JP3759106B2 - 時分割デュープレッシング符号分割多重接続移動通信システムのためのタイムスイッチ伝送ダイバーシティ装置及び方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は時分割デュープレッシング(Time Division Duplexing：以下、ＴＤＤ)符号分割多重接続(Code Division Multiple Access：以下、ＣＤＭＡ)移動通信システムの送／受信装置及び方法に関するもので、特に時変化チャネル特性を克服するためのフレームを送信多重化して伝送する送／受信装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
通常的にＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムは一つのフレームを構成する複数のスロットを順方向チャネル用と逆方向チャネル用に割り当てて使用するＣＤＭＡ移動通信システムを通称する。一方、前記ＣＤＭＡ移動通信システムには前記ＴＤＤ方式以外に送信周波数と受信周波数を分割して使用する周波数分割デュープレッシング(Frequency Division Duplexing:以下、ＦＤＤ)方式を使用するＦＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムが存在する。
【０００３】
前記ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムは広帯域(Wide band)ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システム(以下、Ｗ-ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システム)と狭帯域(Narrow band)ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システム(以下、ＮＢ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システム)に大別されることができる。
【０００４】
現在、第３世代移動通信に対する標準化を進行している３ＧＰＰ(3rd Generation Partnership Project)でＷ−ＴＤＤとＮＢ−ＴＤＤに対する技術を定義している。既存のディジタル移動通信技術中、ＴＤＤ方式を使用している製品にはＧＳＭ(Global System for Mobile)とＣＴ−２(Cordless Telephone -2nd Generation)などがある。
【０００５】
通常的に移動通信システムの性能は、チャネル特性の変化が激しい移動通信環境をどのようによく克服するようにシステムを構成するかにより左右される。従って、前記移動通信システムではチャネル特性の変化が激しい移動通信環境で送受信効率を増大させるため、ダイバーシティ(diversity)方式が使用された。前記ダイバーシティ方式には周波数ダイバーシティ(Frequency diversity)、タイムダイバーシティ(Time diversity)、空間ダイバーシティ(Space diversity)などがある。
【０００６】
前記周波数ダイバーシティ(Frequency diversity)は単純に同一のデータを二つの周波数に分離して伝送する方式であり、インタリービングとチャネルコーディングを使用する。前記タイムダイバーシティ(Time diversity)は同一のデータを時間的に二度伝送する方式であり、レーキ(Rake)受信器を使用する。前記レーキ受信器は一つのサーチャー(searcher)と複数個のフィンガー(finger)に構成され、多重経路波により受信時間の差を有する信号を分離して受信する。そして、前記空間ダイバーシティ(Space diversity)は空間上に分離された二つのアンテナを利用して同一のデータを伝送する方式である。
【０００７】
しかし、多重経路がほとんどないか、端末(User Equipment：以下、ＵＥ)が移動する速度が遅いと、前記周波数ダイバーシティ(Frequency diversity)とタイムダイバーシティ(Time diversity)の使用が難しい。これは、多重経路がほとんどないと、前記レーキ受信器を使用するのが難しいためである。
【０００８】
従って、このような場合には、送信のための基地局のハードウェアと、受信のためのＵＥのハードウェアの変化や費用が最少化されることができる送信ダイバーシティに該当する前記空間ダイバーシティの使用が勧奨される。
【０００９】
また、上述したダイバーシティ方式とはその原理が相異であるが、一つ以上のアンテナを利用するダイバーシティ方式として、タイムスイッチド伝送ダイバーシティ(Time Switched Transmit Diversity：以下、ＴＳＴＤ)方式がある。
【００１０】
前記ＴＳＴＤ方式は、送信器が二つの空間的に分離されたアンテナを交互に使用して信号を伝送することにより、受信器構造の変更なし、受信チャネルの容量を最大に増加させることができる方式である。このような前記ＴＳＴＤ方式は閉ループ(closed loop)ＴＳＴＤ方式と開ループ(open loop)ＴＳＴＤ方式に大別することができる。前記開ループＴＳＴＤ方式の代表的な例としては、空間−時間伝送ダイバーシティ(space time transmit diversity：以下、ＳＴＴＤ)方式がある。
【００１１】
一方、無線チャネルの性能を向上させるためのビーム形成方式(beam former scheme)がある。しかし、性能向上の効果を得る代わりに、アレイアンテナ(array antenna)などのような複雑な送信、または受信装置が必要である。従って、前記ビーム形成方式は事実的にＵＥには使用が難しい。また、前記基地局で前記ビーム形成方式を使用しても多数のＵＥに同時に伝送される共用物理チャネル(common physical channel：以下、ＣＰＣＨ)には適用が不可能であるとの短所がある。
【００１２】
以下、Ｗ−ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムでダイバーシティ方式を使用しない送信器の構造と、Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムで閉ループ及び開ループＴＳＴＤ方式を使用する送信器の構造を説明する。また、ＦＤＤ移動通信システムでのＴＳＴＤ方式を使用する送信器の構造を記述する。
【００１３】
図７はＷ−ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの基地局でダイバーシティ方式を使用しない送信器の通常的な構造を示している図である。
【００１４】
前記図７を参照すると、伝送しようとするデータはチャネル符号化器(Channel Encoder)７００に入力され、所定符号化率により符号化され符号化シンボル列が出力される。前記符号化シンボル列はインタリーバ７０２によりインタリービングされ、前記インタリービングされた符号化シンボル列は逆多重化部(De-Multiplexor)７０４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され一対の複素チャネルに変換される。前記複素チャネル中、実数チャネルである前記Ｉチャネルは第１拡散器(Spreader)７０６により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。一方、前記複素チャネル中、虚数チャネルであるＱチャネルは第２拡散器(Spreader)７０８により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。前記第１拡散器７０６と前記第２拡散器７０８で使用される所定直交符号は同一である。前記直交符号に拡散された複素チャネルそれぞれの信号は対応する第１スクランブラ(Scrambler)７１０、または第２スクランブラ(Scrambler)７１２に提供され、所定スクランブリング符号によりスクランブリングされた後、時分割多重化部(Time Division Multiplexor：以下、ＴＤＭ)７１４に入力される。前記ＴＤＭ７１４に受信された信号は、ミッドアンブルシーケンス(midamble sequence)と時間軸上で多重化される。この時、前記ＴＤＭ７１４の出力はＴＤＤ移動通信システムのフレーム構造を有する。前記ＴＤＭ７１４の出力信号はチャネル別に第１有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：以下、第１ＦＩＲフィルタ)７１６、または第２有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：以下、第２ＦＩＲフィルタ)７１８を通過して第１乗算器７２０、または第２乗算器７２２にそれぞれ入力される。前記第１乗算器７２０を通じて前記Ｉチャネルには変調信号cos(ωct)が掛けられ、前記第２乗算器７２２を通じて前記Ｑチャネルには変調信号sin(ωct)が掛けられて無線周波数(radio frequency)に変調された二つの信号が出力される。一方、前記二つの信号は加算器７２４により合算された後、電力増幅器(Power Amplifier：以下、ＰＡ)７２６により増幅された後、単一アンテナを通じて送信される。
【００１５】
しかし、上述したような送信装置の場合、時間に応じて変化する移動通信環境により、アンテナとＵＥ間のチャネル環境が悪化されると、ＵＥの受信器は受信された信号を解読できない場合が発生する。
【００１６】
図８はＷ−ＴＤＤ移動通信システムで開ループ(open loop)ＴＳＴＤ方式であるＳＴＴＤ方式を使用する通常的な基地局送信器の構造を示したものである。一方、ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムを記述している技術報告書には前記ＳＴＴＤ方式を考慮することもできるとの記載のみがある。
【００１７】
前記図８を参照すると、前記ＳＴＴＤ方式が使用される場合に、直列に入力されるデータはチャネル符号化器８００とインタリーバ８０２により符号化及びインタリービングされる。前記インタリービングされた符号化シンボルはＳＴＴＤ符号化器８０４に入力される。前記ＳＴＴＤ符号化器８０４は前記インタリービングされた符号化シンボルをＳＴＴＤ符号化して二つのアンテナに伝送するデータに分離して出力する。以後、前記分離された二つの信号は第１逆多重化部８０６と第２逆多重化部８２８に入力される。前記第１逆多重化部８０６と前記第２逆多重化部８２８それぞれは前記ＳＴＴＤ符号化器８０４から入力された信号をＩチャネル信号とＱチャネル信号に分離して出力する。前記第１逆多重化部８０６により分離された前記Ｉチャネル信号は第１拡散器８０８により所定直交符号に拡散され、前記Ｑチャネル信号は第２拡散器８０９により所定直交符号に拡散される。一方、前記第２逆多重化部８２８により分離された前記Ｉチャネル信号は第３拡散器８３０により所定直交符号に拡散され、前記Ｑチャネル信号は第４拡散器８３２により所定直交符号に拡散される。前記第１乃至第４拡散器８０８、８０９、８３０、８３２で使用された前記所定直交符号は同一である。前記第１拡散器８０８により拡散された信号は第１スクランブラ８１０に入力され所定スクランブリング符号にスクランブリングされ、前記第２拡散器８０９により拡散された信号は第２スクランブラ８１２に入力され所定スクランブリング符号にスクランブリングされる。一方、前記第３拡散器８３０により拡散された信号は第３スクランブラ８３４に入力され所定スクランブリング符号にスクランブリングされ、前記第４拡散器８３２により拡散された信号は第４スクランブラ８３６に入力され所定スクランブリング符号にスクランブリングされる。前記第１スクランブラ８１０と前記第２スクランブラ８１２からそれぞれ出力されるＩチャネル信号とＱチャネル信号は第１ＴＤＭ８１４に入力され、前記第３スクランブラ８３４と前記第４スクランブラ８３６からそれぞれ出力されるＩチャネル信号とＱチャネル信号は第２ＴＤＭ８３８に入力される。前記第１ＴＤＭ８１４は前記第１及び第２スクランブラ８１０、８１２からの信号を第１ミッドアンブルシーケンスと時間軸上でチャネル別に多重化して出力する。前記第２ＴＤＭ８３８は前記第３及び第４スクランブラ８３４、８３６からの信号を第２ミッドアンブルシーケンスとチャネル別に時間軸上で多重化して出力する。前記第１ＴＤＭ８１４からの出力信号は第１及び第２ＦＩＲ８１６、８１８、第１及び第２乗算器８２０、８２２を通じて加算器８２４により加算された後、第１電力増幅器８２６により増幅されて第１アンテナを通じて送信される。一方、前記第２ＴＤＭ８３８からの出力信号は第３及び第４ＦＩＲ８４０、８４２、第３及び第４乗算器８４４、８４６を経て加算器８４８により加算された後、第２電力増幅器８５０により増幅され第２アンテナを通じて送信される。
【００１８】
上述したような送信装置のアンテナ１とアンテナ２で送信された信号は、それぞれ異なる経路を通じてＵＥに受信されるので、二つの経路中の一つの経路だけでも、適正水準の環境を維持すると、ＵＥは受信された信号を解読することができるので、性能を向上させることができる。
【００１９】
しかし、二つの電力増幅器を使用するようになって、送信器の費用を高くする短所がある。端末機に適用する場合、価格上昇の原因になるだけではなく、小型化にも障害になる。さらに、ＳＴＴＤ方法を利用して送信された信号を受信するためには、受信器は前記信号を受信するための付加装置が必要である。
【００２０】
図９はＷ−ＴＤＤ移動通信システムで閉ループ(closed loop)ＴＳＴＤ方式を使用する基地局送信器の通常的な構造を示す。
【００２１】
前記図９を参照すると、伝送しようとするデータはチャネル符号化器９００とインタリーバ９０２により符号化及びインタリービングされる。前記インタリービングされた符号化シンボルは逆多重化部(De-Multiplexor)９０４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され、一対の複素チャネルに変換される。前記複素チャネル中、実数チャネルである前記Ｉチャネルは第１拡散器(Spreader)９０６により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。一方、前記複素チャネル中、虚数チャネルであるＱチャネルは第２拡散器(Spreader)９０８により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。前記第１拡散器９０６と前記第２拡散器９０８で使用される所定直交符号は同一である。前記直交符号に拡散された複素チャネルそれぞれの信号は対応する第１スクランブラ(Scrambler)９１０、または第２スクランブラ(Scrambler)９１２に提供され所定スクランブリング符号によりスクランブリングされた後、ＴＤＭ９１４に入力される。前記ＴＤＭ９１４に受信された信号はミッドアンブルシーケンス(midamble sequence)と時間軸上でチャネル別に多重化される。一方、前記ＴＤＭ９１４の出力はアンテナ１とアンテナ２に伝送されるように分岐され第１乗算器９１６と第２乗算器９３０に入力される。前記第１乗算器９１６と前記第２乗算器９３０は前記ＴＤＭ９１４から出力される信号に逆方向チャネル推定器(Uplink Channel Estimator)９４４からの所定複素加重値ω1、ω2を掛けて出力する。前記所定複素加重値ω1、ω2は前記逆方向チャネル推定器９４４がそれぞれの端末機から帰還信号を受信して計算した値である。前記複素加重値ω1はアンテナ１を通じて伝送される信号に掛けられ、前記複素加重値ω2はアンテナ２を通じて伝送される信号に掛けられる。前記第１乗算器９１６により複素加重値ω1が掛けられたＩチャネル信号とＱチャネル信号それぞれは第１ＦＩＲ９１８と第２ＦＩＲ９２０によりフィルタリングされた後、第３乗算器９２２と第４乗算器９２４で所定変調信号により変調される。前記変調されたＩチャネル信号と前記変調されたＱチャネル信号は加算器９２６により加算された後、第１電力増幅器９２８により増幅されアンテナ１を通じて送信される。一方、前記第２乗算器９３０により複素加重値ω2が掛けられたＩチャネル信号とＱチャネル信号それぞれは第３ＦＩＲ９３２と第４ＦＩＲ９３４によりフィルタリングされた後、第５乗算器９３６と第６乗算器９３８で所定変調信号により変調される。前記変調されたＩチャネル信号と前記変調されたＱチャネル信号は加算器９４０により加算された後、第２電力増幅器９４２により増幅されアンテナ２を通じて送信される。
【００２２】
上述した複素加重値ω１とω２はそれぞれのＵＥとアンテナ１、またはそれぞれのＵＥとアンテナ２間のチャネル環境を示す加重値として、ＵＥから受信されたミッドアンブルを利用して計算された値である。実際、アンテナ１とアンテナ２を通じて送信される信号は、加重値を計算するために使用されるミッドアンブルと同一の経路を通じてＵＥに受信されるので、閉ループを利用したＴＳＴＤ方式は優秀な性能を有することが知られている。
【００２３】
しかし、上述したように閉ループＴＳＴＤ方式も前記図８でのＳＴＴＤ方式のように、二つの電力増幅器が必要である。
【００２４】
図１０はＦＤＤ移動通信システムでＴＳＴＤ方式を使用する通常的な基地局送信器の構造を示す。前記図１０で示されている構造は本願出願人により先出願された大韓民国特許出願Ｐ１９９８-５５２６に詳細に記述されている。既存のＴＳＴＤ方式は、送信器で送信する信号を二つのアンテナを利用して交互に送信することにより空間多重化の利得を得る方法である。従って、送信する信号を一つのアンテナから他のアンテナにスイッチングする前記ＴＳＴＤ方式を適用するためには、スイッチングのための時間遅延が発生されないように前記送信する信号がスイッチングポイント、即ち保護区間(Guard Period：以下、ＧＰ)を有すべきである。しかし、ＦＤＤ移動通信システムの場合、順方向送信のための周波数と逆方向送信のための周波数が分離されているので、フレームとフレーム間にＧＰが存在しない。従って、前記ＦＤＤ移動通信システムに前記ＴＳＴＤ方式を適用するためには、ディジタル(digital)信号がアナログ(analog)信号に変換される前にスイッチが位置されるべきであるので、結果的に二つの電力増幅器が必要である。
【００２５】
