JP3684691B2 - Temperature characteristic compensation circuit and magnetoelectric conversion element driving device using the temperature characteristic compensation circuit - Google Patents

Description

といったかたちで、同ホール素子１０から出力されるようになる。
【０００５】
ここで、値ＶＡは、値「ＫＨ・Ｂ・Ｒｄ・Ｉ」に対応した定数であり、図１１に示されるように、ロータ１１が「−９０（＝θ）」度から「＋９０（＝θ）」度まで回転する間に、上記ホール電圧ＶＨは、「−ＶＡ」から「＋ＶＡ」へと正弦波上を連続的に変化する。なお、同（１）式において、ＫＨはホール素子１０の感度であり、Ｂは磁石１２の磁束密度であり、Ｒｄはホール素子１０の内部抵抗であり、Ｉはホール素子１０の駆動電流である。
【０００６】
同スロットル開度センサでは、ホール素子１０からこうした態様で出力されるホール電圧ＶＨを所要に処理して、上記スロットルバルブの開度に対応した電気信号を出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記ホール素子からは、原理的に上記（１）式の態様でホール電圧ＶＨが出力されるとはいえ、実際には、僅かながら、温度に依存した不平衡電圧（ドリフト）が生じる。
【０００８】
この不平衡電圧は通常、同（１）式の電圧に対する平行電圧として現れるものであり、図１１に実線にて示される特性が例えば２５℃でのホール電圧出力特性であるとすると、例えば８０℃でのホール電圧出力特性は、同図１１に破線にて示される態様の特性となる。すなわち、それら温度差（８０℃−２５℃）をΔｔとすると、実際のホール電圧ＶＨは、
ＶＨ ＝ ＶＡ・ｓｉｎθ＋ＶＨＯ・Δｔ …（２）
といったかたちで出力されることとなる。なおここで、値ＶＨＯは、角度θが０度のときのホール電圧ＶＨである。
【０００９】
そして通常、こうしたホール電圧ＶＨは信号処理回路を通じて増幅されて出力されるため、上記不平衡電圧ＶＨＯ・Δｔも併せて増幅されることとなり、その温度に依存した出力誤差も無視できないものとなる。
【００１０】
すなわち、上記信号処理回路による出力電圧をＶｏｕｔ、同回路による増幅率をＧ、また同回路において所望の出力レンジを得るために付与されるオフセット電圧をＶｏｆｆｓｅｔとしたとき、例えば２５℃のときの出力Ｖｏｕｔ(25)が
Ｖｏｕｔ(25) ＝ ＶＨ×Ｇ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ …（３）
であり、図１２に実線にて示される特性になるとすると、例えば８０℃のときの同出力Ｖｏｕｔ(80)は、

となり、図１２に破線にて示されるように、２５℃のときの出力特性とは大きく異なったものとなる。
【００１１】
なお従来、温度に依存するこうした出力変動を抑制すべく、
（ｉ）ホール素子の駆動回路側には感度調整部を設け、信号処理回路側には２つの抵抗による温度傾斜設定機能を有するオフセット調整部を設ける（例えば特開平６−７４９７５号公報参照）。
（ｉｉ）ホール素子の駆動回路側には定電流回路を設け、信号処理回路側にはその差動増幅段の一部の抵抗をアンバランスさせた温度補償手段を設ける（例えば特開昭５８−１９５０６号公報参照）。
（ｉｉｉ）ホール素子の駆動回路側には定電流回路を設け、信号処理回路側には直流オフセットの温度特性が正負の何れであっても対処可能なように２段のオフセット設定回路を設ける（例えば特開平３−１７００７３号公報参照）。
等々の提案もなされてはいる。
【００１２】
しかし、これらは何れも、上記温度特性の補償を抵抗のみによって行うものであることから、幅広い温度範囲には対応することができず、またその補償精度、補償能力も自ずと低いものとなっている。
【００１３】
この発明は、こうした実情に鑑みてなされたものであり、より幅広い温度範囲において且つ、より高い補償精度、補償能力を有して各種素子や回路の温度特性を補償することのできる温度特性補償回路を提供することを目的とする。
【００１４】
またこの発明は、上記ホール素子などの磁電変換素子を利用して磁界の強さに対応した電気信号を得るにあたり、その温度に依存する出力変動をより的確に抑制することのできる磁電変換素子の駆動装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
こうした目的を達成するため、この発明では、請求項１に記載のように、
（ａ）温度に応じて降下電圧が変化する第１の電圧降下素子とこれに直列接続される第１の抵抗とを有して第１の温度特性を有する信号を生成する第１の信号生成回路。
（ｂ）同じく温度に応じて降下電圧が変化する第２の電圧降下素子とこれに直列接続される第２の抵抗とを有して第２の温度特性を有する信号を生成する第２の信号生成回路。
（ｃ）これら生成される第１及び第２の温度特性を有する信号に基づき所定の演算を実行して所望の温度特性を有する信号を生成する演算回路。
をそれぞれ具えて温度特性補償回路を構成する。
【００１６】
ここで、上記第１及び第２の信号生成回路によれば、各々ダイオード等の電圧降下素子と抵抗との直列回路を通じて、それぞれ温度特性としては同一ながら、相当に広い範囲で上記第１或いは第２の温度特性を有する信号を生成することができるようになる。
【００１７】
このため、これら生成される第１及び第２の温度特性を有する信号に基づき、上記演算回路を通じて例えば帰還増幅演算や四則演算等の所定の演算を実行する温度特性補償回路としてのこのような構成によれば、如何なる温度条件であろうとも、正負任意の温度特性を有する信号を高精度に生成することができるようになる。すなわち同温度特性補償回路によれば、より幅広い温度範囲において且つより高い補償精度、補償能力を有して各種素子や回路の温度特性を補償することができるようになる。
特に請求項１記載の発明では、上記温度特性補償回路として、
（ｃ１）前記演算回路は、基準電圧を帰還増幅する帰還増幅回路である。
（ａ１）前記第１の信号生成回路は、前記第１の電圧降下素子とこれに直列接続される第１の抵抗とが前記帰還増幅回路の帰還路に接続されて同帰還路を流れる電流を制御する帰還電流制御回路である。
（ｂ１）前記第２の信号生成回路は、前記第２の電圧降下素子とこれに直列接続される第２の抵抗とが前記帰還増幅回路の帰還路中に配設されて同帰還増幅回路の出力電圧を制御する出力電圧制御回路である。
といった構成を採用している。
因みに、ダイオード等の電圧降下素子を有する上記第１及び第２の信号生成回路からは通常、負の温度特性を有する信号が生成されることとなる。
このため、上記出力電圧制御回路がその帰還路中に配設される帰還増幅回路にあっては、その出力として、上記基準電圧が該出力電圧制御回路による電圧制御を通じて所要レベルに安定化された信号が生成されるようになるが、該生成される信号も通常、負の温度特性を持つようになる。
しかし、同請求項１記載の発明の上記構成によるように、帰還電流制御回路をこの帰還増幅回路の帰還路に更に接続するようにすれば、それら帰還電流制御回路及び出力電圧制御回路による電流、電圧制御量を通じて、正負の極性も含めてこの帰還増幅回路の出力として生成される信号の温度特性を任意に変えることができるようになる。例えば、上記第１の抵抗と上記第２の抵抗とを

第１の抵抗の抵抗値 ＞ 第２の抵抗の抵抗値

なる関係に設定すれば、上記帰還増幅回路の出力に正の温度特性を持たせることができるようになる。
【００１８】
なお、温度特性補償回路としてのこうした構成において、更に請求項２記載の発明によるように、
・前記第１及び第２の抵抗の少なくとも一方が可変抵抗からなる。
といった構成によれば、上記所望の温度特性を有する信号の生成がより柔軟に行われることとなってその自由度が増すとともに、該所望の温度特性を実現する上での微調整等も容易となる。
【００１９】
また、請求項３記載の発明によるように、
・前記可変抵抗がトリミング抵抗である。
といった構成によれば、例えば同温度特性補償回路の主要な部分をモノシリックＩＣとして半導体チップ化する場合であっても、上記請求項２記載の発明に準じた温度特性の微調整が可能になる。
【００２６】
一方、この発明では、請求項４に記載のように、
（Ａ）磁界の強さに対応した電気信号を出力する磁電変換素子に駆動信号を供給する駆動回路。
（Ｂ）この駆動信号の供給に基づき磁電変換素子から出力される電気信号を所要に増幅する増幅回路。
（Ｃ）この増幅される磁電変換素子の出力信号に所定のオフセット電圧を付与するとともに、その際、（ａ）温度に応じて降下電圧が変化する第１の電圧降下素子とこれに直列接続される第１の抵抗とを有して第１の温度特性を有する信号を生成する第１の信号生成回路と、（ｂ）同じく温度に応じて降下電圧が変化する第２の電圧降下素子とこれに直列接続される第２の抵抗とを有して第２の温度特性を有する信号を生成する第２の信号生成回路と、（ｃ）これら生成される第１及び第２の温度特性を有する信号に基づき所定の演算を実行して所望の温度特性を有する信号を生成する演算回路とを具える温度特性補償回路を有して、前記付与する所定のオフセット電圧を該生成される所望の温度特性を有する信号により補正するオフセット回路。
をそれぞれ具えて、或いは請求項５に記載のように、
（Ａ）磁界の強さに対応した電気信号を出力する磁電変換素子に駆動信号を供給する駆動回路。
（Ｂ）この駆動信号の供給に基づき磁電変換素子から出力される電気信号を所要に増幅する増幅回路。
（Ｃ’）この増幅される磁電変換素子の出力信号に所定のオフセット電圧を付与するオフセット回路。
（Ｄ）（ａ）温度に応じて降下電圧が変化する第１の電圧降下素子とこれに直列接続される第１の抵抗とを有して第１の温度特性を有する信号を生成する第１の信号生成回路と、（ｂ）同じく温度に応じて降下電圧が変化する第２の電圧降下素子とこれに直列接続される第２の抵抗とを有して第２の温度特性を有する信号を生成する第２の信号生成回路と、（ｃ）これら生成される第１及び第２の温度特性を有する信号に基づき所定の演算を実行して所望の温度特性を有する信号を生成する演算回路とを具える温度特性補償回路を有し、前記増幅された磁電変換素子の出力信号を該生成される所望の温度特性を有する信号により補正する出力補正回路。
をそれぞれ具えて磁電変換素子の駆動装置を構成する。
【００２７】
このようにオフセット回路としてであれ、或いは出力補正回路としてであれ、磁電変換素子から出力される電気信号を処理する回路側に上記温度特性補償回路を設けることにより、例えば先の図１２に一点鎖線で付記するような「−ΔＶ」といった温度特性をその出力電圧（Ｖｏｕｔ）に持たせることができるようになる。
【００２８】
しかも、この温度特性補償回路は上述のように、より幅広い温度範囲において且つより高い補償精度、補償能力を有して各種素子や回路の温度特性を補償することのできる回路であることから、こうした出力電圧（Ｖｏｕｔ）の温度に依存した変動についてもこれをより的確に抑制することができるようになる。
【００２９】
そしてこの場合には、同信号処理回路を構成する増幅器等の温度誤差も併せて補正することができるようにもなる。この意味においては、温度特性補償回路をより後段に具える上記請求項５記載の発明の構成がより有利となる。
また、これら請求項４および５記載の発明では、上記磁電変換素子の駆動装置に適用される温度特性補償回路として、
・（ｃ１）前記演算回路は、基準電圧を帰還増幅する帰還増幅回路であり、（ａ１）前記第１の信号生成回路は、前記第１の電圧降下素子とこれに直列接続される第１の抵抗とが前記帰還増幅回路の帰還路に接続されて同帰還路を流れる電流を制御する帰還電流制御回路であり、（ｂ２）前記第２の信号生成回路は、前記第２の電圧降下素子とこれに直列接続される第２の抵抗とが前記帰還増幅回路の帰還路中に配設されて同帰還増幅回路の出力電圧を制御する出力電圧制御回路である
といった構成を採用しているため、正負の極性も含め、その演算出力する信号の温度特性を任意に変えることができる。
【００３０】
また更に、こうした磁電変換素子の駆動装置において、請求項６記載の発明によるように、
（Ａ１）前記駆動回路も、前記磁電変換素子の温度特性を補償する温度特性補償回路を具えて構成される。
といった構成によれば、磁電変換素子の温度に依存する感度特性についてもこれを該駆動回路を通じて予め補償しておくことができ、同磁電変換素子の駆動装置としての温度補償精度、温度補償能力を更に高めることができるようになる。
【００３１】
そして、請求項７記載の発明によるように、
（Ａ１１）前記駆動回路の温度特性補償回路も、（ａ）温度に応じて降下電圧が変化する第１の電圧降下素子とこれに直列接続される第１の抵抗とを有して第１の温度特性を有する信号を生成する第１の信号生成回路と、（ｂ）同じく温度に応じて降下電圧が変化する第２の電圧降下素子とこれに直列接続される第２の抵抗とを有して第２の温度特性を有する信号を生成する第２の信号生成回路と、（ｃ）これら生成される第１及び第２の温度特性を有する信号に基づき所定の演算を実行して所望の温度特性を有する信号を生成する演算回路とを具える。
といった構成によれば、上記磁電変換素子の温度に依存する感度補償も上述したより幅広い温度範囲において且つより高い補償精度、補償能力を有して各種素子や回路の温度特性を補償することのできる温度特性補償回路を通じてなされることとなり、より的確な感度補償が実現されるようになる。
【００３２】
また、これら磁電変換素子の駆動装置において、請求項８記載の発明によるように、
・前記磁電変換素子は、被検出部材の操作角度に応じて磁束方向が変化する磁界中に置かれるものであり、前記増幅回路は、この磁電変換素子から出力される前記被検出部材の角度情報を増幅出力するものである。
といった構成によれば、前述したスロットル開度センサ等の角度センサとして、温度に依存しない極めて精度の高い角度検出信号を生成出力することができるようになる。
【００３３】
そして、これら磁電変換素子の駆動装置にあっても、請求項９記載の発明によるように、
・前記温度特性補償回路における前記第１及び第２の抵抗の少なくとも一方が可変抵抗からなる。
といった構成よれば、上記請求項２記載の発明に準じて、その温度補償に関する自由度が増すこととなり、ひいては所望の温度特性を実現する上での微調整等も容易となり、また、請求項１０記載の発明によるように、
・前記可変抵抗がトリミング抵抗である。
といった構成によれば、上記請求項３記載の発明に準じて、例えば同駆動装置の主要な部分をモノシリックＩＣとして半導体チップ化する場合であっても、こうした温度特性の微調整が可能になる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
はじめに図１を参照して、この発明にかかる温度特性補償回路の温度特性補償原理について説明する。
【００３６】
図１に例示する温度特性補償回路において、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の直列回路からなる分圧回路１は、電源電圧Ｖｃｃを所要に分圧して基準電圧Ｖ１を生成する回路である。この生成された基準電圧Ｖ１は、演算増幅器Ａの非反転入力端子（＋端子）に与えられる。
【００３７】
この基準電圧Ｖ１が与えられる演算増幅器Ａは同温度特性補償回路において、温度特性補償電圧Ｖ２を出力する帰還増幅回路２を構成する。
帰還増幅回路２は、その出力端子と反転入力端子（−端子）とを結ぶ帰還路に対し、抵抗Ｒ３とダイオードＤ１との直列回路からなる帰還電流制御回路３が図示の如く接続されるとともに、同帰還路中には、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ４との直列回路からなる出力電圧制御回路４を具える構成となっている。
【００３８】
さて、こうした構成を有する温度特性補償回路において、これら帰還電流制御回路３及び出力電圧制御回路４に各々配設されるダイオードＤ１及びＤ２の順方向電圧（端子間電圧）をそれぞれＶＦ１及びＶＦ２、また電源電圧をＶｃｃとすると、これら帰還電流制御回路３及び出力電圧制御回路４を流れる電流Ｉ１及びＩ２は、それぞれ
Ｉ１ ＝ （Ｖｃｃ−Ｖ１−ＶＦ１）／Ｒ３ …（５）
Ｉ２ ＝ Ｉ１＋ＩＡ …（６）
となる。
【００３９】
ここで、該（６）式におけるＩＡは、帰還増幅回路２（演算増幅器Ａ）のオフセット電流であり、通常同電流は、数十ｎ（ナノ）〜数百ｎアンペア程度の電流となる。したがって、上記電流Ｉ１を１０μアンペア以上に設定することができれば、電流Ｉ２の値は、実質的に
Ｉ２ ＝ Ｉ１ …（６）’
と考えることができるようになる。すなわち、以下に説明する温度特性補償精度が、このオフセット電流ＩＡのばらつき等に起因して悪化するようなことはなくなる。
【００４０】
他方、同温度特性補償回路の上記構成によれば、帰還増幅回路２の出力である上記温度特性補償電圧Ｖ２は、

