JP3754628B2

JP3754628B2 - Power semiconductor element circuit and inverter device using the same

Info

Publication number: JP3754628B2
Application number: JP2001128218A
Authority: JP
Inventors: 良孝菅原
Original assignee: Kansai Electric Power Co Inc
Current assignee: Kansai Electric Power Co Inc
Priority date: 2001-04-25
Filing date: 2001-04-25
Publication date: 2006-03-15
Anticipated expiration: 2021-04-25
Also published as: JP2002325427A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通電電流の変化を検知して通電電流を制御するパワー半導体素子回路及びこれを用いたインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
通電電流の変化を検知して通電電流を制御するパワー半導体素子回路においては、パワー半導体素子を流れる通電電流の増加又は減少等の変化を検出して検出信号を出力する検出回路を有する。この検出信号を用いて、通電電流の異常な増加又は減少を抑制したり、短絡などの異常時に負荷やパワー半導体素子回路自体を保護するために電流を遮断するなどの制御が行われている。
上記の制御においては通電電流を高い感度で検出する必要がある。検出回路の２つの従来例を図９の（ａ）及び（ｂ）の回路図を参照して説明する。図９の（ａ）に示す第１の従来例では、太陽電池、燃料電池などの直流電源５０に、制御素子としてのＩＧＢＴ(Insulated gate bipolar transistor)５１を経て負荷５２が接続されている。ＩＧＢＴ５１と電源５０との間の電路５９にＣＴ等の検出用コイル５３を設け、電路５９を流れる電流の変化により検出用コイル５３に誘起する電圧Ｖ１を検出信号として駆動回路５５に入力する。駆動回路５５は電圧Ｖ１に基づいてＩＧＢＴ５１を制御する。例えば負荷５２で短絡事故が発生すると電路５９を流れる電流が急増し、電流の急増により電圧Ｖ１も急増する。駆動回路５５は電圧Ｖ１が所定値を超えると、ＩＧＢＴ５１のゲート電圧を制御してＩＧＢＴ５１をオフにする。これにより、異常が発生したときの、電源５０、ＩＧＢＴ５１及び負荷５２の損傷を防止する。
【０００３】
図９の（ｂ）は第２の従来例の回路図を示す。図において、直流電源５０に、制御素子としてのＩＧＢＴ５１及び抵抗５４を介して負荷５２が接続されている。負荷５２を流れる電流は抵抗５４で検出され、検出信号としての電圧Ｖ２が得られる。電圧Ｖ２は駆動回路５５に入力され、前記第１の従来例と同様にＩＧＢＴ５１を制御する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
第１の従来例の検出用コイル５３を用いた検出回路では以下の問題を有する。通電電流が大きいパワー半導体素子回路の場合、電路５９の電線は太いものが必要である。例えば、５００Ａ級のポリエチレン絶縁ビニールシースケーブル（通称ＣＶケーブル）の直径は約３５ｍｍである。また１５００Ａ級のＣＶケーブルの直径は約６５ｍｍである。これらのＣＶケーブルを取り囲むように形成する検出用コイル５３の直径は７０ｍｍから１００ｍｍ程度の大型のものになり、重量も大きくなる。
このような大型の検出用コイル５３の検出応答時間は１〜１０マイクロ秒程度と比較的長く、ＩＧＢＴ５１の電流の制御もこの分遅れる。この制御の遅れにより、短絡事故が発生したとき大電流が負荷５２やＩＧＢＴ５１を流れ、これらに障害を与えるおそれがある。また電流変化の速度が遅い場合は検出用コイル５３の検出出力のレベルが極めて低い。従って大きな電流変化があっても検出できないことがある。
【０００５】
第２の従来例の抵抗５４を用いた検出回路では、通電電流の変化が緩やかな場合でも通電電流の変化を容易に検出できる。しかし通電電流が大きい場合、検出用の抵抗５４で大きな電力損失が発生し発熱する。
例えば、常時の通電電流が５００Ａのパワー半導体素子回路で、０．００２オームの抵抗を用いた場合５００Ｗの電力損失が生じる。例えば負荷５２で短絡事故等が発生し通電電流が１０００Ａに増大すると、電力損失は２ｋＷに及ぶ。このように、抵抗５４での電力損失が大きい点が問題であった。検出応答時間は１ミリ秒から速いものでも１マイクロ秒と比較的長く、ＩＧＢＴ５１の制御にこの分の遅れが生じる。従って、短絡事故が発生したとき大電流が流れ抵抗５４の破損やＩＧＢＴ５１や負荷５２の破損を招くおそれがある。更に、発熱による抵抗５４の破損を防ぐためには、熱容量の大きい大型の抵抗素子を用いたり、水冷など冷却手段を有する抵抗素子を用いる必要があるため、大型で重いものになり価格も高価になるという問題があった。
【０００６】
本発明は、パワー半導体素子回路の通電電流を検出用コイルや検出用抵抗を用いずに検出する、小型、軽量、高速かつ低損失のパワー半導体素子回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のパワー半導体素子回路は、
電源と負荷とを接続する電路に設けられて前記電路の電流を制御するパワー半導体素子を備え、
前記パワー半導体素子は、実質的に同じバンドギャップを有するワイドギャップ半導体材料からなるｐ型層とｎ型層とが少なくとも三層交互に、複数層積層されたバイポーラ型のパワー半導体素子であって、前記複数層のうち中間に挟まれた層に電気的に接続されてこの素子を通して流れる通電電流を制御する制御端子を備え、前記複数層のうち少なくとも一つの層に、前記通電電流に応じて光を発生する再結合センターが含まれ、前記再結合センターで発生した光が外部へ放射されるようになっており、
前記パワー半導体素子の放射光を検出し検出信号を出力する受光素子、及び、
前記受光素子の前記検出信号が入力され、前記検出信号に応じた制御信号を前記パワー半導体素子の前記制御端子に印加して前記パワー半導体素子の通電電流を制御するゲート駆動回路を有する。
本発明によれば、パワー半導体素子の通電電流に応じて変化する放射光を受光素子で検出し、受光素子の検出信号に基づいてパワー半導体素子を制御するので、通電電流の変化とパワー半導体素子の制御までの時間である制御の応答時間が短い。また光を用いて検出するので電気ノイズの影響を受けにくい。
【０００８】
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子はシリコン基板上に設けられていることを特徴とする。
【０００９】
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記再結合センターを含む前記層のうち一部分のみに前記再結合センターが含まれていることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記電源が直流電源であることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記受光素子が前記パワー半導体素子のパッケージに内蔵されていることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子の放射光を前記受光素子に伝送する光ファイバを更に備えることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記ゲート駆動回路は、前記通電電流が所定値を超えたことを判定する判定制御回路を有し、前記判定制御回路の判定出力を前記制御端子に印加して前記パワー半導体素子を制御することを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子の前記ワイドギャップ半導体材料は炭化珪素であることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子の前記再結合センターはアルミニウム原子と窒素原子を含むことを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子は、前記制御端子としてのゲートを有する絶縁ゲートバイポーラトランジスタであることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子は、前記制御端子としてのＰチャネルゲートと、前記再結合センターを含む前記層としてのＰ型バッファ層とを有するＰチャネル絶縁ゲートバイポーラトランジスタであることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子は、前記制御端子としてのゲートを有するゲートターンオフサイリスタであることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子は、前記制御端子としてのアノードゲートを有するアノードゲート構造のゲートターンオフサイリスタであることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子の前記ワイドギャップ半導体材料は窒化ガリウムであることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記パワー半導体素子の前記再結合センターを含む前記層がｎ型層であり、前記再結合センターはシリコン原子からなることを特徴とする。
一実施形態のパワー半導体素子回路では、前記再結合センターを、前記ｎ型層の一部分のみに有することを特徴とする。
【００１０】
本発明のインバータ装置は、
直流電源の正及び負の端子間に接続された複数の、２つのパワー半導体素子が直列接続された直列接続体、
前記直列接続体の接続点に接続された負荷、
前記パワー半導体素子を制御する制御回路、及び
前記パワー半導体素子にそれぞれ逆並列に接続されたフライホイールダイオード
を有するインバータ装置において、
前記直列接続体の２つのパワー半導体素子の少なくとも一方が、実質的に同じバンドギャップを有するワイドギャップ半導体材料からなるｐ型層とｎ型層とが少なくとも三層交互に、複数層積層されたバイポーラ型のパワー半導体素子であって、前記複数層のうち中間に挟まれた層に電気的に接続されてこの素子を通して流れる通電電流を制御する制御端子を備え、複数層のうち少なくとも一つの層に、前記通電電流に応じて光を発生する再結合センターが含まれ、前記再結合センターで発生した光が外部へ放射されるようになっており、
前記パワー半導体素子の放射光を検出し検出信号を出力する受光素子、及び、
前記受光素子の前記検出信号が入力され、前記検出信号に応じた制御信号を前記パワー半導体素子の前記制御端子に印加して前記パワー半導体素子の通電電流を制御するゲート駆動回路を有することを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明のパワー半導体素子回路の実施の形態を以下に説明する。パワー半導体素子回路に用いるパワー半導体素子（以下、適宜「半導体制御素子」または「バイポーラ半導体制御素子」という。）に適した材料として、炭化珪素（ＳｉＣ）、ガリウムナイトライド（ＧａＮ）、ダイヤモンドなどのワイドギャップ半導体材料が知られている。ワイドギャップ半導体材料は、シリコン（Ｓｉ）の半導体材料に比べて絶縁破壊電界と熱伝導率が高く、高い温度でも動作するという優れた物理的特性を有している。このため、ワイドギャップ半導体材料で形成したワイドギャップ半導体素子は高耐電圧かつ低損失であり、半導体素子で発生する損失が少ない。また発生した熱を放散しやすく、かなり高い温度になるまで電流を増加させることができるので、大電流を制御するパワー半導体素子回路の半導体素子に適している。
【００１２】
ワイドギャップ半導体材料において、接合を形成しているｎ型層とｐ型層のいずれか一方にキャリアの再結合センター（電子と正孔とが再結合して消滅する過程を促進させる不純物原子や複数不純物原子の複合体が存在する場所）を形成することにより、接合を通って電流を流すと光を発する発光性ワイドギャップ半導体素子を得ることができる。ワイドギャップ半導体材料を用いて発光性ワイドギャップのバイポーラ半導体制御素子を構成し、素子の一部に光の放射部を設けると、そこから光を放射させることができる。この光を受光素子で検出し、得られた検出出力から、通電電流の値やその変化を検出することができる。放射する光の強さはバイポーラ半導体制御素子を流れる電流にほぼ比例する。直線性のよい光電変換特性を有する受光素子を用いると、受光素子の検出出力は、バイポーラ半導体制御素子を流れる電流に比例する。従って、受光素子の検出出力でバイポーラ半導体制御素子の駆動回路を動作させるとバイポーラ半導体制御素子の通電電流を制御することができる。なお、再結合センターの数は多すぎると、必要とする放射光を確保する以上に電子や正孔を再結合させるために半導体素子のオン電圧が高くなり電力損失が大きくなってしまう。このため、再結合センターを形成する不純物原子等のドープ量を適正化したり、ドープする領域を半導体層の一部に局在化させたりするのが望ましい。例えば光の放射部に対向する半導体層の領域等に限定することもその一方法である。
【００１３】
受光素子としては、Ｓｉ半導体受光素子、ワイドギャップ半導体受光素子または光導電素子等を用いる。受光素子は、例えば一辺が数ｍｍ、厚さが１ｍｍ程度の略正方形の平板状であり、発光性ワイドギャップのバイポーラ半導体制御素子のパッケージ内に設ける。この構成により光バイポーラ半導体制御素子を作る。光バイポーラ半導体制御素子において、受光素子とバイポーラ半導体制御素子とは電気的に絶縁されており、受光素子の受光面をバイポーラ半導体制御素子の光放射部に対向させている。受光素子をバイポーラ半導体制御素子のパッケージ内に内蔵したことによるパッケージの容積の増加は、耐圧６ｋＶ級の素子で約３ｃｍ^３程度であり、重量の増加も１００グラム程度である。光バイポーラ半導体制御素子の総合伝達効率は、バイポーラ半導体制御素子の発光効率、光が受光素子に集光される集光効率、及び受光素子に集光された光が電気に変換される光電変換効率の積で表され半導体材料により大きく変化するが、０．００５〜２％程度である。例えば０．１％にするとバイポーラ半導体制御素子に流れる電流が５００Ａのとき、受光素子に発生する光電流は０．５Ａ程度である。短絡事故などにより電流が例えば１０００Ａに増加しても受光素子に発生する光電流は１Ａ程度である。受光素子には通常２０〜３０Ｖ以下の電圧を印加するので、受光素子で発生する電力損失は２０〜３０Ｗ程度である。
【００１４】
受光素子の光電流はバイポーラ半導体制御素子を流れる電流に比例して増減するので、電流が緩やかに変化する場合でも検出できる。
なお、本発明の他の好ましい実施形態としては、発光性ワイドギャップ半導体材料を用いたバイポーラ半導体制御素子の光を光ファイバを介して受光素子で検出する方法がある。例えばバイポーラ半導体制御素子のパッケージに、光ファイバを入射端がバイポーラ半導体制御素子の発光部に対向するように取り付ける。光ファイバの出射端には受光素子を取り付ける。この構成では前記の効果に加えてバイポーラ半導体制御素子と受光素子間の絶縁耐圧を容易に高くすることができる。
【００１５】
以下、本発明の好適な実施例について図１から図８を参照して説明する。
《第１実施例》
本発明の第１実施例のパワー半導体素子回路を図１から図４を参照して説明する。
図１は本実施例のパワー半導体素子回路の回路図である。図において、太陽電池、燃料電池等の直流電源１３に、パワー半導体素子回路の半導体制御素子としてのゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）１を経て負荷１４が接続されている。直流電源１３は、交流電源の交流を整流装置により整流し平滑して得られる直流の電源であってもよい。ＧＴＯ１は発光性ワイドギャップ半導体材料のＳｉＣを用いて製作した発光性ワイドギャップのバイポーラ半導体制御素子であり、ＧＴＯ１を流れる電流にほぼ比例する強さの光を放射する。矢印１Ａで示す放射光は、図２を用いて後で詳細に説明する、ＧＴＯ１のパッケージ内に設けられた受光素子２により受光される。受光素子２のカソード９Ｂは電源９ｃを介して電源１３の負極Ｇに接続され、アノード２Ａは判定制御回路７の入力端１０に接続されている。ＧＴＯ１のゲート１６にターンオン回路３及びターンオフ回路５が接続されている。ターンオン回路３は、ＧＴＯ１のゲートと負極Ｇとの間に直列に接続された電源３Ａとトランジスタ３Ｂと抵抗３Ｃを有する。トランジスタ３Ｂのゲート端子４にＧＴＯ１をオンにするための正のパルス信号が印加される。オフ回路５は、電源１３の負極Ｇに正極が接続された直流電源５Ａ、直流電源５Ａの負極とＧＴＯ１のゲートとの間に直列に接続された抵抗５ＢとＦＥＴ５Ｃを有する。ＦＥＴ５Ｃのソースと負極Ｇ間にはコンデンサ５Ｄが接続されている。ＦＥＴ５Ｃのゲート６にＧＴＯ１をオフにするための正のパルス信号が印加される。判定制御回路７は、出力端が前記ゲート６に接続されたコンパレータ８を有する。コンパレータ８の一方の入力端子１１は基準電圧を発生する基準電源９に接続され、他方の入力端子１０は受光素子２のアノード２Ａに接続されている。入力端子１０と負極Ｇ間に抵抗１２が接続されている。
【００１６】
次に本実施例のパワー半導体素子回路の動作を説明する。
ＧＴＯ１は、例えば耐電圧６ｋＶ、電流容量２００ＡのＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタであり、受光素子２はシリコンホトダイオードを用いている。ＧＴＯ１をオンにするときは、ターンオン回路３の入力端子４に正のパルス信号を与える。これによりトランジスタ３Ｂをオンにすると、ＧＴＯ１はオンになり所定の電流（例えば１００Ａ）が電源１３から負荷１４に流れる。オン状態のＧＴＯ１をオフにするときは、ターンオフ回路５の入力端子６に正のパルス信号を与えてＦＥＴ５Ｃをオンにする。これによりＧＴＯ１のゲート１６から直流電源５Ａに電流がバイパスされて、ＧＴＯ１の通電電流が遮断され負荷１４の運転が停止する。通電中のＧＴＯ１の放射光は受光素子２で検出され、発生した光電流２Ｃが判定制御回路７の入力端子１０から抵抗１２を経て負極Ｇに流れる。入力端子１０に生じた電圧はコンパレータ８で基準電源９の電圧と比較される。負荷１４に短絡などの異常が発生したときは、ＧＴＯ１に正常時を上回る大きな電流が流れ放射光の強度が増加する。その結果、受光素子２の光電流が増加してコンパレータ８の検出端子１０の電圧も増加する。検出端子１０の電圧がコンパレータ８の入力端子１１の基準電圧よりも高くなるとコンパレータ８の出力がハイレベルとなり、ターンオフ回路５のＦＥＴ５ＣがオンになってＧＴＯ１をオフにする。例えば１５０Ａ程度の電流が流れた場合コンパレータ８の入力端子１０の電圧が入力端子１１の基準電圧を上回るように設定すると、１５０Ａを超える電流が流れるとＧＴＯ１はオフとなり、電源１３と負荷１４の間を遮断する。これにより負荷１４が破損したり、パワー半導体素子回路が破損するのを防止できる。
【００１７】
なおＧＴＯ１のカソード１３Ａとアノード１４Ａ間に既知のスナバ回路を接続するのが望ましい。スナバ回路は、抵抗、コンデンサ、ダイオードなどを組み合わせたものが望ましい。
図２は、ＧＴＯ１と受光素子２を１つのパッケージに収納した耐電圧６ｋＶ、電流容量２００Ａの光ＧＴＯ素子１００の断面図である。図において、アノード電極１４Ａに接続されている金属ベース３の中央部にＧＴＯ１が固定されている。ＧＴＯ１の表面には、ＧＴＯ１を電流が流れるとき光を放射する光放射窓１９が設けられている。金属ベース３には、金属製のキャップ４が固定されている。キャップ４の内面には絶縁板２Ｄを介してホトダイオード２が、受光部２ＢをＧＴＯ１の光放射窓１９に向けて取り付けられている。金属ベース３は２つの孔１７、１８を有している。孔１７からカソード電極１３Ａが導出され、孔１８からゲート電極１６が導出されている。キャップ４は２つの孔１０、１１を有している。孔１０から受光素子２のアノード電極２Ａが導出され、孔１１からカソード電極９Ｂが導出されている。孔１０、１１、１７、１８はいずれも既知の気密封止材で気密に封止されている。光ＧＴＯ素子１００、ターンオン回路３、ターンオフ回路５及び判定制御回路７でパワー半導体素子回路を構成している。
【００１８】
光ＧＴＯ素子１００のパッケージ内において、ＧＴＯ１のカソード２０は、カソード電極１３Ａに２本の導線１４Ｂ、１４Ｃで接続されている。ＧＴＯ１のゲート１６Ａは導線１５でゲート電極１６に接続されている。導線１４Ｂ、１４Ｃ、１５の数は電流量に応じて増減すればよい。受光素子２のアノード７Ａは導線６でアノード電極２Ａに接続され、カソード９Ａは導線２８でカソード電極９Ｂに接続されている。ＧＴＯ１と受光素子２は電気的に絶縁されている。ＧＴＯ１の光放射窓１９と受光素子２の受光部２Ｂとの間の距離は約１ｃｍである。受光素子２のシリコンホトダイオードは、１辺が３ｍｍの略正方形であり厚さは約０．５ｍｍである。アノード電極１４Ａ、ゲート電極１６及びカソード電極１３Ａはともに長さが約３ｃｍである。前記のように、シリコンホトダイオードが小型であるので光ＧＴＯ１００の大きさは小さい。この光ＧＴＯ１００を、耐電圧６ｋＶ電流容量２００ＡのＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタと比較すると、光ＧＴＯ１００では重量が約１００グラム増加し、容積が数パーセント増加した。図２に示すように、光ＧＴＯ１では、アノード２０の導線を取付けるためのパッドの一部を除去して光放射窓１９を設けているので、発光効率は比較的低い。また光放射窓１９と受光素子２の受光部２Ｂとの間を約１ｃｍ離して集光効率を低くしている。従って異常時に通電電流が２００Ａから瞬間的に１０００Ａに増加したときでも、受光素子２の光電流は１２０ｍＡ程度である。受光素子２の印加電圧が例えば１０Ｖのとき電力損失は約１．２Ｗであり極めて低い値である。
【００１９】
