JP3740852B2

JP3740852B2 - Control device for electric power steering device

Info

Publication number: JP3740852B2
Application number: JP21921498A
Authority: JP
Inventors: 修司遠藤; 秀行小林
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 1998-08-03
Filing date: 1998-08-03
Publication date: 2006-02-01
Anticipated expiration: 2018-08-03
Also published as: JP2000053013A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車速に関係なく希望するモータ制御特性を維持することができ、制御系の安定性を失うことがない電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用の電動パワ−ステアリング装置は、操向ハンドルの操作によりステアリングシャフトに発生する操舵トルクを検出すると共に、車速を検出し、これら検出信号に基づいてモ一夕を駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものである。このような電動式パワーステアリング装置の制御はコントロ−ルユニットで実行され、トルクセンサで検出された操舵トルク及び車速センサで検出された車速に基づいてモータに供給する電流の大きさを演算し、その演算結果に基づいてモータに供給する電流量を制御する。即ち、コントロ−ルユニットは、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生しているときに、検出された車速が零あるいは低速の場合は大きな操舵補助力を供給し、検出された車速が速い場合は小さな操舵補助力を供給するように操向ハンドルの操舵力及び車速に応じて操舵補助指令値を設定し、モータに供給する電流を制御することで、走行状態に応じた最適な操舵補助力を与えることができる。更に、車速が速い場合には車両の安定感を増すように、モータ角速度に比例した値を操舵補助指令値より減算することにより疑似的な摩擦を与え、安定感を向上することが行なわれている。
【０００３】
このような従来の制御装置では、操舵トルクや車速、モータ角速度などに基づいてモータ電流の制御目標値を演算し、演算結果であるモータ電流の制御目標値と、実際にモータに流れる電流の差が零になるように電流フィードバック制御が行なわれていた。かかる電流フィードバック制御システムでは、操舵トルクの変動を補償し、且つ高速応答特性が得られるように制御システムの設計が行なわれると共に、制御に必要なモータ角速度の情報を得るため、制御回路の出力と実際にモータに流れる電流の検出値とから操舵角速度を推定する手法が使用されていた（特開平３−１７６２７１号）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のような電流フィードバック制御システムにおいて、操舵角速度を推定するには電流フィードバック制御システムの応答特性を適度に遅くしなければならない。何故ならば、電流フィードバック制御システムの応答特性が速い場合は、モータに発生する逆起電力に迅速に応答して逆起電力を補償してしまい、角速度を推定するために必要な逆起電力を正確に検出することができなくなってしまうからである。このように、電流フィードバック制御システムでは、操向ハンドルの戻り特性を改善するために、逆起電力を補償するべく高速の応答特性を与えると角速度を推定することが困難になり、また、角速度を推定するために応答特性を適度に遅くすれば、操向ハンドルの戻り特性の改善や、操舵トルクの変動を十分に補償することができない結果となる。かかる問題は、実現できる周波数特性がサンプリング時間により制限されるデイジタル制御系では特に重大である。
【０００５】
また、電動パワーステアリング装置の動作補償範囲は極めて広く、例えばバッテリ電圧、モータの端子間抵抗、モータトルク定数などの変動に対し、電流フィードバック制御システムの設計時の性能を維持することは非常に困難である。上記定数の変動があると、電流フィードバック制御システムの応答が遅くなるばかりでなく、制御システムの安定性を失い、発振動作を起こす恐れもある。電動パワーステアリング装置では据え切りや低車速では操舵の滑らかさが要求され、中速若しくは高速では制御の応答性を高めたすっきりした操舵感が要求される。一方、滑らかさを得るためには、電流制御の応答性を低く設定することが有利であり、すっきりした操舵感を得るためには、逆に電流制御の応答性を高く設定する必要がある。
【０００６】
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、車速に関係なく希望するモ−タ制御特性を維持することができ、高速でも制御系の安定性を失うことがない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモー夕の出力を制御するようになっている電動パワーステアリング装置の制御装置に関するもので、本発明の上記目的は、モータ出力の制御目標値である電流指令値を演算する演算手段と、前記電流指令値を車速に応じて近似微分し、減算器を経て前記モ−タに印加するフィ−ドフォワ−ド補償器と、前記モータに流れるモータ電流値を検出するモータ電流検出手段と、前記モータ電流値を入力とするモータ逆特性回路要素と、前記逆特性回路要素の出力及び前記減算器の出力の偏差値を入力してその出力を前記減算器に入力するフィルタとを設けることによって達成される。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明による電動パワーステアリング装置の制御装置では、モータ出力の制御目標値である電流指令値を演算する演算手段と、前記電流指令値を車速に応じて近似微分し、減算器を経て前記モ−タに印加するフィ−ドフォワ−ド補償器と、前記モータに流れるモータ電流値を検出するモータ電流検出手段と、前記モータ電流値を入力とするモータ逆特性回路要素と、前記逆特性回路要素の出力及び前記減算器の出力の偏差値を入力してその出力を前記減算器に入力するフィルタとを具備する。そして、電流指令値とモータ電流値に基づいて、制御系の出力基準における所望のモータ制御特性と実際のモータ制御特性との差を演算してフィードバック制御する。このため、バッテリ電圧やモータの端子間抵抗、モータのトルク定数などの特性定数が変動しても、車速に関係なく希望するモータ制御特性を維持することができ、制御系の安定性を失うことがない。
【０００９】
以下、本発明の実施例について説明する。
【００１０】
図１は、本発明を実施するに適した電動パワーステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５を経て操向車輪のタイロッド６に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられており、操向ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０がクラッチ２１、減速ギア３を介して軸２に結合されている。パワーステアリング装置を制御するコントロ−ルユニット３０には、バッテリ１４からイグニションキ−１１を経て電力が供給され、コントロ−ルユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴと車速センサ１２で検出された車速Ｖとに基づいてアシスト指令の操舵補助指令値Ｉの演算を行ない、演算された操舵補助指令値Ｉに基づいてモータ２０に供給する電流を制御する。クラッチ２１はコントロ−ルユニット３０でＯＮ／ＯＦＦ制御され、通常の動作状態ではＯＮ（結合）されている。そして、コントロ−ルユニット３０によりパワーステアリング装置が故障と判断された時、及びイグニションキ−１１によりバッテリ１４の電源（電圧Ｖｂ）がＯＦＦとなっている時にＯＦＦ（切離）される。
【００１１】