となる。
【００４１】
ここで、分圧回路１の出力である基準電圧Ｖ１は、
Ｖ１ ＝ （Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））Ｖｃｃ …（８）
であり、また、ダイオードＤ１及びＤ２の順方向電圧ＶＦ１及びＶＦ２は、それぞれ
ＶＦ１ ＝ ＶＦ１(25)｛１−Ｋ１（Ｔ−２５）｝ …（９）
ＶＦ２ ＝ ＶＦ２(25)｛１−Ｋ２（Ｔ−２５）｝ …（１０）
ただし、
ＶＦ１(25)、ＶＦ２(25)：温度２５℃時の順方向電圧
Ｋ１、Ｋ２ ：温度係数
Ｔ ：温度
として表される負の温度特性を持っている。
【００４２】
そこで、これら（８）式〜（１０）式を（７）式に代入して整理すると、

となる。
【００４３】
またここで、上記ダイオードＤ１及びＤ２が同回路中に近接して設けられるとすると、上記順方向電圧ＶＦ１(25)及びＶＦ２(25)はＶＦ(25)として、また上記温度係数Ｋ１及びＫ２はＫとして、それぞれ同一の値にて表すことができるようになる。このため、上記（１１）式も、結局は

として表されるようになる。
【００４４】
ところで、上記ダイオードＤ１及びＤ２の順方向電圧ＶＦ１及びＶＦ２が負の温度特性を有していることは上述した通りであるが、同温度特性補償回路によれば、上記温度特性補償電圧Ｖ２に正の温度特性を持たせることもできる。
【００４５】
すなわち、上記帰還電流制御回路３及び出力電圧制御回路４を構成するダイオードＤ１及びＤ２が負の温度特性を有しているとはいえ、上記（７）式によるように、それらダイオードによる電圧降下分（右辺の第３項及び第４項）は互いに逆極性となっていることから、上記抵抗Ｒ３及びＲ４を
Ｒ３ ＞ Ｒ４ …（１３）
といった関係に設定することで、上記（１２）式の項
ＶＦ(25)｛１−Ｋ（Ｔ−２５）｝
にかかる「（Ｒ４／Ｒ３−１）」の部分が負の値になり、同項の温度係数−Ｋは正の値をとるようになる。
【００４６】
このように、同図１に例示した温度特性補償回路によれば、抵抗Ｒ３及びＲ４の設定により、正負の極性も含め、演算増幅器Ａを通じて出力される信号の温度特性を任意に変えることができるようになる。
【００４７】
また、同温度特性補償回路によれば、上記ダイオードと抵抗との直列回路からなる帰還電流制御回路３及び出力電圧制御回路４を通じて相当に広い範囲で上記負の温度特性を有する信号を生成することができるため、より幅広い温度範囲において且つより高い補償精度、補償能力を有して、各種素子や回路の温度特性を補償することができるようにもなる。
【００４８】
なお、同温度特性補償回路は、この図１に例示した構成に限られるものではなく、基本的には、
（ａ）温度に応じて降下電圧が変化する第１の電圧降下素子とこれに直列接続される第１の抵抗とを有して第１の温度特性を有する信号を生成する第１の信号生成回路。
（ｂ）同じく温度に応じて降下電圧が変化する第２の電圧降下素子とこれに直列接続される第２の抵抗とを有して第２の温度特性を有する信号を生成する第２の信号生成回路。
（ｃ）これら生成される第１及び第２の温度特性を有する信号に基づき所定の演算を実行して所望の温度特性を有する信号を生成する演算回路。
を具えるものであればよい。
【００４９】
すなわち、上記演算回路として例えば上記第１の温度特性を有する信号から上記第２の温度特性を有する信号を減算する減算回路を採用する場合であっても、それら第１及び第２の温度特性を有する信号の大小関係を通じて、上述と同様、正負の極性も含めて、その演算出力される信号の温度特性を任意に変えることができるようになる。もっとも、上記第１及び第２の信号生成回路の構成、或いは上記第１及び第２の温度特性を有する信号の極性によっては、加算回路や乗算回路、更には除算回路等、他の四則演算回路によって同演算回路を構成することもできる。
【００５０】
（第１実施形態）
図２に、こうした原理に基づき構成したこの発明にかかる磁電変換素子の駆動装置についてその第１の実施形態を示す。
【００５１】
この実施形態の駆動装置は、例えば前述したスロットル開度センサ（図１０）等の角度センサにあって、ホール素子から先の（２）式に示される態様で出力されるホール電圧ＶＨを処理する際、前記付与するオフセット電圧を通じてその温度に依存する出力変動を抑制する装置として構成されている。
【００５２】
はじめに、図２を参照して、同駆動装置の構成について説明する。
図２に示されるように、この駆動装置は、ホール素子１０に駆動信号を供給する駆動回路２０と、この駆動信号の供給によってホール素子１０から出力されるホール電圧ＶＨを処理する処理回路３０とを有して構成されている。
【００５３】
ここで、駆動回路２０は、その駆動信号として例えば定電流制御された信号をホール素子１０の端子ａ−ｂ間に供給する回路である。このときホール素子１０の端子ｃ−ｄ間からは通常、先の（２）式に示される態様で不平衡電圧が含まれるホール電圧ＶＨが出力されるようになる。
【００５４】
一方、処理回路３０は、該出力されるホール電圧ＶＨを増幅するなどしてこれを所要に処理する回路であり、具体的には、同図２に併せ示される以下の回路を有する構成となっている。
【００５５】
まず、上記ホール電圧ＶＨがそれぞれ非反転入力端子に入力される演算増幅器Ａ３１及びＡ３２と抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３とを有して構成されるバッファ回路３１は、同ホール電圧ＶＨを高入力インピーダンス受入してこれを安定化するための回路である。
【００５６】
このバッファ回路３１の出力は、抵抗Ｒ３４及びＲ３５と演算増幅器Ａ３３、並びにその帰還抵抗Ｒ３７と入力抵抗Ｒ３６とを有して構成される差動増幅回路３３に入力される。そして、この差動増幅された信号が、同角度センサのセンサ出力Ｖｏｕｔとして端子Ｔ３から出力されるようになる。なお、コンデンサＣ１及びＣ２は、端子Ｔ１及びＴ３に生じるノイズ、サージ等を除去するためのコンデンサである。
【００５７】
また同処理回路３０において、オフセット回路３２は、当該角度センサとしての所望の出力レンジを得るために、上記差動増幅されるバッファ回路３１の出力（ホール電圧ＶＨ）に対し先の図１２に示される態様でオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを付与する回路である。
【００５８】
ただしこのとき、周囲の温度条件によっては、先の（４）式に示されるような温度に依存した電圧変動ΔＶが生じ、同図１２に破線にて示されるような大きく異なったセンサ出力（出力電圧）Ｖｏｕｔが得られるようになる。
【００５９】
そこで、同実施形態の駆動装置にあっては、このオフセット回路３２として、図３に示すオフセット回路３２ａを採用することにより、該温度に依存した電圧変動ΔＶを除去するようにしている。
【００６０】
以下、この図３を併せ参照して、同第１の実施形態の駆動装置による温度特性補償構造について詳述する。
同図３に示されるように、このオフセット回路３２ａは、先の図１に例示した温度特性補償回路３２１と、抵抗Ｒ３２１及びＲ３２２の分圧回路によって構成されるオフセット電圧生成回路３２２、そして抵抗Ｒ３２３〜Ｒ３２６及び演算増幅器Ａ３２１によって構成される加算回路３２３を有して構成されている。
【００６１】
ここで、加算回路３２３は、上記オフセット電圧生成回路３２２を通じて生成されるオフセット電圧Ｖ３に上記温度特性補償回路３２１を通じて生成される温度特性補償電圧Ｖ２を加算する回路である。
【００６２】
したがってこの場合、
（１）オフセット電圧生成回路３２２では、そのオフセット電圧Ｖ３として、該角度センサとしての所望の出力レンジを得るための先の図１２に示されるようなオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを生成する。
（２）一方の温度特性補償回路３２１では、その温度特性補償電圧Ｖ２として、同図１２に一点鎖線にて付記するような負の温度特性を有する電圧「−ΔＶ」を生成する。
といった条件にてそれぞれ上記オフセット電圧Ｖ３並びに上記温度特性補償電圧Ｖ２を生成することで、同オフセット回路３２ａからは、そのオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ（＝Ｖ３＋Ｖ２）として、上記温度に依存した電圧変動ΔＶを相殺しうる電圧が生成出力されるようになる。
【００６３】
そしてこのため、同オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを基準電圧としてバッファ回路３１の出力（ホール電圧ＶＨ）を差動増幅する上記差動増幅回路３３からも、その出力Ｖｏｕｔとして、温度に依存しない高精度の角度情報が出力されるようになる。
【００６４】
なお上記温度特性補償回路３２１が、その抵抗Ｒ３及びＲ４の設定を通じて、正負の極性も含め、その温度特性補償電圧Ｖ２に任意の温度特性を持たせることのできる回路であることは、先の原理の説明において既述した通りである。
【００６５】
以上説明したように、同第１の実施形態にかかる磁電変換素子の駆動装置によれば、
（イ）先の（４）式に現れるような温度に依存した電圧変動ΔＶを的確に抑制して、より精度の高い角度情報を出力することができる。
（ロ）バッファ回路３１の後段のオフセット回路３２において温度特性の補償に基づく上記電圧補正を行うものであることから、同バッファ回路３１を構成する演算増幅器Ａ３１及びＡ３２の温度誤差も併せて除去することができる。
等々、優れた効果が奏せられるようになる。
【００６６】
（第２実施形態）
図４に、同原理に基づき構成したこの発明にかかる磁電変換素子の駆動装置の第２の実施形態を示す。
【００６７】
この第２の実施形態の駆動装置も、例えばスロットル開度センサ（図１０）等の角度センサにあって、ホール素子から先の（２）式に示される態様で出力されるホール電圧ＶＨを処理する際、前記付与するオフセット電圧を通じてその温度に依存する出力変動を抑制する装置として構成されている。
【００６８】
また、同実施形態の駆動装置にあっても、その駆動装置としての基本構成は図２に例示した第１の実施形態の駆動装置と同様であり、そのオフセット回路３２として、同図４に示されるオフセット回路３２ｂを採用していることのみが先の第１の実施形態にかかる駆動装置と相違する。
【００６９】
以下、この図４を参照して、同第２の実施形態の駆動装置による温度特性補償構造について詳述する。
同図４に示されるように、このオフセット回路３２ｂは、先の図１に例示した温度特性補償回路３２１と、抵抗Ｒ３２１及びＲ３２２の分圧回路によって構成されるオフセット電圧生成回路３２２、そして抵抗Ｒ３２７、Ｒ３２８及び演算増幅器Ａ３２２によって構成される減算回路３２４を有して構成されている。
【００７０】
ここで、減算回路３２４は、上記オフセット電圧生成回路３２２を通じて生成されるオフセット電圧Ｖ３から上記温度特性補償回路３２１を通じて生成される温度特性補償電圧Ｖ２を減算する回路である。
【００７１】
したがってこの場合には、
（１）オフセット電圧生成回路３２２では、そのオフセット電圧Ｖ３として、該角度センサとしての所望の出力レンジを得るための先の図１２に示されるようなオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを生成する。
（２）一方の温度特性補償回路３２１では、その温度特性補償電圧Ｖ２として、同図１２に破線にて付記するような正の温度特性を有する電圧「ΔＶ」を生成する。
といった条件にてそれぞれ上記オフセット電圧Ｖ３並びに上記温度特性補償電圧Ｖ２を生成することで、同オフセット回路３２ｂからは、そのオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ（＝Ｖ３−Ｖ２）として、前記温度に依存した電圧変動ΔＶを相殺しうる電圧が生成出力されるようになる。
【００７２】
そしてこのため、同オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを基準電圧としてバッファ回路３１の出力（ホール電圧ＶＨ）を差動増幅する前記差動増幅回路３３（図２）からも、その出力Ｖｏｕｔとして、温度に依存しない高精度の角度情報が出力されるようになる。
【００７３】
このように、同第２の実施形態にかかる磁電変換素子の駆動装置によっても、先の第１の実施形態にかかる駆動装置と同様、
（イ）先の（４）式に現れるような温度に依存した電圧変動ΔＶを的確に抑制して、より精度の高い角度情報を出力することができる。
（ロ）バッファ回路３１の後段のオフセット回路３２において温度特性の補償に基づく上記電圧補正を行うものであることから、同バッファ回路３１を構成する演算増幅器Ａ３１及びＡ３２の温度誤差も併せて除去することができる。
等々の優れた効果が奏せられるようになる。
【００７４】
（第３実施形態）
図５に、これも上述の原理に基づき構成したこの発明にかかる磁電変換素子の駆動装置の第３の実施形態を示す。
【００７５】
この第３の実施形態の駆動装置も、上記第１及び第２の実施形態の駆動装置と同様、例えばスロットル開度センサ（図１０）等の角度センサにあって、ホール素子から先の（２）式に示される態様で出力されるホール電圧ＶＨを処理する際、前記付与するオフセット電圧を通じてその温度に依存する出力変動を抑制する装置として構成されている。
【００７６】
また、同実施形態の駆動装置にあっても、その駆動装置としての基本構成は図２に例示した第１の実施形態の駆動装置と同様であり、そのオフセット回路３２として、同図５に示されるオフセット回路３２ｃを採用していることのみが先の第１或いは第２の実施形態にかかる駆動装置と相違する。
【００７７】
以下、この図５を参照して、同第３の実施形態の駆動装置による温度特性補償構造について詳述する。
同図５に示されるように、このオフセット回路３２ｃにあって、温度特性補償回路３２１’は、ダイオードＤ３及び抵抗Ｒ５の直列回路と抵抗６との分圧回路からなって負の第１の温度特性を有する電圧Ｖ４を生成する第１の信号生成回路、同じくダイオードＤ４及び抵抗Ｒ７の直列回路と抵抗８との分圧回路からなって負の第２の温度特性を有する電圧Ｖ５を生成する第２の信号生成回路、そして抵抗Ｒ９〜Ｒ１１と共にこれら電圧Ｖ４から電圧Ｖ５を減算する減算回路を構成する演算増幅器Ａ３２４とによって構成されている。
【００７８】
先の原理の説明でも触れたように、こうした構成にあっても、上記第１の温度特性を有する電圧Ｖ４から上記第２の温度特性を有する電圧Ｖ５を減算することで、それら電圧Ｖ４及びＶ５の大小関係を通じて、先の図１に例示した温度特性補償回路（温度特性補償回路３２１）と同様、正負の極性も含めて、その演算出力される電圧（Ｖ４−Ｖ５）の温度特性を任意に変えることはできる。
【００７９】
一方、同オフセット回路３２ｃにあって、抵抗Ｒ３２１及びＲ３２２の分圧回路によって構成されるオフセット電圧生成回路３２２は、これまでの実施形態と同様、オフセット電圧Ｖ３を生成する回路であり、電流の逆流阻止用のバッファ回路を構成する演算増幅器Ａ３２３も含めて上記演算増幅器Ａ３２４は、加減算回路３２５をも併せて構成する。
【００８０】
すなわち、同オフセット回路３２ｃにあっては、そのオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、「Ｖ３＋Ｖ４−Ｖ５」といった電圧が上記加減算回路３２５を通じて生成出力されるようになる。
【００８１】
したがってこの場合、
（１）オフセット電圧生成回路３２２では、そのオフセット電圧Ｖ３として、該角度センサとしての所望の出力レンジを得るための先の図１２に示されるようなオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを生成する。
（２）一方の温度特性補償回路３２１’では、その温度特性補償電圧「Ｖ４−Ｖ５」として、同図１２に一点鎖線にて付記するような負の温度特性を有する電圧「−ΔＶ」を生成する。
といった条件にてそれぞれ上記オフセット電圧Ｖ３並びに上記温度特性補償電圧「Ｖ４−Ｖ５」を生成することで、同オフセット回路３２ｃからは、そのオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ（＝Ｖ３＋Ｖ４−Ｖ５）として、この場合も前記温度に依存した電圧変動ΔＶを相殺しうる電圧が生成出力されるようになる。
【００８２】
そしてこのため、同オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを基準電圧としてバッファ回路３１の出力（ホール電圧ＶＨ）を差動増幅する前記差動増幅回路３３（図２）からも、その出力Ｖｏｕｔとして、温度に依存しない高精度の角度情報が出力されるようになる。
【００８３】
なお、上記温度特性補償回路３２１’にあって、上記第１及び第２の信号生成回路の構成、或いは上記第１及び第２の温度特性を有する電圧Ｖ４、Ｖ５の極性によっては、上記減算回路に代え、加算回路や乗算回路、更には除算回路等の演算回路も適宜採用することができることは前述した。
【００８４】
このように、同第３の実施形態にかかる磁電変換素子の駆動装置によっても、先の第１或いは第２の実施形態にかかる駆動装置と同様、
（イ）先の（４）式に現れるような温度に依存した電圧変動ΔＶを的確に抑制して、より精度の高い角度情報を出力することができる。
（ロ）バッファ回路３１の後段のオフセット回路３２において温度特性の補償に基づく上記電圧補正を行うものであることから、同バッファ回路３１を構成する演算増幅器Ａ３１及びＡ３２の温度誤差も併せて除去することができる。
等々の優れた効果が奏せられるようになる。
【００８５】
なお、この第３の実施形態にあって、上記オフセット回路３２ｃにおける電流逆流阻止用バッファ回路（演算増幅器Ａ３２３）は、先の第１の実施形態のオフセット回路３２ａに用いられている抵抗Ｒ３２４に代えることもできる。また逆に、先の第１の実施形態のオフセット回路３２ａに用いられている抵抗Ｒ３２４をこのバッファ回路（演算増幅器Ａ３２３）に代えることもできる。回路規模の縮小を図る意味では抵抗が有利であるが、電流の逆流阻止機能を確実ならしめる意味ではこのバッファ回路が有利となる。
【００８６】
（第４実施形態）
図６に、同じく上述の原理に基づき構成したこの発明にかかる磁電変換素子の駆動装置の第４の実施形態を示す。
【００８７】
この実施形態の駆動装置は、例えばスロットル開度センサ（図１０）等の角度センサにあって、ホール素子から先の（２）式に示される態様で出力されるホール電圧ＶＨを処理する際、前記オフセット電圧ではなく、差動増幅出力を通じてその温度に依存する出力変動を抑制する装置として構成されている。
【００８８】
図２に示した第１の実施形態にかかる駆動装置の構成と一部重複するも、はじめに、図６を参照して、同第４の実施形態にかかる駆動装置の構成について説明する。
【００８９】
