JP3623449B2 - 符号化されたオーディオ信号中のエラーを隠蔽する方法と装置および符号化されたオーディオ信号を復号化する方法と装置 - Google Patents
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- G10L19/005—Correction of errors induced by the transmission channel, if related to the coding algorithm
Description
【０００１】
本発明はオーディオ信号の符号化（ｅｎｃｏｄｉｎｇ）および復号化（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）に関し、特にデジタル符号化されたオーディオ信号中のエラー隠蔽に関する。
【０００２】
現代的なオーディオ符号器（ｅｎｃｏｄｅｒｓ）とそれに対応するオーディオ復号器（ｄｅｃｏｄｅｒｓ）、すなわちＭＰＥＧ標準規格の一つに沿って作動する符号器と復号器が広範囲で使用されるようになった結果、符号化されたオーディオ信号を無線ネットワークまたはインターネットのような有線ネットワークを通じて伝送することが、既に非常に重要となっている。符号化されたオーディオ信号の伝送に係る伝送チャネルとして、デジタル無線（ｄｉｇｉｔａｌ ｒａｄｉｏ） や有線ネットワークを通じた伝送は、理想的ではない。なぜなら、符号化されたオーディオ信号が、伝送の途中で不利な影響を受ける可能性があるからである。その結果、復号器は伝送エラーをどのように扱うべきかという問題、すなわち、どのようにこれらのエラーを隠蔽するかという問題に直面することになる。エラー隠蔽の目的は、エラーの影響を受けて復号化されたオーディオ信号から引き起こされる主観的な聴覚的不快感を改善するように、伝送エラーを巧みに処理することである。
【０００３】
多数のエラー隠蔽方法が既に知られている。エラー隠蔽の最も簡素なタイプは、「消音」（“ｍｕｔｉｎｇ”）による方法である。復号器がデータの欠落やエラーを認識した場合には、復号器は再生をオフにする。そして、欠落したデータはゼロ信号に置き換えられる。このようにして復号器は、伝送エラーによる、大きすぎる音や不快な音を出力することを防止できる。しかし、聴覚心理的な効果により、その結果として発生する信号エネルギーの急降下や、また復号器がエラーの無いデータを再度出力する時に発生する急上昇は、耳障りなものとなる。
【０００４】
別の公知の方法で、信号エネルギーの急降下とその後の急上昇を避ける方法として、データ反復法がある。もし、例えばオーディオ信号のブロックが１つまたはそれ以上欠けている場合には、エラーの無い、すなわち無傷のデータ（ｉｎｔａｃｔ ｄａｔａ） が再度得られるまで、最後に伝送されて来たデータの一部がループ状に反復される。しかし、この方法は不快なデータをも生成してしまう。もしオーディオ信号の短い部分のみが反復されるならば、基本周波数が反復周波数と同一となり、オリジナルの信号がどのようなものであっても、反復された信号は機械的に聞こえる。より長い部分が反復されるならば、ある種のエコー効果が起こり、これもまた耳障りとなる。
【０００５】
時間オーディオ信号（ｔｅｍｐｏｒａｌ ａｕｄｉｏ ｓｉｇｎａｌ） をスペクトル表現するブロック指向の変換符号器／復号器（ｂｌｏｃｋ−ｏｒｉｅｎｔｅｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｅｎｃｏｄｅｒｓ／ｄｅｃｏｄｅｒｓ）の中では、エラーを含むオーディオデータの場合でも、スペクトル値予測を実行する可能性がある。もし、１つのブロック内のスペクトル値がエラーを含むと認識された時は、それらのスペクトル値は、先行する１つまたは複数のフレームを基にして、予測される、すなわち推定されることができる。もしそのオーディオ信号が安定したものであれば、すなわち、そのオーディオ信号が信号エンベロープの中で急激な変化をしないのであれば、この予測されたスペクトル値は、所定の限度内でエラーを含むスペクトル値と対応する。もし、例えばＭＰＥＧ ＡＡＣ標準規格（ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−７ ＭＰＥＧ−２ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ） を用いた方法の場合には、１つの通常ブロック、または符号化されたオーディオデータの１つのフレームは、１０２４個のスペクトル値を含んでいる。そのため、スペクトル値予測方法のためには、もし１つの完全なフレームが欠落した場合に全てのスペクトル値が予測できるように、復号器の中に並列処理可能な１０２４個の予測器が必要となるだろう。
【０００６】
上記予測方法の問題は、比較的高いレベルの演算処理上の問題である。すなわち、受け取られた多数メディアまたはオーディオデータ信号のリアルタイム復号化が必要という問題であり、これを解決することは現在では不可能である。
【０００７】
上記予測方法のさらに重大な欠点は、使用される変換アルゴリズム、つまり変形離散コサイン変換（ＭＤＣＴ ｍｏｄｉｆｉｅｄ ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｃｏｓｉｎｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）に起因するものである。ＭＤＣＴアルゴリズムは、理想的なフーリエスペクトルを提供するのではなく、理想的なフーリエスペクトルから外れた「スペクトル」を提供するものであることは、一般的に知られている。複数の研究の報告によると、１つのサイン時間関数、例えばそのサイン関数の周波数においては単一のスペクトルラインを備えたフーリエスペクトルを持つサイン時間関数は、１つのＭＤＣＴ「スペクトル」を持ち、これはそのサイン関数の周波数においては支配的なスペクトル係数を持つものであるが、さらにまた、他の周波数値においてもさらなるスペクトル係数を持つ。さらに、１つのサイン関数のＭＤＣＴ「スペクトル」の高さは、各フレーム間で同一というものではなく、各フレーム毎に変化する。別の事実として、ＭＤＣＴ変換は、厳密に言えばエネルギー消費が大きくないことが挙げられる。以上から言えることは、ＭＤＣＴ変換は必ず逆ＭＤＣＴ変換と共に作動するが、ＭＤＣＴスペクトルは、フーリエスペクトルとはかなり異なるということである。そのため、ＭＤＣＴスペクトル係数のスペクトル値予測は、高い精度が求められる場合には、不適当となる。
【０００８】
スペクトル値予測のさらなる欠点、特に現代的なオーディオ符号化方法に関連する欠点として、現代的なオーディオ符号化方法においては、異なるウィンドウ長またはウィンドウの形が使用される事が挙げられる。符号化されるべきオーディオ信号の中に急速な変化（過渡的変化（ｔｒａｎｓｉｅｎｔｓ）または「アタック」） が存在する時は、１つのロングブロックに亘って「傷つけられた」複数のＭＤＣＴスペクトル係数の量子化に起因する量子化ノイズ、すなわちプリ・エコーの発現を防止する目的で、現代的な変換符号器は、過渡的なオーディオ信号、すなわち「アタック」を持つオーディオ信号に対してはショートウィンドウを使用し、周波数分解能（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）を犠牲にして、時間的分解能（ｔｅｍｐｏｒａｌ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ） を増加させる。しかしこれは、スペクトル値予測のためには、ウィンドウ長とウィンドウの形の両方を、（さらに言えば、ウィンドウ化（ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ） がショートブロックから始めてロングブロックへと変化するか、またはその逆に変化する変遷ウィンドウ（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｗｉｎｄｏｗｓ）の存在をも） 、常に考慮に入れられなければならないことを意味する。これは、スペクトル値予測の複雑さを増すことになり、演算効率にも大きく悪影響をもたらすことになるだろう。
【０００９】
ドイツ特許公開ＤＥ４０３４０１７Ａ１は、周波数符号化デジタル信号の伝送中のエラー検出方法に関する。周波数係数から、あるいは先行するフレームか時には後続のフレームから、エラー関数が形成され、この関数を基にしてエラーの発生が検出される。エラーを含む周波数係数は、後続のフレームの評価には含まれない。
【００１０】
ドイツ特許公開ＤＥ１９７３５６７５Ａ１は、オーディオデータストリーム内のエラーを隠蔽する方法を開示している。まず無傷のオーディオデータのサブグループのスペクトルエネルギーが計算される。この無傷のオーディオデータのサブグループについて計算されたスペクトルエネルギーを用いて置換データのパターンを生成した後、上記サブグループに相当するオーディオデータでエラーを含むか欠落したオーディオデータのための置換データが、上記パターンに沿って生成される。
【００１１】
本発明は目的は、限られた演算労力（ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎａｌ ｅｆｆｏｒｔ）によって実現可能な、オーディオ信号のための、精密かつフレキシブルなエラー隠蔽の方法および装置を提供することである。
【００１２】
この目的は、請求項１に記載のエラー隠蔽方法と、請求項１２に記載のエラー隠蔽装置とで達成される。
【００１３】
本発明のさらなる目的は、エラーに対して寛容でかつフレキシブルなオーディオ信号の復号化方法および装置を提供することである。
【００１４】
この目的は、請求項１０に記載の符号化されたオーディオ信号の復号化方法と、請求項１３に記載の符号化されたオーディオ信号の復号化装置とで達成される。
【００１５】
本発明の基礎となる知見は、以下の通りである。すなわち、スペクトル値予測の欠点は、使用される変換アルゴリズムに対する依存性と、ウィンドウの形とブロック長に対する依存性とに帰するものであり、この欠点は、「準」時間ドメイン（“ｑｕａｓｉ” ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ） の中で機能する予測を用いてエラー隠蔽を実行すれば、避けることが可能であるという発見である。そのため、望ましくは１つのロングブロックまたは複数のショートブロックに相当する１セットのスペクトル値が、サブバンドに分割される。スペクトル係数の現時点のセット（ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｅｔ） のサブバンドは、その後、逆方向変換（ｒｅｖｅｒｓｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ） を施され、そのサブバンドのスペクトル係数に相当する時間信号が得られる。スペクトル係数の次のセットのための推定値を生成するために、このサブバンドの時間信号を基にした予測が実行される。
【００１６】
ここで指摘すべきことは、この予測は準時間ドメインの中で実行されるということである。なぜなら、この予測が実行される基礎となる時間信号は、符号化されたオーディオ信号の１つのサブバンドの時間信号に過ぎず、そのオーディオ信号のスペクトル全体の時間信号ではないからである。予測により生成された時間信号は、スペクトル係数の次のセットのサブバンドのための、推定の、すなわち予測のスペクトル係数を得るために、順方向変換（ｆｏｒｗａｒｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ） が施される。もし、スペクトル係数の次のセットの中に１つあるいは複数のエラーを含むスペクトル係数があると認識された時は、そのエラーを含むスペクトル係数は、推定の、すなわち予測のスペクトル係数によって置換されることができる。