負荷１４における短絡事故等により電流が急増してから、受光素子２が電流の急増を検出するまでの検出応答時間は０．１マイクロ秒以下である。受光素子２の検出から判定制御回路７及び駆動回路２３の動作によりＧＴＯ１がオフになるまでの時間は２〜３マイクロ秒であり極めて短時間である。発明者は、ＧＴＯ１の通電電流が２００Ａを超えたときＧＴＯ１がオフとなるように、判定制御回路７の基準電源９の電圧を設定して負荷１４で短絡を発生させる実験を行った。その結果、短絡が発生して電流が約４０％増加して約２８０Ａになった時点で制御が働きＧＴＯ１はオフとなった。この実験結果から短絡電流を大幅に抑制することができることが判った。短絡電流が大きくならないのでパワー半導体素子回路の各構成部品は電力容量の小さいものでよく、パワー半導体素子回路の小型化、軽量化、低損失化が実現できる。このように本実施例によればパワー半導素子回路の小型化、軽量化に加えて高速・低損失化も実現できる。
【００２０】
発光性のワイドギャップバイポーラ半導体制御素子について以下に詳細に説明する。
従来のＧＴＯなどのバイポーラ半導体制御素子では、オン電圧を低くして低損失にするために、接合を形成しているｐ型又はｎ型の半導体層内においてキャリアの再結合が出来るだけ生じないように構成している。すなわち各半導体層に再結合センターを出来るだけ含まないようにしている。これに対して、本発明の発光性ワイドギャップバイポーラ半導体制御素子では、前記従来のバイポーラ半導体制御素子とは逆に、バイポーラ半導体制御素子を形成する複数の半導体層の内の少なくとも一層にある程度の再結合センターが存在するように構成している。再結合センターは、少なくとも１つのＳｉＣ半導体層にアクセプタであるアルミニウムとドナーである窒素の原子をドープすることにより得られる。このようにすると、アルミニウム原子が作る不純物レベルに捕獲された正孔と、窒素原子が作る不純物レベルに捕獲された電子が再結合することにより光が発生する。半導体層に多数のアルミニウム原子と窒素原子をドープして多数の再結合センターを形成すると放射光の強さは大きくなる。しかし、再結合により、電子や正孔の流れが阻害されるのでバイポーラ制御素子のオン抵抗が高くなり従ってオン電圧も高くなる。その結果バイポーラ制御素子の電力損失が大きくなる。そこで、放射光の強さとオン抵抗の大きさを、実用性を考慮しつつ望ましい値に設定する必要がある。本実施例の発光性ワイドギャップバイポーラ半導体材料すなわちＳｉＣでは、アルミニウム原子及び窒素原子の数をそれぞれ１×１０^１５〜１×１０^１９ａｔｏｍ／ｃｍ^３の範囲にするのが望ましい。ＳｉＣの場合は、アルミニウムはｐ型不純物として働き、窒素はｎ型不純物として働く。そこで、再結合センターを有する半導体層がｐ型の場合は、アルミニウムを窒素より多くドープする必要がある。例えばアルミニウムを１×１０^２１ａｔｏｍ／ｃｍ^３程度まで増加させてもよい。また再結合センターを有する半導体層がｎ型の場合は、窒素をアルミニウムより多くドープする必要がある。例えば窒素を１×１０^２１ａｔｏｍ／ｃｍ^３程度まで増加させてもよい。
【００２１】
本実施例に用いている発光性のワイドギャップＧＴＯ１の詳細な構造を図３及び図４を参照して説明する。図３はＧＴＯ１の平面図であり、図４は、図３の一部のＩＶ−ＩＶ断面図である。図２のＧＴＯ１は、図３のＩＩ−ＩＩ断面図を示している。
【００２２】
図３及び図４において、ＧＴＯ１は、図４の断面図に示すように、カソード電極３１に厚さ約１００μｍのｐ型層３２を形成し、その上に厚さ約７０μｍのｎ型層３３を形成している。ｎ型層３３の上に再結合センターを有する厚さ約３μｍのｐ型層３４を形成する。ｐ型層３４の図において両端部にゲート電極１６Ａを形成する。ｐ型層３４の図において中央部に厚さ約２μｍのｎ型層３５を形成し、ｎ型層３５にアノード電極２０を形成する。ｐ型層３４には、アルミニウム原子を３．５×１０^１７ａｔｏｍ／ｃｍ^３及び窒素原子を８×１０^１６ａｔｏｍ／ｃｍ^３の濃度でドープしている。これにより例えば１００Ａ／ｃｍ^２の電流密度で通電したとき、オン電圧は５．２Ｖと比較的低い値であった。またこの通電状態での放射光の強さは約１６ミリワット（ｍＷ）であり、放射光の波長は約４７０ナノメータ（ｎｍ）であった。図２及び図３に示すように、ＧＴＯ１の外周領域には電界を緩和するための既知のターミネーション領域３７が形成されている。光放射窓の周囲はカソード電極２０で取り囲まれており、光放射窓に対向するカソード電極のないｐ型層を電流が十分流れるようにしている。なお、ｐ型層３４の光放射窓にほぼ対向する部分以外はアルミニウムのみドープし窒素をドープしないようにした場合も実験したがオン電圧を低減する上で効果があった。
【００２３】
《第２実施例》
図５は、本発明の第２実施例のパワー半導体素子回路の回路図である。図において、直流電源１３に光ＩＧＢＴ１０１を経て負荷１４が接続されている。光ＩＧＢＴ１０１は、発光性ワイドギャップ半導体材料を用いて作ったバイポーラ半導体制御素子としてのｐチャネルＳｉＣ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）２１と、受光素子２２としてのシリコンホトダイオードが１つのパッケージ（図示省略）内に収納されている。パッケージ内の構成は図２に示す光ＧＴＯ１００の構成に類似であり、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１の矢印２１Ａで示す放射光が受光素子２２の受光部に入射するようになされている。受光素子２２のカソードと電源１３の負極との間に、直流電源１０３が、その正極がカソードに接続されるように接続されている。ＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１のゲートには、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１の通電を制御する駆動回路２３の出力端２３Ａが接続されている。駆動回路２３の入力端２４には、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１を外部の装置から制御する制御信号が入力される。受光素子２２のアノードは判定制御回路７の抵抗１２を経て入力端１０に接続されている。判定制御回路７の回路構成は図１のものと同じであるので同じ動作をする。判定制御回路７の出力端７Ａは駆動回路２３の入力端２３Ｂに接続されている。光ＩＧＢＴ１０１、駆動回路２３、判定制御回路７でパワー半導体素子回路を構成している。
【００２４】
負荷１４の変動等によりＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１を流れる電流が増加すると、受光素子２２を流れる矢印２２Ｃで示す光電流が増加し、判定制御回路７の入力端１０の電圧が増加する。入力端１０の電圧が基準電源９の電圧より高くなると、コンパレータ８の出力端７Ａがハイレベルとなる。その結果駆動回路２３は、出力端２３Ａのレベルを低下させてＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１を流れる電流を減らすように制御する。負荷１４を流れる電流が所定値より減少すると、前記と逆の動作をしてＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１を流れる電流を増加させる。これによって負荷１４を流れる電流をほぼ一定の範囲に保つことができる。また負荷１４に短絡事故等の異常が発生し大電流が流れたときは、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１の電流を大幅に減らすかＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１をオフにして事故による損傷を防止する。本実施例のＳｉＣ−ＩＧＢＴ２１の詳細な構成は図示を省略するが、ｐ型バッファ半導体層にアルミニウム原子を１．６×１０^１７ａｔｏｍ／ｃｍ^３、窒素原子を６×１０^１６ａｔｏｍ／ｃｍ^３の濃度でドープしている。これにより、例えば１００Ａ／ｃｍ^２の電流密度で通電したとき、オン電圧は４．６Ｖと比較的低い値であった。この通電状態での放射光の強さは約８ｍＷであり、波長は約４７０ｎｍであった。
【００２５】
本実施例の具体例では、ＩＧＢＴ２１として、耐電圧６ｋＶ、電流容量１００ＡのＳｉＣ−ｐチャネルＩＧＢＴを用い、受光素子２２としてシリコンホトダイオードを用いる。通常の使用状態では、駆動回路２３の入力端子２４に駆動信号を入力する。これによりＩＧＢＴ２１のゲートに負電圧が印加され、ＩＧＢＴ２１はオンになる。ＩＧＢＴ２１をオフにするときは、前記駆動信号のレベルを零にするか、場合によっては逆極性の駆動信号を印加する。これによりＩＧＢＴ２１をオフにして負荷１４を流れる電流を遮断することができる。前記具体例では、負荷１４に短絡事故が発生して電流が例えば８００Ａにまで増加したとしても、受光素子２２を流れる電流は９０ｍＡ程度である。直流電源１０３の電圧が１０Ｖとすれば、受光素子２２の電力損失は０．９Ｗ程度と極めて少なく、ＩＧＢＴ２１と同じパッケージ内に収納しても問題はない。
【００２６】
負荷１４における短絡事故等により電流が急増してから、受光素子２２が電流の急増を検出するまでの検出応答時間は０．１マイクロ秒以下である。受光素子２２の検出から判定制御回路７及び駆動回路２３の動作によりＩＧＢＴ２１がオフになるまでの時間は約１マイクロ秒であり極めて短時間である。発明者は、ＩＧＢＴ２１の通電電流が１００Ａを超えたときＩＧＢＴ２１がオフとなるように、判定制御回路７の基準電源９の電圧を設定して負荷１４で短絡を発生させる実験を行った。その結果、短絡が発生して電流が約５０％増加して約１５０Ａになった時点で制御が働きＩＧＢＴ２１はオフとなった。この実験結果から短絡電流を大幅に抑制することができることが判った。短絡電流が大きくならないのでパワー半導体素子回路の各構成部品は電力容量の小さいものでよく、パワー半導体素子回路の小型化、軽量化、高速・低損失化が実現できる。
【００２７】
《第３実施例》
図６は第３実施例の９ｋＶのパワー半導体素子回路４０の回路図である。図において、ＧＴＯ４１のアノード電極４９Ａは、負荷１４と判定制御回路４８の一方の入力端子に接続され、カソード電極４９Ｂは電源１３の負極に接続されている。直流電源１３にＧＴＯ４１を経て負荷１４が接続されている。本実施例に用いるＧＴＯ４１は、発光性ワイドギャップ半導体材料であるＳｉＣを用いたゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）である。ＧＴＯ４１は図７の断面図に示すように、ｎ型基板を用いｎ型のベース領域にゲートを設けたアノードゲート構造のＳｉＣ−ＧＴＯである。図７において、片面にカソード電極４９Ｂを有する厚さ約２５０μｍのｎ型ＳｉＣ基板３６の他方の面に、厚さ約９５μｍのｐ型層３７を形成している。ｐ型層３７の上に再結合センターを有する厚さ約３μｍのｎ型層３８を形成している。ｎ型層３８の中央部に厚さ約２μｍのｐ型層を形成し、その上にアノード電極４９Ａを設けている。ｎ型層３８の両端部にゲート電極４９Ｃを設けている。
【００２８】
このＳｉＣ−ＧＴＯは、ベース領域であるｎ型層３８にアルミニウム原子を８×１０^１６ａｔｏｍ／ｃｍ^３及び窒素原子を２．８×１０^１７ａｔｏｍ／ｃｍ^３の濃度でドープしている。１００Ａ／ｃｍ^２の電流密度で通電したときのオン電圧は４．１Ｖと比較的低い値であった。またこの通電状態での放射光の強さは１３ｍＷであり、放射光の波長は約４７０ｎｍであった。
本実施例では、ＧＴＯ４１の発光部に光ファイバ４３の一方の端部を配置し、光ファイバの他方の端部にフォトダイオード等の受光素子４２が配置されている。これにより、ＧＴＯ４１の放射光は光ファイバ４３を通って受光素子４２に入射する。ＧＴＯ４１と受光素子４２の間が光ファイバ４３によって電気的に隔離されているので、電源１３、負荷１４及びＧＴＯ４１を含む回路が高電圧であっても、受光素子４２及び判定制御回路４８は前記高電圧の影響を少なくできる。又受光素子４２をＧＴＯ４１より離して設けることができるので装置製作にあたり自由度が大きくなる。外部の装置からＧＴＯ４１をオンにするときは、ターンオン回路４４の入力端子４５に正のパルス電圧を印加し、ＧＴＯ４１をオフにするときは、同様にターンオフ回路４６の入力端子４７に正のパルスを印加する。ＧＴＯ４１を流れる電流が増加し、放射光の強さが増加すると、光ファイバ４３を経て受光素子４２に入射する入射光の強さも増加する。入射光の強さに実質的に比例する受光素子４２の検出電流は、判定制御回路４８に印加され基準電源９の出力電流と比較される。受光素子４２の入射光の強さが増加して、受光素子４２を流れる電流が所定電流値を超えると、判定制御回路４８の出力端４８Ａの出力信号がターンオフ回路４６に印加されＧＴＯ４１をオフにする。基準電源９の出力電流は任意に変えることができ、この出力電流を加減することにより前記の所定電流値を所望の値に設定することができる。これにより、ＧＴＯ４１の電流を制御することができる。本実施例は電源１３の電圧が９ｋＶ以上、負荷１４を流れる電流が２００Ａ以上のパワー半導体回路により適している。またアノードゲート構造のＧＴＯサイリスタはＳｉＣのｎ型基板を用いているのでＳｉＣのｐ型基板を用いる第１実施例のものに比べて、オン抵抗が５分の１以下になる。従って通電時のＧＴＯ４１の電力損失は非常に少ない。ＧＴＯ４１のヒートシンクも小型のものでよく、小型、軽量のパワー半導体素子回路が実現できる。
【００２９】
負荷１４における短絡事故等により電流が急増してから、受光素子４２が電流の急増を検出するまでの検出応答時間は０．１マイクロ秒以下である。受光素子４２の検出から判定制御回路７及び駆動回路２３の動作によりＧＴＯ４１がオフになるまでの時間は２〜３マイクロ秒であり極めて短時間である。発明者は、ＧＴＯ４１の通電電流が４００Ａを超えたときＧＴＯ４１がオフとなるように、判定制御回路７の基準電源９の電圧を設定して負荷１４で短絡を発生させる実験を行った。その結果、短絡が発生して電流が約４０％増加して約５６０Ａになった時点で制御が働きＧＴＯ４１はオフとなった。この実験結果から短絡電流を大幅に抑制することができることが判った。短絡電流が大きくならないのでパワー半導体素子回路の各構成部品は電力容量の小さいものでよく、パワー半導体素子回路の小型化、軽量化、高速・低損失化が実現できる。なお、ｎ型ベース層において光放射窓に対向する部分（図７の３８Ａ）のみアルミニウムと窒素をドープし、それ以外は窒素のみをドープすることにより放射光強度を確保しつつ、オン抵抗を更に低減する上で効果があった。
【００３０】
《第４実施例》
図８は、本発明のパワー半導体素子回路を用いたインバータ装置のブロック図である。本実施例ではインバータ装置の制御回路の一部に例えば前記第３実施例のパワー半導体素子回路４０を用いている。パワー半導体素子回路４０の代わりに、前記第１又は第２実施例のパワー半導体素子回路を用いてもよい。図８において、例えば、直流電源１３の正極側に接続された制御回路は、前記第３実施例のパワー半導体素子回路４０であり、それぞれのＧＴＯ４１には既知のＰＷＭ制御回路を含む制御回路７４やフライホイールダイオード４１Ａを接続している。直流電源１３の電圧があまり高くないときは、ＧＴＯ４１とシリコンホトダイオード４２との間の光の伝達に光ファイバ４３を用いず両者を近づけて配置して、ＧＴＯ４１の光を直接ホトダイオード４２に入射してもよい。直流電源１３の負極側の半導体制御素子には、発光性ではないアノードゲートＧＴＯ７２を用いている。アノードゲートＧＴＯ７２の代わりに正極側と同じパワー半導体素子回路４０を用いてもよいが、発光性のＧＴＯ４１はアノードゲートＧＴＯ７２よりオン電圧が大きいのでその分電力損失が大きくなる点と、ＧＴＯ４１の方がコストが高い点で不利になる。制御装置７３はインバータのスイッチング素子の既知のＰＷＭ制御回路等と同様のものでよい。
本実施例によればＧＴＯ４１を流れる通電電流に実質的に比例する放射光をホトダイオード４２で受けて前記通電電流を検出し、検出した電流を基準電源９の電流に重畳して判定制御回路４８に印加する。これにより、ＰＷＭ制御回路を介してＧＴＯ４１の通電パルス幅を制御し、ＧＴＯ４１の通電電流を制御することができ、小型・軽量かつ低損失のインバータ装置を得ることができる。また、ホトダイオードの検出電流を用いて、通電パルスの幅だけでなく通電パルスの高さも制御することにより、供給電流を増減できる小型・軽量・低損失のインバータ装置を得ることもできる。
【００３１】
以上、本発明のパワー半導体素子回路の４つの実施例について説明したが、本発明はさらに多くの適用範囲あるいは派生構造をカバーするものである。例えばワイドギャップ半導体材料を用いたＧＴＯ−サイリスタ及びＩＧＢＴは、エミッタスイッチサイリスタや静電誘導サイリスタ等の他のワイドギャップ半導体バイポーラ制御素子でもよく、更にＳｉ基板の上に積層された複数のワイドギャップ半導体層で形成されたバイポーラ制御素子でもよい。また前記ＧＴＯ−サイリスタやＩＧＢＴは、Ｓｉやワイドギャップ半導体材料で形成されたＭＯＳＦＥＴ等のユニポーラ素子と、ワイドギャップ半導体材料で形成されたバイポーラ制御素子を組み合わせたハイブリッド素子でもよい。例えばワイドギャップ半導体材料を用いたバイポーラトランジスタのエミッタとコレクタ間に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴを接続したハイブリッド構成の素子等でも良い。
【００３２】
ワイドギャップ半導体ＧＴＯサイリスタは、ワイドギャップ半導体材料の窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いて形成してもよい。窒化ガリウムのＧＴＯサイリスタ（ＧａＮ−ＧＴＯ）は、実施例３の図７に示すようなアノードゲート構造にするのが望ましく、ｎ型及びｐ型の各半導体層の厚さや不純物濃度も図７のものとほぼ同じにすればよい。ＧａＮ−ＧＴＯでは、ｐ型不純物としては亜鉛（Ｚｎ）、ｎ型不純物としてはシリコン（Ｓｉ）が適している。ｎ型ベース（図７のｎ型層３８）に２．８×１０^１７ａｔｏｍ／ｃｍ^３の濃度のＳｉ原子をドープすると、Ｓｉ原子による再結合センターが形成され、発光性ＧａＮ−ＧＴＯが得られる。放射光の波長は約４７０ｎｍであり、同じ通電電流のときの放射光の強さはＳｉＣ−ＧＴＯより強い。ＧａＮ−ＧＴＯの耐電圧は１２００Ｖ（電流７５Ａ）であり、ＳｉＣ−ＧＴＯよりは低い。図６のパワー半導体素子回路４０において、ＳｉＣのＧＴＯ４１の代わりにＧａＮ−ＧＴＯを用いることにより、第３実施例と同じような効果を有するパワー半導体素子回路２を得ることができる。
受光素子は、Ｓｉホトダイオード以外の、ホトトランジスタやＣｄＳ光導電素子等でもよく、ＳｉＣホトダイオード等のワイドギャップ半導体材料を用いた受光素子でもよい。
【００３３】
【発明の効果】
以上の各実施例で詳細に説明したように、本発明のパワー半導体素子回路は、通電電流に応じた光を発するパワー半導体素子の放射光を受光素子で検出することによって電流を検出し、その検出出力によりパワー半導体制御素子電流を制御する。これにより、パワー半導体素子回路の小型化、軽量化、高速化及び低損失化ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例のパワー半導体素子回路の回路図
【図２】第１実施例のパワー半導体素子回路に用いる、パワー半導体素子と受光素子を含むパッケージの断面図
【図３】第１実施例のＧＴＯ１の平面図
【図４】図３のＧＴＯ１のＩＶ−ＩＶ断面図
【図５】本発明の第２実施例のパワー半導体素子回路の回路図
【図６】本発明の第３実施例のパワー半導体素子回路の回路図
【図７】第３実施例のＳｉＣ−ＧＴＯの断面
【図８】本発明のインバータ装置の回路図
【図９】（ａ）は第１の従来例のパワー半導体素子回路の回路図
（ｂ）は第２の従来例のパワー半導体素子回路の回路図
【符号の説明】
１半導体制御素子
２受光素子
２Ａアノード電極
３ターンオン回路
５ターンオフ回路
７判定回路
８コンパレータ
９基準電源
９Ａカソード
９Ｂカソード電極
１３直流電源
１３Ａカソード
１４負荷
１４Ａアノード電極
１６ゲート電極
１９光放射窓
２１絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）
２２受光素子
２３駆動回路
３１カソード電極
３２、３４ｎ型層
３３、３５ｐ型層
３７ターミネーション領域
４１光ＧＴＯ
４２受光素子
４３光ファイバ
４４ターンオン回路
４６ターンオフ回路
４８判定回路
７２アノードゲートＧＴＯ
７３制御装置
１００光ＧＴＯ素子
１０１光ＩＧＢＴ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
 The present invention relates to a power semiconductor element circuit that detects a change in energization current and controls the energization current, and an inverter device using the same.
[0002]
[Prior art]
 A power semiconductor element circuit that detects a change in energization current and controls the energization current includes a detection circuit that detects a change such as an increase or decrease in the energization current flowing through the power semiconductor element and outputs a detection signal. Using this detection signal, control is performed such as suppressing an abnormal increase or decrease in the energization current, or interrupting the current in order to protect the load or the power semiconductor element circuit itself when an abnormality such as a short circuit occurs.