図６に示されるように、この駆動装置は、ホール素子１０に駆動信号を供給する駆動回路２０と、この駆動信号の供給によってホール素子１０から出力されるホール電圧ＶＨを処理する処理回路３０、そしてその処理された出力電圧を更に補正する出力補正回路４０を有して構成されている。
【００９０】
ここで、駆動回路２０は、その駆動信号として例えば定電流制御された信号をホール素子１０の端子ａ−ｂ間に供給する回路であり、このときホール素子１０の端子ｃ−ｄ間からは通常、先の（２）式に示される態様で不平衡電圧が含まれるホール電圧ＶＨが出力されるようになることは前述した通りである。
【００９１】
一方、処理回路３０は、該出力されるホール電圧ＶＨを増幅するなどしてこれを所要に処理する回路であり、具体的には、同図６に併せ示される以下の回路を有する構成となっている。
【００９２】
まず、上記ホール電圧ＶＨがそれぞれ非反転入力端子に入力される演算増幅器Ａ３１及びＡ３２と抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３とを有して構成されるバッファ回路３１は、同ホール電圧ＶＨを高入力インピーダンス受入してこれを安定化するための回路である。
【００９３】
このバッファ回路３１の出力は、抵抗Ｒ３４及びＲ３５と演算増幅器Ａ３３、並びにその帰還抵抗Ｒ３７と入力抵抗Ｒ３６とを有して構成される差動増幅回路３３に入力される。そして、この差動増幅された信号が、同角度センサのセンサ出力Ｖｏｕｔとして端子Ｔ３から一旦出力され、後に詳述する出力補正回路４０に入力されるようになる。なおここでも、コンデンサＣ１及びＣ２は、端子Ｔ１及びＴ３に生じるノイズ、サージ等を除去するためのコンデンサである。
【００９４】
また同処理回路３０において、オフセット回路３２は、当該角度センサとしての所望の出力レンジを得るために、上記差動増幅されるバッファ回路３１の出力（ホール電圧ＶＨ）に対し先の図１２に示される態様でオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを付与する回路である。ここでは、抵抗Ｒ３２１及びＲ３２２の分圧回路からなるオフセット電圧生成部と、電流の逆流阻止用のバッファ回路を構成する演算増幅器Ａ３４とを具える構成となっている。
【００９５】
ところで前述のように、上記ホール電圧ＶＨに先の（２）式に示される態様で不平衡電圧が含まれる場合、上記差動増幅されたセンサ出力Ｖｏｕｔには、先の（４）式に示されるような温度に依存した電圧変動ΔＶが生じ、ひいては同出力Ｖｏｕｔとして、先の図１２に破線にて示されるような大きく異なった値が得られるようになる。
【００９６】
そこで、同実施形態の駆動装置にあっては、上記出力補正回路４０として図７に例示する回路を採用することにより、該温度に依存した電圧変動ΔＶを除去するようにしている。
【００９７】
以下、この図７を併せ参照して、同第４の実施形態の駆動装置による温度特性補償構造について詳述する。
同図７に示されるように、この出力補正回路４０は、先の図１に例示した温度特性補償回路４１と、電流の逆流阻止用のバッファ回路を構成する演算増幅器Ａ４１、そして抵抗Ｒ４１〜Ｒ４４及び演算増幅器Ａ４２によって構成される加算回路４２を有して構成されている。
【００９８】
ここで、加算回路４２は、上記処理回路３０による出力電圧Ｖｏｕｔに上記温度特性補償回路４１を通じて生成される温度特性補償電圧Ｖ２を加算する回路である。
【００９９】
したがってこの場合、
・温度特性補償回路４１では、その温度特性補償電圧Ｖ２として、図１２に一点鎖線にて付記するような負の温度特性を有する電圧「−ΔＶ」を生成する。
といった条件にて上記温度特性補償電圧Ｖ２を生成することで、同出力補正回路４０からは、その出力補正電圧Ｖｏｕｔ’（＝Ｖｏｕｔ＋Ｖ２）として、上記温度に依存した電圧変動ΔＶの相殺された電圧が生成出力されるようになる。
【０１００】
すなわちこの場合も、出力補正回路４０からは、その出力補正電圧Ｖｏｕｔ’として温度に依存しない高精度の角度情報が出力されるようになる。
なお上記温度特性補償回路４１も、その抵抗Ｒ３及びＲ４の設定を通じて、正負の極性も含め、その温度特性補償電圧Ｖ２に任意の温度特性を持たせることのできる回路であることは、先の原理の説明において既述した通りである。
【０１０１】
以上説明したように、同第４の実施形態にかかる磁電変換素子の駆動装置によっても、
（イ）先の（４）式に現れるような温度に依存した電圧変動ΔＶを的確に抑制して、より精度の高い角度情報を出力することができる。
（ロ’）処理回路３０の後段の出力補正回路４０において温度特性の補償に基づく上記電圧補正を行うものであることから、バッファ回路３１を構成する演算増幅器Ａ３１及びＡ３２や差動増幅回路３３を構成する演算増幅器Ａ３３の温度誤差も併せて除去することができる。
等々、優れた効果が奏せられるようになる。
【０１０２】
なお、同第４の実施形態において、出力補正回路４０に採用する温度特性補償回路や演算回路は上記温度特性補償回路４１や加算回路４２に限られることなく任意であり、他に例えば先の第２の実施形態に準じた減算回路、或いは先の第３の実施形態に準じた温度特性補償回路並びに加減算回路なども適宜採用することができる。
【０１０３】
（第５実施形態）
ところで、先の図１０に例示したスロットル開度センサ等の角度センサにあっては、そのホール素子１０及び磁石１２が通常、負の温度特性を持つことから、周囲の温度に応じてその駆動条件が変化し、上記出力されるホール電圧ＶＨにもそれら温度特性に応じた変動が来たすようになる。
【０１０４】
因みにこうした変動は、先の（２）式における右辺第１項、すなわち（１）式として示した電圧成分に対して生じるものであり、同変動は通常、先の図１１における角度θ＝０を中心としたホール電圧出力特性の傾きの変化、すなわち感度変化として現れる。そして勿論、ホール電圧ＶＨにこのような感度変化が来たす場合、その処理信号である信号Ｖｏｕｔの信頼性も自ずと低いものとなる。
【０１０５】
そこで、この発明にかかる磁電変換素子の駆動装置の第５の実施形態として、ホール素子のこうした感度変化をも併せて抑制することのできる駆動装置を図８に示す。
【０１０６】
はじめに、同第５の実施形態の駆動装置について、図８に基づき、その構成を説明する。
同図８に示されるように、この駆動装置は、ホール素子１０の駆動回路２０として、先の図１に例示した温度特性補償回路２１と、その温度特性補償電圧Ｖ２が非反転入力端子に加えられる演算増幅器Ａ２１及びホール素子１０に直列に接続される抵抗Ｒ２１を有して同ホール素子１０に供給する駆動信号を定電流制御する定電流制御回路２２とを具える構成となっている。
【０１０７】
定電流制御回路２２では、抵抗Ｒ２１の電圧降下と上記温度特性補償電圧Ｖ２との比較のもとに、同抵抗Ｒ２１の電圧降下が一定となるよう、ホール素子１０に印加される電圧を制御する。この結果ホール素子１０には、その駆動電流Ｉとして、
Ｉ ＝ （Ｖ２／Ｒ２１） …（１４）
なる一定の電流が供給されるようになる。
【０１０８】
一方、同駆動装置において、ホール素子１０から出力されるホール電圧ＶＨを増幅するなどしてこれを所要に処理する処理回路３０は、先の第１〜第４の実施形態として例示した何れかの回路として構成されている。
【０１０９】
したがって、先の（２）式、或いは（４）式に現れるホール素子１０の不平衡電圧に起因する電圧変動分は、該処理回路３０（或いは処理回路３０＋出力補正回路４０）を通じて好適に相殺されるようになる。
【０１１０】
図９は、上記駆動回路２０によるホール電圧ＶＨの感度補償態様を示したものであり、次に、同図９を併せ参照して、この第５の実施形態の駆動装置としてのホール電圧ＶＨの感度補償構造について更に詳述する。
【０１１１】
ホール素子１０及び磁石１２（図１０参照）が負の温度特性を有していることは上述した。すなわち、先の（１）式に示されるホール素子１０の感度ＫＨ及び内部抵抗Ｒｄ、更には磁石１２の磁束密度Ｂは、温度が高くなるにつれて低い値を示すようになる。
【０１１２】
また、ホール素子１０の出力であるホール電圧ＶＨは、同（１）式に示されるように、上記駆動電流Ｉに比例する。
したがって、ホール素子１０及び磁石１２の上記負の温度特性を補償するためには、上記駆動電流Ｉすなわち上記温度特性補償電圧Ｖ２に、これとは逆の正の温度特性を持たせればよいことになる。
【０１１３】
そして、上記温度特性補償回路２１にあっては、その抵抗Ｒ３及びＲ４を先の（１３）式に示される如く、
Ｒ３ ＞ Ｒ４
といった関係に設定することで、該温度特性補償電圧Ｖ２に正の温度特性を持たせることができるようになることも、先の原理の説明において既述した。
【０１１４】
さて、図９に示されるように、ホール素子１０の感度ＫＨ及び内部抵抗Ｒｄが特性線Ｌ１のような負の温度特性を示し、磁石１２の磁束密度Ｂが特性線Ｌ２のような同じく負の温度特性を示すとすると、ホール素子１０と磁石１２とでは、それらが合成された特性として、特性線Ｌ３のような温度特性（感度）を示すようになる。
【０１１５】
ホール素子１０と磁石１２とのこうした負の温度特性に対し、温度特性補償回路２１では、抵抗Ｒ３及びＲ４を先の（１３）式の関係に設定するとともに、同抵抗Ｒ３及びＲ４の比の大きさを通じて、更には先の（１２）式に含まれる
（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））
といった関係を通じて、同図９に特性線Ｌ４として示されるような正の温度特性を、上記温度特性補償電圧Ｖ２（駆動電流Ｉ）に持たせるようにする。
【０１１６】
その結果、ホール素子１０から出力されるホール電圧ＶＨは、その温度特性が同図９に特性線Ｌ５として示される態様で補正されるようになり、周囲温度の如何なる変化に対しても、常に適正な値（感度）を示すようになる。
【０１１７】
このように、同第５の実施形態にかかる磁電変換素子の駆動装置によれば、上記第１〜第４の実施形態の駆動装置による前記（イ）、（ロ）、或いは（ロ’）として示した効果に更に加えて、
（ハ）ホール素子や磁石の温度特性（感度特性）も好適に補償される。
（ニ）しかも、その感度の補償量（図９の特性線Ｌ４の傾き）を、温度特性補償回路２１における抵抗比「Ｒ４／Ｒ３」に応じて、或いは分圧比「Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）」に応じて任意に設定することができため、ホール素子や磁石の温度特性に如何なるばらつきがあったとしても、それらばらつきに容易に対処することができる。
等々の効果も併せ奏せられるようになる。
【０１１８】
なお、同第５の実施形態にあっては、上記温度特性補償回路２１を通じてホール素子や磁石の温度特性（感度特性）を補償することとしたが、こうした温度特性補償回路としては他に、先の第３の実施形態のオフセット回路３２ｃに用いられている温度特性補償回路３２１’に準じた構成のものなども適宜採用することができる。
【０１１９】
ところで、これら第１〜第５の実施形態の駆動装置としての上記構成によれば、駆動回路２０及び処理回路３０を含めてこれを１個のモノシリックＩＣとして実現することも容易である。
【０１２０】
そして、同駆動装置をこうしたモノシリックＩＣとして構成する場合には、上記各温度特性補償回路を構成する抵抗Ｒ１〜Ｒ４（図３、図４、図７、図８）、或いは抵抗Ｒ５〜Ｒ８（図５）についてこれらを可変抵抗、より望ましくはトリミング抵抗として構成することによって、それら抵抗値の微調整が可能となり、ひいては上記所望の温度特性を実現する上での微調整等も容易となる。
【０１２１】
また、上記各実施形態の駆動装置をこうしてＩＣ化することにより、例えばダイオードＤ１及びＤ２なども同ＩＣ中に自ずと近接して設けられることとなり、前記（１２）式への変換、すなわち
・順方向電圧ＶＦ１(25)及びＶＦ２(25)をＶＦ(25)とする。
・温度係数Ｋ１及びＫ２をＫとする。
として同一化したことが意味を持つようになる。
【０１２２】
また、ダイオードＤ１及びＤ２、或いはダイオードＤ３及びＤ４は、単に同一特性というだけではなく、半導体装置としての製造プロセスを通じて物性的にも高精度に管理されるため、製品間のばらつきも極めて少ないものとなる。すなわち、駆動対象となるホール素子や磁石自体が負の一定の温度特性を有するものであれば、製品によらずに、極めて高い精度で上述した温度特性補償機能が維持されるようにもなる。
【０１２３】
なお、上記各実施形態においては、ダイオードＤ１及びＤ２、或いはダイオードＤ３及びＤ４の順方向電圧を利用して温度特性の補償を行うこととしたが、これら温度特性を補償するために使用することのできる素子はダイオードには限られない。
【０１２４】
すなわち、温度に応じて降下電圧が変化する電圧降下素子であればよく、上記ダイオードに代えて適宜のトランジスタを用いることもできる。
例えばＮＰＮ接合されるトランジスタにあっては、そのベース−エミッタ間の電圧（ＶBE）が、それらダイオードの順方向電圧ＶＦと同様、温度に応じて降下電圧が変化する。このため、同トランジスタのベース−エミッタ間電圧を利用して上記温度特性の補償を行う構成とすることもできる。
【０１２５】
また、上記各実施形態では便宜上、スロットル開度センサ等の角度センサに対してこの発明にかかる駆動装置を適用する場合について示したが、同駆動装置が、ホール素子や磁気抵抗効果素子等の磁電変換素子を駆動して且つその得られる電気信号を所要に処理する装置の全てに適用できるものであることは云うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の温度特性補償回路の原理構成を示す回路図。
【図２】ホール素子の駆動装置の第１の実施形態を示すブロック図。
【図３】同実施形態のオフセット回路の構成を示す回路図。
【図４】ホール素子の駆動装置の第２の実施形態を示す回路図。
【図５】ホール素子の駆動装置の第３の実施形態を示す回路図。
【図６】ホール素子の駆動装置の第４の実施形態を示すブロック図。
【図７】同実施形態の出力補正回路の構成を示す回路図。
【図８】ホール素子の駆動装置の第５の実施形態を示す回路図。
【図９】同実施形態の回路による感度補償態様を示すグラフ。
【図１０】ホール素子によるスロットル開度の検出原理を示す略図。
【図１１】同検出原理におけるホール素子の出力特性を示すグラフ。
【図１２】同じくホール電圧処理回路の出力特性を示すグラフ。
【符号の説明】
１…分圧回路、２…帰還増幅回路、３…帰還電流制御回路、４…出力電圧制御回路、１０…ホール素子、１１…ロータ、１２…磁石（永久磁石）、２０…駆動回路、２１…温度特性補償回路、２２…定電流制御回路、３０…信号処理回路、３１…バッファ回路、３２、３２ａ、３２ｂ、３２ｃ…オフセット回路、３２１、３２１’…温度特性補償回路、３２２…オフセット電圧生成回路（分圧回路）、３２３…加算回路、３２４…減算回路、３２５…加減算回路、３３…差動増幅回路、４０…出力補正回路、４１…温度特性補償回路、４２…加算回路、Ｔ１〜Ｔ４…端子、Ａ、Ａ２１、Ａ３１〜Ａ３４、Ａ３２１〜Ａ３２４、Ａ４１〜Ａ４２…演算増幅器、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４…ダイオード、Ｒ１〜Ｒ１１、Ｒ２１、Ｒ３１〜Ｒ３７、Ｒ３２１〜Ｒ３２８、Ｒ４１〜Ｒ４４…抵抗。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a temperature characteristic compensation circuit that electrically compensates for temperature characteristics of various elements and circuits, and a magnetoelectric conversion element that corrects an unbalanced voltage generated in a magnetoelectric conversion element such as a Hall element using the temperature characteristic compensation circuit. The present invention relates to a driving device.
[0002]
[Prior art]
For example, as a throttle opening sensor for an in-vehicle internal combustion engine, a sensor that detects the throttle opening in a non-contact manner based on the Hall effect is known. FIG. 10 shows an outline of an example of a throttle opening sensor using the Hall effect.
[0003]
That is, in the throttle opening sensor, a concentric cylindrical permanent magnet 12 magnetized in a direction perpendicular to the rotation axis of the rotor 11 rotating in conjunction with the rotation axis of a throttle valve (not shown). The Hall element 10 for detecting the magnetic field direction of the permanent magnet 12 is disposed in the hollow portion of the permanent magnet 12 in parallel to the plane along the rotation axis of the rotor 11 and symmetrically about the rotation axis. Is done.
[0004]
Then, as the throttle valve rotates, the permanent magnet 12 rotates around the Hall element 10 in the manner shown in FIG. 10 to change the magnetic field direction with respect to the magnetic sensitive surface of the Hall element 10, and the changed angle θ. The electrical signal corresponding to

