JP3625307B2 - マルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、例えば無線ＬＡＮ、ＣＡＴＶ、デジタルセルラーの基地局、デジタルＴＶ放送等の通信システムに適用されるマルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタルＴＶ放送、携帯電話や自動車電話、無線ＬＡＮ等放送・移動通信の分野においては、画像や音声を高速に伝送するためのデジタル変調方式や伝送方式の研究開発が盛んである。
【０００３】
図１６に主なデジタル変調方式とその応用例を示す。デジタル変調方式は、送信する情報を搬送波の振幅、位相、周波数のいずれか、あるいはその組み合わせにデータを重畳する方式である。放送や移動通信の分野で用いるデジタル変調方式は、多値変調、狭帯域変調、スペクトル拡散変調、そしてマルチキャリア変調、と大きく４つに分類され、特にマルチパス等の干渉に強いことから、スペクトル拡散方式とマルチキャリア変調方式は注目されている方式である。
【０００４】
スペクトル拡散方式には、直接拡散方式（ＤＳ：ｄｉｒｅｃｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ）と周波数ホッピング方式（ＦＨ：ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｈｏｐｐｉｎｇ ）の２種類がある。直接拡散方式は、データに拡散（ＰＮ）符号を乗算して周波数軸上に数十倍から数百倍に拡散する方式である。周波数ホッピング方式は、搬送波周波数を一定時間間隔で次々と切り替える方式である。このようにすることで、直接拡散方式、周波数ホッピング方式とも、秘話性、秘匿性、耐干渉性等を向上することが可能となる。わが国においては、１９９２年郵政省令の改正にともない、２．４ＧＨｚ帯にてこのスペクトル拡散方式を前提とする無線ＬＡＮが利用可能となっている。
【０００５】
一方、マルチキャリア変調方式は、代表的なものとして、送信するデータのシンボル情報を数百以上のキャリアに重畳して伝送するＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）方式があり、近年のデジタルオーディオ放送やデジタルテレビ放送用に有力な方式として注目されている。
【０００６】
ところで、現行の直接拡散方式やＯＦＤＭ方式は、以下のような問題を有する。 すなわち、直接拡散方式の場合、伝送速度を高速化するための最も一般的な方法として、チップレートを上げるということが考えられるが、かかる直接拡散方式では受信機にて符号の同期が合うことが前提となるため、伝送環境によって受信機にて同期捕捉・保持が可能となるチップレートは限度がある。
【０００７】
図１７は直接拡散方式の受信機のチップ同期タイミング誤差とビット誤り率のシミュレーション結果を示したものである。但し、同図の横軸は誤差時間τを１チップ幅Ｔｃで正規化してある。同図に示すように、チップ同期のタイミング誤差が１チップ幅の２０％程度前後にずれただけで、ビットエラーレートは一桁程度悪くなっている。
【０００８】
例えば，室内で無線伝送した場合、図１８（ａ）に示すように送信機１から発射された電波は室内の壁や天井等で反射して複数のパス２ａ、２ｂ…を経由して受信機３に信号が到着し、受信機３は一般に最も信号のレベルが高いパスの信号に同期タイミングを合わせる。そのため、端末の移動等に伴って同図（ｂ）に示すように今まで同期のタイミングを合わせていたパス２ｂが塞がれた等が原因で、パスの経路が変化し、別のパス２ａの信号に同期を合わせる必要が生じた場合、パスの経路長の違いから遅延ゆらぎが生じ、これによってチップ同期タイミングにずれが生じ、この結果、伝送エラーが生じる。
【０００９】
例えば、情報レートを１０Ｍｂｐｓ、情報変調をＱＰＳＫ、符号の周期を ８とした場合、１チップの時間は２５ｎｓｅｃとなり、チップ同期タイミングの誤差は ５ｎｓｅｃ以下にする必要がある。一方、一般に、オフィス等の室内の遅延分散は２０ｎｓｅｃから １５０ｎｓｅｃ程度と言われている。例えば、平均遅延時間を１０ｎｓｅｃ、遅延分散を２５ｎｓｅｃとし、遅延分散の分布を正規分布と仮定して、平均値より前後 ５ｎｓｅｃ以上ずれた遅延波が到着する確率Ｐ１を求めると、
但し、Ｆ（ｚ）は標準正規分布の累積確率を示し、以下の式で与えられる。
【００１０】
すなわち、
【数１】
となり、非常に高い確率である。したがって、移動等に伴って同期はずれが発生する可能性が高い。
【００１１】
一方、チップレートを上げずに高速化する方法としては、複数のチャンネルに送信するデータを分割し、各々を異なる拡散符号にてスペクトルを拡散してこれらの信号を多重して伝送する多重伝送等がある。しかし、この場合、送信信号が多値となるため、送信機・受信機に多値信号を忠実に再現できるような高精度のフィルタが必要となる。
【００１２】
以上のように直接拡散方式では、伝送中に生じる遅延ゆらぎの影響のため、チップレートに上限が生じ、また信号の多重には高精度のフィルタが必要になる等の理由で、１０Ｍｂｐｓ以上の高速伝送を実現することが困難であった。
【００１３】
また、かかる直接拡散方式では、電子レンジ等の他の装置と周波数を共用することがあるため、次のような問題を生じる。
【００１４】
例えば、前述したスペクトル拡散方式を前提とした無線ＬＡＮでは、２．４ＧＨｚ帯を使用するため、電子レンジとの周波数の共用は避けられない。直接拡散方式の場合、干渉波から受ける干渉量は干渉波のレベルに比例する。電子レンジからは数１００ＭＨｚの狭帯域の信号が不規則に放射され、そのレベルは数１０ｍＷ／ＭＨｚから１Ｗ／ＭＨｚとの報告がある。一方、２．４ＧＨｚ帯で使用可能な無線ＬＡＮの送信電力は１０ｍＷ／ＭＨｚ以下であり、電子レンジから漏れる電波のほうが強い。そのため、電子レンジ等のようにレベルの強い干渉波が存在すると、通信不能となる。同様に、周波数ホッピング方式等の狭帯域の電波を送出する無線装置が近傍にいても、その影響を受けることになる。
【００１５】
一方、ＯＦＤＭ方式の場合は、干渉波と周波数が重なったキャリアの部分にてシンボルエラーが発生するため、誤り訂正符号を施す等の対策を講じなければ、このような電子レンジ、ＦＨ方式等の狭帯域の信号を送出する装置が存在する環境では使用できないことになる。同様の理由で、ＯＦＤＭ方式の場合、特定の周波数のレベルが極端に低くなるような周波数選択性フェージングに遭遇した場合、その周波数のキャリアで伝送するシンボルの情報に誤りが生じる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
以上を説明したように、従来の直接拡散スペクトル拡散方式やＯＦＤＭ方式では、次のような課題がある。
【００１７】
（１）従来の直接拡散スペクトル拡散方式では、高速伝送になるにつれ遅延波のばらつきの影響を大きくうけ高品質の伝送が困難である。
【００１８】
（２）従来の直接拡散スペクトル拡散方式では、電子レンジ、ＦＨ方式の無線ＬＡＮ等の干渉波が存在した場合、これらの装置から放射された信号によって受ける干渉量は、そのレベルに比例するため、特にレベルが大の信号をうけると通信不能となる。
【００１９】
（３）従来のＯＦＤＭ方式では、周波数ホッピング方式の無線装置や電子レンジ、レーダ等の干渉波が存在した場合、シンボルエラーが発生する。
【００２０】
（４）従来のＯＦＤＭ方式では、周波数選択性フェージングの影響によってシンボルエラーが発生する。
【００２１】
