JP3729682B2 - Vector control equipment - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機を駆動するインバータを制御する為のベクトル制御装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、インバータを制御する従来のベクトル制御装置の構成例を示すブロック図である。このベクトル制御装置は、三相誘導電動機８を駆動するＰＷＭインバータ２１が三相誘導電動機８に出力し検出されたＵ相電流ＩU - 、Ｖ相電流ＩV - 及びＷ相電流ＩW - を３相（ＵＶＷ相）から２相（ｄｑ軸）へ座標変換する座標変換器１０と、速度検出器９が検出した三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ- （速度値）を磁束指令値φ* に変換する変換器３と、座標変換器１０が出力したｄ軸電流帰還値Ｉ1d - （電流値）を磁束帰還値φ- （磁束値）に変換する変換器１１と、変換器３が変換した磁束指令値φ* と変換器１１が変換した磁束帰還値φ- との偏差を演算する減算器２７とを備えている。
【０００３】
このベクトル制御装置は、また、減算器２７が演算した偏差に基づき、ｄ軸電流指令値Ｉ1d * を出力する磁束コントローラ４と、磁束コントローラ４が出力したｄ軸電流指令値Ｉ1d * と座標変換器１０が出力したｄ軸電流帰還値Ｉ1d - との偏差を演算する減算器２８と、減算器２８が出力した偏差に基づき、ｄ軸電流値を制御するｄ軸電流コントローラ５とを備えている。
【０００４】
このベクトル制御装置は、また、外部から与えられる三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ* と速度検出器９が検出した三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ- との偏差を演算する減算器２４と、減算器２４が演算した偏差に基づき、ｑ軸電流指令値Ｉ1q * を出力する速度コントローラ１と、速度コントローラ１が出力したｑ軸電流指令値Ｉ1q * と座標変換器１０が出力したｑ軸電流帰還値Ｉ1q - （ｑ軸電流値）との偏差を演算する減算器２５と、減算器２５が出力した偏差に基づき、ｑ軸電流値を制御するｑ軸電流コントローラ２とを備えている。
【０００５】
このベクトル制御装置は、また、ｄ軸電圧指令値Ｖ1d * 及びｑ軸電圧指令値Ｖ1q * を決定する為に、ｑ軸電流値及びｄ軸電流値にそれぞれ与える非干渉項信号を作成する非干渉項作成器６と、ｑ軸電流コントローラ２が出力したｑ軸電流値と非干渉項作成器６が作成した非干渉項とを加算しｑ軸電圧指令値Ｖ1q * を作成する加算器２６と、ｄ軸電流コントローラ５が出力したｄ軸電流値と非干渉項作成器６が作成した非干渉項とを加算しｄ軸電圧指令値Ｖ1d * を作成する加算器２９とを備えている。
このベクトル制御装置は、また、加算器２６，２９がそれぞれ作成したｑ軸電圧指令値Ｖ1q * 及びｄ軸電圧指令値Ｖ1d * を、３相の各電圧指令値ＶU * ，ＶV * ，ＶW * へ座標変換し、ＰＷＭインバータ２１へ与える座標変換器７とを備えている。
【０００６】
このような構成のベクトル制御装置では、ＰＷＭインバータ２１が三相誘導電動機８に出力し検出された各相電流ＩU - ，ＩV - ，ＩW - を、座標変換器１０がｑ軸電流帰還値Ｉ1q - 及びｄ軸電流帰還値Ｉ1d - へ座標変換する。
変換器３は、速度検出器９が検出した三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ- を磁束指令値φ* に変換し、変換器１１は、座標変換器１０が出力したｄ軸電流帰還値Ｉ1d - を磁束帰還値φ- に変換する。
【０００７】
減算器２７は、変換器３が変換した磁束指令値φ* と変換器１１が変換した磁束帰還値φ- との偏差を演算する。
磁束コントローラ４は、減算器２７が演算した偏差に基づき、ｄ軸電流指令値Ｉ1d * を出力し、減算器２８は、そのｄ軸電流指令値Ｉ1d * と座標変換器１０が出力したｄ軸電流帰還値Ｉ1d - との偏差を演算し、ｄ軸電流コントローラ５は、その偏差に基づきｄ軸電流値を制御する。
【０００８】
減算器２４は、外部から与えられた三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ* と速度検出器９が検出した三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ- との偏差を演算し、速度コントローラ１は、その偏差に基づきｑ軸電流指令値Ｉ1q * を出力する。
減算器２５は、速度コントローラ１が出力したｑ軸電流指令値Ｉ1q * と座標変換器１０が出力したｑ軸電流帰還値Ｉ1q - との偏差を演算し、ｑ軸電流コントローラ２は、その偏差に基づきｑ軸電流値を制御する。
【０００９】
非干渉項作成器６は、ｑ軸電流値及びｄ軸電流値にそれぞれ与える非干渉項信号を作成する。
加算器２６は、ｑ軸電流コントローラ２が出力したｑ軸電流値と非干渉項作成器６が作成した非干渉項とを加算しｑ軸電圧指令値Ｖ1q * を作成する。
加算器２９は、ｄ軸電流コントローラ５が出力したｄ軸電流値と非干渉項作成器６が作成した非干渉項とを加算しｄ軸電圧指令値Ｖ1d * を作成する。
座標変換器７は、加算器２６，２９がそれぞれ作成したｑ軸電圧指令値Ｖ1q * 及びｄ軸電圧指令値Ｖ1d * を、３相の各電圧指令値ＶU * ，ＶV * ，ＶW * へ座標変換し、ＰＷＭインバータ２１へ与える。
ＰＷＭインバータ２１は、与えられた各電圧指令値ＶU * ，ＶV * ，ＶW * に基づき三相誘導電動機８を駆動する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ＰＷＭインバータ２１は、その電源電圧によって、出力可能な電圧の上限が決定されるが、電源電圧が低電圧の場合は、出力電圧が飽和し易くなる。上述したような従来のベクトル制御装置で、ＰＷＭインバータ２１を制御した場合、出力電圧の飽和時に、制御系の電圧指令値に帰還値が追従することができず、制御が不安定になるという問題があった。
【００１１】
ベクトル制御によりインバータを制御する技術については、特開平６−１０５５８０号公報、特開平８−１４９８９８号公報及び特開平３−２５１０９５号公報等に開示されている。