前記図１０を参照すると、伝送しようとするデータはチャネル符号化器１０００とインタリーバ１００２により符号化及びインタリービングされる。前記インタリービングされた符号化シンボルは逆多重化部(De-Multiplexor)１００４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され一対の複素チャネルに変換される。前記複素チャネル中、実数チャネルである前記Ｉチャネルは第１拡散器(Spreader)１００６と第１スクランブラ１０１０により拡散及びスクランブリングされ出力される。一方、前記複素チャネル中、虚数チャネルであるＱチャネルは第２拡散器(Spreader)１００８と第２スクランブラ１０１２により拡散及びスクランブリングされ出力される。前記第１スクランブラ１０１０からのＩチャネル信号と前記第２スクランブラ１０１２からのＱチャネル信号はスイッチの入力に提供される。この時、前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号はディジタル形態の信号である。前記スイッチは前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号をスイッチ制御部１０１４の制御下にスイッチングする。この時、前記スイッチ制御部１０１４は前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号がアンテナ１とアンテナ２に、一定時間を周期に交互にスイッチングされるようにする。前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号が前記アンテナ１にスイッチングされると、前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号は第１ＦＩＲ１０１６と第２ＦＩＲ１０１８に入力される。前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号それぞれは前記第１ＦＩＲ１０１６と第２ＦＩＲ１０１８を通過しながら、アナログ信号に変換された後、第１乗算器１０２０と第２乗算器１０２６により対応する変調信号に変調される。前記変調されたＩチャネル信号と前記変調されたＱチャネル信号は加算器１０２４により加算された後、第１電力増幅器１０２６により増幅され前記アンテナ１を通じて送信される。しかし、前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号が前記アンテナ２にスイッチングされると、前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号は第３ＦＩＲ１０２８と第４ＦＩＲ１０３０に入力される。前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号それぞれは前記第３ＦＩＲ１０２８と第４ＦＩＲ１０３０を通過しながら、アナログ信号に変換された後、第３乗算器１０３２と第４乗算器１０３４により対応する変調信号に変調される。前記変調されたＩチャネル信号と前記変調されたＱチャネル信号は加算器１０３６により加算された後、第２電力増幅器１０３８により増幅されアンテナ２を通じて送信される。
【００２６】
従って、ＦＤＤ移動通信システムにＴＳＴＤ方式を適用する場合にも、上述した例のように複数のアンテナそれぞれに対応して複数の電力増幅器が必要である。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、時分割デュープレッシング移動通信システムのフレーム構造の特性を最大限活用して送信器や受信器の複雑性を最少化すると共に、受信器の復調性能を向上する伝送ダイバーシティ装置及び方式を提供することにある。
【００２８】
本発明の他の目的は、二つのアンテナが一つの電力増幅器を交互に利用するタイムスイッチ伝送ダイバーシティ方式を支援するための電力制御装置及び方法を提供することにある。
【００２９】
本発明のさらに他の目的は、狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムのフレーム構造を利用して受信電力を推定することにより、二つのアンテナが一つの電力増幅器を交互に利用する伝送ダイバーシティ装置及び方法を提供することにある。
【００３０】
本発明のさらに他の目的は、二つのアンテナが一つの電力増幅器を共有する場合にも、サブフレームごとに受信電力の推定及び電力制御が遂行されるようにする電力制御方法を提供することにある。
【００３１】
本発明のさらに他の目的は、送信装置で追加電力増幅器の使用なし、単一アンテナを通じて送信された信号を受信するための受信装置及び方法を提供することにある。
【００３２】
本発明のさらに他の目的は、端末機の小型化及び安価化のため、基地局だけではなく端末機にも適用可能な伝送ダイバーシティ装置及び方法を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上述したような目的を達成するための第１見地による本発明は、符号分割多重接続移動通信システムの送信装置で、伝送しようとするフレームそれぞれは複数のタイムスロットを有し、前記ぞれぞれのタイムスロットは同一の長さを有する二つのデータ部分と前記データ部分間のミッドアンブル及び連続されるタイムスロットとの区分のための保護区間を有し、前記フレームを所定変調信号により変調した無線信号を複数のアンテナを利用して伝送する装置において、前記無線信号を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器により増幅された前記無線信号に対応したフレームのタイムスロットが有する保護区間でスイッチング制御信号を発生する制御部と、前記電力増幅器から増幅された無線信号を前記二つのアンテナ中のいずれか一つのアンテナに連結し、前記スイッチング制御信号に応答して前記増幅された無線信号を前記二つのアンテナ中、他の一つのアンテナに連結するスイッチと、を含むことを特徴とする。
【００３４】
上述したような目的を達成するための第２見地による本発明は、符号分割多重接続移動通信システムの送信装置で、伝送しようとするフレームのそれぞれは二つのサブフレームを有し、前記各サブフレームは同一の長さを有する二つのデータ部分と前記データ部分間のミッドアンブルと連続されるタイムスロットとの区分のための第１保護区間を含む複数のタイムスロットと、前記タイムスロット中の一番目のタイムスロットと二番目のタイムスロットとの間に順方向パイロットタイムスロット、第２保護区間、及び逆方向パイロットタイムスロットを含み、前記サブフレームを所定変調信号により変調した無線信号を複数のアンテナを利用して伝送する装置において、前記無線信号を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器により増幅された無線信号に対応したサブフレームのデータが伝送されない区間でスイッチング制御信号を発生する制御部と、前記電力増幅器から増幅された無線信号を前記二つのアンテナ中、いずれか一つのアンテナに連結し、前記スイッチング制御信号に応答して前記増幅された無線信号を前記二つのアンテナ中、他の一つのアンテナに連結するスイッチと、を含むことを特徴とする。
【００３５】
上述したような目的を達成するための第３見地による本発明は、狭帯域時分割デュープレッシング符号分割多重接続移動通信システムの端末で、フレームのそれぞれは二つのサブフレームを有し、前記各サブフレームは同一の長さを有する二つのデータ部分と前記二つのデータ部分間のミッドアンブル信号を含む逆方向タイムスロットと順方向タイムスロットを含み、前記サブフレームの構造を有する無線信号を一つのアンテナを通じて受信して電力制御を遂行する装置において、前記サブフレーム構造を有する前記無線信号から前記ミッドアンブル信号を分離する時間逆多重化部と、前記ミッドアンブル信号により前記サブフレーム単位に測定した電力測定値を出力する電力測定器とを有するフィンガーと、前記フィンガーそれぞれから出力される電力測定値を受信し、前記電力測定値により前記サブフレームの逆方向タイムスロット中、自分に割り当てられた逆方向タイムスロットを通じて基地局に伝送する電力制御命令を生成する電力制御シグナリング部と、を含むことを特徴とする。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の望ましい実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の発明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
【００３７】
本発明はＮＢ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムでダイバーシティを利用した受信器の復調性能改善に関するものである。即ち、送信器が二つの空間的に分離されたアンテナを交互に利用して信号を伝送する方法を通じて、時間に応じて変化する移動通信のチャネル環境で受信器の構造変更なし受信チャネルの容量を最大限増加させる方法に関するものである。本発明ではＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムのフレーム構造を利用することにより、一つの電力増幅器を二つのアンテナが共有できるようにする。また、本発明で提案する技術は前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムだけではなく、Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムにも適用可能な技術である。
【００３８】
上述したように本発明で提案するＴＳＴＤ方式はＷ−ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムのフレーム構造を利用するので、前記フレーム構造を詳細に記述すると、次のようである。
【００３９】
先ず、図１はＷ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムで使用されるフレーム構造を示す。前記図１を参照すると、前記Ｗ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムで使用されるフレームの長さは１０ms(milli-second)であり、一つのフレームは１５個のタイムスロットからなる。２５６０チップに構成されたそれぞれのタイムスロットは同一の長さを有する二つのデータ部分と、一つのミッドアンブルと、そして保護区間(Guard Period：以下、ＧＰ)と、からなる。この時、前記データ部分と前記ミッドアンブルの長さはバーストタイプによって二つの場合がある。第１バーストタイプの場合、前記データ部分と前記ミッドアンブルはそれぞれ９７６チップと５１２チップの長さを有する。一方、第２バーストタイプの場合、前記データ部分と前記ミッドアンブルはそれぞれ１１０４チップと２５６チップの長さを有する。前記ＧＰは前記バーストタイプに関係なし常に９６チップの長さを有する。前記それぞれのタイムスロットは順方向、または逆方向チャネルに使用されることができる。即ち、一つのタイムスロット内では順方向伝送、または逆方向伝送中、いずれか一つの方向による単方向伝送のみができる。このようなフレーム構造により、Ｗ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムは１０msごとのフレーム終端に信号が伝送されない９６チップのＧＰが存在し、この区間の長さは２５μsecに該当する。
【００４０】
図２はＮＢ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムで使用されるフレーム構造を示す。前記図２を参照すると、ＮＢ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムのフレームの長さは１０msであり、それぞれのフレームは５msの長さを有する二つのサブフレーム(sub-frame)に構成される。同一フレーム内にある二つのサブフレームは同一構造を有する。
【００４１】
図３は前記図２でのサブフレームの構造を示す。図３を参照すると、それぞれのサブフレームは７個のタイムスロット(Ｔｓ０−Ｔｓ６)と、一つの順方向パイロットタイムスロット(Downlink Pilot Time Slot：以下、ＤｗＰＴＳ)と、一つの逆方向パイロットタイムスロット(Uplink Pilot Time Slot：以下、ＵｐＰＴＳ)と、そして一つのＧＰと、からなる。前記図３でＴｓ０、Ｔｓ１、Ｔｓ２、Ｔｓ３、Ｔｓ４、Ｔｓ５、Ｔｓ６は前記７個のタイムスロットを示す。この時、前記Ｔｓ０は常に順方向伝送(downlink transmission)に使用され、前記Ｔｓ１は常に逆方向伝送(uplink transmission)に使用される。前記順方向伝送に使用されるタイムスロットと前記逆方向伝送に使用されるタイムスロットは、転換点(switching point)により分離される。一つのサブフレーム内には前記転換点が二つ存在する。前記それぞれのタイムスロットは８６４チップに構成され、チップの伝送速度は１秒に１.２８×１０6チップが伝送される。一方、前記タイムスロット中、一番目タイムスロットと二番目タイムスロット間には９６チップ区間の前記ＤｗＰＴＳと、１６０チップ区間の前記ＵｐＰＴＳ及び９６チップ区間の前記ＧＰが存在する。前記ＤｗＰＴＳと前記ＵｐＰＴＳ間のＧＰは前記ＤｗＰＴＳと前記ＵｐＰＴＳを分離するために存在する。
【００４２】
図４は前記図３で示している７個のタイムスロットの構造を示している。前記図４を参照すると、各タイムスロットの長さは８６４チップである。一方、前記タイムスロットは３５２チップ長さを有する二つのデータシンボル区間と、その間に１４４チップ長さを有するミッドアンブル信号区間と、１６チップ長さを有するＧＰに構成される。前記ミッドアンブル信号は基地局から伝送される順方向タイムスロットの場合、端末が基地局からどのようなチャネルが伝送されるかと、基地局とのチャネル環境がどのようであるかを推定する場合に使用される。また、端末から伝送される逆方向タイムスロットの場合、基地局は前記ミッドアンブル信号を解釈してどの端末がチャネルを伝送しているかと、端末と基地局間のチャネル環境を推定する場合に使用される。前記ミッドアンブル信号はそれぞれの順／逆方向伝送チャネルと対応されており、どのチャネル、またはどの加入者が伝送するかを推定する用度に使用されることができる。前記ＧＰは１６チップの長さを有し、各タイムスロットを区別する役割をする。
【００４３】
図５は前記図３で示しているＤｗＰＴＳの構造を示している。前記図５を参照すると、９６チップの長さを有するＤｗＰＴＳは３２チップのＧＰと６４チップの同期化シーケンス(synchronization sequence：以下、ＳＹＮＣ)に構成される。この時、前記ＳＹＮＣは端末が順方向同期化、チャネル推定(channel estimation)、逆方向開ループ電力調節(open loop power control)、そして任意接近手続き(random access procedure)に使用する。
【００４４】
図６は前記図３で示しているＵｐＰＴＳの構造を示している。前記図６を参照すると、１６０チップの長さを有するＵｐＰＴＳは１２８チップの同期化シーケンスであるＳＹＮＣ１と３２チップのＧＰに構成される。この時、前記ＳＹＮＣ１は端末が逆方向同期化、チャネル推定、順方向開ループ電力調節、任意接近手続きに使用する。
【００４５】
ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの変調方式にはＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)を基本に使用するが、８ＰＳＫ(8-ary Phase Shift Keying)、６４ＱＡＭ(64-ary Quadrature Amplitude Modulation)、１６ＱＡＭの変調方式も使用できる。チャネルのデータ伝送率は、使用された拡散係数(Spreading Factor：以下、ＳＦ)と、前記変調方式により決定される。また、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムで使用されるフレームは、前記図２乃至図６を参照して説明したような構造を有する。前記１０msの長さを有する一つのフレームはさらに２個のサブフレームに構成され、前記それぞれのサブフレームは７個のタイムスロット(Ｔｓ０−Ｔｓ６)と、一つのＤｗＰＴＳと、一つのＵｐＰＴＳと、そして一つのＧＰと、からなる。この時、前記各タイムスロットは８６４チップの長さを有するが、前記８６４チップ中、時間軸上で最終の１６チップはＧＰに使用される。前記１６チップの長さを有するＧＰを時間に計算すると、１２.５μsecに該当する。従って、サブフレームとサブフレームの間には常に１２.５μsecの信号が送信されない区間(ＧＰ)が存在する。また、前記図３で示しているサブフレームの構造において、９６チップのＧＰ、続けるＵｐＰＴＳ、そしてＴｓ１に構成される１１２０チップ(８７５μsec)の区間の間は、順方向伝送が存在しないということが分かる。即ち、前記１１２０チップ区間の間、前記基地局は端末からのデータを受信するだけで、前記端末にデータを伝送しない。最後に、前記図３に示されているサブフレームの構造において、８４６チップのＴｓ０、９６チップのＤｗＰＴＳ、そして９６チップのＧＰに構成される１０５６チップ(８２５μsec)区間の間は逆方向伝送が存在しない。即ち、前記１０５６チップ区間の間、前記基地局は端末にデータを伝送するだけで、前記端末からのデータを受信しない。
【００４６】
本発明で提案するＴＳＴＤ方式はＴＤＤ移動通信システムのフレームごとに、またはタイムスロット単位に存在するデータが伝送されない区間を利用して伝送ダイバーシティを具現する。即ち、前記データが伝送されない区間を利用して送信するアンテナをスイッチングすることにより、データが切れることなし連続して伝送されることができるようにする。従って、前記Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムはフレームのタイムスロットそれぞれに存在する２５μsecの長さを有するＧＰを利用して伝送ダイバーシティを具現する。前記２５μsecの長さを有するＧＰを利用すると、フレーム単位、またはタイムスロット単位の伝送ダイバーシティが全部可能である。一方、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムはサブフレームのタイムスロットそれぞれに存在する１２.５μsecの長さを有するＧＰを利用するか、順方向伝送が遂行されない８７５μsec、または逆方向伝送が遂行されない８２５μsecを利用して伝送ダイバーシティを具現する。前記順方向伝送が遂行されない８７５μsec区間は前記図３に示されているように、２５μsecの長さを有するＧＰ、７５μsecの長さを有するＵｐＰＴＳ及び７７５μsecの長さを有するＴｓ１からなる。または、逆方向伝送が遂行されない８２５μsec区間は前記図３に示されているように、７７５μsecの長さを有するＴｓ０、２５μsecの長さを有するＤｗＰＴＳ及び２５μsecの長さを有するＧＰからなる。
従って、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムでは前記１２.５μsecの長さを有するＧＰを利用すると、サブフレーム単位の伝送ダイバーシティとタイムスロット単位の伝送ダイバーシティが全部可能である。一方、前記順方向伝送が遂行されない８７５μsec区間を利用するか、前記逆方向伝送が遂行されない８２５μsec区間を利用すると、サブフレーム単位の伝送ダイバーシティが可能である。
【００４７】
図１１は本発明の実施形態によるＷ−ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムでＴＳＴＤ方式を利用した伝送ダイバーシティ送信器の構造を示す。
【００４８】