コントロ−ルユニット３０は主としてＣＰＵで構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと図２のようになる。例えば位相補償器３１は独立したハードウエアとしての位相補償器を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補償機能を示している。コントロ−ルユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０で検出されて入力される操舵トルクＴは、操舵系の安定性を高めるために位相補償器３１で位相補償され、位相補償された操舵トルクＴＡが操舵補助指令値演算器３２に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速Ｖも操舵補助指令値演算器３２に入力される。
【００１２】
操舵補助指令値演算器３２は、入力された操舵トルクＴＡ、車速Ｖ及びモー夕角速度ωに基づいて所定の演算式により、モータ２０に供給する電流の制御目標値である操舵補助電流指令値Ｉを車速Ｖをパラメ−タとして決定する。操舵補助電流指令値Ｉは減算器３０Ａに入力されると共に、応答速度を高めるためのフィードフォワ−ド系の微分補償器３４に入力され、その比例出力は加算器３０Ｂに入力され、減算器３０Ａの出力は比例演算器３５及びフィ−ドフォワ−ド系の特性を改善するための積分演算器３６に入力される。微分補償器３４、比例演算器３５及び積分演算器３６の出力も加算器３０Ｂに加算入力され、加算器３０Ｂでの加算結果である電流制御値Ｅが、モータ駆動信号としてモ−タ駆動回路３７に入力される。モ一夕２０のモ−タ電流値ｉは減算器３０Ａに入力されてフィードバックされる。
【００１３】
モータ駆動回路３７の構成例を図３に示して説明すると、モータ駆動回路３７は加算器３０Ｂからの電流制御値Ｅに基づいて電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の各ゲートを開閉駆動するＦＥＴゲ一ト駆動回路３７１、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４で成るＨブリッジ回路、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２のハイサイド側を駆動する昇圧電源３７２等で構成されている。ＦＥＴ１及びＦＥＴ２は、電流制御値Ｅに基づいて決定されるデュ−ティ比Ｄ１のＰＷＭ（パルス幅変調）信号によってＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タ２０に流れる電流ｉの大きさが制御される。ＦＥＴ３及びＦＥＴ４は、デュ−ティ比Ｄ１の小さい領域では所定１次関数式（ａ，ｂを定数としてＤ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ）で定義されるデュ−ティ比Ｄ２のＰＷＭ信号で駆動され、デュ−ティ比Ｄ２も１００％に達した以降、ＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タ２０の回転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦされる。以上説明したコントロ−ルユニット３０は、操向ハンドル１が操作されて操舵トルクＴが発生しているときに、検出された操舵トルクＴが大きく、車速Ｖが零あるいは低速の場合は操舵補助電流指令値Ｉを大きく設定し、検出された操舵トルクＴが小さく、車速Ｖが高速の場合は操舵補助電流指令値Ｉを小さく設定するから、走行状態に応じた最適の操舵補助力を与えることができる。
【００１４】
本発明を説明する前に、先ず従来の電流フィードバック制御について簡単に説明する。
【００１５】
図４は従来のフィードバック制御系の構成を、図２に対応させて伝達関数で示すブロック図であり、微分補償器３４の係数がＫ_DS、比例演算器３５の係数がＫｐ、積分演算器３６の係数がＫｔであることを示し、フィードバック制御部３１０は以上の回路要素と減算器３０Ａ、加算器３０Ｂとにより構成されている。また、２００は制御対象であるモータ２０を示しており、２０１は比例定数Ｋａ、２０１はモータ要素１／（Ｌ・ｓ＋Ｒ）（Ｌはモータ２０のインダクタンス、Ｒはモータ２０の内部抵抗、ｓはラプラス演算子）である。また、図４では、減算器３２１を介して制御対象の入力側に逆起電力Ｋ_T・ω（Ｋ_Tはモータの逆起電力定数）が印加されているが、これはモータ２０の回転により発生する逆起電力の影響を等価的に示すもので、モータ２０の回転により発生する逆起電力が入力側の電流制御値Ｅに現れることを示している。角速度／角加速度推定手段３２０は、加算器３０Ｂの出力及びモ−タ電流値ｉを入力として、角速度ω及び角加速度ωａを推定するようになっている。
【００１６】
図４のフィードバック制御系では、操舵補助電流指令値Ｉを入力信号とし、この入力信号に制御対象であるモー夕２０に流れるモータ電流値ｉをフィードバックして、両者の偏差信号の微分値、比例値及び槓分値を加算して電流制御値Ｅを得、この電流制御値Ｅにより制御対象であるモータ２０を駆動している。しかし、この制御系ではモータの逆起電力Ｋ_T・ωが電流制御値Ｅに現れるが、速い応答特性をもつフィードバック制御系の場合には、逆起電力Ｋ_T・ωが補償されて実際よりも小さい値しか電流制御値Ｅに含まれない。このため、制御対象の入出力信号からモ−タ２０の逆起電力Ｋ_T・ωを検出し、検出信号に基づいて角速度ω及び角加速度ωａを推定する角速度／角加速度推定手段３２０を設けても、その推定が困難となる。
【００１７】
そこで、本発明では、上記フィードバック制御系に代えて図５に示すロバスト制御系を構成し、車速Ｖに応じて制御系の応答特性を高めると同時にモータの逆起電力Ｋ_T・ωの検出を可能とし、更にバッテリ電圧の変動や温度変化などの変動要素を補償して、上述した従来の不都合を解決している。
【００１８】
図５は本発明のロバスト制御系の構成を図４に対応させて伝達関数で示しており、モ−タ２００の比例定数Ｋａはバッテリの基準電圧Ｖ_BSに対するその時点のバッテリの電圧Ｖ_BAの比で、バッテリ電圧の変動により生じるＰＷＭ信号のデューティ比に対する印加電圧のゲインを表している。バッテリの電圧Ｖ_BAが基準電圧Ｖ_BSに等しい場合は比例定数Ｋａ＝１となる。フィードフォワード補償器３３０は、操舵補助電流指令値Ｉに対するモータ電流値ｉの応答特性を車速Ｖに応じて定義するための要素であり、減算器３３１は、フィードフォワード補償器３３０の出力Ｕ１から後述するフィルタ３３２の出力ｄａ´（ｓ）を減算して偏差Ｕ２を得、偏差Ｕ２は減算器３２１及び３３３に入力される。減算器３３３の出力ｄａ（ｓ）がフィルタ３３２を経て減算器３３１にフィードバックされて、これにより制御対象のモータ２００がもつ変動分と、モータ２００の回転により発生する逆起電力の変動分とは補償される。減算器３２１は、制御対象の入力側にモータ２００の回転により発生する逆起電力Ｋ_T・ωが偏差Ｕ２に加算されて電流制御値Ｅに現れることを示し、電流制御値Ｅに現れる逆起電力Ｋ_T・ωの影響を等価的に示したものである。また、加算器３３４は測定ノイズや電流脈動ノイズなどのノイズξがモータ電流値ｉに加算され、フィードバックされる影響を等価的に示したものである。但し、以下の検討ではノイズξは無視するものとする。加算器３３４の出力はモータ逆特性回路要素３３５に入力され、モータ逆特性回路要素３３５の出力は減算器３３３に入力される。モータ逆特性回路要素３３５は希望するモータ特性の逆特性を示す回路要素で、本実施例ではモータ２００の逆起電力の影響を防ぐ目的から、逆起電力の項を除いた電気的特性の数学モデルを採用して設計しており、Ｌ＊はモータ２００のインダクタンスの設計値、Ｒ＊はモータ２００の内部抵抗の設計値である。
【００１９】
本発明のフィードフォワード補償器３３０は車速Ｖを入力し、車速Ｖをパラメ−タとして時定数Ｔ２を下記数１のように変化させる。
【００２０】
【数１】
０＜Ｖ＜α のときＴ２＝ｔ１
Ｖ≧α のときＴ２＝ｔ２（≦ｔ１）
ここにおいて、時定数Ｔ２を切り換えるとき、伝達関数１／（Ｔ２・ｓ＋１）の演算過程で不連続な符号を発生するため、連続的に切り換えるよう本発明では次の処理を行なう。即ち、伝達関数１／（Ｔ２・ｓ＋１）を離散化すると図６のようになり、図６において時定数Ｔ２を切り換えることは下記数２に対応する。
【００２１】
【数２】
０＜Ｖ＜α のときａ１＝ａ１０，ｂ０＝ｂ００
Ｖ≧α のときａ１＝ａ１１，ｂ０＝ｂ０１
時定数Ｔ２を切り換えたとき、Ｗ（ｋ−１）は切り換える前に時定数Ｔ２を基に計算されているので、このままでは不連続な出力を発生する。従って、以下のように切り換える前の出力Ｙ（ｋ−１）を用いてＷ（ｋ−１）を再定義し、このＷ（ｋ−１）を用いてＹ（ｋ）を演算することにより、不連続な信号の発生を防ぐことができる。
【００２２】
図６より下記数３が成り立つ。
【００２３】
【数３】