【００１７】
純粋なスペクトル値予測と比較して、本発明に係るエラー隠蔽の方法では、必要とされる演算上の労力が少ない。なぜなら、スペクトル係数は既にグループ化されているので、予測は各サブバンドについて実行されるだけで良く、各スペクトル係数については必要ないからである。さらに、本発明に係る方法では、処理されるべき信号の特性を考慮に入れることができるので、高いレベルの適応性を提供する。
【００１８】
本発明に係るノイズ置換（ｎｏｉｚｅ ｓｕｂｓｔｉｔｉｏｎ）は、特に調性信号（ｔｏｎａｌ ｓｉｇｎａｌｓ） に対して良好に作用する。しかし、調性信号部分はオーディオ信号のスペクトルの低周波数帯域において出現する可能性が高く、その一方、高周波数信号部分は不安定である可能性が高い、つまりノイズが多いということが、これまでに発見されている。本発明の明細書の中では、「ノイズの多い信号部分」とは、安定した信号とはかけ離れた信号部分を意味する。しかし、これらのノイズの多い信号部分は、必ずしも古い意味でのノイズを表すものではなく、単にユーザーの信号を急速に変化させるものを意味することもある。
【００１９】
演算上の労力をさらに軽減させるという目的で、本発明によれば、より低周波数の信号部分のみに予測処理を施し、より高周波数の信号部分には何の処理も施さないという場合も可能となる。換言すれば、最低またはより低いサブバンドのみに対し、逆方向変換，予測，そして順方向変換の処理を施すことも可能である。
【００２０】
オーディオ信号全体を完全に時間ドメインに変換し、かつ時間オーディオ信号の全体を、いわゆる「ロングターム」予測器を用いてブロックからブロックへと予測する方法とは対照的に、本発明の上記の特徴は重要な利点を生む。なぜなら、本発明によれば、時間ドメインにおける予測の利点は、スペクトル分解（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）の利点と組み合わさっているからである。スペクトル分解が伴う場合にのみ、周波数に依存するオーディオ信号特性を考慮に入れることが可能となる。スペクトル係数のセットを分割することにより生成されるサブバンドの個数は、任意である。もし、サブバンドは２つだけと選択された場合には、調性（ｔｏｎａｌｉｔｙ）を考慮に入れる場合の利点は、そのオーディオ信号のより低周波数帯域において、明らかとなる。もし反対に、多数個のサブバンドが選択された場合には、準時間ドメイン内の予測器は、その遅延が大きくなり過ぎないように、比較的短い長さを持つだろう。個々のサブバンドは、望ましくは並列処理されるので、本発明に係る配線された集積回路（ｈａｒｄ−ｗｉｒｅｄ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いた実施例では、並列に繋がった複数の予測器回路（ｐｒｅｄｉｃｔｏｒ ｃｉｒｃｕｉｔ）が必要となる。
【００２１】
もし本発明が、異なるブロック長を用いる変換符号器と関連して使用された場合には、予測器そのものがブロック長およびウィンドウの形から独立した関係になるという利点が生まれる。さらに、逆方向変換により、ＭＤＣＴとの関連で上述したように使用された変換アルゴリズムに対する依存性は、限られたものとなる。さらに、本発明のエラー隠蔽についての概念は、逆方向変換と、時間ドメインにおける予測と順方向変換とによって、正しい位相を持つ予測スペクトル係数を供給する。すなわち、スペクトル係数の先行する無傷のセットの時間信号に関連して予測されたスペクトル係数に起因する、時間信号の中の位相ジャンプは無いのである。結果として、エラーまたは欠落を持つ信号部分が、調性信号により非常に良好に置換され、通常のリスナーはほとんどの場合、エラーが起こったことさえ気が付かない。
【００２２】
最後に、本発明に係る方法は、特に、ドイツ特許公開ＤＥ１９７３５６７５Ａ１に開示されたエラー隠蔽技術と合わせて採用されるのに適している。この先行技術は、ノイズが多い信号部分を置換するのに適したものである。もし、欠落を持つ１つのブロックの調性信号部分が、本発明に係る方法によって隠蔽され、かつ、もしノイズの多い信号部分が上述の公知の方法、すなわち置換されたデータと無傷のデータとの間のエネルギー類似性に基づく公知の方法によって結合されるならば、完全に欠落したブロックも、普通のリスナーには実際には聞き取れない程度まで隠蔽することができる。
【００２３】
本発明の望ましい実施例を、添付図を参照しながら以下に詳細に説明する。
図１は本発明にかかるエラー隠蔽ユニットを備えた復号器を示し、
図２は図１に示されたエラー隠蔽ユニットの詳細なブロック図であり、
図３は、図１に示されたエラー隠蔽ユニットであって、さらにノイズ置換を提供し、かつ予測ゲイン（ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｇａｉｎ）に従って作動するエラー隠蔽ユニットの詳細なブロック図であり、
図４は本発明にかかるエラー隠蔽の方法のフローチャートであり、
図５はＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ復号器用エラー隠蔽ユニットの望ましい実施例の詳細なブロック図であり、
図６は図５の予測器の詳細なブロック図であり、
図７はＡＡＣ標準規格に従ったブロック構造の概略図である。
【００２４】
図１は本発明の望ましい実施例に係る復号器のブロック図を示す。図１に示された復号器ブロック図は、標準規格ＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ １３８１８−７に定義されたＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ復号器にほぼ相当する。符号化されたオーディオ信号は、スペクトルデータとサイド情報とを分離するために、まずビットストリームデマルチプレクサー（ｂｉｔ ｓｔｒｅａｍ ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）１００に送られる。ハフマン符号化されたスペクトル係数は、そのハフマン符号語から量子化されたスペクトル値を得るために、その後ハフマン復号器２００に送られる。この量子化されたスペクトル値は、その後逆量子化器（ｉｎｖｅｒｓｅ ｑｕａｎｔｉｚｅｒ ）３００に送られ、それぞれのスケールファクタバンドは適切なスケールファクタによって掛け算される。本発明にかかる復号器は、上記逆量子化器３００に続いて、上記標準規格に記載されたように例えばミドル／サイド段階，予測器段階（ｐｒｅｄｉｃｔｏｒ ｓｔａｇｅ），ＴＮＳ段階などの複数の追加的な関数ユニット（ｆｕｎｃｔｉｏｎａｌ ｕｎｉｔｓ）を結合させることができる。
【００２５】
本発明の望ましい実施例によれば、復号器は合成フィルタバンク（ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋ ）４００の直前にエラー隠蔽ユニット５００を含み、このユニット５００は本発明に従って機能し、かつビットストリームデマルチプレクサー１００に入力された符号化されたオーディオ信号の中に存在する伝送エラーの影響を、確実に和らげるかあるいは全く不可聴にする。換言すれば、エラー隠蔽ユニット５００により、伝送エラーは確実に隠蔽される。すなわち、合成フィルタバンクから出力される時間オーディオ信号の中では、伝送エラーは全くあるいはかすかにしか聞こえない。
【００２６】
図２はエラー隠蔽ユニット５００の全体ブロック図を示す。これは逆方向変換ユニット５０２と、推定値を生成するためのユニット５０４と、順方向変換ユニット５０６とを含む。これら逆方向変換ユニット５０２と順方向変換ユニット５０６の両方は、ブロック型ライン５０８を介して現時点のブロックタイプ（ｃｕｒｒｅｎｔ ｂｌｏｃｋ ｔｙｐｅ） に従って制御されることができる。エラー隠蔽ユニット５００は、さらに並列分枝（ｐａｒａｌｌｅｌ ｂｒａｎｃｈ）を含む。この分枝によって入力側のスペクトル係数は、逆方向変換ユニット５０２と、推定値を生成するためのユニット５０４と、順方向変換ユニット５０６とを迂回して入力から出力へと直接送られることが可能になる。この並列分枝は時間遅延ステージ５１０を備える。これにより、順方向変換ユニット５０６の後に現れる次のブロックのための推定スペクトル係数と、その次のブロックのためのエラーを含む可能性のある『実際の（ｒｅａｌ）』スペクトル係数とが、エラー置換ユニット５１２に対して同時に到達するよう保証される。その結果、次ブロックのための実際のスペクトル係数の中に存在するいかなるエラースペクトル係数も、その次ブロックのための推定スペクトル係数によって置き換えられることが可能になる。この、スペクトル値の置き換えは、図２においてスイッチ記号５１２により示される。注意すべきことは、エラー置換ユニット５１２は、スペクトル値レベルあるいはブロックレベルまたはセットレベルで作動することができるという点である。このエラー置換ユニット５１２はまた、必要に応じ、サブバンドレベルでも作動することができる。このようにして、元々含まれていたいかなるエラースペクトル係数も推定スペクトル係数によって置き換えられたスペクトル係数の次のセット、すなわち、エラーが隠蔽されたスペクトル係数の次のセットが、エラー置換ユニット５１２から出力される。
【００２７】
ここで指摘すべきことは、図２に示されたブロック図は、エラー隠蔽ユニット５００の一部しか示していないという点である。明確さを重視する意味からこのような表現が選ばれた。後に、図５においては本発明の望ましい実施例を参照しながらさらに詳細に説明するが、図２に示された回路の前方には、サブバンドに分割するためのユニットが配置されている。その反対に、エラー置換ユニット５１２の後方には、サブバンドへの分割を解除するためのユニットが配置されている。その結果、フィルタバンク４００（図１参照）は、先行するエラー隠蔽について何も感知せずに『正規』（ｎｏｒｍａｌ）のスペクトル係数のセットを受け取ることになる。このようにエラー隠蔽ユニット５００（図１参照）は、図２を参照しながら説明された回路が複数個、すなわち各サブバンドに対して１つずつの回路を含んでいる。後で詳細に説明するが、並列回路は入力側においてはサブバンド分割のためのユニットにより接続され、出力側においてはそのサブバンド分割を解消するためのユニットにより接続される。
【００２８】
現代的な変換復号器は、符号化されるべきオーディオ信号中の急速な変化に対しては、時間的分解能を増加させるためにショートウィンドウを用いることが既に指摘されている。ここでは通常、１つのロングウィンドウまたはロングブロックの中の、時間サンプル値（ｔｅｍｐｏｒａｌ ｓａｍｐｌｅｄ ｖａｌｕｅｓ） の個数またはスペクトル係数の個数は、１つのショートウィンドウまたはショートブロックの中の、時間サンプル値の個数またはスペクトル係数の個数の、整数倍となっている。本発明の有利な点として、推定値を生成するユニット５０４は、使用された変換， ブロック長， ウィンドウタイプから独立して作動することができる事が挙げられる。そのため、逆方向変換ユニット５０２と順方向変換ユニット５０６の両方は、ブロックタイプに従って制御され、その結果、同数の時間スキャン値（ｔｅｍｐｏｒａｌ ｓｃａｎｎｅｄ ｖａｌｕｅｓ） が常に推定値を生成するユニット５０４に対して入力されるかあるいはそこから出力されることになる。
【００２９】