In this way, the signal is output from the Hall element 10.
[0005]
Here, the value VA is a constant corresponding to the value “KH · B · Rd · I”, and as shown in FIG. 11, the rotor 11 moves from “−90 (= θ)” to “+90 (= θ). ) ”, The Hall voltage VH continuously changes on the sine wave from“ −VA ”to“ + VA ”. In the equation (1), KH is the sensitivity of the Hall element 10, B is the magnetic flux density of the magnet 12, Rd is the internal resistance of the Hall element 10, and I is the drive current of the Hall element 10. .
[0006]
The throttle opening sensor processes the Hall voltage VH output from the Hall element 10 in such a manner as necessary, and outputs an electrical signal corresponding to the opening of the throttle valve.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, although the Hall voltage VH is output in principle from the above-mentioned formula (1) from the Hall element, an unbalanced voltage (drift) depending on temperature is actually generated.
[0008]
This unbalanced voltage usually appears as a parallel voltage with respect to the voltage of the formula (1). If the characteristic indicated by the solid line in FIG. 11 is the Hall voltage output characteristic at 25 ° C., for example, 80 ° C., for example. The Hall voltage output characteristic at is the characteristic shown by the broken line in FIG. That is, assuming that the temperature difference (80 ° C.−25 ° C.) is Δt, the actual Hall voltage VH is
VH = VA · sin θ + VHO · Δt (2)
It will be output in the form of Here, the value VHO is the Hall voltage VH when the angle θ is 0 degree.
[0009]
Usually, since the Hall voltage VH is amplified and outputted through the signal processing circuit, the unbalanced voltage VHO · Δt is also amplified, and the output error depending on the temperature cannot be ignored.
[0010]
That is, when the output voltage by the signal processing circuit is Vout, the amplification factor by the circuit is G, and the offset voltage applied to obtain a desired output range in the circuit is Voffset, for example, output at 25 ° C. Vout (25) is
Vout (25) = VH × G + Voffset (3)
If the characteristic shown by the solid line in FIG. 12 is obtained, for example, the output Vout (80) at 80 ° C. is