 In the above control, it is necessary to detect the energization current with high sensitivity. Two conventional examples of the detection circuit will be described with reference to the circuit diagrams of FIGS. In the first conventional example shown in FIG. 9A, a load 52 is connected to a DC power source 50 such as a solar cell or a fuel cell via an IGBT (Insulated gate bipolar transistor) 51 as a control element. A detection coil 53 such as CT is provided in the electric circuit 59 between the IGBT 51 and the power supply 50, and the voltage V1 induced in the detection coil 53 due to a change in the current flowing through the electric circuit 59 is input to the drive circuit 55 as a detection signal. The drive circuit 55 controls the IGBT 51 based on the voltage V1. For example, when a short circuit accident occurs in the load 52, the current flowing through the electric circuit 59 increases rapidly, and the voltage V1 also increases rapidly due to the rapid increase in current. When the voltage V1 exceeds a predetermined value, the drive circuit 55 controls the gate voltage of the IGBT 51 to turn off the IGBT 51. This prevents damage to the power supply 50, the IGBT 51, and the load 52 when an abnormality occurs.
[0003]
 FIG. 9B shows a circuit diagram of a second conventional example. In the figure, a load 52 is connected to a DC power source 50 via an IGBT 51 and a resistor 54 as control elements. The current flowing through the load 52 is detected by the resistor 54, and a voltage V2 as a detection signal is obtained. The voltage V2 is input to the drive circuit 55, and controls the IGBT 51 as in the first conventional example.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
 The detection circuit using the detection coil 53 of the first conventional example has the following problems. In the case of a power semiconductor element circuit with a large energization current, the electric wire of the electric circuit 59 needs to be thick. For example, the diameter of a 500 A class polyethylene insulated vinyl sheath cable (commonly called CV cable) is about 35 mm. The diameter of the 1500A class CV cable is about 65 mm. The diameter of the detection coil 53 formed so as to surround these CV cables becomes a large one of about 70 mm to 100 mm, and the weight also increases.
 The detection response time of such a large detection coil 53 is relatively long as about 1 to 10 microseconds, and the control of the current of the IGBT 51 is also delayed by this amount. Due to this control delay, when a short-circuit accident occurs, a large current may flow through the load 52 and the IGBT 51, which may cause a failure. When the current change rate is slow, the detection output level of the detection coil 53 is extremely low. Therefore, even if there is a large current change, it may not be detected.
[0005]
 In the detection circuit using the resistor 54 of the second conventional example, a change in the energization current can be easily detected even when the change in the energization current is moderate. However, when the energization current is large, a large power loss occurs in the detection resistor 54 and heat is generated.
 For example, in a power semiconductor element circuit with a normal energization current of 500 A, a power loss of 500 W occurs when a resistance of 0.002 ohm is used. For example, when a short circuit accident or the like occurs in the load 52 and the energizing current increases to 1000 A, the power loss reaches 2 kW. As described above, the problem is that the power loss at the resistor 54 is large. Even if the detection response time is as fast as 1 millisecond, it is relatively long as 1 microsecond, and this delay occurs in the control of the IGBT 51. Therefore, when a short circuit accident occurs, a large current flows, which may cause damage to the resistor 54 and damage to the IGBT 51 and the load 52. Furthermore, in order to prevent damage to the resistor 54 due to heat generation, it is necessary to use a large resistance element having a large heat capacity or a resistance element having a cooling means such as water cooling. There was a problem.
[0006]
 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a power semiconductor element circuit that is small, lightweight, high-speed, and has low loss that detects an energization current of a power semiconductor element circuit without using a detection coil or a detection resistor.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
 The power semiconductor device circuit of the present invention is
 It is provided in the electric circuit connecting the power supply and the load, and controls the electric current of the electric circuitEquipped with power semiconductor element,
 The power semiconductor element is a bipolar power semiconductor element in which a plurality of p-type layers and n-type layers made of a wide gap semiconductor material having substantially the same band gap are alternately stacked, A control terminal which is electrically connected to a layer sandwiched between the plurality of layers and controls an energization current flowing through the element; and at least one layer of the plurality of layers is provided with a light according to the energization current. A recombination center that generates light, and the light generated at the recombination center is emitted to the outside,
 SaidPower semiconductor elementA light receiving element that detects the emitted light and outputs a detection signal; and,
 The detection signal of the light receiving element is input, and a control signal corresponding to the detection signal isPower semiconductor elementofControl terminalApply to the abovePower semiconductor elementA gate drive circuit for controlling the energization current of the.
 According to the present invention,Power semiconductor elementThe radiated light that changes according to the energization current is detected by the light receiving element, and based on the detection signal of the light receiving elementPower semiconductor elementControl of the current flow andPower semiconductor elementThe response time of the control, which is the time until the control, is short. Moreover, since it detects using light, it is hard to receive the influence of an electrical noise.
[0008]
 In one embodiment of the power semiconductor device circuit, the power semiconductor device isProvided on a silicon substrateIt is characterized by being.
[0009]
 In the power semiconductor device circuit of one embodiment,The recombination centerOut of the layers containingPartonlyInThe recombination center is included.
 In the power semiconductor device circuit of one embodiment, the power source is a DC power source.
 In one embodiment of the power semiconductor element circuit, the light receiving element is built in a package of the power semiconductor element.
 The power semiconductor element circuit according to an embodiment further includes an optical fiber that transmits radiated light of the power semiconductor element to the light receiving element.
 In one embodiment of the power semiconductor device circuit, the gate drive circuit has a determination control circuit that determines that the energization current exceeds a predetermined value, and applies a determination output of the determination control circuit to the control terminal. And controlling the power semiconductor element.
 In one embodiment of the power semiconductor device circuit, the wide gap semiconductor material of the power semiconductor device is silicon carbide.
 In one embodiment of the power semiconductor device circuit, the recombination center of the power semiconductor device includes an aluminum atom and a nitrogen atom.
 In the power semiconductor device circuit of one embodiment, the power semiconductor device is an insulated gate bipolar transistor having a gate as the control terminal.
 In one embodiment, the power semiconductor element is a P-channel insulated gate bipolar transistor having a P-channel gate as the control terminal and a P-type buffer layer as the layer including the recombination center. It is characterized by being.
 In the power semiconductor element circuit of one embodiment, the power semiconductor element is a gate turn-off thyristor having a gate as the control terminal.
 In a power semiconductor device circuit according to an embodiment, the power semiconductor device is a gate turn-off thyristor having an anode gate structure having an anode gate as the control terminal.
 In one embodiment of the power semiconductor device circuit, the wide gap semiconductor material of the power semiconductor device is gallium nitride.
 In one embodiment of the power semiconductor element circuit, the layer including the recombination center of the power semiconductor element is an n-type layer, and the recombination center is made of silicon atoms.
 In one embodiment, the power semiconductor device circuit has the recombination center only in a part of the n-type layer.
[0010]
 The inverter device of the present invention is
 Connected between positive and negative terminals of DC power supplyA series connection body in which a plurality of two power semiconductor elements are connected in series,
 A load connected to a connection point of the series connection body;
 A control circuit for controlling the power semiconductor element; and
 Flywheel diodes connected in antiparallel to the power semiconductor elements, respectively.
 In an inverter device having
 Two of the series connectionPower semiconductor elementAt least one ofA bipolar power semiconductor element in which a plurality of p-type layers and n-type layers made of a wide gap semiconductor material having substantially the same band gap are alternately stacked, A recombination center that includes a control terminal that is electrically connected to an intermediate layer and controls an energization current flowing through the element, and generates light in response to the energization current in at least one of the plurality of layers. The light generated at the recombination center is emitted to the outside,