この特性は、ＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ標準規格の状態を示す図７を参照しながらさらに説明する。図７はロングブロック７０２の範囲を示す時間軸７００を備えている。１つのロングブロックは２０４８個のサンプル値を持ち、公知のように、ウィンドウが５０％の割合でオーバーラップすれば１０２４個のスペクトル係数を持つことになる。使用されるＭＤＣＴやウィンドウオーバーラッピングについての詳しい説明は、既に引用した標準規格の中で見つけることができる。図７においては、８個のショートブロック７０４も描かれており、それらはそれぞれ２５６個のサンプル値を持つ。これはまた、５０％のオーバーラップによって１２８個のスペクトル係数となる。わかりやすくするために、図中のショートブロック同士のオーバーラップや、図中のロングブロックと先行する１つのロングブロックとのオーバーラップ、あるいは図中のロングブロックと先行または後続のスタートまたはストップウィンドウとのオーバーラップは、図７の中では示されていない。しかし、図７から明らかなように、１つのロングブロックの中のスペクトル係数の個数は、１つのショートブロックの中のスペクトル係数の個数の８倍に等しい。換言すれば、１つのロングブロックが持つオーディオ信号の持続時間（ｔｉｍｅ ｄｕｒａｔｉｏｎ） は、８個のショートブロックが持つ持続時間と等しい。
【００３０】
図２で示されるように、逆方向変換ユニット５０２はブロックタイプのライン５０８を介して制御され、ショートブロックの対応するサブバンドの中のスペクトル係数を８回連続的に逆方向変換し、かつ結果として生じた複数の準時間信号を１つずつ連続的に並べ、推定値を生成するユニット５０４に対して所定の長さを持つ１つの時間信号を供給する。これとは対照的に、順方向変換ユニット５０６もまた、推定値を生成するユニット５０４から連続的に出力された値に対し、８回の連続的な順方向変換を行う。このように、この「作動サイクル（ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｃｙｃｌｅ）」のおかげで、ショートブロックの場合でもロングブロックの場合と同数のスペクトル係数が確実に出力される。エラー隠蔽ユニット５００によって１つの「作動サイクル」の中に出力されるスペクトル係数は、本発明においては、推定スペクトル係数の１セットと呼ばれる。実用性の立場から、１セット内のスペクトル係数の個数は１つのロングブロック内のスペクトル係数と同じであり、さらに８個のショートブロック内のスペクトル係数の個数と同じである。ロングブロックとショートブロックとの間の割合としては、別の割合、例えば２，４，または１６を選択してもよいことは自明である。通常、１つのロングブロック内のスペクトル係数の個数は、１つのショートブロック内のスペクトル係数の個数で割り切れるようになっている。しかし、何らかの理由でその通りでない場合には、予測器レベルのブロックタイプ、すなわち推定値を生成するユニット５０４内のブロックタイプから独立するために、１つのセット内のスペクトル係数の個数は、ロングブロックとショートブロックの最小公倍数に等しくなるだろう。
【００３１】
図３は図２のエラー隠蔽ユニットの望ましい発展例を示す。この図３の例の中で重要な特性は、エラー隠蔽ユニットがノイズ置換ユニット５１４を備えており、エラー置換ユニット５１２は、予測ゲイン信号５１６に依存して切り替わるノイズ置換スイッチ５１８を介して、順方向変換ユニット５０６とノイズ置換ユニット５１４とに選択的に接続することができる点である。上記ノイズ置換ユニット５１４は、前述のドイツ特許公開ＤＥ１９７３５６７５Ａ１に示された方法により作動し、ノイズが多い信号の内容をできるだけ元通りに近づける。ノイズが多い信号の内容が関係するので、スペクトル係数の位相はもはや考慮されなくなり、単に１つのサブグループ内の幾つかのスペクトル係数エネルギーだけを考慮する。最後の無傷のオーディオデータの１つのサブグループ内のエネルギーに依存して、上記ノイズ置換ユニット５１４は、スペクトル係数の対応するサブグループを生成する。この生成されたスペクトル係数のサブグループ内のエネルギーは、先行するスペクトル係数の対応するサブグループのエネルギーと等しいか、またはそれから導き出されるものである。しかし、ノイズ置換プロセスの中で生成されるスペクトル係数の位相は、ランダムに指定される。
【００３２】
ノイズ置換スイッチ５１８は予測ゲイン信号５１６により制御される。一般的に予測ゲインは、推定値を生成するユニット５０４の出力信号の入力信号に対する関係に依存する。もしサブバンド内での出力信号が入力信号とほぼ同一であるとわかった場合には、このサブバンド内のオーディオ信号は、比較的安定している、すなわち調性があると考えられる。もし、逆に、上記予測器の出力信号が入力信号とは明らかに相違している場合には、このサブバンド内のオーディオ信号は、比較的不安定である、すなわち非調性またはノイズが多いと考えられる。この場合には、ノイズ置換は予測よりも良い結果をもたらすことになる。なぜなら、ノイズの多い信号はそれ自体では高い信頼性を持って予測されることが不可能であるからである。ノイズ置換スイッチ５１８は、例えば予測ゲインが所定のしきい値を越えた場合には、順方向変換ユニット５０６をエラー置換ユニット５１２に接続し、予測ゲインがこのしきい値を越えない場合には、ノイズ置換ユニット５１４をエラー置換ユニット５１２に接続するようにして、２つの置換方法から１つの最適な方法を連結するように制御されても良い。
【００３３】
本発明に係るノイズ置換方法を、以下に図４を参照しながら詳細に説明する。まず、現時点のスペクトル係数のセットが受け取られる（１０）。分かりやすくするために、図４の中では、現時点のスペクトル係数のセットは、全て無傷のスペクトル係数から成るか、あるいは図２または図３に示されたエラー隠蔽方法により既に処理されているかのどちらかだと仮定する。一方では、上記現時点のスペクトル係数のセットは、フィルタバンク４００（図１）により処理され、例えばラウドスピーカーに対して出力される（１２）。他方では、上記現時点のスペクトル係数のセットは、次のスペクトル係数のセットを予測または推定するために使用される。これを本発明に係る方法で実現するため、上記現時点のスペクトル係数のセットはサブバンドに分割される（１４）。ロングブロックの場合には、サブバンドへの分割は、それぞれのセットに対し、対応する１つの周波数帯域を持つただ１つのサブバンドを生成することで実行される。ショートブロックの場合には、現時点のスペクトル係数のセットは複数の連続する完全なスペクトルから成るであろう。その後、ステップ１４において、個々の完全なスペクトルに対し対応するサブバンドが生成される。すなわち各スペクトル係数のセットに対し複数のサブバンドが生成される。
【００３４】
サブバンドへの分割の後、各サブバンドについて逆方向変換が実行される（１６）。ロングブロックの場合には、１つのブロック内のスペクトル係数の数と、１つのセット内のスペクトル係数の数とが同一であるので、各サブバンドに対して一回のみ逆方向変換が実行された後で、予測ステップ（１８）へと進む。ショートブロックの場合には、各「ショート」スペクトルのサブバンドに対応する複数回の逆方向変換が実行され、その後全てのサブバンドを一括して予測ステップ（１８）が実行される。
【００３５】
予測ステップ１８は、準時間ドメインの中で実行される。すなわち、各サブバンドの「時間」信号に対して実行され、次のセットのために推定のサブバンド時間信号を得る。この推定の準時間信号には、その後順方向変換の処理が施される（ステップ２０）が、ここでもロングブロックについては一回だけ、ショートブロックについてはＮ回分の順方向変換処理が施される。このＮとは、１つのショートブロックのスペクトル係数の数に対する１つのロングブロックのスペクトル係数の数の比を意味する。
【００３６】
ステップ２０の後で、推定のスペクトル係数は各サブバンドに対して有効となる。ステップ２２においては、ステップ１４で行われた分割が解消され、その結果、スペクトル係数の次のセットがステップ２２の後で得られる。
【００３７】
ステップ２４においては、上記スペクトル係数の次のセットが復号器により受け取られる。上記次のセットは現時点のセットのサブバンドと同一の周波数帯域を含むサブバンドに分割される。そして、このセットのエラー検出が行なわれ（ステップ２６）、上記次のセットの１つのスペクトル係数か、複数のスペクトル係数か、あるいは全てのスペクトル係数がエラーを含むか否かを確認する。上記エラー検出は、当業者には公知の方法、例えば１つのブロックに亘りＣＲＣチェックサム（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｏｄｅ ｃｈｅｃｋｓｕｍ）をチェックすることにより実行される。もし、送信されたデータに基づいて計算されたチェックサムと、データと伴に送信されたチェックサムとが相違すると検出された場合には、エラーを含むブロックのスペクトル係数に代えて、ステップ２２で生成された推定のスペクトル係数を採用する事ができる。このようにして、エラーを含むスペクトル係数は、推定のスペクトル係数に置換される（ステップ２８）。最後に、上記次のセットのエラーが隠蔽されたスペクトル係数は、時間サンプル値を出力できるように処理される（ステップ３０）。
【００３８】
図４のフローチャートは、スペクトル係数の１つのセットから次のセットへと実行される処理の概要をほぼ示している。もし図４のフローチャートが実行された場合には、ステップ１２および３０を実行するために、例えば単一のフィルタバンク４００（図１）のみが使用されたことが自明である。同様に、ステップ１０および２４を実行する際には、スペクトル係数の現時点のセットを受け取り、かつスペクトル係数の次のセットを受け取るために、単一のユニットのみが必要となることも自明である。本発明に係る方法を実行する装置においては、ステップ１０と２４との時間的な同期性は、並列分枝の中に設けられた時間遅延ステージ５１０により保証される。
【００３９】
図５は図２の概略ブロック図をより詳細に示すものであり、本発明に係るエラー隠蔽ユニット５００を特徴とする例えばＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ変換符号器のブロック図である。図２を参照しながら既に説明したように、エラー隠蔽ユニット５００（図１参照）は、スペクトル係数のブロックを望ましくは３２個のサブバンドに分割するためのユニット５２０を含む。ロングブロックの場合には、各サブバンドは３２個のスペクトル係数を持つ。ショートブロックのサブバンドの周波数帯域の広さは同一なので、ショートブロックの場合には、各サブバンドは４個のスペクトル係数を持つ。完全なスペクトルを同一サイズのサブバンドに分割することは、簡素という理由で望ましい。しかし、例えば聴覚心理的な周波数グループを反映して、同一でないサブバンドに分割することも可能である。各サブバンドにはその後、逆変形離散コサイン変換（ＩＭＤＣＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ ｍｏｄｉｆｉｅｄ ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｃｏｓｉｎｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）が施される。ロングブロックの場合には、ＩＭＤＣＴは一度だけ実行され、３２個の入力値を受け取る。ショートブロックの場合には、それぞれ４個づつのスペクトル係数についてＩＭＤＣＴが８回連続的に実行され、結局３２個の準時間サンプル値が出力側で得られる。これらはその後、予測器５０４に送られ、この予測器は３２個の推定の準時間サンプル値を生成し、このサンプル値はＭＤＣＴ５０６で変換される。ロングブロックの場合には、３２個の時間値（ｔｅｍｐｏｒａｌ ｖａｌｕｅｓ） について１回のＭＤＣＴが実行され、他方、ショートブロックの場合には、各４個づつのサンプル値について８回のＭＤＣＴが実行される。図５では０番目のサブバンドに対する１つの分枝のみが示されているが、もし全てのサブバンドが同一の長さならば、同一の分枝が各サブバンドについて存在することを指摘しておく。もし、サブバンドが異なる長さを持つ場合には、ＩＭＤＣＴまたはＭＤＣＴの順番は、適宜に順応させられる。実行性の観点から、並列処理は自明の選択と言える。しかし、記憶容量が十分にある場合には、サブバンドを逐次処理することも可能であることは明らかである。各サブバンドに対するＭＤＣＴ５０６の出力値は、分割を逆転させるためのユニット、すなわち逆分割ユニット５２２に送られ、ＡＡＣ ＭＤＣＴレベルにおける望ましい実施例のための、スペクトル値の推定のセットを出力する。
