６個の信号点を有するＱＡＭ配置である１６−ＱＡＭ配置として図２に例示的に示された所定の２Ｄ配置中の点である。第１レベル符号は、例えば、一対の１６−ＱＡＭ配置を連結することにより形成される４Ｄ配置を使用する四次元（４Ｄ）トレリス符号である。２つの２Ｄ信号点の連結からなる各４Ｄシンボルは、持続時間２Ｔの４Ｄ「シンボル間隔」の間にチャネルに分配され、または透過的に、持続時間Ｔの２つの「信号間隔」の間にチャネルに分配される。各信号点は、信号間隔のうちの各１つの間に分配される。１６2＝２５６個の異なる４Ｄシンボルの集合は、４Ｄ信号配置を含む。
４Ｄ配置の２つの２Ｄ構成要素配置の各々は、ａ，ｂ，ｃおよびｄと名づけられた４個の２Ｄサブセットに区分される。図２は、参照文字により、４個の２Ｄサブセットのどれに２Ｄ点の各々が割り当てられるかを示す。４Ｄ配置は、図３においてサブセット０ないしサブセット７として示された８個の４Ｄサブセットに区分される。各４Ｄサブセットは、二対の２Ｄサブセットの信号点からなる。
例えば、４Ｄサブセット０は、第１および第２の構成要素である２Ｄ信号点が両方とも２Ｄサブセットａからとられるかまたは２Ｄサブセットｂからとられる、即ち（ａ，ａ）および（ｂ，ｂ）で示される各４Ｄシンボルからなる。全体で２５６個の４Ｄシンボルおよび８個のサブセットがあるので、各４Ｄサブセットは、３２個の４Ｄシンボルを含む。
図４は、送信機１０（図１）の詳細を示す図である。入力ビットの一部分が、第１レベルエンコーダ１０３へのリード４０９に提供され、残りが、第２レベルエンコーダ１０１へのリード４０７および４０８に提供される。以下に詳細に説明される方法で、第１レベルエンコーダ１０３からの出力は、２つの信号間隔の全てに対する４個のビットを含み、これらのビットは、８個の所定の４Ｄサブセットのうちの１つ、特に同定された４Ｄサブセットを含む２Ｄサブセットの対のうちの１つを同定するために使用される。第２レベルエンコーダからの出力は、信号間隔全てに対して２ビットを含み、これらのビットは、各同定された２Ｄサブセットの特定の信号点を選択するために使用される。
エンコーダ１０３は、ビットコレクタ４０３、４Ｄ ８状態レート２／３トレリスエンコーダ４０４および２Ｄサブセットペアセレクタ４０５を含む。ビットコレクタ４０３は、３ビット、Ｘ３n，Ｉ２n，およびＩ１nを出力し、これらは、２つの信号間隔、ｎ番目および（ｎ＋１）番目と関連づけられている。したがって、信号間隔当たりリード４０９に供給される入力ビットの平均の数が１．５であることが分かる。
ビットＸ３nは、符号化されていないままであり、２Ｄサブセットペアセレクタ４０５に与えられる。ビットＩ２nおよびＩ１nは、トレリスエンコーダ４０４に供給される。この実施形態において例示的に使用されるトレース符号を実行する回路は、図６に示されている。ここで、”２Ｔ”と表示された各ボックスは、２Ｔ秒の遅れを提供する遅延要素であり、各”＋”は、排他的論理和ゲートを示す。
トレリスエンコーダ４０４からの３個の出力ビット、ビットＸ２n，Ｘ１nおよびＸ０nは、２Ｄサブセットペアセレクタ４０５に供給される。２Ｄサブセットペアセレクタ４０５は、これらのビットと同様に符号化されていないビットＸ３nも、別の４個のビットＹ１n+1，Ｙ０n+1，Ｙ１nおよびＹ０nに変換する。図３の表は、この変換の詳細を示す。
概念的に、３個のビットＸ２n，Ｘ１n，およびＸ０nは、４Ｄ配置の８個の４Ｄサブセットのうちの１つを同定するために使用される。符号化されていないビットＸ３nは、同定された４Ｄサブセットの２個の２Ｄサブセットペアのうちの１つを同定するために使用される。Ｙ１n+1Ｙ０n+1Ｙ１nＹ０nのビットパターンの値、２Ｄサブセットペアセレクタ４０５の出力は、同定された２Ｄサブセットペアを表す。特に、サブセットａ，ｂ，ｃおよびｄに対応するＹ１nＹ０nのビットパターンは、それぞれ“００”，“１１”，“１０”および“０１”であり、Ｙ１n+1Ｙ０n+1についても同じである。
例えば、図３を参照して、ビットＸ２nＸ１nＸ０nの値が“０１０”である場合、４Ｄサブセット２は、同定されたものである。その時点においてＸ３nの値が“１”である場合、“１１”の値を有する出力ビットＹ１n+1Ｙ０n+1は２Ｄサブセットｂを同定し、“００”の値を有する出力ビットＹ１nＹ０nは２Ｄサブセットａを同定する。最終的に送信されるべき４Ｄシンボルは、サブセットａからの２Ｄ信号点およびサブセットｂからの２Ｄ信号点を含む。
これらのサブセットの特定の２Ｄ信号点は、第２レベルエンコーダ１０１により実行されるように、第２レベル符号により選択される。ｋ個の連続する２Ｄ信号間隔（例えばｋ＝１２）のそれぞれについて、１つの入力ビットが、リード４０７に与えられ、ダブルパリティチェックエンコーダ１０１を一緒に含むそれぞれのシングルパリティチェックエンコーダ４０２２および４０２４へのリード４０８に１つの入力ビットが与えられる。
これらのビットは、第２レベルエンコーダ出力ビットＹ３nおよびＹ２nそれぞれとして変わらずに現れる。上記の例を続けると、これらのビットは、ｎ番目の信号間隔に対して同定されたサブセットａの４個の２Ｄ信号点のうちの１つおよび（ｎ＋１）番目の信号間隔に対して同定されたサブセットｂの４個の２Ｄ信号点のうちの１つを選択するために使用される。次の後続の（ｋ＋１）番目の信号間隔において、ビットＹ３nおよびＹ２nは、エンコーダ４０２２および４０２４からそれぞれその値を得る。
特に、ビットＹ３n（Ｙ２n）の値は、リード４０７（４０８）上の１２個の先行するビットの偶数パリティ値である。また、（ｋ＋１）個の信号間隔において、エンコーダ４０２２および４０２４にｋ個のビットのみが提供されるので、リード４０７およびリード４０８に与えられる信号間隔当たりの入力ビットの平均の数は、それぞれｋ／（ｋ＋１）であり、この例においては、図４に示されているように、１２／１３である。そして、次のグループの（ｋ＋１）個の間隔について、同じ動作が、ダブルパリティチェックエンコーダ１０１により実行される。
２Ｄ １６−ＱＡＭ配置マッパ１０５は、第２レベルおよび第１レベルのエンコーダにより、送信されるべき選択された４Ｄシンボルの２つの構成要素になる２Ｄ信号点の出力表現（例えばｘおよびｙ座標）に提供されるビットを使用する。ｎ番目の信号間隔に対する信号点は、Ｐnである。特に、配置マッパ１０５は、スイッチとして概略的に示されたエレメント４０１により増大される。
信号間隔ｎの間に、エレメント４０１は、リード４０１４からの２Ｄサブセットペアセレクタ４０５により決定された入力ビットＹ１nＹ０nを与え、かつ第２レベルエンコーダは、上述したようにビットＹ３nおよびＹ２nを提供する。信号間隔ｎ＋１の間に、エレメント４０１は、リード４０１２からの入力ビットＹ１n+1Ｙ０n+1を与え、かつ第２レベルエンコーダは、ビットＹ３n+1およびＹ２n+1を提供する。
したがって、２つの信号間隔ｎ番目および（ｎ＋１）番目の信号間隔について、８ビットの全てが、配置マッパ４０６に提供される。即ち、第２レベル符号からのＹ３n+1，Ｙ２n+1，Ｙ３nおよびＹ２nと第１レベル符号からのＹ１n+1，Ｙ０n+1，Ｙ１nおよびＹ０nである。ビットＹ３n+1Ｙ２n+1Ｙ１n+1Ｙ０n+1の値は、選択された４ＤシンボルＰnの第１の構成要素になる２Ｄ信号点を選択するために使用される。
