JP3714523B2

JP3714523B2 - Current detection circuit and motor control device including the same

Info

Publication number: JP3714523B2
Application number: JP2000000393A
Authority: JP
Inventors: 信博鷹尾; 晃坂根
Original assignee: Nidec Corp
Current assignee: Nidec America Corp
Priority date: 2000-01-05
Filing date: 2000-01-05
Publication date: 2005-11-09
Anticipated expiration: 2020-01-05
Also published as: JP2001190086A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直流電源にスイッチング手段を介して負荷を接続し、この負荷の周期的に通電方向が切換わる交流の電流を電流検出素子としてのシャント抵抗により検出し、このシャント抵抗の両端間の電流検出の出力信号を演算増幅器により増幅して種々の制御対象の制御等に利用する電流検出回路及びこれを備えたモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、永久磁石型の３相直流ブラシレスモータを用いた自動車用パワーステアリング装置には、モータを流れる電流を検出し、異常に大きな値の電流が流れることのないように電流制限すべく制御することが行われている。このように、モータの電流を検出する電流検出回路を備えた自動車用パワーステアリング装置のモータ制御回路は、従来、例えば図２に示すように構成されている。
【０００３】
即ち、図２に示すように、ロータリエンコーダ等から成り舵角を検出する検出器１がステアリング（図示せず）に設けられ、この検出器１の出力信号がマイクロコンピュータから成る制御部２に入力されると、制御部２により検出器１の出力信号に基づいてステアリングの操作速度が検出され、その速度の高、低に応じて制御部２によりステアリングの操作トルクのアシスト量が決定され、制御部２から出力される制御信号により、駆動部としての３相ブリッジインバータ３を構成する複数のスイッチング素子がスイッチングされ、直流電源４から永久磁石型の３相直流ブラシレスモータＭの各巻線への通電路が複数のスイッチング素子により開閉制御されてモータＭが駆動され、必要なアシストトルクが発生される。
【０００４】
この３相ブリッジインバータ３は、一般に図３に示すように構成され、電界効果トランジスタ等から成る２個のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の直列回路により第１のアームＡ１が形成され、これと同様に２個のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の直列回路により第２のアームＡ２、２個のスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の直列回路により第３のアームＡ３がそれぞれ形成され、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にはフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ逆極性に接続されている。
【０００５】
そして、インバータ３の各アームＡ１〜Ａ３それぞれにおける両スイッチング素子の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３に、モータＭの固定子の星形結線された３相巻線Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３が接続され、インバータ３の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の上側にある上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５の一端が直流電源４の正端子に接続され、インバータ３の接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の下側にある下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の他端が直流電源４の負端子に接続されている。
【０００６】
このような構成において、図４に示すように、制御部２からの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５が１２０゜ずつずれてオンし、これと同様に制御部２からの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６が１２０゜ずつずれてオンする。
【０００７】
このとき、制御部２では、上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５のうちオンしているスイッチング素子のアームとは異なるアームの下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子がオンするように制御信号を出力し、かつオンすべき上側スイッチング素子群ＨＴのスイッチング素子と下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子との組み合わせを、ホール素子から成る回転検出器（図示せず）により検出されるモータＭの回転子の位置に関連して切り換えるようになっている。こうして、各巻線Ｍ１〜Ｍ３への電流の通流方向が切換えられ、固定子の磁極が一方向に回転して回転子の回転力が得られる。
【０００８】
また、図２に示すように、インバータ３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に過電流が流れることを防止して保護するために、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びモータＭに流れる電流を検出する電流検出回路６、及びこの電流検出回路６による検出電流値を予め定められた遮断電流値以下に制限するために電流制限部７が設けられている。
【０００９】
この電流検出回路６は、図２に示すように、電流検出素子としてのシャント抵抗６１とシャント抵抗６１の両端電圧を増幅する演算増幅器６２とにより構成され、電流制限部７は、比較器７１と、正電源（図示せず）とアースとの間に直列に設けられた２個の分圧抵抗７２、７３と、ゲート等から成る遮断部７４により構成され、このような電流検出回路６の出力である演算増幅器６２の出力信号が、比較器７１に入力され、比較器７１の出力信号が遮断部７４に入力されるようになっている。
【００１０】
図２に示すように、シャント抵抗６１は、直流電源４からインバータ３へのマイナス側の通電路に設けられ、このシャント抵抗６１によりインバータ３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３を流れる電流（以下、これをモータ電流と称する）が検出され、シャント抵抗６１の両端電圧が演算増幅器６２により増幅され、演算増幅器６２の出力が比較器７１の非反転入力端子に入力され、両分圧抵抗７２、７３の接続点の電位が参照値として比較器７１の反転入力端子に入力され、比較器７１により両入力端子の電位が比較される。
【００１１】
そして、図２に示すように、制御部２とインバータ３との間に設けられて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６への制御信号を通流、遮断する遮断部７４には、比較器７１の出力信号が入力され、シャント抵抗６１を流れる電流が所定の遮断電流値を超え、比較器７１の非反転入力端子側の演算増幅器６２の出力電位が反転入力端子側の参照値を上回れば、比較器７１の出力がローレベル（以下、Ｌという）からハイレベル（以下、Ｈという）に反転し、これにより遮断部７４のゲートの閉条件が成立して、例えばインバータ３の下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断されるようになっている。
【００１２】
このように、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断されることにより、電流検出回路６により検出されるモータ電流が所定の遮断電流値以下に制限されて、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が過電流による損傷から保護されているのである。
【００１３】
ところが、上記したような構成のモータ制御回路では、インバータ３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がすべてオフする等、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオン、オフのタイミングにより電流検出回路６のシャント抵抗６１にスパイク状電圧が発生し、演算増幅器６２の反転、非反転入力端子側に、図５（ａ）、（ｂ）にそれぞれに示すような波形のスパイク状の電圧が入力される。
【００１４】
これは、例えばスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときにこれらを流れる逆回復電流や、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオフしたときに直流電源４に回生される電流により、いわゆるリンギングによる電流によって正負の過大なスパイク状電圧が発生するのである。このスパイク状電圧が発生すると、演算増幅器６２に絶対最大定格電圧以上の電圧が入力されることになり、演算増幅器６２の故障や誤動作を招くおそれがある。