上記数３より、例えばＶ≧αとなったとき、Ｙｋ＝ｂ０｛Ｗ（ｋ）＋Ｗ（ｋ−１）｝であり、ａ１＝ａ１１，ｂ０＝ｂ０１に変更し、ａ１＝ａ１１，ｂ０＝ｂ０１でＵ（ｋ）を入力した場合、Ｙ（ｋ）となるように下記数４に従ってＷ（ｋ−１）を計算する。
【００２４】
【数４】

減算器３３３はモータ逆特性回路要素３３５の出力と減算器３３１からの偏差Ｕ２との差ｄａ（ｓ）、即ち、制御器出力基準における希望するモータ制御特性と実際の制御特性の差を演算するものである。減算器３３３の出力ｄａ（ｓ）は下記数５で表される。
【００２５】
【数５】

上記数５より、減算器３３３の出力ｄａ（ｓ）は制御対象の変動分と逆起電力の和であることが分かる。
【００２６】
一方、フィルタ３３２は減算器３３３の出力ｄａ（ｓ）をフィードバックする制御系の動作を安定させるために設けられ、その特性はＱ（ｓ）で表される。本実施例では１次のローパスフィルタを用いており、図５のブロックにおける特性Ｑ（ｓ）＝１／（Ｔ１・ｓ＋１）は、伝達関数で表されたフィルタの特性Ｑ（ｓ）の一例を示している。このような特性Ｑ（ｓ）を有するフィルタ３３２の出力をフィードバックすることにより、制御対象の変動と逆起電力を押さえ、定義した数学モデルの特性と一致させるように構成されている。以下、これについて説明する。
【００２７】
フィルタ３３２を通過してフィードバックされた場合、モータ電流値ｉ（ｓ）は下記数６で表される。
【００２８】
【数６】

そして、上記数６におけるΔ（ｓ）は下記数７で定義される。ここで、Δ（ｓ）は数学モデルと実際の特性との差を乗法的摂動モデルを用いて表したときの摂動分である。尚、乗法的摂動モデルは、実際の特性が設計値による特性に乗法的誤差を加えて表される場合の誤差を示しており、これは下記数８となる。
【００２９】
【数７】

【数８】

ここで、Ｋ／（Ｌ・ｓ＋Ｒ）は実際の特性、Ｉ／（Ｌ＊・ｓ＋Ｒ＊）は設計値の特性であり、数８を解くと数７になる。上記数５及び数７より、フィルタ３３２の特性Ｑ（ｓ）が近似的に１の場合は、モータ電流値ｉ（ｓ）は下記数９で表される。
【００３０】
【数９】