本発明は、上述したような事情に鑑みてなされたものであり、インバータの出力電圧を飽和させないことにより、制御系が不安定になることを防止できるベクトル制御装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
第１発明に係るベクトル制御装置は、誘導電動機の検出された速度値及び設定された速度指令値の偏差に基づき、ｑ軸電流指令値を出力する速度制御部と、該速度制御部が出力したｑ軸電流指令値及び前記誘導電動機の検出されたｑ軸電流値の偏差に基づき、ｑ軸電圧指令値を出力するｑ軸電流制御部と、前記速度値から変換された磁束指令値及び前記誘導電動機の検出されたｄ軸電流値から変換された磁束値の偏差に基づき、ｄ軸電流指令値を出力する磁束制御部と、該磁束制御部が出力したｄ軸電流指令値及び前記ｄ軸電流値の偏差に基づき、ｄ軸電圧指令値を出力するｄ軸電流制御部と、前記ｑ軸電流制御部が出力したｑ軸電圧指令値に基づき、前記誘導電動機に与える電圧の飽和を防ぐべく、前記磁束指令値を制限する磁束制限部とを備え、該磁束制限部は、ｑ軸電圧指令値及び所定の電圧値の偏差を演算する第１減算手段と、該第１減算手段が演算した偏差を積分する積分手段と、該積分手段が積分した積分値を磁束指令値から減算する第２減算手段とを備えることを特徴とする。
【００１４】
第２発明に係るベクトル制御装置は、所定の電圧値を設定する手段を更に備えることを特徴とする。
【００１５】
第３発明に係るベクトル制御装置は、第１減算手段が演算した偏差に乗算する為のゲインを設定する第１設定手段と、該第１設定手段が設定したゲインを前記偏差に乗算する乗算手段とを更に備え、該乗算手段が乗算した結果を積分手段に与えるべくなしてあることを特徴とする。
【００１６】
第４発明に係るベクトル制御装置は、第１減算手段が演算した偏差が０以下であるか否かを判定する判定手段と、乗算手段が乗算した結果をリセットする為のリセットゲインを設定する第２設定手段とを更に備え、前記判定手段が０以下であると判定したときに、前記第２設定手段が設定したリセットゲインにより前記結果をリセットすべくなしてあることを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明を、その実施の形態を示す図面に基づき説明する。
図１は、本発明に係るベクトル制御装置の実施の形態の構成を示すブロック図である。このベクトル制御装置は、三相誘導電動機８を駆動するＰＷＭインバータ２１が三相誘導電動機８に出力し検出されたＵ相電流ＩU - 、Ｖ相電流ＩV - 及びＷ相電流ＩW - を３相（ＵＶＷ相）から２相（ｄｑ軸）へ座標変換する座標変換器１０と、速度検出器９が検出した三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ- （速度値）を磁束指令値φ* に変換する変換器３とを備えている。
【００１８】
このベクトル制御装置は、また、外部から与えられる三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ* と速度検出器９が検出した三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ- との偏差を演算する減算器２４と、減算器２４が演算した偏差に基づき、ｑ軸電流指令値Ｉ1q * を出力する速度コントローラ１（速度制御部）と、速度コントローラ１が出力したｑ軸電流指令値Ｉ1q * と座標変換器１０が出力したｑ軸電流帰還値Ｉ1q - （ｑ軸電流値）との偏差を演算する減算器２５と、減算器２５が出力した偏差に基づき、ｑ軸電流値を制御するｑ軸電流コントローラ２（ｑ軸電流制御部）とを備えている。
【００１９】
このベクトル制御装置は、また、ｄ軸電圧指令値Ｖ1d * 及びｑ軸電圧指令値Ｖ1q * を決定する為に、ｑ軸電流値及びｄ軸電流値にそれぞれ与える非干渉項信号を作成する非干渉項作成器６と、ｑ軸電流コントローラ２が出力したｑ軸電流値と非干渉項作成器６が作成した非干渉項とを加算しｑ軸電圧指令値Ｖ1q * を作成する加算器２６と、加算器２６が作成したｑ軸電圧指令値Ｖ1q * に基づき、ＰＷＭインバータ２１が三相誘導電動機８に与える電圧の飽和を防ぐべく、磁束指令値φ* を制限する磁束制限部１２とを備えている。
磁束制限部１２は、磁束指令値φ* の制限量を決定する磁束制限量決定部３１と、変換器３が変換した磁束指令値φ* から、磁束制限量決定部３１が決定した制限量を減算する減算器１９と、減算器１９が制限量を減算した磁束指令値φ* が、負にならないように制限するリミッタ２０とを備えている。
【００２０】
このベクトル制御装置は、また、座標変換器１０が出力したｄ軸電流帰還値Ｉ1d - （電流値）を磁束帰還値φ- （磁束値）に変換する変換器１１と、リミッタ２０が出力した磁束指令値φ* と変換器１１が変換した磁束帰還値φ- との偏差を演算する減算器２７と、減算器２７が演算した偏差に基づき、ｄ軸電流指令値Ｉ1d * を出力する磁束コントローラ４（磁束制御部）と、磁束コントローラ４が出力したｄ軸電流指令値Ｉ1d * と座標変換器１０が出力したｄ軸電流帰還値Ｉ1d - との偏差を演算する減算器２８と、減算器２８が出力した偏差に基づき、ｄ軸電流値を制御するｄ軸電流コントローラ５（ｄ軸電流制御部）とを備えている。
【００２１】
このベクトル制御装置は、また、ｄ軸電流コントローラ５が出力したｄ軸電流値と非干渉項作成器６が作成した非干渉項とを加算しｄ軸電圧指令値Ｖ1d * を作成する加算器２９と、加算器２６，２９がそれぞれ作成したｑ軸電圧指令値Ｖ1q * 及びｄ軸電圧指令値Ｖ1d * を、３相の各電圧指令値ＶU * ，ＶV * ，ＶW * へ座標変換し、ＰＷＭインバータ２１へ与える座標変換器７とを備えている。
【００２２】
以下に、このような構成のベクトル制御装置の動作を説明する。
ベクトル制御における電圧方程式は次式で表される。

Figure 0003729682
但し、Ｖ1q * ：ｑ軸電圧指令値、Ｒ1 ：一次抵抗
ω：インバータ出力角周波数、σ：漏れ係数
Ｌ1 ：一次自己インダクタンス、Ｍ：相互インダクタンス
Ｌ2 ：二次自己インダクタンス、φ* ：磁束指令値
ＣＣＱＯＵＴ：ｑ軸電流コントローラ出力
【００２３】
