SE527669C2

SE527669C2 - Förbättrad felmaskering i frekvensdomänen

Info

Publication number: SE527669C2
Application number: SE0400418A
Authority: SE
Inventors: Anisse Taleb
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 2003-12-19
Filing date: 2004-02-20
Publication date: 2006-05-09
Also published as: RU2006126073A; DE602004007550T2; BRPI0417523A8; EP1697927A1; SE0400418L; MXPA06006497A; RU2328775C2; DE602004007550D1; SE0400418D0; ATE366979T1; PL1697927T3; WO2005059900A1; CA2544880C; BRPI0417523B1; CA2544880A1; JP2007514977A; AU2004298709B2; JP3999807B2; BRPI0417523A; EP1697927B1

Description

25 30 527 669 2 såsom till exempel DCT-transfonnen (Discrete Cosine Transform). Dessa två. typer av kodekar kan dock betraktas som matematiskt ekvivalenta. I viss mening baseras de på samma princip där en transformkodek kan betraktas som en delbandskodek med ett stort antal delband.

Ett gemensamt drag hos dessa kodekar är att de arbetar på block av sampel: ramar. Kodningskoefﬁcienterna som resulterar från en transformanalys eller en delbandsanalys av varje ram kvantiseras enligt en dynamisk bitallokering och kan variera från ram till ram. Vid mottagning av bitströmmen beräknar avkodaren bitallokeringen och avkodar de kodade koefñcienterna.

I paketbaserad kommunikation kan de kvantiserade kodningskoefﬁcienterna och / eller parametrarna grupperas i paket. Ett paket kan innehålla data avseende flera ramar, en ram eller data rörande enbart del av ram.

Under dåliga kanalförhållanden kan den kodade / komprimerade Y informationen från kodaren gå förlorad eller anlända på mottagarsidan med fel. I allmänhet har överföring av audio-, video- och annan relevant data under dåliga kanalförhållanden blivit ett av de mest utmanande problemen idag. För att minska effekten av fel som introduceras under överföring genom paketförluster eller korrupt data används ofta så kallad felmaskering för att minska försåmringen av kvaliteten hos audio-, video- eller annan data som representeras av kodningskoefñcienterna.

Felmaskeringsscheman förlitar sig oftast på att åstadkomma en ersättning för den eller de kvantiserade kodningskoefﬁcienterna i ett förlorat, eller mer generellt, ett felaktigt paket som liknar det ursprungliga. Detta är möjligt 'I eftersom information såsom audio, och särskilt tal, uppvisar stora mängder kortsiktig egenlikhet. Som sådana fungerar dessa tekniker optimalt för relativt små förlustgrader (10%) och för små paket (4-40 ms).

Multipelbeskrivningskodning är en teknik som år känd inom området för informationsöverföring över otillförlitliga kanaler. Kodaren genererar ﬂera 10 15 20 25 30 527 669 3 olika beskrivningar av samma audiosignal och avkodaren kan åstadkomma en användbar rekonstruktion av den ursprungliga audiosignalen med varje delmångd av de kodade beskrivningarna. Denna teknik antar förekomsten av ett fel eller en förlust på varje beskrivning för sig. Detta skulle innebära att varje beskrivning kan sändas på sin egen kanal eller att beskrivningarna delar på samma kanal men förskjutna i tid med avseende på varandra. l detta fall är sannolikheten hög att avkodaren tar emot giltig data i varje ögonblick. Förlusten av en beskrivning kan därmed överbryggas av tillgängligheten av en annan beskrivning av samma signal. Förfarandet ökar naturligtvis den totala fördröjningen mellan sändaren och mottagaren.

'Vidare måste antingen datahastigheten ökas eller någon annan kvalitet offras för att tillåta ökningen i redundans.

I fallet med block- eller ramorienterade transformkodekar kan uppskattningen av saknade signalintervall göras i tidsdomänen, d.v.s. vid utgången på avkodaren, eller i frekvensdomänen d.v.s. inuti avkodaren.

I tídsdomänen är redan ﬂera felmaskeringstekniker kända. Elementär teknologi såsom dämpningsbaserade förfaranden reparerar sina förluster genom att dämpa utsignalen så länge som data är felaktiga. Felaktiga data -ersätts av en nollsignal. Även om förfarandet är väldigt enkelt leder det till mycket ofördelaktiga effekter på grund av de uppfattade diskontinuiteterna som det inför med plötsligt sjunkande signalenergi.

Repetitionsförfarandet är mycket likt tekniken med dämpning, men istället för att ersätta data med en nollsignal när felaktiga data uppträder, upprepar det en del av de data som togs emot sist. Detta förfarande fungerar bättre än dämpning på bekostnad av en ökning av minnesförbrukningen. Dock fungerar förfarandet begränsat och nägra ganska irriterande bieffekter uppträder. Till exempel, om den sist mottagna ramen var ett trumslag kan __ den senare upprepas vilket kan leda till ett dubbelt trumslag där endast ett enkelt förväntades. Andra bieffekter kan uppträda om t.ex. 10 15 20 25 30 527 669 4 upprepningsfrekvensen är väldigt kort, vilket introducerar ett surrande ljud på grund av en kamﬁltreringseffekt.

'Andra mer soﬁstikerade tekniker syftar till att interpolera audiosignalen genom t.ex. vågformsubstitution, tonhöjdsbaserad vàgforrnsreplikering eller tidsskalemodiñering. Dessa tekniker fungerar bättre än de tidigare beskrivna elementära teknikerna. Dock kräver de större komplexitet. Vidare så är storleken på den fördröjning som krävs för att utföra interpolationen i många fall oacceptabel.

Välkända tekniker i litteraturen för återskapning av audio, t.ex. [1], [2], [3] erbjuder användbara insikter, och behandlar faktiskt liknande problem.

.Felmaskering i frekvensdomänen har beaktats i [4], [5]. I fallet med DCT- transformen (Discrete Cosine Transform), kan man ﬁnna att en enkel maskeringsteknik består i att kapa stora DCT-koefﬁcienter.

I [6] används ett tillvägagångssätt baserat på datasubstitution med ett hörselanpassat val av den spektrala energin. Särskilt hittas ett mönster i intakta audiodata innan förekomsten av felaktig data. När detta mönster hittas bestäms ersättningsdata baserat på detta mönster.

I [7] beskrivs en felmaskeringsteknik i frekvensdomänen. Den beskrivna tekniken är ganska generell och avser transformkodare. Den använder ïprediktering för att återskapa förlorade eller felaktiga koefﬁcienter.

Prediktering av en felaktig frekvensavdelning/frekvenskanalkoefficient baseras på tidigare koefficienter för samma avdelning/ kanal, och kan därmed beakta hur fasen i avdelningen/ frekvenskanalen utvecklas över tiden i ett försök att bibehålla den så kallade horisontella faskoherensen. I vissa fall kan denna teknik ge ganska tillfredställande resultat. 10 15 20 25 30 527 669 5 Felmaskeringstekniken som föreslås i [7] resulterar dock generellt sett i en förlust av så kallad vertikal faskoherensen, vilket kan leda till ramdiskontinuiteter och uppfattade bieffekter.

I [8] beskriver Wíese et al. en teknik för felmaskering som baseras på växling mellan ﬂera strategier för maskering, vilka innefattar åtminstone dämpning V av ett delband och upprepning eller skattning av delbandet.