前記図１１を参照すると、送信器で伝送されるデータは上位レイヤで一つのフレーム内に伝送されるデータに構成され、チャネル符号化器１１００に入力される。前記伝送されるデータは前記チャネル符号化器(Channel Encoder)１１００で所定符号化率により符号化され符号化シンボル列が出力される。前記符号化シンボル列はインタリーバ１１０２によりインタリービングされ、前記インタリービングされた符号化シンボル列は逆多重化部(De-Multiplexor)１１０４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され一対の複素チャネルに変換される。例えば、前記逆多重化部１１０４は前記インタリービングされた符号化シンボル中、奇数番目符号化シンボルは前記Ｉチャネル信号に分離し、偶数番目符号化シンボルは前記Ｑチャネル信号に分離する。前記複素チャネル中、実数チャネルである前記Ｉチャネルの信号は第１拡散器(Spreader)１１０６により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。一方、前記複素チャネルの中、虚数チャネルであるＱチャネルの信号は第２拡散器(Spreader)１１０８により前記所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。前記直交符号に拡散された複素チャネルそれぞれの信号は対応する第１スクランブラ(Scrambler)１１１０、または第２スクランブラ(Scrambler)１１１２に提供され所定スクランブリング符号によりスクランブリングされた後、時分割多重化部(Time Division Multiplexor：以下、ＴＤＭ)１１１４に入力される。前記ＴＤＭ１１１４に入力された信号はミッドアンブルシーケンス(midamble sequence)と時間軸上で多重化される。この時、前記ＴＤＭ１１１４の出力はＴＤＤ移動通信システムのフレーム構造を有し、前記フレーム構造の例は前記図１乃至前記図４に示されている。前記ＴＤＭ１１１４の出力信号はチャネル別に第１有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：以下、第１ＦＩＲフィルタ)１１１６、または第２有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：以下、第２ＦＩＲフィルタ)１１１８を通過して第１乗算器１１２０、または第２乗算器１１２２にそれぞれ入力される。前記第１乗算器１１２０により前記Ｉチャネル信号には変調信号cos(ωct)が掛けられ、前記第２乗算器１１２２により前記Ｑチャネル信号には変調信号sin(ωct)が掛けられて無線周波数(radio frequency)に変調された二つの信号が出力される。一方、前記二つの信号は加算器１１２４により合算された後、電力増幅器(Power Amplifier：以下、ＰＡ)１１２６により増幅される。
【００４９】
前記増幅されたアナログ信号はスイッチ１１２８に入力され、前記スイッチ１１２８により一定間隔を周期として二つのアンテナ１１３０、１１３２に交互にスイッチされる。前記アナログ信号のスイッチは前記入力される信号を前記アンテナ１ １１３０からアンテナ２ １１３２に、またはその反対にスイッチングするためには所定動作時間が必要である。ＦＤＤ移動通信システムの場合、フレームとフレーム間の間隔がないので、アナログスイッチを使用することができない。従って、前記ＦＤＤ移動通信システムで信号をスイッチングするためには、図１０に示されているように、ディジタル信号をスイッチングすべきである。しかし、本発明を適用しようとするＷ−ＴＤＤ移動通信システム、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの場合には、前記アナログ信号をスイッチングすることができる区間を有する。即ち、前記Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムの場合には上述した２５μsecの区間でフレームごとに、またはタイムスロットごとにアナログ信号のスイッチングが可能である。同様に、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの場合には予め設定された１２.５μsec、８７５μsec、または８２５μsecの順／逆方向伝送が遂行されない区間でフレームごとに、またはタイムスロットごとにアナログ信号のスイッチングが可能である。
【００５０】
前記スイッチングが可能な区間での動作を説明すると、前記スイッチングが可能な区間のスタート点で前記ＰＡ１１２６の動作をオフさせ、前記ＰＡ１１２６の電力が一定レベルに低下すると、前記スイッチ１１２８を他のアンテナにスイッチングする。それ以後、前記スイッチングが可能な区間が経過して順方向伝送を遂行する時、前記ＰＡ１１２６が動作領域で動作することができるように、前記順方向伝送が開示される前に前記ＰＡ１１２６の動作をオンさせる。これによって、前記スイッチングが可能な区間が経過して前記ＰＡ１１２６の正常動作により出力される信号は前記スイッチ１１２８により新しいアンテナを通じて送信される。
【００５１】
先ず、Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムに上述した本発明の実施によるＴＳＴＤ方式を適用して１０msのフレーム単位にスイッチング動作を遂行する例を詳細に説明すると、次のようである。
【００５２】
２５μsecをスイッチングが可能な区間にする前記Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムの送信器は、前記２５μsec区間を利用して１秒間、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２間を１００度スイッチングする。これによって、前記アンテナ１ １１３０と前記アンテナ２ １１３２は１秒間５０度ずつ、即ち、一度に約１０msec間に交互に信号を送信する。この時、前記アンテナ１、２と前記ＰＡ１１２６間の経路転換は、前記２５μsec間に遂行されるので、一つのＰＡ１１２６を利用してダイバーシティ利得を得ることができる。また、本発明で提案しているダイバーシティ方法はＷ−ＴＤＤ移動通信システムを構成する基地局と端末の送信器にすべて適用ができる。
【００５３】
図１２はＷ−ＴＤＤ移動通信システムに本発明の実施形態で提案しているＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【００５４】
前記図１２を参照すると、Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムに本発明の実施形態として提案しているＴＳＴＤ方式を適用した場合、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２は１０ms周期を有するフレームを交互に伝送する。一方、前記アンテナ１ １１３０から前記アンテナ２ １１３２へのスイッチング、または前記アンテナ２ １１３２からアンテナ１ １１３０へのスイッチングはフレーム間に存在するＧＰ(２５μsec)で遂行される。
【００５５】
次に、ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムに本発明の実施によるＴＳＴＤ方式を適用して５msのサブフレーム単位にスイッチング動作を遂行する例を詳細に説明すると、次のようである。
【００５６】
前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの送信器は、１秒間アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２間を２００度スイッチングする。これによって、前記アンテナ１ １１３０と前記アンテナ２ １１３２は１秒間１００度ずつ、即ち１度に約５msec間交互に信号を送信する。この時、前記アンテナ１、２ １１３０、１１３２と前記ＰＡ１１２６間の経路転換はデータ伝送がない所定区間の間に遂行されるので、一つのＰＡ１１２６を利用してダイバーシティ利得を得ることができる。また、本発明で提案しているダイバーシティ方法はＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムを構成する基地局と端末の送信器に適用ができる。
【００５７】
一方、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムでは前記データ伝送がない区間が複数に存在することにより、前記アンテナと電力増幅器間の経路転換が発生する場合は、二つの例がある。一番目は、サブフレームごとの端部に位置する１２.５μsecの区間を利用する場合であり、二番目は、９６チップのＧＰとその周囲の順方向、または逆方向送信がない区間を利用する場合である。即ち、前記二番目はＴｓ０、ＤｗＰＴＳ、ＧＰに構成された８２５μsecの逆方向伝送がない区間を利用するか、前記ＧＰ、ＵｐＰＴＳ、Ｔｓ１に構成された８７５μsecの順方向伝送がない区間を利用する場合である。
【００５８】
図１３ＡはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムに前記１２.５μsec 区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【００５９】
前記図１３Ａを参照すると、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２は５ms周期を有するサブフレームを交互に伝送する。一方、前記アンテナ１ １１３０から前記アンテナ２ １１３２へのスイッチング、または前記アンテナ２ １１３２から前記アンテナ１ １１３０へのスイッチングは、サブフレーム間に存在するＧＰ(１２.５μsec)で遂行される。前記サブフレーム間に存在するＧＰはサブフレームのタイムスロット中、最終タイムスロットを構成するＧＰを意味する。前記図１３Ａで示している例は基地局と端末の送信器にすべて適用ができる。
【００６０】
図１３ＢはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムに前記８７５μsec の順方向伝送がない区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【００６１】
前記図１３Ｂを参照すると、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２は５ms周期に以前サブフレームの一部データと現在サブフレームの一部データを交互に伝送する。この時、前記以前サブフレームの一部データは以前サブフレームを構成する７個のタイムスロット中のＴｓ１乃至Ｔｓ６であり、前記現在サブフレームの一部データは現在サブフレームを構成する７個のタイムスロット中のＴｓ０とＤｗＰＴＳである。一方、前記アンテナ１ １１３０から前記アンテナ２ １１３２へのスイッチング、または前記アンテナ２ １１３２から前記アンテナ１へのスイッチングは、サブフレームを構成するＧＰ、ＵｐＰＴＳ、Ｔｓ１区間(８７５μsec)で遂行される。前記図１３Ｂで示している例は順方向伝送がない区間を利用することによって、基地局の送信器のみに適用ができる。
【００６２】
図１３ＣはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムに前記８２５μsecの逆方向伝送がない区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【００６３】
前記図１３Ｃを参照すると、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２は５ms周期にサブフレームの一部データを交互に伝送する。この時、前記サブフレームの一部データはサブフレームを構成するＴｓ０、ＤｗＰＴＳ、ＧＰを除いた全てのデータとして、ＵｐＰＴＳ、Ｔｓ１乃至Ｔｓ６を意味する。一方、前記アンテナ１ １１３０から前記アンテナ２ １１３２へのスイッチング、または前記アンテナ２ １１３２から前記アンテナ１ １１３０へのスイッチングは、サブフレームを構成するＴｓ０、ＤｗＰＴＳ、ＧＰ区間(８２５μsec)で遂行される。前記図１３Ｃで示している例は逆方向伝送がない区間を利用することによって、端末の送信器のみに適用ができる。
【００６４】
ＴＳＴＤ方式による送信のためには、空間的に分離された二つのアンテナを利用する。この時、前記二つのアンテナは独立された二つのアンテナであることもでき、アレイアンテナの一部であることもできる。
【００６５】
図１４Ａ及び図１４Ｂは本発明の実施形態に従うＴＳＴＤ方式による送信のアンテナ構成方式の例として、アレイアンテナの構成要素を利用する場合である。
【００６６】
前記図１４Ａで、ＴＳＴＤ方式により出力される信号は第１アンテナ１４０２と第２アンテナ１４０４を通じて送信される。前記第１アンテナ１４０２から送信されるビームの形態は参照番号１４０６であり、前記第２アンテナ１４０４から送信されるビームの形態は参照番号１４０８である。前記二つのアンテナ１４０２、１４０４はビーム形成アレイアンテナ１４００から相互間の距離が一番遠い二つのアンテナに構成される。この場合、専用チャネル(dedicated channel)の送信のためにはビーム形成器を利用し、共用チャネルの伝送のためには、アレイアンテナの構成要素中、二つの一番遠いアンテナを利用する。
【００６７】
図１４Ｂで、ＴＳＴＤ方式により出力される信号はビーム形成アレイアンテナ１４１０を構成する複数のアンテナ中で、一つのアンテナ１４１２と他の単一アンテナ１４１４を利用して送信される。この場合にも前記図１４Ａの場合のように、専用チャネルの送信のためにはビーム形成器を利用し、共用チャネルの送信のためには第１アンテナ１４１２と第２アンテナ１４１４を利用する。
【００６８】
図１４ＣはＴＳＴＤ方式により出力される信号が独立的な二つのアンテナを通じて送信される場合を示す。上述した本発明の実施形態で提案するＴＳＴＤ方式は、二つの送信アンテナをサブフレーム単位に交互に利用して信号を送信する。もし、既存の単一アンテナのための電力制御方法の概念を本発明の実施形態に適用すると、電力制御命令を生成するための受信電力の測定時点と前記受信電力の測定値に基づいて電力制御が遂行される時点間に、二つのサブフレームに該当する時間差が発生するので、電力制御をチャネル変化に応じて正確に遂行できない問題が発生する。
【００６９】
以下、上述したような本発明の実施形態に対応した電力制御方法を詳細に説明すると、次のようである。以下、説明される本発明による電力制御方法は二つの実施形態として提案される。
【００７０】
第１実施形態
図１５は本発明の第１実施形態による電力制御方法を提案するための受信装置の構成を示している図である。前記本発明の第１実施形態で提案されている電力制御方法は、ＴＳＴＤを利用するＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムのための電力制御方法である。図１６は本発明の第１実施形態に従う電力制御方法による信号処理流れを概念的に示している図であり、図１７は本発明の第１実施形態に従う電力制御を遂行するための制御流れを示している図である。
【００７１】
以下、本発明の第１実施形態による電力制御方法を前記図１５乃至前記図１７を参照して詳細に説明すると、次のようである。
【００７２】
基地局の送信装置からＴＳＴＤにより送信された信号は端末の単一アンテナを通じて受信される。前記アンテナを通じて受信された信号は相異なる変調器１５００と１５０２によりそれぞれcosωct、またはsinωctと掛けられることにより復調される。前記復調された二つの信号は対応する低周波通過フィルタ(low pass filter：ＬＰＦ)１５０４、１５０６に伝達され、前記ＬＰＦ１５０４、１５０６を通じて基底帯域信号に変わるようになる。前記アナログ信号である基底帯域信号はＡ／Ｄ変換器１５０８、１５１０によりディジタル信号に変換される。前記Ａ／Ｄ変換器１５０８、１５１０の出力信号はデータとミッドアンブルが時間多重化されている信号である。従って、前記Ａ／Ｄ変換器１５０８、１５１０の出力信号はレーキ受信器を構成する複数個のフィンガーそれぞれの時間逆多重化部１５０９に伝達され、データとミッドアンブルに分離される。即ち、前記時間逆多重化部１５０９は一つのサブフレームを基準にする時、前記サブフレームを構成するタイムスロットそれぞれのデータ区間の間、前記Ａ／Ｄ変換器１５０８、１５１０をデータ復調部１５１２にスイッチングする。一方、前記タイムスロットそれぞれのミッドアンブル区間では前記Ａ／Ｄ変換器１５０８、１５１０を電力測定器１５１４にスイッチングする。
【００７３】
前記時間逆多重化部１５０９により分離されたデータ信号はデータ復調部(Data demodulation)１５１２により検波される。前記データ復調部１５１２はレーキ受信器を構成するフィンガーそれぞれに対応して設けられることにより、前記レーキ受信器からは前記フィンガーの数に対応して検波されたデータ信号が出力される。前記各フィンガーに設けられたデータ復調部１５１２からの検波された信号はコンバイナ(Channel compensation & Combiner)１５２０の入力に伝達される。前記コンバイナ１５２０は前記複数の検波された信号をパイロットを利用して推定されたチャネル情報によりコンバインして最終データを出力する。
【００７４】
一方、前記時間逆多重化部１５０９により分離されたミッドアンブル信号は電力測定器(Power measurement combiner)１５１４の入力に提供される。前記受信信号に該当するサブフレームからミッドアンブル信号が分離され前記電力測定器１５１４に提供される手続きは、前記図１６に示されている。前記図１６では順方向タイムスロット中、０番タイムスロットＴｓ０からミッドアンブルを分離する例を示している。しかし、ＵＥによってアクセスする順方向タイムスロットが変わることができるのは自明であろう。前記ミッドアンブルを受信する前記電力測定器１５１４は、前記ミッドアンブル信号によりi番目サブフレームごとに受信信号の電力測定値ｍ(ｉ)を出力する。ここで、ｉ番目サブフレームは現在時点で受信されたサブフレームを通称する。前記電力測定器１５１４はレーキ受信器を構成するフィンガーそれぞれに対応して設けられることによって、前記レーキ受信器からはフィンガーの数に対応して電力測定値が出力される。前記電力測定値ｍ(ｉ)が電力制御シグナリング部１５２２に提供されるのは前記図１６で点線に示されている(図１７の１７００段階)。
【００７５】
前記レーキ受信器のフィンガーから出力される電力測定値ｍ(ｉ)は前記電力制御シグナリング部(Power control Signaling)１５２２の入力に提供され、基地局(Node B)に伝達される電力制御命令を生成する。前記電力制御シグナリング部１５２２が電力測定値ｍ(ｉ)により電力制御命令を発生する過程は、前記図１７の１７０２段階で遂行される。
【００７６】
図２１は前記電力制御シグナリング部の構成の一例を示している。前記図２１を参照して上述した電力制御シグナリング部１５２２の動作を詳細に説明すると、レーキ受信器のフィンガーから出力されたｍ(ｉ)は加算器により加算され減算器に入力される。前記減算器は前記加算器の結果値から外部ループ電力制御により決定された臨界値(Threshold value)を減算する。前記減算器からの結果値は比較器(comparator)により０と比較される。前記比較結果で前記減算器からの結果値が０より大きいと、電力制御シグナリング部１５２２は順方向送信電力の減少を要求するダウン(down)命令(即ち、ビット“０”)を出力し、前記減算器からの結果値が０より小さいと、電力制御シグナリング器は順方向送信電力の増加を要求するアップ(up)命令(即ち、ビット“１”)を出力する。
【００７７】