【００１５】
そして、従来は図６（ａ）に示すように、シャント抵抗６１と演算増幅器６２の反転、非反転入力端子それぞれとの間に入力抵抗６２ａ、６２ｂを設け、これら入力抵抗６２ａ、６２ｂの後段であって、反転、非反転入力端子間に過電圧保護素子としての２個のダイオード６２ｃ、６２ｄを逆並列に接続して設けることや、同図（ｂ）に示すように、一方の入力抵抗６２ａの後段であって、正電源とアースとの間に２個のダイオード６２ｅ、６２ｆを直列に接続してその両ダイオード６２ｅ、６２ｆの接続点を演算増幅器６１の反転入力端子に接続すると共に、他方の入力抵抗６２ｂの後段であって、正電源とアースとの間に２個のダイオード６２ｇ、６２ｈを直列に接続してその両ダイオード６２ｇ、６２ｈの接続点を演算増幅器６２の非反転入力端子に接続することが考えられている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図６（ｂ）に示す構成の場合、通常はシャント抵抗６１の両端間の電源電圧程度は演算増幅器６２の両入力端子間に印加し、それより＋０．３Ｖ程度高い過電圧を防止して演算増幅器６２を保護するものであり、図６（ａ）に示す構成の場合、演算増幅器６２の応答性を確保するために、演算増幅器６２の両入力端子の入力電位差が一定量広がって飽和することがないようにするものであり、いずれも、シャント抵抗６１の両端間の本来の検出電圧が演算増幅器６２の入力端子間に適当な大きさで印加されるように入力抵抗６２ａ、６２ｂを設定して上記したようなスパイク状電圧から演算増幅器６２を十分に保護することは不可能であり、また、入力抵抗６２ａ、６２ｂの設定によっては過電圧保護素子であるダイオード６２ｃ〜６２ｈが定格電流以上の電流の通電によって破損するおそれもある。
【００１７】
そして、上記した演算増幅器６２はカスタムＩＣにより構成され、いわゆる単電源の形態が採られることが多いため、とくに、マイナスの過大なスパイク状電圧が発生した場合に、これを確実に低減してやらなければ演算増幅器６２の誤動作を防止することはできないが、上記した図６（ａ）、（ｂ）の構成では、このようなマイナスのスパイク状電圧を低減して演算増幅器６２の誤動作を防止することはできなかった。
【００１８】
そこで、本発明は、いわゆるリンギング等による正負の過大なスパイク状電圧を、過電圧保護素子に過大な電流が流れないようにして十分に低減し、演算増幅器の誤動作を防止できるようにすることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記した目的を達成するために、本発明にかかる電流検出回路は、電流検出素子としてのシャント抵抗の両端と演算増幅器の両入力端子との間それぞれに設けられた２個の入力抵抗の直列接続回路と、前記両直列接続回路に設けられ、それぞれ正電源の端子とアースとの間に逆方向にバイアスされるように直列接続された２個のダイオードからなる過電圧保護素子とを備え、前記両直列接続回路それぞれの前記シャント抵抗に近い一方の入力抵抗を他方の前記入力抵抗より小抵抗値に形成し、前記両直列接続回路それぞれの前記両ダイオードの接続点を、前記両直列接続回路それぞれの前記両入力抵抗の接続点に接続したことを特徴としている。
【００２０】
このような構成によれば、電流検出素子としてのシャント抵抗の両端と演算増幅器の両入力端子との間それぞれに２個の入力抵抗を直列接続し、両入力抵抗の接続点に過電圧保護素子を接続し、しかも、両入力抵抗のシャント抵抗に近い一方の入力抵抗を他方の前記入力抵抗より小抵抗値することで、リンギング等によりシャント抵抗の両端間に正負の過大なスパイク状電圧が発生しても、前記の一方の入力抵抗により過電圧保護素子に定格電流以上の電流が過電圧保護素子に流れないようにしつつ、前記の正負の過大なスパイク状電圧による両過電圧保護素子のダイオード通電と、前記の他方の入力抵抗、演算増幅器の内部インピーダンスの関係とにより、演算増幅器の入力端子間のスパイク状電圧を、確実かつ十分に低減することができる。
【００２１】
そのため、演算増幅器に絶対最大定格以上の電圧が入力されることはなく、演算増幅器が故障や誤動作することはなく、電流検出回路の後段において、この演算増幅器の出力に基づいて何らかの制御を行う場合であっても、信頼性の高い制御動作を確保することが可能になる。
【００２３】
そして、本発明にかかる電流検出回路は、両直列接続回路それぞれの前記一方の入力抵抗が、前記過電圧保護素子にその定格電流以上の電流が流れない程度の抵抗値に設定されていることが好ましい。このような構成によれば、正負の過大なスパイク状電圧によって過電圧保護素子が損傷することを確実かつ未然に防止できる。
【００２４】
また、本発明にかかる電流検出回路を備えたモータ制御装置は、前記負荷がモータから成り、複数のスイッチング素子から成り、前記スイッチング手段を形成する駆動部と、前記各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力し、該各スイッチング制御信号により前記各スイッチング素子をオン、オフして前記モータを駆動する制御部と、前記演算増幅器の出力信号に基く前記電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限するように、前記制御部から前記各スイッチング素子への前記各スイッチング制御信号を遮断する電流制限部とを備えたことを特徴としている。
【００２５】
このような構成によれば、駆動部の各スイッチング素子のオン、オフのタイミングにより、電流検出素子に前記のスパイク状の電圧が発生しても、前記の電流検出回路の演算増幅器の入力端子間に絶対最大定格以上の過大な電圧が入力されることを確実に防止することができ、演算増幅器の故障や誤動作を防止することができるため、電流制限部により、電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限されるように、確実に電流制限を行うことができ、過電流による駆動部の各スイッチング素子の損傷を確実に未然に防止してモータを駆動することが可能になる。
【００２６】
また、本発明にかかる電流検出回路を備えたモータ制御装置は、前記モータが複数の前記巻線を有し、前記駆動部が、前記スイッチング素子の２個ずつを直列接続して成るアームを、前記巻線の数と同数備えたブリッジインバータを有し、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の接続点に前記各巻線それぞれの端部を接続し、前記制御部が、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の一方が形成する一方側スイッチング素子群の各スイッチング素子と、前記各アームにおける前記両スイッチング素子の他方が形成する他方側スイッチング素子群の各スイッチング素子とを、前記モータの回転子の検出位置に関連して前記両スイッチング素子群の異なるアームのスイッチング素子がオンするように制御し、前記モータの回転子の検出位置に関連して前記各巻線への電流の通流方向を切換え、かつ、前記電流制限部が、前記両スイッチング素子群の前記各スイッチング素子への前記スイッチング制御信号を遮断することを特徴としている。
【００２７】
このような構成によれば、駆動部のブリッジインバータのスイッチングによってモータを駆動する際に、駆動部の各スイッチング素子に流れる電流を所定の遮断電流値以下に確実に抑えることができ、実用的な構成で各スイッチング素子を保護できると同時に、モータの制御動作の信頼性を向上することができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
この発明における電流検出回路を備えたモータ制御装置を、車両用パワーステアリングに適用した場合の一実施形態について図１を参照して説明する。但し、図１はこの発明の一実施形態におけるモータ制御装置の結線図である。尚、以下の説明では、上記した図３及び図４も参照する。
【００２９】
自動車等の車両用パワーステアリングに適用されるモータの駆動装置は、例えば図１に示すように構成されている。ロータリエンコーダ等から成る検出器ＳＤがステアリング（図示せず）に設けられ、この検出器ＳＤから、９０゜位相のずれた２相パルス信号が検出信号として後段の信号変換部ＷＳに出力され、信号変換部ＷＳにより検出信号が波形整形される。
【００３０】
そして、波形整形された検出信号がマイクロコンピュータ（以下、単にマイコンという）から成る制御部ＣＯに入力されると、制御部ＣＯにより検出信号に基づいて舵角速度、つまりステアリングを操作する速度が検出され、制御部ＣＯによりその舵角速度の高、低に応じてステアリングの操作トルクのアシスト量が決定される。
【００３１】
更に、決定されたアシストトルクを発生すべく、制御部ＣＯから出力される制御信号により、駆動部としての３相ブリッジインバータＩＶを構成する複数のスイッチング素子がスイッチングされ、直流電源Ｅから永久磁石型の３相直流ブラシレスモータＭの各巻線への通電路が複数のスイッチング素子により開閉制御されてモータＭが駆動され、必要なアシストトルクが発生されるのである。
【００３２】
ところで、この永久磁石型の３相直流ブラシレスモータＭを駆動する３相ブリッジインバータＩＶは、例えば図３に示すインバータ３と同様の構成を有し、制御部ＣＯからの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、上側スイッチング素子群ＨＴの各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５（図３参照）が１２０゜ずつずれてオンし（図４参照）、これと同様に制御部ＣＯからの１２０゜ずつ位相のずれた制御信号により、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６（図３参照）が１２０゜ずつずれてオンする（図４参照）。
【００３３】