【００４０】
図６は予測器５０４をさらに詳しく示す。この望ましい実施例の予測器５０４の心臓部は、後方適応予測器(adaptive back-coupled predictor) であるいわゆるＬＭＳＬ予測器(Least Mean Square Leaky predictor) ５０４ａであり、ｎ＝３２の長さを持つ。ＬＭＳＬ予測器に関する詳しい説明は、“Adaptive Signal Processing"(Bernard Widrow,Samuel Stearns著,Prentice-Hall出版,1995 年,99 頁〜) を参照されたい。上記ＬＭＳＬ予測器５０４ａの前には時間遅延ステージ５０４ｂが配置される。上記予測器５０４はまた、入力側に並列─直列変換器(parallel-series converter) ５０４ｃを備え、出力側に直列─並列変換器５０４ｄを備えている。上記予測器５０４はさらに、予測ゲイン計算機５０４ｅを備え、この計算機は、予測器５０４ａの出力信号と入力信号とを比較して、安定した信号が処理されたのか、あるいは不安定な信号が処理されたのかを判断する。出力側では、予測ゲイン計算機５０４ｅが予測ゲイン信号５１６を供給し、この信号５１６はスイッチ５１８（図３）を制御するために使用される。スイッチ５１８は、予測されたスペクトル係数と、ノイズ置換によって得られたスペクトル係数とのいずれか１つを、エラー隠蔽のために用いるよう制御されている。ＬＭＳＬ予測器として作動する上において、予測器５０４はさらに２つのスイッチ５０４ｆおよび５０４ｇを備えており、それぞれが２つのスイッチ位置を持つ。スイッチ位置「１」は、次のブロックのスペクトル係数がエラーを持たない場合に適応され、スイッチ位置「２」は、次のブロックのスペクトル係数がエラーを持つ場合に適応される。図６は、スペクトル係数にエラーが有る場合を示す。この場合、入力信号の代わりに、値０を持つ参照信号が予測器の中のスイッチ５０４ｇに供給される。他方、エラーが無いスペクトル係数（スイッチ５０４ｇのスイッチ位置は「１」）の場合には、上記並列─直列変換器の出力値は、上記ＬＭＳＬ予測器に対して下から供給される。
【００４１】
本発明に係るエラー隠蔽方法がＡＡＣ符号器に関連して使用された場合には、対応する変換アルゴリズム（ＭＤＣＴまたはＩＭＤＣＴ）を、全ての順方向および逆方向への変換に使用するのが望ましい選択と言える。しかし、エラー隠蔽のために、オーディオ信号をスペクトル係数を形成するために符号化した時に使用された変換方法と同じ変換方法を、逆または順方向変換のために使用することは、必ずしも必要ではない。
【００４２】
スペクトルをサブバンドに分割したことにより、また、各サブバンドについて個々に変換が行われたことにより、周波数分解能よりもより低いオーダーの周波数─時間ドメイン変換が、各サブバンドについて、適切に使用される。結果として、調性信号部分（ｔｏｎａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｏｒｔｉｏｎｓ） のための特別な推定値が、予測器によって中間レベルで生成される。オリジナルの周波数分解能よりもより低いオーダーの時間─周波数ドメイン変換（ｔｉｍｅ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ ｏｆ ｌｏｗｅｒ ｏｒｄｅｒ）が、順方向変換／合成として適切に使用され、同一のオーダーが、使用される周波数─時間ドメイン変換についても選択される。このようにして、本発明に係るエラー隠蔽は、オーディオ信号のスペクトル特性に関する進んだ知識を用いることにより、高い適応性を提供する。さらに、スペクトル係数のレベルではなく準時間信号の中で推定値を生成することにより、符号器の中で使用される変換方法からの独立性を提供する。もし準時間ドメインの中での予測が、調性信号部分を置換するために使用され、さらにもしノイズ置換がノイズの多いスペクトル部分のために使用されるならば、オーディオ信号のエラーの大部分が隠蔽され、たとえ完全なブロック欠落がある場合でも、実際上の可聴雑音はないという程度になる。これまでの実験によると、格別に顕著ではないテスト信号に関しては、普通のリスナー、すなわち訓練を受けていないテストリスナーは、完全なブロック欠落がある場合でも、１０回のうちわずかに１回しかオーディオ信号の中に変調を聞き取らなかったという結果を示している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるエラー隠蔽ユニットを備えた復号器を示す図である。
【図２】図１に示されたエラー隠蔽ユニットの詳細なブロック図である。
【図３】図１に示されたエラー隠蔽ユニットであって、さらにノイズ置換を行い、かつ予測ゲインに従って作動するエラー隠蔽ユニットの詳細なブロック図である。
【図４】本発明にかかるエラー隠蔽の方法のフローチャート図である。
【図５】ＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ復号器用エラー隠蔽ユニットの望ましい実施例の詳細なブロック図である。
【図６】図５の予測器の詳細なブロック図である。
【図７】ＡＡＣ標準規格に従ったブロック構造の概略図である。
本発明はオーディオ信号の符号化（ｅｎｃｏｄｉｎｇ）および復号化（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）に関し、特にデジタル符号化されたオーディオ信号中のエラー隠蔽に関する。
【０００２】
現代的なオーディオ符号器（ｅｎｃｏｄｅｒｓ）とそれに対応するオーディオ復号器（ｄｅｃｏｄｅｒｓ）、すなわちＭＰＥＧ標準規格の一つに沿って作動する符号器と復号器が広範囲で使用されるようになった結果、符号化されたオーディオ信号を無線ネットワークまたはインターネットのような有線ネットワークを通じて伝送することが、既に非常に重要となっている。符号化されたオーディオ信号の伝送に係る伝送チャネルとして、デジタル無線（ｄｉｇｉｔａｌ ｒａｄｉｏ） や有線ネットワークを通じた伝送は、理想的ではない。なぜなら、符号化されたオーディオ信号が、伝送の途中で不利な影響を受ける可能性があるからである。その結果、復号器は伝送エラーをどのように扱うべきかという問題、すなわち、どのようにこれらのエラーを隠蔽するかという問題に直面することになる。エラー隠蔽の目的は、エラーの影響を受けて復号化されたオーディオ信号から引き起こされる主観的な聴覚的不快感を改善するように、伝送エラーを巧みに処理することである。
【０００３】
多数のエラー隠蔽方法が既に知られている。エラー隠蔽の最も簡素なタイプは、「消音」（“ｍｕｔｉｎｇ”）による方法である。復号器がデータの欠落やエラーを認識した場合には、復号器は再生をオフにする。そして、欠落したデータはゼロ信号に置き換えられる。このようにして復号器は、伝送エラーによる、大きすぎる音や不快な音を出力することを防止できる。しかし、聴覚心理的な効果により、その結果として発生する信号エネルギーの急降下や、また復号器がエラーの無いデータを再度出力する時に発生する急上昇は、耳障りなものとなる。
【０００４】
別の公知の方法で、信号エネルギーの急降下とその後の急上昇を避ける方法として、データ反復法がある。もし、例えばオーディオ信号のブロックが１つまたはそれ以上欠けている場合には、エラーの無い、すなわち無傷のデータ（ｉｎｔａｃｔ ｄａｔａ） が再度得られるまで、最後に伝送されて来たデータの一部がループ状に反復される。しかし、この方法は不快なデータをも生成してしまう。もしオーディオ信号の短い部分のみが反復されるならば、基本周波数が反復周波数と同一となり、オリジナルの信号がどのようなものであっても、反復された信号は機械的に聞こえる。より長い部分が反復されるならば、ある種のエコー効果が起こり、これもまた耳障りとなる。
【０００５】
時間オーディオ信号（ｔｅｍｐｏｒａｌ ａｕｄｉｏ ｓｉｇｎａｌ） をスペクトル表現するブロック指向の変換符号器／復号器（ｂｌｏｃｋ−ｏｒｉｅｎｔｅｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｅｎｃｏｄｅｒｓ／ｄｅｃｏｄｅｒｓ）の中では、エラーを含むオーディオデータの場合でも、スペクトル値予測を実行する可能性がある。もし、１つのブロック内のスペクトル値がエラーを含むと認識された時は、それらのスペクトル値は、先行する１つまたは複数のフレームを基にして、予測される、すなわち推定されることができる。もしそのオーディオ信号が安定したものであれば、すなわち、そのオーディオ信号が信号エンベロープの中で急激な変化をしないのであれば、この予測されたスペクトル値は、所定の限度内でエラーを含むスペクトル値と対応する。もし、例えばＭＰＥＧ ＡＡＣ標準規格（ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−７ ＭＰＥＧ−２ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ） を用いた方法の場合には、１つの通常ブロック、または符号化されたオーディオデータの１つのフレームは、１０２４個のスペクトル値を含んでいる。そのため、スペクトル値予測方法のためには、もし１つの完全なフレームが欠落した場合に全てのスペクトル値が予測できるように、復号器の中に並列処理可能な１０２４個の予測器が必要となるだろう。
【０００６】
上記予測方法の問題は、比較的高いレベルの演算処理上の問題である。すなわち、受け取られた多数メディアまたはオーディオデータ信号のリアルタイム復号化が必要という問題であり、これを解決することは現在では不可能である。
【０００７】
上記予測方法のさらに重大な欠点は、使用される変換アルゴリズム、つまり変形離散コサイン変換（ＭＤＣＴ ｍｏｄｉｆｉｅｄ ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｃｏｓｉｎｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）に起因するものである。ＭＤＣＴアルゴリズムは、理想的なフーリエスペクトルを提供するのではなく、理想的なフーリエスペクトルから外れた「スペクトル」を提供するものであることは、一般的に知られている。複数の研究の報告によると、１つのサイン時間関数、例えばそのサイン関数の周波数においては単一のスペクトルラインを備えたフーリエスペクトルを持つサイン時間関数は、１つのＭＤＣＴ「スペクトル」を持ち、これはそのサイン関数の周波数においては支配的なスペクトル係数を持つものであるが、さらにまた、他の周波数値においてもさらなるスペクトル係数を持つ。さらに、１つのサイン関数のＭＤＣＴ「スペクトル」の高さは、各フレーム間で同一というものではなく、各フレーム毎に変化する。別の事実として、ＭＤＣＴ変換は、厳密に言えばエネルギー消費が大きくないことが挙げられる。以上から言えることは、ＭＤＣＴ変換は必ず逆ＭＤＣＴ変換と共に作動するが、ＭＤＣＴスペクトルは、フーリエスペクトルとはかなり異なるということである。そのため、ＭＤＣＴスペクトル係数のスペクトル値予測は、高い精度が求められる場合には、不適当となる。