前記電力制御シグナリング部１５２２により生成された電力制御命令は、最初に基地局に伝送されるサブフレームの逆方向リンクタイムスロット中、自分に割り当てられた逆方向リンクタイムスロットに乗せて伝送される。前記電力制御シグナリング部１５２２により生成された電力制御命令が所定タイムスロットに乗せて伝送されるのは、前記図１７の１７０４段階で示されているようである。
【００７８】
一方、前記所定タイムスロットを通じて端末からの電力制御命令を受信した基地局は、前記図１７の１７０６段階で前記受信した電力制御命令により次に伝送するサブフレームに対する電力制御を遂行する。
【００７９】
前記端末の受信装置は前記基地局から電力制御されたサブフレームを受信した後、前記図１７の１７０８段階で基地局からの順方向伝送が完了されたかを判断する。即ち、基地局から伝送されるフレームがこれ以上ないかを判断する。前記判断により、次に伝送されるフレームが存在すると判断される場合、前記端末の受信装置は１７１０段階に進行してサブフレームに対する電力制御を遂行するため、ｉを“１”増加させた後、前記１７００段階に進行して上述した動作を反復して遂行する。しかし、これ以上伝送されるサブフレームがないと判断される場合、本発明の実施形態による動作を終了する。
【００８０】
第２実施形態
図１８は本発明の第２実施形態に従う電力制御方法を提案するための受信装置の構成を示している図である。この時、前記本発明の第２実施形態に従う電力制御方法も、第１実施形態のようにＴＳＴＤを利用するＮＢ−ＴＤＤシステムのための電力制御方法である。図１９は本発明の第２実施形態に従う電力制御方法による処理流れを概念的に示している図であり、図２０は本発明の第２実施形態に従う電力制御を遂行するための制御流れを示している図である。
【００８１】
以下、本発明の第２実施形態による電力制御方法の動作について前記図１８乃至図２０を参照して詳細に説明すると、次のようである。
【００８２】
基地局の送信装置からＴＳＴＤにより送信された信号は端末の単一アンテナを通じて受信される。前記アンテナを通じて受信された信号に対する復調と前記復調が遂行された信号を基底帯域信号に変換した後、ディジタル信号に出力する動作は、上述した第１実施形態と同一の構成により遂行される。また、時間逆多重化部１５０９により前記ディジタル信号を構成するデータとミッドアンブルを分離し、前記分離されたデータから最終データを出力する構成においても、前記第１実施形態と同一である。従って、後述する第２実施形態では前記構成に対する具体的な説明は省略する。
【００８３】
一方、前記時間逆多重化部１５０９により分離されたミッドアンブル信号は電力測定器(Power measurement combiner)１５１４の入力に提供される。前記受信信号に該当するサブフレームからミッドアンブル信号が分離され前記電力測定器１５１４に提供される手続きは前記図１９に示されている。前記図１９では順方向タイムスロット中、タイムスロットＴｓ０からミッドアンブルを分離する例を示している。しかし、ＵＥによってアクセスする順方向タイムスロットが変わることができるのは自明であろう。前記ミッドアンブル信号を受信する前記電力測定器１５１４は前記ミッドアンブル信号によりｉ番目サブフレームごとに受信信号の電力測定値ｍ(ｉ)を出力する。ここで、ｉ番目サブフレームは現在時点で受信されたサブフレームを通称する。前記電力測定値ｍ(ｉ)は電力測定値結合器(Power measurement combiner)１５１８と遅延部１５１６に提供される。前記遅延部１５１６は前記電力測定器１５１４からの電力測定値ｍ(ｉ)が提供される時点で以前に受信した電力測定値ｍ(ｉ−１)を出力する。前記遅延部１５１６から以前に受信した電力測定値ｍ(ｉ−１)は前記電力測定値結合器１５１８に提供される。前記現在サブフレームと以前のサブフレームのミッドアンブルにより電力測定値が発生される概念は、前記図１９に示されている。一方、前記図１９では以前サブフレームと現在サブフレームからミッドアンブルが同一時点で提供されることに示されているが、これは前記遅延部１５１６により以前電力測定値が遅延され出力されることに解釈されるべきである。前記現在サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ)と前記以前サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ−１)が前記電力測定値結合器１５１８に提供される過程は、図２０の２０００段階で遂行される。
【００８４】
サブフレームごとに電力制御のための受信電力の推定値ｐ(ｉ)は、現在サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ)と以前サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ−１)を利用して電力測定値結合器１５１８により求められる。前記以前サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ−１)は、上述したように前記遅延部(Sub frame delay)１５１６により提供される。前記電力測定値結合器１５１８でサブフレームごとに電力制御のための受信電力の推定値ｐ(ｉ)を求める過程を数式に示すと、下記＜数式１＞のようである。
＜数式１＞
ｐ(ｉ)＝ｗ0×ｍ(ｉ)＋ｗ1×ｍ(ｉ−１)
【００８５】
前記＜数式１＞で使用される加重値ｗ0とｗ1は提案する電力制御方法の性能を左右する変数として、前記二つの変数の和(ｗ0＋ｗ1)は“１”であり、電力制御が最適に遂行されるように決定されるべきである。
【００８６】
前記電力測定器１５１４はレーキ受信器を構成するフィンガーそれぞれに対応して設けられることにより、前記レーキ受信器からはフィンガーの数に対応して受信電力の測定値ｐ(ｉ)が出力されるものである。前記電力測定値ｐ(ｉ)が電力制御シグナリング部１５２２に提供されるのは、図１９に点線に示されている。前記電力測定値結合器１５１８から前記電力測定値ｐ(ｉ)が前記電力制御シグナリング部１５２２に提供される動作は、前記図２０の２００２段階で遂行される。
【００８７】
前記レーキ受信器の各フィンガーから前記＜数式１＞に基づいて出力される受信電力推定値ｐ(ｉ)は電力制御シグナリング部(Power control Signaling)１５２２の入力に提供され、ｐ(ｉ)の計算を通じて電力制御命令が生成される。前記電力制御シグナリング部１５２２により前記電力制御命令が生成される動作は、前記図２０の２００４段階で遂行される。
【００８８】
図２１を参照して電力制御シグナリング部(Power control Signaling)１５２２の構造を具体的に説明すると、レーキ受信器の各フィンガーから出力されたｐ(ｉ)は加算器により加算され減算器に入力される。前記減算器は前記加算器からの結果値から外部ループ電力制御により設定された臨界値(Threshold value)を減算する。前記減算器からの結果値は比較器(comparator)により０と比較される。前記比較結果として、前記減算器からの結果値が０より大きいと、電力制御シグナリング部１５２２は順方向送信電力の減少を要求するダウン(down)命令(即ち、ビット“０”)を出力し、前記減算器からの結果値が０より小さいと、電力制御シグナリング部１５２２は順方向送信電力の増加を要求するアップ(up)命令(即ち、ビット“１”)を出力する。
【００８９】
前記電力制御シグナリング部１５２２により生成された電力制御命令は、一番速い基地局に伝送されるサブフレームの逆方向リンクタイムスロット中、自分に割り当てられた逆方向リンクタイムスロットに乗せて伝送される。前記電力制御シグナリング部１５２２により生成された電力制御命令が所定タイムスロットに乗せて伝送されるのは、前記図２０の２００６段階に示されているようである。前記所定タイムスロットはサブフレームを構成する複数の逆方向タイムスロット中、自分に割り当てられた逆方向タイムスロットである。
【００９０】
一方、前記所定タイムスロットを通じて端末からの電力制御命令を受信した基地局は、前記図２０の２００８段階で前記受信した電力制御命令により次に伝送するサブフレームに対する電力制御を遂行する。
【００９１】
前記端末の受信装置は前記基地局から電力制御されたサブフレームを受信した後、前記図２０の２０１０段階で基地局からの順方向伝送が完了されたかを判断する。即ち、基地局から伝送されるフレームがこれ以上ないかを判断する。基地局から次に伝送されるフレームが存在すると判断される場合、前記端末の受信装置は２０１２段階に進行して次のサブフレームに対する電力制御のため、ｉを“１”増加させた後、前記２０００段階に進行して上述した動作を反復して遂行する。しかし、これ以上伝送されるフレームがないと判断される場合、本発明の実施形態による動作を終了する。
【００９２】
下記［表１］は上述した電力測定値結合器１５１８で使用される加重値ｗ0、ｗ1の組合を適用した実験により求められたＥc／Ｉorを示している。
【表１】
前記［表１］でｗ0＝１、ｗ1＝０の場合は、既存の単一アンテナのための電力制御方法の概念をＴＳＴＤ方式に適用した場合に該当する。前記［表１］で示されている結果は、ｗ0＝１／３、ｗ1＝２／３である場合、要求されるＥc／Ｉorが最小であることが分かる。前記［表１］に示されている結果から本発明で提案するＴＳＴＤ方式のための電力制御方法が効率的であり、加重値を適切に調整することにより、最適の電力制御性能を得ることができるのが分かる。
【００９３】
上述した［表１］をグラフに示すと、図２２のようである。即ち、前記図２２は加重値比率による性能比較を示しているグラフである。
【００９４】
図２３は基地局で単一伝送アンテナを使用するシステムに既存の電力制御方法を適用した場合と、基地局でＴＳＴＤ方式を使用するシステムに本発明の実施形態による電力制御方法を適用した場合の電力制御性能を比較するグラフを示している。前記図２３で、グラフのｘ軸は端末の速度であり、ｙ軸は要求されるＥc／Ｉorである。前記図２３に示されているように、ＴＳＴＤ方式と前記図１５及び前記図１８で示した電力制御方法を使用する場合の性能が、単一伝送アンテナと既存の電力制御方法を使用した場合の性能より良好であることが分かる。また、上述した［表１］に示されているように、ｗ0＝１／３、ｗ1＝２／３がｗ0＝１／２、ｗ1＝１／２である場合より全ての速度領域でより良好な性能を示していることが分かる。
【００９５】
【発明の効果】
本発明で提案するＴＳＴＤ方式はダイバーシティを使用しない場合と比較して、送信器が必要とする別の装置は付加的なアンテナとスイッチだけである。特に、本発明で提案しているＴＳＴＤ方式は単一電力増幅器に二つのアンテナを利用して交互に送信するので、基地局費用中に一番高い部分である電力増幅器をもう一度付加する必要がないので、装備費用の増加が少ない。このように送信器が簡単であるとの利点は、本発明で提案するＴＳＴＤ方式を基地局だけではなく、端末にも適用ができるようにすることである。また、提案されたＴＳＴＤ方式を利用して送信された信号を受信するために受信器は構造の変化が必要ないとの利点を有する。
【００９６】
通常的に、ＴＳＴＤ伝送は最悪のチャネル状況である場合にも、閉ループアンテナダイバーシティとは異なり、ビット誤り確率(bit error rate)が単一アンテナ方式より悪化されない特徴がある。本発明が提案する方法は、ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムのフレームの構造を利用して容易に具現できるので、スマートアンテナの設置が難しい低価(low cost)基地局でも順方向容量を増加させることができる(例：アンテナアレイを適用した電話通信)。専用チャネルの伝送にスマートアンテナを使用する基地局の場合、共用物理チャネルの伝送のためにＴＳＴＤ方式を使用することができ、この時、ＴＳＴＤ伝送のためにスマートアンテナのアレイアンテナのアンテナ要素を活用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 通常的な広帯域時分割デュープレッシング符号分割多重接続移動通信システムのフレーム構造を示す図である。
【図２】 通常的な狭帯域時分割デュープレッシング符号分割多重接続移動通信システムのフレーム構造を示す図である。
【図３】 図２で示しているサブフレーム(sub-frame)構造を示す図である。
【図４】 図３で示しているタイムスロットの構造を示す図である。
【図５】 図３で示している順方向パイロットタイムスロット(Downlink Pilot Time Slot)の構造を示す図である。
【図６】 図３で示している逆方向パイロットタイムスロット(Uplink Pilot Time Slot)の構造を示す図である。
【図７】 広帯域時分割デュープレッシング、または狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムの基地局でダイバーシティ方式を使用しない送信器の通常的な構造を示している図である。
【図８】 広帯域時分割デュープレッシング移動通信システムで空間−時間伝送ダイバーシティ方式、開ループ(open loop)ＴＳＴＤ方式を使用する通常的な基地局送信器の構造を示している図である。
【図９】 広帯域時分割デュープレッシング、または狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムで閉ループ(closed loop)ＴＳＴＤ方式を使用する基地局送信器の通常的な構造を示している図である。
【図１０】 周波数分割デュープレッシング移動通信システムでタイムスイッチド伝送多重化方式を使用する通常的な基地局送信器の構造を示す図である。
【図１１】 本発明の実施形態による広帯域時分割デュープレッシング、または狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムでＴＳＴＤ方式を利用した送信器の構造を示す図である。
【図１２】 広帯域時分割デュープレッシング移動通信システムに本発明の実施形態で提案しているＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【図１３Ａ】 狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムに１２.５μsec区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【図１３Ｂ】 狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムに８７５μsecの順方向伝送がない区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【図１３Ｃ】 狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムに８２５μsecの逆方向伝送がない区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【図１４Ａ】 本発明の実施形態に従うＴＳＴＤ方式による送信時のアンテナ構成方式の例として、アレイアンテナの構成要素を利用する場合を示している図である。
【図１４Ｂ】 本発明の実施形態に従うＴＳＴＤ方式による送信時のアンテナ構成方式の例として、アレイアンテナの構成要素を利用する場合を示している図である。
【図１４Ｃ】 ＴＳＴＤ方式により出力される信号が独立的な二つのアンテナを通じて送信される場合を示している図である。
【図１５】 本発明の第１実施形態に従う電力制御のための端末機受信装置構成の一例を示している図である。
【図１６】 本発明の第１実施形態に従う電力制御を概念的に示している図である。
【図１７】 本発明の第１実施形態に従う電力制御のための制御流れを示している図である。
【図１８】 本発明の第２実施形態に従う電力制御のための端末機受信装置構成の例を示している図である。
【図１９】 本発明の第２実施形態に従う電力制御を概念的に示している図である。
【図２０】 本発明の第２実施形態に従う電力制御のための制御流れを示している図である。
【図２１】 図１５及び図１８で示されている電力制御シグナリング部の詳細構成を示している図である。
【図２２】 本発明の実施形態に従う電力制御による実験値を示しているグラフである。
【図２３】 従来技術と本発明の実施形態による性能を比較して示しているグラフである。
【符号の説明】
１１００ チャネル符号化器
１１０２ インタリーバ
１１０６ 第１拡散器(Spreader)
１１０８ 第２拡散器(Spreader)
１１１０ 第１スクランブラ(Scrambler)
１１１２ 第２スクランブラ(Scrambler)
１１１４ 時分割多重化部(Time Division Multiplexor：ＴＤＭ)
１１１６ 第１有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：第１ＦＩＲフィルタ)
１１１８ 第２有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：第２ＦＩＲフィルタ)
１１２０ 第１乗算器
１１２２ 第２乗算器
１１２６ 電力増幅器(Power Amplifier：ＰＡ)
１１２８ スイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は時分割デュープレッシング(Time Division Duplexing：以下、ＴＤＤ)符号分割多重接続(Code Division Multiple Access：以下、ＣＤＭＡ)移動通信システムの送／受信装置及び方法に関するもので、特に時変化チャネル特性を克服するためのフレームを送信多重化して伝送する送／受信装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
通常的にＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムは一つのフレームを構成する複数のスロットを順方向チャネル用と逆方向チャネル用に割り当てて使用するＣＤＭＡ移動通信システムを通称する。一方、前記ＣＤＭＡ移動通信システムには前記ＴＤＤ方式以外に送信周波数と受信周波数を分割して使用する周波数分割デュープレッシング(Frequency Division Duplexing:以下、ＦＤＤ)方式を使用するＦＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムが存在する。
【０００３】
前記ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムは広帯域(Wide band)ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システム(以下、Ｗ-ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システム)と狭帯域(Narrow band)ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システム(以下、ＮＢ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システム)に大別されることができる。
【０００４】
現在、第３世代移動通信に対する標準化を進行している３ＧＰＰ(3rd Generation Partnership Project)でＷ−ＴＤＤとＮＢ−ＴＤＤに対する技術を定義している。既存のディジタル移動通信技術中、ＴＤＤ方式を使用している製品にはＧＳＭ(Global System for Mobile)とＣＴ−２(Cordless Telephone -2nd Generation)などがある。