インバータ出力電圧が、高周波数時にＶ1q * において支配的となっているのはω（Ｍ／Ｌ2 ）φ* 項である。その為、磁束制限部１２を従来のベクトル制御装置に付加することにより、ｑ軸電圧指令値Ｖ1q * が飽和しないように、磁束指令値φ* を制限している。
【００２４】
図２は、磁束制限部１２の詳細構成例を示すブロック図である。磁束制限部１２は、加算器２６が作成したｑ軸電圧指令値Ｖ1q * の絶対値を演算する絶対値演算器１３と、ｑ軸電圧指令値Ｖ1q * が飽和しない電圧レベル（所定の電圧、制限開始電圧）を予め設定する制限開始電圧設定部１４（設定する手段）と、絶対値演算器１３が演算した絶対値と制限開始電圧設定部１４が設定した電圧レベルとの偏差を演算する減算器１４ａ（第１減算手段）と、減算器１４ａが演算した偏差が正のときはそのまま制限量として出力し、演算した偏差が負のときは０にクランプするリミッタ１５とを備えている。
【００２５】
磁束制限部１２は、また、リミッタ１５がクランプした制限量に乗じる制限ゲインを予め設定する制限ゲイン設定部１６（第１設定手段）と、制限ゲイン設定部１６が設定した制限ゲインを、リミッタ１５がクランプした制限量に乗じる乗算器１６ａ（乗算手段）と、乗算器１６ａが制限ゲインを乗算した結果を積分する積分器１８（積分手段）とを備えている。
磁束制限部１２は、また、乗算器１６ａが制限ゲインを乗算した結果（又は減算器１４ａが演算した偏差）が０以下であるか否かを判定する判定部１６ｂ（判定手段）とを備えている。
【００２６】
磁束制限部１２は、また、乗算器１６ａが乗算した結果をリセットする為のリセットゲインを予め設定するリセットゲイン設定部２２（第２設定手段）と、判定部１６ｂが０以下（＝０）であると判定したときに、リセットゲイン設定部２２がリセットゲインを積分器１８に与えるべく接続する接点２３と、判定部１６ｂが０を超える（≠０）と判定したときに、乗算器１６ａが制限ゲインを乗算した結果を積分器１８に与えるべく接続する接点１７とを備えている。
【００２７】
磁束制限部１２は、また、上述したように、積分器１８が積分した制限量積分値（制限量）を、変換器３が変換した磁束指令値φ* から減算する減算器１９（第２減算手段）と、減算器１９が制限量を減算した磁束指令値φ* が、負にならないように制限するリミッタ２０とを備えている。
【００２８】
このような構成の磁束制限部１２では、図３（ａ）に示すように、ｑ軸電圧指令値Ｖ1q * の絶対値が制限開始電圧値を超過すると、その偏差をリミッタ１５がそのまま制限量として出力する。乗算器１６ａは、その制限量に制限ゲインを乗算し、乗算した結果を積分器１８に与える。積分器１８は、乗算器１６ａが乗算した結果を積分し、図３（ｂ）に示すような制限量積分値として出力する。
減算器１９は、積分器１８が積分した制限量積分値（制限量）を、図３（ｃ）に示すように、変換器３が変換した磁束指令値φ* から減算し、リミッタ２０は、制限量を減算した磁束指令値φ* が、負にならないように制限する。
【００２９】
図３（ａ）に示すように、ｑ軸電圧指令値Ｖ1q * の絶対値が制限開始電圧値以下になると、リミッタ１５は、制限量を０として出力する。判定部１６ｂは、これにより、リセットゲインを積分器１８に与えるべく、接点２３を接続し、積分器１８は、リセットゲインを積分して制限量積分値（制限量）を、図３（ｂ）に示すように減少させ、磁束指令値φ* を元の値に近付ける。
【００３０】
以上の動作を繰り返すことにより、図３（ａ）に示すように、ｑ軸電圧指令値Ｖ1q * を略制限開始電圧値に保つことができる。尚、ｑ軸電圧指令値Ｖ1q * が略制限開始電圧値に保たれている間の、ｑ軸電圧指令値Ｖ1q * が上昇する傾きは、リセットゲインを設定することにより調整可能であり、ｑ軸電圧指令値Ｖ1q * が下降する傾きは制限ゲインを設定することにより調整可能である。また、制限開始電圧設定部１４、制限ゲイン設定部１６及びセットゲイン設定部２２は、専用パラメータ設定装置を使用する。
【００３１】
ベクトル制御装置は、座標変換器１０が、ＰＷＭインバータ２１が三相誘導電動機８に出力し検出されたＵ相電流ＩU - 、Ｖ相電流ＩV - 及びＷ相電流ＩW - を３相（ＵＶＷ相）から２相（ｄｑ軸）へ座標変換し、変換器３は、速度検出器９が検出した三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ- （速度値）を磁束指令値φ* に変換する。
【００３２】
減算器２４は、外部から与えられる三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ* と速度検出器９が検出した三相誘導電動機８の速度帰還値ｆ- との偏差を演算し、速度コントローラ１は、その偏差に基づきｑ軸電流指令値Ｉ1q * を出力する。
減算器２５は、速度コントローラ１が出力したｑ軸電流指令値Ｉ1q * と座標変換器１０が出力したｑ軸電流帰還値Ｉ1q - （ｑ軸電流値）との偏差を演算し、ｑ軸電流コントローラ２は、その偏差に基づきｑ軸電流値を制御する。
【００３３】
非干渉項作成器６は、ｄ軸電圧指令値Ｖ1d * 及びｑ軸電圧指令値Ｖ1q * を決定する為に、ｑ軸電流値及びｄ軸電流値にそれぞれ与える非干渉項信号を作成し、加算器２６は、ｑ軸電流コントローラ２が出力したｑ軸電流値と非干渉項作成器６が作成した非干渉項とを加算しｑ軸電圧指令値Ｖ1q * を作成する。
磁束制限部１２は、上述したように、加算器２６が作成したｑ軸電圧指令値Ｖ1q * に基づき、ＰＷＭインバータ２１が三相誘導電動機８に与える電圧が飽和しないように、磁束指令値φ* を制限する。
【００３４】
変換器１１は、座標変換器１０が出力したｄ軸電流帰還値Ｉ1d - （電流値）を磁束帰還値φ- （磁束値）に変換し、減算器２７は、磁束制限部１２のリミッタ２０が出力した磁束指令値φ* と変換器１１が変換した磁束帰還値φ- との偏差を演算する。
磁束コントローラ４は、その演算した偏差に基づき、ｄ軸電流指令値Ｉ1d * を出力する。減算器２８は、その出力したｄ軸電流指令値Ｉ1d * と座標変換器１０が出力したｄ軸電流帰還値Ｉ1d - との偏差を演算し、ｄ軸電流コントローラ５は、減算器２８が出力した偏差に基づき、ｄ軸電流値を制御する。
【００３５】
加算器２９は、ｄ軸電流コントローラ５が出力したｄ軸電流値と非干渉項作成器６が作成した非干渉項とを加算しｄ軸電圧指令値Ｖ1d * を作成する。
座標変換器７は、加算器２６，２９がそれぞれ作成したｑ軸電圧指令値Ｖ1q * 及びｄ軸電圧指令値Ｖ1d * を、３相の各電圧指令値ＶU * ，ＶV * ，ＶW * へ座標変換し、ＰＷＭインバータ２１へ与える。