KORT SAMMANFATTNING AV UPPFINNINGEN Uppfinningen övervinner dessa och andra nackdelar hos kända anordningar.

Det är ett allmänt syfte med uppfinningen att åstadkomma en förbättrad felmaskeringsteknik.

Det är ett annat syfte med uppfinningen att åstadkomma en felmaskeringsteknik i frekvensdomänen som mer optimalt utnyttjar medundansen hos den ursprungliga informationssignalen.

Det är ett ytterligare syfte med uppfinningen att åstadkomma en generell och verkningsfull frekvensdomänbaserad felmaskeringsteknik som kan tillämpas på både delbands- och transformkodekar.

Det är också ett syfte att åstadkomma en förbättrad anordning för felmaskering i frekvensdomänen, såväl som en avkodare och en mottagare innefattande en sådan felmaskeringsanordning.

Dessa och andra syften uppnås av uppfinningen såsom den definieras av bifogade patentkrav.

Uppﬁnningen avser en frekvensdomånbaserad felmaskeringsteknik för information som på ram-till-ram-basis representeras av kodningskoefñcienter. Den grundläggande idén är att maskera/ dölja (eng. conceal) en felaktig kodningskoefñcient genom att utnyttja korrelation 10 15 20 25 30 527 669 6 mellan kodningskoefﬁcienter i både tid och frekvens. Tekniken är tillämpbar på all information, såsom audio-, video- och bilddata, som är komprimerad till kodningskoefﬁcienter och överförs under dåliga kanalförhållanden.

Felmaskeringstekniken som föreslås enligt uppfinningen har den tydliga fördelen att redundansen hos den utnyttja ursprungliga informationssignalen såväl i tid som i frekvens. Detta erbjuder till exempel möjligheten att utnyttja redundans såväl mellan ramar som inom ramar.

Det finns många möjligheter att utnyttja tids- och frekvenskorrelation, innefattande användning av kodningskoefficienter från samma ram som den i vilken den felaktiga kodningskoefﬁcienten finns, tillsammans med koefﬁcienter från en eller ﬂera föregående och/ eller efterföljande ramar, användning av ﬂera olika koefﬁcienter från var och en av ett antal föregående och/ eller efterföljande ramar, eller till och med användning av diagonalmönster av kodningskoefﬁcienter. Det är underförstått att användande av kodningskoefﬁcienter från en eller ﬂera efterföljande ramar i allmänhet introducerar en fördröjning, vilket kan vara acceptabelt eller inte i beroende av tillämpningen.

Användandet av kodningskoefﬁcienter från samma ram som den felaktiga 'kodningskoefficienten kallas ibland för intra-rambaserad koefñcient- korrelation och är ett specialfall av den mer generella frekvenskorrelationen.

På liknande sätt kallas ibland användandet av koefﬁcienter från en eller ﬂera föregående och/ eller efterföljande ramar för inter-rambaserad korrelation, eller helt enkelt tidskorrelation.

Felmaskeringen enligt uppfinningen utförs företrädesvis genom skattning av en ny kodningskoefﬁcient baserat på minst en annan kodningskoefñcient inom samma ram som den felaktiga koefñcienten och minst en kodningskoefﬁcient från en eller ﬂera andra ramar, samt ersättande av den .felaktiga (typiskt sett förlorade) kodningskoefñcienten med den nya kodningskoefñcienten. 10 15 20 25 30 527 669 7 Normalt i delbands- och transformkodekar kan informationen representeras av kodningskoefñcienter för ett antal frekvensavdelningar (eng. frequency bins), antingen frekvensband eller transformfrekvenskomponenter. I en särskilt fördelaktig och praktisk utföringsform, när en felaktig kodningskoefficient detekteras för en särskild frekvensavdelning i en viss ram, kan den nya kodningskoefñcienten för denna frekvensavdelning skattas åtminstone delvis baserat på minst en kodningskoefficient från minst en annan frekvensavdelning i samma ram, och företrädesvis också baserat på minst en kodningskoefﬁcient från samma frekvensavdelning i en eller ﬂera andra ramar. Det kan vara fördelaktigt att också beakta minst en kodningskoefñcient från minst en annan frekvensavdelning i en eller ﬂera andra ramar.

'I En särskilt fördelaktig utföringsform som inte introducerar någon ytterligare fördröjning baseras på skattning av en felaktig koefﬁcient, inte bara från tidigare data från den felaktiga eller saknade avdelningen utan också på nuvarande och/ eller tidigare data från andra avdelningar. Detta innebär att både tids- och frekvensredundans utnyttjas. Detta är särskilt sant för fallet med en audiosignal som består av summan av harmoniska komponenter vars frekvens långsamt varierar med tiden. För detta väldigt vanliga audiofall varierar placeringen av topparna hos spektrumet över tiden. En topp som är lokaliserad vid ram m-1 skulle till exempel vara lokaliserad någon annanstans vid ram m. Användningen av en estimator eller prediktor som ~* utnyttjar denna typ av dubbel redundans år därför väldigt önskvärd.

I synnerhet förslår uppfinningen en speciell teknik för skattning av en ny kodningskoefficient genom att prediktera en spektral faskomponent baserat på approximativ gruppfördröjningsmatchning mellan ramar under användande av ett förutbeståmt approximationskriterium. Detta utförs företrädesvis genom att först skatta gruppfördröjrlingﬁn Utifrån minst en annan ram och sedan beräkna den spektrala fasen genom att åtminstone approximativt matcha gruppfördröjningen för den felaktiga spektrala komponenten med den skattade giuppfördröjningen. 10 15 20 25 30 527 669 8 En spektral amplitudkomponent kan predikteras baserat på matchning av energin hos spektrala koefﬁcienter i den betraktade ramen med energin hos motsvarande spektrala koefﬁcienter i minst en annan ram.

I fallet med transformkodning, där kodningskoefﬁcienterna är komplexa spektrala transformkoefﬁcienter, skattas en ny komplex spektral .kodningskoefficient för en viss frekvensavdelning företrädesvis genom att prediktera den spektrala amplituden och fasen var för sig och sedan kombinera den predikterade spektrala arnplituden och fasen till en ny komplex spektral kodningskoefﬁcient. Spektral energimatchning och grupp- fördröjningsmatchning kan då användas för att individuellt prediktera den spektrala amplitudkomponenten respektive den spektrala faskomponenten för den komplexa kodningskoefﬂcienten.

Det är underförstått att en felaktig kodningskoefñcient kan vara en delvis felaktig koefﬁcient eller en helt förlorad kodningskoefﬁcient. I mer 'avancerade feldetekteringsprotokoll kan det vara möjligt att särskilja fel i de minst signifikanta bitarna från fel i de mest signifikanta bitarna i en kodningskoefñcient och på detta sätt återanvända åtminstone delar av informationen.

Uppfinningen uppvisar följande fördelar: - Förbättrad felmaskering; - Optimalt utnyttjande av redundansen i den ursprungliga informationssignalen; - Generellt användbar i alla delbands- eller transformkodek- tillämpningar.