【０００５】
通常的に移動通信システムの性能は、チャネル特性の変化が激しい移動通信環境をどのようによく克服するようにシステムを構成するかにより左右される。従って、前記移動通信システムではチャネル特性の変化が激しい移動通信環境で送受信効率を増大させるため、ダイバーシティ(diversity)方式が使用された。前記ダイバーシティ方式には周波数ダイバーシティ(Frequency diversity)、タイムダイバーシティ(Time diversity)、空間ダイバーシティ(Space diversity)などがある。
【０００６】
前記周波数ダイバーシティ(Frequency diversity)は単純に同一のデータを二つの周波数に分離して伝送する方式であり、インタリービングとチャネルコーディングを使用する。前記タイムダイバーシティ(Time diversity)は同一のデータを時間的に二度伝送する方式であり、レーキ(Rake)受信器を使用する。前記レーキ受信器は一つのサーチャー(searcher)と複数個のフィンガー(finger)に構成され、多重経路波により受信時間の差を有する信号を分離して受信する。そして、前記空間ダイバーシティ(Space diversity)は空間上に分離された二つのアンテナを利用して同一のデータを伝送する方式である。
【０００７】
しかし、多重経路がほとんどないか、端末(User Equipment：以下、ＵＥ)が移動する速度が遅いと、前記周波数ダイバーシティ(Frequency diversity)とタイムダイバーシティ(Time diversity)の使用が難しい。これは、多重経路がほとんどないと、前記レーキ受信器を使用するのが難しいためである。
【０００８】
従って、このような場合には、送信のための基地局のハードウェアと、受信のためのＵＥのハードウェアの変化や費用が最少化されることができる送信ダイバーシティに該当する前記空間ダイバーシティの使用が勧奨される。
【０００９】
また、上述したダイバーシティ方式とはその原理が相異であるが、一つ以上のアンテナを利用するダイバーシティ方式として、タイムスイッチド伝送ダイバーシティ(Time Switched Transmit Diversity：以下、ＴＳＴＤ)方式がある。
【００１０】
前記ＴＳＴＤ方式は、送信器が二つの空間的に分離されたアンテナを交互に使用して信号を伝送することにより、受信器構造の変更なし、受信チャネルの容量を最大に増加させることができる方式である。このような前記ＴＳＴＤ方式は閉ループ(closed loop)ＴＳＴＤ方式と開ループ(open loop)ＴＳＴＤ方式に大別することができる。前記開ループＴＳＴＤ方式の代表的な例としては、空間−時間伝送ダイバーシティ(space time transmit diversity：以下、ＳＴＴＤ)方式がある。
【００１１】
一方、無線チャネルの性能を向上させるためのビーム形成方式(beam former scheme)がある。しかし、性能向上の効果を得る代わりに、アレイアンテナ(array antenna)などのような複雑な送信、または受信装置が必要である。従って、前記ビーム形成方式は事実的にＵＥには使用が難しい。また、前記基地局で前記ビーム形成方式を使用しても多数のＵＥに同時に伝送される共用物理チャネル(common physical channel：以下、ＣＰＣＨ)には適用が不可能であるとの短所がある。
【００１２】
以下、Ｗ−ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムでダイバーシティ方式を使用しない送信器の構造と、Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムで閉ループ及び開ループＴＳＴＤ方式を使用する送信器の構造を説明する。また、ＦＤＤ移動通信システムでのＴＳＴＤ方式を使用する送信器の構造を記述する。
【００１３】
図７はＷ−ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの基地局でダイバーシティ方式を使用しない送信器の通常的な構造を示している図である。
【００１４】
前記図７を参照すると、伝送しようとするデータはチャネル符号化器(Channel Encoder)７００に入力され、所定符号化率により符号化され符号化シンボル列が出力される。前記符号化シンボル列はインタリーバ７０２によりインタリービングされ、前記インタリービングされた符号化シンボル列は逆多重化部(De-Multiplexor)７０４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され一対の複素チャネルに変換される。前記複素チャネル中、実数チャネルである前記Ｉチャネルは第１拡散器(Spreader)７０６により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。一方、前記複素チャネル中、虚数チャネルであるＱチャネルは第２拡散器(Spreader)７０８により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。前記第１拡散器７０６と前記第２拡散器７０８で使用される所定直交符号は同一である。前記直交符号に拡散された複素チャネルそれぞれの信号は対応する第１スクランブラ(Scrambler)７１０、または第２スクランブラ(Scrambler)７１２に提供され、所定スクランブリング符号によりスクランブリングされた後、時分割多重化部(Time Division Multiplexor：以下、ＴＤＭ)７１４に入力される。前記ＴＤＭ７１４に受信された信号は、ミッドアンブルシーケンス(midamble sequence)と時間軸上で多重化される。この時、前記ＴＤＭ７１４の出力はＴＤＤ移動通信システムのフレーム構造を有する。前記ＴＤＭ７１４の出力信号はチャネル別に第１有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：以下、第１ＦＩＲフィルタ)７１６、または第２有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：以下、第２ＦＩＲフィルタ)７１８を通過して第１乗算器７２０、または第２乗算器７２２にそれぞれ入力される。前記第１乗算器７２０を通じて前記Ｉチャネルには変調信号cos(ωct)が掛けられ、前記第２乗算器７２２を通じて前記Ｑチャネルには変調信号sin(ωct)が掛けられて無線周波数(radio frequency)に変調された二つの信号が出力される。一方、前記二つの信号は加算器７２４により合算された後、電力増幅器(Power Amplifier：以下、ＰＡ)７２６により増幅された後、単一アンテナを通じて送信される。
【００１５】
しかし、上述したような送信装置の場合、時間に応じて変化する移動通信環境により、アンテナとＵＥ間のチャネル環境が悪化されると、ＵＥの受信器は受信された信号を解読できない場合が発生する。
【００１６】
図８はＷ−ＴＤＤ移動通信システムで開ループ(open loop)ＴＳＴＤ方式であるＳＴＴＤ方式を使用する通常的な基地局送信器の構造を示したものである。一方、ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムを記述している技術報告書には前記ＳＴＴＤ方式を考慮することもできるとの記載のみがある。
【００１７】
前記図８を参照すると、前記ＳＴＴＤ方式が使用される場合に、直列に入力されるデータはチャネル符号化器８００とインタリーバ８０２により符号化及びインタリービングされる。前記インタリービングされた符号化シンボルはＳＴＴＤ符号化器８０４に入力される。前記ＳＴＴＤ符号化器８０４は前記インタリービングされた符号化シンボルをＳＴＴＤ符号化して二つのアンテナに伝送するデータに分離して出力する。以後、前記分離された二つの信号は第１逆多重化部８０６と第２逆多重化部８２８に入力される。前記第１逆多重化部８０６と前記第２逆多重化部８２８それぞれは前記ＳＴＴＤ符号化器８０４から入力された信号をＩチャネル信号とＱチャネル信号に分離して出力する。前記第１逆多重化部８０６により分離された前記Ｉチャネル信号は第１拡散器８０８により所定直交符号に拡散され、前記Ｑチャネル信号は第２拡散器８０９により所定直交符号に拡散される。一方、前記第２逆多重化部８２８により分離された前記Ｉチャネル信号は第３拡散器８３０により所定直交符号に拡散され、前記Ｑチャネル信号は第４拡散器８３２により所定直交符号に拡散される。前記第１乃至第４拡散器８０８、８０９、８３０、８３２で使用された前記所定直交符号は同一である。前記第１拡散器８０８により拡散された信号は第１スクランブラ８１０に入力され所定スクランブリング符号にスクランブリングされ、前記第２拡散器８０９により拡散された信号は第２スクランブラ８１２に入力され所定スクランブリング符号にスクランブリングされる。一方、前記第３拡散器８３０により拡散された信号は第３スクランブラ８３４に入力され所定スクランブリング符号にスクランブリングされ、前記第４拡散器８３２により拡散された信号は第４スクランブラ８３６に入力され所定スクランブリング符号にスクランブリングされる。前記第１スクランブラ８１０と前記第２スクランブラ８１２からそれぞれ出力されるＩチャネル信号とＱチャネル信号は第１ＴＤＭ８１４に入力され、前記第３スクランブラ８３４と前記第４スクランブラ８３６からそれぞれ出力されるＩチャネル信号とＱチャネル信号は第２ＴＤＭ８３８に入力される。前記第１ＴＤＭ８１４は前記第１及び第２スクランブラ８１０、８１２からの信号を第１ミッドアンブルシーケンスと時間軸上でチャネル別に多重化して出力する。前記第２ＴＤＭ８３８は前記第３及び第４スクランブラ８３４、８３６からの信号を第２ミッドアンブルシーケンスとチャネル別に時間軸上で多重化して出力する。前記第１ＴＤＭ８１４からの出力信号は第１及び第２ＦＩＲ８１６、８１８、第１及び第２乗算器８２０、８２２を通じて加算器８２４により加算された後、第１電力増幅器８２６により増幅されて第１アンテナを通じて送信される。一方、前記第２ＴＤＭ８３８からの出力信号は第３及び第４ＦＩＲ８４０、８４２、第３及び第４乗算器８４４、８４６を経て加算器８４８により加算された後、第２電力増幅器８５０により増幅され第２アンテナを通じて送信される。
【００１８】
上述したような送信装置のアンテナ１とアンテナ２で送信された信号は、それぞれ異なる経路を通じてＵＥに受信されるので、二つの経路中の一つの経路だけでも、適正水準の環境を維持すると、ＵＥは受信された信号を解読することができるので、性能を向上させることができる。
【００１９】
しかし、二つの電力増幅器を使用するようになって、送信器の費用を高くする短所がある。端末機に適用する場合、価格上昇の原因になるだけではなく、小型化にも障害になる。さらに、ＳＴＴＤ方法を利用して送信された信号を受信するためには、受信器は前記信号を受信するための付加装置が必要である。
【００２０】
図９はＷ−ＴＤＤ移動通信システムで閉ループ(closed loop)ＴＳＴＤ方式を使用する基地局送信器の通常的な構造を示す。
【００２１】
前記図９を参照すると、伝送しようとするデータはチャネル符号化器９００とインタリーバ９０２により符号化及びインタリービングされる。前記インタリービングされた符号化シンボルは逆多重化部(De-Multiplexor)９０４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され、一対の複素チャネルに変換される。前記複素チャネル中、実数チャネルである前記Ｉチャネルは第１拡散器(Spreader)９０６により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。一方、前記複素チャネル中、虚数チャネルであるＱチャネルは第２拡散器(Spreader)９０８により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。前記第１拡散器９０６と前記第２拡散器９０８で使用される所定直交符号は同一である。前記直交符号に拡散された複素チャネルそれぞれの信号は対応する第１スクランブラ(Scrambler)９１０、または第２スクランブラ(Scrambler)９１２に提供され所定スクランブリング符号によりスクランブリングされた後、ＴＤＭ９１４に入力される。前記ＴＤＭ９１４に受信された信号はミッドアンブルシーケンス(midamble sequence)と時間軸上でチャネル別に多重化される。一方、前記ＴＤＭ９１４の出力はアンテナ１とアンテナ２に伝送されるように分岐され第１乗算器９１６と第２乗算器９３０に入力される。前記第１乗算器９１６と前記第２乗算器９３０は前記ＴＤＭ９１４から出力される信号に逆方向チャネル推定器(Uplink Channel Estimator)９４４からの所定複素加重値ω1、ω2を掛けて出力する。前記所定複素加重値ω1、ω2は前記逆方向チャネル推定器９４４がそれぞれの端末機から帰還信号を受信して計算した値である。前記複素加重値ω1はアンテナ１を通じて伝送される信号に掛けられ、前記複素加重値ω2はアンテナ２を通じて伝送される信号に掛けられる。前記第１乗算器９１６により複素加重値ω1が掛けられたＩチャネル信号とＱチャネル信号それぞれは第１ＦＩＲ９１８と第２ＦＩＲ９２０によりフィルタリングされた後、第３乗算器９２２と第４乗算器９２４で所定変調信号により変調される。前記変調されたＩチャネル信号と前記変調されたＱチャネル信号は加算器９２６により加算された後、第１電力増幅器９２８により増幅されアンテナ１を通じて送信される。一方、前記第２乗算器９３０により複素加重値ω2が掛けられたＩチャネル信号とＱチャネル信号それぞれは第３ＦＩＲ９３２と第４ＦＩＲ９３４によりフィルタリングされた後、第５乗算器９３６と第６乗算器９３８で所定変調信号により変調される。前記変調されたＩチャネル信号と前記変調されたＱチャネル信号は加算器９４０により加算された後、第２電力増幅器９４２により増幅されアンテナ２を通じて送信される。
【００２２】
上述した複素加重値ω１とω２はそれぞれのＵＥとアンテナ１、またはそれぞれのＵＥとアンテナ２間のチャネル環境を示す加重値として、ＵＥから受信されたミッドアンブルを利用して計算された値である。実際、アンテナ１とアンテナ２を通じて送信される信号は、加重値を計算するために使用されるミッドアンブルと同一の経路を通じてＵＥに受信されるので、閉ループを利用したＴＳＴＤ方式は優秀な性能を有することが知られている。
【００２３】
しかし、上述したように閉ループＴＳＴＤ方式も前記図８でのＳＴＴＤ方式のように、二つの電力増幅器が必要である。
【００２４】
図１０はＦＤＤ移動通信システムでＴＳＴＤ方式を使用する通常的な基地局送信器の構造を示す。前記図１０で示されている構造は本願出願人により先出願された大韓民国特許出願Ｐ１９９８-５５２６に詳細に記述されている。既存のＴＳＴＤ方式は、送信器で送信する信号を二つのアンテナを利用して交互に送信することにより空間多重化の利得を得る方法である。従って、送信する信号を一つのアンテナから他のアンテナにスイッチングする前記ＴＳＴＤ方式を適用するためには、スイッチングのための時間遅延が発生されないように前記送信する信号がスイッチングポイント、即ち保護区間(Guard Period：以下、ＧＰ)を有すべきである。しかし、ＦＤＤ移動通信システムの場合、順方向送信のための周波数と逆方向送信のための周波数が分離されているので、フレームとフレーム間にＧＰが存在しない。従って、前記ＦＤＤ移動通信システムに前記ＴＳＴＤ方式を適用するためには、ディジタル(digital)信号がアナログ(analog)信号に変換される前にスイッチが位置されるべきであるので、結果的に二つの電力増幅器が必要である。
【００２５】
前記図１０を参照すると、伝送しようとするデータはチャネル符号化器１０００とインタリーバ１００２により符号化及びインタリービングされる。前記インタリービングされた符号化シンボルは逆多重化部(De-Multiplexor)１００４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され一対の複素チャネルに変換される。前記複素チャネル中、実数チャネルである前記Ｉチャネルは第１拡散器(Spreader)１００６と第１スクランブラ１０１０により拡散及びスクランブリングされ出力される。一方、前記複素チャネル中、虚数チャネルであるＱチャネルは第２拡散器(Spreader)１００８と第２スクランブラ１０１２により拡散及びスクランブリングされ出力される。前記第１スクランブラ１０１０からのＩチャネル信号と前記第２スクランブラ１０１２からのＱチャネル信号はスイッチの入力に提供される。この時、前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号はディジタル形態の信号である。前記スイッチは前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号をスイッチ制御部１０１４の制御下にスイッチングする。この時、前記スイッチ制御部１０１４は前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号がアンテナ１とアンテナ２に、一定時間を周期に交互にスイッチングされるようにする。前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号が前記アンテナ１にスイッチングされると、前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号は第１ＦＩＲ１０１６と第２ＦＩＲ１０１８に入力される。前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号それぞれは前記第１ＦＩＲ１０１６と第２ＦＩＲ１０１８を通過しながら、アナログ信号に変換された後、第１乗算器１０２０と第２乗算器１０２６により対応する変調信号に変調される。前記変調されたＩチャネル信号と前記変調されたＱチャネル信号は加算器１０２４により加算された後、第１電力増幅器１０２６により増幅され前記アンテナ１を通じて送信される。しかし、前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号が前記アンテナ２にスイッチングされると、前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号は第３ＦＩＲ１０２８と第４ＦＩＲ１０３０に入力される。前記Ｉチャネル信号と前記Ｑチャネル信号それぞれは前記第３ＦＩＲ１０２８と第４ＦＩＲ１０３０を通過しながら、アナログ信号に変換された後、第３乗算器１０３２と第４乗算器１０３４により対応する変調信号に変調される。前記変調されたＩチャネル信号と前記変調されたＱチャネル信号は加算器１０３６により加算された後、第２電力増幅器１０３８により増幅されアンテナ２を通じて送信される。
【００２６】
従って、ＦＤＤ移動通信システムにＴＳＴＤ方式を適用する場合にも、上述した例のように複数のアンテナそれぞれに対応して複数の電力増幅器が必要である。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、時分割デュープレッシング移動通信システムのフレーム構造の特性を最大限活用して送信器や受信器の複雑性を最少化すると共に、受信器の復調性能を向上する伝送ダイバーシティ装置及び方式を提供することにある。
【００２８】