以上により、ＰＷＭインバータ２１が三相誘導電動機８に与える電圧の飽和を防ぐことが出来、制御系が不安定になることを防止することが出来ると共に、ＰＷＭインバータ２１が三相誘導電動機８に与える電圧が飽和する虞がないときは、速やかに通常の制御に戻ることが出来る。
【００３６】
【発明の効果】
第１発明に係るベクトル制御装置では、速度制御部が、誘導電動機の検出された速度値及び設定された速度指令値の偏差に基づき、ｑ軸電流指令値を出力し、ｑ軸電流制御部が、そのｑ軸電流指令値及び誘導電動機の検出されたｑ軸電流値の偏差に基づき、ｑ軸電圧指令値を出力する。磁束制御部は、前記速度値から変換された磁束指令値及び誘導電動機の検出されたｄ軸電流値から変換された磁束値の偏差に基づき、ｄ軸電流指令値を出力し、ｄ軸電流制御部は、そのｄ軸電流指令値及び前記ｄ軸電流値の偏差に基づき、ｄ軸電圧指令値を出力する。磁束制限部は、ｑ軸電流制御部が出力したｑ軸電圧指令値に基づき、誘導電動機に与える電圧の飽和を防ぐべく、磁束指令値を制限する。磁束制限部の第１減算手段が、ｑ軸電圧指令値及び所定の電圧値の偏差を演算し、積分手段は、その偏差を積分する。第２減算手段は、積分手段が積分した積分値を磁束指令値から減算する。これにより、磁束指令値を制限するので、誘導電動機に与える電圧の飽和を防ぐことが出来、制御系が不安定になることを防止できるベクトル制御装置を実現することが出来る。
【００３８】
第２発明に係るベクトル制御装置では、所定の電圧値を設定する手段を更に備えるので、誘導電動機に与える電圧の飽和を防ぐことが出来、制御系が不安定になることを防止することが出来る。
【００３９】
第３発明に係るベクトル制御装置では、乗算手段が、第１設定手段が設定したゲインを、第１減算手段が演算した偏差に乗算し、その乗算した結果を積分手段に与えるので、誘導電動機に与える電圧の飽和を防ぐことが出来、制御系が不安定になることを防止することが出来る。
【００４０】
第４発明に係るベクトル制御装置は、判定手段が０以下であると判定したときに、第２設定手段が設定したリセットゲインにより、乗算手段が乗算した結果をリセットするので、誘導電動機に与える電圧の飽和を防ぐことが出来、制御系が不安定になることを防止することが出来ると共に、誘導電動機に与える電圧が飽和する虞がないときは、速やかに通常の制御に戻ることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るベクトル制御装置の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図２】 磁束制限部の詳細構成例を示すブロック図である。
【図３】 磁束制限部の動作を説明する波形図である。
【図４】 従来のベクトル制御装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 速度コントローラ（速度制御部）、２ ｑ軸電流コントローラ（ｑ軸電流制御部）、３，１１ 変換器、４ 磁束コントローラ（磁束制御部）、５ ｄ軸電流コントローラ（ｄ軸電流制御部）、７，１０ 座標変換器、８ 三相誘導電動機（誘導電動機）、９ 速度検出器、１２ 磁束制限部、１４ 制限開始電圧設定部（設定する手段）、１４ａ 減算器（第１減算手段）、１６ 制限ゲイン設定部（第１設定手段）、１６ａ 乗算器（乗算手段）、１６ｂ 判定部（判定手段）、１８ 積分器（積分手段）、１９ 減算器（第２減算手段）、２２ リセットゲイン設定部（第２設定手段）、２４，２５，２７，２８ 減算器、２０ リミッタ、２６，２９ 加算器、３１ 磁束制限量決定部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an improvement in a vector control device for controlling an inverter that drives an induction motor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional vector control apparatus that controls an inverter. In this vector control apparatus, the PWM inverter 21 that drives the three-phase induction motor 8 outputs the detected U-phase current I U − , V-phase current I V − and W-phase current I W − to the three-phase induction motor 8. The coordinate converter 10 for converting the coordinates from the three phases (UVW phase) to the two phases (dq axis), and the speed feedback value f − (speed value) of the three-phase induction motor 8 detected by the speed detector 9 are used as the magnetic flux command value φ. A converter 3 for converting to * , a converter 11 for converting the d-axis current feedback value I 1d − (current value) output from the coordinate converter 10 into a magnetic flux feedback value φ − (magnetic flux value), and the converter 3 And a subtractor 27 for calculating a deviation between the converted magnetic flux command value φ * and the magnetic flux feedback value φ − converted by the converter 11.