 SaidPower semiconductor elementA light receiving element that detects the emitted light and outputs a detection signal; and,
 The detection signal of the light receiving element is input, and a control signal corresponding to the detection signal isPower semiconductor elementofControl terminalApply to the abovePower semiconductor elementGate drive circuit that controls current flowIt is characterized by having.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
 Embodiments of the power semiconductor element circuit of the present invention will be described below. Power semiconductor element used for power semiconductor element circuit(Hereinafter referred to as “semiconductor control element” or “bipolar semiconductor control element” as appropriate.)Wide-gap semiconductor materials such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), and diamond are known as materials suitable for the above. Wide-gap semiconductor materials have superior physical properties that they have a higher dielectric breakdown field and higher thermal conductivity than silicon (Si) semiconductor materials and operate at high temperatures. For this reason, a wide gap semiconductor element formed of a wide gap semiconductor material has a high withstand voltage and low loss, and the loss generated in the semiconductor element is small. Further, since the generated heat can be easily dissipated and the current can be increased to a considerably high temperature, it is suitable for a semiconductor element of a power semiconductor element circuit for controlling a large current.
[0012]
 In a wide-gap semiconductor material, either a n-type layer or a p-type layer forming a junction has a carrier recombination center (impurity atoms or a plurality By forming a region where a complex of impurity atoms is present, a light-emitting wide gap semiconductor element that emits light when a current is passed through the junction can be obtained. When a light emitting wide gap bipolar semiconductor control element is formed using a wide gap semiconductor material and a light emitting portion is provided in a part of the element, light can be emitted therefrom. This light is detected by the light receiving element, and the value of the energizing current and its change can be detected from the obtained detection output. The intensity of the emitted light is approximately proportional to the current flowing through the bipolar semiconductor control element. When a light receiving element having photoelectric conversion characteristics with good linearity is used, the detection output of the light receiving element is proportional to the current flowing through the bipolar semiconductor control element. Therefore, when the drive circuit of the bipolar semiconductor control element is operated by the detection output of the light receiving element, the energization current of the bipolar semiconductor control element can be controlled. Note that if the number of recombination centers is too large, the on-voltage of the semiconductor element becomes higher and the power loss becomes larger in order to recombine electrons and holes than securing the required radiated light. For this reason, it is desirable to optimize the doping amount of impurity atoms or the like forming the recombination center, or to localize the doped region in a part of the semiconductor layer. For example, it is also possible to limit to a region of the semiconductor layer facing the light emitting portion.
[0013]
 As the light receiving element, a Si semiconductor light receiving element, a wide gap semiconductor light receiving element, a photoconductive element, or the like is used. The light receiving element is, for example, a substantially square flat plate having a side of several mm and a thickness of about 1 mm, and is provided in a package of a light emitting wide gap bipolar semiconductor control element. This configuration makes an optical bipolar semiconductor control element. In the optical bipolar semiconductor control element, the light receiving element and the bipolar semiconductor control element are electrically insulated, and the light receiving surface of the light receiving element faces the light emitting portion of the bipolar semiconductor control element. The increase in the volume of the package due to the incorporation of the light receiving element in the package of the bipolar semiconductor control element is about 3 cm for a 6 kV class device.³The weight increase is about 100 grams. The total transmission efficiency of the optical bipolar semiconductor control element is the light emission efficiency of the bipolar semiconductor control element, the light collection efficiency at which the light is collected on the light receiving element, and the photoelectric conversion efficiency at which the light collected on the light receiving element is converted into electricity. However, it is about 0.005 to 2%. For example, when 0.1%, the photocurrent generated in the light receiving element is about 0.5 A when the current flowing through the bipolar semiconductor control element is 500 A. Even if the current increases to, for example, 1000 A due to a short circuit accident or the like, the photocurrent generated in the light receiving element is about 1 A. Since a voltage of 20 to 30 V or less is normally applied to the light receiving element, the power loss generated in the light receiving element is about 20 to 30 W.
[0014]
 Since the photocurrent of the light receiving element increases or decreases in proportion to the current flowing through the bipolar semiconductor control element, it can be detected even when the current changes slowly.
 As another preferred embodiment of the present invention, there is a method of detecting light of a bipolar semiconductor control element using a light-emitting wide gap semiconductor material by a light receiving element through an optical fiber. For example, the optical fiber is attached to the package of the bipolar semiconductor control element so that the incident end faces the light emitting portion of the bipolar semiconductor control element. A light receiving element is attached to the exit end of the optical fiber. In this configuration, in addition to the above effect, the withstand voltage between the bipolar semiconductor control element and the light receiving element can be easily increased.
[0015]
 A preferred embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
<< First Example >>
 A power semiconductor device circuit according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
 FIG. 1 is a circuit diagram of the power semiconductor element circuit of this embodiment. In the figure, a load 14 is connected to a DC power source 13 such as a solar cell or a fuel cell via a gate turn-off thyristor (GTO) 1 as a semiconductor control element of a power semiconductor element circuit. The direct current power source 13 may be a direct current power source obtained by rectifying and smoothing alternating current from an alternating current power source using a rectifier. GTO1 is a luminescent wide-gap bipolar semiconductor control element manufactured using SiC, which is a luminescent wide-gap semiconductor material, and emits light whose intensity is approximately proportional to the current flowing through GTO1. The emitted light indicated by the arrow 1A is received by the light receiving element 2 provided in the package of the GTO 1, which will be described in detail later with reference to FIG. The cathode 9B of the light receiving element 2 is connected to the negative electrode G of the power source 13 via the power source 9c, and the anode 2A is connected to the input terminal 10 of the determination control circuit 7. The turn-on circuit 3 and the turn-off circuit 5 are connected to the gate 16 of the GTO 1. The turn-on circuit 3 includes a power source 3A, a transistor 3B, and a resistor 3C connected in series between the gate of the GTO 1 and the negative electrode G. A positive pulse signal for turning on the GTO 1 is applied to the gate terminal 4 of the transistor 3B. The OFF circuit 5 includes a DC power source 5A having a positive electrode connected to the negative electrode G of the power source 13, and a resistor 5B and an FET 5C connected in series between the negative electrode of the DC power source 5A and the gate of the GTO 1. A capacitor 5D is connected between the source of the FET 5C and the negative electrode G. A positive pulse signal for turning off the GTO 1 is applied to the gate 6 of the FET 5C. The determination control circuit 7 has a comparator 8 whose output end is connected to the gate 6. One input terminal 11 of the comparator 8 is connected to a reference power source 9 that generates a reference voltage, and the other input terminal 10 is connected to the anode 2 A of the light receiving element 2. A resistor 12 is connected between the input terminal 10 and the negative electrode G.
[0016]
 Next, the operation of the power semiconductor element circuit of this embodiment will be described.