本発明の他の目的は、二つのアンテナが一つの電力増幅器を交互に利用するタイムスイッチ伝送ダイバーシティ方式を支援するための電力制御装置及び方法を提供することにある。
【００２９】
本発明のさらに他の目的は、狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムのフレーム構造を利用して受信電力を推定することにより、二つのアンテナが一つの電力増幅器を交互に利用する伝送ダイバーシティ装置及び方法を提供することにある。
【００３０】
本発明のさらに他の目的は、二つのアンテナが一つの電力増幅器を共有する場合にも、サブフレームごとに受信電力の推定及び電力制御が遂行されるようにする電力制御方法を提供することにある。
【００３１】
本発明のさらに他の目的は、送信装置で追加電力増幅器の使用なし、単一アンテナを通じて送信された信号を受信するための受信装置及び方法を提供することにある。
【００３２】
本発明のさらに他の目的は、端末機の小型化及び安価化のため、基地局だけではなく端末機にも適用可能な伝送ダイバーシティ装置及び方法を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上述したような目的を達成するための第１見地による本発明は、符号分割多重接続移動通信システムの送信装置で、伝送しようとするフレームそれぞれは複数のタイムスロットを有し、前記ぞれぞれのタイムスロットは同一の長さを有する二つのデータ部分と前記データ部分間のミッドアンブル及び連続されるタイムスロットとの区分のための保護区間を有し、前記フレームを所定変調信号により変調した無線信号を複数のアンテナを利用して伝送する装置において、前記無線信号を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器により増幅された前記無線信号に対応したフレームのタイムスロットが有する保護区間でスイッチング制御信号を発生する制御部と、前記電力増幅器から増幅された無線信号を前記二つのアンテナ中のいずれか一つのアンテナに連結し、前記スイッチング制御信号に応答して前記増幅された無線信号を前記二つのアンテナ中、他の一つのアンテナに連結するスイッチと、を含むことを特徴とする。
【００３４】
上述したような目的を達成するための第２見地による本発明は、符号分割多重接続移動通信システムの送信装置で、伝送しようとするフレームのそれぞれは二つのサブフレームを有し、前記各サブフレームは同一の長さを有する二つのデータ部分と前記データ部分間のミッドアンブルと連続されるタイムスロットとの区分のための第１保護区間を含む複数のタイムスロットと、前記タイムスロット中の一番目のタイムスロットと二番目のタイムスロットとの間に順方向パイロットタイムスロット、第２保護区間、及び逆方向パイロットタイムスロットを含み、前記サブフレームを所定変調信号により変調した無線信号を複数のアンテナを利用して伝送する装置において、前記無線信号を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器により増幅された無線信号に対応したサブフレームのデータが伝送されない区間でスイッチング制御信号を発生する制御部と、前記電力増幅器から増幅された無線信号を前記二つのアンテナ中、いずれか一つのアンテナに連結し、前記スイッチング制御信号に応答して前記増幅された無線信号を前記二つのアンテナ中、他の一つのアンテナに連結するスイッチと、を含むことを特徴とする。
【００３５】
上述したような目的を達成するための第３見地による本発明は、狭帯域時分割デュープレッシング符号分割多重接続移動通信システムの端末で、フレームのそれぞれは二つのサブフレームを有し、前記各サブフレームは同一の長さを有する二つのデータ部分と前記二つのデータ部分間のミッドアンブル信号を含む逆方向タイムスロットと順方向タイムスロットを含み、前記サブフレームの構造を有する無線信号を一つのアンテナを通じて受信して電力制御を遂行する装置において、前記サブフレーム構造を有する前記無線信号から前記ミッドアンブル信号を分離する時間逆多重化部と、前記ミッドアンブル信号により前記サブフレーム単位に測定した電力測定値を出力する電力測定器とを有するフィンガーと、前記フィンガーそれぞれから出力される電力測定値を受信し、前記電力測定値により前記サブフレームの逆方向タイムスロット中、自分に割り当てられた逆方向タイムスロットを通じて基地局に伝送する電力制御命令を生成する電力制御シグナリング部と、を含むことを特徴とする。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の望ましい実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の発明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
【００３７】
本発明はＮＢ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムでダイバーシティを利用した受信器の復調性能改善に関するものである。即ち、送信器が二つの空間的に分離されたアンテナを交互に利用して信号を伝送する方法を通じて、時間に応じて変化する移動通信のチャネル環境で受信器の構造変更なし受信チャネルの容量を最大限増加させる方法に関するものである。本発明ではＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムのフレーム構造を利用することにより、一つの電力増幅器を二つのアンテナが共有できるようにする。また、本発明で提案する技術は前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムだけではなく、Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムにも適用可能な技術である。
【００３８】
上述したように本発明で提案するＴＳＴＤ方式はＷ−ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムのフレーム構造を利用するので、前記フレーム構造を詳細に記述すると、次のようである。
【００３９】
先ず、図１はＷ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムで使用されるフレーム構造を示す。前記図１を参照すると、前記Ｗ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムで使用されるフレームの長さは１０ms(milli-second)であり、一つのフレームは１５個のタイムスロットからなる。２５６０チップに構成されたそれぞれのタイムスロットは同一の長さを有する二つのデータ部分と、一つのミッドアンブルと、そして保護区間(Guard Period：以下、ＧＰ)と、からなる。この時、前記データ部分と前記ミッドアンブルの長さはバーストタイプによって二つの場合がある。第１バーストタイプの場合、前記データ部分と前記ミッドアンブルはそれぞれ９７６チップと５１２チップの長さを有する。一方、第２バーストタイプの場合、前記データ部分と前記ミッドアンブルはそれぞれ１１０４チップと２５６チップの長さを有する。前記ＧＰは前記バーストタイプに関係なし常に９６チップの長さを有する。前記それぞれのタイムスロットは順方向、または逆方向チャネルに使用されることができる。即ち、一つのタイムスロット内では順方向伝送、または逆方向伝送中、いずれか一つの方向による単方向伝送のみができる。このようなフレーム構造により、Ｗ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムは１０msごとのフレーム終端に信号が伝送されない９６チップのＧＰが存在し、この区間の長さは２５μsecに該当する。
【００４０】
図２はＮＢ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムで使用されるフレーム構造を示す。前記図２を参照すると、ＮＢ−ＴＤＤ ＣＤＭＡ移動通信システムのフレームの長さは１０msであり、それぞれのフレームは５msの長さを有する二つのサブフレーム(sub-frame)に構成される。同一フレーム内にある二つのサブフレームは同一構造を有する。
【００４１】
図３は前記図２でのサブフレームの構造を示す。図３を参照すると、それぞれのサブフレームは７個のタイムスロット(Ｔｓ０−Ｔｓ６)と、一つの順方向パイロットタイムスロット(Downlink Pilot Time Slot：以下、ＤｗＰＴＳ)と、一つの逆方向パイロットタイムスロット(Uplink Pilot Time Slot：以下、ＵｐＰＴＳ)と、そして一つのＧＰと、からなる。前記図３でＴｓ０、Ｔｓ１、Ｔｓ２、Ｔｓ３、Ｔｓ４、Ｔｓ５、Ｔｓ６は前記７個のタイムスロットを示す。この時、前記Ｔｓ０は常に順方向伝送(downlink transmission)に使用され、前記Ｔｓ１は常に逆方向伝送(uplink transmission)に使用される。前記順方向伝送に使用されるタイムスロットと前記逆方向伝送に使用されるタイムスロットは、転換点(switching point)により分離される。一つのサブフレーム内には前記転換点が二つ存在する。前記それぞれのタイムスロットは８６４チップに構成され、チップの伝送速度は１秒に１.２８×１０6チップが伝送される。一方、前記タイムスロット中、一番目タイムスロットと二番目タイムスロット間には９６チップ区間の前記ＤｗＰＴＳと、１６０チップ区間の前記ＵｐＰＴＳ及び９６チップ区間の前記ＧＰが存在する。前記ＤｗＰＴＳと前記ＵｐＰＴＳ間のＧＰは前記ＤｗＰＴＳと前記ＵｐＰＴＳを分離するために存在する。
【００４２】
図４は前記図３で示している７個のタイムスロットの構造を示している。前記図４を参照すると、各タイムスロットの長さは８６４チップである。一方、前記タイムスロットは３５２チップ長さを有する二つのデータシンボル区間と、その間に１４４チップ長さを有するミッドアンブル信号区間と、１６チップ長さを有するＧＰに構成される。前記ミッドアンブル信号は基地局から伝送される順方向タイムスロットの場合、端末が基地局からどのようなチャネルが伝送されるかと、基地局とのチャネル環境がどのようであるかを推定する場合に使用される。また、端末から伝送される逆方向タイムスロットの場合、基地局は前記ミッドアンブル信号を解釈してどの端末がチャネルを伝送しているかと、端末と基地局間のチャネル環境を推定する場合に使用される。前記ミッドアンブル信号はそれぞれの順／逆方向伝送チャネルと対応されており、どのチャネル、またはどの加入者が伝送するかを推定する用度に使用されることができる。前記ＧＰは１６チップの長さを有し、各タイムスロットを区別する役割をする。
【００４３】
図５は前記図３で示しているＤｗＰＴＳの構造を示している。前記図５を参照すると、９６チップの長さを有するＤｗＰＴＳは３２チップのＧＰと６４チップの同期化シーケンス(synchronization sequence：以下、ＳＹＮＣ)に構成される。この時、前記ＳＹＮＣは端末が順方向同期化、チャネル推定(channel estimation)、逆方向開ループ電力調節(open loop power control)、そして任意接近手続き(random access procedure)に使用する。
【００４４】
図６は前記図３で示しているＵｐＰＴＳの構造を示している。前記図６を参照すると、１６０チップの長さを有するＵｐＰＴＳは１２８チップの同期化シーケンスであるＳＹＮＣ１と３２チップのＧＰに構成される。この時、前記ＳＹＮＣ１は端末が逆方向同期化、チャネル推定、順方向開ループ電力調節、任意接近手続きに使用する。
【００４５】
ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの変調方式にはＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)を基本に使用するが、８ＰＳＫ(8-ary Phase Shift Keying)、６４ＱＡＭ(64-ary Quadrature Amplitude Modulation)、１６ＱＡＭの変調方式も使用できる。チャネルのデータ伝送率は、使用された拡散係数(Spreading Factor：以下、ＳＦ)と、前記変調方式により決定される。また、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムで使用されるフレームは、前記図２乃至図６を参照して説明したような構造を有する。前記１０msの長さを有する一つのフレームはさらに２個のサブフレームに構成され、前記それぞれのサブフレームは７個のタイムスロット(Ｔｓ０−Ｔｓ６)と、一つのＤｗＰＴＳと、一つのＵｐＰＴＳと、そして一つのＧＰと、からなる。この時、前記各タイムスロットは８６４チップの長さを有するが、前記８６４チップ中、時間軸上で最終の１６チップはＧＰに使用される。前記１６チップの長さを有するＧＰを時間に計算すると、１２.５μsecに該当する。従って、サブフレームとサブフレームの間には常に１２.５μsecの信号が送信されない区間(ＧＰ)が存在する。また、前記図３で示しているサブフレームの構造において、９６チップのＧＰ、続けるＵｐＰＴＳ、そしてＴｓ１に構成される１１２０チップ(８７５μsec)の区間の間は、順方向伝送が存在しないということが分かる。即ち、前記１１２０チップ区間の間、前記基地局は端末からのデータを受信するだけで、前記端末にデータを伝送しない。最後に、前記図３に示されているサブフレームの構造において、８４６チップのＴｓ０、９６チップのＤｗＰＴＳ、そして９６チップのＧＰに構成される１０５６チップ(８２５μsec)区間の間は逆方向伝送が存在しない。即ち、前記１０５６チップ区間の間、前記基地局は端末にデータを伝送するだけで、前記端末からのデータを受信しない。
【００４６】
本発明で提案するＴＳＴＤ方式はＴＤＤ移動通信システムのフレームごとに、またはタイムスロット単位に存在するデータが伝送されない区間を利用して伝送ダイバーシティを具現する。即ち、前記データが伝送されない区間を利用して送信するアンテナをスイッチングすることにより、データが切れることなし連続して伝送されることができるようにする。従って、前記Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムはフレームのタイムスロットそれぞれに存在する２５μsecの長さを有するＧＰを利用して伝送ダイバーシティを具現する。前記２５μsecの長さを有するＧＰを利用すると、フレーム単位、またはタイムスロット単位の伝送ダイバーシティが全部可能である。一方、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムはサブフレームのタイムスロットそれぞれに存在する１２.５μsecの長さを有するＧＰを利用するか、順方向伝送が遂行されない８７５μsec、または逆方向伝送が遂行されない８２５μsecを利用して伝送ダイバーシティを具現する。前記順方向伝送が遂行されない８７５μsec区間は前記図３に示されているように、２５μsecの長さを有するＧＰ、７５μsecの長さを有するＵｐＰＴＳ及び７７５μsecの長さを有するＴｓ１からなる。または、逆方向伝送が遂行されない８２５μsec区間は前記図３に示されているように、７７５μsecの長さを有するＴｓ０、２５μsecの長さを有するＤｗＰＴＳ及び２５μsecの長さを有するＧＰからなる。
従って、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムでは前記１２.５μsecの長さを有するＧＰを利用すると、サブフレーム単位の伝送ダイバーシティとタイムスロット単位の伝送ダイバーシティが全部可能である。一方、前記順方向伝送が遂行されない８７５μsec区間を利用するか、前記逆方向伝送が遂行されない８２５μsec区間を利用すると、サブフレーム単位の伝送ダイバーシティが可能である。
【００４７】
図１１は本発明の実施形態によるＷ−ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムでＴＳＴＤ方式を利用した伝送ダイバーシティ送信器の構造を示す。
【００４８】
前記図１１を参照すると、送信器で伝送されるデータは上位レイヤで一つのフレーム内に伝送されるデータに構成され、チャネル符号化器１１００に入力される。前記伝送されるデータは前記チャネル符号化器(Channel Encoder)１１００で所定符号化率により符号化され符号化シンボル列が出力される。前記符号化シンボル列はインタリーバ１１０２によりインタリービングされ、前記インタリービングされた符号化シンボル列は逆多重化部(De-Multiplexor)１１０４によりＩチャネルとＱチャネルに分離され一対の複素チャネルに変換される。例えば、前記逆多重化部１１０４は前記インタリービングされた符号化シンボル中、奇数番目符号化シンボルは前記Ｉチャネル信号に分離し、偶数番目符号化シンボルは前記Ｑチャネル信号に分離する。前記複素チャネル中、実数チャネルである前記Ｉチャネルの信号は第１拡散器(Spreader)１１０６により所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。一方、前記複素チャネルの中、虚数チャネルであるＱチャネルの信号は第２拡散器(Spreader)１１０８により前記所定直交符号(Orthogonal Variable Spreading Factor)に拡散される。前記直交符号に拡散された複素チャネルそれぞれの信号は対応する第１スクランブラ(Scrambler)１１１０、または第２スクランブラ(Scrambler)１１１２に提供され所定スクランブリング符号によりスクランブリングされた後、時分割多重化部(Time Division Multiplexor：以下、ＴＤＭ)１１１４に入力される。前記ＴＤＭ１１１４に入力された信号はミッドアンブルシーケンス(midamble sequence)と時間軸上で多重化される。この時、前記ＴＤＭ１１１４の出力はＴＤＤ移動通信システムのフレーム構造を有し、前記フレーム構造の例は前記図１乃至前記図４に示されている。前記ＴＤＭ１１１４の出力信号はチャネル別に第１有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：以下、第１ＦＩＲフィルタ)１１１６、または第２有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：以下、第２ＦＩＲフィルタ)１１１８を通過して第１乗算器１１２０、または第２乗算器１１２２にそれぞれ入力される。前記第１乗算器１１２０により前記Ｉチャネル信号には変調信号cos(ωct)が掛けられ、前記第２乗算器１１２２により前記Ｑチャネル信号には変調信号sin(ωct)が掛けられて無線周波数(radio frequency)に変調された二つの信号が出力される。一方、前記二つの信号は加算器１１２４により合算された後、電力増幅器(Power Amplifier：以下、ＰＡ)１１２６により増幅される。
【００４９】