本発明は、かかる課題を解決するためになされたもので、遅延のばらつきによる影響や電子レンジ等の狭帯域干渉、周波数選択性フェージングの影響を低減できるマルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法を提供することを目的とする。
【００２２】
また、本発明の別の目的は、同一の伝送帯域においてより高速の伝送を可能とするマルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法を提供することである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、請求項１記載のマルチキャリア伝送システムは、（ａ）送信系が、送信情報の少なくとも一部を変調する変調手段と、前記変調手段により変調された変調信号を所定の拡散系列により拡散する拡散手段と、前記拡散手段により拡散された拡散データを並列データに変換する直列／並列変換手段と、前記直列／並列変換手段により変換された並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号を生成する逆フーリエ変換手段とを備え、（ｂ）受信系が、前記マルチキャリア信号をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段により変換された並列データを直列データに変換する並列／直列変換手段と、前記並列／直列変換手段により変換された直列データを前記所定の拡散系列により逆拡散する逆拡散手段と、前記逆拡散手段により逆拡散された変調信号を前記送信情報に復調する復調手段とを備えることを特徴とする。
【００２４】
請求項２記載のマルチキャリア伝送方法は、送信情報の少なくとも一部を変調するステップと、前記変調された変調信号を所定の拡散系列により拡散するステップと、前記拡散された拡散データを並列データに変換するステップと、前記変換された並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号を生成するステップと、前記生成されたマルチキャリア信号を送信するステップと、前記送信されたマルチキャリア信号を受信するステップと、前記受信した前記マルチキャリア信号をフーリエ変換するステップと、前記フーリエ変換された並列データを直列データに変換するステップと、前記変換された直列データを前記所定の拡散系列により逆拡散するステップと、前記逆拡散された変調信号を前記送信情報に復調するステップとを備えることを特徴とする。
【００２７】
【作用】
本発明では、送信側において、送信情報の少なくとも一部を変調し、変調された変調信号を所定の拡散系列により拡散し、拡散された拡散データを並列データに変換し、変換された並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号を生成して送信する。一方、受信側では、受信したマルチキャリア信号をフーリエ変換し、変換された並列データを直列データに変換し、変換された直列データを所定の拡散系列により逆拡散し、逆拡散された変調信号を送信情報に復調している。したがって、遅延のばらつきによる影響や電子レンジ等の狭帯域干渉、そして周波数選択性フェージングの影響を低減できる。
【００２８】
また、本発明によれば、送信情報の一部を参照して複数の拡散系列のうち所定の数の拡散系列を選択的に乗算し、一方受信信号に含まれる拡散系列の組み合わせを調べて送信情報の一部を再生するため、同一の伝送帯域にて高速の伝送が可能となる。
【００２９】
【実施例】
以下、本発明の実施例の詳細を図面に基づき説明する。
【００３０】
図１は本発明のマルチキャリア伝送システムを概念的に示した図である。
【００３１】
同図において、１０は送信系を示し、２０は受信系を示している。
【００３２】
送信系１０は、送信情報ａの少なくとも一部を変調する情報変調手段１１と、情報変調手段１１より出力された変調信号ｂに拡散符号ｐｎを乗算し、スペクトルを拡散する拡散変調手段１２と、拡散変調手段１２より出力された拡散変調信号ｃをＮ個の並列データｄ１ 〜ｄＮ に変換する直列並列変換手段１３と、Ｎ個の並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号からなる送信信号ｅを生成するマルチキャリア生成手段１４とから構成される。
【００３３】
一方、受信系２０は、マルチキャリア信号からなる受信信号ｅ’をフーリエ変換して複数の並列データｄ’１ 〜ｄ’Ｎ を再生するマルチキャリア再生手段１５と、複数の並列データｄ’１ 〜ｄ’Ｎ を直列データに変換する並列直列変換手段１６と、直列データ（再生された拡散変調信号）ｃ’に拡散系列を乗算した後に相関演算を行って、変調信号ｂ’を再生する逆拡散復調手段１７と、この変調信号を復調する情報復調手段１８とから構成される。
【００３４】
ここで、情報ａはアナログ音声信号やアナログ音声信号をＡ−Ｄ変換したデジタル信号、あるいはデータ信号である。この情報ａは一部もしくは全部が情報変調手段１１によって変調される。なお、情報ａの一部を変調するか、全部を変調するかについては、後述する。
【００３５】
また、情報変調手段１１は、通常の変調方式を利用できる。例えば、アナログ信号の変調の場合には周波数変調（ＦＭ）や位相変調（ＰＭ）、あるいは振幅変調（ＡＭ）等が利用でき、デジタル信号の場合には、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）、あるいはＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｆｉｌｔｅｒｅｄ ＭＳＫ ）等を利用できる。
【００３６】
情報復調手段１８は、送信系１０の変調方式に対応する復調器となる。
【００３７】
拡散符号ｐｎは、スペクトルを拡散するために使用されたものであり、自己相関の強い疑似雑音符号やＭ系列、Ｇｏｌｄ符号、また異なる符号の相互相関値が ０となるような直交符号、 ｗａｌｓｈ符号等を利用してよい。
【００３８】
直列並列変換手段１３と及びマルチキャリア生成手段１４は、ＯＦＤＭ方式等で用いているものをそのまま利用することができ、素子としてはデジタル信号処理プロセッサやゲートアレイによりＡ／Ｄコンバータやメモリ、ゲート回路やシリパラ変換器等を組み合わせて実現できる。
【００３９】
次に、マルチキャリア伝送システムをより具体的に説明する。図２に送信系１０に相当する送信機の構成を示し、図３に受信系２０に相当する受信機の構成を示す。また、その場合の具体的なパラメータは、次の通りである。
【００４０】
情報 デジタルデータ（１，１，０，０，１，０ ）
情報レート １０Ｍｂｐｓ
情報変復調 ＱＰＳＫ
変調レート ５Ｍｂａｕｄ
拡散符号 Ｗｓｌｓｈ符号（−１，１，−１，１，−１，１，−１，１ ）
チップレート ４０Ｍｃｈｉｐ／ｓ
図２において、３１はＱＰＳＫの変調器、３２、３３は乗算器、３４は拡散系列生成回路、３５、３６は直列並列変換器、３７は逆ＦＦＴ器、３８、３９はデジタル−アナログ変換器、４０は局部発振器、４１、４２はミキサ（乗算器）、４３は位相器、４４は加算器、４５はフィルタ、４６はアンテナを示している。図３において、４７はアンテナ、４８はバンドパスフィルタ、４９は局部発振器、５０は位相を９０度遅らせる位相器、５１、５２はミキサ、５３、５４はアナログ−デジタル変換器、５５はＦＦＴ器、５６、５７は各々８個の並列データを０をしきい値として−１または＋１の２値の直列データに変換する並列−直列変換器、５８は送信側で乗じられた系列を同じ拡散系列を生成する拡散系列生成回路、５９、６０はミキサ、６１は合成器、６２、６３は拡散系列の一周期ごとに入力データを積分する積分回路、６４はバンドパスフィルタ、６５は情報復調用のＱＰＳＫ復調器を示している。
【００４１】