 The GTO 1 is, for example, a SiC-GTO thyristor having a withstand voltage of 6 kV and a current capacity of 200 A, and the light receiving element 2 uses a silicon photodiode. When the GTO 1 is turned on, a positive pulse signal is given to the input terminal 4 of the turn-on circuit 3. As a result, when the transistor 3B is turned on, the GTO 1 is turned on and a predetermined current (for example, 100 A) flows from the power supply 13 to the load 14. When turning off the GTO 1 in the on state, a positive pulse signal is applied to the input terminal 6 of the turn-off circuit 5 to turn on the FET 5C. As a result, the current is bypassed from the gate 16 of the GTO 1 to the DC power source 5A, the energization current of the GTO 1 is cut off, and the operation of the load 14 is stopped. The radiated light of the GTO 1 being energized is detected by the light receiving element 2, and the generated photocurrent 2C flows from the input terminal 10 of the determination control circuit 7 to the negative electrode G through the resistor 12. The voltage generated at the input terminal 10 is compared with the voltage of the reference power supply 9 by the comparator 8. When an abnormality such as a short circuit occurs in the load 14, a large current exceeding the normal value flows through the GTO 1 and the intensity of the emitted light increases. As a result, the photocurrent of the light receiving element 2 increases and the voltage at the detection terminal 10 of the comparator 8 also increases. When the voltage of the detection terminal 10 becomes higher than the reference voltage of the input terminal 11 of the comparator 8, the output of the comparator 8 becomes high level, the FET 5C of the turn-off circuit 5 is turned on, and the GTO 1 is turned off. For example, when a current of about 150 A flows, if the voltage of the input terminal 10 of the comparator 8 is set to exceed the reference voltage of the input terminal 11, the GTO 1 is turned off when a current exceeding 150 A flows and the power supply 13 and the load 14 are connected. Shut off. This can prevent the load 14 from being damaged and the power semiconductor element circuit from being damaged.
[0017]
 It is desirable to connect a known snubber circuit between the cathode 13A and the anode 14A of GTO1. The snubber circuit is preferably a combination of resistors, capacitors, diodes, and the like.
 FIG. 2 is a cross-sectional view of an optical GTO element 100 having a withstand voltage of 6 kV and a current capacity of 200 A, in which the GTO 1 and the light receiving element 2 are housed in one package. In the figure, GTO 1 is fixed to the central portion of metal base 3 connected to anode electrode 14A. A light emission window 19 that emits light when a current flows through the GTO 1 is provided on the surface of the GTO 1. A metal cap 4 is fixed to the metal base 3. A photodiode 2 is attached to the inner surface of the cap 4 via an insulating plate 2D with the light receiving portion 2B facing the light emission window 19 of the GTO 1. The metal base 3 has two holes 17 and 18. A cathode electrode 13 A is led out from the hole 17, and a gate electrode 16 is led out from the hole 18. The cap 4 has two holes 10 and 11. The anode electrode 2A of the light receiving element 2 is led out from the hole 10, and the cathode electrode 9B is led out from the hole 11. The holes 10, 11, 17, 18 are all hermetically sealed with a known hermetic sealant. The optical GTO element 100, the turn-on circuit 3, the turn-off circuit 5, and the determination control circuit 7 constitute a power semiconductor element circuit.
[0018]
 In the package of the optical GTO element 100, the cathode 20 of the GTO 1 is connected to the cathode electrode 13A by two conducting wires 14B and 14C. The gate 16 A of GTO 1 is connected to the gate electrode 16 by a conducting wire 15. What is necessary is just to increase / decrease the number of conducting wire 14B, 14C, 15 according to electric current amount. The anode 7 A of the light receiving element 2 is connected to the anode electrode 2 A by a conducting wire 6, and the cathode 9 A is connected to the cathode electrode 9 B by a conducting wire 28. The GTO 1 and the light receiving element 2 are electrically insulated. The distance between the light emission window 19 of the GTO 1 and the light receiving part 2B of the light receiving element 2 is about 1 cm. The silicon photodiode of the light receiving element 2 has a substantially square shape with a side of 3 mm and a thickness of about 0.5 mm. The anode electrode 14A, the gate electrode 16 and the cathode electrode 13A are all about 3 cm in length. As described above, since the silicon photodiode is small, the size of the optical GTO 100 is small. When this optical GTO 100 was compared with a SiC-GTO thyristor having a withstand voltage of 6 kV and a current capacity of 200 A, the optical GTO 100 increased in weight by about 100 grams and increased in volume by several percent. As shown in FIG. 2, in the optical GTO 1, the light emission window 19 is provided by removing a part of the pad for attaching the conductor of the anode 20, so that the light emission efficiency is relatively low. In addition, the light collection efficiency is lowered by separating the light emission window 19 and the light receiving portion 2B of the light receiving element 2 by about 1 cm. Therefore, even when the energization current instantaneously increases from 200 A to 1000 A at the time of abnormality, the photocurrent of the light receiving element 2 is about 120 mA. When the applied voltage of the light receiving element 2 is 10 V, for example, the power loss is about 1.2 W, which is an extremely low value.
[0019]
 The detection response time from when the current suddenly increases due to a short circuit accident or the like in the load 14 until the light receiving element 2 detects the rapid increase in current is 0.1 microsecond or less. The time from the detection of the light receiving element 2 until the GTO 1 is turned off by the operation of the determination control circuit 7 and the drive circuit 23 is 2 to 3 microseconds, which is an extremely short time. The inventor conducted an experiment to set a voltage of the reference power supply 9 of the determination control circuit 7 and generate a short circuit so that the GTO 1 is turned off when the energization current of the GTO 1 exceeds 200 A. As a result, when the short circuit occurred and the current increased by about 40% to reach about 280 A, the control worked and GTO 1 was turned off. From this experimental result, it was found that the short-circuit current can be greatly suppressed. Since the short-circuit current does not increase, each component of the power semiconductor element circuit may have a small power capacity, and the power semiconductor element circuit can be reduced in size, weight, and loss. As described above, according to the present embodiment, the power semiconductor element circuit can be reduced in size and weight, and at the same time, high speed and low loss can be realized.
[0020]
 The light-emitting wide gap bipolar semiconductor control element will be described in detail below.
 In a conventional bipolar semiconductor control element such as a GTO, in order to reduce the on-voltage and reduce the loss, carrier recombination does not occur as much as possible in the p-type or n-type semiconductor layer forming the junction. It is configured. That is, the recombination center is not included in each semiconductor layer as much as possible. On the other hand, in the light-emitting wide gap bipolar semiconductor control element of the present invention, contrary to the conventional bipolar semiconductor control element, a certain amount of re-growth is performed on at least one of the semiconductor layers forming the bipolar semiconductor control element. The connection center is configured to exist. The recombination center is obtained by doping at least one SiC semiconductor layer with atoms of aluminum as an acceptor and nitrogen as a donor. In this case, light is generated by recombination of holes captured at the impurity level formed by aluminum atoms and electrons captured at the impurity level formed by nitrogen atoms. When the semiconductor layer is doped with a large number of aluminum atoms and nitrogen atoms to form a large number of recombination centers, the intensity of the emitted light increases. However, since recombination inhibits the flow of electrons and holes, the on-resistance of the bipolar control element is increased, and thus the on-voltage is increased. As a result, the power loss of the bipolar control element increases. Therefore, it is necessary to set the intensity of the emitted light and the magnitude of the on-resistance to desirable values in consideration of practicality. In the light-emitting wide gap bipolar semiconductor material of this example, that is, SiC, the number of aluminum atoms and nitrogen atoms is 1 × 10 5 respectively.¹⁵~ 1x10¹⁹atom / cm³It is desirable to be in the range. In the case of SiC, aluminum serves as a p-type impurity and nitrogen serves as an n-type impurity. Therefore, when the semiconductor layer having a recombination center is p-type, it is necessary to dope aluminum more than nitrogen. For example, aluminum is 1 × 10²¹atom / cm³It may be increased to a degree. Further, when the semiconductor layer having a recombination center is n-type, it is necessary to dope nitrogen more than aluminum. For example, nitrogen is 1 × 10²¹atom / cm³It may be increased to a degree.
[0021]
 A detailed structure of the light-emitting wide gap GTO 1 used in this embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a plan view of the GTO 1, and FIG. 4 is a sectional view taken along the line IV-IV in FIG. GTO1 of FIG. 2 has shown II-II sectional drawing of FIG.
[0022]