ここで、制御部ＣＯは、上側スイッチング素子群ＨＴの各アームＡ１〜Ａ３のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５のうちオンしているスイッチング素子のアームとは異なるアームの下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子がオンするように制御信号を出力し、かつオンすべき上側スイッチング素子群ＨＴのスイッチング素子と下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子との組み合わせを、ホール素子から成る回転検出器（図示せず）により検出されるモータＭの回転子の位置に関連して切り換える。尚、制御部ＣＯからインバータＩＶの下側スイッチング素子群ＬＴへはＰＷＭ制御信号が出力され、このＰＷＭにおけるデューティサイクルが制御されてモータＭの回転数制御が行われる。
【００３４】
また、図１に示すように、インバータＩＶの各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に過電流が流れることを防止して保護するために、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６及びモータＭを流れるモータ電流を検出する電流検出回路ＣＤ、及びこの電流検出回路ＣＤによる検出電流値を予め定められた遮断電流値以下に制限する電流制限部ＣＲが設けられている。
【００３５】
電流検出回路ＣＤは、図１に示すように、電流検出素子であるシャント抵抗ＳＨと、このシャント抵抗ＳＨの両端電圧を増幅する演算増幅器Ａとにより構成され、電流制限部ＣＲは、比較器ＣＰと、Ｄ−フリップフロップＤＦと、３個のＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３とにより構成されている。
【００３６】
図１に示すように、シャント抵抗ＳＨは、直流電源ＥからインバータＩＶへのマイナス側の通電路に設けられ、このシャント抵抗ＳＨによりインバータＩＶの各スイッチングＳ１〜Ｓ６及びモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３を流れるモータ電流が検出され、シャント抵抗ＳＨの両端電圧が演算増幅器Ａにより増幅される。
【００３７】
ところで、直流電源Ｅの負端子に接続されたシャント抵抗ＳＨの一端と、演算増幅器Ａの反転入力端子との間には、２個の入力抵抗である第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２が直列に接続され、シャント抵抗ＳＨの他端と、演算増幅器Ａの非反転入力端子との間には、２個の入力抵抗である第３、第４抵抗Ｒ３、Ｒ４が直列に接続され、それぞれ２個の入力抵抗Ｒ１とＲ２、Ｒ３とＲ４の直列接続回路を形成すると共に、正電源（図示せず）の端子とアースとの間に過電圧保護素子を形成する第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２が、逆方向にバイアスされるように、第１ダイオードＤ１のカソードを正電源の端子に接続し、第２ダイオードＤ２のアノードをアースして直列に接続され、両ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点が第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点に接続され、これと同様に正電源とアースとの間に過電圧保護素子を形成する第３、第４ダイオードＤ３、Ｄ４が逆方向にバイアスされるように直列に接続され、両ダイオードＤ３、Ｄ４の接続点が第３、第４抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点に接続されている。
【００３８】
このとき、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、スパイク状電圧が発生しても、第１、第２ダイオードＤ１、Ｄ２にその定格電流以上の電流が流れることのない程度の値に設定され、かつ第１抵抗Ｒ１の抵抗値は第２抵抗Ｒ２よりも小さく設定され、第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値の比は、ほぼ２：８に設定されている。このように、第２抵抗Ｒ２の抵抗値を大きくすることで、演算増幅器Ａの内部インピーダンスとの関係において、第１抵抗Ｒ１では吸収しきれなかったスパイク状電圧を確実に吸収して演算増幅器Ａに絶対最大定格以上の電圧が入力されないようにしている。
【００３９】
一方、第３抵抗Ｒ３及び第４抵抗Ｒ４についても、上記した第１、第２抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値の関係と同様に設定され、第３抵抗Ｒ３の抵抗値は、スパイク状電圧が発生しても、第３、第４ダイオードＤ３、Ｄ４にその定格電流以上の電流が流れることのない程度の値に設定され、かつ第３抵抗Ｒ３の抵抗値は第４抵抗Ｒ４よりも小さく設定され、第３、第４抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値の比は、ほぼ２：８に設定されている。
【００４０】
尚、図１において、Ｒ５は演算増幅器Ａの反転入力端子と出力端子間に設けられたゲイン設定用の第５抵抗、Ｂは単電源における演算増幅器Ａの飽和を抑制するために設けられた＋１Ｖ程度のバイアス電源、Ｒ６はバイアス電源Ｂの正端子と演算増幅器Ａの非反転入力端子との間に設けられたバイアス用の第６抵抗である。
【００４１】
更に、演算増幅器Ａの出力が比較器ＣＰの非反転入力端子に入力され、正電源（図示せず）とアースとの間に直列に設けられた第７、第８抵抗Ｒ７、Ｒ８の接続点の電位が参照値として比較器ＣＰの反転入力端子に入力され、比較器ＣＰにより両入力端子の電位が比較される。
【００４２】
また、図１に示すように、Ｄ−フリップフロップＤＦの入力端子Ｄは正電源（図示せず）に接続され、クロック端子ＣＫには制御部ＣＯからの例えば１６ｋＨｚのクロックパルスが入力され、プルアップ用第９抵抗Ｒ９を介して正電源（図示せず）に接続されたリセット端子Ｒには比較器ＣＰの出力信号が入力される。
【００４３】
更に、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３の一方の入力端子は、制御部ＣＯから下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号の出力端子に接続され、他方の入力端子はＤ−フリップフロップＤＦのＱ出力端子に接続され、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立したときにだけ、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３から下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６に制御信号が出力され、ＡＮＤ条件が成立しないときには、制御部ＣＯから各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断される。
【００４４】
従って、シャント抵抗ＳＨを流れる電流が所定の遮断電流値を超え、非反転入力端子側の演算増幅器Ａの出力電位が反転入力端子側の参照値を上回れば、比較器ＣＰの出力がローレベル（以下、Ｌという）からハイレベル（以下、Ｈという）に反転し、上記したように各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立しなくなり、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３を介した下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号が遮断され、シャント抵抗ＳＨを流れる電流が遮断される。
【００４５】
このとき、インバータＩＶでは、上側スイッチング素子群ＬＴのオン状態のスイッチング素子及びフライホイールダイオードを介してモータＭの巻線に循環電流が流れ、この循環電流がなくなるまでに、Ｄ−フリップフロップＤＦのクロック端子ＣＫへの制御部ＣＯからのクロックパルスの出力タイミングで各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３それぞれの両入力のＡＮＤ条件が成立し、各ＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３を介した下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６に制御信号が出力されて再びシャント抵抗ＳＨに電流が流れ始め、モータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３に流れる電流が回復する。
【００４６】
このように、下側スイッチング素子群ＬＴの各スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号の供給と遮断の繰り返しにより、インバータＩＶに流れる電流が断続されて所定の遮断電流値以下に制限され、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の過電流による損傷から保護されている。
【００４７】
尚、Ｄ−フリップフロップＤＦのクロック端子ＣＫへの制御部ＣＯからのクロックパルスは、上記したように１６ｋＨｚに限るものではなく、循環電流がなくなるまでにモータＭの各巻線Ｍ１〜Ｍ３に流れる電流を回復できるような周波数であればよい。
【００４８】