数９の右辺には、モータ２００のインダクタンスの設計値Ｌ＊及び内部抵抗の設計値Ｒ＊しか含まれていないため、特性Ｑ（ｓ）のフィルタのカットオフ周波数までは、特性Ｑ（ｓ）はほぼ１になるので、結局数９は制御対象の摂動分と逆起電力をほぼ完全に補償でき、且つ設計時の特性に一致させることができることを示している。
【００３１】
一方、乗法的摂動を受ける制御系が安定であるための十分条件として、下記数１０に示す最小ゲイン定埋がある。
【００３２】
【数１０】
｜Ｔ（ｓ）・Δ（ｓ）｜＜１
ここで、Ｔ（ｓ）は制御対象及びその数学モデルが一致しているときの相補感度関数、即ち、図５においてＬ＊＝Ｌ、Ｒ＊＝Ｒ、Ｋａ＝１のときの、ノイズξからモ−タ電流値ｉに至るまでの伝達特性である。本実施例ではＴ（ｓ）＝Ｑ（ｓ）であるから、下記数１１になるように特性Ｑ（ｓ）のフィルタの時定数Ｔ１を決定すればよい。
【００３３】
【数１１】
｜Ｑ（ｓ）・Δ（ｓ）｜＜１
本実施例では、予想されるモータ２００のインダクタンスＬ、内部抵抗Ｒ及び定数Ｋａの変動幅を考慮して数７で定義される摂動分Δ（ｓ）の範囲を定め、摂動分Δ（ｓ）の全範囲において上記数６が満たされるように特性Ｑ（ｓ）のフィルタの時定数Ｔ１を定めれば、ロバスト安定性を確保することができる。更に、フィルタの時定数Ｔ１は、ノイズξのモ−タ電流値ｉに及ぼす影響も考慮して決定することができる。即ち、ノイズξからモ−タ電流値ｉに至るまでの伝達特性はフィルタの特性Ｑ（ｓ）に等しいから、特性Ｑ（ｓ）のフィルタはノイズフィルタとしても動作することが分かる。従つて、ノイズξを考慮してフィルタの時定数Ｔ１を決定することによりノイズフィルタを省くことができ、コストを低減させることができる。
【００３４】
以上の検討により、図５に示す制御系はフィルタ３３２の特性Ｑ（ｓ）のカットオフ周波数以下であれば、図６（Ａ）に示す等価ブロック図で表すことができ、更に同図（Ｂ）のように簡略化して表すことができる。即ち、図５のフィードフォワード補償器３３０の特性式の分子に数学モデルの逆特性を与え、分母にフィルタ３３２の時定数Ｔ１よりも大きい時定数Ｔ２を与えることにより、時定数Ｔ２で定義される応答特性を実現することができる。
【００３５】
次に、モータ角速度ω及びモータ角加速度ωａの推定値を演算する加速度／角加速度推定手段３３６について説明する。加速度／角加速度推定手段３３６はモータ角速度ω及びモータ角加速度ωａの推定値を演算して求める演算手段で、制御器出力基準における希望するモータ制御特性と実際の制御特性との差を演算する減算器３３３の出力ｄａ（ｓ）がフィルタ３３２を通過した信号を入力とし、入力信号ｄａ（ｓ）に含まれる角速度成分ωを求める。数５で示すように、減算器３３３の出力ｄａ（ｓ）は制御対象の摂動分と逆起電力の和で表される。従つて、出力ｄａ（ｓ）を用いてモータ角速度ωを推定するためには、制御対象の変動分を補償しなければならない。前述のように変動を受けるパラメータはインダクタンスＬ、内部抵抗Ｒ、比例定数Ｋａ、逆起電力定数Ｋ_Tであり、本実施例では特にパラメータＲ、Ｋａ、Ｋ_Tの変動分が数５の中で支配的である。そこで、パラメータＲ、Ｋａ、Ｋ_Tを求めて補正すれば良い。比例定数Ｋａはバッテリの基準電圧Ｖ_BSに対するその時点のバッテリの電圧Ｖ_BAの比を表す比例定数であり、バッテリ電圧で変動する。また、内部抵抗Ｒ及びモータの逆起電力定数Ｋ_Tはモータの巻線温度により変動する。以下、パラメータＲ、Ｋａ、Ｋ_Tの補正方法の一例について述べる。
【００３６】
比例定数Ｋａは、メモリに記憶してあるバッテリの基準電圧Ｖ_BSと検出したバッテリ電圧Ｖ_BAとの比を演算して得ることができ、モータの内部抵抗Ｒ及び逆起電力定数Ｋ_Tは、温度の関数として以下の式で与えられる。即ち、内部抵抗Ｒ及び逆起電力定数Ｋ_Tはモータの巻線温度ｔを検出し、下記数１２により演算して求めることができる。
【００３７】
【数１２】
Ｒ＝｛１＋０．００２（ｔ−ｔ０）｝・Ｒ＊
Ｋ_T＝｛１＋０．００３（ｔ−ｔ０）｝・Ｋ_T＊
ここで、ｔ０は巻線の基準温度、Ｒ＊及びＫ_T＊は基準温度
ｔ０における内部抵抗及び逆起電力定数である。
【００３８】
モータの角速度推定値ωは数５から得られるが、更に特性Ｆ（ｓ）のロ一パスフィルタを通過させるものとして、下記数１３により求めることができる。
【００３９】
【数１３】