Andra fördelar med uppfinningen kommer att klargöras vid läsning av nedanstående beskrivning av utföringsformer av uppfinningen. 10 15 20 25 30 527 669 9 KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppﬁnningen, tillsammans med ytterligare syften och fördelar med denna, kan bäst förstås genom hänvisning till följande beskrivning läst tillsammans med de medföljande ritningama, i vilka: Fig.1 är en schematisk översikt av en konventionell källkodnings- tillämpning; Fig. 2A-H är schematiska diagram som visar olika exempel på utnyttjande av 'i både tids- och frekvenskorrelation av kodningskoefﬁcienter; Fig. 3 är ett schematiskt diagram av en möjligt överlappande ramuppdelning av insampel i tidsdomänen; Fig. 4 är ett schematiskt blockschema av ett exempel på en grundläggande transformbaserad kodare; Fig. 5 år ett schematiskt blockschema av ett exempel på en grundläggande transformbaserad avkodare med felmaskering; Fig. 6 är ett schematiskt blockschema över en felmaskeringsenhet enligt en föredragen utföringsfonn av uppfinningen; Fig. 7 är ett schematiskt blockschema av ett exempel på en grundläggande delbandskodare; Fig. 8 är ett schematiskt blockdiagram över ett exempel på en grundläggande delbandsavkodare med felmaskering; _Fig. 9A-B är schematíska diagram som visar fasextrapolering baserat på gruppfördröjningsmatchning; och 10 15 20 25 30 527 669 10 Fig. 10 är ett schematiskt blockdiagram över en estimator för komplexa koefﬁcienter enligt en föredragen utföringsforrn av uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING Samma referensbeteckningar kommer att användas för motsvarande eller liknande element i ritningarna.

För bättre förståelse av uppfinningen kan det vara användbart att börja med en kort översikt av en vanlig källkodningstillämpning som involverar överföring av kodad information över en kommunikationskanal. Som tidigare nämnts, är en kodek en sammansatt anordning, krets eller datorprogram som kan bearbeta en informationsström och som i allmänhet innefattar en .kodningsdel och en avkodningsdcl. Kodekar används ofta för komprimering/ dekomprimering av information såsom audio- och videodata för effektiv överföring över bandbreddsbegränsade kommunikationskanaler.

I de ﬂesta audio- och videokodekar enligt teknikens ståndpunkt analyseras varje ram hos insignalen i frekvensdomänen. Resultatet av denna analys kodas och överförs. På mottagarsidan återskapar ett syntesförfarande signalen i tidsdomänen.

Det grundläggande konceptet vid frekvensdomänkodning är att dela upp spektrumet i frekvensband eller komponenter, vanligen kallade frekvensavdelningar, under användande av en ﬁlterbank eller en blocktransformanalys. Efter kodning och avkodning kan dessa frekvensavdelningar användas för att återsyntetisera en kopia av insignalen, antingen genom ñlterbanksummering eller en inverstransform.

Två välkända typer av kodekar som tillhör klassen frekvensdomänkodekar är delbandskodekar och transformkodekar. Den grundläggande principen för båda typer av kodekar år uppdelningen av spektrumet i frekvensavdelningar.

Vid delbandskodning används en ﬁlterbank för att dela upp insignalen i ett antal relativt breda frekvensband. Vid transformkodning, å andra Sidan. 10 15 20 25 30 527 669 ll används en blocktransformation för att åstadkomma en mycket finare frekvensupplösning.

Ett gemensamt karaktärsdrag för dessa kodekar är att de verkar på sampelblock: rarnar. Kodningskoefﬂcientema som resulterar från en transformanalys eller en delbandsanalys av varje ram kvantiseras, kodas och “överföra På mottagarsidan avkodas de kodade och kvantiserade kodnings- koefﬁcienterna för att återskapa den ursprungliga informationen.

Med hänvisning till Fig. l utför kodaren 10 en kodningsprocess för att transformera informationsströmmen till kodad form, typiskt som kvantiserade och kodade kodningskoefﬁcienter. Den kodade informationen vidarebefordras sedan till ett kanalbehandlingsblock 20 för att omvandla den kodade informationen till lämplig form för överföring över kommunikations- kanalen. På mottagarsidan behandlas normalt den inkommande bitströmmen av kanalbearbetningsblocket 30, vilket kan utföra demultiplexering och feldetektering. Vid till exempel paketbaserad kommunikation kan paketen kontrolleras för bitfel genom att utföra CRC (Cyclic Redundancy Check) tester eller ekvivalent feldetektering. Ofta slängs paket med felaktiga kontrollsummor. För att motverka effekten av fel som introduceras i paketen under överföringen utnyttjas ofta ett felmaskeringsblock i avkodningsprocessen hos block 40 för maskering av felaktiga eller saknade kodningskoefﬁcienter genom att skatta nya ersättningskoefﬁcienter. Avkodningsblocket 40 utför sedan en syntesprocess icke-felaktiga skattade på de koefﬁcienterna och de ersåttningskoefﬁcientema för att återskapa den ursprungliga informationen.

'Uppñnningen avser en speciellt utformad teknik för felmaskering i frekvensdomånen som baseras på iden att maskera en felaktig kodningskoefñcient genom utnyttjande av kodningskoefﬁcientkorrelation i både tid och frekvens. Tekniken kan tillämpas på all information, såsom audio-, video- och bilddata, som är komprimerad till kodningskocfñcienter och överförs under dåliga kanalförhållanden. Felmaskeringstekniken enligt 10 15 20 25 30 527 669 12 uppﬁnningen utnyttjar redundans hos informationssignalen i både tid och frekvens, och erbjuder möjligheten att utnyttja redundansen såväl mellan ramar som inom ramar.

Det finns många möjligheter att utnyttja tids- och frekvens- korrelationen/ beroendet hos kodningskoefñcienterna. För att skatta en ny kodningskoefﬁcient att användas istället för en felaktig eller förlorad koefﬁcient är det önskvärt att analysera och bestämma hur fas och/ eller amplitud utvecklas över tiden (mellan ramar) och också hur fas och/ eller -amplitud utvecklas med avseende på frekvensen. Detta kallas också ibland för horisontell korrelation / beroende respektive vertikal korrelation / beroende.

Det är till exempel möjligt att för en given felaktig koefñcient skatta en ny kodningskoefﬁcient baserat på kodningskoefñcienter från samma ram som den felaktiga kodningskoefﬁcienten tillsammans med koefñcienter från en eller ﬂera föregående och/eller efterföljande ramar. En annan möjlighet är att använda multipla koefﬁcienter från var och en av ett antal föregående och /eller efterföljande ramar. Diagonala mönster av koefﬁcíentberoende i tid och frekvens kan också utnyttjas.

Det bör inses att användandet av kodningskoefﬁcienter från en eller ﬂera efterföljande ramar i allmänhet introducerar en fördröjning, vilken i beroende av tillämpningen kan vara acceptabel eller inte. Det är i allmänhet naturligtvis möjligt att använda inte bara icke-felaktiga kodningskoefﬁcienter utan också tidigare skattade ersåttningskoefﬁcienter.