ところで、インバータＩＶの各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときにこれらを流れる逆回復電流や、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオフしたときに直流電源Ｅに回生される電流等のいわゆるリンギングによる電流によって正負のスパイク状電圧が発生した場合に、第１抵抗Ｒ１及び第３抵抗Ｒ３の抵抗値が、ダイオードＤ１〜Ｄ４にその定格電流以上の電流が流れない程度に設定されているため、電流検出素子であるシャント抵抗ＳＨの両端間の正負の過大なスパイク状電圧によってダイオードＤ１〜Ｄ４が破損することが防止される。
【００４９】
また、第１及び第３抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値が、それぞれ第２、第４抵抗Ｒ２、Ｒ４よりも小さい抵抗値に設定され、ダイオードＤ１〜Ｄ４の通電により、シャント抵抗ＳＨの両端間に発生する正負の過大なスパイク状電圧が確実に吸収され、しかも、単電源の演算増幅器Ａに対して従来では不可能であったマイナス側のスパイク状電圧も吸収されるため、前記の過大なスパイク状電圧による両過電圧保護素子のダイオード通電と、第２、第４抵抗Ｒ２、Ｒ４、演算増幅器の内部インピーダンスの関係とにより、演算増幅器Ａに絶対最大定格以上の電圧が入力されることを確実に防止して、演算増幅器Ａの故障や誤動作が防止される。
【００５０】
従って、上記した実施形態によれば、ダイオードＤ１〜Ｄ４の過電圧保護素子を設け、シャント抵抗ＳＨに近い第１、第３抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値を、第２、第４抵抗Ｒ２、Ｒ４よりもそれぞれ小さい抵抗値に設定しているため、リンギングによりシャント抵抗ＳＨの両端間に正負の過大なスパイク状電圧が発生しても、演算増幅器Ａに絶対最大定格以上の電圧が入力されることを確実に防止できる。
【００５１】
また、第１、第３抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値を第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４にその定格電流以上の電流が流れない程度に設定しているため、スパイク状電圧によるこれら各ダイオードＤ１〜Ｄ４の損傷を確実かつ未然に防止できる。
【００５３】
更に、上記した実施形態では、演算増幅器Ａの非反転入力端子にバイアス電源Ｂを設けているが、演算増幅器Ａの飽和が生じなければ、このバイアス電源Ｂは必ずしも設ける必要はない。
【００５４】
また、上記した実施形態では、電流制限部ＣＲにより下側スイッチング素子群ＬＴのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６への制御信号を断続するようにした場合について説明したが、上側スイッチング素子群ＨＴスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５への制御信号を断続しても構わない。
【００５５】
更に、上記した実施形態において、制御部ＣＯ、比較器ＣＰ、Ｄ−フリップフロップＤＦ及びＡＮＤゲートＡＧ１〜ＡＧ３をマイコン化しても構わない。
【００５６】
また、上記した実施形態では、本発明における電流検出回路ＣＤを、自動車等の車両用パワーステアリングにおけるモータ制御装置に適用した場合について説明しているが、本発明の適用範囲はこのようなパワーステアリング用のモータ制御装置に限られるものではなく、これ以外にも、モータ等の負荷を駆動しかつその負荷電流を検出して後段回路において何らかの制御を行うものであれば、本発明を適用することが可能であり、その場合の制御は上記したような電流の制限制御を始め、検出電流値の電流制御であっても構わない。
【００５７】
更に、本発明を適用可能なモータは、直流電源により駆動されるモータであればよく、上記した３相ブラシレスモータに限定されるものでないのはいうまでもない。
【００５８】
また、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能である。
【００５９】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に記載の発明によれば、リンギング等により電流検出素子であるシャント抵抗の両端間に正負の過大なスパイク状電圧が発生した場合に、シャント抵抗の両端と演算増幅器の両入力端子との間それぞれの２個の入力抵抗の直列接続回路のシャント抵抗に近く、他方の入力抵抗より小抵抗値の一方の入力抵抗により、正電源の端子とアースとの間に逆方向にバイアスされるように直列接続された２個のダイオードが形成するそれぞれの過電圧保護素子に定格電流以上の電流が流れないようにしつつ、両過電圧保護素子のダイオード通電と、前記両直列接続回路の他方の入力抵抗、演算増幅器の内部インピーダンスの関係とにより、前記演算増幅器の前記のスパイク状電圧を確実かつ十分に低減することができ、演算増幅器に絶対最大定格以上の電圧が入力されることを防止し、演算増幅器の故障や誤動作を確実に防止することができ、電流検出回路の後段において、この演算増幅器の出力に基づいて何らかの制御を行うような場合においても、誤動作のない制御動作を実現することが可能になり、信頼性の高い電流検出回路を提供することができる。
【００６１】
また、請求項２に記載の発明によれば、前記両直列接続回路それぞれの一方の入力抵抗の抵抗値を過電圧保護素子に定格電流以上の電流が流れない程度に設定することで、前記のスパイク状電圧が発生しても、過電圧保護素子の破損を確実にかつ未然に防止することが可能になる。
【００６２】
また、請求項３に記載の発明によれば、駆動部の各スイッチング素子のオン、オフのタイミングにより、電流検出素子に前記のスパイク状の電圧が発生しても、前記の電流検出回路の演算増幅器の入力端子間に絶対最大定格以上の過大な電圧が入力されることを確実に防止することができ、演算増幅器の故障や誤動作を防止することができるため、電流制限部により、電流検出回路の検出電流値が所定の遮断電流値以下に制限されるように、確実に電流制限を行うことができ、過電流による駆動部の各スイッチング素子の損傷を確実に未然に防止してモータを駆動することが可能になり、信頼性の優れたモータ制御装置を実現することができる。
【００６３】
また、請求項４に記載の発明によれば、駆動部のブリッジインバータのスイッチングによってモータを駆動する際に、駆動部の各スイッチング素子に流れる電流を所定の遮断電流値以下に確実に抑えることができ、実用的な構成で各スイッチング素子を保護できると同時に、モータの制御動作の信頼性を向上することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態の結線図である。
【図２】この発明の背景となるモータ駆動装置の結線図である。
【図３】図２の一部の詳細な結線図である。
【図４】図３の動作説明用のタイミングチャートである。
【図５】図２の構成の装置における動作説明用の波形図である。
【図６】従来例の一部の結線図である。
【符号の説明】
Ｅ直流電源
Ｍ３相直流ブラシレスモータ
Ｍ１〜Ｍ３巻線
ＣＯ制御部
ＩＶ３相ブリッジインバータ（駆動部）
ＣＤ電流検出回路
ＳＨシャント抵抗
Ａ演算増幅器
Ｒ１、Ｒ２第１、第２抵抗
Ｄ１、Ｄ２第１、第２ダイオード
Ｒ３、Ｒ４第３、第４抵抗
Ｄ３、Ｄ４第３、第４ダイオード
ＣＲ電流制限部
ＣＰ比較器
ＤＦＤ−フリップフロップ
ＡＧ１〜ＡＧ３ＡＮＤゲート
Ｓ１〜Ｓ６スイッチング素子
Ａ１〜Ａ３アーム[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
In the present invention, a load is connected to a DC power source via switching means, and the load Of alternating current that switches energization direction periodically Current to current detection element As shunt resistance Detected by this Current detection across shunt resistor The present invention relates to a current detection circuit that amplifies the output signal of the output signal by an operational amplifier and uses it for control of various control objects, and a motor control device including the current detection circuit.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in a power steering apparatus for an automobile using a permanent magnet type three-phase DC brushless motor, the current flowing through the motor is detected and controlled to limit the current so that an abnormally large current does not flow. Has been done. As described above, a motor control circuit of a power steering apparatus for an automobile provided with a current detection circuit for detecting a current of the motor is conventionally configured as shown in FIG.