Thus, as shown by the broken line in FIG. 12, the output characteristics at 25 ° C. are greatly different.
[0011]
Conventionally, in order to suppress such output fluctuations depending on temperature,
(I) A sensitivity adjustment unit is provided on the drive circuit side of the Hall element, and an offset adjustment unit having a temperature gradient setting function using two resistors is provided on the signal processing circuit side (see, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 6-74975).
(Ii) A constant current circuit is provided on the drive circuit side of the Hall element, and a temperature compensation means is provided on the signal processing circuit side to unbalance a part of the resistance of the differential amplifier stage (for example, Japanese Patent Laid-Open No. 58-58). 19506).
(Iii) A constant current circuit is provided on the drive circuit side of the Hall element, and a two-stage offset setting circuit is provided on the signal processing circuit side so as to cope with any of the positive and negative DC offset temperature characteristics ( For example, refer to JP-A-3-170073.
Etc. have been proposed.
[0012]
However, since all of them perform compensation of the above temperature characteristics only by resistance, they cannot cope with a wide temperature range, and their compensation accuracy and compensation capability are naturally low. .
[0013]
The present invention has been made in view of such circumstances, and a temperature characteristic compensation circuit capable of compensating temperature characteristics of various elements and circuits in a wider temperature range and having higher compensation accuracy and compensation capability. The purpose is to provide.
[0014]
In addition, the present invention provides a magnetoelectric conversion element that can more accurately suppress fluctuations in output depending on the temperature in obtaining an electric signal corresponding to the strength of the magnetic field using the magnetoelectric conversion element such as the Hall element. An object is to provide a drive device.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve these objects, the present invention as described in claim 1,
(A) A first signal generator that has a first voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a first resistor connected in series to the first voltage drop element, and generates a signal having a first temperature characteristic. circuit.
(B) A second signal that has a second voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a second resistor connected in series to the second voltage drop element and generates a signal having a second temperature characteristic. Generation circuit.
(C) An arithmetic circuit that performs a predetermined calculation based on the generated signals having the first and second temperature characteristics to generate a signal having a desired temperature characteristic.
Are provided to constitute a temperature characteristic compensation circuit.
[0016]
Here, according to the first and second signal generation circuits, through the series circuit of the voltage drop element such as a diode and the resistor, the temperature characteristics are the same, but the first or second signal generation circuit is considerably wide. A signal having a temperature characteristic of 2 can be generated.
[0017]
  For this reason, such a configuration as a temperature characteristic compensation circuit that executes predetermined calculations such as feedback amplification calculation and four arithmetic calculations through the above calculation circuit based on the generated signals having the first and second temperature characteristics. Accordingly, it becomes possible to generate a signal having an arbitrary positive and negative temperature characteristic with high accuracy under any temperature condition. That is, according to the temperature characteristic compensation circuit, the temperature characteristics of various elements and circuits can be compensated in a wider temperature range and with higher compensation accuracy and compensation capability.
In particular, in the first aspect of the invention, as the temperature characteristic compensation circuit,
(C1) The arithmetic circuit is a feedback amplifier circuit that feedback-amplifies a reference voltage.
(A1) In the first signal generation circuit, the first voltage drop element and a first resistor connected in series to the first voltage drop element are connected to a feedback path of the feedback amplifier circuit, and a current flowing through the feedback path is obtained. It is a feedback current control circuit to control.
(B1) In the second signal generation circuit, the second voltage drop element and a second resistor connected in series to the second voltage drop element are arranged in a feedback path of the feedback amplifier circuit, and It is an output voltage control circuit for controlling the output voltage.
The configuration is adopted.
Incidentally, a signal having a negative temperature characteristic is usually generated from the first and second signal generation circuits having a voltage drop element such as a diode.
For this reason, in the feedback amplifier circuit in which the output voltage control circuit is disposed in the feedback path, the reference voltage is stabilized to a required level through voltage control by the output voltage control circuit as its output. A signal is generated, but the generated signal usually also has a negative temperature characteristic.
However, if the feedback current control circuit is further connected to the feedback path of the feedback amplifier circuit as in the above configuration of the invention of claim 1, the currents by the feedback current control circuit and the output voltage control circuit, Through the voltage control amount, it is possible to arbitrarily change the temperature characteristics of the signal generated as the output of the feedback amplifier circuit including the positive and negative polarities. For example, the first resistor and the second resistor are

Resistance value of the first resistor > Resistance value of the second resistor

If this relationship is set, the output of the feedback amplifier circuit can have a positive temperature characteristic.
[0018]
In this configuration as the temperature characteristic compensation circuit, according to the invention of claim 2,
-At least one of said 1st and 2nd resistance consists of variable resistance.
With such a configuration, the generation of the signal having the desired temperature characteristic is performed more flexibly, the degree of freedom is increased, and the fine adjustment for realizing the desired temperature characteristic is easy. Become.
[0019]
According to the invention of claim 3,
The variable resistor is a trimming resistor.
With such a configuration, for example, even when the main part of the temperature characteristic compensation circuit is formed as a semiconductor chip as a monolithic IC, it is possible to finely adjust the temperature characteristic according to the second aspect of the invention.
[0026]
  On the other hand, in the present invention, the claims4As described in
(A) A drive circuit that supplies a drive signal to a magnetoelectric transducer that outputs an electrical signal corresponding to the strength of the magnetic field.
(B) An amplifier circuit that amplifies the electrical signal output from the magnetoelectric conversion element as required based on the supply of the drive signal.
(C) A predetermined offset voltage is applied to the amplified output signal of the magnetoelectric transducer, and (a) a first voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a first voltage drop element connected in series to this. A first signal generation circuit for generating a signal having a first temperature characteristic and (b) a second voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature, and A second signal generating circuit having a second resistor connected in series to generate a signal having a second temperature characteristic; and (c) having the generated first and second temperature characteristics. A temperature characteristic compensation circuit including a calculation circuit that performs a predetermined calculation based on the signal to generate a signal having a desired temperature characteristic, and the predetermined offset voltage to be applied is generated at the desired temperature Offset compensated by characteristic signal Road.
Or claim each5As described in
(A) A drive circuit that supplies a drive signal to a magnetoelectric transducer that outputs an electrical signal corresponding to the strength of the magnetic field.
(B) An amplifier circuit that amplifies the electrical signal output from the magnetoelectric conversion element as required based on the supply of the drive signal.
(C ′) An offset circuit for applying a predetermined offset voltage to the output signal of the amplified magnetoelectric transducer.
(D) (a) a first voltage drop element that changes in voltage according to temperature and a first resistor connected in series to the first voltage drop element that generates a signal having a first temperature characteristic; And (b) a signal having a second temperature characteristic having a second voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a second resistor connected in series to the second voltage drop element. A second signal generation circuit to be generated; and (c) an arithmetic circuit that performs a predetermined calculation based on the generated signals having the first and second temperature characteristics to generate a signal having a desired temperature characteristic. And an output correction circuit for correcting the amplified output signal of the magnetoelectric conversion element by the generated signal having a desired temperature characteristic.
And a magnetoelectric transducer drive device.
[0027]
In this way, whether it is an offset circuit or an output correction circuit, the temperature characteristic compensation circuit is provided on the circuit side that processes the electrical signal output from the magnetoelectric conversion element. The output voltage (Vout) can be given temperature characteristics such as “−ΔV” as described in (1).
[0028]
In addition, as described above, this temperature characteristic compensation circuit is a circuit that can compensate for the temperature characteristics of various elements and circuits in a wider temperature range and with higher compensation accuracy and compensation capability. This also makes it possible to more accurately suppress fluctuations depending on the temperature of the output voltage (Vout).
[0029]
  In this case, the temperature error of the amplifier or the like constituting the signal processing circuit can be corrected together. In this sense, the temperature characteristic compensation circuit is provided at a later stage.5The configuration of the described invention is more advantageous.
Further, in the inventions according to claims 4 and 5, as a temperature characteristic compensation circuit applied to the driving device for the magnetoelectric conversion element,
(C1) The arithmetic circuit is a feedback amplifier circuit that feedback-amplifies a reference voltage. (A1) The first signal generation circuit includes a first voltage drop element and a first voltage connected in series to the first voltage drop element. A resistor is connected to a feedback path of the feedback amplifier circuit to control a current flowing through the feedback path, and (b2) the second signal generation circuit includes the second voltage drop element and A second resistor connected in series to this is an output voltage control circuit arranged in the feedback path of the feedback amplifier circuit to control the output voltage of the feedback amplifier circuit.
Therefore, it is possible to arbitrarily change the temperature characteristics of a signal to be calculated and output, including positive and negative polarities.
[0030]
  Still further, in such a magnetoelectric transducer driving apparatus,6According to the described invention,
(A1) The drive circuit also includes a temperature characteristic compensation circuit that compensates for the temperature characteristic of the magnetoelectric transducer.
According to the configuration, the sensitivity characteristic depending on the temperature of the magnetoelectric conversion element can be compensated in advance through the drive circuit, and the temperature compensation accuracy and temperature compensation capability as a drive device for the magnetoelectric conversion element can be improved. It can be further increased.
[0031]
  And claims7According to the described invention,
(A11) The temperature characteristic compensation circuit of the drive circuit also includes (a) a first voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature, and a first resistor connected in series to the first voltage drop element. A first signal generation circuit for generating a signal having temperature characteristics; and (b) a second voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature, and a second resistor connected in series to the second voltage drop element. A second signal generation circuit for generating a signal having a second temperature characteristic; and (c) a predetermined temperature based on the generated signals having the first and second temperature characteristics to obtain a desired temperature. And an arithmetic circuit for generating a signal having characteristics.
According to the above configuration, sensitivity compensation depending on the temperature of the magnetoelectric conversion element can also compensate for temperature characteristics of various elements and circuits in the wider temperature range described above and with higher compensation accuracy and compensation capability. This is done through the temperature characteristic compensation circuit, and more accurate sensitivity compensation is realized.
[0032]
  Further, in the drive device for these magnetoelectric conversion elements,8According to the described invention,
The magnetoelectric conversion element is placed in a magnetic field whose magnetic flux direction changes according to the operation angle of the detected member, and the amplifier circuit outputs angle information of the detected member output from the magnetoelectric conversion element. Is amplified and output.
With such a configuration, it becomes possible to generate and output an extremely accurate angle detection signal that does not depend on temperature as an angle sensor such as the throttle opening sensor described above.
[0033]
  And even in the drive device of these magnetoelectric conversion elements,9According to the described invention,
-At least one of said 1st and 2nd resistance in the said temperature characteristic compensation circuit consists of variable resistance.
According to the above configuration, the degree of freedom regarding the temperature compensation is increased in accordance with the invention described in the second aspect, and fine adjustment for realizing a desired temperature characteristic is facilitated.0According to the described invention,
The variable resistor is a trimming resistor.
According to the above configuration, in accordance with the third aspect of the present invention, for example, even when the main part of the drive device is formed as a semiconductor chip as a monolithic IC, such temperature characteristics can be finely adjusted.
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
First, the temperature characteristic compensation principle of the temperature characteristic compensation circuit according to the present invention will be described with reference to FIG.
[0036]
In the temperature characteristic compensation circuit illustrated in FIG. 1, a voltage dividing circuit 1 including a series circuit of a resistor R1 and a resistor R2 is a circuit that divides a power supply voltage Vcc as necessary to generate a reference voltage V1. The generated reference voltage V1 is applied to the non-inverting input terminal (+ terminal) of the operational amplifier A.
[0037]
The operational amplifier A to which the reference voltage V1 is applied constitutes a feedback amplifier circuit 2 that outputs the temperature characteristic compensation voltage V2 in the temperature characteristic compensation circuit.
The feedback amplifier circuit 2 has a feedback current control circuit 3 composed of a series circuit of a resistor R3 and a diode D1 connected to a feedback path connecting the output terminal and the inverting input terminal (− terminal) as shown in the figure. In the feedback path, an output voltage control circuit 4 comprising a series circuit of a diode D2 and a resistor R4 is provided.
[0038]
In the temperature characteristic compensation circuit having such a configuration, the forward voltages (inter-terminal voltages) of the diodes D1 and D2 respectively disposed in the feedback current control circuit 3 and the output voltage control circuit 4 are VF1 and VF2, respectively. When the power supply voltage is Vcc, the currents I1 and I2 flowing through the feedback current control circuit 3 and the output voltage control circuit 4 are respectively
I1 = (Vcc−V1−VF1) / R3 (5)
I2 = I1 + IA (6)
It becomes.
[0039]
Here, IA in the equation (6) is an offset current of the feedback amplifier circuit 2 (operational amplifier A), and usually the same current is a current of about several tens of n (nano) to several hundreds of n ampere. Therefore, if the current I1 can be set to 10 μA or more, the value of the current I2 is substantially
I2 = I1 (6) '
Can be considered. That is, the temperature characteristic compensation accuracy described below does not deteriorate due to variations in the offset current IA.
[0040]
On the other hand, according to the configuration of the temperature characteristic compensation circuit, the temperature characteristic compensation voltage V2 that is the output of the feedback amplifier circuit 2 is:

It becomes.
[0041]
Here, the reference voltage V1 which is the output of the voltage dividing circuit 1 is
V1 = (R2 / (R1 + R2)) Vcc (8)
The forward voltages VF1 and VF2 of the diodes D1 and D2 are respectively
VF1 = VF1 (25) {1-K1 (T-25)} (9)
VF2 = VF2 (25) {1-K2 (T-25)} (10)
However,
VF1 (25), VF2 (25): Forward voltage at 25 ° C
K1, K2: Temperature coefficient
T: temperature
It has a negative temperature characteristic expressed as
[0042]
Therefore, if these (8) to (10) are substituted into (7) and rearranged,

It becomes.
[0043]
Here, if the diodes D1 and D2 are provided close to each other in the circuit, the forward voltages VF1 (25) and VF2 (25) are set to VF (25), and the temperature coefficients K1 and K2 are K can be expressed by the same value. Therefore, the above equation (11)

Will be represented as
[0044]
By the way, as described above, the forward voltages VF1 and VF2 of the diodes D1 and D2 have negative temperature characteristics. However, according to the temperature characteristic compensation circuit, the forward voltage VF1 and VF2 are positive with respect to the temperature characteristic compensation voltage V2. It is also possible to have the temperature characteristics.
[0045]
That is, although the diodes D1 and D2 constituting the feedback current control circuit 3 and the output voltage control circuit 4 have a negative temperature characteristic, the voltage drop due to these diodes is expressed by the above equation (7). Since the third term and the fourth term on the right side have opposite polarities, the resistors R3 and R4 are
R3> R4 (13)
By setting the relationship as follows, the term of the above equation (12)
VF (25) {1-K (T-25)}
The part of “(R4 / R3-1)” relating to is a negative value, and the temperature coefficient −K of the same term takes a positive value.
[0046]
As described above, according to the temperature characteristic compensation circuit illustrated in FIG. 1, the temperature characteristics of the signal output through the operational amplifier A, including the positive and negative polarities, can be arbitrarily changed by setting the resistors R3 and R4. It becomes like this.
[0047]
Further, according to the temperature characteristic compensation circuit, a signal having the negative temperature characteristic can be generated in a considerably wide range through the feedback current control circuit 3 and the output voltage control circuit 4 formed of a series circuit of the diode and the resistor. Therefore, the temperature characteristics of various elements and circuits can be compensated in a wider temperature range and with higher compensation accuracy and compensation capability.
[0048]
Note that the temperature characteristic compensation circuit is not limited to the configuration illustrated in FIG.
(A) A first signal generator that has a first voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a first resistor connected in series to the first voltage drop element, and generates a signal having a first temperature characteristic. circuit.
(B) A second signal that has a second voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a second resistor connected in series to the second voltage drop element and generates a signal having a second temperature characteristic. Generation circuit.
(C) An arithmetic circuit that performs a predetermined calculation based on the generated signals having the first and second temperature characteristics to generate a signal having a desired temperature characteristic.
As long as it has.
[0049]
That is, even when a subtracting circuit that subtracts the signal having the second temperature characteristic from the signal having the first temperature characteristic is employed as the arithmetic circuit, the first and second temperature characteristics are obtained. Through the magnitude relationship of the signals, the temperature characteristics of the signal that is calculated and output can be arbitrarily changed, including positive and negative polarities, as described above. However, depending on the configurations of the first and second signal generation circuits or the polarities of the signals having the first and second temperature characteristics, other four arithmetic operation circuits such as an addition circuit, a multiplication circuit, and a division circuit may be used. The same arithmetic circuit can also be configured.
[0050]
(First embodiment)
FIG. 2 shows a first embodiment of a magnetoelectric transducer driving apparatus according to the present invention constructed based on such a principle.
[0051]
The drive device of this embodiment is an angle sensor such as the throttle opening sensor (FIG. 10) described above, for example, and processes the Hall voltage VH output from the Hall element in the manner shown in the above equation (2). At this time, the apparatus is configured as a device that suppresses output fluctuation depending on the temperature through the applied offset voltage.
[0052]
First, the configuration of the drive device will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 2, the driving device includes a driving circuit 20 that supplies a driving signal to the Hall element 10, and a processing circuit 30 that processes the Hall voltage VH output from the Hall element 10 by the supply of the driving signal. It is comprised.
[0053]
Here, the drive circuit 20 is a circuit that supplies, for example, a constant current controlled signal as a drive signal between the terminals a and b of the Hall element 10. At this time, the Hall voltage VH including the unbalanced voltage is normally output from between the terminals cd of the Hall element 10 in the manner shown in the previous equation (2).
[0054]
On the other hand, the processing circuit 30 is a circuit that amplifies the output Hall voltage VH and processes it as necessary, and specifically has the following circuit shown in FIG. ing.
[0055]
First, the buffer circuit 31 including operational amplifiers A31 and A32 and resistors R31 to R33, to which the Hall voltage VH is input to the non-inverting input terminal, receives the Hall voltage VH with a high input impedance. This is a circuit for stabilizing this.
[0056]
The output of the buffer circuit 31 is input to a differential amplifier circuit 33 having resistors R34 and R35, an operational amplifier A33, and a feedback resistor R37 and an input resistor R36. The differentially amplified signal is output from the terminal T3 as the sensor output Vout of the same angle sensor. Capacitors C1 and C2 are capacitors for removing noise, surge, and the like generated at terminals T1 and T3.
[0057]
In the processing circuit 30, the offset circuit 32 is shown in FIG. 12 for the output (Hall voltage VH) of the buffer circuit 31 that is differentially amplified in order to obtain a desired output range as the angle sensor. In this manner, the offset voltage Voffset is applied.
[0058]
However, at this time, depending on the ambient temperature condition, a voltage variation ΔV depending on the temperature as shown in the above equation (4) occurs, and the sensor output (output) greatly differs as shown by the broken line in FIG. Voltage) Vout is obtained.
[0059]
Therefore, in the driving apparatus of the embodiment, the offset circuit 32a shown in FIG. 3 is adopted as the offset circuit 32 so that the voltage variation ΔV depending on the temperature is removed.
[0060]
Hereinafter, the temperature characteristic compensation structure by the drive device of the first embodiment will be described in detail with reference to FIG.
As shown in FIG. 3, the offset circuit 32a includes a temperature characteristic compensation circuit 321 exemplified in FIG. 1, an offset voltage generation circuit 322 including a voltage dividing circuit of resistors R321 and R322, and a resistor R323. To R326 and an operational amplifier A321.
[0061]
Here, the addition circuit 323 is a circuit that adds the temperature characteristic compensation voltage V2 generated through the temperature characteristic compensation circuit 321 to the offset voltage V3 generated through the offset voltage generation circuit 322.
[0062]
So in this case,
(1) The offset voltage generation circuit 322 generates an offset voltage Voffset as shown in FIG. 12 for obtaining a desired output range as the angle sensor as the offset voltage V3.
(2) One temperature characteristic compensation circuit 321 generates a voltage “−ΔV” having a negative temperature characteristic as indicated by a one-dot chain line in FIG. 12 as the temperature characteristic compensation voltage V2.
By generating the offset voltage V3 and the temperature characteristic compensation voltage V2 under the above conditions, the offset circuit 32a cancels the voltage variation ΔV depending on the temperature as the offset voltage Voffset (= V3 + V2). Voltage is generated and output.
[0063]
For this reason, the differential amplification circuit 33 that differentially amplifies the output (Hall voltage VH) of the buffer circuit 31 using the offset voltage Voffset as a reference voltage also provides highly accurate angle information that does not depend on temperature as the output Vout. Will be output.
[0064]
It is noted that the temperature characteristic compensation circuit 321 is a circuit in which the temperature characteristic compensation voltage V2 including the positive and negative polarities can have an arbitrary temperature characteristic through the setting of the resistors R3 and R4. As already described in the explanation.
[0065]
As described above, according to the magnetoelectric transducer driving apparatus according to the first embodiment,
(A) The temperature-dependent voltage fluctuation ΔV appearing in the above equation (4) can be accurately suppressed, and more accurate angle information can be output.
(B) Since the voltage correction based on the compensation of the temperature characteristic is performed in the offset circuit 32 subsequent to the buffer circuit 31, temperature errors of the operational amplifiers A31 and A32 constituting the buffer circuit 31 are also removed. be able to.
Etc. An excellent effect can be produced.
[0066]
(Second Embodiment)
FIG. 4 shows a second embodiment of the magnetoelectric transducer driving apparatus according to the present invention constructed based on the same principle.
[0067]
The driving device of the second embodiment is also provided in an angle sensor such as a throttle opening sensor (FIG. 10), for example, and processes the Hall voltage VH output from the Hall element in the form shown in the above equation (2). In this case, the apparatus is configured as a device that suppresses output fluctuation depending on the temperature through the applied offset voltage.
[0068]
Further, even in the drive device of the same embodiment, the basic configuration as the drive device is the same as that of the drive device of the first embodiment illustrated in FIG. 2, and the offset circuit 32 is shown in FIG. The only difference from the driving apparatus according to the first embodiment is that the offset circuit 32b is employed.
[0069]
Hereinafter, with reference to FIG. 4, the temperature characteristic compensation structure by the driving apparatus of the second embodiment will be described in detail.
As shown in FIG. 4, the offset circuit 32b includes a temperature characteristic compensation circuit 321 exemplified in FIG. 1, an offset voltage generation circuit 322 including a voltage dividing circuit of resistors R321 and R322, and a resistor R327. , R328 and an operational amplifier A322, a subtracting circuit 324 is provided.
[0070]
Here, the subtraction circuit 324 is a circuit that subtracts the temperature characteristic compensation voltage V2 generated through the temperature characteristic compensation circuit 321 from the offset voltage V3 generated through the offset voltage generation circuit 322.
[0071]
So in this case,
(1) The offset voltage generation circuit 322 generates an offset voltage Voffset as shown in FIG. 12 for obtaining a desired output range as the angle sensor as the offset voltage V3.
(2) One temperature characteristic compensation circuit 321 generates a voltage “ΔV” having a positive temperature characteristic as indicated by a broken line in FIG. 12 as the temperature characteristic compensation voltage V2.
By generating the offset voltage V3 and the temperature characteristic compensation voltage V2 under the above conditions, the offset circuit 32b generates the voltage variation ΔV depending on the temperature as the offset voltage Voffset (= V3-V2). A voltage that can be canceled is generated and output.
[0072]
Therefore, from the differential amplifier circuit 33 (FIG. 2) that differentially amplifies the output (Hall voltage VH) of the buffer circuit 31 using the offset voltage Voffset as a reference voltage, the output Vout is not dependent on temperature. Accuracy angle information is output.
[0073]
Thus, the drive device for the magnetoelectric conversion element according to the second embodiment also has the same effect as the drive device according to the first embodiment.
(A) The temperature-dependent voltage fluctuation ΔV appearing in the above equation (4) can be accurately suppressed, and more accurate angle information can be output.
(B) Since the voltage correction based on the compensation of the temperature characteristics is performed in the offset circuit 32 subsequent to the buffer circuit 31, temperature errors of the operational amplifiers A31 and A32 constituting the buffer circuit 31 are also removed. be able to.
And so on.
[0074]
(Third embodiment)
FIG. 5 shows a third embodiment of the magnetoelectric transducer driving apparatus according to the present invention, which is also constructed based on the above-described principle.
[0075]
Similarly to the drive devices of the first and second embodiments, the drive device of the third embodiment is also an angle sensor such as a throttle opening sensor (FIG. 10), and (2 ) When processing the Hall voltage VH output in the form shown in the equation, it is configured as a device that suppresses output fluctuation depending on the temperature through the applied offset voltage.
[0076]
Further, even in the drive device of the same embodiment, the basic configuration as the drive device is the same as that of the drive device of the first embodiment illustrated in FIG. 2, and the offset circuit 32 is shown in FIG. The only difference from the driving apparatus according to the first or second embodiment is that the offset circuit 32c is employed.
[0077]
Hereinafter, with reference to FIG. 5, the temperature characteristic compensation structure by the driving apparatus of the third embodiment will be described in detail.
As shown in FIG. 5, in this offset circuit 32c, the temperature characteristic compensation circuit 321 ′ is composed of a voltage dividing circuit of a series circuit of a diode D3 and a resistor R5 and a resistor 6, and has a negative first temperature. A first signal generation circuit for generating a voltage V4 having a characteristic, and a voltage V5 having a negative second temperature characteristic, which is composed of a voltage dividing circuit of a series circuit of a diode D4 and a resistor R7 and a resistor 8, similarly. And an operational amplifier A324 that constitutes a subtraction circuit that subtracts the voltage V5 from the voltage V4 together with the resistors R9 to R11.
[0078]
As mentioned in the explanation of the previous principle, even in such a configuration, by subtracting the voltage V5 having the second temperature characteristic from the voltage V4 having the first temperature characteristic, the voltages V4 and V5 are subtracted. As in the case of the temperature characteristic compensation circuit (temperature characteristic compensation circuit 321) illustrated in FIG. 1, the temperature characteristics of the operation output voltage (V4-V5) including the positive and negative polarities are arbitrarily set. Can change.
[0079]
On the other hand, in the same offset circuit 32c, the offset voltage generation circuit 322 configured by the voltage dividing circuit of the resistors R321 and R322 is a circuit for generating the offset voltage V3, as in the previous embodiments, and a reverse current flow The operational amplifier A324, including the operational amplifier A323 that constitutes a blocking buffer circuit, also constitutes an addition / subtraction circuit 325.
[0080]
That is, in the offset circuit 32c, a voltage such as “V3 + V4−V5” is generated and output through the adder / subtractor circuit 325 as the offset voltage Voffset.
[0081]
So in this case,
(1) The offset voltage generation circuit 322 generates an offset voltage Voffset as shown in FIG. 12 for obtaining a desired output range as the angle sensor as the offset voltage V3.
(2) One temperature characteristic compensation circuit 321 ′ generates a voltage “−ΔV” having a negative temperature characteristic as indicated by a one-dot chain line in FIG. 12 as the temperature characteristic compensation voltage “V4-V5”. To do.
By generating the offset voltage V3 and the temperature characteristic compensation voltage “V4−V5” under the above conditions, the offset circuit 32c generates the offset voltage Voffset (= V3 + V4−V5). Thus, a voltage that can cancel out the voltage fluctuation ΔV depending on the voltage is generated and output.
[0082]
Therefore, from the differential amplifier circuit 33 (FIG. 2) that differentially amplifies the output (Hall voltage VH) of the buffer circuit 31 using the offset voltage Voffset as a reference voltage, the output Vout is not dependent on temperature. Accuracy angle information is output.
[0083]
In the temperature characteristic compensation circuit 321 ′, depending on the configuration of the first and second signal generation circuits or the polarity of the voltages V4 and V5 having the first and second temperature characteristics, the subtraction circuit It has been described above that an arithmetic circuit such as an adder circuit, a multiplier circuit, and a division circuit can be appropriately employed instead.
[0084]
In this way, the magnetoelectric transducer driving apparatus according to the third embodiment also has the same structure as the driving apparatus according to the first or second embodiment.
(A) The temperature-dependent voltage fluctuation ΔV appearing in the above equation (4) can be accurately suppressed, and more accurate angle information can be output.
(B) Since the voltage correction based on the compensation of the temperature characteristic is performed in the offset circuit 32 subsequent to the buffer circuit 31, temperature errors of the operational amplifiers A31 and A32 constituting the buffer circuit 31 are also removed. be able to.