次に、動作を具体的に示すため送信機内および受信機内で生成される信号波形について説明する。
【００４２】
送信機内の信号波形を図４〜図６に示す。
【００４３】
図４（１）に送信する情報を示す。同図に示すように、送信する情報は１または０のデジタルデータであり、ここでは説明のため、１、１、０、０、１、０の順に ６ビットのデータが１０Ｍｂｐｓの情報レートで発生したものとする。この情報はＱＰＳＫ変調器３１に入力され、図４（２）に示すような ５Ｍｂａｕｄの変調信号（Ｉ軸の変調信号ｂＩ ［１］〜ｂＩ ［３］とＱ軸の変調信号ｂＱ ［１］〜ｂＱ ［３］がＱＰＳＫ変調器３１より出力される。この変調信号ｂｉおよびｂｑは乗算器３２、３３に入力され、図４（３）に示すような１周期 ８ｃｈｉｐ、チップレート４０Ｍｃｈｉｐ／ｓの拡散系列ｐｎと乗算され図４（４）に示すような４０Ｍｂａｕｄ（１シンボル時間２５ｎｓｅｃ）の拡散変調信号Ｃｉ、Ｃｑが生成される。この信号は直列並列変換器によって図５（５）に示すように、 ５Ｍｂａｕｄ（１シンボル時間 ２００ｎｓｅｃ）に低速化され、Ｉ軸とＱ軸について各々８系列の並列データｄＩ１〜ｄＩ８、ｄＱ１〜ｄＱ８に変換される。この並列データｄｄＩ１〜ｄＩ８、ｄＱ１〜ｄＱ８は逆ＦＦＴ器３７により演算が施された後、図６（６）に示すような８つのキャリア周波数ｆ１ 〜ｆ８ をもつ変調信号が生成される。そして、これら８つの信号を合成されたものが送信信号ｃｉ、ｃｑとなり、各々が局部発振器４０とミキサ４１、４２によって高周波に変換され、その後、バンドパスフィルタ４５にて帯域が制限され、図７に示すように、周波数軸上において直交する８つのキャリア周期の信号をもった送信信号ｅとして送出される。
【００４４】
次に、受信機内の信号波形を図８〜図１０に示す。
【００４５】
アンテナ４７にて受信された受信信号ｅ´は、バンドパスフィルタ４８にて所望の帯域の信号成分のみ取り出され、この信号はミキサー５１、５２にて局部発振器４９から生成されたＩ軸とＱ軸の基準信号が乗算され、図８（１）に示すようなベースバンドの信号に変換される。次に、この信号はＡＤ変換器５３、５４にてデジタル信号に変換され、次にＦＦＴ器５５にて図９（２）に示すようにＩ軸、Ｑ軸各々８個の並列データ（ｄ´Ｉ１〜ｄ´Ｉ８、ｄ´Ｑ１〜ｄ´Ｑ８）の信号に分離される。この並列データ（ｄ´Ｉ１〜ｄ´Ｉ８、ｄ´Ｑ１〜ｄ´Ｑ８）は各々並列直列変換器５６、５７にて図１０（３）に示すような直列データｃｉ´およびｃｑ´に変換される。その後、直列データｃｉ´およびｃｑ´はミキサー５９、６０にて各々送信側と同じ拡散系列ｐｎが乗じられ、次に、拡散系列の一周期にわたって積分器６３、６３にて積分され、図１０（４）に示すような信号が取り出される。その後、合成器６１にてＩ軸とＱ軸の信号が合成され、ＬＰＦ６４にて帯域外の信号が取り除かれた後、ＱＰＳＫ復調器６５にて情報復調される。この結果、図１０（５）に示すように、送信されたデジタルデータが１、１、０、０、１、０が再生される。以上のように受信機では、送信機との逆の動作を行い送信データを再生する。
【００４６】
次に、本発明の効果を説明するために、図１１（１）に直接拡散スペクトル拡散方式を用いた場合の送信波形、（２）にＯＦＤＭの送信波形、（３）本発明のによる送信波形（但し、Ｉ軸のみ）を各々ベースバンド伝送時について示す。
【００４７】
直接拡散スペクトル拡散方式の場合、送信波形は１シンボルごとに１周期の拡散系列が変調された波形となり、１チップ時間は ２００ｎｓｅｃ×１／８＝２５ｎｓｅｃとなる。したがって、従来の技術で説明したように、平均遅延時間１０ｎｓｅｃ、遅延分散２５ｎｓｅｃ、遅延波の到着時間の分布を正規分布としたとき、パスの経路が変化した時、同期タイミングよりも ２．５ｎｓｅｃ以上前後にずれる確率は、８４％程度となる。したがって、直接拡散スペクトラム拡散通信方式では、パスの経路が変化した時、高い確率で符号誤りが発生すると予想される。
【００４８】
一方、本発明による方式の場合、図１１（３）に示すように、送信波形のシンボルは各チップの値を変調した８つの搬送波をもつ信号波形となる。このとき、１シンボル時間は ２００ｎｓｅｃであり、受信機のＦＦＴ器５５では、この時間内の少なくとも１点にて８つの搬送波と同期をとり、各搬送波が運ぶチップの値を取り出せばよい。したがって、上記直接拡散方式と同様に、遅延波が平均値より１シンボルの２０％（４０ｎｓｅｃ）以上ずれて到着する確率Ｐ３は以下のようになる。
【００４９】
よって、同期はずれの確率は直接拡散方式と比べかなり低くなると考えられる。同様に考えると、従来のＯＦＤＭ方式の場合は、１シンボル時間が６００ ｎｓｅｃとなるため、本発明の方が同期はずれの確率は少なくなる。
【００５０】
また、上述したように、ＯＦＤＭ方式の場合、電子レンジや他の無線装置と周波数を共用したときに、本発明の場合よりもこれらの装置から放射された信号の干渉波の影響を大きく受ける。図１２を用いてこの点について詳しく説明する。図１２（１）はＯＦＤＭ伝送中に干渉波が存在した時の影響を説明する図であり、ここでは説明のため、干渉波のエネルギーをＩ０ 、干渉波の帯域をＢとする。同図に示すように、ＯＦＤＭ方式の場合、各キャリア上には各々シンボルの情報が変調されて運ばれている。そのため、干渉波と帯域が重なった部分に影響をうけ、この帯域で送信したシンボルが誤ることになる。したがって、複数のシンボルに対して誤り訂正を施す等の対策を講じなければ、通信できない。
【００５１】
一方、本発明の場合、図１２（１）に示すように干渉波と通信帯域が重なった部分に影響をうけこの部分のチップの情報が誤ることになる。この場合、３番めのチップの情報に誤りが発生するが、このときは逆拡散した後の出力は、干渉波がない時に逆拡散復調後のＩ軸の出力が８であったものが、出力が１だけ減少するだけで済む。この逆拡散復調後の出力はその後ＱＰＳＫ復調器６５にてＩ軸・Ｑ軸がそれぞれ０をしきい値として正負の判定が行われる。したがって、逆拡散後の出力が＋８から＋７に変化しても、誤りにならないことが判る。
【００５２】
直接拡散方式の場合、図１２（３）に示すように、受信機内の通過帯域をＷとすると、受信機内で干渉波は帯域をＷに拡散されるため、復調時に干渉波から受ける干渉エネルギーＩは以下の式で表される。
【００５３】
Ｉ＝Ｉ０ ×（Ｂ／Ｗ）
干渉波から受ける干渉エネルギーはＩ０ に比例し、受信機の通過帯域幅Ｗに反比例する。したがって、直接拡散方式の場合、スペクトラムの拡散によって、干渉波のレベルを低くすることができるが、受信機の周囲に電子レンジや他の無線装置がある等、そのレベルが大の場合には、それらが放射した電波の干渉を受けて通信不能となる。
【００５４】
一方、本発明の場合、干渉波と通信帯域が重なった部分に影響をうけこの部分のチップの情報が誤ることになる。例えば、図１２（２）の場合は、３番めのチップの情報に誤りが発生するが、この時は、逆拡散した後の出力は、干渉波がないときに逆拡散復調後のＩ軸の出力が８であったもの（図１０（４）の信号）が、出力が１だけ減少するだけで済む。この逆拡散復調後の出力はその後ＱＰＳＫ復調器６５にてＩ軸・Ｑ軸それぞれ０をしきい値として正負の判定が行われる。したがって、逆拡散後の出力が＋８から＋７に変化しても、誤りにならないことが判る。
【００５５】
以上説明したように、従来の直接拡散方式は１０Ｍｂｐｓ以上の高速伝送の場合、遅延時間のばらつきの影響が大であるのに対し、本発明およびＯＦＤＭ方式の場合は比較的影響が小であるといえる。また、従来のＯＦＤＭ方式では狭帯域の干渉波が存在した場合、干渉波の周波数と通信帯域が重なった部分でシンボルエラーが発生するのに対し、本発明ではその影響は受信機内の逆拡散後の出力の減少になるだけですみ、誤りの発生を抑えることが可能となる。したがって、本発明により高速無線伝送を実現することが可能となる。