【０００８】
スペクトル値予測のさらなる欠点、特に現代的なオーディオ符号化方法に関連する欠点として、現代的なオーディオ符号化方法においては、異なるウィンドウ長またはウィンドウの形が使用される事が挙げられる。符号化されるべきオーディオ信号の中に急速な変化（過渡的変化（ｔｒａｎｓｉｅｎｔｓ）または「アタック」） が存在する時は、１つのロングブロックに亘って「傷つけられた」複数のＭＤＣＴスペクトル係数の量子化に起因する量子化ノイズ、すなわちプリ・エコーの発現を防止する目的で、現代的な変換符号器は、過渡的なオーディオ信号、すなわち「アタック」を持つオーディオ信号に対してはショートウィンドウを使用し、周波数分解能（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）を犠牲にして、時間的分解能（ｔｅｍｐｏｒａｌ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ） を増加させる。しかしこれは、スペクトル値予測のためには、ウィンドウ長とウィンドウの形の両方を、（さらに言えば、ウィンドウ化（ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ） がショートブロックから始めてロングブロックへと変化するか、またはその逆に変化する変遷ウィンドウ（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｗｉｎｄｏｗｓ）の存在をも） 、常に考慮に入れられなければならないことを意味する。これは、スペクトル値予測の複雑さを増すことになり、演算効率にも大きく悪影響をもたらすことになるだろう。
【０００９】
ドイツ特許公開ＤＥ４０３４０１７Ａ１は、周波数符号化デジタル信号の伝送中のエラー検出方法に関する。周波数係数から、あるいは先行するフレームか時には後続のフレームから、エラー関数が形成され、この関数を基にしてエラーの発生が検出される。エラーを含む周波数係数は、後続のフレームの評価には含まれない。
【００１０】
ドイツ特許公開ＤＥ１９７３５６７５Ａ１は、オーディオデータストリーム内のエラーを隠蔽する方法を開示している。まず無傷のオーディオデータのサブグループのスペクトルエネルギーが計算される。この無傷のオーディオデータのサブグループについて計算されたスペクトルエネルギーを用いて置換データのパターンを生成した後、上記サブグループに相当するオーディオデータでエラーを含むか欠落したオーディオデータのための置換データが、上記パターンに沿って生成される。
【００１１】
本発明は目的は、限られた演算労力（ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎａｌ ｅｆｆｏｒｔ）によって実現可能な、オーディオ信号のための、精密かつフレキシブルなエラー隠蔽の方法および装置を提供することである。
【００１２】
この目的は、請求項１に記載のエラー隠蔽方法と、請求項１２に記載のエラー隠蔽装置とで達成される。
【００１３】
本発明のさらなる目的は、エラーに対して寛容でかつフレキシブルなオーディオ信号の復号化方法および装置を提供することである。
【００１４】
この目的は、請求項１０に記載の符号化されたオーディオ信号の復号化方法と、請求項１３に記載の符号化されたオーディオ信号の復号化装置とで達成される。
【００１５】
本発明の基礎となる知見は、以下の通りである。すなわち、スペクトル値予測の欠点は、使用される変換アルゴリズムに対する依存性と、ウィンドウの形とブロック長に対する依存性とに帰するものであり、この欠点は、「準」時間ドメイン（“ｑｕａｓｉ” ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ） の中で機能する予測を用いてエラー隠蔽を実行すれば、避けることが可能であるという発見である。そのため、望ましくは１つのロングブロックまたは複数のショートブロックに相当する１セットのスペクトル値が、サブバンドに分割される。スペクトル係数の現時点のセット（ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｅｔ） のサブバンドは、その後、逆方向変換（ｒｅｖｅｒｓｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ） を施され、そのサブバンドのスペクトル係数に相当する時間信号が得られる。スペクトル係数の次のセットのための推定値を生成するために、このサブバンドの時間信号を基にした予測が実行される。
【００１６】
ここで指摘すべきことは、この予測は準時間ドメインの中で実行されるということである。なぜなら、この予測が実行される基礎となる時間信号は、符号化されたオーディオ信号の１つのサブバンドの時間信号に過ぎず、そのオーディオ信号のスペクトル全体の時間信号ではないからである。予測により生成された時間信号は、スペクトル係数の次のセットのサブバンドのための、推定の、すなわち予測のスペクトル係数を得るために、順方向変換（ｆｏｒｗａｒｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ） が施される。もし、スペクトル係数の次のセットの中に１つあるいは複数のエラーを含むスペクトル係数があると認識された時は、そのエラーを含むスペクトル係数は、推定の、すなわち予測のスペクトル係数によって置換されることができる。
【００１７】
純粋なスペクトル値予測と比較して、本発明に係るエラー隠蔽の方法では、必要とされる演算上の労力が少ない。なぜなら、スペクトル係数は既にグループ化されているので、予測は各サブバンドについて実行されるだけで良く、各スペクトル係数については必要ないからである。さらに、本発明に係る方法では、処理されるべき信号の特性を考慮に入れることができるので、高いレベルの適応性を提供する。
【００１８】
本発明に係るノイズ置換（ｎｏｉｚｅ ｓｕｂｓｔｉｔｉｏｎ）は、特に調性信号（ｔｏｎａｌ ｓｉｇｎａｌｓ） に対して良好に作用する。しかし、調性信号部分はオーディオ信号のスペクトルの低周波数帯域において出現する可能性が高く、その一方、高周波数信号部分は不安定である可能性が高い、つまりノイズが多いということが、これまでに発見されている。本発明の明細書の中では、「ノイズの多い信号部分」とは、安定した信号とはかけ離れた信号部分を意味する。しかし、これらのノイズの多い信号部分は、必ずしも古い意味でのノイズを表すものではなく、単にユーザーの信号を急速に変化させるものを意味することもある。
【００１９】
演算上の労力をさらに軽減させるという目的で、本発明によれば、より低周波数の信号部分のみに予測処理を施し、より高周波数の信号部分には何の処理も施さないという場合も可能となる。換言すれば、最低またはより低いサブバンドのみに対し、逆方向変換，予測，そして順方向変換の処理を施すことも可能である。
【００２０】
オーディオ信号全体を完全に時間ドメインに変換し、かつ時間オーディオ信号の全体を、いわゆる「ロングターム」予測器を用いてブロックからブロックへと予測する方法とは対照的に、本発明の上記の特徴は重要な利点を生む。なぜなら、本発明によれば、時間ドメインにおける予測の利点は、スペクトル分解（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）の利点と組み合わさっているからである。スペクトル分解が伴う場合にのみ、周波数に依存するオーディオ信号特性を考慮に入れることが可能となる。スペクトル係数のセットを分割することにより生成されるサブバンドの個数は、任意である。もし、サブバンドは２つだけと選択された場合には、調性（ｔｏｎａｌｉｔｙ）を考慮に入れる場合の利点は、そのオーディオ信号のより低周波数帯域において、明らかとなる。もし反対に、多数個のサブバンドが選択された場合には、準時間ドメイン内の予測器は、その遅延が大きくなり過ぎないように、比較的短い長さを持つだろう。個々のサブバンドは、望ましくは並列処理されるので、本発明に係る配線された集積回路（ｈａｒｄ−ｗｉｒｅｄ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いた実施例では、並列に繋がった複数の予測器回路（ｐｒｅｄｉｃｔｏｒ ｃｉｒｃｕｉｔ）が必要となる。
【００２１】
もし本発明が、異なるブロック長を用いる変換符号器と関連して使用された場合には、予測器そのものがブロック長およびウィンドウの形から独立した関係になるという利点が生まれる。さらに、逆方向変換により、ＭＤＣＴとの関連で上述したように使用された変換アルゴリズムに対する依存性は、限られたものとなる。さらに、本発明のエラー隠蔽についての概念は、逆方向変換と、時間ドメインにおける予測と順方向変換とによって、正しい位相を持つ予測スペクトル係数を供給する。すなわち、スペクトル係数の先行する無傷のセットの時間信号に関連して予測されたスペクトル係数に起因する、時間信号の中の位相ジャンプは無いのである。結果として、エラーまたは欠落を持つ信号部分が、調性信号により非常に良好に置換され、通常のリスナーはほとんどの場合、エラーが起こったことさえ気が付かない。
【００２２】
最後に、本発明に係る方法は、特に、ドイツ特許公開ＤＥ１９７３５６７５Ａ１に開示されたエラー隠蔽技術と合わせて採用されるのに適している。この先行技術は、ノイズが多い信号部分を置換するのに適したものである。もし、欠落を持つ１つのブロックの調性信号部分が、本発明に係る方法によって隠蔽され、かつ、もしノイズの多い信号部分が上述の公知の方法、すなわち置換されたデータと無傷のデータとの間のエネルギー類似性に基づく公知の方法によって結合されるならば、完全に欠落したブロックも、普通のリスナーには実際には聞き取れない程度まで隠蔽することができる。
【００２３】
本発明の望ましい実施例を、添付図を参照しながら以下に詳細に説明する。
図１は本発明にかかるエラー隠蔽ユニットを備えた復号器を示し、
図２は図１に示されたエラー隠蔽ユニットの詳細なブロック図であり、
図３は、図１に示されたエラー隠蔽ユニットであって、さらにノイズ置換を提供し、かつ予測ゲイン（ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｇａｉｎ）に従って作動するエラー隠蔽ユニットの詳細なブロック図であり、
図４は本発明にかかるエラー隠蔽の方法のフローチャートであり、
図５はＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ復号器用エラー隠蔽ユニットの望ましい実施例の詳細なブロック図であり、
図６は図５の予測器の詳細なブロック図であり、
図７はＡＡＣ標準規格に従ったブロック構造の概略図である。
【００２４】
図１は本発明の望ましい実施例に係る復号器のブロック図を示す。図１に示された復号器ブロック図は、標準規格ＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ １３８１８−７に定義されたＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ復号器にほぼ相当する。符号化されたオーディオ信号は、スペクトルデータとサイド情報とを分離するために、まずビットストリームデマルチプレクサー（ｂｉｔ ｓｔｒｅａｍ ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）１００に送られる。ハフマン符号化されたスペクトル係数は、そのハフマン符号語から量子化されたスペクトル値を得るために、その後ハフマン復号器２００に送られる。この量子化されたスペクトル値は、その後逆量子化器（ｉｎｖｅｒｓｅ ｑｕａｎｔｉｚｅｒ ）３００に送られ、それぞれのスケールファクタバンドは適切なスケールファクタによって掛け算される。本発明にかかる復号器は、上記逆量子化器３００に続いて、上記標準規格に記載されたように例えばミドル／サイド段階，予測器段階（ｐｒｅｄｉｃｔｏｒ ｓｔａｇｅ），ＴＮＳ段階などの複数の追加的な関数ユニット（ｆｕｎｃｔｉｏｎａｌ ｕｎｉｔｓ）を結合させることができる。