And so on.
[0085]
In the third embodiment, the current backflow prevention buffer circuit (operational amplifier A323) in the offset circuit 32c is replaced with the resistor R324 used in the offset circuit 32a of the first embodiment. You can also Conversely, the resistor R324 used in the offset circuit 32a of the first embodiment can be replaced with this buffer circuit (operational amplifier A323). The resistor is advantageous in terms of reducing the circuit scale, but this buffer circuit is advantageous in ensuring the function of preventing the backflow of current.
[0086]
(Fourth embodiment)
FIG. 6 shows a fourth embodiment of the magnetoelectric transducer driving apparatus according to the present invention, which is also constructed based on the above principle.
[0087]
The drive device of this embodiment is in an angle sensor such as a throttle opening sensor (FIG. 10), for example, and when processing the Hall voltage VH output from the Hall element in the manner shown in the above equation (2), Instead of the offset voltage, it is configured as a device that suppresses the output fluctuation depending on the temperature through the differential amplification output.
[0088]
Although partially overlapping with the configuration of the drive device according to the first embodiment shown in FIG. 2, first, the configuration of the drive device according to the fourth embodiment will be described with reference to FIG.
[0089]
As shown in FIG. 6, the driving device includes a driving circuit 20 that supplies a driving signal to the Hall element 10, and a processing circuit 30 that processes the Hall voltage VH output from the Hall element 10 by supplying the driving signal. The output voltage correction circuit 40 further corrects the processed output voltage.
[0090]
Here, the drive circuit 20 is a circuit that supplies, for example, a constant current controlled signal as a drive signal between the terminals a and b of the Hall element 10. As described above, the Hall voltage VH including the unbalanced voltage is output in the manner shown in the above equation (2).
[0091]
On the other hand, the processing circuit 30 is a circuit that amplifies the output hall voltage VH and processes it as necessary, and specifically has the following circuit shown in FIG. ing.
[0092]
First, the buffer circuit 31 including operational amplifiers A31 and A32 and resistors R31 to R33, to which the Hall voltage VH is input to the non-inverting input terminal, receives the Hall voltage VH with a high input impedance. This is a circuit for stabilizing this.
[0093]
The output of the buffer circuit 31 is input to a differential amplifier circuit 33 having resistors R34 and R35, an operational amplifier A33, and a feedback resistor R37 and an input resistor R36. Then, the differentially amplified signal is temporarily output from the terminal T3 as the sensor output Vout of the same angle sensor, and then input to the output correction circuit 40 described in detail later. In this case as well, the capacitors C1 and C2 are capacitors for removing noise, surge, and the like generated at the terminals T1 and T3.
[0094]
In the processing circuit 30, the offset circuit 32 is shown in FIG. 12 for the output (Hall voltage VH) of the buffer circuit 31 that is differentially amplified in order to obtain a desired output range as the angle sensor. In this manner, the offset voltage Voffset is applied. Here, an offset voltage generation unit including a voltage dividing circuit of resistors R321 and R322 and an operational amplifier A34 constituting a buffer circuit for preventing a backflow of current are provided.
[0095]
By the way, as described above, when the Hall voltage VH includes an unbalanced voltage in the form shown in the previous equation (2), the differentially amplified sensor output Vout is shown in the previous equation (4). As a result, a voltage variation ΔV depending on the temperature is generated, and as a result, a greatly different value as shown by the broken line in FIG. 12 is obtained as the output Vout.
[0096]
Therefore, in the driving apparatus of the same embodiment, the circuit illustrated in FIG. 7 is employed as the output correction circuit 40 to remove the voltage fluctuation ΔV depending on the temperature.
[0097]
Hereinafter, the temperature characteristic compensation structure by the driving apparatus of the fourth embodiment will be described in detail with reference to FIG.
As shown in FIG. 7, the output correction circuit 40 includes a temperature characteristic compensation circuit 41 illustrated in FIG. 1, an operational amplifier A41 that constitutes a current backflow prevention buffer circuit, and resistors R41 to R44. And an adder circuit 42 including an operational amplifier A42.
[0098]
Here, the addition circuit 42 is a circuit that adds the temperature characteristic compensation voltage V2 generated through the temperature characteristic compensation circuit 41 to the output voltage Vout from the processing circuit 30.
[0099]
So in this case,
The temperature characteristic compensation circuit 41 generates a voltage “−ΔV” having a negative temperature characteristic as indicated by a one-dot chain line in FIG. 12 as the temperature characteristic compensation voltage V2.
By generating the temperature characteristic compensation voltage V2 under the above conditions, the output correction circuit 40 generates a voltage in which the voltage variation ΔV depending on the temperature is canceled as the output correction voltage Vout ′ (= Vout + V2). It will be generated and output.
[0100]
That is, also in this case, the output correction circuit 40 outputs highly accurate angle information independent of temperature as the output correction voltage Vout ′.
Note that the temperature characteristic compensation circuit 41 is also a circuit that allows the temperature characteristic compensation voltage V2 to have any temperature characteristic including positive and negative polarities through the setting of the resistors R3 and R4. As already described in the explanation.
[0101]
As described above, also by the magnetoelectric transducer driving apparatus according to the fourth embodiment,
(A) The temperature-dependent voltage fluctuation ΔV appearing in the above equation (4) can be accurately suppressed, and more accurate angle information can be output.
(B ′) Since the output correction circuit 40 in the subsequent stage of the processing circuit 30 performs the voltage correction based on the compensation of the temperature characteristic, the operational amplifiers A31 and A32 and the differential amplifier circuit 33 constituting the buffer circuit 31 are provided. The temperature error of the operational amplifier A33 to be configured can also be removed.
Etc. An excellent effect can be produced.
[0102]
In the fourth embodiment, the temperature characteristic compensation circuit and the arithmetic circuit employed in the output correction circuit 40 are not limited to the temperature characteristic compensation circuit 41 and the addition circuit 42, and may be any other example. The subtracting circuit according to the second embodiment or the temperature characteristic compensating circuit and the adding / subtracting circuit according to the third embodiment can be appropriately employed.
[0103]
(Fifth embodiment)
By the way, in the angle sensor such as the throttle opening sensor exemplified in FIG. 10, the hall element 10 and the magnet 12 usually have negative temperature characteristics, so that the driving condition depends on the ambient temperature. Changes, and the output Hall voltage VH also varies according to the temperature characteristics.
[0104]
Incidentally, such a variation is caused with respect to the first term on the right side in the above equation (2), that is, the voltage component shown as the equation (1), and the variation usually has the angle θ = 0 in the previous FIG. It appears as a change in the slope of the Hall voltage output characteristic, that is, a change in sensitivity. And of course, when such a sensitivity change occurs in the Hall voltage VH, the reliability of the signal Vout which is the processed signal is naturally low.
[0105]
Therefore, as a fifth embodiment of the magnetoelectric transducer driving apparatus according to the present invention, FIG. 8 shows a driving apparatus that can suppress such a change in sensitivity of the Hall element.
[0106]
First, the structure of the drive device of the fifth embodiment will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 8, this driving apparatus includes a temperature characteristic compensation circuit 21 illustrated in FIG. 1 as a drive circuit 20 for the Hall element 10 and a temperature characteristic compensation voltage V2 added to the non-inverting input terminal. And a constant current control circuit 22 that has a resistor R21 connected in series to the Hall element 10 and that controls the drive signal supplied to the Hall element 10 with constant current.
[0107]
The constant current control circuit 22 controls the voltage applied to the Hall element 10 so that the voltage drop of the resistor R21 is constant based on the comparison between the voltage drop of the resistor R21 and the temperature characteristic compensation voltage V2. . As a result, the Hall element 10 has a drive current I as
I = (V2 / R21) (14)
A certain current is supplied.
[0108]
On the other hand, in the same driving apparatus, the processing circuit 30 for processing the required voltage by amplifying the Hall voltage VH output from the Hall element 10 is one of those exemplified in the first to fourth embodiments. It is configured as a circuit.
[0109]
Therefore, the voltage fluctuation due to the unbalanced voltage of the Hall element 10 appearing in the above equation (2) or (4) is preferably canceled through the processing circuit 30 (or processing circuit 30 + output correction circuit 40). Become so.
[0110]
FIG. 9 shows how the drive circuit 20 compensates for the sensitivity of the Hall voltage VH. Next, referring to FIG. 9 together, the Hall voltage VH as the drive device of the fifth embodiment is shown. The sensitivity compensation structure will be further described in detail.
[0111]
As described above, the Hall element 10 and the magnet 12 (see FIG. 10) have negative temperature characteristics. That is, the sensitivity KH and internal resistance Rd of the Hall element 10 shown in the above equation (1), and the magnetic flux density B of the magnet 12 show lower values as the temperature increases.
[0112]
The Hall voltage VH, which is the output of the Hall element 10, is proportional to the drive current I as shown in the equation (1).
Therefore, in order to compensate for the negative temperature characteristics of the Hall element 10 and the magnet 12, the drive current I, that is, the temperature characteristic compensation voltage V2, only needs to have a positive temperature characteristic opposite to this. Become.
[0113]
In the temperature characteristic compensation circuit 21, the resistors R3 and R4 are set as shown in the above equation (13).
R3> R4
As described above, the temperature characteristic compensation voltage V2 can be given a positive temperature characteristic by setting the relationship as described above.
[0114]
Now, as shown in FIG. 9, the sensitivity KH and the internal resistance Rd of the Hall element 10 exhibit negative temperature characteristics as indicated by the characteristic line L1, and the magnetic flux density B of the magnet 12 is also negative as indicated by the characteristic line L2. Assuming temperature characteristics, the Hall element 10 and the magnet 12 exhibit temperature characteristics (sensitivity) as indicated by a characteristic line L3 as a combined characteristic.
[0115]
In contrast to such negative temperature characteristics of the Hall element 10 and the magnet 12, the temperature characteristic compensation circuit 21 sets the resistances R3 and R4 in the relationship of the above equation (13) and the ratio of the resistances R3 and R4 is large. Through this, it is further included in the previous equation (12)
(R2 / (R1 + R2))
Through the relationship, the temperature characteristic compensation voltage V2 (drive current I) has a positive temperature characteristic as shown by the characteristic line L4 in FIG.
[0116]
As a result, the Hall voltage VH output from the Hall element 10 has its temperature characteristics corrected in the manner shown by the characteristic line L5 in FIG. 9, and is always appropriate for any change in ambient temperature. Value (sensitivity).
[0117]
As described above, according to the magnetoelectric transducer driving apparatus according to the fifth embodiment, the (a), (b), or (b ′) by the driving apparatus of the first to fourth embodiments. In addition to the effects shown,
(C) The temperature characteristics (sensitivity characteristics) of the Hall element and the magnet are also suitably compensated.
(D) In addition, the compensation amount of the sensitivity (the slope of the characteristic line L4 in FIG. 9) is changed according to the resistance ratio “R4 / R3” in the temperature characteristic compensation circuit 21 or to the voltage dividing ratio “R2 / (R1 + R2)”. Therefore, any variation in the temperature characteristics of the Hall element or the magnet can be easily dealt with.
And so on.
[0118]
In the fifth embodiment, the temperature characteristics (sensitivity characteristics) of the Hall element and the magnet are compensated through the temperature characteristic compensation circuit 21. A configuration conforming to the temperature characteristic compensation circuit 321 ′ used in the offset circuit 32c of the third embodiment can also be employed as appropriate.
[0119]
By the way, according to the above-described configuration as the drive device of the first to fifth embodiments, it is easy to realize the drive circuit 20 and the processing circuit 30 as one monolithic IC.
[0120]
When the driving device is configured as such a monolithic IC, the resistors R1 to R4 (FIGS. 3, 4, 7, and 8) or resistors R5 to R8 (FIG. By configuring these as variable resistors, more preferably trimming resistors, for 5), the resistance values can be finely adjusted, and further fine adjustment for realizing the desired temperature characteristics is facilitated.
[0121]
Further, by making the driving device of each of the embodiments described above into an IC, for example, the diodes D1 and D2 and the like are naturally provided in the vicinity of the IC, and the conversion into the expression (12), that is,
-Forward voltage VF1 (25) and VF2 (25) are set to VF (25).
-Let K be the temperature coefficients K1 and K2.
It becomes meaningful to have the same.
[0122]
In addition, the diodes D1 and D2 or the diodes D3 and D4 are not only the same characteristics, but are also managed with high physical properties through a manufacturing process as a semiconductor device, so that there is very little variation between products. Become. That is, if the hall element to be driven or the magnet itself has a constant negative temperature characteristic, the above-described temperature characteristic compensation function can be maintained with extremely high accuracy regardless of the product.
[0123]
In each of the above embodiments, the temperature characteristics are compensated using the forward voltages of the diodes D1 and D2 or the diodes D3 and D4. However, the temperature characteristics may be used to compensate for the temperature characteristics. The possible elements are not limited to diodes.
[0124]
That is, any voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature may be used, and an appropriate transistor can be used instead of the diode.
For example, in an NPN-junction transistor, the voltage drop between the base and the emitter (VBE) varies with temperature in the same manner as the forward voltage VF of the diodes. For this reason, the temperature characteristic can be compensated using the base-emitter voltage of the transistor.
[0125]
Further, in each of the above embodiments, for convenience, the case where the drive device according to the present invention is applied to an angle sensor such as a throttle opening sensor has been described. It goes without saying that the present invention can be applied to all devices that drive the conversion element and process the electrical signals obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a principle configuration of a temperature characteristic compensation circuit of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a first embodiment of a hall element drive device;
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of an offset circuit according to the embodiment;
FIG. 4 is a circuit diagram showing a second embodiment of a hall element drive device;
FIG. 5 is a circuit diagram showing a third embodiment of a hall element drive device;
FIG. 6 is a block diagram showing a fourth embodiment of a hall element drive device;
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of an output correction circuit according to the embodiment;
FIG. 8 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of a hall element drive device;
FIG. 9 is a graph showing a sensitivity compensation mode by the circuit of the embodiment.
FIG. 10 is a schematic diagram showing the detection principle of the throttle opening by the hall element.
FIG. 11 is a graph showing output characteristics of the Hall element in the detection principle.
FIG. 12 is a graph showing the output characteristics of the Hall voltage processing circuit.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Voltage dividing circuit, 2 ... Feedback amplifier circuit, 3 ... Feedback current control circuit, 4 ... Output voltage control circuit, 10 ... Hall element, 11 ... Rotor, 12 ... Magnet (permanent magnet), 20 ... Drive circuit, 21 ... Temperature characteristic compensation circuit, 22 ... constant current control circuit, 30 ... signal processing circuit, 31 ... buffer circuit, 32, 32a, 32b, 32c ... offset circuit, 321 and 321 '... temperature characteristic compensation circuit, 322 ... offset voltage generation circuit (Voltage Divider) 323... Adder Circuit, 324... Subtractor Circuit, 325... Addition / Subtraction Circuit, 33... Differential Amplifier Circuit, 40 ... Output Correction Circuit, 41. Terminals, A, A21, A31 to A34, A321 to A324, A41 to A42 ... operational amplifiers, C1, C2 ... capacitors, D1, D2, D3, D4 ... diodes, R1 to R11, R 1, R31~R37, R321~R328, R41~R44 ... resistance.