 3 and 4, the GTO 1 has a p-type layer 32 having a thickness of about 100 μm formed on the cathode electrode 31 and an n-type layer 33 having a thickness of about 70 μm formed thereon as shown in the cross-sectional view of FIG. Forming. A p-type layer 34 having a recombination center and having a thickness of about 3 μm is formed on the n-type layer 33. In the figure of the p-type layer 34, gate electrodes 16A are formed at both ends. In the figure of the p-type layer 34, an n-type layer 35 having a thickness of about 2 μm is formed at the center, and the anode electrode 20 is formed on the n-type layer 35. The p-type layer 34 contains 3.5 × 10 5 aluminum atoms.¹⁷atom / cm³And 8 × 10 nitrogen atoms¹⁶atom / cm³Dope at a concentration of Thus, for example, 100 A / cm²When the current was applied at a current density of 1.2 V, the on-state voltage was a relatively low value of 5.2V. The intensity of the emitted light in this energized state was about 16 milliwatts (mW), and the wavelength of the emitted light was about 470 nanometers (nm). As shown in FIGS. 2 and 3, a known termination region 37 for relaxing the electric field is formed in the outer peripheral region of the GTO 1. The periphery of the light emission window is surrounded by the cathode electrode 20 so that a sufficient current flows through the p-type layer without the cathode electrode facing the light emission window. Although an experiment was conducted in the case where only aluminum other than the portion of the p-type layer 34 substantially facing the light emission window was doped and nitrogen was not doped, there was an effect in reducing the on-voltage.
[0023]
<< Second Embodiment >>
 FIG. 5 is a circuit diagram of a power semiconductor device circuit according to the second embodiment of the present invention. In the figure, a load 14 is connected to a DC power supply 13 via an optical IGBT 101. The optical IGBT 101 includes a p-channel SiC insulated gate bipolar transistor (IGBT) 21 as a bipolar semiconductor control element made of a light-emitting wide gap semiconductor material and a silicon photodiode as a light receiving element 22 in one package (not shown). It is stored in. The configuration in the package is similar to the configuration of the optical GTO 100 shown in FIG. 2, and the radiated light indicated by the arrow 21 A of the SiC-IGBT 21 enters the light receiving portion of the light receiving element 22. A DC power source 103 is connected between the cathode of the light receiving element 22 and the negative electrode of the power source 13 so that the positive electrode is connected to the cathode. The output terminal 23 A of the drive circuit 23 that controls energization of the SiC-IGBT 21 is connected to the gate of the SiC-IGBT 21. A control signal for controlling the SiC-IGBT 21 from an external device is input to the input terminal 24 of the drive circuit 23. The anode of the light receiving element 22 is connected to the input terminal 10 through the resistor 12 of the determination control circuit 7. Since the circuit configuration of the determination control circuit 7 is the same as that of FIG. 1, the same operation is performed. The output terminal 7A of the determination control circuit 7 is connected to the input terminal 23B of the drive circuit 23. The optical IGBT 101, the drive circuit 23, and the determination control circuit 7 constitute a power semiconductor element circuit.
[0024]
 When the current flowing through the SiC-IGBT 21 increases due to fluctuations in the load 14 or the like, the photocurrent indicated by the arrow 22C flowing through the light receiving element 22 increases, and the voltage at the input terminal 10 of the determination control circuit 7 increases. When the voltage of the input terminal 10 becomes higher than the voltage of the reference power supply 9, the output terminal 7A of the comparator 8 becomes high level. As a result, the drive circuit 23 controls to reduce the current flowing through the SiC-IGBT 21 by lowering the level of the output end 23A. When the current flowing through the load 14 decreases below a predetermined value, the current flowing through the SiC-IGBT 21 is increased by performing the reverse operation. As a result, the current flowing through the load 14 can be kept in a substantially constant range. Further, when an abnormality such as a short circuit accident occurs in the load 14 and a large current flows, the current of the SiC-IGBT 21 is significantly reduced or the SiC-IGBT 21 is turned off to prevent damage due to the accident. Although the detailed configuration of the SiC-IGBT 21 of this example is not shown, 1.6 × 10 6 aluminum atoms are added to the p-type buffer semiconductor layer.¹⁷atom / cm³, Nitrogen atoms 6 × 10¹⁶atom / cm³Dope at a concentration of Thus, for example, 100 A / cm²When the current was applied at a current density of 4.6 V, the on-state voltage was a relatively low value of 4.6 V. The intensity of the emitted light in this energized state was about 8 mW, and the wavelength was about 470 nm.
[0025]
 In a specific example of the present embodiment, a SiC-p channel IGBT having a withstand voltage of 6 kV and a current capacity of 100 A is used as the IGBT 21, and a silicon photodiode is used as the light receiving element 22. In a normal use state, a drive signal is input to the input terminal 24 of the drive circuit 23. As a result, a negative voltage is applied to the gate of the IGBT 21, and the IGBT 21 is turned on. When the IGBT 21 is turned off, the level of the drive signal is set to zero, or a drive signal having a reverse polarity is applied depending on the case. As a result, the current flowing through the load 14 can be cut off by turning off the IGBT 21. In the specific example, even if a short circuit accident occurs in the load 14 and the current increases to, for example, 800 A, the current flowing through the light receiving element 22 is about 90 mA. If the voltage of the DC power supply 103 is 10 V, the power loss of the light receiving element 22 is extremely low at about 0.9 W, and there is no problem even if it is housed in the same package as the IGBT 21.
[0026]
 The detection response time from when the current suddenly increases due to a short circuit accident or the like in the load 14 until the light receiving element 22 detects the rapid increase in current is 0.1 microsecond or less. The time from detection of the light receiving element 22 until the IGBT 21 is turned off by the operation of the determination control circuit 7 and the drive circuit 23 is about 1 microsecond, which is an extremely short time. The inventor conducted an experiment to set a voltage of the reference power supply 9 of the determination control circuit 7 and generate a short circuit so that the IGBT 21 is turned off when the energization current of the IGBT 21 exceeds 100A. As a result, when the short circuit occurred and the current increased by about 50% to about 150 A, the control was activated and the IGBT 21 was turned off. From this experimental result, it was found that the short-circuit current can be greatly suppressed. Since the short-circuit current does not increase, each component of the power semiconductor element circuit may have a small power capacity, and the power semiconductor element circuit can be reduced in size, weight, speed and loss.
[0027]
<< Third embodiment >>
 FIG. 6 is a circuit diagram of the 9 kV power semiconductor element circuit 40 of the third embodiment. In the drawing, the anode electrode 49A of the GTO 41 is connected to one input terminal of the load 14 and the determination control circuit 48, and the cathode electrode 49B is connected to the negative electrode of the power source 13. A load 14 is connected to the DC power source 13 via the GTO 41. The GTO 41 used in this embodiment is a gate turn-off thyristor (GTO) using SiC, which is a light-emitting wide gap semiconductor material. As shown in the cross-sectional view of FIG. 7, the GTO 41 is an SiC-GTO having an anode gate structure in which an n-type substrate is used and a gate is provided in an n-type base region. In FIG. 7, a p-type layer 37 having a thickness of about 95 μm is formed on the other surface of an n-type SiC substrate 36 having a thickness of about 250 μm having a cathode electrode 49B on one side. An n-type layer 38 having a recombination center and having a thickness of about 3 μm is formed on the p-type layer 37. A p-type layer having a thickness of about 2 μm is formed at the center of the n-type layer 38, and an anode electrode 49A is provided thereon. Gate electrodes 49 C are provided at both ends of the n-type layer 38.
[0028]
 This SiC-GTO has 8 × 10 8 aluminum atoms in the n-type layer 38 which is the base region.¹⁶atom / cm³And 2.8 × 10 nitrogen atoms¹⁷atom / cm³Dope at a concentration of 100A / cm²The on-voltage when energized at a current density of 4.1 V was a relatively low value of 4.1 V. The intensity of the emitted light in this energized state was 13 mW, and the wavelength of the emitted light was about 470 nm.