[0003]
The vector control device also includes a magnetic flux controller 4 that outputs a d-axis current command value I 1d * based on the deviation calculated by the subtractor 27, a d-axis current command value I 1d * output from the magnetic flux controller 4, and coordinates A subtractor 28 that calculates a deviation from the d-axis current feedback value I 1d − output from the converter 10, and a d-axis current controller 5 that controls the d-axis current value based on the deviation output from the subtractor 28. ing.
[0004]
The vector control device also includes a subtractor for calculating a deviation between a speed feedback value f * of the three-phase induction motor 8 given from the outside and a speed feedback value f − of the three-phase induction motor 8 detected by the speed detector 9. 24, the speed controller 1 that outputs the q-axis current command value I 1q * based on the deviation calculated by the subtractor 24, the q-axis current command value I 1q * that the speed controller 1 outputs, and the coordinate converter 10 A subtractor 25 that calculates a deviation from the q-axis current feedback value I 1q − (q-axis current value), and a q-axis current controller 2 that controls the q-axis current value based on the deviation output from the subtractor 25. I have.
[0005]
The vector control device also creates a non-interference term signal to be given to the q-axis current value and the d-axis current value, respectively, in order to determine the d-axis voltage command value V 1d * and the q-axis voltage command value V 1q *. A non-interference term generator 6 and an adder for adding the q-axis current value output from the q-axis current controller 2 and the non-interference term generated by the non-interference term generator 6 to create a q-axis voltage command value V 1q * 26, and an adder 29 that adds the d-axis current value output from the d-axis current controller 5 and the non-interference term created by the non-interference term creator 6 to create a d-axis voltage command value V 1d *. Yes.
This vector control device also converts the q-axis voltage command value V 1q * and the d-axis voltage command value V 1d * created by the adders 26 and 29, respectively, into the three-phase voltage command values V U * and V V *. , V W * , and a coordinate converter 7 for giving to the PWM inverter 21.
[0006]
In the vector control device having such a configuration, the PWM inverter 21 outputs the phase currents I U − , I V − , I W − detected by the output to the three-phase induction motor 8, and the coordinate converter 10 returns the q-axis current feedback. The coordinates are converted to the value I 1q − and the d-axis current feedback value I 1d − .
The converter 3 converts the speed feedback value f − of the three-phase induction motor 8 detected by the speed detector 9 into a magnetic flux command value φ * , and the converter 11 outputs a d-axis current feedback value output by the coordinate converter 10. I 1d − is converted into a magnetic flux feedback value φ − .
[0007]
The subtractor 27 calculates a deviation between the magnetic flux command value φ * converted by the converter 3 and the magnetic flux feedback value φ − converted by the converter 11.
The magnetic flux controller 4 outputs the d-axis current command value I 1d * based on the deviation calculated by the subtractor 27, and the subtractor 28 outputs the d-axis current command value I 1d * and the d output from the coordinate converter 10. The deviation from the shaft current feedback value I 1d − is calculated, and the d-axis current controller 5 controls the d-axis current value based on the deviation.
[0008]
The subtractor 24 calculates a deviation between the speed feedback value f * of the three-phase induction motor 8 given from the outside and the speed feedback value f − of the three-phase induction motor 8 detected by the speed detector 9, and the speed controller 1 Outputs a q-axis current command value I 1q * based on the deviation.
The subtractor 25 calculates a deviation between the q-axis current command value I 1q * output from the speed controller 1 and the q-axis current feedback value I 1q − output from the coordinate converter 10, and the q-axis current controller 2 The q-axis current value is controlled based on the deviation.
[0009]
The non-interference term creator 6 creates a non-interference term signal to be given to each of the q-axis current value and the d-axis current value.
The adder 26 adds the q-axis current value output from the q-axis current controller 2 and the non-interference term created by the non-interference term creator 6 to create a q-axis voltage command value V 1q * .
The adder 29 adds the d-axis current value output from the d-axis current controller 5 and the non-interference term created by the non-interference term creator 6 to create a d-axis voltage command value V 1d * .
The coordinate converter 7 converts the q-axis voltage command value V 1q * and the d-axis voltage command value V 1d * created by the adders 26 and 29, respectively, into the three-phase voltage command values V U * , V V * , V Coordinates are converted to W * and given to the PWM inverter 21.
The PWM inverter 21 drives the three-phase induction motor 8 based on the given voltage command values V U * , V V * , V W * .
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
The upper limit of the voltage that can be output from the PWM inverter 21 is determined by the power supply voltage. However, when the power supply voltage is low, the output voltage is likely to be saturated. When the PWM inverter 21 is controlled by the conventional vector control apparatus as described above, the feedback value cannot follow the voltage command value of the control system when the output voltage is saturated, and the control becomes unstable. was there.
[0011]
Techniques for controlling the inverter by vector control are disclosed in JP-A-6-105580, JP-A-8-149898, JP-A-3-251095, and the like.
The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object thereof is to provide a vector control device that can prevent the control system from becoming unstable by not saturating the output voltage of the inverter. .
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The vector control device according to the first aspect of the invention is based on a deviation between the detected speed value of the induction motor and the set speed command value, a speed control unit that outputs a q-axis current command value, and the speed control unit outputs A q-axis current control unit that outputs a q-axis voltage command value based on a q-axis current command value and a deviation between the q-axis current value detected by the induction motor, a magnetic flux command value converted from the speed value, and the induction A magnetic flux control unit that outputs a d-axis current command value based on the deviation of the magnetic flux value converted from the detected d-axis current value of the motor, the d-axis current command value output by the magnetic flux control unit, and the d-axis current In order to prevent saturation of the voltage applied to the induction motor based on the q-axis voltage command value output from the d-axis current control unit that outputs the d-axis voltage command value based on the deviation of the value and the q-axis current control unit, A magnetic flux limiter for limiting the magnetic flux command value; Provided, magnetic flux limiting unit includes a first subtraction means for calculating a deviation of the q-axis voltage command value and a predetermined voltage value, an integrator means for integrating the deviation first subtracting means is calculated, is the integrating means integrating It characterized Rukoto and a second subtracting means for subtracting the integration value from the magnetic flux command value.
[0014]
The vector control device according to the second aspect of the present invention further includes means for setting a predetermined voltage value.