ビットＹ３nＹ２nＹ１nＹ０nの値は、Ｐnの第２の構成要素になる２Ｄ信号点を選択するために使用される。例えば、Ｙ３nＹ２nＹ１nＹ０nまたはＹ３n+1Ｙ２n+1Ｙ１n+1Ｙ０n+1に対するビットパターンが“００１１”である場合、図２の配置の第１証言の右上隅にある２Ｄ信号点が選択される。
ＴＣＭ方式は、所定レベルの時間ダイバシティを示すといわれ、その値は、それらの点が異なる信号点のいずれか２つの有効シーケンスにおける信号点位置の最少値に等しい。例えば、信号点のいずれかの有効シーケンスが少なくとも２つの信号点位置における全ての他の有効シーケンスから異なる場合、方式は“２”の時間ダイバシティを示す。この時間ダイバシティの結果として、シーケンスの多くとも１つの信号点が、たぶんセルラ環境におけるフェージングにより失われる限り、送信された情報を復元し、全体的誤り性能を改善することが、以下の例により説明されるように必ず可能である。
この例示的な実施形態において使用される第１レベル符号は、それ自体時間ダイバシティＭ＞１を有する全体的符号を提供しない。一方において、第１レベル符号は、信号点サブセットのいずれかの有効シーケンスが、少なくとも２つのサブセット位置における信号点サブセットの全ての他の有効シーケンスから異なるといい得る。したがって、配置の全てのサブセットがただ１つの信号点からなる場合、サブセットの各有効シーケンスが信号点のただ１つの有効シーケンスに対応するので、全体的符号は２の時間ダイバシティを示すことになる。
しかし、ここで、各信号点サブセットは、たった１つではなく４個の信号点を含む。結果として、信号点サブセットのいずれかの有効シーケンスが少なくとも２つのサブセット位置における信号点サブセットの全ての他の有効シーケンスから異なることが保証される場合であっても第１レベル符号だけでは、全体的符号が２の時間ダイバシティを示すことを保証するには十分ではない。これは、ステップがこれを防止するために採られない場合には、信号点サブセットの同じシーケンスから選択された信号点の２つのシーケンスが、ただ１つの信号点位置において、異なり得るからである。
所定の第２レベル符号を選ぶことにより、全体的符号は、所望のレベルの時間ダイバシティを示すようにつくられ得ることがわかる。例えば、以下に詳細に説明するように、上述した例示的実施形態におけるダブルパリティチェック符号は、確かにあてはまるように、第１レベル符号が、信号点サブセットのいずれかの有効シーケンスが少なくとも２個のサブセット位置におけるサブセットの全ての他の有効シーケンスから異なるようになっている場合、全体的符号は２の時間ダイバーシティを示すことを保証する。
特に、ダブルパリティチェック符号は、ｋ（＝１２）個の信号点の２つのシーケンスがただ１つの信号点位置において互いに異なる場合、ｋ＋１（＝１３）個の信号点の得られるシーケンスが２つの信号点位置において、異なることになるように各シーケンスに付加されるパリティビットが必ず異なるようになる。好都合なことに、時間ダイバシティを増加させるためのコストは、極めて小さく、第２レベル符号がないか、図４に示されたものと同じ単一レベルＴＣＭ方式に比べて、２／（ｋ＋１）ビット／信号点の帯域幅効率の損失は小さく、かつデコーダの複雑さはわずかばかり増大する。
時間ダイバシティの概念は、ｋ＝２の単純な例を示す図５を考えることによりさらに理解され得る。そのビットパターンＹ３nＹ２nがｉの十進法等価物である信号点サブセットｘ内の信号点としてｘiを意味するためにｘiの表記を使用する。図５は、シーケンスがａｂｃであるサブセットａ，ｂおよびｃのうちの特定の１つのシーケンスからとられた２データビットおよび１パリティビットに対応する３信号点シーケンスのセットを示す。
各サブセットは、４個の信号点、即ちｉ＝０，１，２，３を有する。信号点の全てのシーケンスは、少なくとも２つの信号点位置におけるいずれか他のシーケンスと異なることに留意すべきである。シーケンスａ2ｂ1ｃ3が送信されるが、例えば、大きなフェードにより、真ん中の信号点ｂ1が失われ、かつａ2＿ｃ3のみが受信機により受信されることを一例として考える。
正しいサブセットシーケンスａｂｃは、以下に説明するように第１レベル符号に対するデコーディングプロセスによりすでに正しく決定されたと仮定されると、図５に示されているように、そのサブセットシーケンスに対する有効信号点シーケンスの知識を受信機が有していると確かめることができ、シーケンスがａ2で始まり、ｃ3で終わるとすると、失われた信号点は、ｂ1であったに違いないと明瞭に決定することができる。しかし、３個の信号点シーケンスの一対がただ１つの信号点位置において別のものと異なっていたとしても、有効シーケンスのそのようなセットを有する符号が確かに時間ダイバシティＭ＝１を有しているといえるような保証はない。
図７は、デコーダ１５３の一実施形態を示し、第１レベル４Ｄトレリス符号と共に符号化されたビットを復号化するための第１段の８状態ビタビデコーダ１５３１と、第２レベルダブルパリティチェック符号と共に符号化されたビットを復号化するための第２段の４状態ビタビデコーダ１５３３とからなる２段デコーダを示す。
具体的には、各受信されたチャネル劣化信号点Ｐn 〜に対して、第１段デコーダ１５３１は、周知の方法で、以前に受信された信号点Ｐn-D 〜がとられた信号点サブセットのアイデンティティに関して、ビットＹ１n-DおよびＹ０n-Dについての遅延された決定を訂正する。ここで、Ｄはデコーダ１５３１内に生じる復号化遅れである。そして第２段デコーダ１５３３は、残りのビットＹ３n-DおよびＹ２n-Dをさらに決定するために使用される。
特に、デコーダ１５３３はデコーダ１５３１の信号点サブセット推定値Ｙ１n-DＹ０n-Dを受信する。同時にデコーダ１５３３は、遅延要素１５３２により提供される遅延されたチャネル劣化信号点Ｐn-D 〜を受信する。信号点サブセットの同一性が与えられると、デコーダ１５３３は、サブセット内のどの信号点が送信されたかを決定するために、かつビットＹ３n-DおよびＹ２n-Dを復元するために、受信された信号点を処理することができる。
ビタビデコーダ１５３３の動作は、ダブルパリティチェック符号が、都合のために“０”ないし“３”で表される“００”，“０１”，“１０”，“１１”の４個の状態を有する４状態エンコーダとして、ダブルパリティチェック符号が表され得ることを認識することにより最もよく説明される。現在の状態は、各エンコーダに対するｋ個の入力ビットのシーケンスの各入力ビット（ビットＹ３nＹ２nに対する値）が受信されるので、現在のダブルパリティを反映する。
即ち、現在の状態は、（ａ）エンコーダ４０２２により以前に受信された入力ビットのパリティ（Ｙ３nビットの値）および（ｂ）エンコーダ４０２４により以前に受信された入力ビットのパリティ（Ｙ２ビットの値）を反映する。例えば、状態“０１”は、その時点において、エンコーダ４０２２により以前に受信された入力ビットのパリティが“０”であり、かつその時点においてエンコーダ４０２４により以前に受信された入力ビットのパリティが“１”であることを意味する。