前記増幅されたアナログ信号はスイッチ１１２８に入力され、前記スイッチ１１２８により一定間隔を周期として二つのアンテナ１１３０、１１３２に交互にスイッチされる。前記アナログ信号のスイッチは前記入力される信号を前記アンテナ１ １１３０からアンテナ２ １１３２に、またはその反対にスイッチングするためには所定動作時間が必要である。ＦＤＤ移動通信システムの場合、フレームとフレーム間の間隔がないので、アナログスイッチを使用することができない。従って、前記ＦＤＤ移動通信システムで信号をスイッチングするためには、図１０に示されているように、ディジタル信号をスイッチングすべきである。しかし、本発明を適用しようとするＷ−ＴＤＤ移動通信システム、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの場合には、前記アナログ信号をスイッチングすることができる区間を有する。即ち、前記Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムの場合には上述した２５μsecの区間でフレームごとに、またはタイムスロットごとにアナログ信号のスイッチングが可能である。同様に、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの場合には予め設定された１２.５μsec、８７５μsec、または８２５μsecの順／逆方向伝送が遂行されない区間でフレームごとに、またはタイムスロットごとにアナログ信号のスイッチングが可能である。
【００５０】
前記スイッチングが可能な区間での動作を説明すると、前記スイッチングが可能な区間のスタート点で前記ＰＡ１１２６の動作をオフさせ、前記ＰＡ１１２６の電力が一定レベルに低下すると、前記スイッチ１１２８を他のアンテナにスイッチングする。それ以後、前記スイッチングが可能な区間が経過して順方向伝送を遂行する時、前記ＰＡ１１２６が動作領域で動作することができるように、前記順方向伝送が開示される前に前記ＰＡ１１２６の動作をオンさせる。これによって、前記スイッチングが可能な区間が経過して前記ＰＡ１１２６の正常動作により出力される信号は前記スイッチ１１２８により新しいアンテナを通じて送信される。
【００５１】
先ず、Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムに上述した本発明の実施によるＴＳＴＤ方式を適用して１０msのフレーム単位にスイッチング動作を遂行する例を詳細に説明すると、次のようである。
【００５２】
２５μsecをスイッチングが可能な区間にする前記Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムの送信器は、前記２５μsec区間を利用して１秒間、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２間を１００度スイッチングする。これによって、前記アンテナ１ １１３０と前記アンテナ２ １１３２は１秒間５０度ずつ、即ち、一度に約１０msec間に交互に信号を送信する。この時、前記アンテナ１、２と前記ＰＡ１１２６間の経路転換は、前記２５μsec間に遂行されるので、一つのＰＡ１１２６を利用してダイバーシティ利得を得ることができる。また、本発明で提案しているダイバーシティ方法はＷ−ＴＤＤ移動通信システムを構成する基地局と端末の送信器にすべて適用ができる。
【００５３】
図１２はＷ−ＴＤＤ移動通信システムに本発明の実施形態で提案しているＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【００５４】
前記図１２を参照すると、Ｗ−ＴＤＤ移動通信システムに本発明の実施形態として提案しているＴＳＴＤ方式を適用した場合、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２は１０ms周期を有するフレームを交互に伝送する。一方、前記アンテナ１ １１３０から前記アンテナ２ １１３２へのスイッチング、または前記アンテナ２ １１３２からアンテナ１ １１３０へのスイッチングはフレーム間に存在するＧＰ(２５μsec)で遂行される。
【００５５】
次に、ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムに本発明の実施によるＴＳＴＤ方式を適用して５msのサブフレーム単位にスイッチング動作を遂行する例を詳細に説明すると、次のようである。
【００５６】
前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムの送信器は、１秒間アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２間を２００度スイッチングする。これによって、前記アンテナ１ １１３０と前記アンテナ２ １１３２は１秒間１００度ずつ、即ち１度に約５msec間交互に信号を送信する。この時、前記アンテナ１、２ １１３０、１１３２と前記ＰＡ１１２６間の経路転換はデータ伝送がない所定区間の間に遂行されるので、一つのＰＡ１１２６を利用してダイバーシティ利得を得ることができる。また、本発明で提案しているダイバーシティ方法はＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムを構成する基地局と端末の送信器に適用ができる。
【００５７】
一方、前記ＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムでは前記データ伝送がない区間が複数に存在することにより、前記アンテナと電力増幅器間の経路転換が発生する場合は、二つの例がある。一番目は、サブフレームごとの端部に位置する１２.５μsecの区間を利用する場合であり、二番目は、９６チップのＧＰとその周囲の順方向、または逆方向送信がない区間を利用する場合である。即ち、前記二番目はＴｓ０、ＤｗＰＴＳ、ＧＰに構成された８２５μsecの逆方向伝送がない区間を利用するか、前記ＧＰ、ＵｐＰＴＳ、Ｔｓ１に構成された８７５μsecの順方向伝送がない区間を利用する場合である。
【００５８】
図１３ＡはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムに前記１２.５μsec 区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【００５９】
前記図１３Ａを参照すると、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２は５ms周期を有するサブフレームを交互に伝送する。一方、前記アンテナ１ １１３０から前記アンテナ２ １１３２へのスイッチング、または前記アンテナ２ １１３２から前記アンテナ１ １１３０へのスイッチングは、サブフレーム間に存在するＧＰ(１２.５μsec)で遂行される。前記サブフレーム間に存在するＧＰはサブフレームのタイムスロット中、最終タイムスロットを構成するＧＰを意味する。前記図１３Ａで示している例は基地局と端末の送信器にすべて適用ができる。
【００６０】
図１３ＢはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムに前記８７５μsec の順方向伝送がない区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【００６１】
前記図１３Ｂを参照すると、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２は５ms周期に以前サブフレームの一部データと現在サブフレームの一部データを交互に伝送する。この時、前記以前サブフレームの一部データは以前サブフレームを構成する７個のタイムスロット中のＴｓ１乃至Ｔｓ６であり、前記現在サブフレームの一部データは現在サブフレームを構成する７個のタイムスロット中のＴｓ０とＤｗＰＴＳである。一方、前記アンテナ１ １１３０から前記アンテナ２ １１３２へのスイッチング、または前記アンテナ２ １１３２から前記アンテナ１へのスイッチングは、サブフレームを構成するＧＰ、ＵｐＰＴＳ、Ｔｓ１区間(８７５μsec)で遂行される。前記図１３Ｂで示している例は順方向伝送がない区間を利用することによって、基地局の送信器のみに適用ができる。
【００６２】
図１３ＣはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムに前記８２５μsecの逆方向伝送がない区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【００６３】
前記図１３Ｃを参照すると、アンテナ１ １１３０とアンテナ２ １１３２は５ms周期にサブフレームの一部データを交互に伝送する。この時、前記サブフレームの一部データはサブフレームを構成するＴｓ０、ＤｗＰＴＳ、ＧＰを除いた全てのデータとして、ＵｐＰＴＳ、Ｔｓ１乃至Ｔｓ６を意味する。一方、前記アンテナ１ １１３０から前記アンテナ２ １１３２へのスイッチング、または前記アンテナ２ １１３２から前記アンテナ１ １１３０へのスイッチングは、サブフレームを構成するＴｓ０、ＤｗＰＴＳ、ＧＰ区間(８２５μsec)で遂行される。前記図１３Ｃで示している例は逆方向伝送がない区間を利用することによって、端末の送信器のみに適用ができる。
【００６４】
ＴＳＴＤ方式による送信のためには、空間的に分離された二つのアンテナを利用する。この時、前記二つのアンテナは独立された二つのアンテナであることもでき、アレイアンテナの一部であることもできる。
【００６５】
図１４Ａ及び図１４Ｂは本発明の実施形態に従うＴＳＴＤ方式による送信のアンテナ構成方式の例として、アレイアンテナの構成要素を利用する場合である。
【００６６】
前記図１４Ａで、ＴＳＴＤ方式により出力される信号は第１アンテナ１４０２と第２アンテナ１４０４を通じて送信される。前記第１アンテナ１４０２から送信されるビームの形態は参照番号１４０６であり、前記第２アンテナ１４０４から送信されるビームの形態は参照番号１４０８である。前記二つのアンテナ１４０２、１４０４はビーム形成アレイアンテナ１４００から相互間の距離が一番遠い二つのアンテナに構成される。この場合、専用チャネル(dedicated channel)の送信のためにはビーム形成器を利用し、共用チャネルの伝送のためには、アレイアンテナの構成要素中、二つの一番遠いアンテナを利用する。
【００６７】
図１４Ｂで、ＴＳＴＤ方式により出力される信号はビーム形成アレイアンテナ１４１０を構成する複数のアンテナ中で、一つのアンテナ１４１２と他の単一アンテナ１４１４を利用して送信される。この場合にも前記図１４Ａの場合のように、専用チャネルの送信のためにはビーム形成器を利用し、共用チャネルの送信のためには第１アンテナ１４１２と第２アンテナ１４１４を利用する。
【００６８】
図１４ＣはＴＳＴＤ方式により出力される信号が独立的な二つのアンテナを通じて送信される場合を示す。上述した本発明の実施形態で提案するＴＳＴＤ方式は、二つの送信アンテナをサブフレーム単位に交互に利用して信号を送信する。もし、既存の単一アンテナのための電力制御方法の概念を本発明の実施形態に適用すると、電力制御命令を生成するための受信電力の測定時点と前記受信電力の測定値に基づいて電力制御が遂行される時点間に、二つのサブフレームに該当する時間差が発生するので、電力制御をチャネル変化に応じて正確に遂行できない問題が発生する。
【００６９】
以下、上述したような本発明の実施形態に対応した電力制御方法を詳細に説明すると、次のようである。以下、説明される本発明による電力制御方法は二つの実施形態として提案される。
【００７０】
第１実施形態
図１５は本発明の第１実施形態による電力制御方法を提案するための受信装置の構成を示している図である。前記本発明の第１実施形態で提案されている電力制御方法は、ＴＳＴＤを利用するＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムのための電力制御方法である。図１６は本発明の第１実施形態に従う電力制御方法による信号処理流れを概念的に示している図であり、図１７は本発明の第１実施形態に従う電力制御を遂行するための制御流れを示している図である。
【００７１】
以下、本発明の第１実施形態による電力制御方法を前記図１５乃至前記図１７を参照して詳細に説明すると、次のようである。
【００７２】
基地局の送信装置からＴＳＴＤにより送信された信号は端末の単一アンテナを通じて受信される。前記アンテナを通じて受信された信号は相異なる変調器１５００と１５０２によりそれぞれcosωct、またはsinωctと掛けられることにより復調される。前記復調された二つの信号は対応する低周波通過フィルタ(low pass filter：ＬＰＦ)１５０４、１５０６に伝達され、前記ＬＰＦ１５０４、１５０６を通じて基底帯域信号に変わるようになる。前記アナログ信号である基底帯域信号はＡ／Ｄ変換器１５０８、１５１０によりディジタル信号に変換される。前記Ａ／Ｄ変換器１５０８、１５１０の出力信号はデータとミッドアンブルが時間多重化されている信号である。従って、前記Ａ／Ｄ変換器１５０８、１５１０の出力信号はレーキ受信器を構成する複数個のフィンガーそれぞれの時間逆多重化部１５０９に伝達され、データとミッドアンブルに分離される。即ち、前記時間逆多重化部１５０９は一つのサブフレームを基準にする時、前記サブフレームを構成するタイムスロットそれぞれのデータ区間の間、前記Ａ／Ｄ変換器１５０８、１５１０をデータ復調部１５１２にスイッチングする。一方、前記タイムスロットそれぞれのミッドアンブル区間では前記Ａ／Ｄ変換器１５０８、１５１０を電力測定器１５１４にスイッチングする。
【００７３】
前記時間逆多重化部１５０９により分離されたデータ信号はデータ復調部(Data demodulation)１５１２により検波される。前記データ復調部１５１２はレーキ受信器を構成するフィンガーそれぞれに対応して設けられることにより、前記レーキ受信器からは前記フィンガーの数に対応して検波されたデータ信号が出力される。前記各フィンガーに設けられたデータ復調部１５１２からの検波された信号はコンバイナ(Channel compensation & Combiner)１５２０の入力に伝達される。前記コンバイナ１５２０は前記複数の検波された信号をパイロットを利用して推定されたチャネル情報によりコンバインして最終データを出力する。
【００７４】
一方、前記時間逆多重化部１５０９により分離されたミッドアンブル信号は電力測定器(Power measurement combiner)１５１４の入力に提供される。前記受信信号に該当するサブフレームからミッドアンブル信号が分離され前記電力測定器１５１４に提供される手続きは、前記図１６に示されている。前記図１６では順方向タイムスロット中、０番タイムスロットＴｓ０からミッドアンブルを分離する例を示している。しかし、ＵＥによってアクセスする順方向タイムスロットが変わることができるのは自明であろう。前記ミッドアンブルを受信する前記電力測定器１５１４は、前記ミッドアンブル信号によりi番目サブフレームごとに受信信号の電力測定値ｍ(ｉ)を出力する。ここで、ｉ番目サブフレームは現在時点で受信されたサブフレームを通称する。前記電力測定器１５１４はレーキ受信器を構成するフィンガーそれぞれに対応して設けられることによって、前記レーキ受信器からはフィンガーの数に対応して電力測定値が出力される。前記電力測定値ｍ(ｉ)が電力制御シグナリング部１５２２に提供されるのは前記図１６で点線に示されている(図１７の１７００段階)。
【００７５】
前記レーキ受信器のフィンガーから出力される電力測定値ｍ(ｉ)は前記電力制御シグナリング部(Power control Signaling)１５２２の入力に提供され、基地局(Node B)に伝達される電力制御命令を生成する。前記電力制御シグナリング部１５２２が電力測定値ｍ(ｉ)により電力制御命令を発生する過程は、前記図１７の１７０２段階で遂行される。
【００７６】
図２１は前記電力制御シグナリング部の構成の一例を示している。前記図２１を参照して上述した電力制御シグナリング部１５２２の動作を詳細に説明すると、レーキ受信器のフィンガーから出力されたｍ(ｉ)は加算器により加算され減算器に入力される。前記減算器は前記加算器の結果値から外部ループ電力制御により決定された臨界値(Threshold value)を減算する。前記減算器からの結果値は比較器(comparator)により０と比較される。前記比較結果で前記減算器からの結果値が０より大きいと、電力制御シグナリング部１５２２は順方向送信電力の減少を要求するダウン(down)命令(即ち、ビット“０”)を出力し、前記減算器からの結果値が０より小さいと、電力制御シグナリング器は順方向送信電力の増加を要求するアップ(up)命令(即ち、ビット“１”)を出力する。
【００７７】
前記電力制御シグナリング部１５２２により生成された電力制御命令は、最初に基地局に伝送されるサブフレームの逆方向リンクタイムスロット中、自分に割り当てられた逆方向リンクタイムスロットに乗せて伝送される。前記電力制御シグナリング部１５２２により生成された電力制御命令が所定タイムスロットに乗せて伝送されるのは、前記図１７の１７０４段階で示されているようである。
【００７８】
一方、前記所定タイムスロットを通じて端末からの電力制御命令を受信した基地局は、前記図１７の１７０６段階で前記受信した電力制御命令により次に伝送するサブフレームに対する電力制御を遂行する。
【００７９】
前記端末の受信装置は前記基地局から電力制御されたサブフレームを受信した後、前記図１７の１７０８段階で基地局からの順方向伝送が完了されたかを判断する。即ち、基地局から伝送されるフレームがこれ以上ないかを判断する。前記判断により、次に伝送されるフレームが存在すると判断される場合、前記端末の受信装置は１７１０段階に進行してサブフレームに対する電力制御を遂行するため、ｉを“１”増加させた後、前記１７００段階に進行して上述した動作を反復して遂行する。しかし、これ以上伝送されるサブフレームがないと判断される場合、本発明の実施形態による動作を終了する。
【００８０】
第２実施形態
図１８は本発明の第２実施形態に従う電力制御方法を提案するための受信装置の構成を示している図である。この時、前記本発明の第２実施形態に従う電力制御方法も、第１実施形態のようにＴＳＴＤを利用するＮＢ−ＴＤＤシステムのための電力制御方法である。図１９は本発明の第２実施形態に従う電力制御方法による処理流れを概念的に示している図であり、図２０は本発明の第２実施形態に従う電力制御を遂行するための制御流れを示している図である。
【００８１】
以下、本発明の第２実施形態による電力制御方法の動作について前記図１８乃至図２０を参照して詳細に説明すると、次のようである。
【００８２】
基地局の送信装置からＴＳＴＤにより送信された信号は端末の単一アンテナを通じて受信される。前記アンテナを通じて受信された信号に対する復調と前記復調が遂行された信号を基底帯域信号に変換した後、ディジタル信号に出力する動作は、上述した第１実施形態と同一の構成により遂行される。また、時間逆多重化部１５０９により前記ディジタル信号を構成するデータとミッドアンブルを分離し、前記分離されたデータから最終データを出力する構成においても、前記第１実施形態と同一である。従って、後述する第２実施形態では前記構成に対する具体的な説明は省略する。
【００８３】