 In the present embodiment, one end of the optical fiber 43 is disposed at the light emitting portion of the GTO 41, and a light receiving element 42 such as a photodiode is disposed at the other end of the optical fiber. Thereby, the radiated light of the GTO 41 enters the light receiving element 42 through the optical fiber 43. Since the GTO 41 and the light receiving element 42 are electrically isolated by the optical fiber 43, the light receiving element 42 and the determination control circuit 48 are not connected to the high power even if the circuit including the power supply 13, the load 14, and the GTO 41 is at a high voltage. The influence of voltage can be reduced. Further, since the light receiving element 42 can be provided away from the GTO 41, the degree of freedom in manufacturing the apparatus is increased. When the GTO 41 is turned on from an external device, a positive pulse voltage is applied to the input terminal 45 of the turn-on circuit 44, and when the GTO 41 is turned off, a positive pulse is similarly applied to the input terminal 47 of the turn-off circuit 46. Apply. When the current flowing through the GTO 41 increases and the intensity of radiated light increases, the intensity of incident light incident on the light receiving element 42 via the optical fiber 43 also increases. The detection current of the light receiving element 42 that is substantially proportional to the intensity of the incident light is applied to the determination control circuit 48 and compared with the output current of the reference power supply 9. When the intensity of the incident light of the light receiving element 42 increases and the current flowing through the light receiving element 42 exceeds a predetermined current value, the output signal of the output terminal 48A of the determination control circuit 48 is applied to the turn-off circuit 46 to turn off the GTO 41. To do. The output current of the reference power supply 9 can be arbitrarily changed, and the predetermined current value can be set to a desired value by adjusting the output current. Thereby, the current of GTO 41 can be controlled. This embodiment is more suitable for a power semiconductor circuit in which the voltage of the power supply 13 is 9 kV or higher and the current flowing through the load 14 is 200 A or higher. Further, since the GTO thyristor having an anode gate structure uses a SiC n-type substrate, the on-resistance is reduced to 1/5 or less as compared with the first embodiment using a SiC p-type substrate. Therefore, the power loss of the GTO 41 during energization is very small. The heat sink of GTO 41 may be small, and a small and light power semiconductor element circuit can be realized.
[0029]
 The detection response time from when the current suddenly increases due to a short circuit accident or the like in the load 14 until the light receiving element 42 detects the rapid increase in current is 0.1 microsecond or less. The time from the detection of the light receiving element 42 until the GTO 41 is turned off by the operation of the determination control circuit 7 and the drive circuit 23 is 2 to 3 microseconds, which is an extremely short time. The inventor conducted an experiment to set a voltage of the reference power supply 9 of the determination control circuit 7 and generate a short circuit so that the GTO 41 is turned off when the energization current of the GTO 41 exceeds 400A. As a result, when the short circuit occurred and the current increased by about 40% to about 560 A, the control was activated and the GTO 41 was turned off. From this experimental result, it was found that the short-circuit current can be greatly suppressed. Since the short-circuit current does not increase, each component of the power semiconductor element circuit may have a small power capacity, and the power semiconductor element circuit can be reduced in size, weight, speed and loss. In the n-type base layer, only the portion facing the light emission window (38A in FIG. 7) is doped with aluminum and nitrogen, and the other is doped with nitrogen alone to secure the emitted light intensity and further increase the on-resistance. It was effective in reducing.
[0030]
<< 4th Example >>
 FIG. 8 is a block diagram of an inverter device using the power semiconductor element circuit of the present invention. In this embodiment, for example, the power semiconductor element circuit 40 of the third embodiment is used as a part of the control circuit of the inverter device. Instead of the power semiconductor element circuit 40, the power semiconductor element circuit of the first or second embodiment may be used. In FIG. 8, for example, the control circuit connected to the positive side of the DC power supply 13 is the power semiconductor element circuit 40 of the third embodiment, and each GTO 41 includes a control circuit 74 including a known PWM control circuit, A flywheel diode 41A is connected. When the voltage of the DC power supply 13 is not so high, the optical fiber 43 is not used for the transmission of light between the GTO 41 and the silicon photodiode 42, and both are arranged close to each other, and the light of the GTO 41 is directly incident on the photodiode 42. Also good. A non-luminous anode gate GTO 72 is used for the semiconductor control element on the negative electrode side of the DC power supply 13. The same power semiconductor element circuit 40 as that on the positive electrode side may be used in place of the anode gate GTO72. However, since the light-emitting GTO41 has a higher on-voltage than the anode gate GTO72, the power loss is increased correspondingly. It is disadvantageous in terms of high cost. The control device 73 may be the same as a known PWM control circuit of the switching element of the inverter.
 According to the present embodiment, the photodiode 42 receives the radiated light substantially proportional to the energizing current flowing through the GTO 41 to detect the energizing current, and superimposes the detected current on the current of the reference power source 9 to the determination control circuit 48. Apply. Thereby, the energization pulse width of the GTO 41 can be controlled via the PWM control circuit, the energization current of the GTO 41 can be controlled, and a small, light and low-loss inverter device can be obtained. Further, by using the detection current of the photodiode to control not only the width of the energization pulse but also the height of the energization pulse, it is possible to obtain a small, light, and low loss inverter device that can increase or decrease the supply current.
[0031]
 Although the four embodiments of the power semiconductor device circuit of the present invention have been described above, the present invention covers more application ranges or derived structures. For example, GTO-thyristors and IGBTs using wide gap semiconductor materials may be other wide gap semiconductor bipolar control elements such as emitter switch thyristors and electrostatic induction thyristors, and a plurality of wide gap semiconductors stacked on a Si substrate. It may be a bipolar control element formed of layers. The GTO-thyristor and IGBT may be a hybrid element in which a unipolar element such as a MOSFET formed of Si or a wide gap semiconductor material and a bipolar control element formed of a wide gap semiconductor material are combined. For example, an element having a hybrid structure in which a Si-MOSFET is connected between an emitter and a collector of a bipolar transistor using a wide gap semiconductor material may be used.
[0032]
 The wide gap semiconductor GTO thyristor may be formed using gallium nitride (GaN), which is a wide gap semiconductor material. The gallium nitride GTO thyristor (GaN-GTO) preferably has an anode gate structure as shown in FIG. 7 of Example 3, and the thickness and impurity concentration of each of the n-type and p-type semiconductor layers are also as shown in FIG. Should be almost the same. In GaN-GTO, zinc (Zn) is suitable as the p-type impurity, and silicon (Si) is suitable as the n-type impurity. 2.8 × 10 on the n-type base (n-type layer 38 in FIG. 7)¹⁷atom / cm³When Si atoms with a concentration of 1 are doped, a recombination center due to Si atoms is formed, and a luminescent GaN-GTO is obtained. The wavelength of the emitted light is about 470 nm, and the intensity of the emitted light at the same energizing current is stronger than that of SiC-GTO. The withstand voltage of GaN-GTO is 1200V (current 75A), which is lower than that of SiC-GTO. In the power semiconductor element circuit 40 of FIG. 6, by using GaN-GTO instead of SiC GTO 41, the power semiconductor element circuit 2 having the same effect as the third embodiment can be obtained.
 The light receiving element may be a phototransistor, a CdS photoconductive element, or the like other than the Si photodiode, or a light receiving element using a wide gap semiconductor material such as a SiC photodiode.
[0033]
【The invention's effect】
 As described in detail in each of the above embodiments, the power semiconductor element circuit of the present invention emits light according to the energization current.Power semiconductor elementCurrent is detected by the light receiving element, and the power semiconductor control element current is controlled by the detection output. ThisPower semiconductor device circuitCan be reduced in size, weight, speed, and loss.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a power semiconductor element circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view of a package including a power semiconductor element and a light receiving element used in the power semiconductor element circuit of the first embodiment.
FIG. 3 is a plan view of the GTO 1 of the first embodiment.
4 is a IV-IV cross-sectional view of the GTO 1 in FIG. 3;
FIG. 5 is a circuit diagram of a power semiconductor element circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram of a power semiconductor device circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a cross section of the SiC-GTO of the third embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram of the inverter device of the present invention.
FIG. 9A is a circuit diagram of a power semiconductor element circuit of a first conventional example.
 (B) is a circuit diagram of a power semiconductor element circuit of a second conventional example.
[Explanation of symbols]
 1 Semiconductor control element
 2 Light receiving element
 2A Anode electrode
 3 Turn-on circuit
 5 Turn-off circuit
 7 Judgment circuit
 8 Comparator
 9 Reference power supply
 9A cathode
 9B Cathode electrode
 13 DC power supply
 13A cathode
 14 Load
 14A Anode electrode
 16 Gate electrode
 19 Light emission window
 21 Insulated gate bipolar transistor (IGBT)
 22 Light receiving element
 23 Drive circuit
 31 Cathode electrode
 32, 34 n-type layer
 33, 35 p-type layer
 37 Termination Area
 41 Hikari GTO
 42 Light receiving element
 43 Optical fiber
 44 Turn-on circuit
 46 Turn-off circuit
 48 judgment circuit
 72 Anode Gate GTO
 73 Controller
 100 Optical GTO element
 101 Optical IGBT