[0015]
A vector control apparatus according to a third aspect of the present invention is a first setting means for setting a gain for multiplying the deviation calculated by the first subtracting means, and a multiplying means for multiplying the deviation by the gain set by the first setting means. And a multiplication result of the multiplication means is provided to the integration means.
[0016]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a vector control apparatus for determining whether or not the deviation calculated by the first subtracting means is 0 or less, and for setting a reset gain for resetting a result obtained by the multiplying means. 2 setting means, and when the determination means determines that it is 0 or less, the result is reset by a reset gain set by the second setting means.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described with reference to the drawings illustrating embodiments thereof.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a vector control apparatus according to the present invention. In this vector control apparatus, the PWM inverter 21 that drives the three-phase induction motor 8 outputs the detected U-phase current I U − , V-phase current I V − and W-phase current I W − to the three-phase induction motor 8. The coordinate converter 10 for converting the coordinates from the three phases (UVW phase) to the two phases (dq axis), and the speed feedback value f − (speed value) of the three-phase induction motor 8 detected by the speed detector 9 are used as the magnetic flux command value φ. And a converter 3 for converting to * .
[0018]
The vector control device also includes a subtractor for calculating a deviation between a speed feedback value f * of the three-phase induction motor 8 given from the outside and a speed feedback value f − of the three-phase induction motor 8 detected by the speed detector 9. 24, on the basis of the deviation from the subtracter 24 is calculated, and the speed controller 1 (speed control unit) for outputting a q-axis current command value I 1q *, q-axis current command value speed controller 1 outputs I 1q * and the coordinates A subtractor 25 that calculates a deviation from the q-axis current feedback value I 1q − (q-axis current value) output from the converter 10, and a q-axis that controls the q-axis current value based on the deviation output from the subtractor 25. And a current controller 2 (q-axis current control unit).
[0019]
The vector control device also creates a non-interference term signal to be given to the q-axis current value and the d-axis current value, respectively, in order to determine the d-axis voltage command value V 1d * and the q-axis voltage command value V 1q *. A non-interference term generator 6 and an adder for adding the q-axis current value output from the q-axis current controller 2 and the non-interference term generated by the non-interference term generator 6 to create a q-axis voltage command value V 1q * 26 and the q-axis voltage command value V 1q * created by the adder 26, the magnetic flux limiter 12 that limits the flux command value φ * to prevent saturation of the voltage that the PWM inverter 21 gives to the three-phase induction motor 8. And.
Flux limiting unit 12 includes a magnetic flux limiting amount determining unit 31 which determines the limit of the magnetic flux command value phi *, the magnetic flux command value phi * the converter 3 is converted, the amount of restriction flux limiting amount determining unit 31 has determined A subtracter 19 for subtracting, and a limiter 20 for limiting the magnetic flux command value φ * obtained by subtracting the limit amount from the subtractor 19 so as not to be negative are provided.
[0020]
The vector control device also outputs a converter 11 that converts the d-axis current feedback value I 1d − (current value) output from the coordinate converter 10 into a magnetic flux feedback value φ − (magnetic flux value), and a limiter 20. The subtractor 27 that calculates the deviation between the magnetic flux command value φ * and the magnetic flux feedback value φ − converted by the converter 11, and the magnetic flux that outputs the d-axis current command value I 1d * based on the deviation calculated by the subtractor 27. A controller 4 (magnetic flux controller), a subtractor 28 for calculating a deviation between the d-axis current command value I 1d * output from the magnetic flux controller 4 and the d-axis current feedback value I 1d − output from the coordinate converter 10; A d-axis current controller 5 (d-axis current controller) that controls the d-axis current value based on the deviation output from the subtractor 28 is provided.
[0021]
This vector control device also adds an d-axis current value output from the d-axis current controller 5 and a non-interference term created by the non-interference term creator 6 to create a d-axis voltage command value V 1d * . 29 and the q-axis voltage command value V 1q * and the d-axis voltage command value V 1d * created by the adders 26 and 29, respectively, to the three-phase voltage command values V U * , V V * , and V W * . A coordinate converter 7 for converting the coordinates and supplying the PWM inverter 21 with the coordinates.
[0022]
Hereinafter, the operation of the vector control device having such a configuration will be described.
The voltage equation in vector control is expressed by the following equation.
Figure 0003729682
Where V 1q * : q-axis voltage command value, R 1 : primary resistance ω: inverter output angular frequency, σ: leakage coefficient L 1 : primary self-inductance, M: mutual inductance L 2 : secondary self-inductance, φ * : Magnetic flux command value CCQOUT: q-axis current controller output [0023]
It is the ω (M / L 2 ) φ * term that is dominant in V 1q * when the inverter output voltage is at a high frequency. Therefore, the magnetic flux command value φ * is limited by adding the magnetic flux limiting unit 12 to the conventional vector control device so that the q-axis voltage command value V 1q * is not saturated.
[0024]
FIG. 2 is a block diagram illustrating a detailed configuration example of the magnetic flux limiting unit 12. The magnetic flux limiter 12 includes an absolute value calculator 13 for calculating the absolute value of the q-axis voltage command value V 1q * created by the adder 26, and a voltage level (a predetermined voltage) at which the q-axis voltage command value V 1q * is not saturated. , A limit start voltage setting unit 14 (setting means) for presetting the limit start voltage), and a deviation between the absolute value calculated by the absolute value calculator 13 and the voltage level set by the limit start voltage setting unit 14 is calculated. A subtractor 14a (first subtracting means) and a limiter 15 that outputs as a limit amount as it is when the deviation calculated by the subtractor 14a is positive, and clamps to 0 when the calculated deviation is negative are provided.
[0025]
The magnetic flux limiter 12 also includes a limit gain setting unit 16 (first setting means) for presetting a limit gain to be multiplied by the limit amount clamped by the limiter 15, and the limit gain set by the limit gain setting unit 16. Is provided with a multiplier 16a (multiplying means) for multiplying the clamped limit amount, and an integrator 18 (integration means) for integrating the result of multiplication of the limit gain by the multiplier 16a.
The magnetic flux limiter 12 also includes a determination unit 16b (determination unit) that determines whether or not the result of the multiplier 16a multiplying the limit gain (or the deviation calculated by the subtractor 14a) is 0 or less. Yes.