【００２５】
本発明の望ましい実施例によれば、復号器は合成フィルタバンク（ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋ ）４００の直前にエラー隠蔽ユニット５００を含み、このユニット５００は本発明に従って機能し、かつビットストリームデマルチプレクサー１００に入力された符号化されたオーディオ信号の中に存在する伝送エラーの影響を、確実に和らげるかあるいは全く不可聴にする。換言すれば、エラー隠蔽ユニット５００により、伝送エラーは確実に隠蔽される。すなわち、合成フィルタバンクから出力される時間オーディオ信号の中では、伝送エラーは全くあるいはかすかにしか聞こえない。
【００２６】
図２はエラー隠蔽ユニット５００の全体ブロック図を示す。これは逆方向変換ユニット５０２と、推定値を生成するためのユニット５０４と、順方向変換ユニット５０６とを含む。これら逆方向変換ユニット５０２と順方向変換ユニット５０６の両方は、ブロック型ライン５０８を介して現時点のブロックタイプ（ｃｕｒｒｅｎｔ ｂｌｏｃｋ ｔｙｐｅ） に従って制御されることができる。エラー隠蔽ユニット５００は、さらに並列分枝（ｐａｒａｌｌｅｌ ｂｒａｎｃｈ）を含む。この分枝によって入力側のスペクトル係数は、逆方向変換ユニット５０２と、推定値を生成するためのユニット５０４と、順方向変換ユニット５０６とを迂回して入力から出力へと直接送られることが可能になる。この並列分枝は時間遅延ステージ５１０を備える。これにより、順方向変換ユニット５０６の後に現れる次のブロックのための推定スペクトル係数と、その次のブロックのためのエラーを含む可能性のある『実際の（ｒｅａｌ）』スペクトル係数とが、エラー置換ユニット５１２に対して同時に到達するよう保証される。その結果、次ブロックのための実際のスペクトル係数の中に存在するいかなるエラースペクトル係数も、その次ブロックのための推定スペクトル係数によって置き換えられることが可能になる。この、スペクトル値の置き換えは、図２においてスイッチ記号５１２により示される。注意すべきことは、エラー置換ユニット５１２は、スペクトル値レベルあるいはブロックレベルまたはセットレベルで作動することができるという点である。このエラー置換ユニット５１２はまた、必要に応じ、サブバンドレベルでも作動することができる。このようにして、元々含まれていたいかなるエラースペクトル係数も推定スペクトル係数によって置き換えられたスペクトル係数の次のセット、すなわち、エラーが隠蔽されたスペクトル係数の次のセットが、エラー置換ユニット５１２から出力される。
【００２７】
ここで指摘すべきことは、図２に示されたブロック図は、エラー隠蔽ユニット５００の一部しか示していないという点である。明確さを重視する意味からこのような表現が選ばれた。後に、図５においては本発明の望ましい実施例を参照しながらさらに詳細に説明するが、図２に示された回路の前方には、サブバンドに分割するためのユニットが配置されている。その反対に、エラー置換ユニット５１２の後方には、サブバンドへの分割を解除するためのユニットが配置されている。その結果、フィルタバンク４００（図１参照）は、先行するエラー隠蔽について何も感知せずに『正規』（ｎｏｒｍａｌ）のスペクトル係数のセットを受け取ることになる。このようにエラー隠蔽ユニット５００（図１参照）は、図２を参照しながら説明された回路が複数個、すなわち各サブバンドに対して１つずつの回路を含んでいる。後で詳細に説明するが、並列回路は入力側においてはサブバンド分割のためのユニットにより接続され、出力側においてはそのサブバンド分割を解消するためのユニットにより接続される。
【００２８】
現代的な変換復号器は、符号化されるべきオーディオ信号中の急速な変化に対しては、時間的分解能を増加させるためにショートウィンドウを用いることが既に指摘されている。ここでは通常、１つのロングウィンドウまたはロングブロックの中の、時間サンプル値（ｔｅｍｐｏｒａｌ ｓａｍｐｌｅｄ ｖａｌｕｅｓ） の個数またはスペクトル係数の個数は、１つのショートウィンドウまたはショートブロックの中の、時間サンプル値の個数またはスペクトル係数の個数の、整数倍となっている。本発明の有利な点として、推定値を生成するユニット５０４は、使用された変換， ブロック長， ウィンドウタイプから独立して作動することができる事が挙げられる。そのため、逆方向変換ユニット５０２と順方向変換ユニット５０６の両方は、ブロックタイプに従って制御され、その結果、同数の時間スキャン値（ｔｅｍｐｏｒａｌ ｓｃａｎｎｅｄ ｖａｌｕｅｓ） が常に推定値を生成するユニット５０４に対して入力されるかあるいはそこから出力されることになる。
【００２９】
この特性は、ＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ標準規格の状態を示す図７を参照しながらさらに説明する。図７はロングブロック７０２の範囲を示す時間軸７００を備えている。１つのロングブロックは２０４８個のサンプル値を持ち、公知のように、ウィンドウが５０％の割合でオーバーラップすれば１０２４個のスペクトル係数を持つことになる。使用されるＭＤＣＴやウィンドウオーバーラッピングについての詳しい説明は、既に引用した標準規格の中で見つけることができる。図７においては、８個のショートブロック７０４も描かれており、それらはそれぞれ２５６個のサンプル値を持つ。これはまた、５０％のオーバーラップによって１２８個のスペクトル係数となる。わかりやすくするために、図中のショートブロック同士のオーバーラップや、図中のロングブロックと先行する１つのロングブロックとのオーバーラップ、あるいは図中のロングブロックと先行または後続のスタートまたはストップウィンドウとのオーバーラップは、図７の中では示されていない。しかし、図７から明らかなように、１つのロングブロックの中のスペクトル係数の個数は、１つのショートブロックの中のスペクトル係数の個数の８倍に等しい。換言すれば、１つのロングブロックが持つオーディオ信号の持続時間（ｔｉｍｅ ｄｕｒａｔｉｏｎ） は、８個のショートブロックが持つ持続時間と等しい。
【００３０】
図２で示されるように、逆方向変換ユニット５０２はブロックタイプのライン５０８を介して制御され、ショートブロックの対応するサブバンドの中のスペクトル係数を８回連続的に逆方向変換し、かつ結果として生じた複数の準時間信号を１つずつ連続的に並べ、推定値を生成するユニット５０４に対して所定の長さを持つ１つの時間信号を供給する。これとは対照的に、順方向変換ユニット５０６もまた、推定値を生成するユニット５０４から連続的に出力された値に対し、８回の連続的な順方向変換を行う。このように、この「作動サイクル（ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｃｙｃｌｅ）」のおかげで、ショートブロックの場合でもロングブロックの場合と同数のスペクトル係数が確実に出力される。エラー隠蔽ユニット５００によって１つの「作動サイクル」の中に出力されるスペクトル係数は、本発明においては、推定スペクトル係数の１セットと呼ばれる。実用性の立場から、１セット内のスペクトル係数の個数は１つのロングブロック内のスペクトル係数と同じであり、さらに８個のショートブロック内のスペクトル係数の個数と同じである。ロングブロックとショートブロックとの間の割合としては、別の割合、例えば２，４，または１６を選択してもよいことは自明である。通常、１つのロングブロック内のスペクトル係数の個数は、１つのショートブロック内のスペクトル係数の個数で割り切れるようになっている。しかし、何らかの理由でその通りでない場合には、予測器レベルのブロックタイプ、すなわち推定値を生成するユニット５０４内のブロックタイプから独立するために、１つのセット内のスペクトル係数の個数は、ロングブロックとショートブロックの最小公倍数に等しくなるだろう。
【００３１】
図３は図２のエラー隠蔽ユニットの望ましい発展例を示す。この図３の例の中で重要な特性は、エラー隠蔽ユニットがノイズ置換ユニット５１４を備えており、エラー置換ユニット５１２は、予測ゲイン信号５１６に依存して切り替わるノイズ置換スイッチ５１８を介して、順方向変換ユニット５０６とノイズ置換ユニット５１４とに選択的に接続することができる点である。上記ノイズ置換ユニット５１４は、前述のドイツ特許公開ＤＥ１９７３５６７５Ａ１に示された方法により作動し、ノイズが多い信号の内容をできるだけ元通りに近づける。ノイズが多い信号の内容が関係するので、スペクトル係数の位相はもはや考慮されなくなり、単に１つのサブグループ内の幾つかのスペクトル係数エネルギーだけを考慮する。最後の無傷のオーディオデータの１つのサブグループ内のエネルギーに依存して、上記ノイズ置換ユニット５１４は、スペクトル係数の対応するサブグループを生成する。この生成されたスペクトル係数のサブグループ内のエネルギーは、先行するスペクトル係数の対応するサブグループのエネルギーと等しいか、またはそれから導き出されるものである。しかし、ノイズ置換プロセスの中で生成されるスペクトル係数の位相は、ランダムに指定される。
【００３２】
ノイズ置換スイッチ５１８は予測ゲイン信号５１６により制御される。一般的に予測ゲインは、推定値を生成するユニット５０４の出力信号の入力信号に対する関係に依存する。もしサブバンド内での出力信号が入力信号とほぼ同一であるとわかった場合には、このサブバンド内のオーディオ信号は、比較的安定している、すなわち調性があると考えられる。もし、逆に、上記予測器の出力信号が入力信号とは明らかに相違している場合には、このサブバンド内のオーディオ信号は、比較的不安定である、すなわち非調性またはノイズが多いと考えられる。この場合には、ノイズ置換は予測よりも良い結果をもたらすことになる。なぜなら、ノイズの多い信号はそれ自体では高い信頼性を持って予測されることが不可能であるからである。ノイズ置換スイッチ５１８は、例えば予測ゲインが所定のしきい値を越えた場合には、順方向変換ユニット５０６をエラー置換ユニット５１２に接続し、予測ゲインがこのしきい値を越えない場合には、ノイズ置換ユニット５１４をエラー置換ユニット５１２に接続するようにして、２つの置換方法から１つの最適な方法を連結するように制御されても良い。
【００３３】
本発明に係るノイズ置換方法を、以下に図４を参照しながら詳細に説明する。まず、現時点のスペクトル係数のセットが受け取られる（１０）。分かりやすくするために、図４の中では、現時点のスペクトル係数のセットは、全て無傷のスペクトル係数から成るか、あるいは図２または図３に示されたエラー隠蔽方法により既に処理されているかのどちらかだと仮定する。一方では、上記現時点のスペクトル係数のセットは、フィルタバンク４００（図１）により処理され、例えばラウドスピーカーに対して出力される（１２）。他方では、上記現時点のスペクトル係数のセットは、次のスペクトル係数のセットを予測または推定するために使用される。これを本発明に係る方法で実現するため、上記現時点のスペクトル係数のセットはサブバンドに分割される（１４）。ロングブロックの場合には、サブバンドへの分割は、それぞれのセットに対し、対応する１つの周波数帯域を持つただ１つのサブバンドを生成することで実行される。ショートブロックの場合には、現時点のスペクトル係数のセットは複数の連続する完全なスペクトルから成るであろう。その後、ステップ１４において、個々の完全なスペクトルに対し対応するサブバンドが生成される。すなわち各スペクトル係数のセットに対し複数のサブバンドが生成される。