上記数１３では、特性Ｆ（ｓ）のローパスフィルタのカットオフ周波数を、ノイズξと（Ｌ＊−Ｌ／Ｋ）・ｉ（ｓ）の項の周波数帯域に対して十分に低く設定しているため、ノイズξと（Ｌ＊−Ｌ／Ｋ）・ｉ（ｓ）の項は省略している。尚、モータの角加速度ωａを推定したい場合は、モータの角速度推定値ωを微分して得ることができる。
【００４０】
以上のように制御系を構成することにより、次のような利点がある。即ち、本発明の制御系ではモータの角速度ωの情報を含む減算器３３３の出力ｄａ（ｓ）を求め、それをフィードバックすることによりモ一夕電圧の制御を行なっている。従って、出力ｄａ（ｓ）を求める過程で、例えば従来の電流フィードバック制御系のようにｄａ（ｓ）の値を変化させるような要素がないため、正確なモータの角速度ωを推定することができる。
【００４１】
一方、従来の電流フィードバック制御系における操舵トルクの変動、即ちモー夕電流値の変動については、数６及び数１０で示されるように補償される。また、応答性の速さについては、図７で示すように特性Ｑ（ｓ）のフィルタの時定数Ｔ１よりも大きい時定数Ｔ２で定める任意の範囲で設定することができ、実用上十分な応答特性を実現することができる。更に、従来の電流フィードバック制御系とは異なり、数１０で示したようにバッテリ電圧、モータ端子間抵抗、モータトルクの変動に対し、特性Ｑ（ｓ）のフィルタのカットオフ周波数までは設計性能を維持し、且つ数１０で示したように安全性も確保できるという利点を有する。
【００４２】
次に、上記制御系をＣＰＵで実現する場合の処理について説明する。上記制御系をＣＰＵで実現する手段は複数考えられるが、ここではブロック毎に実現する方法について説明する。
【００４３】
まず、図５に示すブロック図を図８に示す等価ブロック図に置き換え、これを離散時間系に変換すべくｚ変換を行なう。例えばｈをサンプリング時間として、伝達関数ｓはｓ＝２／ｈ・（ｚ−１）／（ｚ＋１）と表すことができる。上記ｓ（＝２／ｈ・（ｚ−１）／（ｚ＋１））を図８に示す等価ブロック図の伝達関数に代入する。この結果、例えば、ｄａ´（ｓ）／ｄａ（ｓ）＝１／（Ｔ１（ｓ）十１）は
【数１４】
ｄａ´（ｚ−１）／ｄａ（ｚ−１）
＝（ｂ１＋ｂ２・ｚ−１）／（１十ａ２・ｚ−１）
と表すことができる。ここで、ｚ−１は１サンプル遅れのオペレータと解釈できるから、ｚ変換後の式から公知の方法によりプログラムで記述可能な式を導く。例えば、下記数１５と表すことができる。
【００４４】
【数１５】
ｄａ´（ｚ−１）＝ｂｌ・ｄａ（ｋ）＋ｂ２・ｄａ（ｋ−１）
−ａ１・ｄａ´（ｋ−１）
ここで、ｋはｋ番目のサンプル、ｋ−１はｋ−１番目のサンプル
を表す。
【００４５】
他のブロックについても同様の変換を行なう。
【００４６】
【発明の効果】
上述のように本発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、制御系に入力される電流指令値と出力であるモータ電流値に基づいて、制御器出力基準における希望するモータ制御特性（モータの設計特性）と実際のモータ制御特性との差を演算し、その差を補正するようにフィードバックするものであるから、バッテリ電圧やモータの端子間抵抗、モータのトルク定数などの特性定数が温度その他の環境の変化等により変動しても、希望するモータ制御特性を維持することができ、制御性の安定性を失うこともない。
【００４７】
そして、従来のフィードバック制御系のように、検出されたモータ電流値を制御器の入力側に直接フィードバックするものでないから、制御系の応答特性を下げることなく確実にモータの角速度や角加速度を推定することができる。さらに、制御器自体がノイズフィルタとして機能するから、モータ電流検出回路から紛れ込む測定ノイズを除くためのノイズフィルタを省くことができるなど、従来の制御装置には見られない顕著な効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動式パワーステアリング装置の一般的構成を示す図である。
【図２】コントロ−ルユニットの構成例を示すブロック図である。
【図３】モ−タ駆動回路の構成例を示す結線図である。
【図４】従来のフィ−ドバック制御系のブロック図である。
【図５】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図６】本発明による時定数の切り換えを説明するための図である。
【図７】図５の等価回路の伝達関数によるブロック図である。
【図８】図５の等価回路のブロック図である。
【符号の説明】
１操向ハンドル
１０トルクセンサ
２０、２００モ−タ
３０コントロ−ルユニット
３１位相補償器
３７モータ駆動回路
３２操舵補助電流指令値演算器
３３０フィードフォワード補償器
３３２フィルタ
３３５モータ逆特性回路要素
３２０、３３６角速度／角加速度推定手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an electric power steering device that can maintain desired motor control characteristics regardless of vehicle speed and does not lose the stability of a control system.
[0002]
[Prior art]
An electric power steering apparatus for a vehicle detects a steering torque generated in a steering shaft by operating a steering handle, detects a vehicle speed, and drives the motor based on these detection signals to drive the steering handle. It assists the steering force. Such control of the electric power steering apparatus is executed by the control unit, and the magnitude of the current supplied to the motor is calculated based on the steering torque detected by the torque sensor and the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor. The amount of current supplied to the motor is controlled based on the calculation result. That is, when the steering wheel is operated and steering torque is generated, the control unit supplies a large steering assist force when the detected vehicle speed is zero or low, and the detected vehicle speed is high. The steering assist command value is set according to the steering force of the steering wheel and the vehicle speed so as to supply a small steering assist force, and the current supplied to the motor is controlled, so that the optimum steering assist force according to the driving state is set. Can be given. Furthermore, in order to increase the vehicle stability when the vehicle speed is high, by subtracting a value proportional to the motor angular speed from the steering assist command value, pseudo friction is given to improve the stability. Yes.
[0003]
In such a conventional control device, the control target value of the motor current is calculated based on the steering torque, the vehicle speed, the motor angular velocity, etc., and the difference between the control target value of the motor current as the calculation result and the current actually flowing to the motor is calculated. Current feedback control is performed so that becomes zero. In such a current feedback control system, the control system is designed so as to compensate for fluctuations in the steering torque and to obtain a high-speed response characteristic, and to obtain information on the motor angular speed necessary for control, A method of estimating the steering angular velocity from the detected value of the current actually flowing through the motor has been used (Japanese Patent Laid-Open No. 3-176271).
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the current feedback control system as described above, in order to estimate the steering angular velocity, the response characteristic of the current feedback control system must be moderately delayed. This is because when the response characteristic of the current feedback control system is fast, the counter electromotive force is compensated by quickly responding to the counter electromotive force generated in the motor, and the back electromotive force necessary for estimating the angular velocity is reduced. This is because it cannot be detected accurately. As described above, in the current feedback control system, in order to improve the return characteristic of the steering handle, it is difficult to estimate the angular velocity if a high-speed response characteristic is given to compensate for the back electromotive force. If the response characteristic is moderately delayed for estimation, the return characteristic of the steering wheel cannot be improved and the fluctuation of the steering torque cannot be sufficiently compensated. Such a problem is particularly serious in a digital control system in which the frequency characteristics that can be realized are limited by the sampling time.
[0005]
In addition, the operation compensation range of the electric power steering device is extremely wide. For example, it is very difficult to maintain the performance at the time of designing the current feedback control system against fluctuations in the battery voltage, the resistance between the terminals of the motor, the motor torque constant, etc. It is. If the constant varies, not only will the response of the current feedback control system become slow, but the stability of the control system may be lost and oscillation operation may occur. The electric power steering device requires smooth steering at a stationary or low vehicle speed, and requires a clear steering feeling with improved control response at medium or high speed. On the other hand, in order to obtain smoothness, it is advantageous to set the current control response low, and in order to obtain a clear steering feeling, it is necessary to set the current control response high.
[0006]
The present invention has been made under the circumstances described above, and an object of the present invention is to maintain a desired motor control characteristic regardless of the vehicle speed, and to lose the stability of the control system even at a high speed. There is no need to provide a control device for an electric power steering device.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The present invention relates to a control device for an electric power steering apparatus configured to control the output of a motor that applies a steering assist force to a steering mechanism based on a steering torque signal generated in a steering shaft. The purpose is to calculate a current command value that is a control target value of the motor output, and a feed forward that approximates the current command value according to the vehicle speed and applies it to the motor via a subtractor. Compensator, motor current detecting means for detecting a motor current value flowing through the motor, a motor reverse characteristic circuit element that receives the motor current value as input, and a deviation between the output of the reverse characteristic circuit element and the output of the subtractor This is achieved by providing a filter that inputs a value and inputs its output to the subtractor.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In the control device for the electric power steering apparatus according to the present invention, the current command value which is a control target value of the motor output, the current command value is approximately differentiated according to the vehicle speed, and the mode is passed through the subtractor. A feedforward compensator to be applied to the motor, a motor current detecting means for detecting a motor current value flowing through the motor, a motor reverse characteristic circuit element having the motor current value as an input, and the reverse characteristic circuit element A filter for inputting an output and a deviation value of the output of the subtractor and inputting the output to the subtractor. Then, based on the current command value and the motor current value, the difference between the desired motor control characteristic and the actual motor control characteristic in the output reference of the control system is calculated and feedback controlled. Therefore, even if characteristic constants such as battery voltage, motor terminal resistance, and motor torque constant fluctuate, the desired motor control characteristics can be maintained regardless of the vehicle speed, and the stability of the control system is lost. There is no.
[0009]
Examples of the present invention will be described below.
[0010]
FIG. 1 is a diagram for explaining the outline of the configuration of an electric power steering apparatus suitable for carrying out the present invention. It is connected to the tie rod 6 of the steering wheel. The shaft 2 is provided with a torque sensor 10 that detects the steering torque of the steering handle 1. A motor 20 that assists the steering force of the steering handle 1 is coupled to the shaft 2 via the clutch 21 and the reduction gear 3. ing. The control unit 30 that controls the power steering device is supplied with electric power from the battery 14 through the ignition key 11, and the control unit 30 is detected by the steering torque T detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed sensor 12. The steering assist command value I of the assist command is calculated based on the vehicle speed V, and the current supplied to the motor 20 is controlled based on the calculated steering assist command value I. The clutch 21 is ON / OFF controlled by the control unit 30 and is ON (coupled) in a normal operation state. When the power steering device is determined to be malfunctioning by the control unit 30 and when the power supply (voltage Vb) of the battery 14 is turned off by the ignition key-11, the power steering device is turned off.