【００５６】
次に、本発明の他の実施例について説明する。
【００５７】
この実施例のマルチキャリア伝送システムは、上記実施例のシステムよりもさらに高速伝送を可能とするものであり、送信情報の一部を参照して、複数の拡散系列のうち所定の数の拡散系列を選択的に乗算し、一方、受信信号に含まれる拡散系列の組み合わせを調べて、送信情報の一部を再生することを特徴とするものである。
【００５８】
図１３にこの実施例に係る送信機の構成を示す。
【００５９】
図１３において、７１は入力データを１１ビット毎に直列並列変換を行う直列並列変換器、７２〜７４はＱＰＳＫの変調器、７５は入力された ５ｂｉｔに応じて８種類の拡散系列の中から３種類の拡散系列を選び出力する拡散系列選択生成器、７６〜８１は乗算器、８２、８３は３個の乗算器から出力されたＩ軸、Ｑ軸の拡散データの成分を合成する合成器、８４、８５は直列並列変換器、８６は逆ＦＦＴ器、８７、８８はデジタル−アナログ変換器、８９は局部発振器、９１、９２はミキサ（乗算器）、９３は位相器、９４は加算器、９５はフィルタ、９６はアンテナを示している。
【００６０】
図１４にこの実施例に係る受信機の構成を示す。
【００６１】
図１４において、９７はアンテナ、９８はバンドパスフィルタ、９９は局部発振器、１００は位相を９０度遅らせる位相器、１０１、１０２はミキサ、１０３、１０４はアナログ−デジタル変換器、１０５はＦＦＴ器、１０６、１０７と４０８２は各々８個の並列データを直接データに変換する並列−直列変換器、１０８は８種類の拡散系列を生成するマルチ拡散系列生成回路、１０９〜１２４はミキサ、１２５はミキサ１０９〜１２４から出力された８種類の相関出力を比較し、このうち出力の大きい３系統の出力をｘ１，ｘ２，ｘ３として出力するとともに、この３種類の組み合わせより ５ｂｉｔのデータｐ１〜ｐ５を出力する相関出力マッピング器、１２６〜１２８はフィルタ、１２９〜１３１はＱＰＳＫ復調器、１３２〜１３６は遅延回路、１３７はＱＰＳＫ復調器１２９〜１３１および遅延回路１３２〜１３６から出力された出力を直列データに変換する直列並列変換回路を示している。
【００６２】
図１３に示した送信機は、入力データの１１ビット毎に、 ６ビットは３つの変換器７２〜７４に入力し、残りの ５ビットは拡散系列選択器７５に入力する。拡散系列選択器７５では、例えば入力された ５ビットが｛０、０、０、０、０｝の場合は｛ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３｝とを出力し、｛０、０、０、０、１｝の場合は｛ＰＮ４、ＰＮ５、ＰＮ６｝を出力するという具合に、８つ用意した拡散系列より３つの系列を選んで出力する。
【００６３】
一方、図１４に示した受信機では、受信信号からどの拡散系列がどの組み合わせで送られたかを調べ、これによって ５ビット分を取り出し、残りの ６ビット分は３つのＱＰＳＫ復調器１２９〜１３１から取り出すという動作をする。これは、８個の系列のうち３つの系列を選択する方法は ｓＣ３ ＝５６通りあるため、 ５ビットの情報（３２通り）は拡散系列の組み合わせ方法にマッピングして伝送することができるためである。
【００６４】
このようにすることによって、以下に示すようにチップレートが４０Ｍｃｈｉｐ／ｓにて５５Ｍｂｐｓの伝送速度が実現できるようになる。
【００６５】
情報 デジタルデータ（１，１，０，０，１，０ ）
情報レート ５５Ｍｂｐｓ
情報変復調 ＱＰＳＫ
変調レート ５Ｍｂａｕｄ
拡散符号 Ｗｓｌｓｈ符号（−１，１，−１，１，−１，１，−１，１ ）
チップレート ４０Ｍｃｈｉｐ／ｓ
本発明で実現できる情報レートＲ［Ｍｂｐｓ］を数式を使って表現すると次の式で表される。
【００６６】
Ｒ＝（２×ＭＯＤ−Ｎ＋Ｋ）／（Ｎｃ・Ｔｃ）
但し、ＭＯＤ−ＮはＱＰＳＫ変調器の数、ｋは拡散系列を選択するための入力データのビット数、Ｔｃはチップの周期である。
【００６７】
なお、上述した実施例では、キャリアの数を８としたが、図１５（ａ）に示すようにチップの周期を長くしてキャリア数を増やしたり、図１５（ｂ）に示すように複数シンボルのチップをまとめて逆ＦＦＴ／ＦＦＴするような構成にして、キャリア数を数１０から数百に増やしても、上述した例と同様もしくはそれ以上の伝送品質改善効果が期待できる。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、遅延のばらつきによる影響や電子レンジ等の狭帯域干渉、周波数選択性フェージングの影響を低減でき、また同一の伝送帯域においてより高速の伝送を可能とする。したがって、本発明は、高速無線ＬＡＮや移動体通信、デジタルＴＶ放送やＣＡＴＶ等適用範囲は広く、このようなシステムにて高速・高品質のデータ伝送が可能となる。
【００６９】
最後に直接拡散方式、ＯＦＤＭ方式、本発明による特性を比較した一覧を図１９に示す。
【００７０】
同図に示すように、本発明は、複数の端末が非同期で通信する場合には、キャリアセンス等のアクセス制御が必要となるが、単一の端末が高速に伝送路を使うような高速無線ＬＡＮ、デジタルＴＶ放送、移動体の基地局等に利用すれば、従来の方式よりも高速化・高品質化の点で有効であることが分かる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のマルチキャリア伝送システムを概念的に示した図である。
【図２】本発明の一実施例に係る送信機の構成図である。
【図３】本発明の一実施例に係る受信機の構成図である。
【図４】本発明の一実施例に係る送信機内部の信号を説明する図である。
【図５】本発明の一実施例に係る送信機内部の信号を説明する図である。
【図６】本発明の一実施例に係る送信機内部の信号を説明する図である。
【図７】本発明の一実施例に係る送信波形を示す図である。
【図８】本発明の一実施例に係る受信機内部の信号を説明する図である。
【図９】本発明の一実施例に係る受信機内部の信号を説明する図である。
【図１０】本発明の一実施例に係る受信機内部の信号を説明する図である。
【図１１】各方式の信号波形（ベースバンド伝送時）を示す図である。
【図１２】狭帯域干渉の影響を説明する図である。
【図１３】本発明の他の実施例に係る送信機の構成図である。
【図１４】本発明の他の実施例に係る受信機の構成図である。
【図１５】本発明の他の実施例の場合の送信スペクトル波形を示す図である。
【図１６】従来の通信方式をまとめた表である。
【図１７】直接拡散方式におけるチップ同期タイミングとビット誤り率との関係を示す図である。
【図１８】パスの変化を示す図である。
【図１９】本発明と従来方式とを比較した表である。
【符号の説明】
１０…送信系
１１…情報変調手段
１２…拡散変調手段
１３…直列並列変換手段
１４…生成手段
１５…マルチキャリア再生手段
１６…並列直列変換手段
１７…逆拡散復調手段
１８…情報復調手段
２０…受信系
【産業上の利用分野】
本発明は、例えば無線ＬＡＮ、ＣＡＴＶ、デジタルセルラーの基地局、デジタルＴＶ放送等の通信システムに適用されるマルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタルＴＶ放送、携帯電話や自動車電話、無線ＬＡＮ等放送・移動通信の分野においては、画像や音声を高速に伝送するためのデジタル変調方式や伝送方式の研究開発が盛んである。
【０００３】