[0003]
That is, as shown in FIG. 2, a detector 1 comprising a rotary encoder or the like for detecting a steering angle is provided in a steering (not shown), and an output signal of this detector 1 is input to a control unit 2 comprising a microcomputer. Then, the control unit 2 detects the steering operation speed based on the output signal of the detector 1, and the control unit 2 determines the assist amount of the steering operation torque according to the high and low speeds. A plurality of switching elements constituting the three-phase bridge inverter 3 as a driving unit are switched by the control signal output from the unit 2, and the DC power source 4 is connected to each winding of the permanent magnet type three-phase DC brushless motor M. The electric circuit is controlled to be opened and closed by a plurality of switching elements, the motor M is driven, and necessary assist torque is generated.
[0004]
The three-phase bridge inverter 3 is generally configured as shown in FIG. 3, and a first arm A1 is formed by a series circuit of two switching elements S1 and S2 made of a field effect transistor or the like. A second arm A2 is formed by a series circuit of the switching elements S3 and S4, and a third arm A3 is formed by a series circuit of the two switching elements S5 and S6. A flywheel diode is formed in each switching element S1 to S6. D1 to D6 are connected to opposite polarities.
[0005]
The three-phase windings M1, M2, and M3 of the stator of the motor M connected to the connection points P1, P2, and P3 of the switching elements in the arms A1 to A3 of the inverter 3 are connected to the inverter. One end of each switching element S1, S3, S5 of the upper switching element group HT above the three connection points P1, P2, P3 is connected to the positive terminal of the DC power source 4, and the connection points P1, P2, P3 of the inverter 3 The other end of each switching element S 2, S 4, S 6 of the lower switching element group LT on the lower side is connected to the negative terminal of the DC power supply 4.
[0006]
In such a configuration, as shown in FIG. 4, the switching elements S1, S3, and S5 of the upper switching element group HT are shifted by 120 ° and turned on by the control signal that is shifted in phase by 120 ° from the control unit 2. Similarly, the switching elements S2, S4, and S6 of the lower switching element group LT are turned on by 120 degrees by the control signal having a phase difference of 120 degrees from the control unit 2.
[0007]
At this time, in the control unit 2, the switching element of the lower switching element group LT of the arm different from the arm of the switching element that is turned on among the switching elements S1, S3, S5 of the upper switching element group HT is turned on. And a combination of a switching element of the upper switching element group HT and a switching element of the lower switching element group LT to be turned on is detected by a rotation detector (not shown) composed of a Hall element. Switching is performed in relation to the position of the rotor of the motor M. Thus, the direction of current flow to each of the windings M1 to M3 is switched, and the magnetic poles of the stator rotate in one direction to obtain the rotational force of the rotor.
[0008]
Further, as shown in FIG. 2, in order to prevent and protect the overcurrent from flowing through the switching elements S1 to S6 of the inverter 3, current detection is performed to detect the current flowing through the switching elements S1 to S6 and the motor M. A current limiting unit 7 is provided for limiting the circuit 6 and the current value detected by the current detection circuit 6 to a predetermined cutoff current value or less.
[0009]
As shown in FIG. 2, the current detection circuit 6 has As a current detection element The shunt resistor 61 and the operational amplifier 62 that amplifies the voltage across the shunt resistor 61 are included. The current limiting unit 7 is provided in series between the comparator 71, a positive power source (not shown), and the ground. An output signal of the operational amplifier 62, which is an output of such a current detection circuit 6, is composed of two voltage dividing resistors 72, 73 and a shut-off unit 74 composed of a gate or the like. The output signal 71 is input to the blocking unit 74.
[0010]
As shown in FIG. 2, the shunt resistor 61 is provided in a negative energization path from the DC power source 4 to the inverter 3, and the switching elements S <b> 1 to S <b> 6 of the inverter 3 and the windings M <b> 1 of the motor M are provided by the shunt resistor 61. Current flowing through M3 (hereinafter referred to as motor current) is detected, the voltage across the shunt resistor 61 is amplified by the operational amplifier 62, and the output of the operational amplifier 62 is input to the non-inverting input terminal of the comparator 71. The potential at the connection point of both voltage dividing resistors 72 and 73 is input to the inverting input terminal of the comparator 71 as a reference value, and the comparator 71 compares the potentials of both input terminals.
[0011]
As shown in FIG. 2, an output signal of the comparator 71 is provided to a blocking unit 74 provided between the control unit 2 and the inverter 3 to pass and block the control signals to the switching elements S1 to S6. And the current flowing through the shunt resistor 61 exceeds a predetermined cutoff current value, and the output potential of the operational amplifier 62 on the non-inverting input terminal side of the comparator 71 exceeds the reference value on the inverting input terminal side, the comparator 71 Is inverted from a low level (hereinafter referred to as L) to a high level (hereinafter referred to as H), whereby the closing condition of the gate of the blocking section 74 is established, and for example, the lower switching element group LT of the inverter 3 The control signal to each switching element S2, S4, S6 is cut off.
[0012]
As described above, the control signal to the switching elements S2, S4, S6 of the lower switching element group LT is cut off, so that the motor current detected by the current detection circuit 6 is limited to a predetermined cut-off current value or less. Thus, each of the switching elements S1 to S6 is protected from damage due to overcurrent.
[0013]
However, in the motor control circuit configured as described above, the switching elements S1 to S6 of the inverter 3 are all turned off. A spike voltage is generated, and spike voltages having waveforms as shown in FIGS. 5A and 5B are input to the inverting and non-inverting input terminals of the operational amplifier 62, respectively.
[0014]
This is due to, for example, a reverse recovery current that flows when the switching elements S1 to S6 are turned on, or a current that is regenerated in the DC power supply 4 when the switching elements S1 to S6 are turned off. Positive and negative A spike voltage is generated. When this spike voltage is generated, a voltage higher than the absolute maximum rated voltage is input to the operational amplifier 62, which may cause a failure or malfunction of the operational amplifier 62.
[0015]
And Conventionally, as shown in FIG. 6 (a), input resistors 62a and 62b are provided between the shunt resistor 61 and the inverting and non-inverting input terminals of the operational amplifier 62, respectively, and are arranged after the input resistors 62a and 62b. In addition, two diodes 62c and 62d as overvoltage protection elements are connected in reverse parallel between the inverting and non-inverting input terminals, or, as shown in FIG. The two diodes 62e and 62f are connected in series between the positive power source and the ground, and the connection point between the two diodes 62e and 62f is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 61, and the other input After the resistor 62b, two diodes 62g and 62h are connected in series between the positive power source and the ground, and the connection point of both the diodes 62g and 62h is connected to the operational amplifier 62 in a non-inverted manner. Be connected to the terminal is considered.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the case of the configuration shown in FIG. Between both ends of the shunt resistor 61 About power supply voltage Is applied between both input terminals of the operational amplifier 62, In order to secure the responsiveness of the operational amplifier 62 in the case of the configuration shown in FIG. 6 (a), both inputs of the operational amplifier 62 are protected. In order to prevent the input potential difference of the terminal from spreading by a certain amount and becoming saturated, The input resistors 62a and 62b are set so that the original detection voltage across the shunt resistor 61 is applied between the input terminals of the operational amplifier 62 with an appropriate magnitude. It is impossible to sufficiently protect the operational amplifier 62 from the spike voltage as described above. Depending on the setting of the input resistors 62a and 62b, the diodes 62c to 62h, which are overvoltage protection elements, may be damaged by energization with a current exceeding the rated current. The
[0017]
And The operational amplifier 62 is configured by a custom IC and often takes the form of a so-called single power source. In particular, Negative Excessive If a spike voltage occurs, certainly Although the malfunction of the operational amplifier 62 cannot be prevented unless it is reduced, the above-described configuration of FIGS. 6A and 6B reduces the negative spike voltage so that the operational amplifier 62 malfunctions. It could not be prevented.