[0011]
The control unit 30 is mainly composed of a CPU, and FIG. 2 shows general functions executed by a program inside the CPU. For example, the phase compensator 31 does not indicate a phase compensator as independent hardware, but indicates a phase compensation function executed by the CPU. The function and operation of the control unit 30 will be described. The steering torque T detected and input by the torque sensor 10 is phase-compensated by the phase compensator 31 in order to enhance the stability of the steering system, and the phase-compensated steering is performed. Torque TA is input to the steering assist command value calculator 32. The vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 12 is also input to the steering assist command value calculator 32.
[0012]
The steering assist command value calculator 32 is a steering assist current command value I which is a control target value of the current supplied to the motor 20 by a predetermined formula based on the input steering torque TA, vehicle speed V, and motor angular speed ω. The vehicle speed V is determined as a parameter. The steering assist current command value I is input to the subtractor 30A, and is also input to the feedforward differential compensator 34 for increasing the response speed. The proportional output is input to the adder 30B, and the subtractor 30A. Are input to a proportional calculator 35 and an integral calculator 36 for improving the characteristics of the feedforward system. The outputs of the differential compensator 34, the proportional calculator 35, and the integral calculator 36 are also added to the adder 30B, and the current control value E that is the addition result of the adder 30B is used as a motor drive signal 37 as a motor drive circuit 37. Is input. The motor current value i of the motor 20 is input to the subtractor 30A and fed back.
[0013]
A configuration example of the motor drive circuit 37 will be described with reference to FIG. 3. The motor drive circuit 37 is an FET that opens and closes the gates of the field effect transistors (FETs) FET1 to FET4 based on the current control value E from the adder 30B. A gate drive circuit 371, an H bridge circuit composed of FET1 to FET4, a boost power supply 372 for driving the high side of FET1 and FET2, and the like. FET1 and FET2 are turned on / off by a PWM (pulse width modulation) signal having a duty ratio D1 determined based on the current control value E, and the magnitude of the current i actually flowing to the motor 20 is controlled. The FET3 and FET4 are driven by a PWM signal having a duty ratio D2 defined by a predetermined linear function equation (D2 = a · D1 + b, where a and b are constants) in a region where the duty ratio D1 is small. After the tee ratio D2 also reaches 100%, the tee ratio D2 is turned ON / OFF according to the rotation direction of the motor 20 determined by the sign of the PWM signal. In the control unit 30 described above, when the steering handle 1 is operated and the steering torque T is generated, when the detected steering torque T is large and the vehicle speed V is zero or low, a steering assist current command is issued. When the value I is set large, the detected steering torque T is small, and the vehicle speed V is high, the steering assist current command value I is set small, so that an optimal steering assist force according to the traveling state can be applied. .
[0014]
Prior to describing the present invention, first, conventional current feedback control will be briefly described.
[0015]
FIG. 4 is a block diagram showing the structure of a conventional feedback control system as a transfer function corresponding to FIG. 2, and the coefficient of the differential compensator 34 is K _DS The coefficient of the proportional calculator 35 is Kp and the coefficient of the integral calculator 36 is Kt, and the feedback control unit 310 includes the above circuit elements, the subtractor 30A, and the adder 30B. Reference numeral 200 denotes a motor 20 to be controlled, 201 is a proportionality constant Ka, 201 is a motor element 1 / (L · s + R) (L is an inductance of the motor 20, R is an internal resistance of the motor 20, and s is Laplace operator). In FIG. 4, the counter electromotive force K is applied to the input side to be controlled via the subtractor 321. _T ・ Ω (K _T Is the counter electromotive force constant of the motor), which is equivalent to the effect of the counter electromotive force generated by the rotation of the motor 20, and the counter electromotive force generated by the rotation of the motor 20 is the input side. It appears in the current control value E. The angular velocity / angular acceleration estimating means 320 estimates the angular velocity ω and the angular acceleration ωa by using the output of the adder 30B and the motor current value i as inputs.
[0016]
In the feedback control system of FIG. 4, the steering assist current command value I is used as an input signal, and the motor current value i flowing in the control target 20 is fed back to this input signal, and the differential value and proportionality of the deviation signal between them are fed back. The current control value E is obtained by adding the value and the apportioned value, and the motor 20 to be controlled is driven by the current control value E. However, in this control system, the back electromotive force K of the motor _T Ω appears in the current control value E, but in the case of a feedback control system having a fast response characteristic, the back electromotive force K _T The current control value E includes only a value smaller than the actual value after ω is compensated. Therefore, the back electromotive force K of the motor 20 is determined from the input / output signal to be controlled. _T Even if the angular velocity / angular acceleration estimating means 320 for detecting ω and estimating the angular velocity ω and the angular acceleration ωa based on the detection signal is provided, the estimation becomes difficult.
[0017]
Therefore, in the present invention, a robust control system shown in FIG. 5 is configured in place of the feedback control system, and the response characteristic of the control system is enhanced according to the vehicle speed V, and at the same time, the back electromotive force K of the motor. _T The detection of ω is possible, and the above-mentioned conventional disadvantages are solved by compensating for fluctuation factors such as battery voltage fluctuation and temperature change.
[0018]
FIG. 5 shows the structure of the robust control system of the present invention as a transfer function corresponding to FIG. 4, and the proportionality constant Ka of the motor 200 is the reference voltage V of the battery. _BS Battery voltage V at that time _BA This ratio represents the gain of the applied voltage with respect to the duty ratio of the PWM signal caused by the fluctuation of the battery voltage. Battery voltage V _BA Is the reference voltage V _BS Is equal to the proportionality constant Ka = 1. The feedforward compensator 330 is an element for defining the response characteristic of the motor current value i with respect to the steering assist current command value I according to the vehicle speed V. The subtractor 331 is described later from the output U1 of the feedforward compensator 330. The output da ′ (s) of the filter 332 is subtracted to obtain a deviation U2, and the deviation U2 is input to the subtracters 321 and 333. The output da (s) of the subtracter 333 is fed back to the subtractor 331 via the filter 332, and thereby the fluctuation of the motor 200 to be controlled and the fluctuation of the back electromotive force generated by the rotation of the motor 200 are Compensated. The subtractor 321 has a back electromotive force K generated by the rotation of the motor 200 on the input side to be controlled. _T A counter electromotive force K appearing in the current control value E indicating that ω is added to the deviation U2 and appears in the current control value E _T ・ The effect of ω is shown equivalently. Further, the adder 334 equivalently shows the influence that noise ξ such as measurement noise and current pulsation noise is added to the motor current value i and fed back. However, in the following examination, the noise ξ is ignored. The output of the adder 334 is input to the motor reverse characteristic circuit element 335, and the output of the motor reverse characteristic circuit element 335 is input to the subtractor 333. The motor reverse characteristic circuit element 335 is a circuit element showing the reverse characteristic of the desired motor characteristic. In the present embodiment, in order to prevent the influence of the counter electromotive force of the motor 200, the mathematics of the electric characteristic excluding the term of the counter electromotive force is used. The model is designed using L *, which is a design value of the inductance of the motor 200, and R * is a design value of the internal resistance of the motor 200.
[0019]
The feedforward compensator 330 of the present invention receives the vehicle speed V, and changes the time constant T2 as shown in the following equation 1 using the vehicle speed V as a parameter.
[0020]
[Expression 1]
When 0 <V <α T2 = t1
When V ≧ α T2 = t2 (≦ t1)
Here, when the time constant T2 is switched, a discontinuous code is generated in the calculation process of the transfer function 1 / (T2 · s + 1). Therefore, in the present invention, the following processing is performed to switch continuously. That is, when the transfer function 1 / (T2 · s + 1) is discretized, the result is as shown in FIG. 6. Switching the time constant T2 in FIG.
[0021]
[Expression 2]
When 0 <V <α a1 = a10, b0 = b00
When V ≧ α a1 = a11, b0 = b01
When the time constant T2 is switched, W (k-1) is calculated based on the time constant T2 before switching, so that a discontinuous output is generated as it is. Therefore, by redefining W (k-1) using the output Y (k-1) before switching as follows and calculating Y (k) using this W (k-1), Generation of discontinuous signals can be prevented.
[0022]
From FIG. 6, the following equation 3 holds.
[0023]
[Equation 3]