[0026]
The magnetic flux limiter 12 also includes a reset gain setting unit 22 (second setting means) for presetting a reset gain for resetting the result multiplied by the multiplier 16a, and a determination unit 16b of 0 or less (= 0). When it is determined that the reset gain setting unit 22 determines that there is a contact 23 to be connected to provide the reset gain to the integrator 18, and when the determination unit 16b determines that 0 is exceeded (≠ 0), the multiplier 16a is limited. And a contact 17 for connecting the result obtained by multiplying the gain to the integrator 18.
[0027]
As described above, the magnetic flux limiter 12 also subtracts a second subtracter 19 (second subtraction) that subtracts the limit integrated value (limit amount) integrated by the integrator 18 from the magnetic flux command value φ * converted by the converter 3. Means) and a limiter 20 for limiting the magnetic flux command value φ * obtained by subtracting the limit amount so as not to become negative.
[0028]
In the magnetic flux limiter 12 having such a configuration, as shown in FIG. 3A, when the absolute value of the q-axis voltage command value V 1q * exceeds the limit start voltage value, the limiter 15 does not change the limit as it is. Output as. The multiplier 16 a multiplies the limit amount by a limit gain, and gives the result of multiplication to the integrator 18. The integrator 18 integrates the result of multiplication by the multiplier 16a, and outputs the result as a limit amount integral value as shown in FIG.
The subtractor 19 subtracts the limit amount integrated value (limit amount) integrated by the integrator 18 from the magnetic flux command value φ * converted by the converter 3 as shown in FIG. 3C, and the limiter 20 The magnetic flux command value φ * obtained by subtracting the limit amount is limited so as not to become negative.
[0029]
As shown in FIG. 3A, when the absolute value of the q-axis voltage command value V 1q * becomes equal to or less than the limit start voltage value, the limiter 15 outputs the limit amount as zero. Accordingly, the determination unit 16b connects the contact 23 so as to give the reset gain to the integrator 18, and the integrator 18 integrates the reset gain to obtain the limit amount integral value (limit amount) as shown in FIG. To decrease the magnetic flux command value φ * to the original value.
[0030]
By repeating the above operation, the q-axis voltage command value V 1q * can be maintained at a substantially limited start voltage value as shown in FIG. In addition, while the q-axis voltage command value V 1q * is maintained at the substantially limit start voltage value, the slope of the increase of the q-axis voltage command value V 1q * can be adjusted by setting the reset gain. The slope at which the q-axis voltage command value V 1q * decreases can be adjusted by setting a limiting gain. Further, the limit start voltage setting unit 14, the limit gain setting unit 16, and the set gain setting unit 22 use a dedicated parameter setting device.
[0031]
In the vector control device, the coordinate converter 10 outputs the U-phase current I U − , the V-phase current I V − and the W-phase current I W − detected by the PWM inverter 21 to the three-phase induction motor 8 in three phases ( The coordinate conversion is performed from the UVW phase to the two phases (dq axis), and the converter 3 converts the speed feedback value f − (speed value) of the three-phase induction motor 8 detected by the speed detector 9 into the magnetic flux command value φ * . To do.
[0032]
The subtractor 24 calculates the deviation between the speed feedback value f * of the three-phase induction motor 8 given from the outside and the speed feedback value f − of the three-phase induction motor 8 detected by the speed detector 9, and the speed controller 1 The q-axis current command value I 1q * is output based on the deviation.
The subtractor 25 calculates a deviation between the q-axis current command value I 1q * output from the speed controller 1 and the q-axis current feedback value I 1q − (q-axis current value) output from the coordinate converter 10, and calculates the q-axis The current controller 2 controls the q-axis current value based on the deviation.
[0033]
The non-interference term creator 6 creates non-interference term signals to be given to the q-axis current value and the d-axis current value, respectively, in order to determine the d-axis voltage command value V 1d * and the q-axis voltage command value V 1q *. The adder 26 adds the q-axis current value output from the q-axis current controller 2 and the non-interference term created by the non-interference term creator 6 to create a q-axis voltage command value V 1q * .
As described above, the magnetic flux limiter 12 uses the magnetic flux command value φ so that the voltage applied to the three-phase induction motor 8 by the PWM inverter 21 is not saturated based on the q-axis voltage command value V 1q * created by the adder 26. * Limit.
[0034]
The converter 11 converts the d-axis current feedback value I 1d − (current value) output from the coordinate converter 10 into a magnetic flux feedback value φ − (magnetic flux value), and the subtractor 27 is a limiter 20 of the magnetic flux limiter 12. Calculates a deviation between the magnetic flux command value φ * output from the magnetic flux feedback value φ − converted by the converter 11.
The magnetic flux controller 4 outputs a d-axis current command value I 1d * based on the calculated deviation. The subtractor 28 calculates a deviation between the output d-axis current command value I 1d * and the d-axis current feedback value I 1d − output from the coordinate converter 10, and the d-axis current controller 5 includes the subtractor 28. Based on the output deviation, the d-axis current value is controlled.
[0035]
The adder 29 adds the d-axis current value output from the d-axis current controller 5 and the non-interference term created by the non-interference term creator 6 to create a d-axis voltage command value V 1d * .
The coordinate converter 7 converts the q-axis voltage command value V 1q * and the d-axis voltage command value V 1d * created by the adders 26 and 29, respectively, into the three-phase voltage command values V U * , V V * , V Coordinates are converted to W * and given to the PWM inverter 21.
As described above, saturation of the voltage applied to the three-phase induction motor 8 by the PWM inverter 21 can be prevented, the control system can be prevented from becoming unstable, and the PWM inverter 21 can supply the three-phase induction motor 8. When there is no risk of voltage saturation, normal control can be quickly returned.