全ての（ｋ＋１）番目の信号間隔以外の信号間隔と関連づけられた入力ビットが受信されるので、これらのエンコーダは、Ｙ３およびＹ２に対する値および次の状態への変化としてこれらを与える。例えば、エンコーダ１０１の現在の状態が“１”であり、受信された入力ビットが“１０”である場合、エンコーダは次の状態“３”に進み、かつビットＹ３およびＹ２に対してそれぞれ“１”および“０”の値を提供する。（ｋ＋１）番目の信号間隔において、（図８の最も左側の段の）エンコーダの現在の状態により示されているように、現在のダブルパリティは、出力として提供され、エンコーダを状態０に戻す。そして、プロセスは、次の（ｋ＋１）個の信号間隔について繰り返される。
図８に示されたダブルパリティチェック符号の表現は、トレリスダイアグラムとして代替的に示すことができ、具体的には図１０のトレリスダイアグラムとして示すことができる。各現在の状態が、各他の状態へトレリスダイアグラムの分岐により接続されているという事実は、ダブルパリティチェック符号が、その４個の状態のうちのいずれか１つからその４個の状態のいずれか他の１つへいずれかの時点で変化することができるという事実を反映する。
各分岐は、図８により、現在の状態と次の状態との間の変化に関連づけられたビットＹ３nＹ２nの値の特定の対により表示される。したがって、各分岐は、送信器中のビット値に応じて選択された信号点にも関連づけられる。（ｋ＋１）個の信号間隔において延びる全体的符号は、図１１のトレリスにより表現することができる。この符号は、上述したように、状態０において必ず始まり、図１０のトレリスの（ｋ−１）個の連結を横切り、これも上述したように、状態０において必ず終了する。
このようなトレリス表現が与えられると、デコーダ１５３３は、通常のビタビデコーダとして好都合に具現化され得る。図９に示されているように、各信号点Ｐn-D 〜が受信されるので、デコーダ１５３１により同定されたサブセットの信号点のｊ番目（ｊ＝０，１，２，３）に対するその距離ｍjが測定される。距離ｍjは、ｊ番目の信号点と関連づけられたトレリスダイアグラムの４本の分岐に対する分岐尺度として働く。
この分岐尺度は、通常の方法で、各状態に対して、集められたパス尺度に追加される。各状態に導かれる最少のパス尺度を有するパスは、復号化の各段において保持され、かつ他のものは破棄される。（ｋ＋１）番目の信号点が受信された後で、同定されたサブセットの送信された信号点は、エンド状態０に導かれる保持されたパスに沿って逆向きにトレースすることにより決定される。
この復号化プロセスが符号が時間ダイバシティＭ＝２を有する事実をデコーダに利用させることを可能にすることは、以下のように理解される。信号点位置の１つにおいて大きなフェードがあると仮定する。トレリス中のその点における全ての分岐に対する分岐尺度は、全て同じになる。ＱＡＭ環境において、搬送波が有効にフェードされたという事実は全ての信号点が原点にあると受信機に見なさせることになり、ＰＳＫ環境においては、フェードされた信号点は、原点にあるので、円上にある全ての信号点から等距離にある。
フェードの直後のトレリス中の点における４個のデコーダ状態の各々への生き残ったパスは、フェードの前の最も小さい集められたパス尺度を有した特定の状態から全て流出することになり、それらは、分岐尺度が全て等しいので、同じ集められたパス尺度を全て有することになる。フェードされた信号点により表される４個の可能なビットパターンのそれぞれは、４個の生き残りのパスのうちの１つにおいて保持される。
また、符号が時間ダイバシティＭ＝２であるので、信号点の送信されたシーケンスは、フェード直後からトレリス中で前進する少なくとも１つの信号点位置における全ての他の有効シーケンスから異なることになる。これにより、最終状態０ではじめて、フェード直後の４個の状態のうちの特定の１つへ、最終的な生き残りパスに沿って逆向きにトレースし、かつトレリスの開始状態０にそこから戻すことができる。したがって、デコーダは、フェードされた信号を含む送信されたシーケンス全体の最適な推定値を提供する。
以上は、単なる本発明の例示に過ぎない。例えば、異なる符号、ビットレート、配置および区分が使用され得る。特に、１６−ＱＡＭ配置の使用は、受信された信号の強度および搬送波位相のより正確な推定を必要とする。したがって、例えば、図４中の配置マッパ１０５は、図２の１６−ＱＡＭ配置の変わりに、図１２の１６−ＰＳＫ配置を使用することができる。コーディングの他の全ての側面はすでに説明された。さらに、１６−ＰＳＫ配置の点のストリームは、通常の１６−ＤＰＳＫ変調に従う作動形式で送信され得る。
インタリーバ１０６は、配置マッパ１０５の出力において連続する信号点間のチャネルについての時間的に広い分離を有効に提供する。インタリーバ１０６は、符号に対して「マッチ度」であり、これは周知のように、チャネルを横切るときに、符号の時間ダイバシティを有効にする位置における信号点が可能な限り、離れるべきであることを可能な範囲において意味する。
インタリーバ１０６は、“Interleaving in Coded Modulation for Mobile Radio”という名称の米国特許第５，０５６，１１２号およびLee-Fang Weiによる“Coded M-DPSK with Built-In Time Diversity for Fading Channels,”IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-39, pp. 1820-1839, Nov. 1993. の一般的な教示に従って動作する。特に、配置マッパ１０５の出力における２６０個の信号点の各グループを、０から２５９の番号をつける。
インタリーバ１０６中において、これらの信号点は、図１３に示された方式に従う２０行１３列を含むインタリービングマトリックス中に読み込まれる。即ち、０番目の信号点は、０行０列の位置に読み込まれ、１番目の信号点は０行３列の位置に読み込まれる。この方法で２６０個の信号点全てがインタリーバに読み込まれた後で、各列において列毎に上から下に読みだされる。したがって、インタリーバ出力シーケンスは、０，１３０，２６，…２４７，５，１３５などと番号をつけられた信号点を含む。
また当業者には、ここに示されたブロック図は、本発明の原理を具現化する例示的な回路の概念図を示すものであることが理解されるであろう。図中に示されたさまざまな要素の機能は、好ましい実施形態において、個々のハードウェア要素よりもむしろ、１つまたは２つ以上のプログラムされたプロセッサ、デジタル信号処理（ＤＳＰ）チップなどのようなものにより具現化される。
特定された機能を実行するための手段として特許請求の範囲において表現されたいずれの構成要素も、例えば、ａ）その機能を実行する回路構成要素の組み合わせ、または、ｂ）その機能を実行するためにソフトウェアを実行するための適切な回路と組み合わされたいかなる形のソフトウェア（ファームウェア，マイクロコードなどを含む）を含む機能を実行するいかなる方法も包含するものと意図されている。
本発明は、例えばワイヤレスまたはセルラ環境において有用なマルチレベル符号化変調に関する。
従来の技術