一方、前記時間逆多重化部１５０９により分離されたミッドアンブル信号は電力測定器(Power measurement combiner)１５１４の入力に提供される。前記受信信号に該当するサブフレームからミッドアンブル信号が分離され前記電力測定器１５１４に提供される手続きは前記図１９に示されている。前記図１９では順方向タイムスロット中、タイムスロットＴｓ０からミッドアンブルを分離する例を示している。しかし、ＵＥによってアクセスする順方向タイムスロットが変わることができるのは自明であろう。前記ミッドアンブル信号を受信する前記電力測定器１５１４は前記ミッドアンブル信号によりｉ番目サブフレームごとに受信信号の電力測定値ｍ(ｉ)を出力する。ここで、ｉ番目サブフレームは現在時点で受信されたサブフレームを通称する。前記電力測定値ｍ(ｉ)は電力測定値結合器(Power measurement combiner)１５１８と遅延部１５１６に提供される。前記遅延部１５１６は前記電力測定器１５１４からの電力測定値ｍ(ｉ)が提供される時点で以前に受信した電力測定値ｍ(ｉ−１)を出力する。前記遅延部１５１６から以前に受信した電力測定値ｍ(ｉ−１)は前記電力測定値結合器１５１８に提供される。前記現在サブフレームと以前のサブフレームのミッドアンブルにより電力測定値が発生される概念は、前記図１９に示されている。一方、前記図１９では以前サブフレームと現在サブフレームからミッドアンブルが同一時点で提供されることに示されているが、これは前記遅延部１５１６により以前電力測定値が遅延され出力されることに解釈されるべきである。前記現在サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ)と前記以前サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ−１)が前記電力測定値結合器１５１８に提供される過程は、図２０の２０００段階で遂行される。
【００８４】
サブフレームごとに電力制御のための受信電力の推定値ｐ(ｉ)は、現在サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ)と以前サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ−１)を利用して電力測定値結合器１５１８により求められる。前記以前サブフレームの電力測定値ｍ(ｉ−１)は、上述したように前記遅延部(Sub frame delay)１５１６により提供される。前記電力測定値結合器１５１８でサブフレームごとに電力制御のための受信電力の推定値ｐ(ｉ)を求める過程を数式に示すと、下記＜数式１＞のようである。
＜数式１＞
ｐ(ｉ)＝ｗ0×ｍ(ｉ)＋ｗ1×ｍ(ｉ−１)
【００８５】
前記＜数式１＞で使用される加重値ｗ0とｗ1は提案する電力制御方法の性能を左右する変数として、前記二つの変数の和(ｗ0＋ｗ1)は“１”であり、電力制御が最適に遂行されるように決定されるべきである。
【００８６】
前記電力測定器１５１４はレーキ受信器を構成するフィンガーそれぞれに対応して設けられることにより、前記レーキ受信器からはフィンガーの数に対応して受信電力の測定値ｐ(ｉ)が出力されるものである。前記電力測定値ｐ(ｉ)が電力制御シグナリング部１５２２に提供されるのは、図１９に点線に示されている。前記電力測定値結合器１５１８から前記電力測定値ｐ(ｉ)が前記電力制御シグナリング部１５２２に提供される動作は、前記図２０の２００２段階で遂行される。
【００８７】
前記レーキ受信器の各フィンガーから前記＜数式１＞に基づいて出力される受信電力推定値ｐ(ｉ)は電力制御シグナリング部(Power control Signaling)１５２２の入力に提供され、ｐ(ｉ)の計算を通じて電力制御命令が生成される。前記電力制御シグナリング部１５２２により前記電力制御命令が生成される動作は、前記図２０の２００４段階で遂行される。
【００８８】
図２１を参照して電力制御シグナリング部(Power control Signaling)１５２２の構造を具体的に説明すると、レーキ受信器の各フィンガーから出力されたｐ(ｉ)は加算器により加算され減算器に入力される。前記減算器は前記加算器からの結果値から外部ループ電力制御により設定された臨界値(Threshold value)を減算する。前記減算器からの結果値は比較器(comparator)により０と比較される。前記比較結果として、前記減算器からの結果値が０より大きいと、電力制御シグナリング部１５２２は順方向送信電力の減少を要求するダウン(down)命令(即ち、ビット“０”)を出力し、前記減算器からの結果値が０より小さいと、電力制御シグナリング部１５２２は順方向送信電力の増加を要求するアップ(up)命令(即ち、ビット“１”)を出力する。
【００８９】
前記電力制御シグナリング部１５２２により生成された電力制御命令は、一番速い基地局に伝送されるサブフレームの逆方向リンクタイムスロット中、自分に割り当てられた逆方向リンクタイムスロットに乗せて伝送される。前記電力制御シグナリング部１５２２により生成された電力制御命令が所定タイムスロットに乗せて伝送されるのは、前記図２０の２００６段階に示されているようである。前記所定タイムスロットはサブフレームを構成する複数の逆方向タイムスロット中、自分に割り当てられた逆方向タイムスロットである。
【００９０】
一方、前記所定タイムスロットを通じて端末からの電力制御命令を受信した基地局は、前記図２０の２００８段階で前記受信した電力制御命令により次に伝送するサブフレームに対する電力制御を遂行する。
【００９１】
前記端末の受信装置は前記基地局から電力制御されたサブフレームを受信した後、前記図２０の２０１０段階で基地局からの順方向伝送が完了されたかを判断する。即ち、基地局から伝送されるフレームがこれ以上ないかを判断する。基地局から次に伝送されるフレームが存在すると判断される場合、前記端末の受信装置は２０１２段階に進行して次のサブフレームに対する電力制御のため、ｉを“１”増加させた後、前記２０００段階に進行して上述した動作を反復して遂行する。しかし、これ以上伝送されるフレームがないと判断される場合、本発明の実施形態による動作を終了する。
【００９２】
下記［表１］は上述した電力測定値結合器１５１８で使用される加重値ｗ0、ｗ1の組合を適用した実験により求められたＥc／Ｉorを示している。
【表１】
【００９３】
上述した［表１］をグラフに示すと、図２２のようである。即ち、前記図２２は加重値比率による性能比較を示しているグラフである。
【００９４】
図２３は基地局で単一伝送アンテナを使用するシステムに既存の電力制御方法を適用した場合と、基地局でＴＳＴＤ方式を使用するシステムに本発明の実施形態による電力制御方法を適用した場合の電力制御性能を比較するグラフを示している。前記図２３で、グラフのｘ軸は端末の速度であり、ｙ軸は要求されるＥc／Ｉorである。前記図２３に示されているように、ＴＳＴＤ方式と前記図１５及び前記図１８で示した電力制御方法を使用する場合の性能が、単一伝送アンテナと既存の電力制御方法を使用した場合の性能より良好であることが分かる。また、上述した［表１］に示されているように、ｗ0＝１／３、ｗ1＝２／３がｗ0＝１／２、ｗ1＝１／２である場合より全ての速度領域でより良好な性能を示していることが分かる。
【００９５】
【発明の効果】
本発明で提案するＴＳＴＤ方式はダイバーシティを使用しない場合と比較して、送信器が必要とする別の装置は付加的なアンテナとスイッチだけである。特に、本発明で提案しているＴＳＴＤ方式は単一電力増幅器に二つのアンテナを利用して交互に送信するので、基地局費用中に一番高い部分である電力増幅器をもう一度付加する必要がないので、装備費用の増加が少ない。このように送信器が簡単であるとの利点は、本発明で提案するＴＳＴＤ方式を基地局だけではなく、端末にも適用ができるようにすることである。また、提案されたＴＳＴＤ方式を利用して送信された信号を受信するために受信器は構造の変化が必要ないとの利点を有する。
【００９６】
通常的に、ＴＳＴＤ伝送は最悪のチャネル状況である場合にも、閉ループアンテナダイバーシティとは異なり、ビット誤り確率(bit error rate)が単一アンテナ方式より悪化されない特徴がある。本発明が提案する方法は、ＴＤＤ、またはＮＢ−ＴＤＤ移動通信システムのフレームの構造を利用して容易に具現できるので、スマートアンテナの設置が難しい低価(low cost)基地局でも順方向容量を増加させることができる(例：アンテナアレイを適用した電話通信)。専用チャネルの伝送にスマートアンテナを使用する基地局の場合、共用物理チャネルの伝送のためにＴＳＴＤ方式を使用することができ、この時、ＴＳＴＤ伝送のためにスマートアンテナのアレイアンテナのアンテナ要素を活用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 通常的な広帯域時分割デュープレッシング符号分割多重接続移動通信システムのフレーム構造を示す図である。
【図２】 通常的な狭帯域時分割デュープレッシング符号分割多重接続移動通信システムのフレーム構造を示す図である。
【図３】 図２で示しているサブフレーム(sub-frame)構造を示す図である。
【図４】 図３で示しているタイムスロットの構造を示す図である。
【図５】 図３で示している順方向パイロットタイムスロット(Downlink Pilot Time Slot)の構造を示す図である。
【図６】 図３で示している逆方向パイロットタイムスロット(Uplink Pilot Time Slot)の構造を示す図である。
【図７】 広帯域時分割デュープレッシング、または狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムの基地局でダイバーシティ方式を使用しない送信器の通常的な構造を示している図である。
【図８】 広帯域時分割デュープレッシング移動通信システムで空間−時間伝送ダイバーシティ方式、開ループ(open loop)ＴＳＴＤ方式を使用する通常的な基地局送信器の構造を示している図である。
【図９】 広帯域時分割デュープレッシング、または狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムで閉ループ(closed loop)ＴＳＴＤ方式を使用する基地局送信器の通常的な構造を示している図である。
【図１０】 周波数分割デュープレッシング移動通信システムでタイムスイッチド伝送多重化方式を使用する通常的な基地局送信器の構造を示す図である。
【図１１】 本発明の実施形態による広帯域時分割デュープレッシング、または狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムでＴＳＴＤ方式を利用した送信器の構造を示す図である。
【図１２】 広帯域時分割デュープレッシング移動通信システムに本発明の実施形態で提案しているＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【図１３Ａ】 狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムに１２.５μsec区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【図１３Ｂ】 狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムに８７５μsecの順方向伝送がない区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【図１３Ｃ】 狭帯域時分割デュープレッシング移動通信システムに８２５μsecの逆方向伝送がない区間を利用したＴＳＴＤ方式を適用した場合、二つのアンテナを通じて送信されるフレームの伝送パータンを時間軸上で示している図である。
【図１４Ａ】 本発明の実施形態に従うＴＳＴＤ方式による送信時のアンテナ構成方式の例として、アレイアンテナの構成要素を利用する場合を示している図である。
【図１４Ｂ】 本発明の実施形態に従うＴＳＴＤ方式による送信時のアンテナ構成方式の例として、アレイアンテナの構成要素を利用する場合を示している図である。
【図１４Ｃ】 ＴＳＴＤ方式により出力される信号が独立的な二つのアンテナを通じて送信される場合を示している図である。
【図１５】 本発明の第１実施形態に従う電力制御のための端末機受信装置構成の一例を示している図である。
【図１６】 本発明の第１実施形態に従う電力制御を概念的に示している図である。
【図１７】 本発明の第１実施形態に従う電力制御のための制御流れを示している図である。
【図１８】 本発明の第２実施形態に従う電力制御のための端末機受信装置構成の例を示している図である。
【図１９】 本発明の第２実施形態に従う電力制御を概念的に示している図である。
【図２０】 本発明の第２実施形態に従う電力制御のための制御流れを示している図である。
【図２１】 図１５及び図１８で示されている電力制御シグナリング部の詳細構成を示している図である。
【図２２】 本発明の実施形態に従う電力制御による実験値を示しているグラフである。
【図２３】 従来技術と本発明の実施形態による性能を比較して示しているグラフである。
【符号の説明】
１１００ チャネル符号化器
１１０２ インタリーバ
１１０６ 第１拡散器(Spreader)
１１０８ 第２拡散器(Spreader)
１１１０ 第１スクランブラ(Scrambler)
１１１２ 第２スクランブラ(Scrambler)
１１１４ 時分割多重化部(Time Division Multiplexor：ＴＤＭ)
１１１６ 第１有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：第１ＦＩＲフィルタ)
１１１８ 第２有限インパルス応答フィルタ(Finite Impulse Response filter：第２ＦＩＲフィルタ)
１１２０ 第１乗算器
１１２２ 第２乗算器
１１２６ 電力増幅器(Power Amplifier：ＰＡ)
１１２８ スイッチ
Claims (21)
- 符号分割多重接続移動通信システムで所定変調信号により変調した無線信号を複数のアンテナを利用して伝送する装置において、
データが伝送される区間で前記無線信号を増幅する電力増幅器と、
データが伝送されない区間で一定周期でスイッチング制御信号を発生する制御部と、
前記スイッチング制御信号に応答して前記電力増幅器により増幅された無線信号を第１アンテナと第２アンテナ間にスイッチングするスイッチと、を含み、
ここで、前記データが伝送されない区間は、前記無線信号を伝送するフレームを構成するタイムスロット間を区分するために各タイムスロット別に存在する保護区間と、前記フレームを構成するサブフレーム間を区分するために各サブフレーム別に存在する保護区間、及び前記サブフレーム内で逆方向タイムスロットと順方向タイムスロットとを区分するために存在する保護区間中の一つの保護区間であることを特徴とする装置。 - 前記制御部は、前記フレームのタイムスロット中、最終タイムスロットが有する保護区間でスイッチング制御信号を発生することを特徴とする請求項１に記載の装置。
- 前記保護区間は、９６チップの長さを有することを特徴とする請求項２に記載の装置。
- 前記制御部は、前記保護区間のスタート点で前記電力増幅器をオフさせた後、前記電力増幅器の出力が所定レベルに低くなると、前記スイッチング制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の装置。
- 符号分割多重接続移動通信システムで、所定変調信号により変調した無線信号を複数のアンテナを利用して伝送する方法において、
データが伝送される区間で前記無線信号を電力増幅器を通じて増幅する過程と、
データが伝送されない区間で一定周期でスイッチング制御信号を発生する過程と、
前記スイッチング制御信号に応答して前記電力増幅器により増幅された無線信号を第１アンテナと第２アンテナ間にスイッチングする過程と、を含み、
ここで、前記データが伝送されない区間は、前記無線信号を伝送するフレームを構成するタイムスロット間を区分するために各タイムスロット別に存在する保護区間と、前記フレームを構成するサブフレーム間を区分するために各サブフレーム別に存在する保護区間、及び前記サブフレーム内で逆方向タイムスロットと順方向タイムスロットとを区分するために存在する保護区間中の一つの保護区間であることを特徴とする方法。 - 前記スイッチング制御信号は、前記フレームのタイムスロット中、最終タイムスロットが有する保護区間で発生することを特徴とする請求項５に記載の方法。
- 前記保護区間は、９６チップの長さを有することを特徴とする請求項６に記載の方法。
- 符号分割多重接続移動通信システムで、所定変調信号により変調した無線信号を複数のアンテナを利用して伝送する装置において、
データが伝送される区間で前記無線信号を増幅する電力増幅器と、
データが伝送されない区間で一定周期でスイッチング制御信号を発生する制御部と、
前記スイッチング制御信号に応答して前記電力増幅器により増幅された無線信号を第１アンテナと第２アンテナ間にスイッチングするスイッチと、を含み、
ここで、前記データが伝送されない区間は、前記無線信号を伝送するフレームを構成するタイムスロット間を区分するために各タイムスロット別に存在する第１保護区間と、前記サブフレーム内で逆方向タイムスロットと順方向タイムスロットとを区分するために存在する第２保護区間中の一つの保護区間であることを特徴とする装置。 - 前記第１保護区間は、前記サブフレームを構成するタイムスロット中、最終タイムスロットが有する保護区間であることを特徴とする請求項８に記載の装置。
- 前記第１保護区間は、９６チップの長さを有することを特徴とする請求項９に記載の装置。
- 前記第２保護区間は、前記サブフレーム内で順方向伝送が遂行されない区間を含むことを特徴とする請求項８に記載の装置。
- 前記順方向伝送が遂行されない区間は、８７５μsecであることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
- 前記第２保護区間は、前記サブフレーム内で逆方向伝送が遂行されない区間を含むことを特徴とする請求項８に記載の装置。
- 前記逆方向伝送が遂行されない区間は、８７５μsecであることを特徴とする請求項１３に記載の装置。
- 符号分割多重接続移動通信システムの送信装置で、所定変調信号により変調した無線信号を複数のアンテナを利用して伝送する方法において、
データが伝送される区間で電力増幅器により前記無線信号を増幅する過程と、
データが伝送されない区間で一定周期でスイッチング制御信号を発生する過程と、
前記スイッチング制御信号に応答して前記電力増幅器により増幅された無線信号を第１アンテナと第２アンテナ間にスイッチングする過程と、を含み、
ここで、前記データが伝送されない区間は、前記無線信号を伝送するフレームを構成するタイムスロット間を区分するために各サブフレーム別に存在する第１保護区間と、前記サブフレーム内で逆方向タイムスロットと順方向タイムスロットとを区分するために存在する第２保護区間中の一つの保護区間であることを特徴とする方法。 - 前記第１保護区間は、前記サブフレームを構成するタイムスロット中、最終タイムスロットが有する保護区間であることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
- 前記第１保護区間は、１６チップの長さを有することを特徴とする請求項１６に記載の方法。
- 前記第２保護区間は、前記サブフレーム内で順方向伝送が遂行されない区間を含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
- 前記順方向伝送が遂行されない区間は、８７５μsecであることを特徴とする請求項１８に記載の方法。
- 前記第２保護区間は、前記サブフレーム内で逆方向伝送が遂行されない区間であることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
- 前記逆方向伝送が遂行されない区間は、８２５μsecであることを特徴とする請求項２０に記載の方法。
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