図１６に主なデジタル変調方式とその応用例を示す。デジタル変調方式は、送信する情報を搬送波の振幅、位相、周波数のいずれか、あるいはその組み合わせにデータを重畳する方式である。放送や移動通信の分野で用いるデジタル変調方式は、多値変調、狭帯域変調、スペクトル拡散変調、そしてマルチキャリア変調、と大きく４つに分類され、特にマルチパス等の干渉に強いことから、スペクトル拡散方式とマルチキャリア変調方式は注目されている方式である。
【０００４】
スペクトル拡散方式には、直接拡散方式（ＤＳ：ｄｉｒｅｃｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ）と周波数ホッピング方式（ＦＨ：ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｈｏｐｐｉｎｇ ）の２種類がある。直接拡散方式は、データに拡散（ＰＮ）符号を乗算して周波数軸上に数十倍から数百倍に拡散する方式である。周波数ホッピング方式は、搬送波周波数を一定時間間隔で次々と切り替える方式である。このようにすることで、直接拡散方式、周波数ホッピング方式とも、秘話性、秘匿性、耐干渉性等を向上することが可能となる。わが国においては、１９９２年郵政省令の改正にともない、２．４ＧＨｚ帯にてこのスペクトル拡散方式を前提とする無線ＬＡＮが利用可能となっている。
【０００５】
一方、マルチキャリア変調方式は、代表的なものとして、送信するデータのシンボル情報を数百以上のキャリアに重畳して伝送するＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）方式があり、近年のデジタルオーディオ放送やデジタルテレビ放送用に有力な方式として注目されている。
【０００６】
ところで、現行の直接拡散方式やＯＦＤＭ方式は、以下のような問題を有する。 すなわち、直接拡散方式の場合、伝送速度を高速化するための最も一般的な方法として、チップレートを上げるということが考えられるが、かかる直接拡散方式では受信機にて符号の同期が合うことが前提となるため、伝送環境によって受信機にて同期捕捉・保持が可能となるチップレートは限度がある。
【０００７】
図１７は直接拡散方式の受信機のチップ同期タイミング誤差とビット誤り率のシミュレーション結果を示したものである。但し、同図の横軸は誤差時間τを１チップ幅Ｔｃで正規化してある。同図に示すように、チップ同期のタイミング誤差が１チップ幅の２０％程度前後にずれただけで、ビットエラーレートは一桁程度悪くなっている。
【０００８】
例えば，室内で無線伝送した場合、図１８（ａ）に示すように送信機１から発射された電波は室内の壁や天井等で反射して複数のパス２ａ、２ｂ…を経由して受信機３に信号が到着し、受信機３は一般に最も信号のレベルが高いパスの信号に同期タイミングを合わせる。そのため、端末の移動等に伴って同図（ｂ）に示すように今まで同期のタイミングを合わせていたパス２ｂが塞がれた等が原因で、パスの経路が変化し、別のパス２ａの信号に同期を合わせる必要が生じた場合、パスの経路長の違いから遅延ゆらぎが生じ、これによってチップ同期タイミングにずれが生じ、この結果、伝送エラーが生じる。
【０００９】
例えば、情報レートを１０Ｍｂｐｓ、情報変調をＱＰＳＫ、符号の周期を ８とした場合、１チップの時間は２５ｎｓｅｃとなり、チップ同期タイミングの誤差は ５ｎｓｅｃ以下にする必要がある。一方、一般に、オフィス等の室内の遅延分散は２０ｎｓｅｃから １５０ｎｓｅｃ程度と言われている。例えば、平均遅延時間を１０ｎｓｅｃ、遅延分散を２５ｎｓｅｃとし、遅延分散の分布を正規分布と仮定して、平均値より前後 ５ｎｓｅｃ以上ずれた遅延波が到着する確率Ｐ１を求めると、
【００１０】
すなわち、
【数１】
【００１１】
一方、チップレートを上げずに高速化する方法としては、複数のチャンネルに送信するデータを分割し、各々を異なる拡散符号にてスペクトルを拡散してこれらの信号を多重して伝送する多重伝送等がある。しかし、この場合、送信信号が多値となるため、送信機・受信機に多値信号を忠実に再現できるような高精度のフィルタが必要となる。
【００１２】
以上のように直接拡散方式では、伝送中に生じる遅延ゆらぎの影響のため、チップレートに上限が生じ、また信号の多重には高精度のフィルタが必要になる等の理由で、１０Ｍｂｐｓ以上の高速伝送を実現することが困難であった。
【００１３】
また、かかる直接拡散方式では、電子レンジ等の他の装置と周波数を共用することがあるため、次のような問題を生じる。
【００１４】
例えば、前述したスペクトル拡散方式を前提とした無線ＬＡＮでは、２．４ＧＨｚ帯を使用するため、電子レンジとの周波数の共用は避けられない。直接拡散方式の場合、干渉波から受ける干渉量は干渉波のレベルに比例する。電子レンジからは数１００ＭＨｚの狭帯域の信号が不規則に放射され、そのレベルは数１０ｍＷ／ＭＨｚから１Ｗ／ＭＨｚとの報告がある。一方、２．４ＧＨｚ帯で使用可能な無線ＬＡＮの送信電力は１０ｍＷ／ＭＨｚ以下であり、電子レンジから漏れる電波のほうが強い。そのため、電子レンジ等のようにレベルの強い干渉波が存在すると、通信不能となる。同様に、周波数ホッピング方式等の狭帯域の電波を送出する無線装置が近傍にいても、その影響を受けることになる。
【００１５】
一方、ＯＦＤＭ方式の場合は、干渉波と周波数が重なったキャリアの部分にてシンボルエラーが発生するため、誤り訂正符号を施す等の対策を講じなければ、このような電子レンジ、ＦＨ方式等の狭帯域の信号を送出する装置が存在する環境では使用できないことになる。同様の理由で、ＯＦＤＭ方式の場合、特定の周波数のレベルが極端に低くなるような周波数選択性フェージングに遭遇した場合、その周波数のキャリアで伝送するシンボルの情報に誤りが生じる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
以上を説明したように、従来の直接拡散スペクトル拡散方式やＯＦＤＭ方式では、次のような課題がある。
【００１７】
（１）従来の直接拡散スペクトル拡散方式では、高速伝送になるにつれ遅延波のばらつきの影響を大きくうけ高品質の伝送が困難である。
【００１８】
（２）従来の直接拡散スペクトル拡散方式では、電子レンジ、ＦＨ方式の無線ＬＡＮ等の干渉波が存在した場合、これらの装置から放射された信号によって受ける干渉量は、そのレベルに比例するため、特にレベルが大の信号をうけると通信不能となる。
【００１９】
（３）従来のＯＦＤＭ方式では、周波数ホッピング方式の無線装置や電子レンジ、レーダ等の干渉波が存在した場合、シンボルエラーが発生する。
【００２０】
（４）従来のＯＦＤＭ方式では、周波数選択性フェージングの影響によってシンボルエラーが発生する。
【００２１】
本発明は、かかる課題を解決するためになされたもので、遅延のばらつきによる影響や電子レンジ等の狭帯域干渉、周波数選択性フェージングの影響を低減できるマルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法を提供することを目的とする。
【００２２】
また、本発明の別の目的は、同一の伝送帯域においてより高速の伝送を可能とするマルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法を提供することである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、請求項１記載のマルチキャリア伝送システムは、（ａ）送信系が、送信情報の少なくとも一部を変調する変調手段と、前記変調手段により変調された変調信号を所定の拡散系列により拡散する拡散手段と、前記拡散手段により拡散された拡散データを並列データに変換する直列／並列変換手段と、前記直列／並列変換手段により変換された並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号を生成する逆フーリエ変換手段とを備え、（ｂ）受信系が、前記マルチキャリア信号をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段により変換された並列データを直列データに変換する並列／直列変換手段と、前記並列／直列変換手段により変換された直列データを前記所定の拡散系列により逆拡散する逆拡散手段と、前記逆拡散手段により逆拡散された変調信号を前記送信情報に復調する復調手段とを備えることを特徴とする。