トレリス符号化変調（ＴＣＭ）方式において、トレリス符号化および変調は、多数の情報ビットが、通信チャネル上の伝送のための搬送波が変調されるシンボルにより表されるように結合される。このシンボルは、多数のサブセットに区分された所定のシンボル配置からとられる。特定のシンボルは、最初に情報ビットの一部をトレリスエンコーダに提供することにより情報ビットを表現するために選択される。エンコーダの出力は、集合のサブセットを選択するために使用される。残りのいわゆる符号化されていない情報ビットは、選択されたサブセットから特定のシンボルを選択するために使用される。
特に、情報ビットの一部を受信することにより、トレリスエンコーダ、有限ステートマシーン、現在の状態から次の状態への変化は、結果として、サブセットを同定するビットを生成する。トレースエンコーダが引き受け可能な状態の数は、送信された信号を復元するための受信機の演算負荷に影響を与える。したがって、符号の状態数が大きくなれば、符号はより複雑になる。
所定のエンコーダ状態変化のみが許容されることがトレリスエンコーダの特徴である。結果として、サブセットの有効シーケンスと呼ばれるサブセットの所定のシーケンスのみが、符号により生じることが許容される。そして、さらなる結果は、シンボルの有効シーケンスと呼ばれるこれらのサブセットからとられたシンボルの所定のシーケンスのみが、生じることが符号により許容される。いずれか所与のＴＣＭ方式の誤り性能は、そのいわゆる最小距離によりある程度決定される。これは、いずれか２つの有効シンボルシーケンス間の距離の最小値であり、その距離は、２つのシーケンスの対応するシンボル対の各々間の距離の２乗の和の２乗平方根により与えられる。
特に、Ｎ次元ＴＣＭ方式は、Ｎ次元配置からとられたＮ次元シンボルを使用する。Ｎ次元集合は、典型的には、一連の多数の構成要素となる低次元配置であり、かつ各Ｎ次元シンボルは、それぞれの信号間隔の間に送信される多数の低次元信号点からなる。Ｎ次元配置は、その構成要素となる低次元集合の低次元信号点サブセットへの区分に典型的に基づくＮ次元サブセットに区分される。
各Ｎ次元サブセットは、いくつかの一連の低次元信号点サブセットからなり得る。上記の結果として、トレリスエンコーダがＮ次元サブセットの所定の有効シーケンスのみを許容する事実は、上述の低次元信号点サブセットの所定のシーケンスのみが有効であることを意味する。同様に、トレリスエンコーダがＮ次元シンボルの所定の有効シーケンスのみを許容する事実は、上述の低次元信号点の所定のシーケンスのみが有効であることを意味する。典型的には、信号点は、二次元（２Ｄ）信号点である。
ＴＣＭ方式は、所定のレベルのいわゆる時間ダイバシティによっても特徴づけられる。このパラメータは、信号点が異なるいずれかの２つの信号点の有効シーケンスにおける信号点位置の最少の数に等しい。例えば、いずれか２つの信号点の有効シーケンスが与えられた場合、信号点が異なる信号点位置の数が、少なくとも２に等しい場合、コーディング方式は「２」の時間ダイバシティを有する。
「２」以上の時間ダイバシティを有することは、いわゆるフェージングチャネル、即ち信号振幅が送信された信号についてのいずれかの有用な情報を運ぶには弱すぎることになるチャネルにより典型的に特徴づけられるワイヤレス環境において有利である。それにも関わらず、少なくとも「２」の時間ダイバシティとともに、深いフェードの存在において送信された信号を復元することは依然として可能である。
具体的なＴＣＭ方式の設計において、多数のパラメータは、デザイン基準により、互いにトレードオフとなる。これらのうちの最も重要なものは、バンド幅効率（これは、各シンボルにより表現された情報ビットの数）および上述したパラメータのうちの３つである。この３つのパラメータは、高度の複雑さ、その最小距離、および時間ダイバシティのそのレベルである。
したがって、受け入れ可能な帯域幅効率を有するコーディング方式の場合を考えると、符号の複雑さおよび最小距離は、しかしながらワイアレス通信アプリケーションのための所望のレベルの時間ダイバシティを有しない。時間ダイバシティのレベルを向上させるための１つの方法は、非常に細かい区分の配置およびより多数の状態を有するエンコーダを使用することである。
上述したように、しかし、これは、デコーダの複雑さを増大させることになる。また、これは最小距離を減少させる可能性がある。時間ダイバシティを増加させる別の可能な方法は、各サブセット中のシンボルの数をより小さな数に減少させて、集合中のシンボルの総数を減少させることである。しかし、これは、各シンボルによって表現される上述の符号化されていないビットの数を低減し、したがって帯域幅効率を低減させる。
発明の概要
本発明は、１つまたは２つ以上の他の性能パラメータをわずかばかり犠牲にすることにより時間ダイバシティを向上させる。本発明は、他の性能を余り犠牲にすること無しに時間ダイバシティを増大させたマルチレベル符号化方法を提供することができる。本発明の原理を使用する符号化方式は、いわゆる第１レベル符号およびいわゆる第２レベル符号からなるこの技術分野において一般に知られたタイプのいわゆるマルチレベル符号化変調方式であり、各符号は、入力データストリームのそれぞれの部分を受信する。第１レベル符号は、所望のレベルの時間ダイバシティを伴う全体符号をそれ自体提供しない。しかし、本発明において、第２レベル符号は、全体符号が所望のレベルの時間ダイバシティを示すように選択される。
好ましい実施形態において、第１レベル符号は、Ｎ＞２のＮ次元トレリス符号であり、これは信号点サブセットのシーケンスを同定し、かつ同定された信号点サブセットの信号点は、第２レベル符号の関数として選択される。第１レベル符号は、信号点サブセットの同定されたシーケンスの全ての異なる対が、少なくともＭ個のサブセット部分において異なるようにされており、ここでＭは時間ダイバシティの所望のレベルであり、Ｍ＞１である。第２のレベル符号は、信号点サブセットの同じシーケンスからとられた信号点の有効シーケンスの全ての異なる対が少なくともＭ個の信号点位置において異なることを保証するものである。これは、ダイバシティＭを有する全体的マルチレベル符号化変調方式を提供する。
好都合なことに、時間ダイバシティの増加は、帯域幅効率のわずかな減少を受けるだけで実現することができる。例えば、本発明の原理を利用するマルチレベル符号の特に有利な実施形態は、四次元、即ち第１レベル符号としての８状態トレリス符号および第２レベル符号としてｋ＝１２を使用する（２ｋ＋２，２ｋ）ダブルパリティチェック符号を含み、構成要素の集合として２Ｄ １６−ＱＡＭを使用する。この実施形態は、約３ １／３ビット／信号点の帯域幅効率を示し、これは、同じ集合を使用するが第１レベル符号のみを使用する単レベル符号により得られる３ １／２ビット／信号点の帯域幅効率よりもわずかに小さいのみである。
また、これは、適度により複雑なデコーダを必要とする。しかし、マルチレベル符号は、「２」の時間ダイバシティを示すが、シングルレベル符号は、Ｍ＝１（これは、実際には時間ダイバシティがないことを意味する）のみの時間ダイバシティだけを示し、これは、最小距離を犠牲にすることなしにそうなる。有利なトレードオフが、したがって達成される。比較により、同じ帯域幅効率を再び得るために同じ配置を使用するが、シングルレベルアプローチを使用して、Ｍ＝２の時間ダイバシティを得ることが可能である。不都合なことに、しかし、そのようなアプローチは、非常に大きなデコーダの複雑さと同様に減少した最小距離を生み出す。