[0018]
Therefore, the present invention is based on so-called ringing or the like. Positive and negative Spike voltage Do not allow excessive current to flow through the overvoltage protection device. Reduced enough , An object of the present invention is to prevent malfunction of an operational amplifier.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a current detection circuit according to the present invention includes: A series connection circuit of two input resistors provided between both ends of a shunt resistor as a current detection element and both input terminals of the operational amplifier, and a terminal of a positive power source provided in each of the series connection circuits. An overvoltage protection element composed of two diodes connected in series so as to be reversely biased with respect to ground, and one input resistance close to the shunt resistance of each of the two series connection circuits It is formed to have a smaller resistance value than the input resistance, and the connection point of the two diodes of each of the series connection circuits is connected to the connection point of the input resistances of the series connection circuits It is characterized by that.
[0020]
According to such a configuration, the current detection element As both ends of shunt resistor And of operational amplifier Both Between input terminals Respectively Connect two input resistors in series, and connect an overvoltage protection element to the connection point of both input resistors. In addition, one input resistance close to the shunt resistance of both input resistances is smaller in resistance than the other input resistance. By ringing etc. Excessive positive and negative across the shunt resistor Even if spike voltage occurs, Above One input resistor prevents the overvoltage protection element from flowing over the rated current. Meanwhile, the diode energization of both overvoltage protection elements by the positive and negative excessive spike voltage, The other input resistance , Relation of internal impedance of operational amplifier Between the input terminals of the operational amplifier Spike voltage Sure and It can be sufficiently reduced.
[0021]
Therefore, no voltage exceeding the absolute maximum rating is input to the operational amplifier, and the operational amplifier does not fail or malfunction. Even so, it is possible to ensure a highly reliable control operation.
[0023]
And the current detection circuit concerning this invention is It is preferable that the one input resistance of each of the series connection circuits is set to a resistance value such that a current equal to or higher than the rated current does not flow through the overvoltage protection element. According to such a configuration, Positive and negative Spike voltage By It is possible to surely prevent the overvoltage protection element from being damaged.
[0024]
In the motor control device including the current detection circuit according to the present invention, the load includes a motor, and includes a plurality of switching elements. Forming the switching means Drive unit , Output switching control signal to each switching element In response to the switching control signals, the switching elements are turned on and off to drive the motor. A control unit, Based on the output signal of the operational amplifier The current detection circuit of Detection current value But Limit to less than a predetermined breaking current value As From the control unit each Said to the switching element Each switching Cut off the control signal With a current limiter It is characterized by that.
[0025]
According to such a configuration, the current detection element is changed according to the ON / OFF timing of each switching element of the driving unit. Above Even if spike-like voltage occurs, Above Operational amplifier of current detection circuit Between input terminals Over the absolute maximum rating Excessive Reliably prevent voltage from being input To do The operational amplifier can be prevented from malfunctioning and malfunctioning. of Detection current value But Limited to a predetermined breaking current or less To be The current can be reliably limited, and damage to each switching element of the drive unit due to overcurrent certainly Prevent And drive the motor It becomes possible to do.
[0026]
Also, in the motor control device including the current detection circuit according to the present invention, the motor has a plurality of the windings, and the driving unit includes the switching element. of 2 One by one A bridge inverter provided with the same number of windings as the number of windings connected in series is provided, and each winding is connected to a connection point of both switching elements in each arm. Line Each End of connection, The controller forms one of the switching elements in each arm. One side switching element group Each switching element and the other of the switching elements in each arm are formed. Other side switching element group The switching elements of the two switching element groups in relation to the detected position of the rotor of the motor. Of different arms Control the switching element to turn on, In relation to the detection position of the rotor of the motor The direction of current flow to each winding Switching ,And, The current limiting unit Of both switching element groups Said each To switching element Switching The control signal is cut off.
[0027]
According to such a configuration, When driving the motor by switching the bridge inverter of the drive unit, The current flowing through each switching element of the drive unit can be reliably suppressed below a predetermined cutoff current value, With practical configuration Each switching element can be protected, and at the same time, the reliability of the motor control operation can be improved.
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of a motor control device having a current detection circuit according to the present invention applied to a power steering for a vehicle will be described with reference to FIG. However, FIG. 1 is a connection diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention. In the following description, reference is also made to FIGS. 3 and 4 described above.
[0029]
A motor drive device applied to a power steering for a vehicle such as an automobile is configured, for example, as shown in FIG. A detector SD composed of a rotary encoder or the like is provided in a steering (not shown), and a two-phase pulse signal shifted by 90 ° is output from this detector SD as a detection signal to the signal conversion unit WS in the subsequent stage. The detection signal is waveform-shaped by the converter WS.
[0030]
When the waveform-shaped detection signal is input to a control unit CO composed of a microcomputer (hereinafter simply referred to as a microcomputer), the control unit CO detects the steering angular speed, that is, the speed at which the steering is operated based on the detection signal. The assist amount of the steering operation torque is determined by the control unit CO according to the high and low rudder angular speed.
[0031]
Furthermore, in order to generate the determined assist torque, a plurality of switching elements constituting the three-phase bridge inverter IV as a drive unit are switched by a control signal output from the control unit CO, and a permanent magnet type is supplied from the DC power source E. The energization path to each winding of the three-phase DC brushless motor M is controlled to be opened and closed by a plurality of switching elements, and the motor M is driven to generate necessary assist torque.
[0032]
Incidentally, the three-phase bridge inverter IV for driving the permanent magnet type three-phase DC brushless motor M has the same configuration as the inverter 3 shown in FIG. 3, for example, and is shifted in phase by 120 ° from the control unit CO. Due to the control signal, the switching elements S1, S3, S5 (see FIG. 3) of the upper switching element group HT are turned on by shifting by 120 ° (see FIG. 4), and in the same manner, the phase is shifted by 120 ° from the control unit CO. Due to the shifted control signal, the switching elements S2, S4, S6 (see FIG. 3) of the lower switching element group LT are shifted by 120 ° and turned on (see FIG. 4).
[0033]
Here, the control unit CO switches the lower switching element group LT of an arm different from the arm of the switching element that is turned on among the switching elements S1, S3, and S5 of the arms A1 to A3 of the upper switching element group HT. A rotation signal (not shown) including a Hall element is used to output a control signal so that the element is turned on, and to combine the switching elements of the upper switching element group HT and the switching elements of the lower switching element group LT to be turned on. Are switched in relation to the position of the rotor of the motor M detected by Note that a PWM control signal is output from the control unit CO to the lower switching element group LT of the inverter IV, and the duty cycle in the PWM is controlled to control the rotational speed of the motor M.