[0036]
【The invention's effect】
In the vector control device according to the first aspect, the speed control unit outputs a q-axis current command value based on the detected speed value of the induction motor and a deviation between the set speed command values, and the q-axis current control unit The q-axis voltage command value is output based on the deviation of the q-axis current command value and the detected q-axis current value of the induction motor. The magnetic flux control unit outputs a d-axis current command value based on a deviation between the magnetic flux command value converted from the speed value and the magnetic flux value converted from the detected d-axis current value of the induction motor, and d-axis current control The unit outputs a d-axis voltage command value based on the d-axis current command value and the deviation of the d-axis current value. The magnetic flux limiter limits the magnetic flux command value based on the q-axis voltage command value output from the q-axis current control unit in order to prevent saturation of the voltage applied to the induction motor. The first subtracting means of the magnetic flux limiting unit calculates the deviation between the q-axis voltage command value and the predetermined voltage value, and the integrating means integrates the deviation. The second subtracting unit subtracts the integrated value integrated by the integrating unit from the magnetic flux command value. Thereby, since the magnetic flux command value is limited, it is possible to realize a vector control device that can prevent saturation of the voltage applied to the induction motor and prevent the control system from becoming unstable.
[0038]
In the vector control device according to the second aspect of the present invention, since a means for setting a predetermined voltage value is further provided, saturation of the voltage applied to the induction motor can be prevented, and the control system can be prevented from becoming unstable. .
[0039]
In the vector control apparatus according to the third aspect of the invention, the multiplying unit multiplies the gain set by the first setting unit by the deviation calculated by the first subtracting unit, and gives the multiplication result to the integrating unit. Saturation of the applied voltage can be prevented, and the control system can be prevented from becoming unstable.
[0040]
Since the vector control apparatus according to the fourth aspect of the invention resets the result of multiplication by the multiplication means by the reset gain set by the second setting means when it is determined that the determination means is 0 or less, the voltage applied to the induction motor Can be prevented, the control system can be prevented from becoming unstable, and when there is no possibility that the voltage applied to the induction motor is saturated, normal control can be promptly returned to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a vector control apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a detailed configuration example of a magnetic flux limiting unit.
FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of a magnetic flux limiting unit.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional vector control device.
[Explanation of symbols]
1 speed controller (speed controller), 2 q-axis current controller (q-axis current controller), 3, 11 converter, 4 magnetic flux controller (flux controller), 5 d-axis current controller (d-axis current controller), 7, 10 coordinate converter, 8 three-phase induction motor (induction motor), 9 speed detector, 12 magnetic flux limiter, 14 limit start voltage setting unit (setting means), 14a subtractor (first subtracting means), 16 Limit gain setting section (first setting means), 16a multiplier (multiplication means), 16b determination section (determination means), 18 integrator (integration means), 19 subtractor (second subtraction means), 22 reset gain setting section (Second setting means), 24, 25, 27, 28 subtractor, 20 limiter, 26, 29 adder, 31 magnetic flux limit amount determination unit.

Claims (4)

誘導電動機の検出された速度値及び設定された速度指令値の偏差に基づき、ｑ軸電流指令値を出力する速度制御部と、
該速度制御部が出力したｑ軸電流指令値及び前記誘導電動機の検出されたｑ軸電流値の偏差に基づき、ｑ軸電圧指令値を出力するｑ軸電流制御部と、
前記速度値から変換された磁束指令値及び前記誘導電動機の検出されたｄ軸電流値から変換された磁束値の偏差に基づき、ｄ軸電流指令値を出力する磁束制御部と、
該磁束制御部が出力したｄ軸電流指令値及び前記ｄ軸電流値の偏差に基づき、ｄ軸電圧指令値を出力するｄ軸電流制御部と、
前記ｑ軸電流制御部が出力したｑ軸電圧指令値に基づき、前記誘導電動機に与える電圧の飽和を防ぐべく、前記磁束指令値を制限する磁束制限部とを備え、
該磁束制限部は、ｑ軸電圧指令値及び所定の電圧値の偏差を演算する第１減算手段と、該第１減算手段が演算した偏差を積分する積分手段と、該積分手段が積分した積分値を磁束指令値から減算する第２減算手段とを備えることを特徴とするベクトル制御装置。A speed control unit that outputs a q-axis current command value based on the detected speed value of the induction motor and the deviation of the set speed command value;
A q-axis current control unit that outputs a q-axis voltage command value based on a deviation between the q-axis current command value output by the speed control unit and the detected q-axis current value of the induction motor;
A magnetic flux control unit that outputs a d-axis current command value based on a deviation between a magnetic flux command value converted from the speed value and a magnetic flux value converted from a detected d-axis current value of the induction motor;
A d-axis current control unit that outputs a d-axis voltage command value based on a d-axis current command value output by the magnetic flux control unit and a deviation between the d-axis current value;
A magnetic flux limiter for limiting the magnetic flux command value to prevent saturation of the voltage applied to the induction motor based on the q-axis voltage command value output by the q-axis current control unit ;
The magnetic flux limiting unit includes a first subtracting unit that calculates a deviation between the q-axis voltage command value and a predetermined voltage value, an integrating unit that integrates the deviation calculated by the first subtracting unit, and an integration integrated by the integrating unit. vector control device according to claim Rukoto and a second subtracting means for subtracting the value from the magnetic flux command value. 所定の電圧値を設定する手段を更に備える請求項１記載のベクトル制御装置。Vector controller for further comprising claim 1, wherein the means for setting the predetermined voltage value. 第１減算手段が演算した偏差に乗算する為のゲインを設定する第１設定手段と、該第１設定手段が設定したゲインを前記偏差に乗算する乗算手段とを更に備え、該乗算手段が乗算した結果を積分手段に与えるべくなしてある請求項１又は２記載のベクトル制御装置。A first setting unit that sets a gain for multiplying the deviation calculated by the first subtracting unit; and a multiplying unit that multiplies the deviation by the gain set by the first setting unit. vector controller for a result of the claims 1 or 2, wherein are no to give the integrating means. 第１減算手段が演算した偏差が０以下であるか否かを判定する判定手段と、乗算手段が乗算した結果をリセットする為のリセットゲインを設定する第２設定手段とを更に備え、前記判定手段が０以下であると判定したときに、前記第２設定手段が設定したリセットゲインにより前記結果をリセットすべくなしてある請求項３記載のベクトル制御装置。A determination means for determining whether or not the deviation calculated by the first subtraction means is 0 or less; and a second setting means for setting a reset gain for resetting the result of multiplication by the multiplication means. 4. The vector control device according to claim 3 , wherein when it is determined that the means is 0 or less, the result is reset by a reset gain set by the second setting means.
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