従来技術におけるマルチレベル符号化コーディングを使用する動機は、符号の最小距離を増大させ、その誤りレート性能を改善することであった。所定のそのような従来技術による方式は、強化された時間ダイバシティを得ることができることが分かった（例えば、米国特許第５，５４８，６１５号、１９９６年８月２０日発行を参照）。ここで、本発明は、従来技術による考慮により動機づけられない上述のタイプのマルチレベル符号のクラスを含む。即ち、本発明は、ダイバシティＭ＞１を提供するが、全体的符号の最小距離が第２レベル符号の存在の長所により増大されないマルチレベル符号のクラスである。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の原理を具現化するマルチレベル符号化変調方式を使用する通信システムを示すブロック図である。
図２は、図１の送信器において使用される４個の信号点サブセットに区分された二次元１６−ＱＡＭ配置を示す図である。
図３は、図２の配置に基づく四次元配置を区分するための表を示す図である。
図４は、図１の送信器の一部分についての一実施形態を示す図である。
図５は、時間ダイバシティを説明するために有用な例を示す図である。
図６は、図４のトレリスエンコーダにより使用される特定のトレリス符号を具現化する回路を示す図である。
図７は、図１の受信機において使用される２段デコーダの一実施形態を示す図である。
図８は、図４のダブルパリティチェックエンコーダに対する状態遷移図である。
図９は、図７の４状態デコーダの動作を説明するための図である。
図１０は、図７の４状態デコーダの動作を表すトレリスダイアグラムを示す図である。
図１１は、トレリスが図１０のトレリスダイアグラムに基づいている図７の４状態デコーダの動作の基礎を形成するトレリスを示す図である。
図１２は、図２の１６−ＱＡＭ配置に対する代替物として図１の送信機において使用され得る４個の信号点サブセットに区分された１６−ＰＳＫ配置を示す図である。
図１３は、図１に示されたインタリーバの動作を説明するためのマトリクスを示す図である。
発明の詳細な説明
図１は、トレリス符号化変調（ＴＣＭ）の一形式を使用する通信システム、具体的には、本発明の原理によるマルチレベル符号化変調方式のブロック図である。全体的な観点において、バイナリデータは、チャネル上の伝送のために搬送波が変調された信号点により表されることになる。
特に、入力データは、第１レベルエンコーダ１０３および第２レベルエンコーダ１０１を含む送信機１０に供給される。集合マッパ１０５は、以下により詳細に説明する集合の特定の信号点サブセットを同定するために、Ｍ＞１のエンコーダ１０３のＭ個の出力ビットに応答する信号点サブセットセレクタ１０２を含む。また、配置マッパ１０５は、各同定されたサブセットから特定の信号点を選択するために、第２レベルエンコーダ１０１の出力ビットに応答する信号点セレクタ１０４を含む。インタリーバ１０６は、選択された信号点をインタリーブし、ワイヤレス通信チャネルが例示されたチャネル１０９上の伝送のために、変調器１０７に供給される。
受信機１５は、雑音およびマルチパスフェージングのような他の劣化によりチャネル中でなまった送信された信号点を受信する。受信機１５は、変調器１０７およびインタリーバ１０６のそれぞれ逆の動作を実行する復調器１５１およびデインタリーバ１５２を含む。デインタリーバ１５２の出力は、送信されたデータを復元するデコーダ１５３に与えられる。
そのような信号点の各々は、全体で１６個の信号点を有するＱＡＭ配置である１６−ＱＡＭ配置として図２に例示的に示された所定の２Ｄ配置中の点である。第１レベル符号は、例えば、一対の１６−ＱＡＭ配置を連結することにより形成される４Ｄ配置を使用する四次元（４Ｄ）トレリス符号である。２つの２Ｄ信号点の連結からなる各４Ｄシンボルは、持続時間２Ｔの４Ｄ「シンボル間隔」の間にチャネルに分配され、または透過的に、持続時間Ｔの２つの「信号間隔」の間にチャネルに分配される。各信号点は、信号間隔のうちの各１つの間に分配される。１６2＝２５６個の異なる４Ｄシンボルの集合は、４Ｄ信号配置を含む。
４Ｄ配置の２つの２Ｄ構成要素配置の各々は、ａ，ｂ，ｃおよびｄと名づけられた４個の２Ｄサブセットに区分される。図２は、参照文字により、４個の２Ｄサブセットのどれに２Ｄ点の各々が割り当てられるかを示す。４Ｄ配置は、図３においてサブセット０ないしサブセット７として示された８個の４Ｄサブセットに区分される。各４Ｄサブセットは、二対の２Ｄサブセットの信号点からなる。
例えば、４Ｄサブセット０は、第１および第２の構成要素である２Ｄ信号点が両方とも２Ｄサブセットａからとられるかまたは２Ｄサブセットｂからとられる、即ち（ａ，ａ）および（ｂ，ｂ）で示される各４Ｄシンボルからなる。全体で２５６個の４Ｄシンボルおよび８個のサブセットがあるので、各４Ｄサブセットは、３２個の４Ｄシンボルを含む。
図４は、送信機１０（図１）の詳細を示す図である。入力ビットの一部分が、第１レベルエンコーダ１０３へのリード４０９に提供され、残りが、第２レベルエンコーダ１０１へのリード４０７および４０８に提供される。以下に詳細に説明される方法で、第１レベルエンコーダ１０３からの出力は、２つの信号間隔の全てに対する４個のビットを含み、これらのビットは、８個の所定の４Ｄサブセットのうちの１つ、特に同定された４Ｄサブセットを含む２Ｄサブセットの対のうちの１つを同定するために使用される。第２レベルエンコーダからの出力は、信号間隔全てに対して２ビットを含み、これらのビットは、各同定された２Ｄサブセットの特定の信号点を選択するために使用される。
エンコーダ１０３は、ビットコレクタ４０３、４Ｄ ８状態レート２／３トレリスエンコーダ４０４および２Ｄサブセットペアセレクタ４０５を含む。ビットコレクタ４０３は、３ビット、Ｘ３n，Ｉ２n，およびＩ１nを出力し、これらは、２つの信号間隔、ｎ番目および（ｎ＋１）番目と関連づけられている。したがって、信号間隔当たりリード４０９に供給される入力ビットの平均の数が１．５であることが分かる。
ビットＸ３nは、符号化されていないままであり、２Ｄサブセットペアセレクタ４０５に与えられる。ビットＩ２nおよびＩ１nは、トレリスエンコーダ４０４に供給される。この実施形態において例示的に使用されるトレース符号を実行する回路は、図６に示されている。ここで、”２Ｔ”と表示された各ボックスは、２Ｔ秒の遅れを提供する遅延要素であり、各”＋”は、排他的論理和ゲートを示す。
トレリスエンコーダ４０４からの３個の出力ビット、ビットＸ２n，Ｘ１nおよびＸ０nは、２Ｄサブセットペアセレクタ４０５に供給される。２Ｄサブセットペアセレクタ４０５は、これらのビットと同様に符号化されていないビットＸ３nも、別の４個のビットＹ１n+1，Ｙ０n+1，Ｙ１nおよびＹ０nに変換する。図３の表は、この変換の詳細を示す。
概念的に、３個のビットＸ２n，Ｘ１n，およびＸ０nは、４Ｄ配置の８個の４Ｄサブセットのうちの１つを同定するために使用される。符号化されていないビットＸ３nは、同定された４Ｄサブセットの２個の２Ｄサブセットペアのうちの１つを同定するために使用される。Ｙ１n+1Ｙ０n+1Ｙ１nＹ０nのビットパターンの値、２Ｄサブセットペアセレクタ４０５の出力は、同定された２Ｄサブセットペアを表す。特に、サブセットａ，ｂ，ｃおよびｄに対応するＹ１nＹ０nのビットパターンは、それぞれ“００”，“１１”，“１０”および“０１”であり、Ｙ１n+1Ｙ０n+1についても同じである。