【００３４】
サブバンドへの分割の後、各サブバンドについて逆方向変換が実行される（１６）。ロングブロックの場合には、１つのブロック内のスペクトル係数の数と、１つのセット内のスペクトル係数の数とが同一であるので、各サブバンドに対して一回のみ逆方向変換が実行された後で、予測ステップ（１８）へと進む。ショートブロックの場合には、各「ショート」スペクトルのサブバンドに対応する複数回の逆方向変換が実行され、その後全てのサブバンドを一括して予測ステップ（１８）が実行される。
【００３５】
予測ステップ１８は、準時間ドメインの中で実行される。すなわち、各サブバンドの「時間」信号に対して実行され、次のセットのために推定のサブバンド時間信号を得る。この推定の準時間信号には、その後順方向変換の処理が施される（ステップ２０）が、ここでもロングブロックについては一回だけ、ショートブロックについてはＮ回分の順方向変換処理が施される。このＮとは、１つのショートブロックのスペクトル係数の数に対する１つのロングブロックのスペクトル係数の数の比を意味する。
【００３６】
ステップ２０の後で、推定のスペクトル係数は各サブバンドに対して有効となる。ステップ２２においては、ステップ１４で行われた分割が解消され、その結果、スペクトル係数の次のセットがステップ２２の後で得られる。
【００３７】
ステップ２４においては、上記スペクトル係数の次のセットが復号器により受け取られる。上記次のセットは現時点のセットのサブバンドと同一の周波数帯域を含むサブバンドに分割される。そして、このセットのエラー検出が行なわれ（ステップ２６）、上記次のセットの１つのスペクトル係数か、複数のスペクトル係数か、あるいは全てのスペクトル係数がエラーを含むか否かを確認する。上記エラー検出は、当業者には公知の方法、例えば１つのブロックに亘りＣＲＣチェックサム（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｏｄｅ ｃｈｅｃｋｓｕｍ）をチェックすることにより実行される。もし、送信されたデータに基づいて計算されたチェックサムと、データと伴に送信されたチェックサムとが相違すると検出された場合には、エラーを含むブロックのスペクトル係数に代えて、ステップ２２で生成された推定のスペクトル係数を採用する事ができる。このようにして、エラーを含むスペクトル係数は、推定のスペクトル係数に置換される（ステップ２８）。最後に、上記次のセットのエラーが隠蔽されたスペクトル係数は、時間サンプル値を出力できるように処理される（ステップ３０）。
【００３８】
図４のフローチャートは、スペクトル係数の１つのセットから次のセットへと実行される処理の概要をほぼ示している。もし図４のフローチャートが実行された場合には、ステップ１２および３０を実行するために、例えば単一のフィルタバンク４００（図１）のみが使用されたことが自明である。同様に、ステップ１０および２４を実行する際には、スペクトル係数の現時点のセットを受け取り、かつスペクトル係数の次のセットを受け取るために、単一のユニットのみが必要となることも自明である。本発明に係る方法を実行する装置においては、ステップ１０と２４との時間的な同期性は、並列分枝の中に設けられた時間遅延ステージ５１０により保証される。
【００３９】
図５は図２の概略ブロック図をより詳細に示すものであり、本発明に係るエラー隠蔽ユニット５００を特徴とする例えばＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ変換符号器のブロック図である。図２を参照しながら既に説明したように、エラー隠蔽ユニット５００（図１参照）は、スペクトル係数のブロックを望ましくは３２個のサブバンドに分割するためのユニット５２０を含む。ロングブロックの場合には、各サブバンドは３２個のスペクトル係数を持つ。ショートブロックのサブバンドの周波数帯域の広さは同一なので、ショートブロックの場合には、各サブバンドは４個のスペクトル係数を持つ。完全なスペクトルを同一サイズのサブバンドに分割することは、簡素という理由で望ましい。しかし、例えば聴覚心理的な周波数グループを反映して、同一でないサブバンドに分割することも可能である。各サブバンドにはその後、逆変形離散コサイン変換（ＩＭＤＣＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ ｍｏｄｉｆｉｅｄ ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｃｏｓｉｎｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）が施される。ロングブロックの場合には、ＩＭＤＣＴは一度だけ実行され、３２個の入力値を受け取る。ショートブロックの場合には、それぞれ４個づつのスペクトル係数についてＩＭＤＣＴが８回連続的に実行され、結局３２個の準時間サンプル値が出力側で得られる。これらはその後、予測器５０４に送られ、この予測器は３２個の推定の準時間サンプル値を生成し、このサンプル値はＭＤＣＴ５０６で変換される。ロングブロックの場合には、３２個の時間値（ｔｅｍｐｏｒａｌ ｖａｌｕｅｓ） について１回のＭＤＣＴが実行され、他方、ショートブロックの場合には、各４個づつのサンプル値について８回のＭＤＣＴが実行される。図５では０番目のサブバンドに対する１つの分枝のみが示されているが、もし全てのサブバンドが同一の長さならば、同一の分枝が各サブバンドについて存在することを指摘しておく。もし、サブバンドが異なる長さを持つ場合には、ＩＭＤＣＴまたはＭＤＣＴの順番は、適宜に順応させられる。実行性の観点から、並列処理は自明の選択と言える。しかし、記憶容量が十分にある場合には、サブバンドを逐次処理することも可能であることは明らかである。各サブバンドに対するＭＤＣＴ５０６の出力値は、分割を逆転させるためのユニット、すなわち逆分割ユニット５２２に送られ、ＡＡＣ ＭＤＣＴレベルにおける望ましい実施例のための、スペクトル値の推定のセットを出力する。
【００４０】
図６は予測器５０４をさらに詳しく示す。この望ましい実施例の予測器５０４の心臓部は、後方適応予測器(adaptive back-coupled predictor) であるいわゆるＬＭＳＬ予測器(Least Mean Square Leaky predictor) ５０４ａであり、ｎ＝３２の長さを持つ。ＬＭＳＬ予測器に関する詳しい説明は、“Adaptive Signal Processing"(Bernard Widrow,Samuel Stearns著,Prentice-Hall出版,1995 年,99 頁〜) を参照されたい。上記ＬＭＳＬ予測器５０４ａの前には時間遅延ステージ５０４ｂが配置される。上記予測器５０４はまた、入力側に並列─直列変換器(parallel-series converter) ５０４ｃを備え、出力側に直列─並列変換器５０４ｄを備えている。上記予測器５０４はさらに、予測ゲイン計算機５０４ｅを備え、この計算機は、予測器５０４ａの出力信号と入力信号とを比較して、安定した信号が処理されたのか、あるいは不安定な信号が処理されたのかを判断する。出力側では、予測ゲイン計算機５０４ｅが予測ゲイン信号５１６を供給し、この信号５１６はスイッチ５１８（図３）を制御するために使用される。スイッチ５１８は、予測されたスペクトル係数と、ノイズ置換によって得られたスペクトル係数とのいずれか１つを、エラー隠蔽のために用いるよう制御されている。ＬＭＳＬ予測器として作動する上において、予測器５０４はさらに２つのスイッチ５０４ｆおよび５０４ｇを備えており、それぞれが２つのスイッチ位置を持つ。スイッチ位置「１」は、次のブロックのスペクトル係数がエラーを持たない場合に適応され、スイッチ位置「２」は、次のブロックのスペクトル係数がエラーを持つ場合に適応される。図６は、スペクトル係数にエラーが有る場合を示す。この場合、入力信号の代わりに、値０を持つ参照信号が予測器の中のスイッチ５０４ｇに供給される。他方、エラーが無いスペクトル係数（スイッチ５０４ｇのスイッチ位置は「１」）の場合には、上記並列─直列変換器の出力値は、上記ＬＭＳＬ予測器に対して下から供給される。
【００４１】
本発明に係るエラー隠蔽方法がＡＡＣ符号器に関連して使用された場合には、対応する変換アルゴリズム（ＭＤＣＴまたはＩＭＤＣＴ）を、全ての順方向および逆方向への変換に使用するのが望ましい選択と言える。しかし、エラー隠蔽のために、オーディオ信号をスペクトル係数を形成するために符号化した時に使用された変換方法と同じ変換方法を、逆または順方向変換のために使用することは、必ずしも必要ではない。
【００４２】
スペクトルをサブバンドに分割したことにより、また、各サブバンドについて個々に変換が行われたことにより、周波数分解能よりもより低いオーダーの周波数─時間ドメイン変換が、各サブバンドについて、適切に使用される。結果として、調性信号部分（ｔｏｎａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｏｒｔｉｏｎｓ） のための特別な推定値が、予測器によって中間レベルで生成される。オリジナルの周波数分解能よりもより低いオーダーの時間─周波数ドメイン変換（ｔｉｍｅ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ ｏｆ ｌｏｗｅｒ ｏｒｄｅｒ）が、順方向変換／合成として適切に使用され、同一のオーダーが、使用される周波数─時間ドメイン変換についても選択される。このようにして、本発明に係るエラー隠蔽は、オーディオ信号のスペクトル特性に関する進んだ知識を用いることにより、高い適応性を提供する。さらに、スペクトル係数のレベルではなく準時間信号の中で推定値を生成することにより、符号器の中で使用される変換方法からの独立性を提供する。もし準時間ドメインの中での予測が、調性信号部分を置換するために使用され、さらにもしノイズ置換がノイズの多いスペクトル部分のために使用されるならば、オーディオ信号のエラーの大部分が隠蔽され、たとえ完全なブロック欠落がある場合でも、実際上の可聴雑音はないという程度になる。これまでの実験によると、格別に顕著ではないテスト信号に関しては、普通のリスナー、すなわち訓練を受けていないテストリスナーは、完全なブロック欠落がある場合でも、１０回のうちわずかに１回しかオーディオ信号の中に変調を聞き取らなかったという結果を示している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるエラー隠蔽ユニットを備えた復号器を示す図である。
【図２】図１に示されたエラー隠蔽ユニットの詳細なブロック図である。
【図３】図１に示されたエラー隠蔽ユニットであって、さらにノイズ置換を行い、かつ予測ゲインに従って作動するエラー隠蔽ユニットの詳細なブロック図である。
【図４】本発明にかかるエラー隠蔽の方法のフローチャート図である。
【図５】ＭＰＥＧ−２ ＡＡＣ復号器用エラー隠蔽ユニットの望ましい実施例の詳細なブロック図である。
【図６】図５の予測器の詳細なブロック図である。
【図７】ＡＡＣ標準規格に従ったブロック構造の概略図である。
Claims (13)
- 符号化されたオーディオ信号中のエラーを隠蔽する方法であって、上記符号化されたオーディオ信号はスペクトル係数の連続的な複数のセットを持ち、そのうちの１セットのスペクトル係数とは１セットのオーディオサンプル値のスペクトル表現であるものにおいて、
上記スペクトル係数の現時点の１つのセットを、異なる周波数帯域を持つ少なくとも２つのサブバンドに分割するステップ（１４）であって、上記少なくとも２つのサブバンドの内の１つのサブバンドは少なくとも２つのスペクトル係数を持つステップ（１４）と、