【００２４】
請求項２記載のマルチキャリア伝送方法は、送信情報の少なくとも一部を変調するステップと、前記変調された変調信号を所定の拡散系列により拡散するステップと、前記拡散された拡散データを並列データに変換するステップと、前記変換された並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号を生成するステップと、前記生成されたマルチキャリア信号を送信するステップと、前記送信されたマルチキャリア信号を受信するステップと、前記受信した前記マルチキャリア信号をフーリエ変換するステップと、前記フーリエ変換された並列データを直列データに変換するステップと、前記変換された直列データを前記所定の拡散系列により逆拡散するステップと、前記逆拡散された変調信号を前記送信情報に復調するステップとを備えることを特徴とする。
【００２７】
【作用】
本発明では、送信側において、送信情報の少なくとも一部を変調し、変調された変調信号を所定の拡散系列により拡散し、拡散された拡散データを並列データに変換し、変換された並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号を生成して送信する。一方、受信側では、受信したマルチキャリア信号をフーリエ変換し、変換された並列データを直列データに変換し、変換された直列データを所定の拡散系列により逆拡散し、逆拡散された変調信号を送信情報に復調している。したがって、遅延のばらつきによる影響や電子レンジ等の狭帯域干渉、そして周波数選択性フェージングの影響を低減できる。
【００２８】
また、本発明によれば、送信情報の一部を参照して複数の拡散系列のうち所定の数の拡散系列を選択的に乗算し、一方受信信号に含まれる拡散系列の組み合わせを調べて送信情報の一部を再生するため、同一の伝送帯域にて高速の伝送が可能となる。
【００２９】
【実施例】
以下、本発明の実施例の詳細を図面に基づき説明する。
【００３０】
図１は本発明のマルチキャリア伝送システムを概念的に示した図である。
【００３１】
同図において、１０は送信系を示し、２０は受信系を示している。
【００３２】
送信系１０は、送信情報ａの少なくとも一部を変調する情報変調手段１１と、情報変調手段１１より出力された変調信号ｂに拡散符号ｐｎを乗算し、スペクトルを拡散する拡散変調手段１２と、拡散変調手段１２より出力された拡散変調信号ｃをＮ個の並列データｄ１ 〜ｄＮ に変換する直列並列変換手段１３と、Ｎ個の並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号からなる送信信号ｅを生成するマルチキャリア生成手段１４とから構成される。
【００３３】
一方、受信系２０は、マルチキャリア信号からなる受信信号ｅ’をフーリエ変換して複数の並列データｄ’１ 〜ｄ’Ｎ を再生するマルチキャリア再生手段１５と、複数の並列データｄ’１ 〜ｄ’Ｎ を直列データに変換する並列直列変換手段１６と、直列データ（再生された拡散変調信号）ｃ’に拡散系列を乗算した後に相関演算を行って、変調信号ｂ’を再生する逆拡散復調手段１７と、この変調信号を復調する情報復調手段１８とから構成される。
【００３４】
ここで、情報ａはアナログ音声信号やアナログ音声信号をＡ−Ｄ変換したデジタル信号、あるいはデータ信号である。この情報ａは一部もしくは全部が情報変調手段１１によって変調される。なお、情報ａの一部を変調するか、全部を変調するかについては、後述する。
【００３５】
また、情報変調手段１１は、通常の変調方式を利用できる。例えば、アナログ信号の変調の場合には周波数変調（ＦＭ）や位相変調（ＰＭ）、あるいは振幅変調（ＡＭ）等が利用でき、デジタル信号の場合には、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）、あるいはＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｆｉｌｔｅｒｅｄ ＭＳＫ ）等を利用できる。
【００３６】
情報復調手段１８は、送信系１０の変調方式に対応する復調器となる。
【００３７】
拡散符号ｐｎは、スペクトルを拡散するために使用されたものであり、自己相関の強い疑似雑音符号やＭ系列、Ｇｏｌｄ符号、また異なる符号の相互相関値が ０となるような直交符号、 ｗａｌｓｈ符号等を利用してよい。
【００３８】
直列並列変換手段１３と及びマルチキャリア生成手段１４は、ＯＦＤＭ方式等で用いているものをそのまま利用することができ、素子としてはデジタル信号処理プロセッサやゲートアレイによりＡ／Ｄコンバータやメモリ、ゲート回路やシリパラ変換器等を組み合わせて実現できる。
【００３９】
次に、マルチキャリア伝送システムをより具体的に説明する。図２に送信系１０に相当する送信機の構成を示し、図３に受信系２０に相当する受信機の構成を示す。また、その場合の具体的なパラメータは、次の通りである。
【００４０】
情報 デジタルデータ（１，１，０，０，１，０ ）
情報レート １０Ｍｂｐｓ
情報変復調 ＱＰＳＫ
変調レート ５Ｍｂａｕｄ
拡散符号 Ｗｓｌｓｈ符号（−１，１，−１，１，−１，１，−１，１ ）
チップレート ４０Ｍｃｈｉｐ／ｓ
図２において、３１はＱＰＳＫの変調器、３２、３３は乗算器、３４は拡散系列生成回路、３５、３６は直列並列変換器、３７は逆ＦＦＴ器、３８、３９はデジタル−アナログ変換器、４０は局部発振器、４１、４２はミキサ（乗算器）、４３は位相器、４４は加算器、４５はフィルタ、４６はアンテナを示している。図３において、４７はアンテナ、４８はバンドパスフィルタ、４９は局部発振器、５０は位相を９０度遅らせる位相器、５１、５２はミキサ、５３、５４はアナログ−デジタル変換器、５５はＦＦＴ器、５６、５７は各々８個の並列データを０をしきい値として−１または＋１の２値の直列データに変換する並列−直列変換器、５８は送信側で乗じられた系列を同じ拡散系列を生成する拡散系列生成回路、５９、６０はミキサ、６１は合成器、６２、６３は拡散系列の一周期ごとに入力データを積分する積分回路、６４はバンドパスフィルタ、６５は情報復調用のＱＰＳＫ復調器を示している。
【００４１】
次に、動作を具体的に示すため送信機内および受信機内で生成される信号波形について説明する。
【００４２】
送信機内の信号波形を図４〜図６に示す。
【００４３】
図４（１）に送信する情報を示す。同図に示すように、送信する情報は１または０のデジタルデータであり、ここでは説明のため、１、１、０、０、１、０の順に ６ビットのデータが１０Ｍｂｐｓの情報レートで発生したものとする。この情報はＱＰＳＫ変調器３１に入力され、図４（２）に示すような ５Ｍｂａｕｄの変調信号（Ｉ軸の変調信号ｂＩ ［１］〜ｂＩ ［３］とＱ軸の変調信号ｂＱ ［１］〜ｂＱ ［３］がＱＰＳＫ変調器３１より出力される。この変調信号ｂｉおよびｂｑは乗算器３２、３３に入力され、図４（３）に示すような１周期 ８ｃｈｉｐ、チップレート４０Ｍｃｈｉｐ／ｓの拡散系列ｐｎと乗算され図４（４）に示すような４０Ｍｂａｕｄ（１シンボル時間２５ｎｓｅｃ）の拡散変調信号Ｃｉ、Ｃｑが生成される。この信号は直列並列変換器によって図５（５）に示すように、 ５Ｍｂａｕｄ（１シンボル時間 ２００ｎｓｅｃ）に低速化され、Ｉ軸とＱ軸について各々８系列の並列データｄＩ１〜ｄＩ８、ｄＱ１〜ｄＱ８に変換される。この並列データｄｄＩ１〜ｄＩ８、ｄＱ１〜ｄＱ８は逆ＦＦＴ器３７により演算が施された後、図６（６）に示すような８つのキャリア周波数ｆ１ 〜ｆ８ をもつ変調信号が生成される。そして、これら８つの信号を合成されたものが送信信号ｃｉ、ｃｑとなり、各々が局部発振器４０とミキサ４１、４２によって高周波に変換され、その後、バンドパスフィルタ４５にて帯域が制限され、図７に示すように、周波数軸上において直交する８つのキャリア周期の信号をもった送信信号ｅとして送出される。