例えば、図３を参照して、ビットＸ２nＸ１nＸ０nの値が“０１０”である場合、４Ｄサブセット２は、同定されたものである。その時点においてＸ３nの値が“１”である場合、“１１”の値を有する出力ビットＹ１n+1Ｙ０n+1は２Ｄサブセットｂを同定し、“００”の値を有する出力ビットＹ１nＹ０nは２Ｄサブセットａを同定する。最終的に送信されるべき４Ｄシンボルは、サブセットａからの２Ｄ信号点およびサブセットｂからの２Ｄ信号点を含む。
これらのサブセットの特定の２Ｄ信号点は、第２レベルエンコーダ１０１により実行されるように、第２レベル符号により選択される。ｋ個の連続する２Ｄ信号間隔（例えばｋ＝１２）のそれぞれについて、１つの入力ビットが、リード４０７に与えられ、ダブルパリティチェックエンコーダ１０１を一緒に含むそれぞれのシングルパリティチェックエンコーダ４０２２および４０２４へのリード４０８に１つの入力ビットが与えられる。
これらのビットは、第２レベルエンコーダ出力ビットＹ３nおよびＹ２nそれぞれとして変わらずに現れる。上記の例を続けると、これらのビットは、ｎ番目の信号間隔に対して同定されたサブセットａの４個の２Ｄ信号点のうちの１つおよび（ｎ＋１）番目の信号間隔に対して同定されたサブセットｂの４個の２Ｄ信号点のうちの１つを選択するために使用される。次の後続の（ｋ＋１）番目の信号間隔において、ビットＹ３nおよびＹ２nは、エンコーダ４０２２および４０２４からそれぞれその値を得る。
特に、ビットＹ３n（Ｙ２n）の値は、リード４０７（４０８）上の１２個の先行するビットの偶数パリティ値である。また、（ｋ＋１）個の信号間隔において、エンコーダ４０２２および４０２４にｋ個のビットのみが提供されるので、リード４０７およびリード４０８に与えられる信号間隔当たりの入力ビットの平均の数は、それぞれｋ／（ｋ＋１）であり、この例においては、図４に示されているように、１２／１３である。そして、次のグループの（ｋ＋１）個の間隔について、同じ動作が、ダブルパリティチェックエンコーダ１０１により実行される。
２Ｄ １６−ＱＡＭ配置マッパ１０５は、第２レベルおよび第１レベルのエンコーダにより、送信されるべき選択された４Ｄシンボルの２つの構成要素になる２Ｄ信号点の出力表現（例えばｘおよびｙ座標）に提供されるビットを使用する。ｎ番目の信号間隔に対する信号点は、Ｐnである。特に、配置マッパ１０５は、スイッチとして概略的に示されたエレメント４０１により増大される。
信号間隔ｎの間に、エレメント４０１は、リード４０１４からの２Ｄサブセットペアセレクタ４０５により決定された入力ビットＹ１nＹ０nを与え、かつ第２レベルエンコーダは、上述したようにビットＹ３nおよびＹ２nを提供する。信号間隔ｎ＋１の間に、エレメント４０１は、リード４０１２からの入力ビットＹ１n+1Ｙ０n+1を与え、かつ第２レベルエンコーダは、ビットＹ３n+1およびＹ２n+1を提供する。
したがって、２つの信号間隔ｎ番目および（ｎ＋１）番目の信号間隔について、８ビットの全てが、配置マッパ４０６に提供される。即ち、第２レベル符号からのＹ３n+1，Ｙ２n+1，Ｙ３nおよびＹ２nと第１レベル符号からのＹ１n+1，Ｙ０n+1，Ｙ１nおよびＹ０nである。ビットＹ３n+1Ｙ２n+1Ｙ１n+1Ｙ０n+1の値は、選択された４ＤシンボルＰnの第１の構成要素になる２Ｄ信号点を選択するために使用される。
ビットＹ３nＹ２nＹ１nＹ０nの値は、Ｐnの第２の構成要素になる２Ｄ信号点を選択するために使用される。例えば、Ｙ３nＹ２nＹ１nＹ０nまたはＹ３n+1Ｙ２n+1Ｙ１n+1Ｙ０n+1に対するビットパターンが“００１１”である場合、図２の配置の第１証言の右上隅にある２Ｄ信号点が選択される。
ＴＣＭ方式は、所定レベルの時間ダイバシティを示すといわれ、その値は、それらの点が異なる信号点のいずれか２つの有効シーケンスにおける信号点位置の最少値に等しい。例えば、信号点のいずれかの有効シーケンスが少なくとも２つの信号点位置における全ての他の有効シーケンスから異なる場合、方式は“２”の時間ダイバシティを示す。この時間ダイバシティの結果として、シーケンスの多くとも１つの信号点が、たぶんセルラ環境におけるフェージングにより失われる限り、送信された情報を復元し、全体的誤り性能を改善することが、以下の例により説明されるように必ず可能である。
この例示的な実施形態において使用される第１レベル符号は、それ自体時間ダイバシティＭ＞１を有する全体的符号を提供しない。一方において、第１レベル符号は、信号点サブセットのいずれかの有効シーケンスが、少なくとも２つのサブセット位置における信号点サブセットの全ての他の有効シーケンスから異なるといい得る。したがって、配置の全てのサブセットがただ１つの信号点からなる場合、サブセットの各有効シーケンスが信号点のただ１つの有効シーケンスに対応するので、全体的符号は２の時間ダイバシティを示すことになる。
しかし、ここで、各信号点サブセットは、たった１つではなく４個の信号点を含む。結果として、信号点サブセットのいずれかの有効シーケンスが少なくとも２つのサブセット位置における信号点サブセットの全ての他の有効シーケンスから異なることが保証される場合であっても第１レベル符号だけでは、全体的符号が２の時間ダイバシティを示すことを保証するには十分ではない。これは、ステップがこれを防止するために採られない場合には、信号点サブセットの同じシーケンスから選択された信号点の２つのシーケンスが、ただ１つの信号点位置において、異なり得るからである。
所定の第２レベル符号を選ぶことにより、全体的符号は、所望のレベルの時間ダイバシティを示すようにつくられ得ることがわかる。例えば、以下に詳細に説明するように、上述した例示的実施形態におけるダブルパリティチェック符号は、確かにあてはまるように、第１レベル符号が、信号点サブセットのいずれかの有効シーケンスが少なくとも２個のサブセット位置におけるサブセットの全ての他の有効シーケンスから異なるようになっている場合、全体的符号は２の時間ダイバーシティを示すことを保証する。
特に、ダブルパリティチェック符号は、ｋ（＝１２）個の信号点の２つのシーケンスがただ１つの信号点位置において互いに異なる場合、ｋ＋１（＝１３）個の信号点の得られるシーケンスが２つの信号点位置において、異なることになるように各シーケンスに付加されるパリティビットが必ず異なるようになる。好都合なことに、時間ダイバシティを増加させるためのコストは、極めて小さく、第２レベル符号がないか、図４に示されたものと同じ単一レベルＴＣＭ方式に比べて、２／（ｋ＋１）ビット／信号点の帯域幅効率の損失は小さく、かつデコーダの複雑さはわずかばかり増大する。
時間ダイバシティの概念は、ｋ＝２の単純な例を示す図５を考えることによりさらに理解され得る。そのビットパターンＹ３nＹ２nがｉの十進法等価物である信号点サブセットｘ内の信号点としてｘiを意味するためにｘiの表記を使用する。図５は、シーケンスがａｂｃであるサブセットａ，ｂおよびｃのうちの特定の１つのシーケンスからとられた２データビットおよび１パリティビットに対応する３信号点シーケンスのセットを示す。