Claims (10)

A first signal generation circuit having a first voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a first resistor connected in series with the first voltage drop element, and generating a signal having a first temperature characteristic;
Similarly, a second signal generation circuit that has a second voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a second resistor connected in series with the second voltage drop element to generate a signal having a second temperature characteristic. ,
It executes a predetermined operation based on a signal having a first and second temperature characteristic thereof is generated comprising an arithmetic circuit for generating a signal having a desired temperature characteristic,
The arithmetic circuit is a feedback amplifier circuit that performs feedback amplification of a reference voltage,
In the first signal generation circuit, the first voltage drop element and a first resistor connected in series to the first voltage drop element are connected to a feedback path of the feedback amplifier circuit to control a current flowing through the feedback path. Current control circuit,
In the second signal generation circuit, the second voltage drop element and a second resistor connected in series to the second voltage drop element are disposed in a feedback path of the feedback amplifier circuit, so that an output voltage of the feedback amplifier circuit is obtained. An output voltage control circuit for controlling the temperature characteristic compensation circuit. The temperature characteristic compensation circuit according to claim 1, wherein at least one of the first and second resistors is a variable resistor. The temperature characteristic compensation circuit according to claim 2, wherein the variable resistor is a trimming resistor. A drive circuit for supplying a drive signal to a magnetoelectric transducer that outputs an electrical signal corresponding to the strength of the magnetic field;
An amplification circuit that amplifies the electrical signal output from the magnetoelectric transducer based on the supply of the drive signal as required;
An offset circuit for applying a predetermined offset voltage to the output signal of the magnetoelectric transducer to be amplified,
The offset circuit includes a first voltage drop element whose drop voltage changes according to a temperature and a first resistor connected in series to the first voltage drop element, and generates a signal having a first temperature characteristic. A signal generation circuit, a second voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature, and a second resistor connected in series to the second voltage drop element, and a second resistor for generating a signal having a second temperature characteristic Temperature characteristic compensation circuit comprising: a signal generation circuit for generating a signal having a desired temperature characteristic by executing a predetermined calculation based on the generated signals having the first and second temperature characteristics An offset circuit that corrects the given offset voltage to be applied by a signal having a desired temperature characteristic to be generated,
The arithmetic circuit in the temperature characteristic compensation circuit is a feedback amplifier circuit that feedback-amplifies a reference voltage, and the first signal generation circuit includes the first voltage drop element and a first resistor connected in series to the first voltage drop element. Is a feedback current control circuit that is connected to the feedback path of the feedback amplifier circuit and controls the current flowing through the feedback path, and the second signal generation circuit is connected in series with the second voltage drop element. The magnetoresistive element driving device according to claim 1, wherein the second resistor is an output voltage control circuit arranged in a feedback path of the feedback amplifier circuit to control an output voltage of the feedback amplifier circuit . A drive circuit for supplying a drive signal to a magnetoelectric transducer that outputs an electrical signal corresponding to the strength of the magnetic field;
An amplification circuit that amplifies the electrical signal output from the magnetoelectric transducer based on the supply of the drive signal as required;
An offset circuit for applying a predetermined offset voltage to the output signal of the magnetoelectric transducer to be amplified;
A first signal generation circuit having a first voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a first resistor connected in series with the first voltage drop element, and generating a signal having a first temperature characteristic; Similarly , a second signal generation circuit that has a second voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a second resistor connected in series with the second voltage drop element to generate a signal having a second temperature characteristic. A temperature characteristic compensation circuit comprising: an arithmetic circuit that performs a predetermined calculation based on the generated signals having the first and second temperature characteristics and generates a signal having a desired temperature characteristic; An output correction circuit for correcting the output signal of the amplified magnetoelectric conversion element by the generated signal having a desired temperature characteristic;
The arithmetic circuit in the temperature characteristic compensation circuit is a feedback amplifier circuit that feedback-amplifies a reference voltage, and the first signal generation circuit includes the first voltage drop element and a first resistor connected in series to the first voltage drop element. Is a feedback current control circuit that is connected to the feedback path of the feedback amplifier circuit and controls the current flowing through the feedback path, and the second signal generation circuit is connected in series with the second voltage drop element. The magnetoresistive element driving device according to claim 1, wherein the second resistor is an output voltage control circuit arranged in a feedback path of the feedback amplifier circuit to control an output voltage of the feedback amplifier circuit . In the drive device of the magnetoelectric conversion element according to claim 4 or 5,
The drive circuit for a magnetoelectric conversion element, characterized in that the drive circuit also includes a temperature characteristic compensation circuit for compensating for the temperature characteristic of the magnetoelectric conversion element. The temperature characteristic compensation circuit of the drive circuit also includes a first voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature and a first resistor connected in series with the first voltage drop element, and a signal having the first temperature characteristic. A signal having a second temperature characteristic having a first signal generation circuit to be generated, a second voltage drop element whose drop voltage changes according to temperature, and a second resistor connected in series to the second voltage drop element A second signal generation circuit that generates a signal having a desired temperature characteristic by executing a predetermined calculation based on the generated signals having the first and second temperature characteristics. Composed
The drive device of the magnetoelectric conversion element according to claim 6 . In the drive device of the magnetoelectric conversion element according to any one of claims 4 to 7,
The magnetoelectric conversion element is placed in a magnetic field in which the magnetic flux direction changes according to the operation angle of the detected member.
The amplifying circuit amplifies and outputs angle information of the detected member output from the magnetoelectric conversion element, and drives the magnetoelectric conversion element. In the drive device of the magnetoelectric conversion element according to any one of claims 4 to 8,
A drive device for a magnetoelectric conversion element, wherein at least one of the first and second resistors in the temperature characteristic compensation circuit comprises a variable resistor . The variable resistor is a trimming resistor
The drive device of the magnetoelectric conversion element according to claim 9 .

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