Fig. 2A-H är schematiska diagram som visar olika exempel på utnyttjande av både tids- och frekvenskorrelation mellan kodningskoefﬁcienter. Det bör inses att många andra varianter är möjliga, i beroende av designval, önskad 'berälmingskomplexítet och så vidare. lO 15 20 25 30 527 669 13 I det förenklade schemat i Fig. 2A antas att en felaktig kodningskoefficient (indikerad med ett kryss) har detekterats för en given frekvensavdelning ki 'ett givet block eller ram m. Fig. 2A visar ett grundläggande exempel i vilket den betraktade felaktiga koefﬁcienten ersätts baserat på den tidigare koefñcienten för samma frekvensavdelning tillsammans med koeñicienter för två närliggande avdelningar inom samma ram som den betraktade felaktiga koefficienten. Detta är ett grundläggande exempel på utnyttjande av koefñcientberoende i både tid och frekvens. Användandet av kodningskoefﬁcienter från samma ram som den felaktiga kodnings- koefñcienten kallas ibland för intra-rambaserad koefﬁcientkorrelation och är ett specialfall av den mer generella frekvenskorrelationen. På liknande sätt kallas användandet av koefﬁcienter från en eller flera föregående och/ eller efterföljande ramar för inter-rambaserad korrelation eller tidskorrelation.

Principen för maskering av en felaktig kodningskoefñcient baserat på. såväl inter-ram som intra-rambaserad koefñcientkorrelation är särskilt användbar.

Fig. 2B visar ett exempel pà successiva felaktiga koefﬁcienter i samma avdelning. Här antas att den felaktiga koefﬁcienten i ram m har ersatts av en ny skattad ersättningskoefﬁcient, till exempel som visas i Fig. 2A. I nästa ram m+1 har den felaktiga koefñcienten ersatts baserat pä ersättningskoefﬁcienten (indikerad med ett inringat streckat kryss) för samma frekvensavdelning i föregående ram m tillsammans med till exempel lkoefﬁcienterna för två närliggande avdelningar inom samma ram som den betraktade felaktiga koefﬁcienten. Det kan vara önskvärt att kunna anpassa inﬂytandet av skattade ersättningskoefﬁcienter jämfört med icke-felaktiga koefﬁcienter. Detta kan åstadkommas genom att tillhandahålla viktningsfaktorer som kan variera i beroende av om koefﬁcienterna är icke- felaktiga överförda koefñcienter eller skattade ersättningskoefñcienter, och även i beroende av ”avståndet” i tid (d.v.s. antalet ramar) och / eller frekvens (d.v.s. antalet avdelningar) från den betraktade felaktiga koefñcienten. 10 15 20 25 30 527 669 14 Fig. 2G visar ett exempel där flera av kodningskoefﬁcienterna i den aktuella ramen är felaktiga. I detta fall används den icke-felaktiga kodningskoefﬁcienten i den aktuella ramen tillsammans med såväl den föregående koefñcienten för samma frekvensavdelning såväl som koefñcienter för andra frekvensavdelningar i föregående ram. Denna process -upprepas vanligen för var och en av de felaktiga koefñcienterna hos den aktuella ramen tills alla har ersatts med nya koefficienter.

Fig. 2D visar ett exempel där ﬂera kodningskoefﬁcienter i mer än en föregående ram betraktas tillsammans med koefﬁcienter inom den aktuella ramen.

Fig. 2E visar ännu ett exempel där koefficientema för samma frekvensavdelning från ﬂera föregående ramar används tillsammans' med koefñcientema för ﬂera avdelningar inom den aktuella ramen.

Fig. 2F visar ett exempel med ett diagonalt korrelationsmönster.

Fig. 2G visar ett grundläggande exempel där en koefﬁcient för samma avdelning i en efterföljande ram används tillsammans med koefñcienterna för två intilliggande avdelningar inom samma ram som den betraktade felaktiga koefﬁcienten. Detta innebär att när en felaktig koefñcient detekteras inom en given ram måste felmaskerings algoritmen vänta tills nästa ram för att komma åt koefñcienterna i efterföljande ram. Detta introducerar uppenbarligen en fördröjning över en ram och antar även att koefﬁcienten i samma avdelning i den efterföljande ramen är en icke- ' felaktig/ återskapad koefﬁcient.

Fig. 2H visar ett annat exempel med en fördröjning över två ramar, där ett antal koefñcienter inom samma ram som den betraktade felaktiga koefﬁcienten används tillsammans med så många icke- felaktiga/ återskapade koefﬁcienter som möjligt i de två direkt efterföljande ramarna. 10 15 20 25 30 527 669 15 Uppﬁnningen kommer nu att beskrivas i mer detalj, huvudsakligen med hänvisning till transform- och delbandskodekar. För mer detaljerad information om delbands- och transformkodekar innefattande information om bitallokering, stegstorlek och decimering, hänvisas till [9].

Som visas i Fig. 3 kan varje analysram m utgöras av möjligen överlappande block av insampel x(n) i tidsdomänen. Fig. 4 är ett schematiskt blockdiagram av ett exempel på en enkel transformkodek. Som synes multipliceras varje 'block x(m, n) hos insignalen med en viktningsfunktion h.(n) och transformeras sedan i frekvensdomånen genom användning av en FFT-enhet (Fast Fourier Transform) 12. Det inses naturligtvis att en FFT-baserad kodare bara år ett exempel och att andra typer av transforrner kan användas, till exempel MDCT (Modiﬁed Discrete Cosine Transform). De erhållna komplexa koefﬁcienterna y(m, k) i frekvensdomänen som är indexerade med frekvensavdelningsnumret k kvantiseras av kvantiseraren 14 till kvantiserade komplexa koefﬁcienter yq(m, k). De kvantiserade koefﬁcienterna kodas sedan och multiplexeras av block 16 till en multiplexerad informationsström. Den resulterande ramindelade bitströmmen paketeras -sedan av block 18 och överförs slutligen till avkodaren på mottagarsidan.

Som visas i Fig. 5 depaketeras den inkommande bitströmmen på mottagarsidan av block 32, vilket producerar såväl en rambitström som en indikator bﬁ(m) för ”dålig ram” för varje ram m. Indikatorn för ”dålig ram” kan vara ett resultat av en CRC-kontroll eller detektering av ett förlorat paket. Rambitströmmen och motsvarande indikator för ”dålig ram”. vidarebefordras till block 42, vilket utför demultiplexering och avkodning för att extrahera kvantiserade komplexa transformkoefﬁcienter. Om inga fel detekteras inverstransformeras de kvantiserade koefﬁcientema helt enkelt i den IFFT-enhet (InversFFT) 46 för att åstadkomma en tidsdomånsignal som multipliceras med en fönsterfunktion w(n) och överlapp-adderas i överlapp- adderingsenheten 48 för att återskapa en avkodad signal xq(n) i tidsdomänen. 10 15 20 25 30 527 669 16 I beroende av hur kodade data multiplexeras och paketeras kan data relaterade till en ram vara delvis eller helt förlorade. Detta har som effekt att 'åtminstone delar av de spektrala koefﬁcienterna kan vara felaktiga.

Demultiplexering av indikatorn bﬁ(m) för ”dålig ram” fastställer vilka kodningskoefﬁcienter som är felaktiga och därmed ger upphov till en indikator bci(m, k) för ”dålig koefﬁcient”. Enligt en föredragen utföringsform av uppfinningen mottar därför felmaskeringsenheten (ECU) 44 en indikation bci(m, k) av vilka spektrala koefñcienter som är felaktiga eller förlorade, utöver de extraherade icke-felaktiga spektrala koefñcienterna yq(m, k).