各サブセットは、４個の信号点、即ちｉ＝０，１，２，３を有する。信号点の全てのシーケンスは、少なくとも２つの信号点位置におけるいずれか他のシーケンスと異なることに留意すべきである。シーケンスａ2ｂ1ｃ3が送信されるが、例えば、大きなフェードにより、真ん中の信号点ｂ1が失われ、かつａ2＿ｃ3のみが受信機により受信されることを一例として考える。
正しいサブセットシーケンスａｂｃは、以下に説明するように第１レベル符号に対するデコーディングプロセスによりすでに正しく決定されたと仮定されると、図５に示されているように、そのサブセットシーケンスに対する有効信号点シーケンスの知識を受信機が有していると確かめることができ、シーケンスがａ2で始まり、ｃ3で終わるとすると、失われた信号点は、ｂ1であったに違いないと明瞭に決定することができる。しかし、３個の信号点シーケンスの一対がただ１つの信号点位置において別のものと異なっていたとしても、有効シーケンスのそのようなセットを有する符号が確かに時間ダイバシティＭ＝１を有しているといえるような保証はない。
図７は、デコーダ１５３の一実施形態を示し、第１レベル４Ｄトレリス符号と共に符号化されたビットを復号化するための第１段の８状態ビタビデコーダ１５３１と、第２レベルダブルパリティチェック符号と共に符号化されたビットを復号化するための第２段の４状態ビタビデコーダ１５３３とからなる２段デコーダを示す。
具体的には、各受信されたチャネル劣化信号点Ｐn 〜に対して、第１段デコーダ１５３１は、周知の方法で、以前に受信された信号点Ｐn-D 〜がとられた信号点サブセットのアイデンティティに関して、ビットＹ１n-DおよびＹ０n-Dについての遅延された決定を訂正する。ここで、Ｄはデコーダ１５３１内に生じる復号化遅れである。そして第２段デコーダ１５３３は、残りのビットＹ３n-DおよびＹ２n-Dをさらに決定するために使用される。
特に、デコーダ１５３３はデコーダ１５３１の信号点サブセット推定値Ｙ１n-DＹ０n-Dを受信する。同時にデコーダ１５３３は、遅延要素１５３２により提供される遅延されたチャネル劣化信号点Ｐn-D 〜を受信する。信号点サブセットの同一性が与えられると、デコーダ１５３３は、サブセット内のどの信号点が送信されたかを決定するために、かつビットＹ３n-DおよびＹ２n-Dを復元するために、受信された信号点を処理することができる。
ビタビデコーダ１５３３の動作は、ダブルパリティチェック符号が、都合のために“０”ないし“３”で表される“００”，“０１”，“１０”，“１１”の４個の状態を有する４状態エンコーダとして、ダブルパリティチェック符号が表され得ることを認識することにより最もよく説明される。現在の状態は、各エンコーダに対するｋ個の入力ビットのシーケンスの各入力ビット（ビットＹ３nＹ２nに対する値）が受信されるので、現在のダブルパリティを反映する。
即ち、現在の状態は、（ａ）エンコーダ４０２２により以前に受信された入力ビットのパリティ（Ｙ３nビットの値）および（ｂ）エンコーダ４０２４により以前に受信された入力ビットのパリティ（Ｙ２ビットの値）を反映する。例えば、状態“０１”は、その時点において、エンコーダ４０２２により以前に受信された入力ビットのパリティが“０”であり、かつその時点においてエンコーダ４０２４により以前に受信された入力ビットのパリティが“１”であることを意味する。
全ての（ｋ＋１）番目の信号間隔以外の信号間隔と関連づけられた入力ビットが受信されるので、これらのエンコーダは、Ｙ３およびＹ２に対する値および次の状態への変化としてこれらを与える。例えば、エンコーダ１０１の現在の状態が“１”であり、受信された入力ビットが“１０”である場合、エンコーダは次の状態“３”に進み、かつビットＹ３およびＹ２に対してそれぞれ“１”および“０”の値を提供する。（ｋ＋１）番目の信号間隔において、（図８の最も左側の段の）エンコーダの現在の状態により示されているように、現在のダブルパリティは、出力として提供され、エンコーダを状態０に戻す。そして、プロセスは、次の（ｋ＋１）個の信号間隔について繰り返される。
図８に示されたダブルパリティチェック符号の表現は、トレリスダイアグラムとして代替的に示すことができ、具体的には図１０のトレリスダイアグラムとして示すことができる。各現在の状態が、各他の状態へトレリスダイアグラムの分岐により接続されているという事実は、ダブルパリティチェック符号が、その４個の状態のうちのいずれか１つからその４個の状態のいずれか他の１つへいずれかの時点で変化することができるという事実を反映する。
各分岐は、図８により、現在の状態と次の状態との間の変化に関連づけられたビットＹ３nＹ２nの値の特定の対により表示される。したがって、各分岐は、送信器中のビット値に応じて選択された信号点にも関連づけられる。（ｋ＋１）個の信号間隔において延びる全体的符号は、図１１のトレリスにより表現することができる。この符号は、上述したように、状態０において必ず始まり、図１０のトレリスの（ｋ−１）個の連結を横切り、これも上述したように、状態０において必ず終了する。
このようなトレリス表現が与えられると、デコーダ１５３３は、通常のビタビデコーダとして好都合に具現化され得る。図９に示されているように、各信号点Ｐn-D 〜が受信されるので、デコーダ１５３１により同定されたサブセットの信号点のｊ番目（ｊ＝０，１，２，３）に対するその距離ｍjが測定される。距離ｍjは、ｊ番目の信号点と関連づけられたトレリスダイアグラムの４本の分岐に対する分岐尺度として働く。
この分岐尺度は、通常の方法で、各状態に対して、集められたパス尺度に追加される。各状態に導かれる最少のパス尺度を有するパスは、復号化の各段において保持され、かつ他のものは破棄される。（ｋ＋１）番目の信号点が受信された後で、同定されたサブセットの送信された信号点は、エンド状態０に導かれる保持されたパスに沿って逆向きにトレースすることにより決定される。
この復号化プロセスが符号が時間ダイバシティＭ＝２を有する事実をデコーダに利用させることを可能にすることは、以下のように理解される。信号点位置の１つにおいて大きなフェードがあると仮定する。トレリス中のその点における全ての分岐に対する分岐尺度は、全て同じになる。ＱＡＭ環境において、搬送波が有効にフェードされたという事実は全ての信号点が原点にあると受信機に見なさせることになり、ＰＳＫ環境においては、フェードされた信号点は、原点にあるので、円上にある全ての信号点から等距離にある。
フェードの直後のトレリス中の点における４個のデコーダ状態の各々への生き残ったパスは、フェードの前の最も小さい集められたパス尺度を有した特定の状態から全て流出することになり、それらは、分岐尺度が全て等しいので、同じ集められたパス尺度を全て有することになる。フェードされた信号点により表される４個の可能なビットパターンのそれぞれは、４個の生き残りのパスのうちの１つにおいて保持される。