[0034]
Further, as shown in FIG. 1, in order to prevent and protect the overcurrent from flowing through the switching elements S1 to S6 of the inverter IV, the current for detecting the motor current flowing through the switching elements S1 to S6 and the motor M is detected. A detection circuit CD and a current limiting unit CR that limits a detection current value by the current detection circuit CD to a predetermined cutoff current value or less are provided.
[0035]
As shown in FIG. 1, the current detection circuit CD includes a shunt resistor SH that is a current detection element and an operational amplifier A that amplifies the voltage across the shunt resistor SH. The current limiter CR includes a comparator CP. And a D-flip flop DF and three AND gates AG1 to AG3.
[0036]
As shown in FIG. 1, the shunt resistor SH is provided in a negative energization path from the DC power source E to the inverter IV, and the shunt resistor SH causes the switching S1 to S6 of the inverter IV and the windings M1 to M1 of the motor M. The motor current flowing through M3 is detected, and the voltage across the shunt resistor SH is amplified by the operational amplifier A.
[0037]
By the way, between one end of the shunt resistor SH connected to the negative terminal of the DC power supply E and the inverting input terminal of the operational amplifier A, two first and second resistors R1 and R2 are connected in series. The third and fourth resistors R3 and R4, which are two input resistors, are connected in series between the other end of the shunt resistor SH and the non-inverting input terminal of the operational amplifier A. Each forms a series connection circuit of two input resistors R1 and R2, R3 and R4 And positive power supply (not shown) Terminal Overvoltage protection element between the ground and Form The first and second diodes D1 and D2 are Connect the cathode of the first diode D1 to the positive power supply terminal and ground the anode of the second diode D2 so that it is biased in the reverse direction. Connected in series, the connection point of both diodes D1 and D2 is connected to the connection point of the first and second resistors R1 and R2, and similarly, an overvoltage protection element is connected between the positive power source and the ground. Form The third and fourth diodes D3 and D4 are To be biased in the reverse direction Connected in series, the connection point of both diodes D3 and D4 is connected to the connection point of the third and fourth resistors R3 and R4.
[0038]
At this time, the resistance value of the first resistor R1 is set to a value that does not cause the first and second diodes D1 and D2 to flow a current equal to or higher than the rated current even if a spike voltage occurs. The resistance value of the first resistor R1 is set to be smaller than that of the second resistor R2, and the ratio of the resistance values of the first and second resistors R1 and R2 is set to approximately 2: 8. In this way, by increasing the resistance value of the second resistor R2, in the relationship with the internal impedance of the operational amplifier A, it is possible to reliably absorb the spike voltage that could not be absorbed by the first resistor R1 and thereby to increase the operational amplifier A. In this way, voltage exceeding the absolute maximum rating is not input.
[0039]
On the other hand, the third resistor R3 and the fourth resistor R4 are also set in the same manner as the relationship of the resistance values of the first and second resistors R1 and R2, and a spike voltage is generated in the resistance value of the third resistor R3. Even so, the third and fourth diodes D3 and D4 are set to values that do not allow a current greater than the rated current to flow, and the resistance value of the third resistor R3 is set to be smaller than the fourth resistor R4. The ratio of the resistance values of the third and fourth resistors R3 and R4 is set to approximately 2: 8.
[0040]
In FIG. 1, R5 is a fifth resistor for gain setting provided between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier A, and B is + 1V provided for suppressing the saturation of the operational amplifier A in a single power source. A bias power source R6 is a sixth resistor for bias provided between the positive terminal of the bias power source B and the non-inverting input terminal of the operational amplifier A.
[0041]
Further, the output of the operational amplifier A is input to the non-inverting input terminal of the comparator CP, and a connection point of seventh and eighth resistors R7 and R8 provided in series between a positive power source (not shown) and the ground. Is input to the inverting input terminal of the comparator CP as a reference value, and the comparator CP compares the potentials of both input terminals.
[0042]
As shown in FIG. 1, the input terminal D of the D-flip flop DF is connected to a positive power supply (not shown), and a clock pulse of, for example, 16 kHz from the control unit CO is input to the clock terminal CK. The output signal of the comparator CP is input to the reset terminal R connected to a positive power source (not shown) via the up ninth resistor R9.
[0043]
Furthermore, one input terminal of each AND gate AG1 to AG3 is connected to an output terminal of a control signal from the control unit CO to each switching element S2, S4, S6 of the lower side switching element group LT, and the other input terminal is Each switching element of the lower switching element group LT is connected to each of the AND gates AG1 to AG3 only when the AND condition of both inputs of each of the AND gates AG1 to AG3 is satisfied, connected to the Q output terminal of the D flip-flop DF. When a control signal is output to S2, S4, and S6 and the AND condition is not satisfied, the control signal from the control unit CO to each of the switching elements S2, S4, and S6 is cut off.
[0044]
Therefore, when the current flowing through the shunt resistor SH exceeds a predetermined cutoff current value and the output potential of the operational amplifier A on the non-inverting input terminal side exceeds the reference value on the inverting input terminal side, the output of the comparator CP is low level ( (Hereinafter referred to as “L”) is inverted to a high level (hereinafter referred to as “H”). The control signal to each switching element S2, S4, S6 of the side switching element group LT is cut off, and the current flowing through the shunt resistor SH is cut off.
[0045]
At this time, in the inverter IV, a circulating current flows through the winding of the motor M via the switching element in the on state of the upper switching element group LT and the flywheel diode, and until this circulating current disappears, the D-flip flop DF The AND condition of both inputs of each of the AND gates AG1 to AG3 is established at the output timing of the clock pulse from the control unit CO to the clock terminal CK, and each of the lower switching element groups LT via the AND gates AG1 to AG3. A control signal is output to the switching elements S2, S4, and S6, a current starts to flow again through the shunt resistor SH, and the current flowing through the windings M1 to M3 of the motor M is recovered.
[0046]
Thus, by repeatedly supplying and shutting off the control signals to the switching elements S2, S4, and S6 of the lower switching element group LT, the current flowing through the inverter IV is intermittently limited to a predetermined cutoff current value or less. The switching elements S1 to S6 are protected from damage due to overcurrent.
[0047]
Note that the clock pulse from the control unit CO to the clock terminal CK of the D-flip flop DF is not limited to 16 kHz as described above, and the current that flows through the windings M1 to M3 of the motor M until the circulating current disappears. Any frequency can be used as long as the frequency can be recovered.
[0048]
By the way, the reverse recovery current that flows through the switching elements S1 to S6 of the inverter IV and the current that is regenerated to the DC power source E when the switching elements S1 to S6 are turned off. Etc. By current caused by so-called ringing Positive and negative When the spike voltage is generated, the resistance values of the first resistor R1 and the third resistor R3 are set such that no current exceeding the rated current flows through the diodes D1 to D4. Excessive positive and negative between both ends of the shunt resistor SH Spike voltage By The diodes D1 to D4 are prevented from being damaged.
[0049]
Also, the resistance values of the first and third resistors R1 and R3 are the second and fourth resistors R, respectively. 2 , R 4 Set to a smaller resistance value By energizing the diodes D1 to D4, Shunt resistor SH Between both ends appear Positive and negative Spike-like voltage is absorbed reliably, and negative-side spike-like voltage, which was impossible in the past for the single power supply operational amplifier A, is also absorbed. For , Due to the diode energization of both overvoltage protection elements due to the excessive spike voltage and the relationship between the second and fourth resistors R2, R4 and the internal impedance of the operational amplifier, The operational amplifier A is reliably prevented from being input with a voltage exceeding the absolute maximum rating, so that the operational amplifier A can be prevented from malfunctioning or malfunctioning.