Baserat på indikatorn bci(m, k) ersätter felmaskeringsenheten 44 de spektrala koefﬁcienter som är indikerade som felaktiga eller förlorade med nya spektrala koefñcienter.

Fig. 6 är ett schematiskt blockdiagram över en felmaskeringsenhet 44 enligt en föredragen utföringsform av uppfinningen. Baserat på indikatorn för "dålig koefﬁcient” för alla frekvensavdelningar k i ram m verkar de logiska enheterna 52 och 54 för att särskilja felaktiga koefﬁcienter från icke-felaktiga koefﬁcienter. Företrädesvis är indikatorn bcí(m, k) för ”dålig koefﬁcient” boolsk. När det inte ﬁnns några kanalfel sätts indikatorn alltid till FALSK, vilket innebär att felmaskeringsenheten 44 helt enkelt skickar ut sin insignal, d.v.s. jfq(m,k)= yq(m,k). Å andra sidan, när en dålig eller saknad koefﬁcient detekteras sätts indikatorn till SANN, vilket innebär att Ykoefﬁcienten ersätts av utsignalen från estimatom 56. Ibland måste estimatorn alltid arbeta för att hålla sitt interna minnestillstånd uppdaterat, så det är bara dess utsignal som överbryggas som ersättare. Indikatom bci(m, k) tjänar därmed till att välja vilka spektrala koefﬁcienter som måste ersättas av de av estirnatorn 56 skattade spektrala koefﬁcienterna. I det följande betecknas uppsättningen av index k för de felaktiga spektrala koefñcienterna i ram m med S={k, så att bci(m, k)=SANT}. En rekombinations- enhet 58 tar emot och ordnar de skattade ersättningskoefﬁcienterna och de icke-felaktiga kocfñcienterna för ram m för utsígnalering. 10 15 20 25 30 527 669 17 För generalitetens skull kommer nu även fallet med en delbandskodek att kortfattat illustreras med hänvisning till Fig. 7 och 8.

Fig. 7 är ett schematiskt blockdiagram över ett exempel på en grundläggande delbandskodare. I en delbandskodare används en bank av filter 12-1 till 12- _N för att dela upp insignalen i ett antal N frekvensband, av vilka vart och ett normalt är lågpassöversatt till nollfrekvens för att generera en motsvarande kodningskoefñcient yq(m, k). De erhållna koefﬁcienterna y(m, k) indexerade med avdelningsnumret k kvantiseras sedan separat av en uppsättning kvantiserare 14-1 till 14-N till kvantiserade komplexa koefﬁcienter yq(m, k).

De kvantiserade koefﬁcienterna kodas sedan och multiplexeras av block 16 och paketeras därefter av block 18 innan överföring till avkodaren på mottagarsidan.

Som visas i Fig. 8 depaketeras den inkommande bitströmmen på mottagarsidan av block 32, vilket åstadkommer såväl en rambitström som I' en indikator bﬁ(m) för ”dålig ram” för varje ram m. Rambitströmmen och indikatom för ”dålig ram” vidarebefordras till block 42, vilket utför demultiplexering och avkodning för att extrahera kvantiserade komplexa transformkoefñcienter och en indikator bci(m, k) för ”dålig koefñcient". Om inga fel detekteras, översätts de kvantiserade koefﬁcienterna helt enkelt tillbaka till sina ursprungliga frekvenspositioner av en bank av filter 46-1 till 46-N och summeras för att ge en approximation xq(n) av den ursprungliga signalen. Under dåliga kanalförhållanden, när fel uppträder under överföringen, mottar felmaskeringsenheten 44 en indikation bci(m, k) på vilka spektrala koefñcienter som är felaktiga utöver de extraherade icke-felaktiga -koefﬁcienterna yq(m, k). Baserat på indikatorn för ”dålig koefﬁcient” ersätter felmaskeringsenheten 44 de koefñcienter som indikeras som dåliga eller saknade med nya spektrala koefﬁcienter, på liknande sätt som beskrivits OVaIl.

Utan att förlora i generalitet, kommer nu några exempel på användning av kombinerad tids- och frekvenskorrelation att beskrivas för fallet med 10 15 20 25 30 527 669 18 komplexa kodningskoefñcienter. Det bör dock inses att några av de grundläggande underliggande principerna för utnyttjande av koefﬁcientkorrelation i såväl tid som frekvens beskrivna nedan också kan tillämpas på envärda kodningskoefﬁcienter. Utöver detta, fokuserar vi i huvudsak på utföringsformer för realtidstillämpningar som kräver små fördröjningar eller inga fördröjningar alls. Därför betraktas enbart föregående ramar vid skattning av nya kodningskoefﬁcienter i följande exempel.

Arnplimd- och faspredikteñng I denna utföringsform predikteras amplitud och fas företrädesvis var för sig och kombineras sedan. Amplituden och fasen för spektrumet förhåller sig till de spektrala koefﬁcientema enligt följande relationer: Y., = JR=o»,>* + Imomnam* øq (m, k) = arctan(lm(yq (m, k)) I Re( y q (m, k))) Prediktorn predikterar sedan amplituden f; (m, k) och fasen óq(m,k) och »kombinerar dem sedan för att erhålla den predikterade spektrala koefﬁcienten: y,(m,k) = Y,,(m,k)c0s(«;»q(m,k)) + jx“ç,(m,k)sin(q3,,(m,k)) .

Amplitudpredikteríng Konventionellt sett baseras ofta amplitudprediktering på en enkel upprepning av den tidigare avdelningsamplituden: Y,(m,k)=Yq(m-1,k).

Detta har nackdelen att om till exempel en audiosignal har en minskande magnitud så leder predikteringen till en överskattning vilken kan uppfattas dåligt. 10 15 20 25 527 669 19 Ett mer avancerat schema enligt föreliggande uppfinning utnyttjar redundansen i både tid och frekvens, vilket tillåter bättre prediktering av den spektrala magnituden. Till exempel kan den predikterade spektrala magnituden skrivas som: Y.,=ﬁ, där G(m) är en adaptiv förstärkning som erhålls genom att matcha energin hos icke-felaktiga/återskapade spektrala koefﬁcienter i den aktuella ramen med motsvarande spektrala koefñcienter i föregående ram, faktorn y är en dämpningsfaktor, O<ß1 t.ex. 7=0, 9. Ett exempel på energimatchning kan vara att beräkna den adaptiva förstärkning enligt: Xrqurtky kcS Zyqpn-Lky ' klS G(m) = Andra typer av spektrala energirnatchningsmått kan användas utan att avvika från den grundläggande uppﬁnningstanken.

I en annan utföringsform kan förstärkningen G(m) skattas för ﬂera spektralband genom att gruppera de spektrala koefﬁcienterna i delband och 'skatta förstärkningen ivarje delband. Delbandsgrupperingen kan vara på en likformig skala eller en Bark-skala som motiveras av psykoakustik. Den adaptiva förstärkningen i delband l skattas därför av: Znomkf kedelband (I) keS 22,011 -1,k)* kedzlbandﬂ) kQS G(m,l) = Den predikterade amplituden hos de spektrala koefﬁcienterna i -frekvensdelband l ges därmed av: 10 15 20 25 30 527 669 20 Yq(m,k) = G(m,l) - Yq(m -1,k), k e aezbanau).