From the above equation 3, when V ≧ α, for example, Yk = b0 {W (k) + W (k−1)}, and change to a1 = a11, b0 = b01, and a1 = a11, b0 = b01. When U (k) is input in step W (k−1) is calculated according to the following equation 4 so that Y (k) is obtained.
[0024]
[Expression 4]

The subtracter 333 calculates the difference da (s) between the output of the motor inverse characteristic circuit element 335 and the deviation U2 from the subtractor 331, that is, the difference between the desired motor control characteristic and the actual control characteristic in the controller output standard. Is. The output da (s) of the subtracter 333 is expressed by the following formula 5.
[0025]
[Equation 5]

From the above formula 5, it can be seen that the output da (s) of the subtracter 333 is the sum of the variation of the control target and the back electromotive force.
[0026]
On the other hand, the filter 332 is provided to stabilize the operation of the control system that feeds back the output da (s) of the subtracter 333, and its characteristic is represented by Q (s). In this embodiment, a first-order low-pass filter is used, and the characteristic Q (s) = 1 / (T1 · s + 1) in the block of FIG. 5 is an example of the characteristic Q (s) of the filter expressed by a transfer function. Show. By feeding back the output of the filter 332 having such a characteristic Q (s), the fluctuation of the controlled object and the back electromotive force are suppressed to match the characteristic of the defined mathematical model. This will be described below.
[0027]
When fed back through the filter 332, the motor current value i (s) is expressed by the following equation (6).
[0028]
[Formula 6]

And Δ (s) in the above equation 6 is defined by the following equation 7. Here, Δ (s) is a perturbation component when the difference between the mathematical model and the actual characteristic is expressed using a multiplicative perturbation model. The multiplicative perturbation model indicates an error when the actual characteristic is expressed by adding a multiplicative error to the characteristic based on the design value.
[0029]
[Expression 7]

[Equation 8]

Here, K / (L · s + R) is an actual characteristic, and I / (L * · s + R *) is a characteristic of a design value. From the above equations 5 and 7, when the characteristic Q (s) of the filter 332 is approximately 1, the motor current value i (s) is expressed by the following equation 9.
[0030]
[Equation 9]

Since the right side of Equation 9 includes only the design value L * of the inductance of the motor 200 and the design value R * of the internal resistance, the characteristic Q (s) is up to the cutoff frequency of the filter of the characteristic Q (s). ## EQU1 ## Therefore, Equation 9 shows that the perturbation and the back electromotive force of the control target can be compensated almost completely and can be matched with the characteristics at the time of design.
[0031]
On the other hand, as a sufficient condition for a control system that is subject to multiplicative perturbation to be stable, there is a minimum gain fixed filling as shown in the following formula 10.
[0032]
[Expression 10]
| T (s) · Δ (s) | <1
Here, T (s) is a complementary sensitivity function when the controlled object and its mathematical model match, that is, from the noise ξ when L * = L, R * = R, and Ka = 1 in FIG. This is the transfer characteristic up to the motor current value i. In this embodiment, since T (s) = Q (s), the time constant T1 of the filter having the characteristic Q (s) may be determined so as to satisfy the following formula 11.
[0033]
## EQU11 ##
| Q (s) · Δ (s) | <1
In this embodiment, the range of perturbation Δ (s) defined by Equation 7 is determined in consideration of the expected fluctuation range of the inductance L, internal resistance R, and constant Ka of the motor 200, and the perturbation Δ (s) If the time constant T1 of the filter having the characteristic Q (s) is determined so that the above equation 6 is satisfied over the entire range, robust stability can be ensured. Further, the filter time constant T1 can be determined in consideration of the influence of the noise ξ on the motor current value i. That is, since the transfer characteristic from the noise ξ to the motor current value i is equal to the filter characteristic Q (s), it can be seen that the filter of the characteristic Q (s) also operates as a noise filter. Therefore, by determining the filter time constant T1 in consideration of the noise ξ, the noise filter can be omitted, and the cost can be reduced.
[0034]
From the above examination, if the control system shown in FIG. 5 is below the cutoff frequency of the characteristic Q (s) of the filter 332, it can be represented by the equivalent block diagram shown in FIG. ) And can be expressed in a simplified manner. That is, the time constant T2 is defined by giving the inverse characteristic of the mathematical model to the numerator of the characteristic formula of the feedforward compensator 330 in FIG. 5 and giving the time constant T2 larger than the time constant T1 of the filter 332 to the denominator. Response characteristics can be realized.
[0035]
Next, the acceleration / angular acceleration estimation means 336 for calculating estimated values of the motor angular velocity ω and the motor angular acceleration ωa will be described. The acceleration / angular acceleration estimation means 336 is an arithmetic means for calculating the estimated values of the motor angular velocity ω and the motor angular acceleration ωa, and is a subtraction for calculating the difference between the desired motor control characteristic and the actual control characteristic in the controller output standard. A signal obtained by passing the output da (s) of the filter 333 through the filter 332 is used as an input, and an angular velocity component ω included in the input signal da (s) is obtained. As shown in Equation 5, the output da (s) of the subtracter 333 is represented by the sum of the perturbed component to be controlled and the back electromotive force. Therefore, in order to estimate the motor angular velocity ω using the output da (s), it is necessary to compensate for the variation of the controlled object. As described above, the parameters subject to fluctuation are inductance L, internal resistance R, proportionality constant Ka, and back electromotive force constant K. _T In this embodiment, the parameters R, Ka, K _T The fluctuation of is dominant in Equation 5. Therefore, parameters R, Ka, K _T Find and correct it. The proportionality constant Ka is the battery reference voltage V _BS Battery voltage V at that time _BA It is a proportionality constant representing the ratio of and fluctuates with the battery voltage. Also, the internal resistance R and the back electromotive force constant K of the motor _T Varies depending on the winding temperature of the motor. Hereinafter, parameters R, Ka, K _T An example of the correction method will be described.
[0036]
The proportionality constant Ka is the battery reference voltage V stored in the memory. _BS Detected battery voltage V _BA The motor internal resistance R and the counter electromotive force constant K _T Is given by the following equation as a function of temperature. That is, the internal resistance R and the back electromotive force constant K _T Can be obtained by detecting the winding temperature t of the motor and calculating the following equation (12).
[0037]
[Expression 12]
R = {1 + 0.002 (t−t0)} · R *
K _T = {1 + 0.003 (t−t0)} · K _T *
Where t0 is the reference temperature of the winding, R * and K _T * Reference temperature
It is an internal resistance and a counter electromotive force constant at t0.
[0038]
The estimated angular velocity value ω of the motor can be obtained from the following equation (5). Further, it can be obtained by the following equation (13) as passing through a low-pass filter having the characteristic F (s).
[0039]
[Formula 13]