【００４４】
次に、受信機内の信号波形を図８〜図１０に示す。
【００４５】
アンテナ４７にて受信された受信信号ｅ´は、バンドパスフィルタ４８にて所望の帯域の信号成分のみ取り出され、この信号はミキサー５１、５２にて局部発振器４９から生成されたＩ軸とＱ軸の基準信号が乗算され、図８（１）に示すようなベースバンドの信号に変換される。次に、この信号はＡＤ変換器５３、５４にてデジタル信号に変換され、次にＦＦＴ器５５にて図９（２）に示すようにＩ軸、Ｑ軸各々８個の並列データ（ｄ´Ｉ１〜ｄ´Ｉ８、ｄ´Ｑ１〜ｄ´Ｑ８）の信号に分離される。この並列データ（ｄ´Ｉ１〜ｄ´Ｉ８、ｄ´Ｑ１〜ｄ´Ｑ８）は各々並列直列変換器５６、５７にて図１０（３）に示すような直列データｃｉ´およびｃｑ´に変換される。その後、直列データｃｉ´およびｃｑ´はミキサー５９、６０にて各々送信側と同じ拡散系列ｐｎが乗じられ、次に、拡散系列の一周期にわたって積分器６３、６３にて積分され、図１０（４）に示すような信号が取り出される。その後、合成器６１にてＩ軸とＱ軸の信号が合成され、ＬＰＦ６４にて帯域外の信号が取り除かれた後、ＱＰＳＫ復調器６５にて情報復調される。この結果、図１０（５）に示すように、送信されたデジタルデータが１、１、０、０、１、０が再生される。以上のように受信機では、送信機との逆の動作を行い送信データを再生する。
【００４６】
次に、本発明の効果を説明するために、図１１（１）に直接拡散スペクトル拡散方式を用いた場合の送信波形、（２）にＯＦＤＭの送信波形、（３）本発明のによる送信波形（但し、Ｉ軸のみ）を各々ベースバンド伝送時について示す。
【００４７】
直接拡散スペクトル拡散方式の場合、送信波形は１シンボルごとに１周期の拡散系列が変調された波形となり、１チップ時間は ２００ｎｓｅｃ×１／８＝２５ｎｓｅｃとなる。したがって、従来の技術で説明したように、平均遅延時間１０ｎｓｅｃ、遅延分散２５ｎｓｅｃ、遅延波の到着時間の分布を正規分布としたとき、パスの経路が変化した時、同期タイミングよりも ２．５ｎｓｅｃ以上前後にずれる確率は、８４％程度となる。したがって、直接拡散スペクトラム拡散通信方式では、パスの経路が変化した時、高い確率で符号誤りが発生すると予想される。
【００４８】
一方、本発明による方式の場合、図１１（３）に示すように、送信波形のシンボルは各チップの値を変調した８つの搬送波をもつ信号波形となる。このとき、１シンボル時間は ２００ｎｓｅｃであり、受信機のＦＦＴ器５５では、この時間内の少なくとも１点にて８つの搬送波と同期をとり、各搬送波が運ぶチップの値を取り出せばよい。したがって、上記直接拡散方式と同様に、遅延波が平均値より１シンボルの２０％（４０ｎｓｅｃ）以上ずれて到着する確率Ｐ３は以下のようになる。
【００４９】
【００５０】
また、上述したように、ＯＦＤＭ方式の場合、電子レンジや他の無線装置と周波数を共用したときに、本発明の場合よりもこれらの装置から放射された信号の干渉波の影響を大きく受ける。図１２を用いてこの点について詳しく説明する。図１２（１）はＯＦＤＭ伝送中に干渉波が存在した時の影響を説明する図であり、ここでは説明のため、干渉波のエネルギーをＩ０ 、干渉波の帯域をＢとする。同図に示すように、ＯＦＤＭ方式の場合、各キャリア上には各々シンボルの情報が変調されて運ばれている。そのため、干渉波と帯域が重なった部分に影響をうけ、この帯域で送信したシンボルが誤ることになる。したがって、複数のシンボルに対して誤り訂正を施す等の対策を講じなければ、通信できない。
【００５１】
一方、本発明の場合、図１２（１）に示すように干渉波と通信帯域が重なった部分に影響をうけこの部分のチップの情報が誤ることになる。この場合、３番めのチップの情報に誤りが発生するが、このときは逆拡散した後の出力は、干渉波がない時に逆拡散復調後のＩ軸の出力が８であったものが、出力が１だけ減少するだけで済む。この逆拡散復調後の出力はその後ＱＰＳＫ復調器６５にてＩ軸・Ｑ軸がそれぞれ０をしきい値として正負の判定が行われる。したがって、逆拡散後の出力が＋８から＋７に変化しても、誤りにならないことが判る。
【００５２】
直接拡散方式の場合、図１２（３）に示すように、受信機内の通過帯域をＷとすると、受信機内で干渉波は帯域をＷに拡散されるため、復調時に干渉波から受ける干渉エネルギーＩは以下の式で表される。
【００５３】
Ｉ＝Ｉ０ ×（Ｂ／Ｗ）
干渉波から受ける干渉エネルギーはＩ０ に比例し、受信機の通過帯域幅Ｗに反比例する。したがって、直接拡散方式の場合、スペクトラムの拡散によって、干渉波のレベルを低くすることができるが、受信機の周囲に電子レンジや他の無線装置がある等、そのレベルが大の場合には、それらが放射した電波の干渉を受けて通信不能となる。
【００５４】
一方、本発明の場合、干渉波と通信帯域が重なった部分に影響をうけこの部分のチップの情報が誤ることになる。例えば、図１２（２）の場合は、３番めのチップの情報に誤りが発生するが、この時は、逆拡散した後の出力は、干渉波がないときに逆拡散復調後のＩ軸の出力が８であったもの（図１０（４）の信号）が、出力が１だけ減少するだけで済む。この逆拡散復調後の出力はその後ＱＰＳＫ復調器６５にてＩ軸・Ｑ軸それぞれ０をしきい値として正負の判定が行われる。したがって、逆拡散後の出力が＋８から＋７に変化しても、誤りにならないことが判る。
【００５５】
以上説明したように、従来の直接拡散方式は１０Ｍｂｐｓ以上の高速伝送の場合、遅延時間のばらつきの影響が大であるのに対し、本発明およびＯＦＤＭ方式の場合は比較的影響が小であるといえる。また、従来のＯＦＤＭ方式では狭帯域の干渉波が存在した場合、干渉波の周波数と通信帯域が重なった部分でシンボルエラーが発生するのに対し、本発明ではその影響は受信機内の逆拡散後の出力の減少になるだけですみ、誤りの発生を抑えることが可能となる。したがって、本発明により高速無線伝送を実現することが可能となる。
【００５６】
次に、本発明の他の実施例について説明する。
【００５７】
この実施例のマルチキャリア伝送システムは、上記実施例のシステムよりもさらに高速伝送を可能とするものであり、送信情報の一部を参照して、複数の拡散系列のうち所定の数の拡散系列を選択的に乗算し、一方、受信信号に含まれる拡散系列の組み合わせを調べて、送信情報の一部を再生することを特徴とするものである。
【００５８】
図１３にこの実施例に係る送信機の構成を示す。
【００５９】
図１３において、７１は入力データを１１ビット毎に直列並列変換を行う直列並列変換器、７２〜７４はＱＰＳＫの変調器、７５は入力された ５ｂｉｔに応じて８種類の拡散系列の中から３種類の拡散系列を選び出力する拡散系列選択生成器、７６〜８１は乗算器、８２、８３は３個の乗算器から出力されたＩ軸、Ｑ軸の拡散データの成分を合成する合成器、８４、８５は直列並列変換器、８６は逆ＦＦＴ器、８７、８８はデジタル−アナログ変換器、８９は局部発振器、９１、９２はミキサ（乗算器）、９３は位相器、９４は加算器、９５はフィルタ、９６はアンテナを示している。