上記１つのサブバンドの上記少なくとも２つのスペクトル係数の時間的表現を得るために、上記１つのサブバンドのスペクトル係数を逆方向変換するステップ（１６）と、
上記現時点のセットに続く次の１つのセットのサブバンドのための推定の時間的表現を得るために、上記１つのサブバンドの上記少なくとも２つのスペクトル係数の時間的表現を使用して予測を実行するステップ（１８）であって、上記次のセットのサブバンドは上記現時点のセットのサブバンドと同一の周波数帯域を持つステップ（１８）と、
上記次のセットのサブバンドのための少なくとも２つの推定スペクトル係数を得るために、上記推定の時間的表現を順方向変換するステップ（２０）と、
上記次のセットのサブバンドのスペクトル係数がエラーを含むか否かを決定するステップ（２６）と、
上記決定するステップ（２６）の結果、もしエラーを含むスペクトル係数がある場合には、上記次のセットのエラーを含むスペクトル係数を隠蔽するために、上記次のセットのサブバンドのエラーを含むスペクトル係数に代えて、上記推定スペクトル係数を使用するステップ（２８）と、を含む方法。 - 請求項１に記載の方法において、
上記逆方向変換ステップ（１６）において処理される上記１つのサブバンドは低周波数のスペクトル係数を持ち、上記少なくとも２つのサブバンドのうちの他のサブバンドはより高周波数のスペクトル係数を持つことを特徴とする方法。 - 請求項１または２に記載の方法において、
１セットのスペクトル係数内にあるスペクトル係数の個数は、第１長さの１つのブロック（７０２）内にあるスペクトル係数の個数と同一であり、第２長さの１つのブロック（７０４）内にあるスペクトル係数の個数のＮ倍に等しく、かつ上記第２長さのＮ個のブロック（７０４）は互いに連続するものであって、
上記分割ステップ（１４）は、第１長さのブロックのサブバンドが第２長さのブロックのサブバンドと同じ周波数帯域を持つように実行され、その結果、第１長さのブロックの１つのサブバンドのスペクトル係数の個数が、第２長さのブロックの対応するサブバンドのスペクトル係数の個数のＮ倍と等しくなり、
上記逆方向変換ステップ（１６）は、第２長さのＮ個のブロックの対応するサブバンドのスペクトル係数の時間的表現を得るために、第２長さのＮ個のブロックの各対応するサブバンドについて連続的に実行され、
上記予測ステップ（１８）は、第２長さのＮ個のブロックの全ての対応するサブバンドのスペクトル係数の時間的表現を用いて実行され、さらに、
上記順方向変換ステップ（２０）は、第２長さのＮ個のブロックの各対応するサブバンドについて連続的に実行されることを特徴とする方法。 - 請求項１乃至３のいずれかに記載の方法において、
上記分割ステップ（１４）において複数のサブバンドが生成され、その全てのサブバンドが合同して、１セットのスペクトル係数内の符号化されたオーディオ信号のスペクトル表現を形成することを特徴とする方法。 - 請求項１乃至４のいずれかに記載の方法において、
上記次のセットのサブバンドのスペクトル係数がエラーを含むか否かを決定する上記決定ステップ（２６）の後に、
上記スペクトル係数と上記対応する推定スペクトル係数とを比較することにより、上記スペクトル係数が符号化されたオーディオ信号の調性部分を表すか否かを決定するステップ（５０４ｅ）と、
もし上記スペクトル係数が調性部分を表すと決定された場合には、上記推定スペクトル係数を使用し、もし上記スペクトル係数が非調性部分を表すと決定された場合には、次のセットのエラーを含むスペクトル係数のためのノイズ置換を行うステップ（５１４）と、を実行することを特徴とする方法。 - 請求項３乃至５のいずれかに記載の方法において、
上記スペクトル係数はＭＤＣＴ係数であり、一方では１セットのスペクトル係数の長さは１つのロングブロックの長さに対応しかつ１０２４個のＭＤＣＴ係数を持ち、他方では１セットのスペクトル係数は８個のショートブロックを備えかつ各々が１２８個のＭＤＣＴ係数を持ち、
上記分割ステップ（１４）において３２個のサブバンドが形成され、１つのロングブロックについては各サブバンドが３２個のＭＤＣＴ係数を持ち、１つのショートブロックについては各サブバンドが４個のＭＤＣＴ係数を持つことを特徴とする方法。 - 請求項１乃至６のいずれかに記載の方法において、望ましくはＬＭＳＬ予測器である、後方適応予測器（５０４ａ）が上記予測ステップ（１８）において使用されることを特徴とする方法。
- 請求項１乃至７のいずれかに記載の方法において、
上記符号化されたオーディオ信号のスペクトル係数を得るための変換に使用された変換アルゴリズムは、上記逆方向変換ステップ（１６）と上記順方向変換ステップ（２０）とで使用される変換アルゴリズムと同一の変換アルゴリズムであることを特徴とする方法。 - 請求項１乃至８のいずれかに記載の方法において、
上記逆方向変換ステップ（１６）において使用される変換アルゴリズムは、上記順方向変換ステップ（２０）で使用される変換アルゴリズムと正反対であることを特徴とする方法。 - スペクトル係数の連続的な複数のセットを持つ符号化されたオーディオ信号を復号化する方法であって、そのうちの１セットのスペクトル係数とは１セットのオーディオサンプル値のスペクトル表現であるものにおいて、
上記スペクトル係数の現時点の１つのセットを受け取るステップ（１０）と、
上記スペクトル係数の現時点のセットを異なる周波数帯域を持つ少なくとも２つのサブバンドに分割するステップ（１４）であって、上記少なくとも２つのサブバンドの内の１つのサブバンドは少なくとも２つのスペクトル係数を持つステップ（１４）と、
上記１つのサブバンドの上記少なくとも２つのスペクトル係数の時間的表現を得るために、上記１つのサブバンドのスペクトル係数を逆方向変換するステップ（１６）と、
上記現時点のセットに続く次の１つのセットのサブバンドのための推定の時間的表現を得るために、上記１つのサブバンドの上記少なくとも２つのスペクトル係数の時間的表現を使用して予測を実行するステップ（１８）であって、上記次のセットのサブバンドは上記現時点のセットのサブバンドと同一の周波数帯域をもつステップ（１８）と、
上記次のセットのサブバンドのための少なくとも２つの推定スペクトル係数を得るために、上記推定の時間的表現を順方向変換するステップ（２０）と、
上記スペクトル係数の次のセットを受け取り、このセットを上記現時点のセットのサブバンドと同一の周波数帯域を含むサブバンドに分割するステップ（２４）と、
上記次のセットのサブバンドのスペクトル係数がエラーを含むか否かを決定するステップ（２６）と、
上記決定するステップ（２６）の結果、もしエラーを含むスペクトル係数がある場合には、上記次のセットのエラーを含むスペクトル係数を隠蔽するために、上記次のセットのサブバンドのエラーを含むスペクトル係数に代えて上記推定スペクトル係数を使用するステップ（２８）と、
オーディオサンプル値の次のセットを得るために、上記推定スペクトル係数を使用するステップ（２８）で使用された上記推定スペクトル係数を用いて上記次のセットを処理するステップ（３０）と、を含む方法。 - 請求項１０に記載の方法において、
上記符号化されたオーディオ信号はエントロピー符号化および量子化されたものであって、上記スペクトル係数の現時点のセットまたは次のセットを受け取るステップ（１０）より前に、
量子化されたスペクトル係数を得るために上記エントロピー符号化をキャンセルするステップ（２００）と、
逆量子化されたスペクトル係数を得るために、上記量子化されたスペクトル係数を逆量子化するステップ（３００）とを含み、
さらに、上記次のセットを処理するステップ（３０）は、
上記符号化されたオーディオ信号のスペクトル係数を得るための変換に使用された変換アルゴリズムと逆の変換アルゴリズムを使用して、上記次のセットを逆方向変換するステップ（４００）を含むことを特徴とする方法。 - 符号化されたオーディオ信号中のエラーを隠蔽する装置であって、上記符号化されたオーディオ信号はスペクトル係数の連続的な複数のセットを持ち、そのうちの１セットのスペクトル係数とは１セットのオーディオサンプル値のスペクトル表現であるものにおいて、
上記スペクトル係数の現時点の１つのセットを、異なる周波数帯域を持つ少なくとも２つのサブバンドに分割する（１４）ためのユニット（５２０）であって、上記少なくとも２つのサブバンドの内の１つのサブバンドは少なくとも２つのスペクトル係数を持つユニット（５２０）と、
上記１つのサブバンドの上記少なくとも２つのスペクトル係数の時間的表現を得るために、上記１つのサブバンドのスペクトル係数を逆方向変換する（１６）ためのユニット（５０２）と、
上記現時点のセットに続く次の１つのセットのサブバンドのための推定の時間的表現を得るために、上記１つのサブバンドの上記少なくとも２つのスペクトル係数の時間的表現を使用して予測を実行する（１８）ためのユニット（５０４）であって、上記次のセットのサブバンドは上記現時点のセットのサブバンドと同一の周波数帯域をもつユニット（５０４）と、
上記次のセットのサブバンドのための少なくとも２つの推定スペクトル係数を得るために、上記推定の時間的表現を順方向変換（２０）するためのユニット（５０６）と、
上記次のセットのサブバンドのスペクトル係数がエラーを含むか否かを決定する（２６）ためのユニットと、
上記次のセットのエラーを含むスペクトル係数を隠蔽するために、上記次のセットのサブバンドのエラーを含むスペクトル係数に代えて、上記推定スペクトル係数を使用する（２８）ためのユニット（５１２）と、を含むことを特徴とする装置。 - 符号化されたオーディオ信号を復号化する装置であって、上記符号化されたオーディオ信号はスペクトル係数の連続的な複数のセットを持ち、そのうちの１セットのスペクトル係数とは１セットのオーディオサンプル値のスペクトル表現であるものにおいて、
上記スペクトル係数の現時点の１つのセットを受け取る（１０）ためのユニット（１００）と、
上記スペクトル係数の現時点のセットを、異なる周波数帯域を持つ少なくとも２つのサブバンドに分割する（１４）ためのユニット（５２０）であって、上記少なくとも２つのサブバンドの内の１つのサブバンドは少なくとも２つのスペクトル係数を持つユニット（５２０）と、
上記１つのサブバンドの上記少なくとも２つのスペクトル係数の時間的表現を得るために、上記１つのサブバンドのスペクトル係数を逆方向変換する（１６）ためのユニット（５０２）と、
上記現時点のセットに続く次の１つのセットのサブバンドのための推定の時間的表現を得るために、上記１つのサブバンドの上記少なくとも２つのスペクトル係数の時間的表現を使用して予測を実行する（１８）ためのユニット（５０４）であって、上記次のセットのサブバンドは上記現時点のセットのサブバンドと同一の周波数帯域を持つユニット（５０４）と、
上記次のセットのサブバンドのための少なくとも２つの推定スペクトル係数を得るために、上記推定の時間的表現を順方向変換（２０）するためのユニット（５０６）と、
上記スペクトル係数の次のセットを受け取り（２４）、そのセットを上記現時点のセットのサブバンドと同一の周波数帯域を含むサブバンドに分割するためのユニット（５０２，５１０）と、
上記次のセットのサブバンドのスペクトル係数がエラーを含むか否かを決定する（２６）ためのユニットと、
上記次のセットのエラーを含むスペクトル係数を隠蔽するために、上記次のセットのサブバンドのエラーを含むスペクトル係数に代えて、上記推定スペクトル係数を使用する（２８）ためのユニット（５１２）と、
オーディオサンプル値の次のセットを得るために、上記推定スペクトル係数を使用して上記次のセットを処理する（３０）ためのユニットと、を含む装置。
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