[0050]
Therefore, according to the embodiment described above, Overvoltage protection elements for diodes D1 to D4 are provided, Since the resistance values of the first and third resistors R1 and R3 close to the shunt resistor SH are set to be smaller than the second and fourth resistors R2 and R4, the shunt resistor SH is caused by ringing. Excessive positive and negative between both ends of Even if the spike voltage is generated, it is possible to reliably prevent the operational amplifier A from being input with a voltage exceeding the absolute maximum rating.
[0051]
Further, since the resistance values of the first and third resistors R1 and R3 are set such that no current exceeding the rated current flows through the first to fourth diodes D1 to D4, each of these diodes D1 due to spike-like voltage is set. -D4 can be reliably and prevented from being damaged.
[0053]
Furthermore, in the above-described embodiment, the bias power source B is provided at the non-inverting input terminal of the operational amplifier A. However, if the operational amplifier A does not saturate, the bias power source B is not necessarily provided.
[0054]
In the above-described embodiment, the case where the control signal to the switching elements S2, S4, and S6 of the lower switching element group LT is intermittently performed by the current limiting unit CR has been described. However, the upper switching element group HT switching element You may interrupt the control signal to S1, S3, S5.
[0055]
Furthermore, in the above-described embodiment, the control unit CO, the comparator CP, the D-flip flop DF, and the AND gates AG1 to AG3 may be implemented as a microcomputer.
[0056]
In the above-described embodiment, the case where the current detection circuit CD of the present invention is applied to a motor control device in a power steering for a vehicle such as an automobile has been described. However, the scope of the present invention is such a power steering. The present invention is not limited to the above-described motor control device, and the present invention can be applied to any device that drives a load such as a motor and detects the load current to perform some control in a subsequent circuit. In this case, the control may be current control of the detected current value, including the current limit control as described above.
[0057]
Furthermore, the motor to which the present invention can be applied is not limited to the above-described three-phase brushless motor, as long as it is a motor driven by a DC power source.
[0058]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications other than those described above can be made without departing from the spirit of the present invention.
[0059]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, the current detection element is caused by ringing or the like. Excessive positive and negative across the shunt resistor When spike voltage occurs, The terminal of the positive power supply is close to the shunt resistor of the series connection circuit of the two input resistors between the both ends of the shunt resistor and both input terminals of the operational amplifier, and has a smaller resistance value than the other input resistor. Each formed by two diodes connected in series so that they are biased in the reverse direction between ground and ground Make sure that the current exceeding the rated current does not flow to the overvoltage protection element. However, the diode energization of both overvoltage protection elements and the series connection circuit of both The other input resistance , Relation of internal impedance of operational amplifier When In From the operational amplifier Spike voltage Sure and Can be reduced enough The Prevents input of operational amplifier voltage exceeding the absolute maximum rating And Of operational amplifier Breakdown or Malfunction certainly Even in the case where some control is performed on the basis of the output of the operational amplifier in the subsequent stage of the current detection circuit, it is possible to realize a control operation without malfunction and a highly reliable current. A detection circuit can be provided.
[0061]
Claims 2 According to the invention described in Each of the two series connection circuits By setting the resistance value of one input resistor to a level that does not allow the current exceeding the rated current to flow through the overvoltage protection element, Above Even if a spike-like voltage is generated, it is possible to surely prevent the overvoltage protection element from being damaged.
[0062]
Claims 3 According to the invention described in the above, the current detection element is changed according to the ON / OFF timing of each switching element of the driving unit. Above Even if spike-like voltage occurs, Above Operational amplifier of current detection circuit Between input terminals Over the absolute maximum rating Excessive Reliably prevent voltage from being input To do The operational amplifier can be prevented from malfunctioning and malfunctioning. of Detection current value But Limited to a predetermined breaking current or less To be The current can be reliably limited, and damage to each switching element of the drive unit due to overcurrent certainly Prevent And drive the motor Therefore, it is possible to realize a motor control device with excellent reliability.
[0063]
Claims 4 According to the invention described in When driving the motor by switching the bridge inverter of the drive unit, The current flowing through each switching element of the drive unit can be reliably suppressed below a predetermined cutoff current value, With practical configuration Each switching element can be protected, and at the same time, the reliability of the motor control operation can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a connection diagram of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a connection diagram of a motor driving device as a background of the present invention.
FIG. 3 is a detailed connection diagram of a part of FIG. 2;
4 is a timing chart for explaining the operation of FIG. 3;
FIG. 5 is a waveform diagram for explaining operations in the apparatus having the configuration of FIG. 2;
FIG. 6 is a partial connection diagram of a conventional example.
[Explanation of symbols]
E DC power supply
M 3-phase DC brushless motor
M1-M3 winding
CO control unit
IV Three-phase bridge inverter (drive unit)
CD current detection circuit
SH shunt resistor
A Operational amplifier
R1, R2 first and second resistors
D1, D2 first and second diodes
R3, R4 Third and fourth resistors
D3, D4 Third and fourth diodes
CR current limiter
CP comparator
DF D-flip flop
AG1-AG3 AND gate
S1 to S6 switching elements
A1-A3 arm

Claims

Flowing to the load from the connected switching means to the DC power supply, a current of periodically energizing direction is off switched AC, detected by the shunt resistance as a current detecting element, the output signal of the current detection between both ends of the shunt resistor In a current detection circuit that amplifies and outputs by an operational amplifier,
A series circuit of the provided et the two input resistors respectively between the two input terminals of both ends of the operational amplifier of the shunt resistor,
An overvoltage protection device comprising two diodes connected in series so as to be biased in a reverse direction between the terminals of the positive power supply and the ground, respectively, provided in both the series connection circuits ;
One input resistance close to the shunt resistance of each of the two series connection circuits is formed to have a smaller resistance value than the other input resistance,
A current detection circuit , wherein a connection point of the two diodes of each of the two series connection circuits is connected to a connection point of the two input resistors of each of the two series connection circuits.

2. The current detection according to claim 1, wherein the one input resistance of each of the two series connection circuits is set to a resistance value such that a current higher than the rated current does not flow through the overvoltage protection element. circuit.

A motor control device comprising the current detection circuit according to claim 1 or 2,
The load comprises a motor;
A drive unit comprising a plurality of switching elements and forming the switching means;
A control unit that outputs a switching control signal to each of the switching elements, and that drives the motor by turning on and off the switching elements according to the switching control signals;
A current limiting unit that blocks each switching control signal from the control unit to each switching element so that a detection current value of the current detection circuit based on an output signal of the operational amplifier is limited to a predetermined cutoff current value or less. And a motor control device.

The motor has a plurality of the windings;
The drive unit has a bridge inverter provided with the same number of windings as an arm formed by serially connecting two of the switching elements.
Connecting each winding end to the connection point of the switching elements in each arm;
The control unit switches each switching element of one switching element group formed by one of the switching elements in each arm and switching of the other switching element group formed by the other of the switching elements in each arm. And control each of the windings in relation to the detection position of the rotor of the motor, so that the switching elements of different arms of the two switching element groups are turned on in relation to the detection position of the rotor of the motor. Switch the direction of current flow to
The motor control device according to claim 3, wherein the current limiting unit blocks the switching control signal to the switching elements of the two switching element groups.