【００６０】
図１４にこの実施例に係る受信機の構成を示す。
【００６１】
図１４において、９７はアンテナ、９８はバンドパスフィルタ、９９は局部発振器、１００は位相を９０度遅らせる位相器、１０１、１０２はミキサ、１０３、１０４はアナログ−デジタル変換器、１０５はＦＦＴ器、１０６、１０７と４０８２は各々８個の並列データを直接データに変換する並列−直列変換器、１０８は８種類の拡散系列を生成するマルチ拡散系列生成回路、１０９〜１２４はミキサ、１２５はミキサ１０９〜１２４から出力された８種類の相関出力を比較し、このうち出力の大きい３系統の出力をｘ１，ｘ２，ｘ３として出力するとともに、この３種類の組み合わせより ５ｂｉｔのデータｐ１〜ｐ５を出力する相関出力マッピング器、１２６〜１２８はフィルタ、１２９〜１３１はＱＰＳＫ復調器、１３２〜１３６は遅延回路、１３７はＱＰＳＫ復調器１２９〜１３１および遅延回路１３２〜１３６から出力された出力を直列データに変換する直列並列変換回路を示している。
【００６２】
図１３に示した送信機は、入力データの１１ビット毎に、 ６ビットは３つの変換器７２〜７４に入力し、残りの ５ビットは拡散系列選択器７５に入力する。拡散系列選択器７５では、例えば入力された ５ビットが｛０、０、０、０、０｝の場合は｛ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３｝とを出力し、｛０、０、０、０、１｝の場合は｛ＰＮ４、ＰＮ５、ＰＮ６｝を出力するという具合に、８つ用意した拡散系列より３つの系列を選んで出力する。
【００６３】
一方、図１４に示した受信機では、受信信号からどの拡散系列がどの組み合わせで送られたかを調べ、これによって ５ビット分を取り出し、残りの ６ビット分は３つのＱＰＳＫ復調器１２９〜１３１から取り出すという動作をする。これは、８個の系列のうち３つの系列を選択する方法は ｓＣ３ ＝５６通りあるため、 ５ビットの情報（３２通り）は拡散系列の組み合わせ方法にマッピングして伝送することができるためである。
【００６４】
このようにすることによって、以下に示すようにチップレートが４０Ｍｃｈｉｐ／ｓにて５５Ｍｂｐｓの伝送速度が実現できるようになる。
【００６５】
情報 デジタルデータ（１，１，０，０，１，０ ）
情報レート ５５Ｍｂｐｓ
情報変復調 ＱＰＳＫ
変調レート ５Ｍｂａｕｄ
拡散符号 Ｗｓｌｓｈ符号（−１，１，−１，１，−１，１，−１，１ ）
チップレート ４０Ｍｃｈｉｐ／ｓ
本発明で実現できる情報レートＲ［Ｍｂｐｓ］を数式を使って表現すると次の式で表される。
【００６６】
Ｒ＝（２×ＭＯＤ−Ｎ＋Ｋ）／（Ｎｃ・Ｔｃ）
但し、ＭＯＤ−ＮはＱＰＳＫ変調器の数、ｋは拡散系列を選択するための入力データのビット数、Ｔｃはチップの周期である。
【００６７】
なお、上述した実施例では、キャリアの数を８としたが、図１５（ａ）に示すようにチップの周期を長くしてキャリア数を増やしたり、図１５（ｂ）に示すように複数シンボルのチップをまとめて逆ＦＦＴ／ＦＦＴするような構成にして、キャリア数を数１０から数百に増やしても、上述した例と同様もしくはそれ以上の伝送品質改善効果が期待できる。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、遅延のばらつきによる影響や電子レンジ等の狭帯域干渉、周波数選択性フェージングの影響を低減でき、また同一の伝送帯域においてより高速の伝送を可能とする。したがって、本発明は、高速無線ＬＡＮや移動体通信、デジタルＴＶ放送やＣＡＴＶ等適用範囲は広く、このようなシステムにて高速・高品質のデータ伝送が可能となる。
【００６９】
最後に直接拡散方式、ＯＦＤＭ方式、本発明による特性を比較した一覧を図１９に示す。
【００７０】
同図に示すように、本発明は、複数の端末が非同期で通信する場合には、キャリアセンス等のアクセス制御が必要となるが、単一の端末が高速に伝送路を使うような高速無線ＬＡＮ、デジタルＴＶ放送、移動体の基地局等に利用すれば、従来の方式よりも高速化・高品質化の点で有効であることが分かる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のマルチキャリア伝送システムを概念的に示した図である。
【図２】本発明の一実施例に係る送信機の構成図である。
【図３】本発明の一実施例に係る受信機の構成図である。
【図４】本発明の一実施例に係る送信機内部の信号を説明する図である。
【図５】本発明の一実施例に係る送信機内部の信号を説明する図である。
【図６】本発明の一実施例に係る送信機内部の信号を説明する図である。
【図７】本発明の一実施例に係る送信波形を示す図である。
【図８】本発明の一実施例に係る受信機内部の信号を説明する図である。
【図９】本発明の一実施例に係る受信機内部の信号を説明する図である。
【図１０】本発明の一実施例に係る受信機内部の信号を説明する図である。
【図１１】各方式の信号波形（ベースバンド伝送時）を示す図である。
【図１２】狭帯域干渉の影響を説明する図である。
【図１３】本発明の他の実施例に係る送信機の構成図である。
【図１４】本発明の他の実施例に係る受信機の構成図である。
【図１５】本発明の他の実施例の場合の送信スペクトル波形を示す図である。
【図１６】従来の通信方式をまとめた表である。
【図１７】直接拡散方式におけるチップ同期タイミングとビット誤り率との関係を示す図である。
【図１８】パスの変化を示す図である。
【図１９】本発明と従来方式とを比較した表である。
【符号の説明】
１０…送信系
１１…情報変調手段
１２…拡散変調手段
１３…直列並列変換手段
１４…生成手段
１５…マルチキャリア再生手段
１６…並列直列変換手段
１７…逆拡散復調手段
１８…情報復調手段
２０…受信系
Claims (2)
- （ａ）送信系が、送信情報の少なくとも一部を変調する変調手段と、
前記変調手段により変調された変調信号を所定の拡散系列により拡散する拡散手段と、
前記拡散手段により拡散された拡散データを並列データに変換する直列／並列変換手段と、
前記直列／並列変換手段により変換された並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号を生成する逆フーリエ変換手段とを備え、
（ｂ）受信系が、前記マルチキャリア信号をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段により変換された並列データを直列データに変換する並列／直列変換手段と、
前記並列／直列変換手段により変換された直列データを前記所定の拡散系列により逆拡散する逆拡散手段と、
前記逆拡散手段により逆拡散された変調信号を前記送信情報に復調する復調手段とを備えること
を特徴とするマルチキャリア伝送システム。 - 送信情報の少なくとも一部を変調するステップと、
前記変調された変調信号を所定の拡散系列により拡散するステップと、
前記拡散された拡散データを並列データに変換するステップと、
前記変換された並列データを逆フーリエ変換してマルチキャリア信号を生成するステップと、
前記生成されたマルチキャリア信号を送信するステップと、
前記送信されたマルチキャリア信号を受信するステップと、
前記受信した前記マルチキャリア信号をフーリエ変換するステップと、
前記フーリエ変換された並列データを直列データに変換するステップと、
前記変換された直列データを前記所定の拡散系列により逆拡散するステップと、
前記逆拡散された変調信号を前記送信情報に復調するステップと
を備えることを特徴とするマルチキャリア伝送方法。
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