In the above equation 13, the cutoff frequency of the low-pass filter having the characteristic F (s) is set sufficiently low with respect to the noise ξ and the frequency band of (L * −L / K) · i (s). Therefore, the terms of noise ξ and (L * −L / K) · i (s) are omitted. When it is desired to estimate the angular acceleration ωa of the motor, it can be obtained by differentiating the estimated angular velocity value ω of the motor.
[0040]
By configuring the control system as described above, there are the following advantages. That is, the control system of the present invention obtains the output da (s) of the subtracter 333 including information on the angular velocity ω of the motor and feeds it back to control the voltage. Therefore, since there is no element that changes the value of da (s) in the process of obtaining the output da (s), for example, unlike the conventional current feedback control system, the accurate angular velocity ω of the motor can be estimated. .
[0041]
On the other hand, the fluctuation of the steering torque in the conventional current feedback control system, that is, the fluctuation of the motor current value is compensated as shown in the equations (6) and (10). Further, as shown in FIG. 7, the speed of response can be set within an arbitrary range determined by a time constant T2 larger than the time constant T1 of the filter of the characteristic Q (s), and a response sufficient for practical use. Characteristics can be realized. Furthermore, unlike the conventional current feedback control system, the design performance is improved up to the cutoff frequency of the filter of the characteristic Q (s) with respect to fluctuations in battery voltage, motor terminal resistance, and motor torque as shown in equation (10). This is advantageous in that it can be maintained and safety can be ensured as shown in Formula 10.
[0042]
Next, processing when the control system is realized by a CPU will be described. There can be a plurality of means for realizing the control system with a CPU. Here, a method for realizing each control block will be described.
[0043]
First, the block diagram shown in FIG. 5 is replaced with the equivalent block diagram shown in FIG. 8, and z conversion is performed to convert this into a discrete time system. For example, the transfer function s can be expressed as s = 2 / h · (z−1) / (z + 1), where h is the sampling time. The above s (= 2 / h · (z−1) / (z + 1)) is substituted into the transfer function of the equivalent block diagram shown in FIG. As a result, for example, da ′ (s) / da (s) = 1 / (T1 (s) +11) is
[Expression 14]
da '(z-1) / da (z-1)
= (B1 + b2 · z-1) / (10 + a2 · z-1)
It can be expressed as. Here, since z-1 can be interpreted as an operator with a delay of one sample, an equation that can be described by a program is derived from the equation after z conversion by a known method. For example, it can be expressed as the following formula 15.
[0044]
[Expression 15]
da ′ (z−1) = bl · da (k) + b2 · da (k−1)
-A1 · da '(k-1)
Where k is the kth sample and k-1 is the k-1th sample.
Represents.
[0045]
Similar conversion is performed for other blocks.
[0046]
【The invention's effect】
As described above, the control device for the electric power steering apparatus according to the present invention is based on the current command value input to the control system and the output motor current value, and the desired motor control characteristic (motor design) in the controller output standard. Characteristic) and the actual motor control characteristics, and feedback is performed to correct the difference. Therefore, characteristics constants such as battery voltage, resistance between motor terminals, and torque constant of the motor Even if it fluctuates due to environmental changes or the like, the desired motor control characteristics can be maintained, and the stability of controllability is not lost.
[0047]
And unlike the conventional feedback control system, the detected motor current value is not directly fed back to the input side of the controller, so the angular velocity and angular acceleration of the motor are reliably estimated without degrading the response characteristic of the control system. can do. In addition, since the controller itself functions as a noise filter, it is possible to omit a noise filter for removing measurement noise mixed in from the motor current detection circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a general configuration of an electric power steering apparatus.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a control unit.
FIG. 3 is a connection diagram illustrating a configuration example of a motor drive circuit.
FIG. 4 is a block diagram of a conventional feedback control system.
FIG. 5 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram for explaining switching of a time constant according to the present invention.
7 is a block diagram of a transfer function of the equivalent circuit of FIG.
8 is a block diagram of the equivalent circuit of FIG.
[Explanation of symbols]
1 Steering handle
10 Torque sensor
20,200 motor
30 control units
31 Phase compensator
37 Motor drive circuit
32 Steering assist current command value calculator
330 Feedforward Compensator
332 filters
335 Motor reverse characteristic circuit element
320, 336 Angular velocity / angular acceleration estimating means

Claims

In a control device for an electric power steering device that controls the output of a motor that applies a steering assist force to a steering mechanism based on a steering torque signal generated in a steering shaft, a current command value that is a control target value of the motor output Calculating means for computing the current command value according to the vehicle speed, a feedforward compensator for applying to the motor via a subtractor, and a motor current value flowing through the motor is detected. The motor current detection means, the motor reverse characteristic circuit element that receives the motor current value as input, and the deviation value of the output of the reverse characteristic circuit element and the output of the subtractor are input and the output is input to the subtractor. A control device for an electric power steering apparatus, comprising a filter.

2. The control device for an electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the output of the feedforward compensator is continuously changed.