また、符号が時間ダイバシティＭ＝２であるので、信号点の送信されたシーケンスは、フェード直後からトレリス中で前進する少なくとも１つの信号点位置における全ての他の有効シーケンスから異なることになる。これにより、最終状態０ではじめて、フェード直後の４個の状態のうちの特定の１つへ、最終的な生き残りパスに沿って逆向きにトレースし、かつトレリスの開始状態０にそこから戻すことができる。したがって、デコーダは、フェードされた信号を含む送信されたシーケンス全体の最適な推定値を提供する。
以上は、単なる本発明の例示に過ぎない。例えば、異なる符号、ビットレート、配置および区分が使用され得る。特に、１６−ＱＡＭ配置の使用は、受信された信号の強度および搬送波位相のより正確な推定を必要とする。したがって、例えば、図４中の配置マッパ１０５は、図２の１６−ＱＡＭ配置の変わりに、図１２の１６−ＰＳＫ配置を使用することができる。コーディングの他の全ての側面はすでに説明された。さらに、１６−ＰＳＫ配置の点のストリームは、通常の１６−ＤＰＳＫ変調に従う作動形式で送信され得る。
インタリーバ１０６は、配置マッパ１０５の出力において連続する信号点間のチャネルについての時間的に広い分離を有効に提供する。インタリーバ１０６は、符号に対して「マッチ度」であり、これは周知のように、チャネルを横切るときに、符号の時間ダイバシティを有効にする位置における信号点が可能な限り、離れるべきであることを可能な範囲において意味する。
インタリーバ１０６は、“Interleaving in Coded Modulation for Mobile Radio”という名称の米国特許第５，０５６，１１２号およびLee-Fang Weiによる“Coded M-DPSK with Built-In Time Diversity for Fading Channels,”IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-39, pp. 1820-1839, Nov. 1993. の一般的な教示に従って動作する。特に、配置マッパ１０５の出力における２６０個の信号点の各グループを、０から２５９の番号をつける。
インタリーバ１０６中において、これらの信号点は、図１３に示された方式に従う２０行１３列を含むインタリービングマトリックス中に読み込まれる。即ち、０番目の信号点は、０行０列の位置に読み込まれ、１番目の信号点は０行３列の位置に読み込まれる。この方法で２６０個の信号点全てがインタリーバに読み込まれた後で、各列において列毎に上から下に読みだされる。したがって、インタリーバ出力シーケンスは、０，１３０，２６，…２４７，５，１３５などと番号をつけられた信号点を含む。
また当業者には、ここに示されたブロック図は、本発明の原理を具現化する例示的な回路の概念図を示すものであることが理解されるであろう。図中に示されたさまざまな要素の機能は、好ましい実施形態において、個々のハードウェア要素よりもむしろ、１つまたは２つ以上のプログラムされたプロセッサ、デジタル信号処理（ＤＳＰ）チップなどのようなものにより具現化される。
特定された機能を実行するための手段として特許請求の範囲において表現されたいずれの構成要素も、例えば、ａ）その機能を実行する回路構成要素の組み合わせ、または、ｂ）その機能を実行するためにソフトウェアを実行するための適切な回路と組み合わされたいかなる形のソフトウェア（ファームウェア，マイクロコードなどを含む）を含む機能を実行するいかなる方法も包含するものと意図されている。
Claims (10)
- マルチレベル符号化変調装置で用いられる方法であって、
第１レベルエンコーダにおいて、第１レベル符号を用いて入力データビットの第１の部分を符号化するステップ、
第２レベルエンコーダにおいて、第２レベル符号を用いて入力データビットの第２の部分を符号化するステップ、
該符号化された第１及び第２の部分に応答し、所定の信号配置から選択された信号点を生成するステップ、及び
該信号点をチャネルに与えるステップからなる方法において、
前記第１レベルエンコーダが該符号化された第１の部分に応じて信号点サブセットを同定し、前記第１レベルエンコーダが、（i）該符号化された第１の部分におけるビットの１つのセットを用いて第１のサブセットを同定し、該第１のサブセットは少なくともＭ個のサブセット位置分だけ異なる１対の第２のサブセットからなり、ここでＭは時間ダイバーシティの所望のレベルであり、及び（ii）該符号化された第１の部分におけるビットのうち前記（i）で使用されなかったセットを用いて該１対の第２のサブセットから１つの第２のサブセットを同定し、該同定された第２のサブセットに属する１つのセットの信号点同士が少なくともＭ個の信号点位置分だけ異なり、
前記第２レベルエンコーダが、マルチレベル符号全体の最小距離を該第２レベル符号がなかったとした場合と同じに維持しつつ、時間ダイバーシティの該所望のＭレベルを該マルチレベル符号全体に提供するように、該符号化された第２の部分を用いて該同定された該信号点のセットから１つの信号点を同定する方法。 - 請求項１の方法において、前記第1レベル符号は生成信号点当り１より多い出力ビットを与えている方法。
- 請求項１又は２の方法において、前記第１レベル符号はＮ＞２のＮ次元トレリス符号である方法。
- 請求項１又は２の方法において、前記第２レベル符号はパリティチェック符号である方法。
- 請求項１の方法において、時間ダイバーシティの前記所望レベルはＭ＞１である方法。
- 請求項５の方法において、時間ダイバーシティの前記所望レベルはＭ＝２である方法。
- 請求項５の方法において、前記第１レベル符号はＮ＞２のＮ次元トレリス符号である方法。
- 請求項５の方法において、前記第２レベル符号は２重パリティチェック符号である方法。
- 請求項５の方法において、Ｎ＝４であり、そして前記第２レベル符号は２重パリティチェックの符号である方法。
- マルチレベル符号化変調装置であって、
第１レベル符号を用いて入力データビットの第１の部分を第１レベルエンコーダで符号化する手段、
第２レベル符号を用いて入力データビットの第２の部分を第２レベルエンコーダで符号化する手段、
該符号化された第１及び第２の部分に応答し、所定の信号配置から選択された信号点を生成する手段、及び
該信号点をチャネルに与える手段からなる装置において、
前記第１レベルエンコーダが該符号化された第１の部分に応じて信号点サブセットを同定し、前記第１レベルエンコーダが、（i）該符号化された第１の部分におけるビットの１つのセットを用いて第１のサブセットを同定し、該第１のサブセットは少なくともＭ個のサブセット位置分だけ異なる１対の第２のサブセットからなり、ここでＭは時間ダイバーシティの所望のレベルであり、及び（ii）該符号化された第１の部分におけるビットのうち前記（i）で使用されなかったセットを用いて該１対の第２のサブセットから１つの第２のサブセットを同定し、該同定された第２のサブセットに属する１つのセットの信号点同士が少なくともＭ個の信号点位置分だけ異なり、
前記第２レベルエンコーダが、マルチレベル符号全体の最小距離を該第２レベル符号がなかったとした場合と同じに維持しつつ、時間ダイバーシティの該所望のＭレベルを該マルチレベル符号全体に提供するように、該符号化された第２の部分を用いて該同定された該信号点のセットから１つの信号点を同定する装置。
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