Den skattade förstärkningen på varje spektralband tjänar mycket på .utjämning i såväl tidsdomänen (utjämning i m) som frekvensdomänen (utjämning i l) genom användning av till exempel lågpassﬁltrering i tids- och frekvensdomänen eller en polynomanpassning i frekvensdomänen och lågpassﬁltrering i tidsdomänen.

Delbandsutföringsformen är speciellt användbar om de saknade spektrala koefﬁcienterna är jämnt fördelade över frekvensaxeln. I vissa situationer kan alla de spektrala koefñcienterna för en tidigare tilldelad delbandsgruppering vara förlorade. I det fallet är det möjligt att slå samman närliggande delbandsgrupperingar eller bestämma den förstärkning som är associerad med delbandet som medelvärdet av den skattade förstärkningen i de närliggande delbanden. En annan strategi innefattar återanvändning av förstärkning d.v.s. G(m, l)=G(m-1, frekvensdomänﬁltrerad version d.v.s. G(m,l)=Z f(l)G(m-1,l- p). Andra P föregående l), eller en strategier kan naturligtvis användas utan att frängå den grundläggande idén.

För fallet när alla spektrala koefﬁcienter är förlorade kan matchningen av den adaptiva förstärkningen skattas antingen genom att använda de föregående två ramarna eller genom att använda föregående matchning av _adaptiv förstärkning, d.v.s. G(m, l)=G(m-1, l).

Mer sofistikerade men komplexa medel kan användas för förstärkningsprediktering En linjär adaptiv förstärkningsprediktor kan till exempel användas. Predikteringen kan då göras enligt: ñmk) = 2A,,,(m,k>1í,, .LP --L...L 10 15 20 25 30 527 669 21 där prediktorkoefñcienterna AP, (m, k) anpassas adaptivt med hjälp av någon minsta-fel-metod såsom minsta-kvadrat-anpassning.

Fasprediktering Faspredikteringen är mer kritisk därför att om fasen hos de predikterade spektrala koefñcientema ligger långt ifrån den verkliga så leder en felanpassning av fasen hos de överlappande delarna till allvarliga hörbara 'bieffekten I artikeln ”Improved Phase Vocoder Time-Scale Modiﬁcation of Audio” av Laroche och Dolson [10] nämns att i fallet med tidsutdragande fas- vokoder så är en av orsakerna till bieffekter bristen på faskoherens.

Företrädesvis använder den faspredikteringsteknik som föreslås enligt uppfinningen redundans hos informationssignalen i både tid och frekvens.

En särskilt fördelaktig modell gruppfördröjningsmatchning. Detta kommer från observationen i baseras på approximativ audiotillämpningar att för en stationär ensam ton är derivatan av fasen med avseende på frekvensen d.v.s. gruppfördröjningen, approximativt konstant .över tiden. Detta bekräftas teoretiskt för en komplex ton med konstant amplitud: jmorwjøo x(m,n)=A~e x(m +1 n) = A - ej“'°"”'°'“"j'”°L å där L är mängden överlappning.

Den fönster-baserade DFT-transformen (Discrete Fourier Transform) av båda signalsektionerna ges av: X(m,w) = Amw - wgef* x(m +1,w) = Amf» - wo )ef°'°*f°'-=L 10 '15 20 25 30 527 669 22 och det inses lått att gruppfördröjningen för båda signalsektionerna år . densamma âargX(m,a>) = öargX(m+l,m) = âargHwl-cuo) am am am ' vilket visar att gmppfördröjningen är konstant och ej beroende av m. Detta förhållande kan visas gälla approximativt för multipla toner i beroende av hur bra undertryckningsbandet (eng. window rejection band) år.

Därmed tillåter skattningen av derivatan av fasen från föregående ram skattning av de saknade spektrala koefﬁcienterna genom extrapolering.

Ett enkelt sätt att utföra fasprediktering baserat på gruppfördröjningsmatchning år att först skatta derivatan av fasen i föregående ram. Detta kan göras genom användande av enkla finita skillnader: Aço(m -1,k) = ø(m -l,k)- Andra sätt att erhålla en skattning av gruppfördröjningen kan naturligtvis också användas. Tanken är då att approximativt återställa samma 'gruppfördröjning för varje saknad spektralkomponent. Detta kan uppnås genom att beräkna de predikterade faserna så att de minimerar en felfunktion, till exempel: Zwtfo-(øoft/ø-øoftk-li-Aøon-Lknï I: där de okända parametrarna år ø(m,k) sådana att k e S , d.v.s. fasen för de saknade spektrala koefñcienterna, och W (k) år positiva viktningskoefficienter. 10 15 20 25 30 527 669 23 Det år fördelaktigt att sätta viktningskoefñcienterna proportionellt mot storleken på spektrumet för föregående ram, eller den predikterade storleken för den aktuella ramen, eller ett utjämnat spektralt envelopp. Detta gör det möjligt att betona vikten av de spektrala topparna och att filtrera bort dåliga skattningar av fasderivatan som introduceras av brus i de spektrala dalarna.

Med andra ord, fasprediktionen baseras företrädesvis på skattning av gruppfördröjningen från minst en annan (föregående) ram och bestämning av spektralfasen för den felaktiga koefñcienten så att gruppfördröjníngen associerad med den felaktiga koefﬁcienten kommer så nåra den skattade gruppfördröjningen som möjligt enligt någon approximeringskriterium.

Ett exempel på en lösning i fallet med W(k)=1 ges. Som visas i Fig. 9A-B ligger de förlorade koefñcienterna mellan avdelning K och avdelning K+N.

*Minimeringen av felkriteriet leder till följande rekursiva lösning för den extrapolerade-predikterade fasen: Ö(m,k) = ç25(m,k -l)+Aø(m-1,k)+Aq>c, k =K+l,...,K +N-1, NP. = (1/N)'($(M,K+N)- I denna lösning är det ganska uppenbart att çö(m,K) = starta rekursionen.

För fallet när alla spektrala koefñcienter har förlorats används en sekundär fasprediktor för att tillåta initiering av ovanstående rekursion.

Mer sofistikerade, men mer komplexa medel kan användas för fasprediktering utan att avvika från den grundläggande iden med gruppfördröjningsmatchning/ bevarande, till exempel med ytterligare 10 15 20 25 527 669 24 utnyttjande av redundanser i tidsdomänen med gruppfördröjnings- bevarande.

Fig. 10 år ett schematiskt blockdiagram över en estimator för komplexa koefñcienter enligt en föredragen utföringsform av uppfinningen. Estimatorn 56 innefattar huvudsakligen en lagringsenhet 60 för lagring av kodningskoefﬁcienter tillhörande ett valbart antal ramar och en enhet 70 för utförande av de nödvändiga beräkningarna för att skatta nya 'ersättningskoefﬁcienten Lagringsenheten 60 tar emot de extraherade koefﬁcientema för den aktuella ramen och lagrar dessa tillsammans med icke-fe1aktiga/ återskapade kodningskoefñcienter tillhörande en eller tidigare ramar. Beräkningsenheten 70 tar emot information S om vilken koefﬁcienter som skall skattas, och beräknar motsvarande ersâttningskoefﬁcienter baserat på de lagrade koefﬁcienterna tillgängliga från lagringsenheten 60.

Enligt en föredragen utföringsform av uppfinningen, anpassad för komplexa transformkoefﬁcienter, innefattar berâkningsenheten 70 en amplitud- skattningsenhet 72 som arbetar baserat på de tidigare beskrivna energimatchningsprincipema, en fasskattningsenhet 74 som arbetar baserat “på de tidigare beskrivna principerna för matchning av gruppfördröjning såväl som en kombinationsenhet 76 för kombinering av de skattade fas- och amplitudkomponentema till komplexa koefñcienter.

Det bör dock inses att de av uppfinningen föreslagna avancerade fas- och amplitudskattningsteknikerna kan användas oberoende av varandra. Fasen kan till exempel skattas baserat på gruppfördröjningsmatchning som indikerats ovan, med en enklare amplitudskattning. Å andra sidan kan amplituden skattas baserat på matchning av spektral energi såsom indikerats ovan, med en enklare fasskattning. 10 15 20 527 669 25 Direkt koeﬁcientprediktering 'l denna utföringsform predikteras komplexa spektrala koefﬁcienter direkt.

Prediktorns utresultat j, (m,k) är företrädesvis beroende av åtminstone den föregående spektrala koefficienten/ -erna för samma frekvensavdelning såväl som av föregående och/ eller aktuella spektrala koefficienter för andra avdelningar.

Generellt kan detta representeras av en tidsberoende adaptiv prediktorfunktion f,,,_,, sådan att: íqÜnsk) = fm,k(Xq(m°'I)=-~~>ZI (m"q)vy(makl)ßy(møkl)ß-°°=y(m>kp))a där kl,k2,...,k,, betecknar index för de icke-felaktiga spektrala koefﬁcientema.

Prediktorfunktionen kan till exempel anta formen av en linjär prediktor.

Ovan beskrivna utföringsformer ges enbart som exempel och det bör inses att föreliggande uppñnning inte år begränsad till dessa. Ytterligare modifieringar, förändringar och förbättringar vilka bibehåller de underliggande principerna som beskrivs och för vilka patentskydd yrkas ligger inom ramen för uppfinningen. 10 15 20 25 527 669 26 REFERENSER [1] S.J. Godsill, P.J. Rayner, ”Digital Audio Restoration”, Springer, 1998. [2] J. J. K. O Ruanaidh, W. J. Fitzgerald, “Numerical Bayesían Methods 'Applied to Signal Processing”, Springer 1998. [3] R. Veldhuis “Restauration of lost samples in digital signals", Prentice Hall, 1990. [4] J. Herre, E. Eberlein, ”Error Concealment in the spectral domain", 93ff1 AES Convention, 1992 Oct, 1-4, preprint 3364. [5] J. Herre, E. Eberlein, ”Evaluation of concealment techniques for compressed digital audio", 94th AES Convention, 1993 Oct, 1-4, preprint , 3364. [6] Us-e 421 802-131 [71 EP-o 574 288-131 [s] Us-e 351 728-131 [9] A. M. Kondoz, “Digital Speech: Coding For Low Bit Rate Communication", Wiley (1994), pp. 123-128. '[10] J. Laroche, M. Dolson, “Improved Phase Vocoder Time-Scale Modiñcation of Audio”, IEEE transactions on speech and audio processing, 323-332, Vol. 7, No 3, May 1999.

Claims

10 15 20 25 30 527 669 27 PATENTKRAV

1. Förfarande för felmaskering i frekvensdomånen för information som på ram-till-ram basis representeras av kodningskoefficienter på ram-till-ram basis, kännetecknat av maskering av en felaktig kodningskoefﬁcient i en ram genom utnyttjande av korrelation mellan kodningskoefñcienter i både tid och frekvens. \

2. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomånen enligt krav 1, i vilket den felaktiga kodningskoefﬁcienten år åtminstone en av en delvis felaktig kodningskoefﬁcient och en helt förlorad kodningskoefﬁcient.

3. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 1, i vilket kodningskoefñcienterna är kvantiserade kodningskoefﬁcienter.

4. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 1, i vilket steget maskering av en felaktig kodningskoefﬁcient innefattar stegen: skattning av en ny kodningskoefﬁcient baserat på minst en annan 'kodningskoefﬁcient inom samma ram som den felaktiga kodnings- koefficienten och minst en kodningskoefﬁcient från minst en annan ram; ersättande av den felaktiga kodningskoefñcienten med den nya kodningskoefﬁcienten.

5. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomånen enligt krav 4, i vilket informationen representeras av kodningskoefñcienter för ett antal frekvensavdelningar, och den felaktiga kodningskoefficienten detekteras för . en viss frekvensavdelning i en ram, och en ny kodningskoefﬁcient för frekvensavdelningen skattas åtminstone delvis baserat på minst en kodningskoefﬁcient för minst en annan frekvensavdelning i ramen.

6. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 5, i vilket den nya kodningskoefñcienten för frekvensavdelningen skattas även baserat 10 15 20 25 30 i 527 669 28 på minst en kodningskoefﬁcient för samma frekvensavdelning i minst en f 81111811 fam.

7. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomånen enligt krav 6, i vilket den nya kodningskoefficienten för frekvensavdelningen skattas även baserat på minst en kodningskoefﬁcient för minst en annan frekvensavdelning i minst en annan ram.

8. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 1, i vilket steget maskering av en felaktig kodningskoefﬁcient innefattar stegen skattning av en ny kodningskoefñcient och ersättande av den felaktiga kodningskoefﬁcienten med den nya kodningskoefﬁcienten, där steget skattning av en ny kodningskoefﬁcient innefattar steget prediktering av en spektral faskomponent baserat på en approximativ gruppfördröjnings- matchning mellan ramar under användande av ett förutbeståmt approximeringskriterium.

9. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 8, i vilket steget prediktering av en spektral faskomponent innefattar stegen: skattning av gruppfördröjning utifrån minst en annan ram; och beräkning av den spektrala fasen genom att åtminstone approximativt matcha den gruppfördröjning som är associerad med den nya spektrala “komponenten motden skattade gruppfördröjningen.

10. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomânen enligt krav 1, i vilket steget maskering av en felaktig kodningskoefﬁcient innefattar stegen skattning av en ny kodningskoefﬁcient och ersättande av den felaktiga kodningskoefﬁcienten med den nya kodningskoefﬁcienten, där steget skattning av en ny kodningskoefñcient innefattar steget prediktering av en spektral amplitudkomponent baserat på spektral energimatchning mellan ramar. 10 15 20 25 30 527 669 29

11. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 10, i vilket steget prediktering av en spektral amplitudkomponent innefattar stegen: beräkning av en viktningsfaktor genom att matcha energin hos spektrala koefñcienter i samma ram som den felaktiga kodningskoefñcienten med energin hos motsvarande spektrala koefñcienter i minst en annan ram; beräkning av den spektrala amplituden baserat på den spektrala amplituden för samma frekvensavdelning i nämnda minst en annan ram, och viktningsfaktorn.

12. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 4, i vilket nämnda minst en annan ram innefattar minst en föregående ram.

13. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 4, i vilket nämnda minst en annan ram innefattar minst en efterföljande ram. -

14. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 1, i vilket kodningskoefﬁcienterna är komplexa spektrala transforrnkoefﬁcienter.

15. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 14, i vilket en ny komplex spektral kodningskoefñcient för en viss frekvensavdelning skattas genom prediktering av spektral amplitud och fas var för sig och efterföljande kombinering av den predikterade spektrala amplituden och fasen till en ny komplex spektral kodningskoefﬁcient.

16. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 15, i vilket den spektrala amplituden predikteras baserat på den spektrala amplituden för samma frekvensavdelning i minst en annan ram, samt en viktningsfaktor, där nämnda viktningsfaktor beräknas genom matchning av energin hos spektrala koefñcienter i nämnda ram med energin hos motsvarande spektrala koefñcienter i nämnda minst en annan ram.

17. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 15, i vilket den spektrala fasen predikteras genom skattning av gruppfördröjning utifrån 10 15 20 25 30 527 669 30 minst två spektrala faskomponenter i minst en annan ram, och beräkning av den spektrala fasen genom att åtminstone approximativt matcha den gruppfördröjning som år associerad med den nya spektrala koefﬁcienten med den skattade gruppfördröjningen.

18. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 14, i vilket en ny komplex spektral kodningskoefﬁcient predikteras direkt. _

19. Förfarandet för felmaskering i frekvensdomânen enligt krav 1, i vilket informationen innefattar åtminstone en av audio-, video-, och bilddata.

20. Anordning för felmaskering i frekvensdomånen för information som på ram-till-ram basis representeras av kodningskoefﬁcienter, kännetecknar! av organ (44) för maskering av en felaktig kodningskoefñcient i en ram baserat på korrelation mellan kodningskoefﬁcienter i både tid och frekvens.

21. Anordningen för felmaskering i frekvensdomânen enligt krav 20, i vilken den felaktiga kodningskoefﬁcienten år åtminstone en av en delvis felaktig kodningskoefﬁcient och en helt förlorad kodningskoefﬁcient.

22. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 20, i vilken nämnda organ för maskering av en felaktig kodningskoefñcient innefattar: organ (56) för skattning av en ny kodningskoefﬁcient baserat på minst en annan kodningskoefﬁcient inom samma, ram som den felaktiga kodningskoefﬁcienten och minst en kodningskoefñcient i minst en annan ram; och organ (56, 58) för ersåttande av den felaktiga kodningskoefﬁcienten med den nya kodningskoefﬁcienten.

23. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 22, i vilken informationen representeras av kodningskoefﬁcienter för ett antal frekvensavdelningar, och den felaktiga kodningskoefﬁcienten detekteras för 10 15 20 25 30 527 669 31 en viss frekvensavdelning i ramen, och nämnda skattningsorgan (56) är '_ anpassat för att skatta en ny kodningskoefñcient för frekvensavdelningen åtminstone delvis baserat på minst en kodningskoefﬁcient för minst en annan frekvensavdelning i ramen.

24. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 23, i vilken nämnda skattningsorgan (56) är anpassat för att skatta den nya kodningskoefﬁcienten för frekvensavdelningen även baserat pä minst en kodningskoefﬁcient för samma frekvensavdelning i minst en annan ram.

25. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 24, i vilken nämnda skattningsorgan (56) är anpassat att skatta den nya 'kodníngskoefñcienten för frekvensavdelningen även baserat på minst en kodningskoefﬁcient för minst en annan frekvensavdelning i minst en annan fam.

26. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 20, i vilken nämnda organ (44) för maskering av en felaktig kodningskoefﬁcient innefattar organ (56) för att skatta en ny kodningskoefﬁcient och organ (56, 58) för att ersätta den felaktiga kodningskoefñcienten med den nya kodningskoefﬁcienten, där nämnda organ (56) för skattning av en ny kodningskoefﬁcient innefattar organ (74) för prediktering av en spektral .faskomponent baserat på approximativ gruppfördröjningsmatchning mellan ramar under användande av ett förutbestämt approximeringskriterium.

27. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 26, i vilken nämnda organ (74) för prediktering av en spektral faskomponent innefattar: organ för skattning av gruppfördröjning från minst en annan ram; och organ för beräkning av den spektrala fasen genom att åtminstone approximativt matcha den gruppfördröjning som är associerad med den nya spektrala komponenten mot den skattade gruppfördröjningen. lO 15 20 25 30 527 669 32

28. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 20, i vilken nämnda organ för maskering av en felaktig kodningskoefﬁcient innefattar organ (56) för att skatta en ny kodningskoefﬁcíent och organ (56, 58) för att ersätta den felaktiga kodningskoefñcienten med den nya kodningskoefﬁcienten, där nämnda organ (56) för skattning av en ny 'kodningskoefﬁcient innefattar organ för prediktering av en spektral arnplitudkomponent baserat på matchning av spektralenergi mellan ramar.

29. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 28, i vilken nämnda organ för prediktering av en spektral amplitudkomponent innefattar: organ (72) för beräkning av en viktningsfaktor genom att matcha energin hos spektrala koefñcienter i samma ram som den felaktiga kodningskoefﬁcienten med energin hos motsvarande spektrala koefñcienter i minst en annan ram; och organ (72) för beräkning av den spektrala amplituden baserat' på den spektrala amplituden för samma frekvensavdelning i nämnda minst en annan ram, samt viktningsfaktorn.

30. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 22, i vilken nämnda minst en annan ram innefattar minst en föregående ram.

31. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 22, i vilken nämnda minst en annan ram innefattar minst en efterföljande ram.

32. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 20, i 'vilken kodningskoefﬁcienterna är komplexa spektrala transformkoefﬁcienter.

33. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 32, i vilken nämnda skattningsorgan (56) år anpassat för att skatta en ny komplex spektral kodningskoefﬁcíent för en given frekvensavdelning genom att prediktera spektral amplitud och fas var för sig och därefter kombinera 10 15 20 25 30 527 669 33 den predikterade spektrala amplituden och fasen till en ny komplex spektral kodningskoefñcient.

34. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 33, i vilken nämnda skattningsorgan (56) är anpassat för att prediktera den spektrala amplituden baserat på den spektrala amplituden för samma frekvensavdelning i minst en annan ram, samt en viktningsfaktor, där nämnda skattningsorgan (56) är anpassat för att beräkna viktningsfaktorn genom att matcha energin hos spektrala koefﬁcienter i nämnda ram med energin hos motsvarande spektrala koefñcienter i nämnda minst en annan fam .

35. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 33, i vilken nämnda skattningsorgan (56) är anpassat för att prediktera den spektrala fasen genom att skatta gruppfördröjningen från minst två spektrala faskomponenter i minst en annan ram och beräkna den spektrala fasen genom att åtminstone approximative matcha den gruppfördröjning som är associerad med den nya komponenten mot den skattade gruppfördröjningen.

36. Anordningen för felmaskering i frekvensdomånen enligt krav 32, i vilken en ny komplex spektral kodningskoefﬁcient.predikteras direkt.

37. Anordningen för felmaskering i frekvensdomänen enligt krav 20, i vilken nämnda information innefattar minst en av audio-, video- och bilddata.

38. En avkodare (40) innefattande anordning för felmaskering i frekvensdomänen enligt något av kraven 20-37.

39. En mottagare innefattande anordning för felmaskering i frekvensdomänen enligt något av kraven 20-37.