Claims

A power semiconductor element that is provided in an electric circuit connecting a power source and a load and controls the electric current of the electric circuit,
The power semiconductor element is a bipolar power semiconductor element in which a plurality of p-type layers and n-type layers made of a wide gap semiconductor material having substantially the same band gap are alternately stacked, A control terminal which is electrically connected to a layer sandwiched between the plurality of layers and controls an energization current flowing through the element; and at least one layer of the plurality of layers is provided with a light according to the energization current. A recombination center that generates light, and the light generated at the recombination center is emitted to the outside,
Receiving element and outputs a detection signal to detect the emitted light of the power semiconductor device and,
The detection signal of the light receiving element is input, the power semiconductor device having a gate driver circuit for controlling the energizing current of the power semiconductor device is applied to the control terminal of the control signal corresponding to the detection signal the power semiconductor element circuit.

2. The power semiconductor element circuit according to claim 1, wherein the power semiconductor element is provided on a silicon substrate.

Power semiconductor device circuit according to claim 1, characterized in that it contains the recombination centers only a portion of the layer containing the recombination centers.

Power semiconductor device circuit according to claim 1, wherein said power supply is a DC power supply.

Power semiconductor device circuit according to claim 1, characterized in that said light receiving element is incorporated in the package of the power semiconductor device.

Power semiconductor device circuit according to claim 1, further comprising an optical fiber for transmitting radiation of the power semiconductor element to the light receiving element.

The gate drive circuit includes a determination control circuit that determines that the energization current exceeds a predetermined value, and applies the determination output of the determination control circuit to the control terminal to control the power semiconductor element. 2. The power semiconductor element circuit according to claim 1 , wherein

Power semiconductor device circuit according to claim 1, wherein said wide-gap semiconductor material of the power semiconductor device is characterized in that it is a silicon carbide.

2. The power semiconductor element circuit according to claim 1 , wherein the recombination center of the power semiconductor element includes an aluminum atom and a nitrogen atom .

The power semiconductor element, the power semiconductor device circuit according to claim 1, characterized in that the insulated gate bipolar transistor having a gate as the control terminal.

2. The power semiconductor element is a P-channel insulated gate bipolar transistor having a P-channel gate as the control terminal and a P-type buffer layer as the layer including the recombination center. Power semiconductor device circuit.

The power semiconductor element, the power semiconductor device circuit according to claim 1, characterized in that the gate turn-off thyristor with a gate as the control terminal.

The power semiconductor element, the power semiconductor device circuit according to claim 1, characterized in that the gate turn-off thyristor of the anode-gate structure having an anode gate as the control terminal.

Power semiconductor device circuit according to claim 1, wherein said wide-gap semiconductor material of the power semiconductor element is gallium nitride.

15. The power semiconductor element circuit according to claim 14 , wherein the layer including the recombination center of the power semiconductor element is an n-type layer, and the recombination center is made of silicon atoms.

16. The power semiconductor device circuit according to claim 15, wherein the recombination center is provided only in a part of the n-type layer.

A series connection body in which a plurality of two power semiconductor elements connected between positive and negative terminals of a DC power source are connected in series;
A load connected to a connection point of the series connection body;
In the inverter device having a control circuit, and a flywheel diode connected in antiparallel to each of the power semiconductor device for controlling said power semiconductor element,
Bipolar in which at least one of the two power semiconductor elements of the serially connected body is formed by laminating a plurality of p-type layers and n-type layers made of a wide gap semiconductor material having substantially the same band gap. A power semiconductor element of the type, comprising a control terminal that is electrically connected to a layer sandwiched between the plurality of layers and controls an energization current flowing through the element, and at least one layer of the plurality of layers Includes a recombination center that generates light according to the energization current, and the light generated at the recombination center is radiated to the outside.
Receiving element and outputs a detection signal to detect the emitted light of the power semiconductor device and,
The detection signal of the light receiving element is input, a gate driver circuit for controlling the energizing current of the power semiconductor device is applied to the control terminal of the control signal corresponding to the detection signal the power semiconductor element
An inverter device comprising: